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Querverweis auf verwandte Anmeldungen
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Diese Anmeldung beansprucht den Nutzen des Prioritätsdatums der US-Anmeldung Nr. 13/837,796, die am 15. März 2013 eingereicht wurde, und deren Inhalt hiermit durch Bezugnahme in ihrer Gesamtheit mit aufgenommen wird.
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Hintergrund
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Diese Erfindung bezieht sich auf Schaltkondensator-Wandler und insbesondere auf effiziente Gate-Treiber für solche Wandler.
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Ein Schaltmodus-Leistungswandler ist eine bestimmte Art von Leistungswandler, der unter Verwendung eines Schaltnetzwerks durch Schalten von Energiespeicherelementen (d. h. Induktoren und Kondensatoren) in unterschiedliche elektrische Konfigurationen eine Ausgangsspannung erzeugt. Ein Schaltkondensator-Leistungswandler ist eine Art von Schaltmodus-Leistungswandler, der primär Kondensatoren zur Energieübertragung verwendet. In solchen Wandlern steigt die Anzahl der Kondensatoren und Schalter mit steigender Überlagerungsverstärkung.
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Wie hierin verwendet repräsentiert Überlagerungsverstärkung eine Spannungsverstärkung, wenn der Schaltkondensator-Leistungswandler eine Ausgangsspannung erzeugt, die größer als die Eingangsspannung ist bzw. eine Stromverstärkung, wenn der Schaltkondensator-Leistungswandler eine Ausgangsspannung erzeugt, die geringer ist als die Eingangsspannung.
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1–2 zeigen zwei Beispiele von Schaltkondensator-Leistungswandlern, die eine Eingangsspannung VI von einer Spannungsquelle 16 empfangen und eine Ausgangsspannung VO an eine Last 18 bereitstellen. Beide Beispiele sind auch als Kaskadenmultiplikatoren bekannt. Dabei sollte beachtet werden, dass in 2 eine Zahl der Schalteinrichtungen des Schaltkreises in 1 durch eine Serie multipler Einrichtungen ersetzt wurde, wodurch die Höchstspannung an den einzelnen Einrichtungen im Schaltkreis reduziert wird.
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Im Normalbetrieb werden Ladungspakete entlang einer Kette von Dioden-verbundenen NMOS-Transistoren M0–M5 als Pumpkondensatoren gepumpt, während Pumpkondensatoren C1–C3 sukzessiv ge- und entladen werden. Wie in 1–2 gezeigt, sind die Phasenspannungen VP1, VP2 um einhundertachtzig Grad phasenverschoben. Jeder einzelne der NMOS-Transistoren M0–M5 ist Dioden-verbunden, wodurch nur ein Boost-Betrieb (d. h. VO ist größer als VI) zugelassen wird.
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Zusätzlich wird die Effizienz stark beeinträchtigt, da eine erhebliche Spannungsmenge an jedem der Transistoren M0–M5 beim Normalbetrieb verlorengeht. Es besteht daher der Wunsch, die NMOS-Transistoren M0–M5 in ihrem ohmschen Bereich zu betreiben. Aber aufgrund der Schwierigkeit und/oder Komplexität der Ansteuerung der Transistoren M0–M5 wird typischerweise eine Kombination von PMOS-Transistoren und Hochspannungstransistoren verwendet.
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Wenn die Transistoren in dem Schaltkondensator-Leistungswandler auf einem einzelnen Substrat integriert werden, kann es wünschenswert sein, so wenige unterschiedliche Arten von Einrichtungen wie möglich zu verwenden. Bei einem gegebenen Halbleiterprozess sind die Kosten von der Anzahl der Maskenschichten abhängig. Mit steigender Anzahl der verschiedenen Arten von Einrichtungen in einem Halbleiterprozess steigt auch die Anzahl der Maskenschichten und somit die Kosten.
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Es ist weiterhin weithin bekannt, dass Elektronen eine höhere Mobilität haben als die Löcher im Silicium. Eine NMOS-Einrichtung mit einem gegebenen Ein-Widerstand hat daher eine geringere Gate-Kapazität als eine PMOS-Einrichtung mit dem gleichen Ein-Widerstand. Es stimmt auch, dass eine NMOS-Einrichtung mit einer gegebenen Gate-Kapazität einen geringeren Ein-Widerstand hat, als eine PMOS-Einrichtung mit der gleichen Gate-Kapazität. In einem Leistungswandler ist es daher wünschenswert, so viele PMOS-Einrichtungen im Hauptstrompfad mit NMOS-Einrichtungen zu ersetzen, wie möglich, und ebenso viele
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In einem Aspekt hat ein Schaltkondensator-Leistungswandler generell einen ersten Terminal zum Anschluss eines ersten externen Schaltkreises bei einer im Wesentlichen Hochspannung (z. B. 20V) und einen zweiten Terminal zum Anschluss eines zweiten externen Schaltkreises mit einer im Wesentlichen Niederspannung (z. B. 5V), die geringer ist als die Hochspannung. Eine erste Vielzahl von aktiven Halbleiterschaltelementen sind konfiguriert, um die Kondensatoren untereinander und/oder mit dem ersten oder zweiten Terminal in aufeinanderfolgenden Zuständen elektrisch zu verbinden. Die Schaltelemente sind konfiguriert, so dass mindestens einige Kondensatoren über eine Serie der Vielzahl an Schaltelementen miteinander verbunden sind. Eine Vielzahl von Schaltertreiberschaltungen werden zur Steuerung durch eine Antriebsleistung einer der Schaltertreiberschaltungen mit ihr gekoppelt. Jede Treiberschaltung verfügt über einen Steuereingang, Stromanschlüsse und eine Antriebsleistung, die zur Steuerung von einem oder mehreren der Schaltelemente mit diesen gekoppelt ist. Mindestens einige Schaltertreiberschaltungen sind konfiguriert, so dass sie über die Stromanschlüsse der Treiberschaltungen von einem oder mehreren der Kondensatoren mit Strom versorgt werden, so dass die Spannung in den Stromverbindungen der Treiberschaltung im Wesentlichen geringer ist als die Hochspannung.
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In einem anderen Aspekt hat ein Schaltkondensator-Leistungswandler generell einen ersten Terminal zum Anschluss eines ersten externen Schaltkreises bei einer im Wesentlichen Hochspannung und einen zweiten Terminal zum Anschluss eines zweiten externen Schaltkreises mit einer im Wesentlichen Niederspannung, die geringer ist als die Hochspannung. Eine Vielzahl von aktiven Halbleiterschaltelementen ist konfiguriert, um die Kondensatoren untereinander und mit dem ersten oder zweiten Terminal in aufeinanderfolgenden Zuständen elektrisch zu verbinden. Die Schaltelemente und Kondensatoren sind konfiguriert, so dass sie mehrere getrennte Ladungstransferpfade zwischen dem ersten Terminal und dem zweiten Terminal bilden. Mehrere Schaltertreiberschaltungen werden zur Steuerung durch eine Antriebsleistung von einer der Schaltertreiberschaltungen mit dieser gekoppelt, wobei jede Treiberschaltung über einen Steuereingang, Stromanschlüsse und eine Antriebsleistung verfügt, die zur Steuerung eines oder mehrerer Schaltelemente mit diesen gekoppelt sind. Mindestens einige Schaltertreiberschaltungen sind konfiguriert, so dass sie über die Stromanschlüsse der Treiberschaltungen von einem oder mehreren der Kondensatoren mit Strom versorgt werden, so dass die Spannung in den Stromverbindungen der Treiberschaltung im Wesentlichen geringer ist als die Hochspannung. Mindestens einige der Schaltertreiberschaltungen, die Schaltelemente einer der Ladungstransferpfade steuern, werden von den Kondensatoren eines oder mehrerer anderer Ladungstransferpfade mit Strom versorgt.
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Aspekte können eines oder mehrere der folgenden Merkmale umfassen.
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Der Schaltkondensator-Leistungswandler umfasst weiterhin mehrere Kondensatoren, die mit der ersten Vielzahl der Schaltelemente, die steuerbar über die Halbleiterschalter gekoppelt sind, gekoppelt sind, oder er umfasst mehrere Terminals, die mit der ersten Vielzahl von Schaltelementen zur Verbindung mit den Kondensatoren gekoppelt sind.
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Der Wandler ist konfiguriert, so dass er variierende Spannungen relativ zur Niederspannung an mindestens einigen der Treiberschaltungen bereitstellt.
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Jedes Schaltelement verfügt über einen Höchstspannungswert, der geringer ist als die Hochspannung.
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Jede der Serien von Schaltelementen umfasst N Elemente, N > 1, und wobei der Höchstspannungswert der Schaltelemente nicht größer als das 2/N-fache der niedrigen Spannung beträgt.
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Die Spannung an den Stromverbindungen der Treiberschaltung ist konfiguriert, so dass sie von den Kondensatoren mit weniger als oder im Wesentlichen dem Doppelten der niedrigen Spannung betrieben wird.
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Jedes Schaltelement in der Serie mehrerer der Schaltelemente wird von einer korrespondierenden Treiberschaltung einer Vielzahl von Schaltertreiberschaltungen betrieben, wobei jede dieser Treiberschaltungen konfiguriert ist, über die Stromverbindungen der Treiberschaltungen von den verschiedenen Kondensatoren der Vielzahl von Kondensatoren, die beim Betrieb unterschiedliche Spannungen haben, mit Strom versorgt zu werden.
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Die Schaltelemente und Kondensatoren sind konfiguriert, so dass sie mehrere getrennte Ladungstransferpfade zwischen dem ersten Terminal und dem zweiten Terminal bilden, und wobei mindestens eine der Schaltertreiberschaltungen, die die Schaltelemente eines der getrennten Ladungstransferpfade steuern von den Kondensatoren eines oder mehrerer anderer Ladungstransferpfade mit Strom versorgt werden.
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Der Schaltkondensator-Leistungswandler umfasst weiterhin einen Phasengenerator, der eine zweite Vielzahl von Schaltelementen umfasst. Der Phasengenerator ist so konfiguriert, dass er einem Terminal jeder der Vielzahl der Kondensatoren einen zeitlich variierenden Spannungspegel bereitstellt, und er ist so konfiguriert, dass er unter Verwendung einer Spannung von einem Kondensator in dem anderen Ladungstransferpfad einen Spannungspegel für mindestens einen Kondensator in einem Ladungstransferpfad bereitstellt.
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Zu den Vorteilen eines oder mehrerer Aspekte zählen möglicherweise die folgenden.
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Die Gesamteffizienz des Wandlers wird durch Reduzierung der Verluste bei der Erzeugung der Gate-Treibersignale, die die Gates der Transistoren im Schaltkondensator-Leistungswandler wiederholt laden und entladen, erhöht.
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Durch Einschränkung der Gate-zu-Source-Spannungen können Niederspannungstransistoren verwendet werden.
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Kaskodierte Konfigurationen können effizient mit verschiedenen Transistoren in einer kaskodierten Serie, die mit unterschiedlichen Spannungen angetrieben wird, betrieben werden.
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Im Fall eines Wandlers, der externe (d. h. diskrete) Kondensatoren verwendet, wird durch die Verwendung der gleichen Kondensatoren zur Stromversorgung der internen Gate-Treiber-Schaltungen das Erfordernis der Bereitstellung zusätzlicher Zwischenleistungsterminals in der Einrichtung vermieden.
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Ein integrierter Schaltkreis ist typischerweise durch die Anzahl der Pins, die er haben darf, eingeschränkt. Jeder Pin benötigt eine bestimmte Fläche auf einem Siliziumplättchen und wenn die Anzahl der Pins sehr hoch ist, ist es möglich, dass die von den Pins in Anspruch genommene Fläche größer ist als die Fläche, die von den aktiven Einrichtungen auf dem Siliziumplättchen in Anspruch genommen wird. Jeder Kondensator benötigt mindestens einen Pin und in manchen Fällen zwei Pins. Die Verwendung der Spannungen, die in den Kondensatoren, die im Ladungstransferpfad zur Stromversorgung der Gate-Treiber verwendet werden, ist der Bereitstellung dieser Spannungen über zusätzliche Pins auf der Vorrichtung vorzuziehen, da die Gesamtzahl der Pins nicht erhöht werden muss.
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Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung und aus den Ansprüchen.
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Beschreibung der Zeichnungen
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1 ist eine schematische Darstellung eines einphasigen Aufwärtskaskaden-Multiplikators;
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2 ist eine schematische Darstellung eines einphasigen Aufwärtskaskaden-Multiplikators mit kaskodierten Schaltern;
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3 ist eine schematische Darstellung eines einphasigen Aufwärtskaskaden-Multiplikators mit kaskodierten Schaltern und korrespondierenden Gate-Treibern und Vorladeschaltung;
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4–5 sind annotierte schematische Darstellungen der Schaltung in 3 in zwei Betriebsphasen;
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6 ist eine schematische Darstellung eines abgestuften Gate-Treibers;
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7 ist eine schematische Darstellung eines kaskodierten Gate-Treibers;
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8 ist eine schematische Darstellung eines zweiphasigen Kaskaden-Multiplikators mit kaskodierten Schaltern
und korrespondierenden Gate-Treibern;
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9 ist eine annotierte schematische Darstellungen der Schaltung in 8 in einer von zwei Betriebsphasen;
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10 ist eine schematische Darstellung eines zweiphasigen Kaskaden-Multiplikators und korrespondierenden Gate-Treibern;
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11–12 sind schematische Darstellungen von zwei alternativen Phasengeneratoren zur Verwendung mit der Schaltung in 10; und
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13 ist eine schematische Darstellung eines zweiphasigen serien-parallel-geschalteten Kondensatorwandlers und korrespondierender Gate-Treiber;
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Beschreibung
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1 Überblick
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Nachfolgend werden mehrere Ansätze zur Verwendung im Zusammenhang mit der aktiven Steuerung von Schaltkondensator-Leistungswandlern beschrieben. Die Ansätze gehen auf eines oder mehrere der folgenden Ziele ein:
- • Erhöhung der Effizienz des Wandlers durch Reduzierung der Ladung, die in den Gates der Steuertransistoren aufgebaut und aus diesen entladen wird.
- • Ermöglichung der Verwendung von Niederspannungstransistoren für das Schalten.
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Generell ist ein Ansatz zum Erreichen dieser Ziele die effiziente Beschränkung der Gate-zu-Source-Spannungen über die Gestaltung und die Stromversorgung der Schaltkreise, die die Schalttransistoren beim Betrieb antreiben. Mehrere spezifische Ansätze, von denen einige nachfolgend beschrieben werden, nutzen Steuerschaltungen für das Schalten der Transistoren, die die Kondensatoren in den Ladungstransferpfaden koppeln, die an sich wiederum von Kondensatoren im gleichen Pfad mit Strom versorgt werden, und/oder durch Kondensatoren in unterschiedlichen Parallelpfaden im Fall von mehrphasigen Wandlern.
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2 Einphasen-Kaskaden-Multiplikator
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Unter Bezugnahme auf 3 verwendet eine einphasige Aufwärtskaskaden-Multiplikatorschaltung 30 Transistoren M0–M5 zur Kopplung mit den ersten, zweiten und dritten Pumpkondensatoren C1–C3 auf dem Ladungstransferpfad zwischen einem Hochspannungsterminal (d. h. VO) und einem Niederspannungsterminal (d. h. VI). In der in 3 veranschaulichten Ausführungsform sind die Pumpkondensatoren C1–C3 über kaskodierte Transistorschalter (z. B. M1 und M2 in Reihe) gekoppelt; es versteht sich aber, dass auch einzelne Transistoren verwendet werden können, wobei immer noch mindestens einige der Vorteile der gezeigten Konfiguration erreicht werden.
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Jeder Transistor wird von einer korrespondierenden Gate-Treiber-Schaltung betrieben. Wie nachfolgend detailliert beschrieben, werden mindestens einige der Gate-treibenden Schaltungen von den Pumpenkondensatoren C1–C3 im Ladungstransferpfad zwischen dem Hochspannungsterminal und dem Niederspannungsterminal mit Strom versorgt. Die Spannung an jedem der Pumpenkondensatoren C1–C3 ist ein Bruchteil der Hochspannung, wodurch eine effiziente Erzeugung der Gate-treibenden Signale, die die gewünschten Grenzwerte an den Gate-zu-Source-Spannungen der Transistoren erhalten, zugelassen wird.
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Ein Treibersatz 32 stellt die Gate-Signale zur Aktivierung bzw. Deaktivierung jedes Transistors in der Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 30 bereit. Der Treibersatz 32 umfasst vier Niderspannungs-Gate-Treiber-Schaltungen 34, zwei Hochspannungs-Gate-Treiber-Schaltungen 35 und vier Spannungsfolger 36A–36D. Jede Gate-Treiberschaltung empfängt ein Treibersignal mit einer Kennzeichnung, die entweder mit einem „A“ oder einem „B“ beginnt. Die Treibersignale A0, B0, B1, A1, A2, B2 steuern die Transistoren M0, M1, M2, M3, M4 bzw. M5. Weiterhin empfangen die Spannungsfolger 36A–36D korrespondierende Bias-Spannungen V1–V4. Eine Steuerschaltung (in 3 nicht gezeigt) erzeugt die Treibersignale A0–B2 und die Bias-Spannungen V1–V4.
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Die Niederspannungs-Gate-Treiberschaltungen 34 sind mit den Transistoren M0, M2, M4, M5 gekoppelt, während die Hochspannungs-Gate-Treiberschaltungen 35 mit den Transistoren M1, M3 gekoppelt sind. Die Hochspannungs Gate-Treiberschaltungen 35 unterstützen zweimal die Versorgungsspannung der Niederspannungs-Gate-Treiberschaltungen 34. Jeder der Spannungsfolger 36A–36D empfängt eine Spannung von einem der Pumpenkondensatoren C1–C3 und stellt eine konstante Spannung für ihre korrespondierende Gate-Treiberschaltung (d. h. 34 oder 25), die vom Wert her gleich oder niedriger ist, bereit. Ist die empfangene Spannung der bereitgestellten Spannung gleich, verhält sich der korrespondierende Spannungsfolger (z. B. 36A) wie ein Schalter. Um dieses Verhalten zu erreichen, verfügen die Bias-Spannungen V1–V3 über eine Schwellspannung, die mindestens über der korrespondierenden Source-Spannung liegt, während die Bias-Spannung V4 über eine Schwellspannung verfügt, die mindestens unter der korrespondierenden Source-Spannung liegt. Weiterhin unterliegen die Spannungsfolger 36A–36D der gleichen Spannungsbelastung, wie die Transistoren M0–M5 in der Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 30.
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3 ist außerdem ein Beispiel für eine Vorladeschaltung 38, die dazu verwendet wird, um die Spannungen an den Pumpenkondensatoren C1–C3 vor dem taktsynchronen Betrieb der Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 30 zu initialisieren. Durch Vorladen der Pumpenkondensatoren C1–C3 können die Drain-zu-Source-Spannungen in den Transistoren M0–M5 innerhalb der Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 30 innerhalb der erforderlichen Grenzwerte während des Startens erhalten werden und die vorgeladenen Pumpenkondensatoren C1–C3 können weiterhin den erforderlichen Strom für die Gate-Treiberschaltungen unmittelbar bei Start des taktsynchronen Betriebs der Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 30 bereitstellen. Bei taktsynchronem Betrieb kann die Vorladeschaltung 38 deaktiviert werden.
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Zur Ermöglichung der Verwendung von Niederspannungstransistoren im gesamten Leistungswandler verwendet die Vorladeschaltung 38 eine Kombination aus Niederspannungstransistoren und Vorspannungswiderständen. Ein Widerstandsteiler richtet die Vorladespannung für jeden der Pumpenkondensatoren C1–C3 während des Startvorgangs, wobei die Source-Spannung jedes Transistors innerhalb der Vorladeschaltung 38 mindestens eine Schwellspannung ist, die unter der korrespondierenden Gate-Spannung liegt. Als Folge davon sind keine der Transistoren innerhalb der Vorladeschaltung 38 oder der Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 30 Spannungsbelastungen ausgesetzt, die die Einrichtung während des Startens oder dem taktsynchronem Betrieb beschädigen kann.
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Der Betrieb der Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 30 und der daraus resultierenden Spannungsniveaus, die die Gate-Treiberschaltungen mit Strom versorgen, können unter Bezugnahme auf 4–5, die die beiden Betriebszustände zeigen, verstanden werden. Die Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 30 überträgt Energie von einer Quelle 16 zu einer Last 18 durch zyklisches Schalten zwischen einem ersten Zustand und einem zweiten Zustand mit einer spezifischen Frequenz. Alle Transistoren, die mit den „A“ Signalen gekoppelt sind, werden gleichzeitig aktiviert und deaktiviert. Das gleiche gilt für alle Transistoren, die mit den „B“ Signalen gekoppelt sind. Um einen sauberen Übergang zwischen dem ersten und dem zweiten Zustand zu gewährleisten, überschneiden die „A“ Signale und die „B“ Signale sich nicht. Weiterhin werden erste und zweite Phasenspannungen VP1, VP2 mit den „A“ Signalen und den „B“ Signalen synchronisiert.
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Geht man von einer Eingangsspannung VI von fünf Volt aus, dann erzeugt die Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 30 eine Ausgangsspannung VO von zwanzig Volt. Die Höchstspannung beläuft sich bei allen Transistoren auf fünf Volt. Weiterhin unterstützen die Niederspannungs-Gate-Treiberschaltungen 34 fünf Volt, während die Hochspannungs-Gate-Treiberschaltungen 35 zehn Volt unterstützen müssen.
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4 veranschaulicht den ersten Zustand, wobei die erste Phasenspannung VP1 bei fünf Volt liegt, während die zweite Phasenspannung VP2 bei Null Volt liegt. Die Gate-Treiberschaltungen, die ein „B“ Signal empfangen, aktivieren ihre korrespondierenden Transistoren und die Gate-Treiberschaltungen, die ein „A“ Signal empfangen, deaktivieren ihre korrespondierenden Transistoren. Demnach aktiviert eine Gate-Spannung von fünfzehn Volt die Transistoren M1, M2, M5, während Gate-Spannungen von fünf Volt, zehn Volt und fünfzehn Volt die Transistoren M0, M3 bzw. M4 deaktivieren.
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5 veranschaulicht demgegenüber den zweiten Zustand, bei dem die erste Phasenspannung VP1 bei Null Volt liegt, während die zweite Phasenspannung VP2 bei fünf Volt liegt. Die Gate-Treiberschaltungen, die ein „A“ Signal empfangen, aktivieren ihre korrespondierenden Transistoren und die Gate-Treiberschaltungen, die ein „B“ Signal empfangen deaktivieren ihre korrespondierenden Transistoren. Demnach deaktivieren Gate-Spannungen von fünf Volt, zehn Volt und zwanzig Volt die Transistoren M1, M2 bzw. M5, während Gate-Spannungen von zehn Volt, zwanzig Volt und zwanzig Volt die Transistoren M0, M3 bzw. M4 aktivieren.
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Bedauerlicherweise konsumieren die Spannungsfolger 36A–36D, die mit den Transistoren M0, M1, M2 und M5 in Verbindung stehen, Strom. Jeder Spannungsfolger sinkt fünf Volt zwischen seinen Drain- und Source-Terminals, während des Sinkens bzw. der Aufnahme von Spannung für seinen korrespondierenden Gate-Treiber. Bei den Transistoren M1, M2, M5 erfolgt dies während des ersten Zustandes, während dies beim Transistor M0 im zweiten Zustand erfolgt.
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In der Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 30 wird die Ladung von der Quelle 16 mit einer Rate, die von der Last 18 bestimmt wird, auf die Last 18 übertragen. Da es sich hierbei um ein einphasiges Modell handelt, gibt es nur einen Ladungstransferpfad, dem eine Ladungseinheit folgen kann. Zu Beginn des ersten Taktzyklus verlässt die Ladungseinheit beispielsweise die Quelle 16 und fließt in den ersten Pumpkondensator C1. Nach einem Zustandsübergang fließt die Ladungseinheit zum zweiten Pumpkondensator C2. Bei Beginn eines zweiten Taktzyklus fließt die Ladungseinheit dann vom zweiten Pumpkondensator C2 zum dritten Pumpkondensator C3 und nach einem weiteren Zustandsübergang erreicht die Ladungseinheit dann schließlich die Last 18. Es dauert zwei volle Taktzyklen (d. h. vier aufeinanderfolgende Zustände), damit die anfängliche Ladung von der Quelle 16 aus die Last 18 erreicht.
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Da die Mischverstärkung eines Kaskaden-Multiplikators generell steigt, steigt auch die Anzahl der Pumpkondensatoren. Demnach dauert es länger bis eine Ladungseinheit von der Quelle 16 aus die Last 18 erreicht, da die Ladungseinheit zwischen mehr Pumpkondensatoren laufen muss. Die Anzahl der Taktzyklen im Ladungstransferpfad ist M-2, wobei M der Mischverstärkung entspricht. In diesem Beispiel entspricht M vier. Die Anzahl der Taktzyklen beträgt daher zwei.
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6–7 veranschaulichen zwei alternative Ausführungen der Gate-Treiberschaltungen. Beide können für die Hochspannungs-Gate-Treiberschaltungen 35 und die Niederspannung-Gate-Treiberschaltungen 34 verwendet werden. Wie aus der folgenden Beschreibung aber deutlich wird, ist der Gate-Treiber in 6 für den Niederspannungs-Gate-Treiber 34 besser geeignet, während der Gate-Treiber in 7 besser für den Hochspannungs-Gate-Treiber 35 geeignet ist.
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Wie in 6 veranschaulicht verfügt ein abgestufter Gate-Treiber über einen Eingangsterminal IN, einen Ausgangsterminal OUT und Versorgungsterminals VDD, VSS. Der Eingangsterminal IN ist über den ersten, zweiten, dritten und vierten Inverter in dieser Reihenfolge mit dem Ausgangsterminal OUT gekoppelt. Die vier Inverter verfügen über High-Side-PMOS-Transistoren MP1–MP4 und Low-Side-NMOS-Transistoren MN1–MN4. Aufgrund der Differenz in den Elektronen- und Lochbeweglichkeiten sind die PMOS-Transistoren MP1–MP4 typischerweise größer bemessen, als ihre korrespondierenden NMOS-Transistoren MN1–MN4.
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Am Eingangsterminal IN beginnend ist jeder nachfolgenden Inverter um das k-fache größer als der vorherige Inverter. Wenn k beispielsweise fünf entspricht und die Breite des ersten Inverters ein Mikrometer beträgt, dann beträgt die Breite des zweiten, dritten und vierten Inverters fünf Mikrometer, fünfundzwanzig Mikrometer bzw. einhundertfünfundzwanzig Mikrometer. Durch Herabstufung der Inverter ist ein kleines logisches Gate, das mit dem Eingangsterminal IN gekoppelt ist, dazu in der Lage, einen großen Leistungstransistor, der mit dem Ausgangsterminal OUT gekoppelt ist, zu betreiben.
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Die maximale Versorgungsspannung des herabgestuften Gate-Treibers ist gleich oder kleiner als die Durchbruchspannung der Transistoren. Der herabgestufte Gate-Treiber ist daher eine gute Wahl für die Niederspannung-Gate-Treiberschaltungen 34 in der Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 30. Bedauerlicherweise erfordert die herabgestufte Gate-Treiberschaltung aufgrund der höheren Spannungserfordernisse der Hochspannungs-Gate-Treiberschaltung 35 in 3–5 Transistoren mit der doppelten Durchbruchspannung.
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Ein alternatives Verfahren zur Erhöhung der Versorgungsspannung ohne das Erfordernis von Hochspannungs-Transistoren ist die Verwendung eines kaskodierten Gate-Treibers. Wie in 7 veranschaulicht umfasst ein kaskodierter Gate-Treiber über einen Eingangsterminal IN, einen Ausgangsterminal OUT und Versorgungsterminals VDD, VSS. Der kaskodierte Gate-Treiber verfügt über eine Ausgangsstufe, die erste und zweite High-Side-Transistoren MP5, MP6 und erste und zweite Low-Side-Transistoren MN5, MN6 umfasst. Die Ausgangsstufe erfordert eine zusätzliche Unterstützungsschaltung, wie beispielsweise einen Pegelschieber, zwei Gate-Treiber, einen Verzögerungsblock sowie einen Spannungsregler, die so ausgelegt sein können, dass sie Transistoren mit der gleichen Durchbruchspannung, wie die der Transistoren in der Ausgangsstufe, verwenden.
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Beim Normalbetrieb des kaskodierten Gate-Treibers werden die High-Side-Transistoren MP5, MP6 aktiviert, wenn die Low-Side-Transistoren MN5, MN6 deaktiviert werden und umgekehrt. Der kaskodierte Gate-Treiber kann daher das Doppelte der Versorgungsspannung unterstützen, da die Differenzspannung der Versorgungsterminals VDD, VSS immer von zwei deaktivierten Transistoren unterstützt wird. Generell kann eine größere Anzahl an Transistoren kaskodiert werden, um die Versorgungsspannung zusätzlich zu erhöhen. Wenn die Ausgangsstufe beispielsweise drei High-Side-Transistoren und drei Low-Side-Transistoren umfasst, dann würde die maximale Versorgungsspannung verdreifacht usw. Bedauerlicherweise steigt mit der Anzahl der kaskodierten Transistoren auch die Komplexität der Unterstützungsschaltung.
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3 Zweiphasen-Kaskaden-Multiplikator
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Ein Einphasen-Kaskaden-Multiplikator kann generell in einen Mehrphasen-Kaskaden-Multiplikator umgewandelt werden, der über mehrere Ladungstransferpfade verfügt, die zeitlich verschoben sind. Wie in 8 veranschaulicht kann eine Zweiphasen-Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 40 konstruiert werden, indem zwei Kopien der Einphasen-Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 30 parallel angeordnet werden. Auf jede Kopie wird sich als eine Phase (nicht mit Zustand zu verwechseln) bezogen. Die Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 30 verfügt daher über eine erste Phase und eine zweite Phase. Die erste Phase umfasst Kondensatoren C1A–C3A, Transistoren M0A–M5A und Phasenspannungen VP1, VP2, während die zweite Phase Kondensatoren C1B–C3B, Transistoren M0B–M5B und Phasenspannungen VP3, VP4 umfasst. Jeder der Transistoren M0A–M5B verfügt über eine korrespondierende Gate-Treiberschaltung 34, die ein Treibersignal mit einer Kennzeichnung, die entweder mit einem „A“ oder einem „B“ beginnt, empfängt. Die erste Phase umfasst Treibersignale A0a–B2a, während die zweite Phase Treibersignale A0b–B2b umfasst.
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Die Steuersignale der ersten Phase und der zweiten Phase werden um einhunderachtzig Grad verschoben. Dies lässt sich durch Tausch der „A“ und „B“ Signale in einer der beiden Phasen und dann die Inversion der korrespondierenden Phasenspannungen erreichen. Im Normalbetrieb sind die Phasenspannungen VP1, VP3 beispielsweise hoch, wenn die Phasenspannungen VP2, VP4 niedrig sind und umgekehrt. Weiterhin empfangen die Spannungsfolger in der ersten Phase Bias-Spannungen V1a–V4a, während die Spannungsfolger in der zweiten Phase Bias-Spannungen V1b–V4b empfangen. Wie auch im Einphasen-Beispiel, kann eine Steuerschaltung (in 8 nicht gezeigt) die Treibersignale A0a–B2b und die Bias-Spannungen V1a–V4b erzeugen.
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Dadurch, dass die Quelle 16 und die Last 18 die Positionen tauschen, kann weiterhin ein Step-down-Stromrichter in einen Step-up-Stromrichter umgewandelt werden und umgekehrt. Die Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 40 ist daher ein Step-down-Stromrichter und kein Step-up-Stromrichter, wie in 3.
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Eine zweiphasige Konstruktion hat mehrere Vorteile gegenüber einer einphasigen Konstruktion. Offensichtlichster Nutzen ist, dass, ungeachtet des Betriebszustands (erster oder zweiter), jederzeit ein Ladungstransferpfad zwischen der Quelle 16 und der Last 18 besteht. Ein weniger offensichtlicher Nutzen ist, dass die eine Phase Energie von einer anderen Phase zur Versorgung der Schaltung mit Strom beziehen kann und umgekehrt. Weiterhin macht diese Technik es möglich, dass die Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 40 nur die Niedrigspannungs-Gate-Treiberschaltungen 34 verwendet.
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Da es sich bei einem zweiphasigen Wandler grundsätzlich um zwei Einphasen-Wandler, die sich parallel im Betrieb befinden, handelt, arbeitet die Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 40 wie im Zusammenhang mit 3–5 beschrieben. Geht man davon aus, dass die Eingangsspannung VI zwanzig Volt beträgt, lassen sich die resultierenden Spannungsniveaus, die die Gate-Treiberschaltungen mit Strom versorgen, unter Bezugnahme auf 9, die einen Betriebszustand zeigt, verstehen. Der andere Betriebszustand wird nicht gezeigt, da es sich dabei einfach nur um ein Spiegelbild des in 9 gezeigten Zustands handelt.
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In der Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 40 beziehen die Transistoren M0A–M3B Strom von den entgegengesetzten Phasen, während die Transistoren M4A–M5B Strom von der Eingangsspannung VI beziehen. Die Stromversorgung der Gate-Treiber von einem parallelen Ladungstransferpfad (d. h. entgegengesetzter Phase) resultiert in einem Spannungsfolger weniger pro Phase und die Spannungsfolger konsumieren keinen Strom. Das liegt daran, dass die Transistoren M0A, M2A, M5A, M0B, M2B, MSB deaktiviert sind, während die Spannung bei ihren korrespondierenden Spannungsfolgern gesenkt wird. Aufgrund der effizienteren Spannungsfolger und dem Fehlen der Hochspannungs-Gate-Treiberschaltung 35 ist die Energie, die für das Betreiben der Gates in einer zweiphasigen Ausführung benötigt wird, geringer als bei einer einphasigen Ausführung.
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Wie in der einphasigen Konstruktion in 3 werden zwei volle Taktzyklen für die anfängliche Ladung in die Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 40 benötigt, bis sie die Last 18 erreicht. In der zweiphasigen Konstruktion gibt es aber zwei Ladungstransferpfade zwischen der Quelle 16 und der Last 18 anstatt von einem, wie in der einphasigen Konstruktion. Weiterhin werden die beiden getrennten Ladungstransferpfade in Hinsicht aufeinander zeitlich verschoben.
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Eine erste Ladungseinheit von der Quelle 16 wird beispielsweise am Eingang der Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 40 in einen ersten Ladungstransferpfad geführt. Während jedes Zustandsübergangs springt die erste Ladungseinheit zwischen den positiven Terminals der Kondensatoren C3B, C2B, C1B in der Reihenfolge, wodurch sie nach vier Zustandsübergängen an die Last 18 geleitet wird. Analog dazu verlässt eine zweite Ladungseinheit die Quelle 16 auf einem zweiten Ladungstransferpfad und fährt dann damit fort, zwischen den positiven Terminals der Kondensatoren C3B, C2B, C1B zu springen, wobei es sich jedes mal um einen Zustandsübergang handelt. Nach dem vierten Zustandsübergang wird die zweite Ladungseinheit an die Last 18 geleitet. Durch Verschiebung des ersten und des zweiten Ladungstransferpfads um einhundertachtzig Grad außer Phase, besteht jederzeit ein Pfad für die Ladung zwischen der Quelle 16 und der Last 18.
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Es sollte beachtet werden, dass die vorstehend beschriebene Zweiphasen-Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 40 eine von vielen verschiedenen Ausführungen ist. 10 veranschaulicht eine alternative Zweiphasen-Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 50, die durch Entfernung der Kaskode-Schalter M2A, M4A, M2B, M4B in der Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 40 gebildet wird, wodurch die Steuerkomplexität reduziert und die Robustheit vielleicht erhöht wird. Bedauerlicherweise müssen, bei Fehlen der Kaskode-Schaltungen, alle internen Schaltungen M1A, M3A, M1B, M3B die doppelte Ausgangsspannung VO sowie ihre korrespondierenden Gate-Treiber 35 unterstützen.
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Weiterhin werden die Pumpkondensatoren C3A, C3B in der Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 50 in Serie mit ihren korrespondierenden Pumpkondensatoren C1A, C1B gepumpt, während sie in der Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 40 parallel gepumpt werden. Die Anordnung in Reihe reduziert die Spannung in den Pumpkondensatoren C3A, C3B. Wenn die Ausgangsspannung VO beispielsweise fünf Volt beträgt, dann beträgt die Spannung der Kondensatoren in 10 zehn Volt, während sie in 8 fünfzehn Volt beträgt. Aufgrund der Ähnlichkeit der Kaskaden-Multiplikator-Schaltungen 40, 50 arbeitet die Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 50, wie in Zusammenhang mit 10 beschrieben.
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4 Phasenerzeugung
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Zusätzlich zur effizienten Erzeugung der Gate-Treibersignale können die Kondensatorspannungen auch für den effizienten Antrieb der Phasensignale, die die Kondensatoren antreiben, verwendet werden. 11–12 zweigen zwei Beispiele des Phasengenerators 110, die zur Verwendung mit der in 10 gezeigten zweiphasigen Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 50 geeignet sind.
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11 veranschaulicht einen Phasengenerator 110, der eine Ausgangsspannung VO empfängt und erste, zweite, dritte und vierte Phasenspannungen VP1–VP4 erzeugt. Die ersten und zweiten Phasenspannungen VP1, VP2 korrespondieren mit der ersten Phase der Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 50, während die dritten und vierten Phasenspannungen VP3, VP4 mit der zweiten Phasenspannung der Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 50 korrespondieren.
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Der Phasengenerator 110 verfügt über vier Transistorenpaare, wobei jedes Transistorpaar eine der Phasenspannungen VP1–VP4 erzeugt. Ein erstes Transistorpaar MH1, ML1 erzeugt die erste Phasenspannung VP1; ein zweites Transistorpaar MH2, ML2 erzeugt die zweite Phasenspannung VP2; ein drittes Transistorpaar MH3, ML3 erzeugt die dritte Phasenspannung VP3; und ein viertes Transistorpaar MH4, ML4 erzeugt die vierte Phasenspannung VP4. In jedem Transistorpaar ist der High-Side-Transistor (z. B. MH1) eine PMOS-Vorrichtung, während der Low-Side-Transistor (z. B. ML1) eine NMOS-Vorrichtung ist.
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Separate Gate-Treiberschaltungen steuern jeden Transistor im Phasengenerator 110, wodurch bei jedem Transistorpaar ein Tri-State-Betrieb zugelassen wird. Die Ausgangsspannung VO versorgt jede Gate-Treiberschaltung mit Strom. Die Gate-Treiberschaltungen können unter Verwendung zahlreicher Schaltungstopologien implementiert werden, wie beispielsweise als der in 6 gezeigte herabgestufte Gate-Treiber. Jede Gate-Treiberschaltung empfängt ein Treibersignal mit einer Kennzeichnung, die entweder mit einem „A“ oder einem „B“ beginnt. Die Treibersignale AL1, BL1, AL2, BL2 steuern Low-Side-Transistoren ML1, ML2, ML3 bzw. ML4, während die Treibersignale BH1, AH1, BH2, AH2 die High-Side Transistoren MH1, MH2, MH3 bzw. MH4 steuern.
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Im Normalbetrieb schaltet der Phasengenerator 110 zwischen einem ersten Zustand und einem zweiten Zustand mit einer spezifischen Frequenz hin und her. Im ersten Zustand aktivieren die Gate-Treiberschaltungen, die ein „B“ Signal empfangen, ihre korrespondierenden Transistoren und die Gate-Treiberschaltungen, die ein „A“ Signal empfangen deaktivieren ihre korrespondierenden Transistoren. Die ersten und dritten Phasenspannungen VP1, VP3 sind daher gleich der Ausgangsspannung VO, während die zweiten und vierten Phasenspannungen VP2, VP4 Null Volt gleich sind.
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Demgegenüber aktivieren im zweiten Zustand die Gate-Treiberschaltungen, die ein „B“ Signal empfangen, ihre korrespondierenden Transistoren und die Gate-Treiberschaltungen, die ein „A“ Signal empfangen deaktivieren ihre korrespondierenden Transistoren. Die ersten und dritten Phasenspannungen VP1, VP3 sind daher Null Volt gleich, während die zweiten und vierten Phasenspannungen VP2, VP4 der Ausgangsspannung VO gleich sind.
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12 veranschaulicht einen alternativen Phasengenerator 110, der eine Ausgangsspannung VO empfängt und erste, zweite, dritte und vierte Phasenspannungen VP1–VP4 erzeugt. In einer zweiphasigen Ausführung sind die ersten und dritten Phasenspannungen VP1, VP3 in Phase und die zweiten und vierten Phasenspannungen VP2, VP2 in Phase. Demnach können, wie in 12 veranschaulicht, die ersten und dritten Phasenspannungen VP1, VP3 kurzgeschlossen und die zweiten und vierten Phasenspannungen VP2, VP4 kurzgeschlossen werden.
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Weiterhin können die High-Side-Transistoren MH1, MH2 die NMOS-Transistoren anstatt der PMOS-Transistoren, wie in 11 gezeigt, nutzen. Die höhere Mobilität der Elektronen in NMOS-Transistoren erlaubt die Verwendung kleinerer High-Side-Transistoren MH1, MH2, wodurch der Energiebedarf für die Aktivierung reduziert wird. Da die NMOS-Transistoren zur Aktivierung eine Gatespannung erforderlich machen, die höher ist als ihre Source, beziehen die High-Side-Transistoren MH1, MH2 diese Boost-Spannung von den Pumpkondensatoren in dem Kaskaden-Multiplikator, den der Phasengenerator 110 antreibt.
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Wenn beispielsweise der Phasengenerator 110 mit der Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 50 gekoppelt ist, dann ist der Gate-Treiber des High-Side-Transistors MH1 mit dem positiven Terminal des Pumpkondensators CIA aus Phase Eins gekoppelt. Demgegenüber ist der Gate-Treiber des High-Side-Transistors MH2 mit dem positiven Terminal des Pumpkondensators C1B aus Phase Zwei gekoppelt. Daher wird jeder Gate-Treiber und sein korrespondierender High-Side-Transistor von einem Pumpkondensator aus einem getrennten, parallelen Ladungstransferpfad mit Strom versorgt.
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Aufgrund der Ähnlichkeit der Phasengeneratoren 110 in 11–12, erfolgt der Betrieb des Phasengenerators 110 in 12, wie im Zusammenhang mit 11 beschrieben. Die Unterschiede sind vor allem die kurzgeschlossenen Phasenspannungen und verstärkten High-Side-Transistoren MH1, MH2.
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5 Alternativen
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Eine Reihe von Alternativen zu den besprochenen Ausführungsformen des Schaltkondensator-Energiewandlers nutzen die Ansätze, die in diesen Ausführungsformen verkörpert sind. Der in 13 veranschaulichte Wandler ist beispielsweise eine Zweiphasen Serien-Parallel geschaltete Kondensatorschaltung 60, die über einige Gate-Treiber verfügt, die von Kondensatoren entweder auf dem gleichen Ladungstransferpfad oder einem parallelen Ladungstransferpfad mit Strom versorgt werden.
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Die geschaltete Kondensatorschaltung 60 umfasst ein Phasenpaar. Eine erste Phase umfasst Kondensatoren C1C–C3C, ungerade Transistoren M1C–M7C und gerade Transistoren M2C–M12C. Analog hierzu umfasst eine zweite Phase Kondensatoren C1D–C3D, ungerade Transistoren M1D–M7D und gerade Transistoren M2D–M12D. Alle Transistoren, die über korrespondierende Gate-Treiber mit Signalen, die das Präfix „A“ haben, gekoppelt sind, werden gleichzeitig aktiviert und deaktiviert.
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Das gleiche gilt für alle Transistoren, die über die korrespondierenden Gate-Treiber mit Signalen, die das Präfix „B“ haben, gekoppelt sind.
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Die geschaltete Kondensatorschaltung 60 erzeugt eine Ausgangsspannung VO, die viermal niedriger ist als die Eingangsspannung VI, indem sie zwischen einem ersten Zustand und einem zweiten Zustand mit einer spezifischen Frequenz hin und her schaltet. Während des ersten Zustands werden die ungeraden Transistoren der ersten Phase M1C–M7C und die geraden Transistoren der zweiten Phase M2D–M12D aktiviert, während die geraden Transistoren der ersten Phase M2C–M12C und die geraden Transistoren der zweiten Phase M1D–D7D deaktiviert werden. Dieses Schalter-Aktivierungsmuster setzt die Kondensatoren der zweiten Phase C1D–C3D parallel mit der Last 18 und eine Reihenschaltung der Kondensatoren der ersten Phase C1C–C3C zwischen die Quelle 16 und die Last 18.
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Demgegenüber werden während des zweiten Zustands die ungeraden Transistoren der ersten Phase M1C–M7C und die geraden Transistoren der zweiten Phase M2D–M12D deaktiviert, während die geraden Transistoren der ersten Phase M2C–M12C und die geraden Transistoren der zweiten Phase M1D–D7D aktiviert werden. Dieses Schalter-Aktivierungsmuster setzt die Kondensatoren der zweiten Phase C1C–C3C parallel mit der Last 18 und eine Reihenschaltung der Kondensatoren der zweiten Phase C1D–C3D zwischen die Quelle 16 und die Last 18.
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Anders als die zweiphasigen Kaskaden-Multiplikator-Schaltungen 40 oder 50 beziehen die Gate-Treiber, in einer einzelnen Phase der geschalteten Kondensatorschaltung 60, ihren Strom von den Kondensatoren in beiden Phasen. Die Gate-Treiber der korrespondierenden Transistoren M1C, M3C, M5C werden beispielsweise von den Kondensatoren C1C, C2C bzw. C3C betrieben, während die Gate-Treiber der korrespondierenden Transistoren M4C, M8C, M12C vom Kondensator C1D betrieben werden.
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Des Weiteren kann die Spannungsbelastung für die Transistoren in einem Serien-Parallel-geschalteten Schaltkondensator-Energiewandler im Vergleich zu Kaskaden-Multiplikatoren recht hoch sein. Geht man davon aus, dass die Eingangsspannung VI zwanzig Volt entspricht, dann beträgt die Maximalspannung der Transistoren M12C, M12D fünfzehn Volt. In dieser Ausführungsform beträgt die Gate-zu-Source-Spannung stets fünf Volt und die Gate-Treiber für die oberen PMOS-Transistoren erfordern zwei in Reihe geschaltete Spannungsfolger, die mit Spannungen V1c–V2d vorgespannt sind.
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Obwohl die Beschreibung im Zusammenhang mit Einphasen- und Zweiphasenwandler erfolgte, versteht es sich, dass auch andere Mehrphasenwandlerkonfigurationen verwendet werden können. So könnte beispielsweise ein Vierphasenkaskadenmultiplikator konstruiert werden, indem man zwei Kopien der Kaskaden-Multiplikator-Schaltung 40 parallel setzt und ihre jeweiligen Takte um neunzig Grad verschiebt. Das Hinzufügen einer geraden Anzahl von Phasen ist unkompliziert, da jedes Phasenpaar isoliert betrieben werden kann.
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Wenn der Schaltkondensator-Energiewandler aber eine ungerade Anzahl von Phasen umfasst, ist es etwas schwieriger, Gate-Treiber von Kondensatoren aus über verschiedene parallele Ladungstransferpfade zu betreiben. In diesem Fall bezieht jeder Gate-Treiber Strom von Kondensatoren in multiplen parallelen Ladungstransferpfaden, während hierfür im Fall einer geraden Phasenzahl ein einzelner paralleler Ladungstransferpfad verwendet wird.
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Schaltkondensator-Energiewandler verfügen im Allgemeinen über eine hohe Anzahl von Schaltern und Kondensatoren. Zwangsläufig sind zumindest einige der Schalter Schwimmschalter, was bedeutet, dass kein Schaltterminal mit einem konstanten elektrischen Potential verbunden ist. Es sollte beachtet werden, dass geschaltete Kondensatorwandler, die über mindestens einen Schwimmschalter verfügen, davon profitieren können, Strom aus dem gleichen Ladungstransferpfad oder einem parallelen Ladungstransferpfad zu beziehen. Beispiele für solche Schaltkondensator-Energiewandler umfassen den Kaskaden-Multiplikator, Serien-Parallel, Parallel-Serien, Fibonacci und Spannungsdopplertopologien.
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6 Implementierungen
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Die Schaltkondensator-Energiewandler und die zugehörigen Gate-Treiber, die hierin veranschaulicht wurden, können in einem oder mehreren Halbleitersubstraten implementiert werden. Werden alle Transistoren in einem einzelnen Substrat integriert und sind Floating-Transistoren darunter, dann müssen die Transistoren vom Substrat isoliert werden. Bei einem CMOS-Prozess werden die NMOS-Transistoren im Normalfall beispielsweise in einem p-Typ-Substrat gebildet. Diese Vorrichtungen können nur schwimmen, wenn der Großteil der NMOS-Transistoren vom Substrat isoliert ist. Wäre dies nicht der Fall, wäre eine alternative Möglichkeit die Verwendung mehrerer Halbleitersubstrate.
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Die Kondensatoren in einem Schaltkondensator-Energiewandler können entweder integriert, diskret oder eine Kombination daraus sein. Diskrete Kondensatoren sind typischerweise Mehrschicht-Keramik-Kondensatoren, während es sich bei den integrierten Kondensatoren typischerweise um planare oder Trench-Kondensatoren handelt. Werden die Kondensatoren integriert, dann können sie auf dem gleichen Wafer mit ihren Schaltern integriert werden oder sie können auf einem separaten Wafer integriert werden oder in Form einer Kombination beider Möglichkeiten. Befinden sich Kondensatoren und Schalter weiterhin auf unterschiedlichen Wafern, dann gibt es mehrere Befestigungsmöglichkeiten, von denen einige die Begrenzung der Pinzahl des Gesamtwandlers aufheben.
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Die Fähigkeit, die Pumpkondensatoren einem neuen Zweck zuzuführen ist von Nutzen, wenn der Schaltkondensator-Energiewandler entweder integrierte Kondensatoren oder diskrete Kondensatoren verwendet. Werden diskrete Kondensatoren verwendet, dann nutzt jeder Kondensator mindestens einen Pin. Das Hinzufügen zusätzlicher Pins für die Gate-Treiberschaltung ist recht schmerzhaft, da auf einer gegebenen Chipfläche nur eine begrenzte Anzahl von Pins für eine integrierte Schaltung zur Verfügung steht. Andererseits wirken integrierte Kondensatoren sich nicht auf die Anzahl der Pins aus, sie sind aber recht teuer und haben eine geringe Kapazität pro Fläche, so dass die Beschränkung ihrer Verwendung von Wert ist.
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Typischerweise erzeugt eine Steuereinrichtung Steuersignale zur Aktivierung und Deaktivierung der Schalter in einem Schaltkondensator-Energiewandler. In den meisten vorstehend beschriebenen Ausführungsformen könnte eine Steuereinrichtung die Treibersignlae, die mit einem „A“ oder einem „B“ Präfix gekennzeichnet sind, erzeugt haben. Durch Steuerung der Ein- und Auszeit der individuellen Schalter, kann eine Steuereinrichtung viele Funktionen erfüllen. Einige solcher Funktionen umfassen die Fähigkeit der Regulierung der Ausgangsspannung, die Fähigkeit den Leistungswandler im Fall eines Fehlerzustands abzuschalten und die Fähigkeit die Verstärkung des geschalteten Kondensatornetzwerks zu verändern.
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Es wurden hierin diverse Merkmale, Aspekte und Ausführungsformen des Schaltkondensator-Energiewandlers beschrieben. Die beschriebenen Merkmale, Aspekte und zahlreichen Ausführungsformen können, wie es für den Durchschnittsfachmann auf dem Gebiet verständlich ist, miteinander kombiniert sowie variiert und modifiziert werden. Die vorliegende Offenbarung sollte daher als solche Kombinationen, Variationen und Modifikationen umfassend aufgefasst werden. Darüber hinaus dienen die Begriffe und Ausdrücke, die hierin verwendet wurden, als Begriffe zur Beschreibung und nicht als Einschränkung. Mit der Verwendung dieser Begriffe und Ausdrücke ist nicht die Absicht verbunden, Äquivalente der gezeigten und beschriebenen Merkmale (oder Aspekte dergleichen) auszuschließen, und es wird anerkannt, dass innerhalb des Umfangs der Ansprüche verschiedene Modifikationen möglich sind. Es sind auch Modifikationen, Variationen und Alternativen möglich. Dementsprechend ist beabsichtigt, dass die Ansprüche alle solche Äquivalente abdecken.
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Es versteht sich, dass die vorstehende Beschreibung lediglich zur Veranschaulichung vorgesehen ist und den Umfang der Erfindung, der durch den Umfang der beigefügten Ansprüche definiert wird, nicht einschränkt. Andere Ausführungsformen sind innerhalb des Umfangs der folgenden Ansprüche.
