DE69333353T2 - Spannungswandlerschaltung und mehrphasiger Taktgenerator - Google Patents

Spannungswandlerschaltung und mehrphasiger Taktgenerator

Info

Publication number
DE69333353T2
DE69333353T2 DE1993633353 DE69333353T DE69333353T2 DE 69333353 T2 DE69333353 T2 DE 69333353T2 DE 1993633353 DE1993633353 DE 1993633353 DE 69333353 T DE69333353 T DE 69333353T DE 69333353 T2 DE69333353 T2 DE 69333353T2
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
clock signal
φ
circuit
voltage
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
DE1993633353
Other languages
English (en)
Other versions
DE69333353D1 (de
Inventor
Akio Minato-ku Tamagawa
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NEC Electronics Corp
Original Assignee
NEC Electronics Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority to JP4234387A priority Critical patent/JPH0828965B2/ja
Priority to JP23438792 priority
Application filed by NEC Electronics Corp filed Critical NEC Electronics Corp
Application granted granted Critical
Publication of DE69333353D1 publication Critical patent/DE69333353D1/de
Publication of DE69333353T2 publication Critical patent/DE69333353T2/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H03BASIC ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03KPULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/02Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
    • H03K3/353Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of field-effect transistors with internal or external positive feedback
    • H03K3/356Bistable circuits
    • H03K3/356017Bistable circuits using additional transistors in the input circuit
    • H03K3/356026Bistable circuits using additional transistors in the input circuit with synchronous operation
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • HELECTRICITY
    • H03BASIC ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03KPULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/02Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
    • H03K3/353Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of field-effect transistors with internal or external positive feedback
    • H03K3/356Bistable circuits
    • H03K3/356104Bistable circuits using complementary field-effect transistors
    • H03K3/356113Bistable circuits using complementary field-effect transistors using additional transistors in the input circuit
    • H03K3/356121Bistable circuits using complementary field-effect transistors using additional transistors in the input circuit with synchronous operation
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M2001/0083Converters characterized by their input or output configuration
    • H02M2001/009Converters characterized by their input or output configuration having more than one output with independent control

Description

  • Hintergrund der Erfindung
  • Gebiet der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine Spannungswandlerschaltung und eine Mehrphasen-Taktsignalerzeugungsschaltung, die für diese verwendet wird, und genauer gesagt eine Spannungswandlerschaltung vom Ladepumptyp zum Erzeugen einer großen positiven und negativen Spannung aus einer einzigen Spannungsquelle und eine Mehrphasen-Taktsignalerzeugungsschaltung zum Antreiben der Spannungswandlerschaltung vom Ladepumptyp.
  • Beschreibung des zugehörigen Standes der Technik
  • Im Stand der Technik sind verschiedene Spannungswandlerschaltungen und Mehrphasen-Taktsignalerzeugungsschaltungen, die für die Spannungswandlerschaltungen verwendet werden, bekannt gewesen. Die Spannungswandlerschaltungen können in eine Aufwärtsschaltung und eine Abwärtsschaltung klassifiziert werden.
  • (1) Aufwärts-Spannungswandlerschaltung
  • Herkömmlich ist die Aufwärts-Spannungswandlerschaltung zum Erhalten einer positiven oder negativen Ausgangsspannung, die eine Amplitude hat, die größer als eine Spannungsquellenspannung ist, aus einer einzigen Spannungsquelle weithin bei einer Spannungsversorgungsschaltung für einen IC (integrierten Schaltkreis) mit Treiber/Empfänger RS-232C und andere verwendet worden. Einige typische Beispiele der herkömmlichen Aufwärts-Spannungswandlerschaltung sind in den US-Patenten 4,777,577; 4,897,774; 4,999,761; 4,807,104 und 4,812,961 offenbart. Die in diesen US-Patenten gezeigten Aufwärts-Spannungswandlerschaltungen sind derart konfiguriert, dass sie mit einem 2-phasigen Taktsignal betrieben werden, und sind aus einem so genannten Schalterfiltertyp aufgebaut.
  • Beispielsweise enthält die in 1A des US-Patents 4,777,577 offenbarte Aufwärts-Spannungswandlerschaltung einen Aufwärts-Schaltungsteil zum Erzeugen einer Spannung, die das Doppelte einer Spannungsquellenspannung ist, so dass eine doppelte Spannung von einem positiven Spannungsausgangsanschluss 40 ausgegeben wird, und einen invertierenden Schaltungsteil zum Erzeugen einer invertierten Spannung mit derselben Größe wie die doppelte Spannung, so dass die invertierte doppelte Spannung von einem negativen Spannungsausgangsanschluss 38 ausgegeben wird.
  • Wenn der positive Spannungsausgangsanschluss 40 an eine große Last angeschlossen ist, die veranlasst, dass eine Spannung eines positiven Spannungsausgangsanschlusses abfällt, fallen jedoch eine Spannung eines positiven Speicherkondensators 22 und eine Spannung eines invertierenden Kondensators 24 dementsprechend ab. Das bedeutet, dass der Absolutwert der Spannung des negativen Spannungsausgangsanschlusses 38 klein wird, mit dem Ergebnis, dass eine weitere Schaltung, die an den negativen Spannungsausgangsanschluss 38 angeschlossen ist, unfähig wird, einen stabilen Betrieb aufrechtzuerhalten. Zusätzlich wird deshalb, weil eine Schwankung bezüglich der Spannung des positiven Spannungsausgangsanschlusses 40 eine Schwankung bezüglich der Spannung des negativen Spannungsausgangsanschlusses 38 verursacht, wenn eine Spannungsversorgungsschaltung aus dieser Aufwärtsschaltung gebildet ist, die Schwankung der Ausgangsspannung verdoppelt, mit dem Ergebnis, dass ein Gesamtsystem mit der Spannungsversorgungsschaltung darin eine merklich erniedrigte Zuverlässigkeit hat.
  • Weiterhin kann die herkömmliche Aufwärtsschaltung ein Paar von positiven und negativen Spannungen erzeugen, wie beispielsweise ±2 VDD oder ±3 VDD, die denselben Absolutwert haben und die die Amplitude haben, die ein ganzzahliges Vielfaches der Spannungsquellenspannung ist. Jedoch ist es manchmal erforderlich, positive und negative Vorspannungen mit unterschiedlichen Absolutwerten zuzuführen, wie beispielsweise +3 VDD und –2 VDD, wie bei einer Vorspannungs-Erzeugungsschaltung für einen Treiber-IC für eine CCD (ladungsgekoppelte Vorrichtung). Für diese Anwendung kann die herkömmliche Aufwärtsschaltung nicht verwendet werden.
  • (2) Abwärts-Spannungswandlerschaltung
  • Herkömmlich ist die Abwärts-Spannungswandlerschaltung zum Erhalten einer positiven oder negativen Ausgangsspannung mit der Amplitude, die kleiner als eine Spannungsquellenspannung ist, verwendet worden. Wenn diese Abwärtsschaltung auf einer Leiterplatte installiert ist, ist es der Normalfall, einen Spannungsregler mit drei Anschlüssen oder einen Umschaltregler unter Verwendung eines Solenoiden zu verwenden. Der Spannungsregler mit drei Anschlüssen muss in einem bipolaren Prozess implementiert sein und hat einen großen Verlust in seinem Ausgangsstufentransistor. Andererseits hat der Umschaltregler einen Verlust, der kleiner als derjenige des Reglers mit drei Anschlüssen ist, hat aber unvermeidbar ein großes Ausmaß, da der Solenoid eingebaut sein muss.
  • Unter diesem Umstand ist in dem Fall eines Einbauens einer Abwärtsschaltung in einer integrierten CMOS-(komplementären Metall-Oxid-Halbleiter-)Schaltung eine Abwärtsschaltung vom Typ eines Schaltfilters verwendet worden, die zu einem Herstellungsprozess einer integrierten CMOS-Schaltung gut kompatibel ist und die einen geringeren Verlust hat. Ein typisches Beispiel für die herkömmliche Abwärtsschaltung vom Schaltfiltertyp ist in Journal of Japan Society of Electronics and Communication Engineers, 83/8, Vol. J66-C, No. 8, S. 576–583 gezeigt.
  • Diese Abwärtsschaltung enthält einen Speicherkondensator, der zwischen einem positiven Spannungsausgangsanschluss und einem Erdungsanschluss angeschlossen ist, und einen Übertragungskondensator mit derselben Kapazität wie derjenigen des Speicherkondensators. Während einer ersten Phase sind diese Kondensatoren zwischen einer positiven Elektrode und einer negativen Elektrode einer Spannungsquelle in Reihe geschaltet, so dass jeder der Kondensatoren auf die Hälfte der Spannung der Spannungsquelle geladen wird, und deshalb wird die Hälfte der Spannungsquellenspannung vom positiven Spannungsausgangsanschluss ausgegeben. Während einer zweiten Phase, die komplementär zur ersten Phase ist, sind die Kondensatoren von der Spannungsquelle getrennt, aber zueinander parallel geschaltet, so dass die Spannung des positiven Spannungsausgangsanschlusses auf der Hälfte der Spannungsquellenspannung gehalten wird.
  • Jedoch kann diese herkömmliche Abwärtsschaltung keine positiven und negativen Spannungen ergeben, die ihre Absolutwerte haben, welche die Hälfte der Spannungsquellenspannung sind.
  • Beispielsweise kann erwägt werden, eine invertierende Schaltung hinzuzufügen, die die Spannung am positiven Spannungsausgangsanschluss invertiert, um eine negative Spannung mit derselben Größe wie die Spannung des positiven Spannungsausgangsanschlusses zuzuführen. Diese Modifikation kann mit Sicherheit positive und negative Ausgangsspannungen ergeben, jedoch dann, wenn die Spannung des positiven Spannungsausgangsanschlusses aufgrund eines Einflusses einer externen Last schwankt, schwankt die Ausgangsspannung der an den positiven Spannungsausgangsanschluss angeschlossenen invertierenden Schaltung dementsprechend, mit dem Ergebnis, dass eine an die invertierende Schaltung angeschlossene externe Schaltung eine Fehlfunktion verursachen kann. Zusätzlich wird dann, wenn eine Spannungsversorgungsschaltung aus der Abwärtsschaltung mit der hinzugefügten invertierenden Schaltung aufgebaut ist, die Spannungsschwankung am positiven Spannungsausgangsanschluss direkt die Spannungsschwankung an einem negativen Spannungsausgangsanschluss, und daher wird die Spannungsschwankung der Spannungsversorgungsschaltung verdoppelt. Demgemäß erniedrigt sich eine Zuverlässigkeit der Spannungsversorgungsschaltung merklich.
  • (3) Mehrphasen-Taktsignalerzeugungsschaltung
  • Herkömmlich sind Mehrphasen-Taktsignalerzeugungsschaltungen mit einer ein Umschaltelement enthaltenden Schaltung, wie beispielsweise der Aufwärtsschaltung mit Schaltfilter, der Abwärtsschaltung mit Schaltfilter und anderen, zum Zwecke eines Zuführens von Zeitgabe-Taktsignalen zu Umschaltelementen zum Umschalten zwischen einem EIN-Zustand und einem AUS-Zustand von jedem Umschaltelement verwendet worden. In diesen Fällen ist es zum Sicherstellen, dass Schalter, die bei unterschiedlichen Phasen ein-aus-gesteuert werden sollen, niemals gleichzeitig in den EIN-Zustand versetzt werden, nötig, Zeitgabe-Taktsignale zu verwenden, die bezüglich der Phase unterschiedlich sind und die sich niemals einander überlappen. Beispielsweise benötigt die in 1A des US-Patentes 4,777,577 offenbarte herkömmliche Aufwärts-Spannungswandlerschaltung einen Zweiphasen-Taktsignalgenerator. In vielen Fällen wird es zusätzlich nötig, die Umschaltelemente mit Taktsignalen von drei oder mehr unterschiedlichen Phasen zu steuern, und daher muss eine Mehrphasen-Taktsignalerzeugungsschaltung zum Erzeugen von Taktsignalen von drei oder mehr unterschiedlichen Phasen verwendet werden.
  • Die herkömmlichen Mehrphasen-Taktsignalerzeugungsschaltungen mit den oben angegebenen Funktionen haben wenigstens einen 1/2-Frequenzteiler erfordert, der aus beispielsweise einem Flip-Flop vom D-Typ aufgebaut ist, um aus einem einzigen Eingangstaktsignal ein Paar von Taktsignalen zu erzeugen, die einander bezüglich der Phase nicht überlappen. Demgemäß sind zum Erzeugen eines N-phasigen Taktsignals wenigstens N 1/2-Frequenzteiler (die jeweils aus einem Flip-Flop vom D-Typ aufgebaut sind) erforderlich. Dies ist nachteilig, da die Anzahl von nötigen Elementen unvermeidbar groß wird, und es daher einen großen Chipbereich benötigt, wenn es in einer integrierten Schaltung implementiert wird.
  • Weiterhin muss deshalb, weil das Mehrphasen-Taktsignal durch eine Aktion der Frequenzteilung erzeugt wird, die durch Flip-Flop realisiert wird, ein zu einer Mehrphasen-Taktsignalerzeugungsschaltung zuzuführendes Taktsignal eine ausreichend hohe Frequenz haben. In diesem Zusammenhang würde eine mögliche 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung, die hauptsächlich aus Flip-Flops aufgebaut ist, ein Eingangstaktsignal mit der Frequenz erfordern, die ein Vierfaches der Frequenz von jedem der drei Taktsignale mit unterschiedlichen Phasen ist, die durch die 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung selbst erzeugt werden. Als Ergebnis fließt eine große Menge an Durchlassstrom von der Spannungsquelle zur Erdung und daher ist eine verbrauchte elektrische Energie groß.
  • US-A-4,816,700 offenbart einen zweiphasigen nicht überlappenden Taktsignalgenerator. Dabei stellt eine externe Zeitgabequelle eine Eingangswellenform von Signalspannungsübergängen zur Verfügung, die bei einer ersten Frequenz auftreten, die ein Zweifaches der Frequenz ist, die durch das interne Taktsignal erwünscht ist. Eine Teilerschaltung teilt die Eingangswellenform in ein Paar von Zwischenwellenformen auf. Die Zwischenwellenformen und Signalspannungsübergänge von entgegengesetzter Polarität treten bei einer zweiten Frequenz auf, die die Hälfte der ersten Frequenz ist. Die Eingangswellenformen und die Zwischenwellenformen werden zu einer Treiberschaltung zugeführt. Die Treiberschaltung verwendet die Zwischenwellenformen, die bei der abwärts gemischten Frequenz auftreten, und die Eingangswellenform, die bei der Systemtaktfrequenz auftritt, zum Erzeugen eines Paars von Endwellenformen. Die Endwellenformen haben Signalspannungsübergänge von entgegengesetzter Polarität, die bei der abwärts gemischten Frequenz auftreten, aber durch die bei der externen Taktfrequenz auftretenden Eingangswellenform und synchron dazu getriggert.
  • Zusammenfassung der Erfindung
  • Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Mehrphasen-Taktsignalerzeugungsschaltung zur Verfügung zu stellen, die unter Verwendung von keinem Flip-Flop in einer Anfangsstufe aufgebaut werden kann und die daher mit einem reduzierten Chipbereich realisiert werden kann.
  • Die vorliegende Erfindung ist im unabhängigen Anspruch 1 definiert. Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel ist im abhängigen Anspruch 2 beschrieben.
  • Gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist eine Mehrphasen-Taktsignalerzeugungsschaltung zur Verfügung gestellt, die eine 2-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung enthält, die aus einer CMOS-Pegelverschiebeschaltung aufgebaut ist, die eine vorbestimmte Verzögerungszeit bzw. Laufzeit hat und ein Eingangstaktsignal empfängt und ein nicht invertiertes Ausgangstaktsignal und ein invertiertes Ausgangstaktsignal mit unterschiedlichen Phasen erzeugt, und eine Impulsauswahleinrichtung, die eines von dem nicht invertierten Ausgangstaktsignal und dem invertierten Ausgangstaktsignal empfängt und eine Vielzahl von Ausgangssignalen erzeugt, die voneinander unterschiedliche Phasen aufweisen und eine Frequenz aufweisen, die durch Teilung der Frequenz des empfangenen Taktsignals durch die Anzahl der Ausgangssignale erhalten wird.
  • Die obige und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele der Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen klar werden.
  • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • 1 ist ein Schaltungsdiagramm eines ersten Ausführungsbeispiels der 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung;
  • 2 ist ein Zeitdiagramm, das einen Betrieb der in 1 gezeigten 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung darstellt.
  • 3 ist ein Schaltungsdiagramm einer Aufwärtsschaltung, die zu einem Ausführungsbeispiel der 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung gehört;
  • 4 ist ein Schaltungsdiagramm der bei dem in 3 gezeigten Ausführungsbeispiel verwendeten 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung; und
  • 5 ist ein Zeitdiagramm, das einen Betrieb der in 4 gezeigten 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung darstellt.
  • Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
  • Nimmt man Bezug auf 1, ist dort ein Schaltungsdiagramm eines ersten Ausführungsbeispiels der 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt.
  • Die in 1 gezeigte 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung ist hauptsächlich aus einer CMOS-Pegelverschiebeschaltung 101 vom Flip-Flop-Typ, einem Puffer 103 und einer Pulsauswahlschaltung 109 aufgebaut.
  • Die CMOS-Pegelverschiebeschaltung 101 enthält einen Taktsignaleingangsanschluss 100, der an einen Eingang eines Inverters 112 und einen Gateanschluss eines N-Kanal-Transistors 114, dessen Sourceanschluss an einen Erdungsanschluss 111 angeschlossen ist, angeschlossen ist. Ein Ausgang des Inverters 112 ist an einen Gateanschluss eines N-Kanal-Transistors 113 angeschlossen, dessen Source-anschluss an den Erdungsanschluss 111 angeschlossen ist. Ein Drainanschluss des N-Kanal-Transistors 113 ist an einen Ausgangsanschluss 117 der CMOS-Pegelverschiebeschaltung 101, einen Drainanschluss eines P-Kanal-Transistors 115 und einen Gateanschluss eines P-Kanal-Transistors 116 angeschlossen. Diese P-Kanal-Transistoren 115 und 116 haben ihren Sourceanschluss gemeinsam an einen Spannungsversorgungsanschluss 110, VDD angeschlossen. Ein Drain-anschluss des N-Kanal-Transistors 114 ist an einen weiteren Ausgangsanschluss 118 der CMOS-Pegelverschiebeschaltung 101, einen Gateanschluss des P-Kanal-Transistors 115 und einen Drainanschluss des P-Kanal-Transistors 116 angeschlossen. Der Ausgangsanschluss 117 ist über den Puffer 103 an einen Ausgangsanschluss von 106 der 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung angeschlossen.
  • Die Pulsauswahlschaltung 109 enthält ein D-Typ-Flip-Flop 119, das einen Taktsignaleingang C an den Ausgangsanschluss 118 der CMOS-Pegelverschiebeschaltung 101 angeschlossen hat. Ein Q-Ausgang des D-Typ-Flip-Flops 119 ist an einen Dateneingang D des D-Typ-Flip-Flops 119 selbst und einen Eingang einer UND-Schaltung 105 angeschlossen Ein Q-Ausgang des D-Typ-Flip-Flops 119 ist an einen Eingang einer UND-Schaltung 104 angeschlossen. Der andere Eingang von jeder der UND-Schaltungen 104 und 105 ist gemeinsam an den Taktsignaleingang C des D-Typ-Flip-Flops 119 angeschlossen. Ein Ausgang der UND-Schaltungen 104 und 105 sind jeweils an Ausgangsanschlüsse 107 und 108 der 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung angeschlossen.
  • Hier bildet das D-Typ-Flip-Flop 119 deshalb, weil der Q-Ausgang des D-Typ-Flip-Flops 199 an den Dateneingang D des D-Typ-Flip-Flops 119 selbst angeschlossen ist, eine 1/2-Frequenzteilerschaltung 102.
  • Nun wird ein Betrieb der in 1 gezeigten 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung unter Bezugnahme auf ein Zeitdiagramm der 2 beschrieben, die einen Betrieb der in 1 gezeigten 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung darstellt. Die 2 stellt eine Änderung bezüglich der Zeit von jedem des Eingangstaktsignals CLK, der zum Taktsignaleingangsanschluss 100 zugeführt wird, eines Paars von Ausgangssignalen C1 und C2, die an den Ausgangsanschlüssen 117 und 118 der CMOS-Pegelverschiebeschaltung 101 erscheinen, des Q-Ausgangs und des Q-Ausgangs des D-Typ-Flip-Flops 119 und der Ausgangssignale ϕ1, ϕ2 und ϕ3, die an den Ausgangsanschlüssen 106, 107 und 108 erscheinen, dar.
  • Wie es in 2 gezeigt ist, sind dann, wenn das Eingangstaktsignal CLK auf einem niedrigen Pegel ist, die N-Kanal-Transistoren 113 und 114 jeweils ein und aus, und daher sind die Ausgangssignale C1 und C2 jeweils auf einem niedrigen Pegel und auf einem hohen Pegel. Wenn sich das Eingangstaktsignal CLK zum hohen Pegel ändert, werden die N-Kanal-Transistoren 113 und 114 jeweils aus- und eingeschaltet, und daher gelangt das Ausgangssignal C2 auf den niedrigen Pegel. Da das Ausgangssignal C2 an den Gateanschluss des P-Kanal-Transistors 115 angelegt wird, wird der P-Kanal-Transistor 115, nachdem das Ausgangssignal C2 zu dem niedrigen Pegel gelangt, nach einer konstanten Verzögerungszeit eingeschaltet, die durch einen EIN-Widerstand des N-Kanal-Transistors 114 und eine Gatekapazität des P-Kanal-Transistors 115 bestimmt wird. Das Ausgangssignal C1 gelangt auf das Einschalten des P-Kanal-Transistors 115 hin zum hohen Pegel.
  • Weiterhin werden, wie es in 2 gezeigt ist, wenn sich das Eingangstaktsignal CLK zum niedrigen Pegel ändert, die N-Kanal-Transistoren 113 und 114 jeweils ein- und ausgeschaltet, und daher gelangt das Ausgangssignal C1 zum niedrigen Pegel. Da das Ausgangssignal C1 an den Gateanschluss des P-Kanal-Transistors 116 angelegt wird, wird der P-Kanal-Transistor 116, nachdem das Ausgangssignal C1 zum niedrigen Pegel gelangt, nach einer konstanten Verzögerungszeit eingeschaltet, die durch einen EIN-Widerstand des N-Kanal-Transistors 113 und eine Gatekapazität des P-Kanal-Transistors 116 bestimmt wird. Das Ausgangssignal C2 gelangt auf das Einschalten des P-Kanal-Transistors 116 hin zum hohen Pegel.
  • Wie es aus dem Obigen und aus der 2 offensichtlich wird, bilden die Ausgangssignale C1 und C2 zwei Taktsignale mit unterschiedlichen Phasen mit einer Periode eines hohen Pegels, die sich einander nicht überlappen.
  • In diesem Fall sind die N-Kanal-Transistoren 113 und 114 derart entwickelt, dass sie eine Stromtreiberkapazität haben, die größer als diejenige der P-Kanal-Transistoren 115 und 116 ist, damit die Ausgangsignale C1 und C2 der Ausgangsanschlüsse 117 und 118 in Betrieb sicher invertiert werden können. Beispielsweise wird dann, wenn sich das Eingangstaktsignal CLK vom niedrigen Pegel zum hohen Pegel geändert hat, der N-Kanal-Transistor 114 sofort eingeschaltet. Während der Verzögerungszeit, während welcher der P-Kanal-Transistor 116 eingeschaltet bleibt, muss im N-Kanal-Transistor 114 ein Strom fließen, der größer als der Drainstrom des P-Kanal-Transistors 116 ist, um das Ausgangssignal C2 zum niedrigen Pegel zu invertieren. Hier ist unter der Annahme, dass das Eingangstaktsignal CLK eine Amplitude von 5 V hat und die Spannung VDD des Spannungsversorgungsanschlusses 110 10 V ist, die Gatespannung des N-Kanal-Transistors 114 zu dieser Zeit 5 V und ist die Gatespannung des P-Kanal-Transistors 116 das Doppelte der Gatespannung des N-Kanal-Transistors 114. Demgemäß wird deshalb, weil die Stromtreiberkapazität eines MOS-(Metall-Oxid-Halbleiter)-Feldeffekttransistors proportional zum Quadrat der Gatespannung ist, das Gatebreiten/Gatelängen-Verhältnis des N-Kanal-Transistors 114 so eingestellt, dass es größer als ein Wert ist, der ein Vierfaches des Gatebreiten/Gatelängen- Verhältnisses des P-Kanal-Transistors 116 ist. Tatsächlich ist es deshalb, weil eine Beweglichkeit von Elektronen allgemein größer als eine Beweglichkeit von Löchern ist, ausreichend, wenn das Gatebreiten/Gatelängen-Verhältnis des N-Kanal-Transistors 114 um ein Vierfaches größer als das Gatebreiten/Gatelängen-Verhältnis des P-Kanal-Transistors 116 ist.
  • Das Ausgangssignal C1 wird über den Puffer 103 vom Ausgangsanschluss 106 als das Ausgangssignal ϕ1 der 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung zugeführt und das Ausgangssignal C2 wird zum Taktsignaleingang C der 1/2-Frequenzteilerschaltung 102 zugeführt. Somit erzeugt der Q-Ausgang der 1/2-Frequenzteilerschaltung 102 das Ausgangssignal Q, das jedes Mal umgetaktet wird, wenn das Ausgangssignal C2 zum hohen Pegel gebracht wird. Der Q-Ausgang der 1/2-Frequenzteilerschaltung 102 erzeugt das Ausgangssignal Q, das komplementär zum Ausgangssignal Q ist, wie es in 2 gezeigt ist. Diese Ausgangssignale Q und Q werden jeweils zu den UND-Schaltungen 104 und 105 zugeführt, so dass das logische Produkt der Ausgangssignale Q und Q und das Ausgangssignal C2 von den Ausgangsanschlüssen 107 und 108 jeweils als die Ausgangssignale ϕ2 und ϕ3 zugeführt werden.
  • Demgemäß können die Taktsignale ϕ1, ϕ2 und ϕ3 mit unterschiedlichen Phasen mit einer Periode mit hohem Pegel, die einander niemals überlappen, von den Ausgangsanschlüssen 106, 107 und 108 erhalten werden. Diese Taktsignale werden sequentiell zu dem hohen Pegel gebracht, und zwar in der zeitlichen Reihenfolge von ϕ1, ϕ2, ϕ1 und ϕ3. Die vier Taktsignale ϕ1, ϕ2, ϕ1 und ϕ3 bilden einen Zyklus, und daher werden sie zyklisch wiederholt.
  • Die in 1 gezeigte 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung verwendet nur eine 1/2-Frequenzteilerschaltung, die aus dem D-Typ-Flip-Flop gebildet ist, welches einen großen Chipbereich benötigt. Demgemäß erfordert die Gesamtheit der in 1 gezeigten 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung nur einen reduzierten Chipbereich, und daher kann die in 1 gezeigte 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung auf einfache Weise auf einer integrierten Schaltung realisiert werden.
  • Zusätzlich werden die Taktsignale mit zwei unterschiedlichen Phasen, die einander niemals überlappen, durch Verwenden der Gatterlaufzeit in der CMOS-Pegelverschiebeschaltung erzeugt. Daher ist es nicht erforderlich, dass die Fre quenz der an die 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung angelegten Eingangstaktsignale ausreichend höher als diejenige der Ausgangstaktsignale der 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung ist. Das bedeutet, dass es, wie es aus 2 zu sehen ist, ausreichend ist, wenn die Frequenz des Eingangstaktsignals CLK das Doppelte der Frequenz der Ausgangstaktsignale ϕ2 und ϕ3 der 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung ist. Die Frequenz des Eingangstaktsignals CLK ist im Wesentlichen dieselbe wie die Frequenz des Ausgangstaktsignals ϕ1 der 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung. Demgemäß kann eine Oszillatorschaltung (nicht gezeigt) zum Zuführen des Eingangstaktsignals CLK auf einfache Weise aufgebaut werden. Weiterhin kann deshalb, weil das Eingangstaktsignal CLK keine hohe Frequenz erfordert, der Durchlaufstrom, der durch die MOS-Transistoren von dem Spannungsversorgungsanschluss zum Erdungsanschluss innerhalb der 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung fließt, merklich reduziert werden, mit dem Ergebnis, dass die verbrauchte elektrische Energie dementsprechend gering wird.
  • Das oben angegebene Ausführungsbeispiel der Mehrphasen-Taktsignalerzeugungsschaltung ist die 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung. Jedoch kann die Mehrphasen-Taktsignalerzeugungsschaltung mit vier oder mehr Phasen auf gleiche Weise aufgebaut werden. Beispielsweise ist eine zusätzliche Pulsauswahlschaltung an einen der Ausgangsanschlüsse der 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung angeschlossen, so dass die zusätzliche Pulsauswahlschaltung zwei Taktsignale erzeugt, die einander niemals überlappen und die eine Frequenz entsprechend einer Hälfte der Frequenz des Ausgangstaktsignals haben, das vom Ausgangsanschluss der 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung ausgegeben wird, die an die zusätzliche Pulsauswahlschaltung angeschlossen ist. Somit arbeitet eine Schaltung, die aus der 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung und der zusätzlichen Pulsauswahlschaltung aufgebaut ist, insgesamt als Vier-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung. Demgemäß kann die Mehrphasen-Taktsignalerzeugungsschaltung durch Anschließen einer Pulserzeugungsschaltung aufgebaut werden und der Aufbau des Mehrphasentaktsignals, das aus der Gesamtheit von Ausgangspulsen zusammengesetzt ist, kann durch Auswählen von Ausgangsanschlüssen von neu hinzugefügten Pulsauswahlschaltungen bestimmt werden.
  • Beispielsweise kann dann, wenn eine zusätzliche Pulsauswahlschaltung an den Ausgangsanschluss 108 der in 1 gezeigten 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung angeschlossen ist, so dass ein Paar von Aus gangssignalen ϕ4 und ϕ5 durch die zusätzliche Pulsauswahlschaltung erzeugt wird, eine Vier-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung erhalten werden, die Taktsignale mit vier unterschiedlichen Phasen ϕ1, ϕ2, ϕ4 und ϕ5 erzeugt, die einander niemals überlappen und die in der Reihenfolge von ϕ1, ϕ2, ϕ1, ϕ4, ϕ1, ϕ2, ϕ1 und ϕ5, welche einen Zyklus bilden, zyklisch zum hohen Pegel gebracht werden.
  • Nimmt man Bezug auf 3, ist dort ein Schaltungsdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Aufwärtsschaltung gezeigt, die zu der 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung gehört.
  • Die in 3 gezeigte Aufwärtsschaltung ist eine Aufwärtsschaltung, bei welcher die Schalter in CMOS-Transistortechnologie realisiert sind. Die positiven Aufwärtsschalter in der Aufwärtsschaltung sind jeweils aus positiven Aufwärts-P-Kanal-Transistoren 133 und 134 gebildet. Die negativen Aufwärtsschalter in der Aufwärtsschaltung sind jeweils aus negativen Aufwärts-N-Kanal-Transistoren 135, 136 und 137 gebildet. Die Ladeschalter sind jeweils aus Lade-P-Kanal-Transistoren 129 und 130 gebildet. Die Ladeschalter sind jeweils aus Lade-N-Kanal-Transistoren 131 und 132 gebildet. Wie es in 3 gezeigt ist, werden den jeweiligen Gateanschlüssen von diesen N-Kanal- und P-Kanal-Transistoren die Zeitgabe-Taktsignale ϕ1 und ϕ3 zugeführt, die von einer 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung 139 ausgegeben werden, und invertierte Signale der Zeitgabe-Taktsignale ϕ1 und ϕ2, die durch Inverter 140 und 141 erhalten werden. Zusätzlich entsprechen die Spannungsquelle und die Kondensatoren jeweils einer Spannungsquelle 120 und Kondensatoren 122, 125, 127 und 128 der 3. Die Ausgangsanschlüsse entsprechen jeweils Ausgangsanschlüssen 123 und 126.
  • Bei der oben angegebenen in 3 gezeigten Aufwärtsschaltung sind die an einen Spannungsversorgungsanschluss 121 mit hohem Pegel oder den positiven Spannungsausgangsanschluss 123 angeschlossenen Schalter aus dem P-Kanal-Transistor ausgebildet und sind die an einen Erdungsanschluss 124 oder den negativen Spannungsausgangsanschluss 126 angeschlossenen Schalter aus dem N-Kanal-Transistor gebildet. Daher kann deshalb, weil ein Ein-Widerstand von diesen Transistoren durch Anlegen einer ausreichend großen Gatespannung klein gemacht werden kann, die Aufwärtseffizienz erhöht werden und kann der Verlust verringert werden, und zwar mit einer reduzierten verbrauchten Energie.
  • Zusätzlich wird die 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung 139 mit +2 VDD und –2 VDD als Spannungsversorgungsspannung betrieben, so dass die Ausgangs-Zeitgabesignale bzw. Ausgangstaktsignale ϕ1, ϕ2 und ϕ3 zum Umschalten der N-Kanal- und P-Kanal-Transistoren eine ausreichende Amplitude zwischen einer positiven Spannung und einer negativen Spannung haben.
  • Nimmt man Bezug auf 4, ist dort ein Schaltungsdiagramm, der bei dem in 3 gezeigten Ausführungsbeispiel verwendeten 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung 139 gezeigt. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist angenommen, dass VDD 5V ist.
  • Ein Taktsignal CLK mit einer Amplitude von 0 V bis 5 V wird an einen Taktsignaleingangsanschluss 150 entsprechend einem Taktsignaleingang 138 der 3 angelegt. Dieses Taktsignal CLK wird durch einen Inverter 164 invertiert, der aus einem P-Kanal-Transistor 165 und einem N-Kanal-Transistor 166 aufgebaut ist. Das Taktsignal CLK und sein invertiertes Signal werden zu einer ersten Pegelverschiebeschaltung 167 zugeführt, die aus P-Kanal-Transistoren 168 und 169 und N-Kanal-Transistoren 170 und 171 aufgebaut ist, die angeschlossen sind, wie es in 4 gezeigt ist. Das bedeutet, dass das Taktsignal CLK und sein invertiertes Signal in ein Paar von komplementären Signalen mit einer Amplitude von –10 V bis 5 V umgewandelt werden.
  • Weiterhin wird das Paar von komplementären Signalen zu einer zweiten Pegelverschiebeschaltung 172 zugeführt, die aus N-Kanal-Transistoren 173 und 174 und P-Kanal-Transistoren 175 und 176 aufgebaut ist, die angeschlossen sind, wie es in 4 gezeigt ist. Das bedeutet, dass das Paar von komplementären Signalen in ein Paar von Taktsignalen mit einer Amplitude von –10 V bis +10 V umgewandelt wird, welche jeweils zu einem Paar von Invertern 153 und 159 zugeführt werden.
  • Ein Ausgangssignal C1 des Inverters 153 wird von einem Ausgangsanschluss 156 als erstes Zeitgabesignal ϕ1 zugeführt. Ein Ausgangssignal C2 des Inverters 159 wird zu einer Pulsauswahlschaltung 149 zugeführt, die gleich der in 1 gezeigten Pulsauswahlschaltung 109 aufgebaut ist. Somit werden zweite und dritte Signale ϕ2 und ϕ3 von jeweiligen Ausgangsanschlüssen 157 und 158 zugeführt.
  • 5 ist ein Zeitdiagramm, das die zeitliche Änderung des Eingangstaktsignals CLK und der ersten, zweiten und dritten Zeitgabesignale ϕ1, ϕ2 und ϕ3 in der in 4 gezeigten 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung darstellt.
  • Da die CMOS-Pegelverschiebeschaltung 151 unter Verwendung von zwei CMOS-Pegelverschiebeschaltungen gebildet ist, die gleich der CMOS-Pegelverschiebeschaltung sind, die in der 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung der 1 verwendet ist, und die gekoppelt sind, um eine zweistufige Kaskadenstruktur zu bilden, können die Zeitgabesignale mit einer Amplitude von –2 VDD bis +2 VDD erhalten werden. Daher ist es möglich, die Aufwärtsschaltung der in 3 gezeigten CMOS-Transistorstruktur anzutreiben.
  • Wie es aus dem Obigen offensichtlich wird, ist die Spannungswandlerschaltung gemäß der vorliegenden Anmeldung so konfiguriert, dass eine positive Spannung und eine negative Spannung unabhängig voneinander erzeugt werden, indem die Schalter verwendet werden, die durch Taktsignale mit drei unterschiedlichen Phasen ein-aus-gesteuert werden. Demgemäß verursacht eine Spannungsschwankung an einem der positiven und negativen Spannungsausgangsanschlüsse, die durch eine externe Last verursacht wird, keine Spannungsschwankung am anderen der positiven und negativen Spannungsausgangsanschlüsse. Daher kann ein Gesamtsystem, das die Spannungswandlerschaltung gemäß der vorliegenden Anmeldung enthält, als Spannungsversorgungsschaltung eine erhöhte Zuverlässigkeit haben.
  • Zusätzlich kann die Aufwärtsschaltung positive und negative Spannungen mit unterschiedlichen Absolutwerten erzeugen. Die Abwärtsschaltung kann nicht nur eine positive Spannung erzeugen, sondern auch eine negative Spannung.
  • Die Mehrphasen-Taktsignalerzeugungsschaltung gemäß der vorliegenden Anmeldung ist so konfiguriert, dass eine Anfangsstufe zum Erzeugen aus einem einzigen Eingangstaktsignal eines Paars von Taktsignalen mit unterschiedlichen Phasen, die einander nicht überlappen, aus einer CMOS-Pegelverschiebeschaltung gebildet ist, und nicht durch das D-Typ-Flip-Flop, welches einen großen Chipbereich benötigt. Demgemäß kann die Gesamtheit der 3-Phasen-Taktsignalerzeugungsschaltung mit einem reduzierten Chipbereich realisiert werden.
  • Zusätzlich kann deshalb, weil das Eingangstaktsignal nicht durch einen 1/2-Frequenzteiler einer Frequenzteilung unterzogen wird, die Frequenz des Eingangs taktsignals CLK auf einen niedrigen Wert eingestellt werden. Dies ist sehr effektiv beim Reduzieren des Durchgangsstroms und somit der verbrauchten elektrischen Energie.

Claims (2)

  1. Mehrphasen-Taktsignalerzeugungsschaltung, welche eine Mehrzahl von nicht überlappenden Taktsignalen (ϕ1, ϕ2, ϕ3) erzeugt und aufweist: eine CMOS-Pegelverschiebeschaltung (101, 151) mit einer vorbestimmten Verzögerungszeit, die ein Eingangstaktsignal (CLK) empfängt und ein nicht invertiertes Ausgangstaktsignal (C1) sowie ein invertiertes Ausgangstaktsignal (C2) verschiedener Phasen erzeugt, eine Pulsauswahleinrichtung (109, 149), die eines des nicht invertierten Ausgangstaktsignals (C1) und des invertierten Ausgangstaktsignals (C2) empfängt und eine Vielzahl von Ausgangstaktsignalen erzeugt, die voneinander unterschiedliche Phasen aufweisen und eine Frequenz aufweisen, die erhalten wird durch Teilung der Frequenz des empfangenen Taktsignals durch die Anzahl der Ausgangssignale, wobei das andere des nicht invertierten Ausgangstaktsignals (C1) und des invertierten Ausgangstaktsignals (C2) als eines der nicht überlappenden Taktsignale (ϕ1, ϕ2, ϕ3) ausgegeben wird.
  2. Mehrphasen-Taktsignalerzeugungsschaltung nach Anspruch 1, wobei das andere des nicht invertierten Ausgangstaktsignals (C1) und des invertierten Ausgangstaktsignals (C2) als ein erstes nicht überlappendes Taktsignal (ϕ1) ausgegeben wird und die Pulsauswahleinrichtung (109, 149) eine ½ Frequenzteilerschaltung (102, 152) einschließt, die entweder das eine des nicht invertierten Ausgangstaktsignals (C1) oder das invertierte Ausgangstaktsignal (C2) empfängt, um sowohl ein nicht invertiertes Signal (Q) als auch ein invertiertes Signal (Q) zu erzeugen, ein erstes UND-Glied (104, 154), das das nicht invertierte Signal (Q) und entweder das nicht invertierte Ausgangstaktsignal (C1) oder das invertierte Ausgangstaktsignal (C2) empfängt, um ein zweites nicht überlappendes Taktsignal (ϕ2) zu erzeugen, und ein zweites UND-Glied (105, 155), das das invertierte Signal (Q) und entweder das nicht invertierte Ausgangstaktsignal (C1) oder das inver tierte Ausgangstaktsignal (C2) empfängt, um ein drittes nicht überlappendes Taktsignal (ϕ3) zu erzeugen.
DE1993633353 1992-09-02 1993-09-02 Spannungswandlerschaltung und mehrphasiger Taktgenerator Expired - Fee Related DE69333353T2 (de)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP4234387A JPH0828965B2 (ja) 1992-09-02 1992-09-02 電圧変換回路
JP23438792 1992-09-02

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE69333353D1 DE69333353D1 (de) 2004-01-22
DE69333353T2 true DE69333353T2 (de) 2004-09-16

Family

ID=16970206

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE1993633353 Expired - Fee Related DE69333353T2 (de) 1992-09-02 1993-09-02 Spannungswandlerschaltung und mehrphasiger Taktgenerator
DE1993619512 Expired - Fee Related DE69319512T2 (de) 1992-09-02 1993-09-02 Spannungswandlerschaltung

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE1993619512 Expired - Fee Related DE69319512T2 (de) 1992-09-02 1993-09-02 Spannungswandlerschaltung

Country Status (4)

Country Link
US (3) US5461557A (de)
EP (2) EP0585925B1 (de)
JP (1) JPH0828965B2 (de)
DE (2) DE69333353T2 (de)

Families Citing this family (169)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6125047A (en) * 1993-12-14 2000-09-26 Seagate Technology, Inc. Regulated inverting power supply
US5596489A (en) * 1994-01-14 1997-01-21 Intel Corporation Capacitive transformer having a switch responsive to clock signals
KR0149224B1 (ko) * 1994-10-13 1998-10-01 김광호 반도체 집적장치의 내부전압 승압회로
FR2729014B1 (de) * 1994-12-29 1997-02-07
JP3577720B2 (ja) * 1995-01-11 2004-10-13 セイコーエプソン株式会社 電源回路、液晶表示装置及び電子機器
US5606491A (en) * 1995-06-05 1997-02-25 Analog Devices, Inc. Multiplying and inverting charge pump
KR100227620B1 (ko) * 1996-10-17 1999-11-01 김영환 네가티브 챠지펌프 회로
US7084864B1 (en) * 1996-11-29 2006-08-01 Texas Instruments Incorporated Computer display with switched capacitor power supply
IT1290168B1 (it) * 1996-12-23 1998-10-19 Consorzio Eagle Pompa di carica a tensione negativa per memorie flash eeprom
AU6155698A (en) * 1997-02-11 1998-08-26 Foxboro Company, The Current converter and system
US6107862A (en) * 1997-02-28 2000-08-22 Seiko Instruments Inc. Charge pump circuit
US5828560A (en) * 1997-03-24 1998-10-27 Alderman; Robert J. Voltage converter circuit
US5973944A (en) * 1997-11-19 1999-10-26 Linear Technology Corporation Inductorless step-up and step-down converter with inrush current limiting
JPH11203265A (ja) * 1998-01-19 1999-07-30 Mitsubishi Electric Corp マイクロコンピュータ
WO1999056383A1 (en) * 1998-04-24 1999-11-04 Koninklijke Philips Electronics N.V. Combined capacitive up/down converter
US6166982A (en) * 1998-06-25 2000-12-26 Cypress Semiconductor Corp. High voltage switch for eeprom/flash memories
US6172553B1 (en) 1998-06-25 2001-01-09 Cypress Semiconductor Corp. High voltage steering network for EEPROM/FLASH memory
US6094095A (en) * 1998-06-29 2000-07-25 Cypress Semiconductor Corp. Efficient pump for generating voltages above and/or below operating voltages
US6198645B1 (en) * 1998-07-02 2001-03-06 National Semiconductor Corporation Buck and boost switched capacitor gain stage with optional shared rest state
US6021056A (en) * 1998-12-14 2000-02-01 The Whitaker Corporation Inverting charge pump
US6184594B1 (en) * 1999-02-04 2001-02-06 Tower Semiconductor Ltd. Multi-stage charge pump having high-voltage pump control feedback and method of operating same
JP3316468B2 (ja) * 1999-03-11 2002-08-19 セイコーエプソン株式会社 昇圧回路、昇圧方法および電子機器
US6307350B1 (en) 1999-07-30 2001-10-23 Ja Effect, Llc Rechargeable direct current power source
FR2797115B1 (fr) * 1999-07-30 2001-10-12 St Microelectronics Sa Convertisseur alternatif-continu non-isole
JP2001075536A (ja) * 1999-09-03 2001-03-23 Nec Corp 昇圧回路、電源回路及び液晶駆動装置
US6265925B1 (en) * 1999-09-30 2001-07-24 Intel Corporation Multi-stage techniques for accurate shutoff of circuit
JP2001238435A (ja) 2000-02-25 2001-08-31 Nec Corp 電圧変換回路
US6300812B1 (en) * 2000-09-28 2001-10-09 Intel Corporation Process, voltage, and temperature insensitive two phase clock generation circuit
US6563235B1 (en) * 2000-10-03 2003-05-13 National Semiconductor Corporation Switched capacitor array circuit for use in DC-DC converter and method
US6778347B2 (en) 2000-11-20 2004-08-17 Seagate Technology Llc Load balancing circuit for a dual polarity power supply with single polarity voltage regulation
US6504422B1 (en) * 2000-11-21 2003-01-07 Semtech Corporation Charge pump with current limiting circuit
US6438005B1 (en) 2000-11-22 2002-08-20 Linear Technology Corporation High-efficiency, low noise, inductorless step-down DC/DC converter
US6753623B2 (en) 2000-12-05 2004-06-22 National Semiconductor Corporation Switched capacitor array circuits having universal rest state and method
US6779156B2 (en) * 2001-06-15 2004-08-17 Science & Technology Corporation @ Unm Digital circuits using universal logic gates
JP3726041B2 (ja) * 2001-07-24 2005-12-14 エルピーダメモリ株式会社 昇圧回路およびその駆動方法
US6853566B2 (en) * 2002-04-18 2005-02-08 Ricoh Company, Ltd. Charge pump circuit and power supply circuit
DE60316555T2 (de) * 2002-05-07 2008-07-03 Nxp B.V. Ladungspumpe
DE60227923D1 (de) * 2002-05-27 2008-09-11 Bernafon Ag Stromversorgungsanordnung
AU2003255877A1 (en) * 2002-08-28 2004-03-19 Koninklijke Philips Electronics N.V. Voltage doubler circuit
JP4193462B2 (ja) 2002-10-16 2008-12-10 日本電気株式会社 昇圧回路
US6865512B2 (en) * 2002-11-12 2005-03-08 Koninklijke Philips Electronics N.V. Automated medical imaging system maintenance diagnostics
JP3741100B2 (ja) * 2002-11-26 2006-02-01 セイコーエプソン株式会社 電源回路及び半導体集積回路
JP3697695B2 (ja) * 2003-01-23 2005-09-21 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 チャージポンプ型dc/dcコンバータ
CN1306690C (zh) * 2003-07-30 2007-03-21 百利通电子(上海)有限公司 一种可对正负极分别充电的双电压电荷泵及其控制电路
DE10349557B4 (de) * 2003-10-22 2010-09-09 Infineon Technologies Ag Verwendung einer Kondensatoranordnung und Verfahren zur Ansteuerung
US20050099831A1 (en) * 2003-11-10 2005-05-12 Henry Wong Switch-capacitor regulated boot converter and inverter
JP4383159B2 (ja) 2003-12-25 2009-12-16 Necエレクトロニクス株式会社 チャージポンプ回路
TWI257108B (en) * 2004-03-03 2006-06-21 Novatek Microelectronics Corp Source drive circuit, latch-able voltage level shifter and high-voltage flip-flop
US7190210B2 (en) * 2004-03-25 2007-03-13 Integral Wave Technologies, Inc. Switched-capacitor power supply system and method
US7239194B2 (en) * 2004-03-25 2007-07-03 Integral Wave Technologies, Inc. Trench capacitor power supply system and method
JP3889011B2 (ja) * 2004-03-26 2007-03-07 ローム株式会社 昇圧電源装置、及びそれを用いた携帯機器
US20060066389A1 (en) * 2004-09-29 2006-03-30 Wardle Gregory W Variable gain charge pump controller
JP4397936B2 (ja) 2004-10-19 2010-01-13 ローム株式会社 スイッチング電源装置およびそれを用いた電子機器
JP4965069B2 (ja) * 2004-10-21 2012-07-04 ラピスセミコンダクタ株式会社 半導体集積回路
TWI285465B (en) * 2004-11-29 2007-08-11 Au Optronics Corp DC-DC converter formed on a glass substrate
JP4659493B2 (ja) * 2005-03-23 2011-03-30 株式会社アドバンテスト 電源回路及び試験装置
TWI293828B (en) * 2005-04-28 2008-02-21 Novatek Microelectronics Corp Charge pump
TWI298828B (en) * 2005-06-29 2008-07-11 Novatek Microelectronics Corp Charge pump for generating arbitrary voltage level
US7884665B2 (en) 2005-12-08 2011-02-08 Rohm Co., Ltd. Charge pump circuit, LCD driver IC, and electronic appliance
JP4974520B2 (ja) * 2005-12-08 2012-07-11 ローム株式会社 チャージポンプ回路、lcdドライバic、電子機器
JP4994652B2 (ja) * 2005-12-08 2012-08-08 ローム株式会社 チャージポンプ回路、lcdドライバic、電子機器
GB2475636B (en) * 2006-12-22 2011-09-07 Wolfson Microelectronics Plc Amplifier circuit and methods of operation thereof
GB2446843B (en) 2006-06-30 2011-09-07 Wolfson Microelectronics Plc Amplifier circuit and methods of operation thereof
US7705560B2 (en) * 2006-08-15 2010-04-27 N. P. Johnson Family Limited Partnership Voltage controller
US8311243B2 (en) 2006-08-21 2012-11-13 Cirrus Logic, Inc. Energy-efficient consumer device audio power output stage
US8493036B2 (en) 2006-10-21 2013-07-23 Advanced Analogic Technologies, Inc. Controllable charge paths, and related methods
GB2472701B (en) * 2006-12-22 2011-07-20 Wolfson Microelectronics Plc Charge pump circuit and methods of operation thereof
GB2444988B (en) 2006-12-22 2011-07-20 Wolfson Microelectronics Plc Audio amplifier circuit and electronic apparatus including the same
GB2444984B (en) * 2006-12-22 2011-07-13 Wolfson Microelectronics Plc Charge pump circuit and methods of operation thereof
GB2444985B (en) * 2006-12-22 2011-09-14 Wolfson Microelectronics Plc Charge pump circuit and methods of operation thereof
GB2447426B (en) * 2006-12-22 2011-07-13 Wolfson Microelectronics Plc Charge pump circuit and methods of operation thereof
JP5038706B2 (ja) * 2006-12-27 2012-10-03 ルネサスエレクトロニクス株式会社 昇圧回路
DE102007014384A1 (de) * 2007-03-26 2008-10-02 Austriamicrocsystems Ag Spannungskonverter und Verfahren zur Spannungskonversion
DE502007004070D1 (de) * 2007-03-30 2010-07-22 Abb Research Ltd Schaltzelle sowie Umrichterschaltung zur Schaltung einer Vielzahl von Spannungsniveaus mit einer solchen Schaltzelle
GB2448905A (en) * 2007-05-02 2008-11-05 Zetex Semiconductors Plc Voltage regulator for LNB
CN101309048A (zh) * 2007-05-17 2008-11-19 比亚迪股份有限公司 一种电荷泵装置及电源电路
US7859240B1 (en) 2007-05-22 2010-12-28 Cypress Semiconductor Corporation Circuit and method for preventing reverse current flow into a voltage regulator from an output thereof
GB0715254D0 (en) * 2007-08-03 2007-09-12 Wolfson Ltd Amplifier circuit
US8310218B2 (en) * 2007-08-08 2012-11-13 Advanced Analogic Technologies, Inc. Time-multiplexed-capacitor DC/DC converter with multiple outputs
WO2009157911A1 (en) * 2008-06-27 2009-12-30 Medtronic, Inc. Switched capacitor dc-dc voltage converter
US8089787B2 (en) 2008-06-27 2012-01-03 Medtronic, Inc. Switched capacitor DC-DC voltage converter
US7923865B2 (en) 2008-06-27 2011-04-12 Medtronic, Inc. Multi-mode switched capacitor dc-dc voltage converter
US8742833B2 (en) * 2008-12-02 2014-06-03 Himax Technologies Limited Charge pump circuit and method thereof
US8274179B2 (en) * 2009-03-20 2012-09-25 Qualcomm Incorporated Passive differential voltage doubler
US9112452B1 (en) 2009-07-14 2015-08-18 Rf Micro Devices, Inc. High-efficiency power supply for a modulated load
US8456874B2 (en) * 2009-07-15 2013-06-04 Ramot At Tel Aviv University Ltd. Partial arbitrary matrix topology (PMAT) and general transposed serial-parallel topology (GTSP) capacitive matrix converters
JP5504782B2 (ja) * 2009-09-18 2014-05-28 ヤマハ株式会社 チャージポンプ
US8044706B2 (en) * 2009-10-09 2011-10-25 Dialog Semiconductor Gmbh Reduced capacitor charge-pump
US8823343B2 (en) 2009-12-22 2014-09-02 Yamaha Corporation Power amplifying circuit, DC-DC converter, peak holding circuit, and output voltage control circuit including the peak holding circuit
US8582332B2 (en) 2010-02-22 2013-11-12 Marvell World Trade Ltd. Dual output DC-DC charge pump regulator
US8981848B2 (en) 2010-04-19 2015-03-17 Rf Micro Devices, Inc. Programmable delay circuitry
US9247496B2 (en) 2011-05-05 2016-01-26 Rf Micro Devices, Inc. Power loop control based envelope tracking
US9246460B2 (en) 2011-05-05 2016-01-26 Rf Micro Devices, Inc. Power management architecture for modulated and constant supply operation
US8633766B2 (en) 2010-04-19 2014-01-21 Rf Micro Devices, Inc. Pseudo-envelope follower power management system with high frequency ripple current compensation
US8519788B2 (en) 2010-04-19 2013-08-27 Rf Micro Devices, Inc. Boost charge-pump with fractional ratio and offset loop for supply modulation
US9379667B2 (en) 2011-05-05 2016-06-28 Rf Micro Devices, Inc. Multiple power supply input parallel amplifier based envelope tracking
US8493141B2 (en) 2010-04-19 2013-07-23 Rf Micro Devices, Inc. Pseudo-envelope following power management system
US9099961B2 (en) 2010-04-19 2015-08-04 Rf Micro Devices, Inc. Output impedance compensation of a pseudo-envelope follower power management system
US9431974B2 (en) 2010-04-19 2016-08-30 Qorvo Us, Inc. Pseudo-envelope following feedback delay compensation
US9019011B2 (en) 2011-06-01 2015-04-28 Rf Micro Devices, Inc. Method of power amplifier calibration for an envelope tracking system
US8571498B2 (en) 2010-08-25 2013-10-29 Rf Micro Devices, Inc. Multi-mode/multi-band power management system
EP2424093B1 (de) * 2010-08-26 2014-06-11 ST-Ericsson SA Ladepumpe mit doppeltem Ausgang zur Erzeugung von zwei Spannungswerten mit zwei unterschiedlichen Stufen sowie Steuerverfahren dafür
WO2012047738A1 (en) * 2010-09-29 2012-04-12 Rf Micro Devices, Inc. SINGLE μC-BUCKBOOST CONVERTER WITH MULTIPLE REGULATED SUPPLY OUTPUTS
EP2518877B1 (de) 2010-11-12 2017-07-19 Asahi Kasei Microdevices Corporation Ladepumpenkreis, steuerungsverfahren dafür, und integrierte halbleiterschaltung
US9075673B2 (en) 2010-11-16 2015-07-07 Rf Micro Devices, Inc. Digital fast dB to gain multiplier for envelope tracking systems
GB2486701B (en) * 2010-12-23 2013-01-09 Wolfson Microelectronics Plc Charge pump circuit
EP2469693B1 (de) * 2010-12-23 2017-10-18 Nxp B.V. Vorrichtung und Verfahren zur Nutzung diskontinuierlicher Energiequellen
GB2486698B (en) * 2010-12-23 2014-01-15 Wolfson Microelectronics Plc Charge pump circuit
US8588713B2 (en) 2011-01-10 2013-11-19 Rf Micro Devices, Inc. Power management system for multi-carriers transmitter
US8611402B2 (en) 2011-02-02 2013-12-17 Rf Micro Devices, Inc. Fast envelope system calibration
EP2673880B1 (de) 2011-02-07 2017-09-06 Qorvo US, Inc. Verfahren für gruppenverzögerungskalibrierung zur hüllkurvennachführung bei einem leistungsverstärker
US8624760B2 (en) 2011-02-07 2014-01-07 Rf Micro Devices, Inc. Apparatuses and methods for rate conversion and fractional delay calculation using a coefficient look up table
US9178627B2 (en) 2011-05-31 2015-11-03 Rf Micro Devices, Inc. Rugged IQ receiver based RF gain measurements
US8760228B2 (en) 2011-06-24 2014-06-24 Rf Micro Devices, Inc. Differential power management and power amplifier architecture
EP2544344B1 (de) * 2011-07-04 2015-05-27 Dialog Semiconductor GmbH Ladepumpe mit Dreifachmodus
US8792840B2 (en) 2011-07-15 2014-07-29 Rf Micro Devices, Inc. Modified switching ripple for envelope tracking system
US8626091B2 (en) 2011-07-15 2014-01-07 Rf Micro Devices, Inc. Envelope tracking with variable compression
US8952710B2 (en) 2011-07-15 2015-02-10 Rf Micro Devices, Inc. Pulsed behavior modeling with steady state average conditions
US9263996B2 (en) 2011-07-20 2016-02-16 Rf Micro Devices, Inc. Quasi iso-gain supply voltage function for envelope tracking systems
US8624576B2 (en) 2011-08-17 2014-01-07 Rf Micro Devices, Inc. Charge-pump system for providing independent voltages
WO2013033700A1 (en) 2011-09-02 2013-03-07 Rf Micro Devices, Inc. Split vcc and common vcc power management architecture for envelope tracking
US8957728B2 (en) 2011-10-06 2015-02-17 Rf Micro Devices, Inc. Combined filter and transconductance amplifier
US9484797B2 (en) 2011-10-26 2016-11-01 Qorvo Us, Inc. RF switching converter with ripple correction
US8878606B2 (en) 2011-10-26 2014-11-04 Rf Micro Devices, Inc. Inductance based parallel amplifier phase compensation
US9024688B2 (en) 2011-10-26 2015-05-05 Rf Micro Devices, Inc. Dual parallel amplifier based DC-DC converter
WO2013063364A1 (en) 2011-10-26 2013-05-02 Rf Micro Devices, Inc. Average frequency control of switcher for envelope tracking
US8975959B2 (en) 2011-11-30 2015-03-10 Rf Micro Devices, Inc. Monotonic conversion of RF power amplifier calibration data
US9250643B2 (en) 2011-11-30 2016-02-02 Rf Micro Devices, Inc. Using a switching signal delay to reduce noise from a switching power supply
US9515621B2 (en) 2011-11-30 2016-12-06 Qorvo Us, Inc. Multimode RF amplifier system
US9041365B2 (en) 2011-12-01 2015-05-26 Rf Micro Devices, Inc. Multiple mode RF power converter
US9041364B2 (en) 2011-12-01 2015-05-26 Rf Micro Devices, Inc. RF power converter
US9280163B2 (en) 2011-12-01 2016-03-08 Rf Micro Devices, Inc. Average power tracking controller
US8947161B2 (en) 2011-12-01 2015-02-03 Rf Micro Devices, Inc. Linear amplifier power supply modulation for envelope tracking
US9256234B2 (en) 2011-12-01 2016-02-09 Rf Micro Devices, Inc. Voltage offset loop for a switching controller
US9494962B2 (en) 2011-12-02 2016-11-15 Rf Micro Devices, Inc. Phase reconfigurable switching power supply
US9813036B2 (en) 2011-12-16 2017-11-07 Qorvo Us, Inc. Dynamic loadline power amplifier with baseband linearization
JP5758866B2 (ja) * 2011-12-16 2015-08-05 旭化成エレクトロニクス株式会社 チャージ・ポンプ回路および負荷駆動システム
US9298198B2 (en) 2011-12-28 2016-03-29 Rf Micro Devices, Inc. Noise reduction for envelope tracking
JP5851847B2 (ja) * 2012-01-06 2016-02-03 旭化成エレクトロニクス株式会社 チャージ・ポンプ回路、半導体集積回路
US8981839B2 (en) 2012-06-11 2015-03-17 Rf Micro Devices, Inc. Power source multiplexer
US9020451B2 (en) 2012-07-26 2015-04-28 Rf Micro Devices, Inc. Programmable RF notch filter for envelope tracking
US9225231B2 (en) 2012-09-14 2015-12-29 Rf Micro Devices, Inc. Open loop ripple cancellation circuit in a DC-DC converter
US9197256B2 (en) 2012-10-08 2015-11-24 Rf Micro Devices, Inc. Reducing effects of RF mixer-based artifact using pre-distortion of an envelope power supply signal
US9203411B2 (en) 2012-10-11 2015-12-01 Qualcomm Incorporated Compact low power level shifter for dual rail
US9207692B2 (en) 2012-10-18 2015-12-08 Rf Micro Devices, Inc. Transitioning from envelope tracking to average power tracking
US9627975B2 (en) 2012-11-16 2017-04-18 Qorvo Us, Inc. Modulated power supply system and method with automatic transition between buck and boost modes
US9660553B2 (en) * 2012-11-30 2017-05-23 Ingeteam Power Technology, S.A. Switching stage, energy conversion circuit, and conversion stage for wind turbines comprising the energy conversion circuit
US9300252B2 (en) 2013-01-24 2016-03-29 Rf Micro Devices, Inc. Communications based adjustments of a parallel amplifier power supply
US9178472B2 (en) 2013-02-08 2015-11-03 Rf Micro Devices, Inc. Bi-directional power supply signal based linear amplifier
JP5767660B2 (ja) 2013-02-20 2015-08-19 株式会社東芝 Dc−dcコンバータ
EP2773033B1 (de) * 2013-02-28 2018-12-05 Dialog Semiconductor GmbH Ladungspumpenverfahren mit VDD/2 und VDD/3
WO2014152903A2 (en) 2013-03-14 2014-09-25 Rf Micro Devices, Inc Envelope tracking power supply voltage dynamic range reduction
US9203353B2 (en) 2013-03-14 2015-12-01 Rf Micro Devices, Inc. Noise conversion gain limited RF power amplifier
US9479118B2 (en) 2013-04-16 2016-10-25 Rf Micro Devices, Inc. Dual instantaneous envelope tracking
CN103280967B (zh) * 2013-05-29 2016-11-16 成都芯源系统有限公司 一种电荷泵及其使其负输出电压跟随正输出电压的方法
EP2824816A1 (de) 2013-07-11 2015-01-14 Dialog Semiconductor GmbH DC/DC Wandler mit geschalteten Kapazitäten und niedrigem Eingangsstromrippel
US9484807B2 (en) * 2013-07-26 2016-11-01 Maxlinear, Inc. High efficiency switched capacitor voltage regulator
US9374005B2 (en) 2013-08-13 2016-06-21 Rf Micro Devices, Inc. Expanded range DC-DC converter
CN104753475B (zh) * 2013-12-27 2018-10-16 展讯通信(上海)有限公司 X类放大器
CN104753318B (zh) * 2013-12-27 2017-06-30 展讯通信(上海)有限公司 一种降压负升压的开关电源
US9614476B2 (en) 2014-07-01 2017-04-04 Qorvo Us, Inc. Group delay calibration of RF envelope tracking
US9379605B2 (en) 2014-08-11 2016-06-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Clocking circuit, charge pumps, and related methods of operation
US10050522B2 (en) * 2015-02-15 2018-08-14 Skyworks Solutions, Inc. Interleaved dual output charge pump
US9948240B2 (en) 2015-07-01 2018-04-17 Qorvo Us, Inc. Dual-output asynchronous power converter circuitry
US9912297B2 (en) 2015-07-01 2018-03-06 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking power converter circuitry
US9973147B2 (en) 2016-05-10 2018-05-15 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking power management circuit
KR20180031467A (ko) * 2016-09-20 2018-03-28 삼성전자주식회사 재구성 가능한 양극성 출력 차지 펌프 회로 및 이를 포함하는 집적 회로
TWI605676B (zh) * 2017-01-26 2017-11-11 新唐科技股份有限公司 切換式電容直流對直流轉換器電路及其產生方法
US10476437B2 (en) 2018-03-15 2019-11-12 Qorvo Us, Inc. Multimode voltage tracker circuit

Family Cites Families (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3740660A (en) * 1971-05-27 1973-06-19 North American Rockwell Multiple phase clock generator circuit with control circuit
US4259715A (en) * 1975-09-27 1981-03-31 Citizen Watch Co., Ltd. Voltage conversion system for electronic timepiece
DE2556735C3 (de) * 1975-12-17 1979-02-01 Deutsche Itt Industries Gmbh, 7800 Freiburg
US4205369A (en) * 1977-02-16 1980-05-27 Kabushiki Kaisha Daini Seikosha Voltage dropping circuit
JPS5572889A (en) * 1978-11-28 1980-06-02 Seiko Instr & Electronics Ltd Booster circuit
JPS5840922A (en) * 1981-09-04 1983-03-10 Hitachi Ltd Clock generating circuit
JPS61172432A (en) * 1984-12-06 1986-08-04 Nippon Motoroola Kk Non-duplicated clock signal generator
US4699518A (en) * 1985-09-12 1987-10-13 Rhythm Watch Company Limited Musical scale generating circuit
US4999761A (en) * 1985-10-01 1991-03-12 Maxim Integrated Products Integrated dual charge pump power supply and RS-232 transmitter/receiver
US4777577A (en) * 1985-10-01 1988-10-11 Maxim Integrated Products, Inc. Integrated dual charge pump power supply and RS-232 transmitter/receiver
US4897774A (en) * 1985-10-01 1990-01-30 Maxim Integrated Products Integrated dual charge pump power supply and RS-232 transmitter/receiver
US5004933A (en) * 1986-06-02 1991-04-02 Tektronix, Inc. Phase-selectable flip-flop
JPH061608B2 (ja) * 1986-12-08 1994-01-05 富士通株式会社 デ−タの変復調装置
US4812961A (en) * 1987-05-15 1989-03-14 Linear Technology, Inc. Charge pump circuitry having low saturation voltage and current-limited switch
US4794275A (en) * 1987-09-17 1988-12-27 Tektronix, Inc. Multiple phase clock generator
US4816700A (en) * 1987-12-16 1989-03-28 Intel Corporation Two-phase non-overlapping clock generator
US4807104A (en) * 1988-04-15 1989-02-21 Motorola, Inc. Voltage multiplying and inverting charge pump
US4912340A (en) * 1988-10-21 1990-03-27 Northern Telecom Circuit for generating non-overlapping two-phase clocks
EP0418419B1 (de) * 1989-09-22 1994-12-14 Deutsche ITT Industries GmbH Zweiphasentaktgenerator
US5173618A (en) * 1990-05-14 1992-12-22 Vlsi Technology, Inc. Clock generator for providing a pair of nonoverlapping clock signals with adjustable skew
US5120990A (en) * 1990-06-29 1992-06-09 Analog Devices, Inc. Apparatus for generating multiple phase clock signals and phase detector therefor
JP2886281B2 (ja) * 1990-07-06 1999-04-26 新日本無線株式会社 昇圧回路
US5341031A (en) * 1990-08-27 1994-08-23 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Stable high speed clock generator
US5237209A (en) * 1992-03-02 1993-08-17 Analog Devices, Inc. Bipolar voltage doubler circuit

Also Published As

Publication number Publication date
DE69333353D1 (de) 2004-01-22
EP0822478B1 (de) 2003-12-10
DE69319512D1 (de) 1998-08-13
JPH0828965B2 (ja) 1996-03-21
JPH06165482A (ja) 1994-06-10
US5532916A (en) 1996-07-02
US5461557A (en) 1995-10-24
EP0585925A3 (de) 1995-01-18
EP0822478A2 (de) 1998-02-04
EP0822478A3 (de) 1998-12-30
DE69319512T2 (de) 1999-01-28
EP0585925B1 (de) 1998-07-08
EP0585925A2 (de) 1994-03-09
US5623222A (en) 1997-04-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0817387B1 (de) Spannungspegelverschieber
CN100390853C (zh) 高效液晶显示器驱动电压发生电路及其方法
US7023188B1 (en) Method of forming a multi-phase power supply controller
US7030683B2 (en) Four phase charge pump operable without phase overlap with improved efficiency
KR0133061B1 (ko) 전압증배회로
US5907484A (en) Charge pump
US7385440B2 (en) Bootstrapped switch for sampling inputs with a signal range greater than supply voltage
CA1060543A (en) Boosting circuit
US8339184B2 (en) Gate voltage boosting element for charge pump
EP0735677B1 (de) Oszillatorschaltung mit einer versorgungsspannungsunabhängigen Oszillatorfrequenz
US8049553B2 (en) High-voltage CMOS charge pump
JP3731322B2 (ja) レベルシフト回路
EP0292148B1 (de) Kapazitive Spannungswandlerschaltung mit niedriger Sättigungsspannung und Strombegrenzungsschalter
US6501325B1 (en) Low voltage supply higher efficiency cross-coupled high voltage charge pumps
US8362823B2 (en) Charge pump regulator and method of producing a regulated voltage
US5095223A (en) Dc/dc voltage multiplier with selective charge/discharge
US7521978B2 (en) Clock driver
CN100557718C (zh) 移位寄存器电路
Pylarinos et al. Charge pumps: An overview
CN1307777C (zh) 多路输出直流-直流变换器
US5625544A (en) Charge pump
US7839197B2 (en) Level shift circuit
EP2164155B1 (de) Ansteuerschaltung für elektronische elemente
KR100463619B1 (ko) 차지펌프 회로의 제어 방법
KR101106483B1 (ko) 피보나치 급수를 지닌 전하 펌프

Legal Events

Date Code Title Description
8364 No opposition during term of opposition
8339 Ceased/non-payment of the annual fee