DE112014001395T5

DE112014001395T5 - Verfahren für einen rekonfigurierbaren Schaltkondensator-Spannungswandler

Info

Publication number: DE112014001395T5
Application number: DE112014001395.1T
Authority: DE
Inventors: David M. Giuliano; Gregory Szczeszynski; Aichen Low; Jeff Summit; Oscar Blyde
Original assignee: Arctic Sand Technologies Inc
Current assignee: PSemi Corp
Priority date: 2013-03-15
Filing date: 2014-03-12
Publication date: 2015-12-17
Also published as: US20140266132A1; CN109217658A; CN105229909A; GB2593065A; GB202102540D0; GB202105772D0; GB2593065B; US20160149478A1; GB201516834D0; US9203299B2; GB2589186A; GB2589522B; US11522445B2; US11955885B2; US20210044203A1; KR20220119533A; CN109217658B; US20210351694A1; US20140268945A1; TW201448434A

Abstract

Eine Vorrichtung zum Umwandeln einer ersten Spannung in eine zweite Spannung verfügt über einen rekonfigurierbaren Schaltkondensator-Spannungswandler mit einer auswahlbaren Wandlerverstärkung. Der Wandler verfügt über ein Schaltkondensator-Netzwerk aus Vervielfacherkaskaden mit Kondensatoren, von denen jeder an einen Stapelknoten und an einen Phasenknoten elektrisch angeschlossen ist. Ein Regler bewirkt den Übergang des Netzwerks zwischen der ersten und der zweiten Betriebsart. In der ersten Betriebsart ist mindestens ein Kondensator von einem Ladungstransferpfad des rekonfigurierbaren Schaltkondensator-Spannungswandlers isoliert. Somit wird in der ersten Betriebsart der Spannungswandler mit einer ersten Verstärkung betrieben. In der zweiten Betriebsart wird der Spannungswandler mit einer zweiten Wandlerverstärkung betrieben. Währenddessen kann eine dritte Spannung an mindestens einem Kondensator einen beliebigen Wert annehmen.

Description

QUERVERWEIS ZU EINER VERWANDTEN ANMELDUNG
Diese Anmeldung beansprucht die Priorität der US-Anmeldung Nr. 13/839,315, eingereicht am 15. März 2013, deren Inhalt hiermit als Verweis in ihrer Gesamtheit einbezogen wird.
OFFENLEGUNGSBEREICH
Der vorliegende Erfindungsgegenstand bezieht sich auf Verfahren zur Rekonfiguration eines Schaltkondensator-Spannungswandlers.
HINTERGRUND
Ein umschaltbarer Spannungswandler ist eine bestimmte Art Spannungswandler, der eine Ausgangsspannung durch Umschalten der Energiespeicherelemente (d. h. Spulen und Kondensatoren) in verschiedene elektrische Konfigurationen mittels eines Schaltnetzwerks erzeugt. Ein Schaltkondensator-Spannungswandler ist eine Art umschaltbarer Spannungswandler, der in erster Linie Kondensatoren verwendet, um Energie zu übertragen. Bei solchen Wandlern, auch bekannt als Kondensatoren-Schaltkreise, erhöht sich die Anzahl der Kondensatoren und Schalter mit steigendem Übersetzungsverhältnis oder steigender Wandlerverstärkung. Ein Kondensatoren-Schaltkreis, der mehr als eine Wandlerverstärkung (d. h. mehr als einen Modus) hat, wird oft als Kondensatoren-Schaltkreis für Mehrfachbetrieb bezeichnet.
Vervielfacherkaskaden sind eine Familie von Topologien mehrstufiger Schaltkondensator-Spannungswandlern, die eine hohe Wandlerverstärkung mittels Niederspannungstransistoren liefern können. Die hier verwendete Wandlerverstärkung stellt eine Spannungsverstärkung dar, wenn der Kondensatoren-Schaltkreis eine Ausgangsspannung erzeugt, die größer ist als die Eingangsspannung, oder eine Stromverstärkung, wenn der Kondensatoren-Schaltkreis eine Ausgangsspannung VO erzeugt, die niedriger ist als die Eingangsspannung. Energie wird vom Eingang zum Ausgang durch Aus- und Einschalten des Vervielfacherkaskaden-Netzwerks über verschiedene topologische Zustände übertragen. Die Ladung ist die Übertragung von der Eingangsspannung VI zur Ausgangsspannung über einen Ladungstransferpfad. Die Anzahl und die Konfiguration der Kondensatoren in jedem topologischen Zustand bestimmt die Wandlerverstärkung. Deshalb kann durch Rekonfiguration des Vervielfacherkaskaden-Netzwerks die Wandlerverstärkung verändert werden.
– zeigen zwei bekannte rekonfigurierbare Vervielfacherkaskaden 20A, 20B, die eine Eingangsspannung VI von einer Spannungsquelle 26 beziehen und eine Ausgangsspannung VO zu einer Last RL liefern. Die Vervielfacherkaskade 20A ist eine einphasige asymmetrische Vervielfacherkaskade, die eine Phasenspannung P1, Dioden D1–D6, Pumpenkondensatoren C1–C3, und DC-Kondensatoren C4–C6 umfasst. Im Gegensatz dazu ist die Vervielfacherkaskade 20B eine symmetrische Vervielfacherkaskade, die die Phasenspannungen P1–P2, Dioden D11–D14 und Pumpenkondensatoren C1–C3 umfasst.
Beide Vervielfacherkaskaden 20A, 20B können eine maximale Ausgangsspannung VO erzeugen, die viermal größer ist als die Eingangsspannung VL Die Wandlerverstärkung kann ausgehend vom ersten, zweiten und dritten Freigabesignal EN1, EN2, EN3 gewählt werden. Wenn das erste Freigabesignal EN1 hoch ist, beträgt die Ausgangsspannung VO das Dreifache der Eingangsspannung VI; wenn das erste und zweite Freigabesignal EN1, EN2 hoch sind, beträgt die Ausgangsspannung das Doppelte der Eingangsspannung VI; usw.
Bedauerlicherweise benötigt jede der Vervielfacherkaskaden 20A, 20B einen Schaltkreis, der an den Pluspol jedes Pumpenkondensators C1–C3 gekoppelt ist, sowie einen Schaltkreis, der an den Minuspol jedes Pumpenkondensators C1–C3 gekoppelt ist, um das Netzwerk zu rekonfigurieren. Die zusätzlichen Schaltungen mindern entweder die Leistungsfähigkeit der Vervielfacherkaskaden 20A, 20B und/oder erfordern große Nebenschlusstransistoren. Außerdem werden die Pumpenkondensatoren C1–C3, die überbrückt sind, mit einer Spannung geladen, die der Eingangsspannung VI abzüglich eines Diodenspannungsabfalls entspricht. Wenn beispielsweise das erste Freigabesignal EN1 hoch ist, ist der Pluspol des Pumpenkondensators C1 an eine Spannung vorgespannt, die einem Diodenabfall unter der Eingangsspannung VI entspricht, während der Minuspol des Pumpenkondensators C1 zur Masse vorgespannt ist.
Wenn sich die Anzahl der Kondensatoren im Ladungstransferpfad ändert, entspricht aufgrund einer Ladungserhaltung die Gesamtmenge der Ladung vor einem Rekonfigurationsereignis der Gesamtmenge der Ladung nach dem Rekonfigurationsereignis. Dies bedeutet, dass sich die Ladung in jedem Kondensator vor dem Rekonfigurationsereignis auf die verbleibenden Kondensatoren nach dem Rekonfigurationsereignis umverteilt. Außerdem ändert sich ebenfalls die Spannung auf jedem Kondensator vor und nach dem Rekonfigurationsereignis proportional zur Wandlerverstärkung und zur Eingangsspannung VL Die Polarität jeder Spannungsänderung des Kondensators hängt davon ab, ob die Wandlerverstärkung des Kondensatoren-Schaltkreises steigt oder abfällt.
Eine Herausforderung bei rekonfigurierbaren Vervielfacherkaskaden liegt in der Komplexität der Ausführung für den stabilen Betrieb von Niederspannungstransistoren in einem Bereich mit hoher Eingangsspannung oder einem Bereich mit hoher Ausgangsspannung. Ferner können Strom- und/oder Spannungstransienten, die nach jeder Änderung in der Wandlerverstärkung auftreten, erhebliche Auswirkungen in Bezug auf elektromagnetische Eingangsstörung oder Betrieb und Stabilität haben.
ZUSAMMENFASSUNG
Ein Aspekt der Erfindung ist, dass sie eine Vorrichtung zum Umwandeln einer ersten Spannung in eine zweite Spannung besitzt. Eine solche Vorrichtung beinhaltet einen rekonfigurierbaren Schaltkondensator-Spannungswandler mit einer auswählbaren Wandlerverstärkung. Dieser rekonfigurierbare Schaltkondensator-Spannungswandler beinhaltet ein erstes Vervielfacherkaskaden-Schaltkondensator-Netzwerk mit einer Vielzahl an Kondensatoren, von denen jeder elektrisch angeschlossen ist – über den ersten Anschluss davon an einen Stapelknoten, der mit dem Kondensator verbunden ist, und über den zweiten Anschluss davon an einen Phasenknoten, der mit dem Kondensator verbunden ist. Diese Vielzahl an Kondensatoren umfasst einen ersten äußeren Kondensator, einen zweiten äußeren Kondensator und mindestens einen inneren Kondensator zwischen dem ersten äußeren Kondensator und dem zweiten äußeren Kondensator. Eine Vielzahl von Stapelschaltern befindet sich zwischen den Knoten von benachbarten Kondensatoren aus einer Vielzahl von Kondensatoren. Ein Regler bewirkt den Übergang des ersten Vervielfacherkaskaden-Schaltkondensator-Netzwerks zwischen einer ersten Betriebsart und einer zweiten Betriebsart. In der ersten Betriebsart ist mindestens ein Kondensator von einem Ladungstransferpfad des rekonfigurierbaren Schaltkondensator-Spannungswandlers isoliert, der Ladungstransferpfad erstreckt sich zwischen der ersten Spannung und der zweiten Spannung. Somit wird in der ersten Betriebsart der rekonfigurierbare Schaltkondensator-Spannungswandler mit einer ersten Wandlerverstärkung betrieben, in der zweiten Betriebsart wird der rekonfigurierbare Schaltkondensator-Spannungswandler mit einer zweiten Wandlerverstärkung betrieben, und eine dritte Spannung an mindestens einem Kondensator kann einen beliebigen Wert annehmen.
Bei manchen Ausführungsformen liegt während des Betriebs die dritte Spannung zwischen der ersten Spannung und der zweiten Spannung.
Zu den Ausführungsformen der Vorrichtung gehören auch solche, die einen Vorladekreis beinhalten. Dieser Vorladekreis ist so konfiguriert, dass er mindestens einen Kondensator mit einer bestimmten Spannung lädt.
Bei manchen Ausführungsformen ist mindestens ein Kondensator ein äußerer Kondensator. Hingegen ist bei Ausführungsformen mindestens ein Kondensator ein innerer Kondensator.
Ebenfalls unter manchen Ausführungsformen der Erfindung sind solche, die ein Schaltnetzwerk mit Schaltern für die auswählbare Überbrückung von mindestens einem Kondensator beinhalten.
Bei manchen Ausführungsformen ist der erste Anschluss ein Pluspol.
Bei den Ausführungsformen ist der Regler so konfiguriert, dass er den mindestens einen Kondensator durch Trennen des höchstens einen gewählten Anschlusses von der Gruppe, die aus dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss besteht, isoliert. Unter diesen sind Ausführungsformen, die außerdem eine Gruppe von Stapelschaltern enthalten, die für das Trennen einer Untergruppe der Kondensatoren vom Ladungstransferpfad zur Verfügung stehen, wobei der Regler für das auswählbare Unterbrechen einer Untergruppe der Stapelschalter konfiguriert ist, damit dies die Trennung der Untergruppe der Kondensatoren vom Ladungstransferpfad bewirken kann, wodurch der Ladungstransferpfad rekonfiguriert wird.
Andere Ausführungsformen wiederum beinhalten eine Gruppe von Phasenschaltern, die für das Trennen einer Untergruppe der Kondensatoren vom Ladungstransferpfad zur Verfügung stehen, wobei der Regler für das auswählbare Unterbrechen einer Untergruppe der Phasenschalter konfiguriert ist, damit dies die Trennung der Untergruppe der Kondensatoren vom Ladungstransferpfad bewirken kann, wodurch der Ladungstransferpfad rekonfiguriert wird.
Zu den weiteren Ausführungsformen gehören diejenigen, die einen ersten externen Schaltkreis für die Lieferung der ersten Spannung beinhalten, und diejenigen, die einen zweiten externen Schaltkreis für den Empfang der zweiten Spannung beinhalten.
Bei manchen Ausführungsformen ist jeder Kondensator aus der Pluralität von Kondensatoren über einen zweiten Anschluss davon an einen entsprechenden Phasenknoten aus der Pluralität von Phasenknoten angeschlossen. Bei anderen sind mindestens zwei der Kondensatoren an einen gemeinsamen Phasenknoten angeschlossen.
Andere Ausführungsformen beinhalten zusätzlich ein zweites Schaltkondensator-Netzwerk mit Vervielfacherkaskaden, das eine Pluralität an Kondensatoren aufweist, von denen jeder zu einem Kondensator im ersten Schaltkondensator-Netzwerk mit Vervielfacherkaskaden passt. Das Ergebnis hiervon ist, dass das erste und das zweite Schaltkondensator-Netzwerk mit Vervielfacherkaskaden elektrisch parallel sind. Zu diesen Ausführungsformen gehören diejenigen, bei denen passende Kondensatoren im ersten und zweiten Schaltkondensator-Netzwerk mit Vervielfacherkaskaden an gemeinsame Knoten zwischen kaskadierten Stapelschaltern angeschlossen sind.
Manche Ausführungsformen beinhalten kaskodierte Stapelschalter zwischen benachbarten Kondensatoren. Dazu gehören Ausführungsformen mit einer Spannungsklemme zum Regeln der Spannung an einem Knoten zwischen benachbarten Kondensatoren sowie Ausführungsformen mit einem Spannungsregler zum Regeln der Spannung an einem Knoten zwischen benachbarten Kondensatoren.
Weitere Ausführungsformen beinhalten eine Kombination der vorgenannten Merkmale.
In einem weiteren Aspekt verfügt die Erfindung über eine Vorrichtung zum Umwandeln einer ersten Spannung in eine zweite Spannung. Eine solche Vorrichtung beinhaltet einen rekonfigurierbaren Schaltkondensator-Spannungswandler mit einer auswählbaren Wandlerverstärkung. Der rekonfigurierbare Schaltkondensator-Spannungswandler verfügt über eine Pluralität an Schalterelementen, die für die elektrische Verschaltung der Kondensatoren miteinander und/oder an die erste oder zweite Spannung in nacheinander folgenden Zuständen konfiguriert sind. Diese Schalterelemente sind so konfiguriert, dass wenigstens einige Kondensatoren durch die Schalterelemente miteinander verschaltet werden. Die Vorrichtung beinhaltet ebenfalls einen Regler, der den Übergang des rekonfigurierbaren Schaltkondensator-Spannungswandlers zwischen einer ersten Betriebsart und einer zweiten Betriebsart bewirkt. Der Regler ist so konfiguriert, dass die durch den Übergang von der ersten Art zur zweiten Art entstehenden elektrischen Transienten minimiert werden. Als Ergebnis wird in der ersten Betriebsart der rekonfigurierbare Schaltkondensator-Spannungswandler mit einer ersten Wandlerverstärkung betrieben, und in der zweiten Betriebsart wird der rekonfigurierbare Schaltkondensator-Spannungswandler mit einer zweiten Wandlerverstärkung betrieben.
Bei manchen Ausführungsformen ist der Regler so konfiguriert, dass die elektrischen Transienten während einer Übergangsperiode nach einem Übergang von der ersten Art zur zweiten Art durch Erhöhung der Schaltfrequenz des rekonfigurierbaren Schaltkondensator-Spannungswandlers während der Übergangsperiode minimiert werden. Dazu gehören Ausführungsformen, die einen voraufgeladenen Ableitungskondensator beinhalten, und bei denen der Regler konfiguriert ist, um in den voraufgeladenen Ableitungskondensator umzuschalten. Ebenfalls zu diesen Ausführungsformen gehören solche, bei denen der Regler so konfiguriert, dass der Eingangsstrom mittels eines bidirektionalen Strombegrenzers unterdrückt wird, sowie solche, bei denen der Regler konfiguriert so ist, dass der Eingangsstrom mittels Modulation eines On-Widerstands unterdrückt wird.
Bei anderen Ausführungsformen wiederum ist der Regler so konfiguriert, dass die elektrischen Transienten während der Übergangsperiode nach Beendigung des Betriebs im ersten Modus und vor dem Beginn des Betriebs im zweiten Modus minimiert werden, indem Spannungen an mindestens einem Kondensator in Richtung der Werte zum Ansteigen gebracht werden, die sie während der zweiten Periode erreichen würden. Dazu gehören Ausführungsformen, bei denen der Regler so konfiguriert ist, dass die Spannungen mittels eines Stromreglers ansteigen sowie diejenigen, bei denen der Regler so konfiguriert ist, dass die Spannungen mittels eines Ausgangsstroms ansteigen.
Bei anderen Ausführungsformen ist der Regler so konfiguriert, dass elektrische Transienten während einer Übergangsperiode nach Beendigung des Betriebs im ersten Modus und vor dem Beginn des Betriebs im zweiten Modus minimieren werden.
Weitere Ausführungsformen beinhalten Kombinationen der vorstehenden Merkmale.
In einem weiteren Aspekt verfügt die Erfindung über eine Vorrichtung zum Umwandeln einer ersten Spannung in eine zweite Spannung. Eine solche Vorrichtung beinhaltet einen rekonfigurierbaren Schaltkondensator-Spannungswandler mit einer auswählbaren Wandlerverstärkung. Dieser rekonfigurierbare Schaltkondensator-Spannungswandler verfügt über eine Pluralität an Schalterelementen, die für die elektrische Verschaltung der Kondensatoren miteinander und/oder an die erste oder zweite Spannung in nacheinander folgenden Zuständen konfiguriert ist. Die Schalterelemente sind so konfiguriert, dass wenigstens einige Kondensatoren durch die Schalterelemente miteinander verschaltet werden. Die Vorrichtung beinhaltet ebenfalls einen Regler, der den Übergang des rekonfigurierbaren Schaltkondensator-Spannungswandlers zwischen einer ersten Betriebsart und einer zweiten Betriebsart bewirkt. Dieser Regler ist so konfiguriert, dass elektrische Transienten während einer Übergangsperiode nach einem Übergang vom ersten Modus zum zweiten Modus minimiert werden, wobei in der ersten Betriebsart der rekonfigurierbare Schaltkondensator-Spannungswandler mit einer ersten Wandlerverstärkung betrieben wird und in der zweiten Betriebsart mit einer zweiten Wandlerverstärkung. In diesem Aspekt der Erfindung ist der Regler so konfiguriert, dass entweder elektrische Transienten während einer Übergangsperiode nach einem Übergang vom ersten Modus zum zweiten Modus durch Erhöhung der Schaltfrequenz des rekonfigurierbaren Schaltkondensator-Spannungswandlers während der Übergangsperiode minimiert werden, um in einem voraufgeladenen Ableitungskondensator zu schalten, oder dass der Eingangsstrom mittels eines bidirektionalen Strombegrenzers und eines modulierten On-Widerstands unterdrückt wird.
BESCHREIBUNG DER ABBILDUNGEN
– zeigen bekannte rekonfigurierbare Kondensatoren-Schaltkreise;
zeigt einen Rekonfigurationsblock, gekoppelt an eine einphasige Vervielfacherkaskade mit gemeinsamen Phasenknoten;
zeigt eine besondere Umsetzung des Rekonfigurationsblocks in ;
zeigt eine besondere Umsetzung des Rekonfigurationsblocks in unter Verwendung von kaskadierten Schaltern;
zeigt eine einphasige Vervielfacherkaskade mit getrennten Phasenknoten;
zeigt einen Rekonfigurationsblock, gekoppelt an eine zweiphasige Vervielfacherkaskade mit gemeinsamen Phasenknoten;
zeigt eine zweiphasige Vervielfacherkaskade mit getrennten Phasenknoten;
– zeigen eine besondere Umsetzung für die Verwendung eines kleinen voraufgeladenen Kondensators zur Unterdrückung von Eingangsstromtransienten;
zeigt eine besondere Umsetzung eines bidirektionalen eingangsstrombegrenzten Schalters;
– zweigen drei verschiedene Verfahren zur Modulation des On-Widerstands eines MOSFET;
zeigt einen DC-Knotenregler, gekoppelt mit der zweiphasigen Vervielfacherkaskade in ;
zeigt eine besondere Umsetzung eines DC-Knotenreglers unter Verwendung von Spannungsklemmen;
zeigt eine besondere Umsetzung eines DC-Knotenreglers unter Verwendung von Spannungsreglern;
zeigt einen Kondensator-Vorladekreis, gekoppelt mit der einphasigen Vervielfacherkaskade in ;
zeigt eine Hochfrequenz-Betriebsperiode zwischen der alten Wandlerverstärkung und der neuen Wandlerverstärkung;
zeigt ein Übergangsintervall zwischen der alten Wandlerverstärkung und der neuen Wandlerverstärkung;
– zeigen verschiedene Verfahren zur Erhöhung der Kondensator-Spannungen während eines Übergangsintervalls unter Verwendung von Spannungsreglern;
– zeigen verschiedene Verfahren zur Erhöhung der Kondensator-Spannungen während eines Übergangsintervalls unter Verwendung von Stromreglern;
zeigt ein besonderes Schaltschema während eines Übergangsintervalls.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Bevor mehrere beispielhafte Ausführungsformen beschrieben werden, sollte darauf hingewiesen werden, dass bei der Bemühung, Klarheit bei der Erklärung der Konzepte zu schaffen, manchmal hierin Bezug auf bestimmte Vervielfacherkaskaden oder Kondensatoren-Schaltkreise genommen wird. Es sollte darauf geachtet werden, dass solche Bezugnahmen lediglich als Beispiele zu verstehen sind und nicht als Beschränkung ausgelegt werden sollten. Nach dem Lesen der hierin enthaltenen Beschreibung, wird eine gewöhnliche fachkundige Person verstehen, wie die hierin beschriebenen Konzepte bei bestimmten Vervielfacherkaskaden und Kondensatoren-Schaltkreise einzusetzen sind.
Es sollte darauf hingewiesen werden, dass hierin manchmal auch auf bestimmte Eingangsspannungen und Ausgangsspannungen sowie auf eine bestimmte Wandlerverstärkung Bezug genommen wird. Es sollte darauf geachtet werden, dass solche Bezugnahmen lediglich als Beispiele zu verstehen sind und nicht als Beschränkung ausgelegt werden sollten.
Manchmal kann hierin auch auf bestimmte Anwendungen Bezug genommen werden. Solche Bezugnahmen sind lediglich als Beispiele vorgesehen und sollten nicht als einschränkend hinsichtlich der hierin beschriebenen Konzepte für eine Anwendung ausgelegt werden.
Jedoch werden, obwohl die hierin enthaltene Beschreibung die Erfindungskonzepte im Kontext bestimmter Schaltkreise oder einer bestimmten Anwendung oder einer bestimmten Spannung erklärt, gewöhnliche fachkundige Personen erkennen, dass die Konzepte gleichermaßen auf andere Schaltkreise oder Anwendungen oder Spannungen anwendbar sind.
Die hierin beschriebene Vorrichtung bietet eine Möglichkeit, die Wandlerverstärkung während des Betriebes bei Schaltkondensator-Spannungswandlern in einer Weise zu ändern, durch die Strom- und/oder Spannungstransienten an den Wandler-Knoten minimiert werden. Dies ist notwendig bei Schaltkondensator-Spannungswandlern mit hoher Wandlerverstärkung, die einen weiten Bereich der Eingangs- und/oder Ausgangsspannung unterstützen und Niederspannungstransistoren beim Wandler verwenden. Die Vorrichtung ermöglicht die Änderung der Wandlerverstärkung, um verschiedene Kondensatoren-Schaltstufen und Kombinationen von Stufen zum Zwecke der Flexibilität und der Einfachheit der Umsetzung abzudecken. Ferner sollte darauf geachtet werden, dass die in dieser Offenlegung vorgeschlagenen Verfahren ebenfalls auf Aufwärtskonfigurationen angewandt werden können.
zeigt eine Vervielfacherkaskade 30, die eine Eingangsspannung VI von einer Quelle 26 bezieht und eine Ausgangsspannung VO zu einer Ladung RL liefert. Da die Quelle 26 und die Ladung RL nicht Teil der Vervielfacherkaskade 30 sind, sind sie als Phantom dargestellt. Die Vervielfacherkaskade 30 ist eine einphasige symmetrische Vervielfacherkaskade, die die Kondensatoren C1–C6, Stapelschalter S1–S7 sowie Phasenschalter S1P–S4P umfasst. Es gibt sechs Stufen in der Vervielfacherkaskade 30, wobei jede Stufe einen Kondensator und einen Schalter umfasst. Die erste Stufe umfasst den Stapelschalter S1 und den Kondensator C1; die zweite Stufe umfasst den Stapelschalter S2 und den Kondensator C2, und so weiter. Der Stapelschalter S7 ist nicht mit einem Kondensator verbunden. Bei dieser Ausführungsform beträgt die maximale Wandlerverstärkung 7, da es sechs Stufen gibt.
Bei der Vervielfacherkaskade 30 erzeugen die Phasenschalter SP1–SP4 die Spannungen an den ersten und zweiten Phasenknoten P1, P2. Der erste Phasenknoten P1 ist mit den Minuspolen der Kondensatoren C1, C3, C5 gekoppelt, während der zweite Phasenknoten P2 mit den Minuspolen der Kondensatoren C2, C4, C6 gekoppelt ist. Der erste und der zweite Phasenknoten P1, P2 werden durch Wechselkondensatoren gemeinsam benutzt. Hier werden die Kondensatoren, die der Eingangsspannung VI und der Ausgangsspannung VO am nächsten sind, als äußere Kondensatoren bezeichnet, während die übrigen Kondensatoren als innere Kondensatoren bezeichnet werden. Folglich sind in der Vervielfacherkaskade 30 die Kondensatoren C1, C6 äußere Kondensatoren, während die Kondensatoren C2–C5 innere Kondensatoren sind.
Ein Regler 24 empfängt ein Wandlerverstärkungssignal M und gibt Regelsignale an die Vervielfacherkaskade 30 auf dem Pfad 28 aus. Die Regelsignale aktivieren und deaktivieren die Stapelschalter S1–S7 und die Phasenschalter SP1–SP4 in einer bestimmten Sequenz, so dass die Vervielfacherkaskade 30 zwei Betriebszustände aufweist, die in einer bestimmten Frequenz wiederholt werden. Beispielsweise sind während eines ersten Zustands oder des Zustands eins die ungeraden Stapelschalter S1, S3, S5, S7 und die ungeraden Phasenschalter S1P, S3P geschlossen, während die geraden Stapelschalter S2, S4, S6 und die geraden Phasenschalter S2P, S4P geöffnet sind. Im Gegensatz dazu sind während eines zweiten Zustands oder des Zustands zwei die ungeraden Stapelschalter S1, S3, S5, S7 und die ungeraden Phasenschalter S1P, S3P geöffnet, während die geraden Stapelschalter S2, S4, S6 und die geraden Phasenschalter S2P, S4P geschlossen sind. Als Ergebnis erzeugt die Vervielfacherkaskade 30 eine Ausgangsspannung VO, die siebenmal niedriger als die Eingangsspannung VI ist. Um die Wandlerverstärkung zu ändern, verändert ein Rekonfigurationsblock 22 gemeinsam mit dem Regler 24 die Verbindungen zwischen den Kondensatoren C1–C6 im ersten und im zweiten Zustand über die Anschlüsse A1–A3. Außerdem regelt der Regler 24 die Schalter innerhalb des Rekonfigurationsblocks 22 über den Anschluss B1.
Im Allgemeinen macht das Herabsenken der Wandlerverstärkung das Entfernen von mindestens einer der Stufen notwendig, und infolgedessen das Entfernen von mindestens einem der Kondensatoren C1–C6 notwendig. Im Gegensatz dazu macht das Erhöhen der Wandlerverstärkung das Hinzufügen von mindestens einer Stufe notwendig, und infolgedessen das Hinzufügen von mindestens einem der Kondensatoren C1–C6 notwendig.
Bedauerlicherweise ist es der Vervielfacherkaskade 30 nicht möglich, einen der Kondensatoren C1–C6 vollständig zu entfernen oder zu trennen, weil sie den ersten Phasenknoten P1 oder den zweiten Phasenknoten P2 gemeinsam benutzen. Nichtsdestotrotz kann jeder beliebige Kondensator bzw. können alle Kondensatoren C1–C6 aus dem Ladungstransferpfad entfernt werden. Zum Beispiel wird durch Öffnen der Stapelschalter S1, S2 der Kondensator C1 aus dem Ladungstransferpfad entfernt. In Anbetracht der Tatsache, dass die Stapelschalter S1–S7 in Reihe geschaltet sind, wird der Ladungstransferpfad durch einfaches Deaktivieren der Stapelschalter S1, S2 unterbrochen. Deshalb enthält der Konfigurationsblock 22 Schalter, die einen Überbrückungspfad um den getrennten Kondensator C1 bilden, während der richtige Ladungstransferpfad erhalten bleibt.
Um die Wandlerverstärkung zu erhöhen, kann ein vorher entfernter Kondensator (z. B. C1) zurück zum Landungstransferpfad hinzugefügt werden. Um dies zu realisieren, wird ein Paar von Stapelschaltern (z. B. S1, S2) am Pluspol des vorher entfernten Kondensators (z. B. C1) erneut aktiviert, während der entsprechende Überbrückungsschalter deaktiviert wird. Im Allgemeinen hängt die Anzahl der Überbrückungsschalter und Verbindungen zwischen der Vervielfacherkaskade 30 und dem Rekonfigurationsblock 22 vom Bereich der Wandlerverstärkung ab.
Tabelle 1 fasst drei mögliche Konfigurationen von Verbindungen zwischen den verschiedenen Knoten der Vervielfacherkaskade 30 und den Anschlüssen A1, A2, A3 des Rekonfigurationsblocks 22 zusammen, die die Wandlerverstärkungen von fünf, sechs und sieben unterstützen. Weitere Konfigurationen, die aus einer Kombination oder Variation der drei in Tabelle 1 gezeigten Möglichkeiten bestehen, sind auf Kosten von weiteren Anschlüssen, Verbindungen sowie zusätzlicher Komplexität möglich. Beispielsweise können der erste Ansatz und der zweite Ansatz gleichzeitig oder abwechselnd verwendet werden. Tabelle 1

Rekonfigurationsblock-Anschluss Erster Ansatz Zweiter Ansatz Dritter Ansatz

A1 VO VI N5

A2 N5 N2 N2

A3 N4 N3 nicht verbunden
In einem ersten Rekonfigurationsansatz, werden die Kondensatoren C1–C6, angefangen von der letzten Stufe, hinzugefügt oder entfernt (z. B. C5). In einem zweiten Rekonfigurationsansatz werden die Kondensatoren C1–C6, angefangen von der ersten Stufe, hinzugefügt oder entfernt (z. B. C1). Schließlich werden in einem dritten Rekonfigurationsansatz die Kondensatoren C1–C6, angefangen von einer inneren Stufe, hinzugefügt oder entfern (z. B. C3 und/oder C4). In Tabelle 1 sind bei dem dritten Konfigurationsansatz die Kondensatoren C3, C4 in angrenzenden Stufen. Diese Eigenschaft ist kein Erfordernis, hat jedoch den Vorteil, dass die Anzahl der Überbrückungsschalter, die benötigt werden, um eine gerade, ganzzahlige Zahl von Kondensatoren zu entfernen, reduziert wird.
zeigt eine besondere Umsetzung des Rekonfigurationsblocks 22 mit zwei Überbrückungsschaltern SA, SB mit einer gemeinsamen Verbindung am Anschluss A1 und jeweils einzelne Verbindungen an den Anschlüssen A2, A3. Die Schalter im Rekonfigurationsblock 22 und die Stapelschalter S1–S7, die mit dem Rekonfigurationsblock verbunden sind, sollten die Fähigkeit besitzen, unabhängig von der Spannungspolarität und des Betrags an den Schaltern geöffnet oder geschlossen zu sein. Dies schließt die Verwendung von Standard-Dioden als Schalter aus und erfordert stattdessen die Verwendung von Relais oder Transitoren.

Tabelle 2 zeigt die Betriebszustände für alle oberen Schalter S1–S7 und für die Überbrückungsschalter SA, SB in – bei den drei verschiedenen Rekonfigurationsansätzen, wobei M der Wandlerverstärkung gleicht. Zum Beispiel sind in Zustand eins die Schalter mit der Bezeichnung „A” geschlossen, während die Schalter mit der Bezeichnung „B” geöffnet sind. In Zustand zwei sind die Schalter mit der Bezeichnung „A” geöffnet, während die Schalter mit der Bezeichnung „B” geschlossen sind. Die Schalter mit der Bezeichnung „O” bleiben in beiden Betriebszuständen offen. Tabelle 2 zeigt das folgende Beispiel: bei einer Wandlerverstärkung von 6 wird der Kondensator C6 im ersten Ansatz entfernt, während der Kondensator C1 im zweiten Ansatz entfern wird. Bei einer Wandlerverstärkung von fünf, werden die Kondensatoren C5–C6 im ersten Ansatz entfernt, während die Kondensatoren C1–C2 im zweiten Ansatz entfernt werden. Im dritten Ansatz, bei einer Wandlerverstärkung von fünf, werden die Kondensatoren C3–C4 entfernt. Tabelle 2

Schalter		Erster Ansatz		Zweiter Ansatz		Dritter Ansatz
Schalter	M = 7	M = 6	M = 5	M = 6	M = 5	M = 5
S1	A	A	A	O	O	A
S2	B	B	B	O	O	B
S3	A	A	A	A	O	O
S4	B	B	B	B	B	O
S5	A	A	O	A	A	O
S6	B	O	O	B	B	B
S7	A	O	O	A	A	A
SA	O	B	O	B	O	A
SB	O	O	A	O	A	O

Die Verwendung von Transistoren führt zu weiteren Berücksichtigungen, z. B. die des Drain-Source-Spannungswerts und seine Backgate-Vorspannungen. In der Vervielfacherkaskade 30 liegt bei den Schaltern S1P–S4P eine maximale Drain-Source-Spannung an, die der Ausgansspannung VO im geöffneten Zustand gleicht. Im Gegensatz liegt bei den Stapelschaltern S1–S7 eine maximale Drain-Source-Spannung an, die dem Doppelten der Ausgangsspannung VO im geöffneten Zustand gleicht.
Was die Überbrückungsschalter SA, SB betrifft, liegt bei ihnen im ersten und zweiten Rekonfigurationsansatz eine maximale Drain-Source-Spannung an, die dem Doppelten der Ausgangsspannung VO beziehungsweise dem Dreifachen der Ausgangsspannung VO im geöffneten Zustand gleicht. Allerdings liegt in der dritten Konfiguration bei den Überbrückungsschaltern SA, SB eine maximale Drain-Source-Spannung an, die stark davon abhängt, welche der Kondensatoren C1–C6 entfernt werden.
Beispielsweise ist im dritten Ansatz, wie in Tabelle 2 gezeigt, der Überbrückungsschalter SA über die Knoten N2, N5 verbunden. Der Überbrückungsschalter SA ist dadurch einer maximalen Drain-Source-Spannung ausgesetzt, die dem Vierfachen der Ausgangsspannung VO gleicht, wenn die Wandlerverstärkung sieben beträgt. Mit anderen Worten, die Transistoren, die die Überbrückungsschalter SA, SB einsetzen, sollten einen höheren Drain-Source-Spannungswert haben als diejenigen, die die Phasenschalter S1P–S4P und die Stapelschalter S1–S7 einsetzen.
zeigt einen abwechselnden Einsatz des Rekonfigurationsblocks 22, wobei jeder Überbrückungsschalter (z. B. SA) aus zwei Kaskadierten Transistoren besteht (z. B. SA1, SA2) und im Grunde die maximale Drain-Source-Spannung, die an jedem Transistor anliegt, halbieren. Der Tausch ist höhere Komplexität und geringere Leistungsfähigkeit in Anbetracht der größeren Anzahl von Transistoren. Ein weiterer Faktor ist die Backgate-Spannung des Transistors in Bezug auf die Drain- oder Source-Spannung.
Die Gleichtaktspannung der Stapelschalter S1–S7 ist ein steigendes, ganzzahliges Vielfaches der Ausgangsspannung VO, wenn man vom Stapelschalter S7 zum Stapelschalter S1 übergeht. Vorspannen der Backgate-Spannung jedes Stapelschalters S1–S7 auf ihre entsprechende Source-Spannung mindert ihre Größe für einen bestimmten On-Widerstand im Gegensatz zum Vorspannen der Backgate-Spannung zur Masse (bei NMOS-Transistoren) oder der Eingangsspannung VI (bei PMOS-Transistoren). Das letztgenannte Vorspann-Schema kann zu einer erheblichen Backgate-Auswirkung auf die Transistor-Schwellenspannung führen, welche den effektiven On-Widerstand für eine bestimmte Transistorgröße und ein bestimmtes Gate-Antriebsspannungsniveau reduziert. Allerdings ist, wenn der Effizienzbereich kein wichtiges Anliegen ist, dieses Vorspann-Schema weniger kompliziert als ein Schema, bei dem versucht wird, die Backgate-Auswirkung zu minimieren oder zu beseitigen.
Wenn die Wandlerverstärkung reduziert wird, sind einige der Stapelschalter (z. B. S6, S7 im ersten Ansatz) in beiden Betriebszuständen entsprechend Tabelle 2 geöffnet. Die Spannungspolarität an diesen geöffneten Stapelschaltern (z. B. S6, S7 im ersten Ansatz) wird umgekehrt und bringt die Body-Diode zum Leiten, sofern nicht die Backgate-Verbindung auf die niedrigere der Drain- und Source-Spannungen geschaltet wird. Dies ist in der Tat unabhängig davon, ob die Kondensatoren (z. B. C6), die während der Rekonfiguration entfernt wurden, ihre Spannung beibehalten oder sich mit der Zeit aufgrund von Leckagen entladen. Wenn die Body-Diode des Transistors leitet, wenn ein Schalter geöffnet sein sollte, führt dies zwangsläufig zu einem Fehlverhalten.
Gehen wir beispielsweise davon aus, dass die Vervielfacherkaskade 30 ab einer Wandlerverstärkung von sieben bis sechs rekonfiguriert, indem der erste Rekonfigurationsansatz verwendet und die Stapelschalter S1–S7 mit NMOS-Transistoren eingesetzt werden. Der Stapelschalter S6 sollte seine Backgate-Verbindung vom Knoten N6 zum Knoten N5 während des Zustands zwei verlagern, während der Kondensator C6 seine vorherige Spannung, die der Ausgangsspannung VO entspricht, beibehält. Wenn der Kondensator C6 sich mit der Zeit langsam auf null Volt entlädt, sollte der Stapelschalter S6 seine Backgate-Verbindung zum Knoten N6 beibehalten, während der Stapelschalter S7 seine Backgate-Verbindung von der Ausgangsspannung VO zum Knoten N6 verlagern sollte.
Die Umsetzung des dritten Rekonfigurationsansatzes für die Wandlerverstärkung 30 kann recht kompliziert sein, wenn sich die Wandlerverstärkung durch eine ungerade Ganzzahl ändert. Dies liegt daran, dass der Minuspol jedes der Kondensatoren C1–C6 immer an einen gemeinsam genutzten Phasenknoten angeschlossen ist und in einer symmetrischen Vervielfacherkaskade Kondensatoren von angrenzenden Stufen in gegensätzlichen Phasen betrieben oder mit gegensätzlichen Phasenknoten gekoppelt werden. Das Entfernen eines inneren Kondensators, um die Wandlerverstärkung um eins zu reduzieren, führt Kondensatoren mit angrenzenden Stufen, die den gleichen Phasenknoten gemeinsam nutzen. Obwohl dies durch Umkehren der Stufenreihenfolge der übrigen Kondensatoren gelöst werden kann, ist das Ergebnis eine höhere Komplexität hinsichtlich Schalterregelung und Backgate-Schaltung des Transistors sowie Überbrückungsschalter mit höherer Spannung.
Wenn sich beispielsweise die Wandlerverstärkung von sieben auf sechs durch Entfernen des Kondensators C4 ändert, kann die Topologie der Vervielfacherkaskade 30 beibehalten werden, indem mehrere Änderungen vorgenommen werden. Geeignete Änderungen an der Vervielfacherkaskade 30 sind Folgende: (1) Öffnen der Stapelschalter S4, S5, S7; (2) Wechseln der Bezeichnung des Stapelschalters S6 von „B” auf „A”, (3) Anschließen eines ersten Überbrückungsschalters zwischen dem Knoten N5 und der Ausgangsspannung VO; (4) Anschließen eines zweiten Überbrückungsschalters zwischen den Knoten N3, N6; und (5) Zuteilung einer Bezeichnung „B” für den ersten und zweiten Überbrückungsschalter. Im Gegensatz dazu ist die Änderung der Wandlerverstärkung bei geraden ganzzahligen Inkrementen viel einfacher auszuführen, da das paarweise Entfernen der inneren Kondensatoren mit angrenzenden Stufen die Topologie aufrechterhält.
zeigt eine Vervielfacherkaskade 32, die eine Variation der Vervielfacherkaskade 30 ist. Folglich ist die Vervielfacherkaskade 32 eine einphasige symmetrische Vervielfacherkaskade, die die Kondensatoren C1–C6 und die Stapelschalter S1–S7 umfasst. Jedoch sind, im Gegensatz zur Vervielfacherkaskade 30, einzelne Phasenknoten P1–P6 an den Minuspol der entsprechenden Kondensatoren angeschlossen C1–C6.
Ein Regler 24 empfängt ein Wandlerverstärkungssignal M und gibt Regelsignale an die Vervielfacherkaskade 32 auf dem Pfad 28 aus. Die Regelsignale aktivieren und deaktivieren die Stapelschalter S1–S7 sowie die Phasenschalter SP1–SP12 in einer bestimmten Sequenz, so dass die Vervielfacherkaskade 32 zwei Betriebszustände aufweist, die mit einer bestimmten Frequenz wiederholt werden. Während eines ersten Zustands oder eines Zustands eins sind die ungeraden Stapelschalter S1, S3, S5, S7 und die ungeraden Phasenschalter S1P...S11P geschlossen, während die geraden Stapelschalter S2, S4, S6 und die geraden Phasenschalter S2P...S12P offen sind. Im Gegensatz dazu sind in einem zweiten Zustand oder Zustand zwei die ungeraden Stapelschalter S1, S3, S5, S7 und die ungeraden Phasenschalter S1P...S11P offen, während die geraden Stapelschalter S2, S4, S6 und die geraden Phasenschalter S2P...S12P geschlossen sind. Als Ergebnis erzeugt die Vervielfacherkaskade 32 eine Ausgangsspannung VO, die siebenmal niedriger als die Eingangsspannung VI ist.

Da die Phasenknoten P1–P6 getrennt sind, kann der Regler 24 die Vervielfacherkaskade 32 rekonfigurieren und somit die Wandlerverstärkung ändern, indem die Regelsignale auf dem Pfad 28 modifiziert werden. Tabelle 3 zeigt die Betriebszustände für die Stapelschalter S1–S7 und die Phasenschalter S1P–S12P in der Vervielfacherkaskade 32 für drei verschiedene Rekonfigurationsansätze. Wie bei Tabelle 2 wird das folgende Beispiel in Tabelle 3 dargestellt: bei einer Wandlerverstärkung von sechs, wird der Kondensator C6 im ersten Ansatz entfernt, der Kondensator C1 wird im zweiten Ansatz entfernt und der Kondensator C4 wird im dritten Ansatz entfernt. Bei einer Wandler-Verstärkung von fünf werden die Kondensatoren C5, C6 im ersten Ansatz entfernt, die Kondensatoren C1, C2 werden im zweiten Ansatz entfernt und die Kondensatoren C3, C4 werden im dritten Ansatz entfernt Tabelle 3

Schalter		Erster Ansatz		Ansatz Zweiter		Ansatz Dritter
Schalter	M = 7	M = 6	M = 5	M = 6	M = 5	M = 6	M = 5
S1	A	A	A	B*	A	A	A
S2	B	B	B	B	A*	B	B
S3	A	A	A	A	A	A	A
S4	B	B	B	B	B	B	A*
S5	A	A	A	A	A	B*	A
S6	B	B	A*	B	B	A*	B
S7	A	B*	A	A	A	B*	A
S1P/S2P	A/B	A/B	A/B	O/O	O/O	A/B	A/B
S3P/S4P	A/B	A/B	A/B	A/B	O/O	A/B	A/B
S5P/S6P	A/B	A/B	A/B	A/B	A/B	A/B	O/O
S7P/S8P	A/B	A/B	A/B	A/B	A/B	O/O	O/O
S9P/S10P	A/B	A/B	O/O	A/B	A/B	B/A*	A/B
S11P/S12P	A/B	O/O	O/O	A/B	A/B	B/A*	A/B

Der Hauptvorteil darin, dass die Phasenknoten P1–P6 von den Kondensatoren C1–C6 nicht gemeinsam verwendet werden, ist, dass kein einzelner Rekonfigurationsblock 22 mit Hochspannungs-Überbrückungsschaltern mehr benötigt wird, was der Fall bei war. Die Minuspole der entfernten Kondensatoren werden getrennt anstatt der Pluspol, wie bei der Vervielfacherkaskade 30. Die Phasenschalter SP1–SP12 dienen als Instrument zur Trennung der Kondensatoren, während die Stapelschalter S1–S7 einen Überbrückungspfad zur Verfügung stellen.
In Zustand eins sind die mit „A” bezeichneten Schalter geschlossen, während die mit „B” bezeichneten Schalter offen sind. In Zustand zwei, sind die mit „A” bezeichneten Schalter offen, während die mit „B” bezeichneten Schalter geschlossen sind. Die mit „O” bezeichneten Schalter bleiben in beiden Betriebszuständen offen. Die mit einem Sternchen „*” bezeichneten Eintragungen geben eine Zustandspolarität an, die umgekehrt ist, wenn die Wandlerverstärkung sieben beträgt.
Wenn zum Beispiel die Kondensatoren C1, C2 entfernt werden, gleicht die Wandlerverstärkung fünf (zweiter Rekonfigurationsansatz). Die Phasenschalter S1P–S4P bleiben in beiden Betriebszuständen offen, während die Stapelschalter S1, S2 dem gleichen Zustand folgen wie der Stapelschalter S3. Dies bedeutet, dass während des Zustands eins der Pluspol des Kondensators C3 auf die Eingangsspannung VI durch die drei in Reihe geschalteten Schalter S1–S3 verkürzt wird, während die gleiche Reihe von Stapelschaltern S1–S3 während des Zustands zwei geöffnet ist. Wie dieses Beispiel verdeutlicht, kann die Nutzung der Stapelschalter S1, S2 zu einem anderen Zweck zu einem höheren Leitungsverlust führen, als wenn ein einzelner Überbrückungsschalter verwendet wird.
Zudem wird durch den ersten und zweiten Rekonfigurationsansatz ermöglicht, dass entfernte Kondensatoren leicht als Ableitungskondensatoren zwischen der Ausgangsspannung VO oder der Eingangsspannung VI zur Masse wiederverwendet werden können. Beispielsweise können im ersten Rekonfigurationsansatz, wenn die Wandlerverstärkung 5 entspricht, die Kondensatoren C5, C6 als zusätzliche Ableitungskondensatoren zwischen der Ausgangsspannung VO und der Masse dienen. Dies erfolgt, ohne den normalen Betrieb der Vervielfacherkaskade 32 zu stören, durch Schließen der Schalter S6, S7, S10P, S11P und Öffnen der Schalter S9P, S12P in beiden Zuständen (d. h. Zustand eins und Zustand zwei). Ein kostenfreier Nebeneffekt dieses Ansatzes ist, dass die Kondensatoren C5, C6 mit einer bestimmten Spannung ohne zusätzliche Schaltungen voraufgeladen sind.
In ähnlicher Weise können im zweiten Ansatz, wenn die Wandlerverstärkung fünf gleicht, die Kondensatoren C1, C2 als zusätzliche Ableitungskondensatoren zwischen der Eingangsspannung VI und der Masse dienen. Dies erfolgt ebenfalls, ohne Störung des normalen Betriebs der Vervielfacherkaskade 32, durch Schließen der Schalter S1, S2, S2P, S3P und Öffnen der Schalter S1P, S4P sowohl in Zustand eins als auch in Zustand zwei. Obwohl das Fehlen der Notwendigkeit eines Vorladekreises attraktiv ist, gibt es einen Nachteil darin, dass die Kondensatoren C1, C2 über ihre Dauerzustände hinsichtlich der Spannungsniveaus vorgespannt sind, die sie hätten, wenn sie erneut an die Vervielfacherkaskade 32 nach einem Anstieg der Wandlerverstärkung angeschlossen würden. Wenn die Rekonfiguration erfolgt, können größeren Strom- und Spannungstransienten an den Knoten der Vervielfacherkaskade 32 vorhanden sein.
Ein weiterer Vorteil der Trennung der Phasenknoten P1–P6 liegt darin, dass die Body-Dioden der Stapelschalter S1–S7 nicht länger dafür anfällig sind, eingeschaltet zu werden, wenn mindestens einer der Kondensatoren C1–C6 von der Vervielfacherkaskade 32 entfernt ist. Das liegt daran, dass die Pluspole jedes Kondensators C1–C6 immer mit den richtigen relativen Spannungsniveaus und Polaritäten von einem Zustand zum nächsten vorgespannt sind. Es gibt eine zugrundeliegende Annahme, dass die Wandlerverstärkung nicht um mehr als eine Stufe auf einmal geändert wird und genügend Einstellungszeit vorhanden ist, damit alle übrigen Kondensatoren im Ladungstransferpfad ihre neuen Dauerzustand-Spannungen vor dem nächsten Rekonfigurationsschritt erreichen können. Dies verhindert, dass die Phasenknoten an den entfernten Kondensatoren unter der Masse angesteuert werden und die entsprechenden Phasenschalter belasten. Jedoch kann dieses Problem durch entsprechendes Schalten des Backgate der Phasenschalter behoben werden.
Die getrennten Phasenknoten P1–P6 berücksichtigen ebenfalls eine einfachere Umsetzung des dritten Rekonfigurationsansatzes, welche mit Änderungen von ungeraden Ganzzahlen in der Wandlerverstärkung umgehen kann, da die Kondensator-Stufenfolge nicht umgeändert werden muss, um den ordnungsgemäßen Betrieb aufrechtzuerhalten. Außerdem benötigen, sobald ein bestimmter Rekonfigurationsansatz gewählt worden ist, nur diejenigen Kondensatoren, die entfernt oder hinzugefügt werden sollen, separate Phasenknoten, während die übrigen Kondensatoren ihre Phasenknoten gemeinsam verwenden können, was zur Einsparung von Kontakten führt, besonders, wenn alle Kondensatoren außerhalb des Bündels des Schaltkondensator-Spannungswandlers liegen.
Im Falle, dass die entfernten Kondensatoren ihre Spannung über mehrere Schaltzyklen in Richtung Null entladen, werden sowohl die Plus- aus auch die Minuspole der entfernten Kondensatoren nahe an ganzzahligen Vielfachen der Ausgangsspannung VO vorgespannt. Wenn dieser Fall eintritt, können die Spannungslasten an den Phasenknoten P1–P6 relativ groß sein. Die Größenordnung der Spannungslast hängt vom Rekonfigurationsansatz ab. Im Falle des ersten Rekonfigurationsansatzes, bleibt die maximale Phasenknoten-Spannung gleich mit der Ausgangsspannung VO, selbst nachdem der entfernte Kondensator vollständig entladen worden ist. Dies ist allerdings nicht der Fall beim zweiten und dritten Rekonfigurationsansatz.
Beim zweiten Rekonfigurationsansatz, wenn der Kondensator C1 sowohl entfernt als auch entladen ist, wird die Spannung am ersten Phasenknoten P1 nahe der Eingangsspannung VI liegen. Der Phasenschalter S1P wird dann einer maximalen Drain-Source-Spannung ausgesetzt, die fünf Sechstel der Eingangsspannung VI entspricht, während der Phasenschalter S2P einer maximalen Drain-Source-Spannung ausgesetzt wird, die der Eingangsspannung VI entspricht. Deshalb sollten die Transistoren, die die Phasenschalter S1P, S2P verwenden, einen höheren Drain-Source-Spannungswert haben als diejenigen, die die Stapelschalter S1–S7 verwenden. Zusätzlich sollte, um ein Leiten der Body-Diode des Phasenschalters S1P (z. B. NMOS) zu verhindern, sein Backgate vom ersten Phasenknoten P1 zur Ausgangsspannung VO umgeschaltet werden.
Ein ähnliches Problem existiert beim dritten Rekonfigurationsansatz, bei dem entweder der Kondensator C3 oder der Kondensator C4 sowohl entfernt als auch entladen ist. Glücklicherweise sind die offenen Phasenschalter (z. B. S5P, S6P im C3-Fall) Spannungsladungen ausgesetzt, die in der Größenordnung dem zweiten Rekonfigurationsansatz ähneln.
Eine mögliche Lösung wäre, die Phasenknoten der entfernten Kondensatoren vorgespannt bei oder nahe der Ausgangsspannung VO durch die Verwendung von Spannungsreglern zu halten. Um dies zu erreichen, können die Spannungen der Phasenknoten P1–P6 über mehrere Schaltzyklen überwacht und ein Spannungsregler an jedem Phasenknoten P1–P6 nach Feststellung einer Spannungsabweichung über der Ausgangsspannung VO aktiviert werden. Die Aufgabe des Spannungsreglers ist die Aufrechterhaltung der Spannung und kann unter Verwendung von Schaltkreisen, wie z. B. lineare Regler und Spannungsfolger umgesetzt werden.
Eine alternative Lösung wäre die Verwendung des vorangegangenen Vorschlags, die entfernten Kondensatoren als Ableitungskondensatoren zwischen der Eingangsspannung VI und der Masse wiederzuverwenden. Jedoch ist diese Methode eher für den zweiten Rekonfigurationsansatz geeignet. Beide Lösungen bieten eine Möglichkeit zum Vorspannen der entfernten Kondensatoren mit einer anderen Spannung als null Volt.
Im Allgemeinen kann eine einphasige Vervielfacherkaskade in eine multiphasige Konstruktion mit mehreren Ladungstransferpfaden, die zeitlich versetzt sind, konvertiert werden. Wie in dargestellt, lässt sich eine zweiphasige Vervielfacherkaskadenschaltung 34 konstruieren, indem zwei identische Ausführungen der einphasigen Vervielfacherkaskadenschaltung 30 parallel geschaltet werden.
Die Vervielfacherkaskade 34 beinhaltet Kondensatoren C1a–C6b, Stapelschalter S10–S63 und Phasenschalter SP1–SP4. In der Regel sollte eine zweiphasige Konstruktion über doppelt so viele Stapelschalter verfügen, allerdings sind die Stapelschalter S10–S63 in der Vervielfacherkaskade 34 ebenso kaskadiert. Aufgrund der Kaskadierung entspricht die maximale Drain-Source-Spannung der jeweiligen Stapelschalter S10–S63 der Ausgangsspannung VO. Die Stapelschalter S10–S63 und die Phasenschalter SP1–SP4 können jetzt mit den gleichen Transistoren implementiert werden.
Zusätzlich erfordert die Vervielfacherkaskade 34 im Vergleich zur Vervielfacherkaskade 30 doppelt so viele Kondensatoren. Ein erster Phasenknoten P1 ist mit den negativen Anschlüssen der Kondensatoren C1a–C6a verbunden, während ein zweiter Phasenknoten P2 mit dem negativen Anschluss der Kondensatoren C1b–C6b verbunden ist. Die Phasenschalter SP1–SP4 erzeugen die Spannungen am ersten und zweiten Phasenknoten P1, P2. In der Vervielfacherkaskade 34 sind die Kondensatoren C1a, C1b, C6a, C6b die äußeren Kondensatoren, während die übrigen Kondensatoren innere Kondensatoren sind.
Ein Regler 24 erhält ein Wandlerverstärkungs-Signal M und liefert Steuersignale an die Vervielfacherkaskade 34 auf Pfad 28. Die Steuersignale aktivieren und deaktivieren die Stapelschalter S10–S62 und die Phasenschalter SP1–SP4 in einer bestimmten Reihenfolge, so dass die Vervielfacherkaskade 34 über zwei Betriebszustände verfügt, die mit einer spezifischen Frequenz wiederholt werden. So sind beispielsweise während des ersten Zustands die ungeraden Stapelschalter S11, S13...S61, S63 und ungeraden Phasenschalter S1P, S3P geschlossen, während die geraden Stapelschalter S10, S12...S60, S62 und die geraden Phasenschalter S2P, S4P geöffnet sind. Im Gegensatz hierzu sind während des zweiten Zustands die ungeraden Stapelschalter S11, S13...S61, S63 und ungeraden Phasenschalter S1P, S3P offen, während die geraden Stapelschalter S10, S12...S60, S62 und die geraden Phasenschalter S2P, S4P geschlossen sind. Dadurch erzeugt die Vervielfacherkaskade 34 eine Ausgangsspannung VO, die sieben Mal niedriger als die Eingangsspannung VI ist. Zur Änderung der Wandlerverstärkung verändert ein Rekonfigurationsblock 22 gemeinsam mit dem Regler 24 die Verbindungen zwischen den Kondensatoren C1a–C6b im ersten und zweiten Zustand über die Anschlüsse A1–A3. Der Regler 24 steuert die Konfiguration des Rekonfigurationblocks 22 über den Anschluss B1.
Der Rekonfigurationsblock 22 umfasst die Ableitungsschalter SA, SB, wie in dargestellt, oder kaskadierte Ableitungsschalter SA1–SB2, wie in dargestellt.
Tabelle 4 enthält eine Übersicht über drei mögliche Konfigurationen der Verbindung zwischen den verschiedenen Knoten der Vervielfacherkaskade 34 und den Anschlüssen A1, A2, A3 des Rekonfigurationsblocks 22. Die damit erreichbaren Wandlerverstärkungen betragen fünf, sechs und sieben. Weitere Konfigurationen der Verbindungen sind möglich, einschließlich einer Kombination oder Variation der drei in Tabelle 4 gezeigten Konfiguration, allerdings sind diese mit dem Nachteil zusätzlicher Anschlüsse, Verbindungen und Komplexität verbunden. Tabelle 4

Rekonfigurationsblock-Anschluss Erster Ansatz Zweiter Ansatz Dritter Ansatz

A1 VO VI N4c

A2 N5c N1c N3c

A3 N4c N2c N2c
In einem ersten Ansatz zur Rekonfiguration, ausgehend von der letzten Stufe, werden einige der Kondensatoren C1a–C6b hinzugefügt oder ausgeschlossen (z. B. C5a, C5b, C6a, C6b). In einem zweiten Ansatz zur Rekonfiguration, ausgehend von der ersten Stufe, werden einige der Kondensatoren C1a–C6b hinzugefügt oder ausgeschlossen (z. B. C1a, C1b, C2a, C2b). In einem letzten Ansatz zur Rekonfiguration, ausgehend von einer inneren Stufe, werden einige der Kondensatoren C1a–C6b hinzugefügt oder ausgeschlossen (z. B. C3a, C3b, C4a, C4b). Wie in Tabelle 4 gezeigt, befinden sich die Kondensatoren C3a, C3b, C4a, C4b für den dritten Ansatz zur Rekonfiguration in benachbarten Stufen. Diese Eigenschaft ist nicht vorgeschrieben, hat aber den Vorteil, dass hierdurch die zum Ausschluss einer geraden Ganzzahl von Kondensatoren verwendete Anzahl der Ableitungsschalter verringert wird.
Ein Vorteil einer zweiphasigen Konstruktion gegenüber einer einphasigen Konstruktion liegt darin, dass bei geöffneten Ableitungsschaltern SA, SB eine geringere maximale Drain-Source-Spannung anliegt, die der Ausgangsspannung VO bzw. der doppelten Ausgangsspannung VO entspricht.
Tabelle 5 zeigt die Betriebszustände für die Stapelschalter S10–S63 und Ableitungsschalter SA, SB für die drei Ansätze zur Rekonfiguration. Die Schalter mit der Bezeichnung „O” bleiben in beiden Betriebszuständen offen, die Schalter mit der Bezeichnung „C” bleiben in beiden Betriebszuständen geschlossen, und die Schalter mit der Bezeichnung „N” behalten in jedem der beiden Zustände den gleichen Betriebszustand bei, den sie innehaben, wenn das Wandlerverstärkungs-Signal M gleich 7 ist.

Wenn der Ableitungsschalter verwendet wird, ist er in beiden Zuständen geschlossen. Wenn das Wandlerverstärkungs-Signal M gleich 5 ist, wird der Ableitungsschalter SA als „0+” gekennzeichnet, da er in beiden Zuständen entweder offen oder geschlossen bleiben kann. Durch die Synchronisierung des Ableitungsschalters SA mit dem Ableitungsschalter SB wird jedoch die maximale Drain-Source-Spannung an den offenen Stapelschalter minimiert. Tabelle 5

Schalter	Erster Ansatz		Ansatz Zweiter		Ansatz Dritter
Schalter	M = 6	M = 5	M = 6	M = 5	M = 6	M = 5
S10–S13	N	N	O	O	N	N
S20–S23	N	N	N	O	N	N
S30–S33	N	N	N	N	N	O
S40–S43	N	N	N	N	O	O
S50–S53	N	O	N	N	N	N
S60–S63	O	O	N	N	N	N
SA	C	O+	C	O+	C	O+
SB	O	C	O	C	O	C

Bei Betrachtung von Tabelle 5 ist es zudem offensichtlich, dass die zweiphasige Vervielfacherkaskade 34 ungerade ganzzahlige Änderungen der Wandlerverstärkung mit dem dritten Ansatz zur Rekonfiguration ohne die Komplexität eines einphasigen Vervielfacherkaskade ermöglicht. Die Kondensatoren C1a–C6a umfassen beispielsweise sechs parallele Stufen, die den ersten Phasenknoten P1 gemeinsam haben, während die Kondensatoren C1b–C6b sechs parallele Stufen umfassen, die den zweiten Phasenknoten P2 gemeinsam haben. Hier besteht ein Unterschied zur einphasigen Vervielfacherkaskade, wobei jede der sechs Stufen abwechselnd mit dem ersten und zweiten Phasenknoten P1, P2 verbunden ist.
Im normalen Betrieb ist es möglich, dass die Polarität der Spannung an den Stapelschaltern S10–S63 in mindestens einem Betriebszustand wechselt, wenn mindestens einer der Kondensatoren C1a–C6b ausgeschlossen wird. Wie bei der einphasigen Vervielfacherkaskade 30, kann bei der zweiphasigen Vervielfacherkaskade 34 eine Backgate-Spannungsumschaltung der Stapelschalter eingesetzt werden, um unerwünschtes Leiten der Body-Diode zu verhindern. Alternativ kann das Backgate der Stapelschalter S10–S63 auf Kosten der Chipfläche und Verlustleistung eine Vorspannung auf Massepotential (für NMOS Transistoren) oder das Potential der Eingangsspannung VI (für PMOS Transistoren) erhalten, wenn mindestens einer der Kondensatoren C1a–C6b ausgeschlossen wird.
zeigt eine Variation der Vervielfacherkaskade 34, bei der die Kondensatoren C5a, C5b, C6a, C6b mit separaten Phasenknoten P5a, P5b, P6a, P6b verbunden sind, während die übrigen Kondensatoren C1a–C4a den Phasenknoten P1, und C1b–C4b den Phasenknoten P2 gemeinsam haben.
Da bei der Verwendung externer Kondensatoren die zweiphasige Struktur inhärent zu einer höheren Anzahl von Package Pins führt als eine einphasige mit einer entsprechenden Wandlerverstärkung, ist es unter dem Gesichtspunkt der Pins effizienter, nur für die Kondensatoren, die während einer Wandlerverstärkung-Rekonfiguration ausgeschlossen werden, separate Phasenknoten zu verwenden, während sich die verbleibenden Kondensatoren Phasenknoten teilen.
zeigt eine zweiphasige Vervielfacherkaskade 36, die sowohl einen Rekonfigurationsblock 22 verwendet, als auch die Phasenknoten trennt. Aufgrund der Ähnlichkeit mit der Vervielfacherkaskade 34 funktioniert die Vervielfacherkaskade 36 wie in beschrieben. Der einzige größere Unterschied besteht in der Hinzufügung von vier zusätzlichen Phasenknoten P5a–P6b. Wenn die Wandlerverstärkung fünf, sechs oder sieben beträgt, bleiben viele der Eigenschaften der Vervielfacherkaskade 32 bestehen. Getrennte Phasenknoten beseitigen beispielsweise die Wichtigkeit der Backgate-Umschaltung an den Transistor-Implementierungen der Stapelschalter. Außerdem gelten die zuvor diskutierten Vorteile des ersten Ansatzes zur Rekonfiguration gegenüber den zweiten und dritten Ansätzen zur Rekonfiguration für die Vervielfacherkaskade 32 auch hier.
Generell ist zur Änderung der Wandlerverstärkung eines Schaltkondensator-Spannungswandlers erforderlich, Kondensatoren aus dem Ladungstransferpfad auszuschließen bzw. diesem hinzuzufügen. Tritt dies während des Betriebs des Wandlers ein, führt das störende Ereignis zu einer großen Spannung und/oder transienten Strömen an den verschiedenen Wandler-Knoten, einschließlich der Anschlüsse der Eingangsspannung VI und der Ausgangsspannung VO. Das Ausmaß oder der Schweregrad dieser transienten Spannungen und/oder Ströme kann mithilfe verschiedener Methoden minimiert werden. Alle der vorgeschlagenen Methoden können einzeln oder in verschiedenen Kombinationen verwendet werden.

, Tabelle 6 fasst die durchschnittliche Steady-State-Spannung an jedem der Kondensatoren C1a–C6b der Vervielfacherkaskade 36 und den Wert der Ausgangsspannung VO zusammen, unter der Annahme einer Eingangsspannung VI von 14 Volt. Tabelle 6 zeigt auch das folgende Beispiel: Bei einer Wandlerverstärkung von sechs werden im ersten Ansatz die Kondensatoren C6a, C6b, im zweiten Ansatz die Kondensatoren C1a, C1b und im dritten Ansatz die Kondensatoren C4a, C4b ausgeschlossen. Bei einer Wandlerverstärkung von fünf werden im ersten Ansatz die Kondensatoren C5a, C6b, im zweiten Ansatz die Kondensatoren C1a, C2b und im dritten Ansatz die Kondensatoren C3a, C4b ausgeschlossen. Tabelle 6

Spannungen		Erster Ansatz		Zweiter Ansatz		Dritter Ansatz
Spannungen	M = 7	M = 6	M = 5	M = 6	M = 5	M = 6	M = 5
C1a (V) C1b (V)	12	11.67	11.2	-	-	11.67	11.2
C2a (V) C2b (V)	10	9.33	8.4	11.67	-	9.33	8.4
C3a (V) C3b (V)	8	7.00	5.6	9.33	11.2	7.00	-
C4a (V) C4b (V)	6	4.67	2.8	7.00	8.4	-	-
C5a (V) C5b (V)	4	2.33	-	4.67	5.6	4.67	5.6
C6a (V) C6b (V)	2	-	-	2.33	2.8	2.33	2.8
VO (V)	2	2.33	2.8	2.33	2.8	2.33	2.8

Jede Kondensatorspannung ist ein ganzzahliges Vielfaches der Ausgangsspannung VO und die Differenzspannung zwischen zwei Kondensatoren von benachbarten Stufen entspricht der Ausgangsspannung VO. Wenn beispielsweise die Wandlerverstärkung gleich sieben ist, dann sind die Kondensatoren der ersten Stufe die Kondensatoren C1a, C1b mit einer Spannung, die dem sechsfachen der Ausgangsspannung VO entspricht. Die Kondensatoren der zweiten Stufe sind die Kondensatoren C2a, C2b mit einer Spannung, die dem Fünffachen der Ausgangsspannung VO entspricht. Die Kondensatoren der dritten Stufe sind die Kondensatoren C3a, C3b mit einer Spannung, die dem Vierfachen der Ausgangsspannung VO entspricht.
Die Spannungen an den Kondensatoren C1a–C6b und der Wert der Ausgangsspannung VO ändern sich, wenn sich die Wandlerverstärkung der Vervielfacherkaskade 34 ändert. Wenn man z. B. davon ausgeht, dass der erste Ansatz zur Rekonfiguration und die Eingangsspannung bei der Rekonfiguration unverändert bleiben, entspricht die Spannung an den Kondensatoren C1a–C1b, C2a–C2b, C3a–C3b, C4a–C4b bei einer Änderung der Wandlerverstärkung von sieben auf fünf nun jeweils dem Vierfachen, Dreifachen, Zweifachen und Einfachen der Ausgangsspannung VO. Darüber hinaus nimmt die Spannung an jedem der Kondensatoren C1a–C4b ab, während die Ausgangsspannung VO zunimmt.
Im ersten Ansatz zur Rekonfiguration nimmt die Spannung an den verbleibenden Kondensatoren C1a–C4a bei einer Reduzierung der Wandlerverstärkung ab, was dazu führt, dass ein großer transienter Strom mit umgekehrter Polarität von der Vervielfacherkaskade 34 zur Quelle 26 fließt. Im Gegensatz hierzu nimmt die Spannung an den verbleibenden Kondensatoren beim zweiten Ansatz zur Rekonfiguration bei einer Reduzierung der Wandlerverstärkung zu, was dazu führt, dass ein großer transienter Strom mit positiver Polarität von der Quelle 26 zur Vervielfacherkaskade 34 fließt.
Große transiente Eingangsströme sind nur eine Manifestation der Unterbrechung, die auftritt, wenn die Wandlerverstärkung eines Schaltkondensator-Spannungswandlers im laufenden Betrieb geändert wird. Solche transienten Ströme können unerwünschte elektromagnetische Störungen erzeugen oder das externe System, das die Eingangsspannung VI liefert, stören. Darüber hinaus können die Kondensatorspannungen den gewünschten Wert aufgrund der durch die Rekonfiguration bedingten Ladungsumverteilung über- oder unterschreiten, bevor sie sich nach mehreren Schaltzyklen auf den neuen Steady-State-Zustand einstellen. Dies wäre normalerweise kein Problem, es sei denn, einige Spannungen an den Knoten der geschalteten Kondensatorenschaltung versorgen Unterstützungsschaltungen mit Spannung.
Ein hierin verwendeter Schienenknoten ist ein positiver Anschluss eines Kondensators in einer Vervielfacherkaskade (z. B. Knoten N1–N6 in ) oder ein DC-Knoten in einer zweiphasigen Vervielfacherkaskade (z. B. Knoten N1c–N5c in ) oder der Knoten für Eingangsspannung VI oder der Knoten für Ausgangsspannung VO. Hierin verwendete Schienenknoten beziehen sich auf Paare von Schienenknoten, wobei die Spannungsdifferenz mindestens ein ganzzahliges Vielfaches der Ausgangsspannung VO ist und in beiden Betriebszuständen den Steady-State konstant beibehält. Unter Bezugnahme auf sind die Knoten N1, N3 (oder der Knoten VI, N2) benachbarte Schienenknoten, wohingegen unter Bezugnahme auf die Knoten N1c, N2c und die Knoten NC1a, N2a benachbarte Schienenknoten sind.
Diese Eigenschaft macht es einfach, Niedrigstrom-Transistor-Schaltkreise zwischen benachbarten Knotenschienen mit Strom zu versorgen. Beispielsweise können der Gate-Treiber und die Steuerschaltung für jeden Stapelschalter (z. B. S10–S11) in der Vervielfacherkaskade 34 zwischen benachbarten Schienenknoten (z. B. VI, N1c) mit Strom versorgt werden. Wenn die Differenzspannung an einer Reihe von benachbarten Schienenknoten die maximale Drain-Source- oder Gate-Source-Nennspannung der Transistoren während eines statischen oder ausreichend langen transienten Ereignisses überschreitet, kann dies zu permanenten Schäden am Gerät führen. Liegt die Differenzspannung allerdings zu nahe an der Schwellenspannung des Transistors, kann dies die grundlegende Funktionalität des Transistors möglicherweise aufheben oder diese soweit verschlechtern, dass die Leistung des Kondensatoren-Schaltkreises beeinträchtigt wird.
Beispielsweise ist es möglich, dass der Gate-Treiber-Ausgang nicht gemäß seinem Eingangssignal umschaltet oder sich die Laufzeitverzögerung in einem Ausmaß erhöht, das zu einem Fehlverhalten an einer anderen Stelle im Kondensatoren-Schaltkreis führen würde, oder der Transistorschalter im geschlossenen Zustand einen zu hohen Widerstand beibehält, um einen einwandfreien Stromfluss zu ermöglichen. Anders gesagt, kann eine zu hohe oder zu niedrige Spannung in den benachbarten Schienenknoten ein unerwünschtes Ereignis darstellen, was die Minimierung der Größe und/oder Dauer solcher Ereignisse mithilfe einer Rekonfiguration erforderlich macht.
In einem typischen Kondensatoren-Schaltkreis werden transiente Eingangsströme unterdrückt, indem ein großer Ableitungskondensator zwischen eine Eingangsspannung VI und Masse geschaltet wird. Die Effektivität dieses Verfahrens beruht allerdings auf einem physisch großen Kondensator. Mit ein paar Änderungen und/oder Ergänzungen am Kondensatoren-Schaltkreis der – ist es möglich, die transienten Eingangsströme, die ansonsten bei der Rekonfiguration auftreten würden, zu unterdrücken. Die – zeigen drei neuartige Methoden der Unterdrückung von transienten Eingangsströmen für Kondensatoren-Schaltkreise.
Die erste Methode ermöglicht es einem kleinen Ableitungskondensator CB1, dessen Volumen und Wert klein sind, große transiente Eingangsströme zu unterdrücken, indem er zusammen mit einem zweiten Ableitungskondensator CB2 verwendet wird, der eine Größe hat, die für die Anwendung typisch ist. Wie in dargestellt, wird der kleine Ableitungskondensator CB1 auf eine Voraufladungsspannung VC geladen, wenn ein Freigabesignal EN1 auf niedrig gestellt wird. Zu dem Zeitpunkt, zu dem die Rekonfiguration der Wandlerverstärkung des Kondensatoren-Schaltkreises stattfindet, wird das Freigabesignal EN1 auf hoch gestellt und der kleine Ableitungskondensator CB1 zwischen die Eingangsspannung VI und Masse geschaltet. Der kleine Ableitungskondensator CB1 kann sowohl Strom aufnehmen als auch speisen, abhängig von der Polarität der Voraufladungsspannung VC im Vergleich zur Eingangsspannung VI, wodurch die Höhe der Ladung, die vom Kondensatoren-Schaltkreis von einer Quelle 26 aufgenommen oder an eine solche zurückgeleitet wird, reduziert wird. Wie in dargestellt, sollte der kleine Ableitungskondensator CB1 gleichzeitig mit dem Beginn der Rekonfiguration an die Eingangsspannung VI angeschlossen werden und kann mehrere Schaltzyklen nach der Rekonfiguration getrennt werden. Ein Select-Signal SEL legt die Voraufladungsspannung VC fest. Wenn das Select-Signal SEL hoch ist, wird die Voraufladungsspannung VC auf eine erste Zielspannung V1 eingestellt, die höher als die Eingangsspannung VI ist. Wenn das Select-Signal SEL allerdings niedrig ist, wird die Voraufladungsspannung VC auf eine zweite Zielspannung V2 eingestellt, die niedriger als die Eingangsspannung VI ist.
Je nach Ansatz zur Rekonfiguration und Polaritätsänderung der Wandlerverstärkung existiert eine optimale Voraufladungsspannung VC. Wenn beim ersten Ansatz zur Rekonfiguration die Wandlerverstärkung abnimmt, sollte die Voraufladungsspannung VC niedriger sein als die Eingangsspannung VI (d. h. Select-Signal SEL ist niedrig). Dies ermöglicht es dem kleinen Ableitungskondensator CB1, der auf die zweite Zielspannung V2 geladen wurde, einen Teil des transienten Stroms mit umgekehrter Polarität, der bei der Rekonfiguration aus dem Kondensatoren-Schaltkreis kommt, zu absorbieren, wodurch die Größe des an der Quelle 26 anliegenden transienten Eingangsstroms reduziert wird.
Wenn die Wandlerverstärkung mit dem ersten Ansatz zur Rekonfiguration allerdings steigt, sollte die Voraufladungsspannung VC höher als die Eingangsspannung VI sein (d. h. Select-Signal SEL ist hoch). Dies ermöglicht es dem kleinen Ableitungskondensator CB1, der auf die erste Zielspannung V1 geladen wurde, einen Teil des transienten Stroms positiver Polarität, der bei der Rekonfiguration vom Kondensatoren-Schaltkreis gefordert wird, bereitzustellen, wodurch die Größe des an der Quelle 26 anliegenden transienten Eingangsstroms reduziert wird. Für größere Genauigkeit können die Zielspannungen V1, V2 die Eingangsspannung VI, die Wandlerverstärkung, die Kondensatorwerte und die Höhe des Ausgangslaststroms berücksichtigen.
zeigt eine alternative Methode zur Unterdrückung des transienten Eingangsstroms bei einer Rekonfiguration. Diese Methode umfasst einen bidirektionalen strombegrenzten Schalter MP1 (d. h. PMOS-Transistor), der zwischen eine Quelle 26 und einen Eingang eines Kondensatoren-Schaltkreises geschaltet ist. Bei der in dargestellten Steuerungsmethode funktioniert der strombegrenzte Schalter MP1 normalerweise im ohmschen Bereich, bis entweder ein erster oder zweiter Stromerfassungs-Verstärker (AV1 oder AV2) einen Eingangsstrom mit positiver oder umgekehrter Polarität erkennt, der einen bestimmten Stromgrenzwert überschreitet. Ein Widerstand R1 und eine Stromquelle 42 legen eine Steady-State-Gatespannung VG fest, die für den strombegrenzten Schalter MP1 eine Vorspannung in der ohmschen Region erzeugt. Wenn eine Überschreitung eines Stromgrenzwertes erkannt wird, erhöht entweder der erste Stromerfassungs-Verstärker AV1 oder der zweite Stromerfassungs-Verstärker AV2 die Gatespannung VG. Dies reduziert die Treiberleistung des strombegrenzten Schalters MP1, wodurch die Größe des Eingangsstroms begrenzt wird, bis der transiente Eingangsstrom abklingt. Die Dioden D1, D2 liefern den Entweder/Oder-Betrieb an den Ausgängen der Stromerfassungs-Verstärker AV1, AV2.
Eine andere Methode besteht darin, den strombegrenzten Schalter MP1 für einen kurzen Zeitraum nach der Rekonfiguration oder bei Erkennung einer Begrenzung des Eingangsstroms zu öffnen. Leider ist diese Methode mit größeren transienten Spannungen am Eingang des Kondensatoren-Schaltkreises verbunden, die sich bis zu einem gewissen Grad abschwächen lassen, indem ein Ableitungskondensator zwischen Eingang des Kondensatoren-Schaltkreises (d. h. der Drain-Anschluss des PMOS strombegrenzten Schalters MP1) und Masse geschaltet wird.
Eine weitere alternative Methode zur Unterdrückung von transienten Eingangsströmen umfasst die Modulation des On-Widerstands des Schalter in einem Kondensatoren-Schaltkreis kurz vor dem Start und bis zu mehreren Schaltzyklen nach einer Rekonfiguration. Die Erhöhung des On-Widerstands der Schalter verhindert nicht die Ladungsumverteilung, die nach der Rekonfiguration auftritt, minimiert jedoch die verbundenen transienten Spitzenströme, indem sie die Energie über einen längeren Teil des Schaltzyklus verteilt. Zwar wird die Effizienz des Kondensatoren-Schaltkreises durch den höheren Verlust der Leitungsfähigkeit beeinträchtigt, dies ist jedoch eine vorübergehende Wirkung. Der On-Widerstand der Schalter kann nach der Rekonfiguration wieder auf den niedrigsten Stand moduliert werden, um die Effizienz des Kondensatoren-Schaltkreises zu maximieren.
Die – zeigen drei verschiedene Methoden der Modulation des On-Widerstands eines MOSFET zwischen einem positiven Anschluss TP und einem negativen Anschluss TN, wenn eine Steuerspannung VON hoch ist. Der On-Widerstand gleicht entweder einem ersten Widerstandswert oder einem zweiten Widerstandswert mit einem Freigabesignal EN2. In moduliert der On-Widerstand zwischen den Anschlüssen TP, TN zwischen zwei Werten, wobei er einen unteren Transistor M72 entweder deaktiviert oder aktiviert. Ein entsprechender Gate-Treiber, der von einer Spannungsquelle 52 gespeist wird, steuert den unteren Transistor M72 mit einer Treiberspannung VDRV an. Der untere Transistor M72 wird aktiviert, wenn das Freigabesignal EN2 hoch ist, und deaktiviert, wenn das Freigabesignal EN2 niedrig ist. Daher ist der On-Widerstand zwischen den Anschlüssen TP, TN niedriger, wenn das Freigabesignal EN2 hoch ist, als wenn dieses niedrig ist.
Alternativ zeigt ein Verfahren, bei dem der On-Widerstand zwischen den Anschlüssen TP, TN durch Änderung einer Antriebsspannung VDRV eines Transistors M74 zwischen zwei Werten moduliert. Die Antriebsspannung VDRV wird durch eine erste Spannungsquelle 52 geliefert, wenn das Freigabesignal EN2 hoch ist und durch eine zweite Spannungsquelle 54, wenn das Freigabesignal EN2 niedrig ist. Nimmt man an, dass die erste Spannungsquelle 52 ein größeres elektrisches Potential als die zweite Spannungsquelle 54 erzeugt, so ist der On-Widerstand zwischen den Anschlüssen TP, TN niedriger, wenn das Freigabesignal EN2 hoch ist, als wenn dieses niedrig ist.
Schließlich zeigt zeigt ein Verfahren, bei dem der On-Widerstand zwischen den Anschlüssen TP, TN durch Änderung einer Backgate-Spannung VB eines NMOS-Transistors M76 zwischen zwei Werten moduliert. Ein entsprechender Gate-Treiber, der von einer Spannungsquelle 52 gespeist wird, steuert den Transistor M76 mit einer Antriebsspannung VDRV an. Der Backgate-Anschluss des NMOS-Transistors M76 ist an seine Quelle (d. h. Anschluss TN) angeschlossen, wenn das Freigabesignal EN2 hoch ist, und an eine Spannungsquelle 56 angeschlossen, wenn das Freigabesignal niedrig ist. Da die Schwellenspannung des NMOS-Transistors M76 bei Zunahme der Source-Backgate-Spannung zunimmt, ist der On-Widerstand zwischen den Anschlüssen TP, TN niedriger, wenn das Freigabesignal EN2 hoch ist, als wenn dieses niedrig ist.
Das Verfahren der On-Widerstand-Modulation kann für alle oder eine Teilmenge der Schalter im Kondensatoren-Schaltkreis angewendet werden. Da die Stapelschalter in Reihe geschaltet sind, muss die Steuerschaltung zwischen mehreren Spannungsdomänen funktionieren, im Gegensatz zu Phasenschaltern, die in einer Spannungsdomäne funktionieren. Vom Gesichtspunkt der Komplexität und Chipfläche betrachtet, ist es vielleicht die attraktivere Lösung, nur den On-Widerstand der Phasenschalter zu modulieren.
Besondere Vorsicht ist im Falle von Kondensatoren-Schaltkreisen mit kaskadierten Stapelschaltern geboten. Bei einer Rekonfiguration eines Kondensatoren-Schaltkreises können erhebliche Spannungsabweichungen an den DC-Knoten auftreten, welche die kaskadierten Stapelschalter überladen. Durch aktive Erfassung und Steuerung der DC-Knoten können die kaskadierten Stapelschalter geschützt werden. zeigt beispielsweise einen Regler 62, der mit den DC-Knoten N1c–N5c der Vervielfacherkaskade 34 verbunden ist, eine Eingangsspannung VI und eine Ausgangsspannung VO. Zwei alternative Implementierungen des Reglers 62 werden in – gezeigt. Da ein DC-Knoten (z. B. N1c) in allen Betriebszuständen eines Kondensatoren-Schaltkreises mit dem positiven Anschluss von zwei Kondensatoren (z. B. C1a, C2b) verbunden ist, gilt zudem, dass durch die Steuerung der Spannung am DC-Knoten auch die Spannung an den beiden mit dem DC-Knoten verbundenen Kondensatoren in jedem Betriebszustand gesteuert wird.
zeigt eine Implementierung einer Steuerung 62, die einen Unterblock 64 in jedem Satz von benachbarten Schienenknoten umfasst, wobei die Differenzspannung in jedem Satz von benachbarten Schienenknoten der Ausgangsspannung VO entspricht. Innerhalb des jeweiligen Unterblocks 64 vergleichen ein erster und zweiter Spannungsverstärker AV1, AV2 die Differenzspannung in jedem Satz von benachbarten Schienenknoten mit einer Überspannungsschwelle VOV und einer Unterspannungsschwelle VUV. Wenn die Differenzspannung (z. B. N5c–VO) die Überspannungsschwelle VOV über- oder die Unterspannungsschwelle VUV unterschreitet, dann begrenzt der Unterblock 64 die Spannung am entsprechenden Schienenknoten (z. B. N5c).
Der Betrieb des jeweiligen Unterblocks 64 im Regler 62 ist nicht allzu schwer zu verstehen. Wenn die Differenzspannung zwischen dem DC-Knoten N5c und [dem] Ausgangsspannung[sknoten] VO die Überspannungsschwelle VOV überschreitet, setzt der erste Spannungsverstärker AV1 das Gate eines NMOS-Transistors MN1 auf hoch. Dies bewirkt, dass der NMOS-Transistor MN1 Strom aus dem DC-Knoten N5c aufnimmt, wodurch die Differenzspannung zwischen dem DC-Knoten N5c und dem Ausgangsspannung[knoten] VO auf den Wert der Überspannungsschwelle VOV begrenzt wird. Wenn die Differenzspannung zwischen dem DC-Knoten N5c und dem Ausgangsspannungsknoten VO allerdings die Unterspannungsschwelle VOV [sic] unterschreitet, setzt der zweite Spannungsverstärker AV2 das Gate eines PMOS-Transistors MP1 auf niedrig. Dies bewirkt, dass der PMOS-Transistor MN1 Strom an den DC-Knoten N5c speist, und damit die Differenzspannung zwischen dem DC-Knoten N5c und dem Ausgangsspannungsknoten VO an der Unterpannungsschwelle VUV begrenzt.
Zur Minimierung der Verlustleistung bei der Spannungsbegrenzung können die aufnehmenden und speisenden Begrenzungsströme zwischen dem Eingangsspannungsknoten VI, der Masse und/oder anderen Anschlusses des Unterblocks 64 verteilt werden. Beispielsweise kann ein am Knoten N2c durch den NMOS-Transistor MN1 im Unterblock 64 über die DC-Knoten N2c, N3c anliegender Begrenzungsstrom zu einem anderen Unterblock 64 über ein unteres Paar von Schienenknoten (z. B. N4c, N5c) umgeleitet werden, das über eine Begrenzung verfügt, die gleichzeitig Strom durch den PMOS-Transistor MP1 speist. Obwohl in der Vergangenheit aktive Begrenzungsspannungen vorgeschlagen wurden, um die Differenzspannung zwischen benachbarten Schienenknoten zu begrenzen, werden diese nur verwendet, wenn sich ein Kondensatoren-Schaltkreis im Abschaltmodus befindet.
Die zeigt eine weitere Implementierung eines Reglers 62, die einen Unterblock 66 an jedem der DC-Knoten N1c–N5c umfasst. Die zugrundeliegende Idee basiert auf der Regelung der Spannungen der DC-Knoten N1c–N5c und hierdurch der Spannung der Kondensatoren C1a–C6b, in den Schaltzyklen unmittelbar nach der Rekonfiguration der vorherigen Steady-State-Spannungen auf die mit der neuen Wandlerverstärkung assoziierten Niveaus. Jeder Unterblock 66 umfasst einen Spannungsregler, bestehend aus einem Spannungsverstärker AV3, der als Unity-Gain-Folger um einen Transistor-Gegentakt-Puffer (MN2, MP2) angeschlossen ist und die stromaufnehmende und stromspeisende Fähigkeit am Ausgang des Spannungsreglers liefert.
Die Zielspannungen V51–V55 für jeden Unterblock 66 bestimmen die Regelungsspannungsniveaus. Bei Bedarf wird jeder der DC-Knoten N1c–N5c durch Schließen der Schalter SW1–SW5 mit dem entsprechenden Unterblock 66 verbunden oder kann durch Öffnen der Schalter SW1–SW5 vom normalen Betrieb des Kondensatoren-Schaltkreises isoliert werden. Die Spannung an den einzelnen DC-Knoten N1c–N5c richtet sich im Allgemeinen nach den mit den Spannungen an den Kondensatoren C1a–C5b assoziierten Werten, wie in Tabelle 6 aufgelistet.
Die Bedienung des Reglers 62 in ist unkompliziert. Wenn die Wandlerverstärkung unter Verwendung des zweiten Ansatzes zur Rekonfiguration von sieben auf sechs sinkt, wird jeder Unterblock 66 mit seinen entsprechenden DC-Knoten N2c–N5c durch Schließen der Schalter SW2–SW5 verbunden. Unter der Annahme, dass die Eingangsspannung VI 14 V ist, ändern sich die Zielspannungen V52, V53, V54, V55 jeweils von 10 V, 8 V, 6 V, 4 V auf 11,67 V, 9,33 V, 7 V, 4,67 V. Der Unterblock 66 am DC-Knoten N1c ist unnötig und der Schalter SW1 kann offen bleiben, weil die Kondensatoren C1a, C1b ausgeschlossen werden. Die Erhöhung der Zielspannungen V52–V55 von einem Niveau zum nächsten mit einer bestimmten Anstiegsrate, im Gegensatz zur Transformation von einer Spannung zur nächsten, kann die transienten Ströme an den Knoten des Kondensatoren-Schaltkreises 34 weiter minimieren. Darüber hinaus sollte jeder Unterblock 66 über eine ausreichende stromaufnehmende oder stromspeisende Fähigkeit verfügen, um über den gesamten Ausgangsstrombereich effektiv zu sein.
Wie in ist es möglich, einen Teil des Stroms, der während der Regelung der DC-Knoten N1c–N5c verwendet wurde, zur Minimierung der Verlustleistung zwischen verschiedenen Unterblöcken 66 umzuleiten. Dies kann erreicht werden, wenn eine Kombination von DC-Knoten N1c–N5c vorhanden ist, die bei einer Wandlerverstärkung Spannungsänderungen von entgegengesetzter Polarität benötigen. Dieses Szenario gilt für den dritten Ansatz zur Rekonfiguration, wie Tabelle 6 zeigt. Wenn die Wandlerverstärkung beispielsweise abnimmt, wollen die Kondensatoren in den Stufen über dem ausgeschlossenen inneren Kondensator ihre Spannung reduzieren, während die in den Stufen darunter ihre Spannung erhöhen wollen.
Im Vergleich hierzu nimmt die Spannung an allen verbleibenden Kondensatoren im ersten Ansatz zur Rekonfiguration ab, wenn die Wandlerverstärkung abnimmt. Im Gegensatz hierzu nimmt die Spannung an allen verbleibenden Kondensatoren im zweiten Ansatz zur Rekonfiguration zu, wenn die Wandlerverstärkung abnimmt. Daher führt sowohl der erste als auch der zweite Ansatz zur Rekonfiguration zu einem unidirektionalen Stromfluss innerhalb jedes Unterblocks. Die Lage ist jedoch nicht hoffnungslos, da beim ersten und zweiten Ansatz zur Rekonfiguration weiterhin Möglichkeiten für die Rückgewinnung eines Teils dieser Spannung bestehen, auch wenn diese im Vergleich zum dritten Ansatz zur Rekonfiguration einem engeren Bereich von Bedingungen unterliegen.
Dieser engere Bereich ist gegeben, wenn jeder Unterblock Strom von einem DC-Knoten aufnimmt, um dessen Spannung zu verringern. Dies gilt für den ersten Ansatz zur Rekonfiguration bei einer Verringerung der Wandlerverstärkung und für den zweiten Ansatz zur Rekonfiguration bei einer Erhöhung der Wandlerverstärkung. Unter diesen Bedingungen kann die Spannung eines jeden Unterblocks an die Ausgangsspannung VO umgeleitet werden, wodurch ein Teil des Ausgangslaststroms direkt zur Verfügung gestellt wird.
Generell können die infolge der Rekonfiguration entstehenden transienten Ströme und Spannungen minimiert werden, wenn die einzelnen Kondensatorspannungen so nah wie möglich auf den mit der neuen Wandlerverstärkung assoziierten neuen Steady-State-Niveaus eingeschwungen werden können, bevor die Rekonfiguration stattfindet. Schließlich ist die Ladungsumverteilung direkt proportional zur Höhe der Kondensatorspannungsdifferenz vor und nach dem Rekonfigurationsereignis. Wenn diese Spannungsdifferenz vor der Rekonfiguration reduziert werden kann, dann ist die daraus resultierende Spannungsumverteilung geringer, was wiederum die transienten Ströme und Spannungen an den Knoten im Kondensatoren-Schaltkreis minimiert.
Unter Berücksichtigung dieses Sachverhalts sollte das Ereignis beachtet werden, bei dem die Wandlerverstärkung zunimmt und ein vorher ausgeschlossener Kondensator erneut in den Ladungstransferpfad eingefügt wird. Wie bereits zuvor beschrieben, hat es Vorteile, wenn eine Voraufladungsspannung für einige, wenn nicht alle ausgeschlossenen Kondensatoren beibehalten wird, um die maximale Spannungsdifferenz zwischen bestimmten Knoten des Kondensatoren-Schaltkreises zu begrenzen, die auftritt, wenn Niedrigstrom-Transistoren verwendet werden. Je nach gewähltem Ansatz zur Rekonfiguration kann sich die Voraufladungsspannung dieser ausgeschlossenen Kondensatoren im Verhältnis zu den im Ladungstransferpfad verbleibenden Kondensatoren auf die Höhe der auftretenden transienten Ströme auswirken. Zudem sollte die Voraufladung die normalen Ladungstransferpfade nicht stören.
zeigt einen Kondensator-Voraufladungskreis 68, der mit den Kondensatoren C1–C6 in der einphasigen Vervielfacherkaskade 30 verbunden ist. Der ausgeschlossene Kondensator kann entweder im ersten oder im zweiten Betriebszustand voraufgeladen werden, da die Stapelschalter an einem ausgeschlossenen Kondensator immer geöffnet sind. Jedoch ist es möglicherweise einfacher umsetzbar, wenn die ausgeschlossenen Kondensatoren während des Betriebszustands voraufgeladen werden, bei dem ihr entsprechender Phasenknoten auf Masse liegt.
Das folgende Beispiel basiert auf der Annahme, dass die Eingangsspannung V1 14 V beträgt, die Wandlerverstärkung fünf ist und die ausgeschlossenen Kondensatoren C5, C6 (erster Ansatz zur Rekonfiguration) auf die Ausgangsspannung VO (d. h. 2,8 V) voraufgeladen wurden. Nach einem Rekonfigurationsereignis, während dem die Wandlerverstärkung auf sechs wechselt, kann die überschüssige Ladung auf dem Kondensator C5 verwendet werden, um die Spannungen der Kondensatoren C1–C4 zu erhöhen und die Spannung am Kondensator C5 von 2,8 V auf 2,33 V zu transformieren, wodurch die Höhe des transienten Eingangstroms mit positiver Polarität reduziert wird.
In ähnlicher Weise werden beim zweiten Ansatz zur Rekonfiguration bei einer Wandlerverstärkung von fünf und einer Eingangsspannung VI von 14 V die ausgeschlossenen Kondensatoren C1, C2 auf 11,2 V voraufgeladen (das Vierfache der Ausgangsspannung VO). Nach einem Rekonfigurationsereignis, während dem die Wandlerverstärkung auf sechs wechselt, kann die überschüssige Ladung auf den Kondensatoren C3–C6 verwendet werden, um die Spannungen des Kondensators C2 von 11,2 V auf 11,67 V zu erhöhen, wodurch die Höhe des transienten Eingangstroms mit umgekehrter Polarität reduziert wird.
Es kann argumentiert werden, dass sich eine stärkere Reduktion der Größe des transienten Eingangsstroms erreichen lässt, indem die ausgeschlossenen Kondensatoren im ersten Ansatz zur Rekonfiguration höher als die Ausgangsspannung VO voraufgeladen werden oder indem die ausgeschlossenen Kondensatoren im zweiten Ansatz zur Rekonfiguration auf weniger als das Vierfache der Ausgangsspannung VO voraufgeladen werden. Zwar hat dieses Argument seinen guten Wert, aber die Verwendung von MOS-Transistoren mit niedriger Betriebsspannung im Kondensatoren-Schaltkreis begrenzt die maximale Spannung von der Senke zur Quelle, die an den Schaltern im offenen Zustand anliegt, und diese Grenze beschränkt auch die vor-aufladbare Spannung.
Gemäß des dritten Ansatzes zur Rekonfiguration mit einer Wandlerverstärkung von 5 und einer Eingangsspannung VI von 14 V werden die ausgeschlossenen Kondensatoren C3, C4 auf dieselben Spannungen (d. h., 8,4 V, 5,6 V) wie die entsprechenden Kondensatoren C2, C5 voraufgeladen. Die Wahl von inneren Kondensatoren für die Rekonfiguration, die nahe bei den mittleren Stufen des Kondensatoren-Schaltkreises liegen oder dieselben einschließen, resultiert in nahezu gleichen Anzahlen von Kondensatoren, deren Spannungen bei einer Änderung der Wandlerverstärkung erhöht beziehungsweise abgesenkt werden müssen. Infolge dieses Verhaltens erzeugt der dritte Ansatz zur Rekonfiguration geringere transiente Eingangsströme als sowohl der erste als auch der zweite Ansatz zur Rekonfiguration unter anderweitig gleichen Verhältnissen.
Weiterhin kann eine Kondensatoren-Voraufladungsschaltung 68 auf einen einphasigen Kondensatoren-Schaltkreis mit separaten Phasenknoten angewandt werden. Die ausgeschlossenen Kondensatoren sollten nur in dem Zustand voraufgeladen werden, in welchem ihre Stapelschalter geöffnet sind (siehe Tabelle 3). Neben den einphasigen Kondensatoren-Schaltkreisen haben auch mehrphasige Kondensatoren-Schaltkreise mit separaten Phasenknoten (siehe ) ihren Nutzen vom Einsatz einer Kondensatoren-Voraufladungsschaltung 68.
In dem Fall, dass transiente Ströme/Spannungen nicht vollständig eliminiert werden können, ist es auch hilfreich, die Dauer der transienten Ströme und Spannungen zu minimieren, die für mehrere Schaltzyklen nach einer Änderung der Wandlerverstärkung anhalten können. Zum Beispiel illustriert eine Methode zur Erhöhung der Schaltfrequenz in einem Schaltkondensator-Spannungswandler von der normalen Betriebsfrequenz FS1 auf eine höhere Frequenz FS2 für die Dauer mehrerer nachfolgender Zyklen nach einer Rekonfiguration, wodurch die Umverteilung der Ladungen zwischen den verbleibenden Kondensatoren beschleunigt wird und die Kondensatorspannungen sich schneller auf die neuen Betriebsniveaus einstellen können. Ähnlich wie bei dem ON-Widerstands-Modulationsverfahren kann die Effizienz des Kondensatoren-Schaltkreises bei höheren Schaltfrequenzen abnehmen, aber dies ist ein vorübergehender Effekt, weil die Schaltfrequenz letztendlich auf die normale Betriebsfrequenz FS1 zurückkehrt.
illustriert eine Methode zur Reduktion des Umfangs einer Ladungsumverteilung nach einer Rekonfiguration vermittels Einschiebens eines Übergangsintervalls zwischen der alten Wandlerverstärkung (d. h., dem alten M) und der neuen Wandlerverstärkung (d. h., dem neuen M). Während dieses Übergangsintervalls können die Kondensatorspannungen zu den Werten hin verschoben werden, die der neuen Wandlerverstärkung entsprechen, ehe die Rekonfiguration stattfindet und die Kondensatoren vom Ladungstransferpfad ausgeschlossen oder in ihn eingeschlossen werden.
Es ist beachtenswert, dass dieses allgemeine Konzept eines Übergangsintervalls auf einen einphasigen Schaltkondensator-Spannungswandler (z. B. ) oder auch einen mehrphasigen Schaltkondensator-Spannungswandler (z. B. ) angewandt werden kann. Innerhalb des Übergangsintervalls gibt es zahlreiche Wahlmöglichkeiten oder Verfahren zum Minimieren von transienten Strömen und/oder Spannungen, und diese können abhängig von der Polarität der Änderung in der Wandlerverstärkung und dem gewählten Ansatz zur Rekonfiguration unterschiedliche Formen annehmen.
– illustrieren einige deutlich unterschiedliche Methoden zum Betrieb der Zweiphasen-Vervielfacherkaskade 34 während des Übergangsintervalls. Verschiedene Kombinationen dieser Methoden sind auch möglich. In – werden Spannungsquellen benutzt; in der Praxis können ideale Spannungsquellen durch Schaltungen implementiert werden, die ihr Verhalten emulieren, wie zum Beispiel Spannungsregler oder Kondensatoren-Schaltkreise.
illustriert eine Implementierung einer Spannungsquelle während des Übergangsintervalls. Nach dem Beginn der Rekonfiguration, aber noch vor dem Ausschließen oder Einschließen von Kondensatoren werden die DC-Knoten N1c–N5c über den Verlauf des Übergangsintervalls hin kontrolliert zu den neuen Spannungsniveaus für die neue Wandlerverstärkung verschoben. Während des Übergangsintervalls sind alle Phasenknoten mit der Erde verbunden, wohingegen die Stapelschalter jedes in einer gemeinsamen Stufe befindlichen Kondensatorpaares derart geschlossen sind, dass die positiven Anschlüsse jedes in einer gemeinsamen Stufe befindlichen Kondensatorpaares mit den entsprechenden DC-Knoten N1c–N5c und der Ausgangsspannung VO verbunden sind.
Mit Bezug auf beinhaltet dies das Schließen der Stapelschalter S12, S13 bei gleichzeitiger Öffnung der Stapelschalter S10, S11 für die Kondensatoren C1a, C1b in der ersten Stufe; das Schließen der Stapelschalter S22, S23 bei gleichzeitiger Öffnung der Stapelschalter S20, S21 für die Kondensatoren C2a, C2b in der zweiten Stufe; und so weiter. Die Spannungsquellen 81–85 sind mit den jeweiligen DC-Knoten N1c–N5c verbunden und verschieben die Spannungen an den Kondensatoren C1a–C5b in kontrollierter Weise zu den mit der neuen Wandlerverstärkung vorgegebenen Werten. Sobald die Kondensatoren die Zielwerte erreicht haben, kann die Rekonfiguration des Kondensatoren-Schaltkreises durch Ausschließen von Kondensatoren vom, oder Einschließen im, Ladungstransferpfad beginnen. Die Kondensatoren C6a–C6b der letzten Stufe bleiben zwischen der Ausgangsspannung VO und der Erde verbunden, um den Ausgangslaststrom IL zu liefern und ein übermäßiges Absinken der Ausgangsspannung VO zu verhindern.
Ungünstigerweise existiert in keine direkte Leistungsverbindung von der Eingangsspannung VI zur Ausgangsspannung VO. Wenn jedoch die zu den Kondensatoren C1a, C1b zugeordneten Phasenknoten von den übrigen Phasenknoten getrennt werden, wird es möglich, die in illustrierte Konfiguration aufzusetzen. Durch Einsetzen der Kondensatoren C1a, C1b zwischen der Eingangsspannung VI und der Ausgangsspannung VO kann ein Leistungsfluss während des Übergangsintervalls aufrechterhalten werden, wodurch die Amplitude der überlagerten Brummspannung am Spannungsausgang VO im Vergleich zu der in illustrierten Implementierung reduziert wird.
Eine mögliche Alternative ist, Stromquellen einzusetzen, um jede Kondensatorspannung kontrolliert während des Übergangsintervalls zu verschieben. – illustrieren spezifische Implementierungen für jeden der drei Ansätze zur Rekonfiguration unter Verwendung idealer Stromquellen. In der Praxis können die idealen Stromquellen durch Schaltungen implementiert werden, die deren Verhalten emulieren, wie zum Beispiel Stromregler oder Stromspiegel. Wie in – dient die Zweiphasen-Vervielfacherkaskade 34 zur Demonstration des Verfahrens. Darüber hinaus ist diese Technik auch bei anderen Kondensatoren-Schaltkreisen anwendbar (z. B. Einphasen-Vervielfacherkaskade).
illustriert eine spezifische Implementierung während des Übergangsintervalls, worin Stromquellen zum Verschieben der Spannungen an den Kondensatoren C1a–C6b für den ersten Ansatz zur Rekonfiguration eingesetzt werden. Wenn die Wandlerverstärkung von 7 auf 6 reduziert wird, sollten die Spannungen an den Kondensatoren C1a–C6b abnehmen. Deshalb sind während des Übergangsintervalls die Phasenknoten P1, P2 mit der Erde verbunden, wohingegen die Stapelschalter jedes in einer gemeinsamen Stufe befindlichen Kondensatorpaares derart geschlossen sind, dass die positiven Anschlüsse jedes in einer gemeinsamen Stufe befindlichen Kondensatorpaares mit den entsprechenden DC-Knoten N1c–N5c verbunden sind. Mit Bezug auf beinhaltet dies das Schließen der Stapelschalter S12, S13 bei gleichzeitiger Öffnung der Stapelschalter S10, S11 für die Kondensatoren C1a, C1b in der ersten Stufe; das Schließen der Stapelschalter S22, S23 bei gleichzeitiger Öffnung der Stapelschalter S20, S21 für die Kondensatoren C2a, C2b in der zweiten Stufe; usw. Die Stromquellen 91–95 verbinden die jeweiligen DC-Knoten N1c–N5c mit der Ausgangsspannung VO und entladen die Kondensatoren in linearer Form.
Beginnend mit den Kondensatoren der ersten Stufe (d. h., C1a, C1b) und endend mit den Kondensatoren der nach der Rekonfiguration letzten Stufe (C5a, C5b für eine Wandlerverstärkung von 6), wächst das Maß der Reduktion der Kondensatorspannung Schritt für Schritt mit zunehmenden ganzzahligen Vielfachen von VI/[M × (M + 1)] an, worin M für die neue Wandlerverstärkung nach der Rekonfiguration steht. Für eine gegebene Länge des Übergangsintervalls, die für alle Kondensatoren gleichermaßen gilt, sollten dann die Stromamplituden Schritt für Schritt in ganzzahligen Vielfachen von der Stromquelle 91 zur Stromquelle 95 zunehmen. Gemäß der Kirchhoffschen Knotenregel ist der Laststrom IL gleich der Summe der Ströme aus den Quellen 91–95 und dem durch die Kondensatoren C6a, C6b fließenden Strom.
illustriert eine spezielle Implementierung während des Umschlagsintervalls, wobei Stromquellen zum Umschalten der Spannungen an den Kondensatoren C1a–C6b für den zweiten Ansatz zur Rekonfiguration verwendet werden. Wenn die Wandlerverstärkung sich von sieben auf sechs reduziert, sollten die Spannungen an den Kondensatoren C1a–C6b ansteigen. Während des Umschlagsintervalls werden daher die Phasenknoten P1, P2 mit der Ausgangsspannung VO verbunden, während die Stapelschalter so betrieben werden, dass sie den positiven Anschluss jedes gemeinsamen Stufenpaars von Kondensatoren mit ihren entsprechenden DC-Knoten N1c–N5c verbinden. Mit Bezug auf bedeutet das das Schließen der Stapelschalter S10, S11, während die Stapelschalter S12, S13 für die ersten Stufenkondensatoren C1a, C1b geöffnet werden; Schließen der Stapelschalter S20, S21, während die Stapelschalter S22, S23 für die zweiten Stufenkondensatoren C2a, C2b geöffnet werden, usw. Die Stromquellen 91–95, die von der Eingangsspannung VI mit jedem der DC-Knoten N1c–N5c verbunden werden, laden die Kondensatoren linear auf.
Beginnend mit den Post-Rekonfigurationskondensatoren der ersten Stufe (C2a, C2b bei einer Wandlerverstärkung von sechs) und weiter bis zu den Kondensatoren der letzten Stufe (d. h. C6a, C6b), verringert sich die Erhöhung der Kondensatorspannung sequentiell beim Verringern der ganzzahligen Vielfachen von VI/[M × (M + 1)], wobei M gleich der neuen Wandlerverstärkung nach Rekonfiguration ist. Für eine gegebene Umschlagsintervalldauer, die allen Kondensatoren gemein ist, sollte sich daher die Größe der Ströme sequentiell in ganzzahligen Vielfachen von der Stromquelle 91 bis zur Stromquelle 95 verringern. Auf Grund des Stromgesetzes von Kirchhoff ist der Laststrom IL gleich der Summe der Stromquellen 91–95 und des Stroms durch die Kondensatoren C1a, C1b.
illustriert eine Stromquellenimplementierung während des Umschlagsintervalls für den dritten Rekonfigurationsansatz (der C3a, C3b, C4a, C4b einschließt) bei Reduzierung der Wandlerverstärkung von sechs auf fünf. Es wird angenommen, dass die Kondensatoren C4a, C4b aus einer vorherigen Rekonfiguration entfernt worden sind, wobei die Wandlerverstärkung sich von sieben auf sechs verändert hat. Während des Umschlagsintervalls sollte sich die Spannung an jedem der Kondensatoren C1a, C1b, C2a, C2b verringern, umgekehrt sollte sich die Spannung an jedem der Kondensatoren C5a, C5b, C6a, C6b erhöhen.
Dieses spezielle Beispiel nimmt eine Zweiphasen-Vervielfacherkaskade mit getrennten Phasenknoten an, um ein Umschlagsintervall mit geringer Dissipation zu erhalten, wobei die Stromquellen 91–93 zum Laden und Entladen der Kondensatoren C1a–C6b verwendet werden. Die Stromquellen 91–93 werden an der Eingangsspannung VO aufsummiert, um einen Laststrom IL zu liefern. Bei gemeinsamen Phasenknoten zerstreut dieses Umschlagsintervall mehr Energie, da die Stromquellen 91, 92 nicht so leicht regeneriert werden können.
Während des Umschlagsintervalls werden die Phasenknoten der entsprechenden Kondensatoren C5a, C5b, C6a, C6b mit der Ausgangsspannung VO verbunden, während die Phasenknoten der restlichen Kondensatoren mit Masse verbunden werden. Des Weiteren entlädt die Stromquelle 91 gleichzeitig die Kondensatoren C1a, C1b und lädt die Kondensatoren C6a, C6b auf, während die Stromquelle 92 gleichzeitig die Kondensatoren C2a, C2b entlädt und die Kondensatoren C5a, C5b auflädt. Damit das funktioniert, sollte die Stärke der Stromquelle 92 ein ganzzahliges Vielfaches sein, das größer ist als die Stärke der Stromquelle 91.
Statt eine zusätzliche Spannung oder Stromquellen zum Umschalten der Kondensatorspannungen während des Umschlagsintervalls zu verwenden, ist es möglich, den Laststrom IL direkt für denselben Zweck zu verwenden. Durch Anwenden eines zeitabhängigen Schräglaufs auf ausgewählte Kondensatoren ist es möglich, ihre Spannung in einer gewünschten Richtung zu ändern. Zum Beispiel illustriert ein beispielhaftes Zeitablaufdiagramm für die Zweiphasen-Vervielfacherkaskade 34 während des Umschlagsintervalls vom Zeitpunkt t1 bis zum Zeitpunkt t2, wobei sich die Wandlerverstärkung von sieben auf sechs unter Verwendung des dritten Rekonfigurationsansatzes ändert. Es ist zu beachten, dass nur die entsprechenden Signale für die erste Phase in illustriert sind.
Bei normalem Betrieb gibt es während des Umschlagsintervalls einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand, die mit einer bestimmten Frequenz wiederholt werden. Außerdem sind die Stapelschalter S10, S11, S63, S62 die ganze Zeit über während des Umschlagsintervalls offen. Folglich entladen sich die Kondensatoren C1a, C1b nur, wenn sie in Reihe mit den Kondensatoren C2b, C2a geschaltet sind, laden sich aber von der Eingangsspannung VI auf, was zu einem Nettoabfluss von Ladung und einer Verringerung der Kondensatorspannung führt. Umgekehrt laden sich die Kondensatoren C6a, C6b nur auf, wenn sie in Reihe mit den Kondensatoren C5b, C5a geschaltet sind, entladen sich aber nicht bei der Ausgangsspannung VO, was zu einem Nettozufluss von Ladung und einem Anstieg der Kondensatorspannung führt.
Glücklicherweise führt beim dritten Ansatz zur Rekonfiguration eine Verringerung in der Wandlerverstärkung zu niedrigeren Spannungen über den Kondensatoren C1a, C1b, aber zu höheren Spannungen über den Kondensatoren C6a, C6b. Wenn also die Rekonfiguration stattfindet, ist die sich ergebende Ladungsumverteilung kleiner, als sie es ohne das Umschlagsintervall und den zeitabhängigen Schräglauf an den äußeren Kondensatoren C1a, C1b, C6a, C6b wäre.
Die Dauer des Umschlagsintervalls kann nur einen Schaltzyklus lang sein oder ein ganzzahliges Vielfaches von Schaltzyklen (z. B. ein Vielfaches von zwei für die Dauer von Zeit t1 bis Zeit t2). Obwohl es nicht notwendig ist, dass die Dauer des Umschlagsintervalls ein ganzzahliges Vielfaches des Schaltkondensator-Spannungswandlerzyklus ist, kann es Vorteile in Bezug auf die Synchronisierung des Zeitablaufs und die Betriebssymmetrie geben.
Außerdem ist das zeitabhängige Schräglaufverfahren auch für die anderen Rekonfigurationsansätze geeignet. Wenn sich zum Beispiel die Wandlerverstärkung von sieben auf sechs unter Verwendung des ersten Ansatzes zur Rekonfiguration ändert, werden die Kondensatoren C6a, C6b entfernt, und die Spannungen über den restlichen Kondensatoren verringern sich. Da die Spannungen über den Kondensatoren C1a, C1b sich während des Umschlagsintervalls reduzieren, ist die resultierende Ladungsumverteilung bei Rekonfiguration kleiner, wodurch sich die Größe der entsprechenden Strom- und Spannungstransienten reduziert.
Leider ist das Reduzieren der Ladungsumverteilung unter Verwendung des zeitabhängigen Schräglaufverfahrens von Natur aus beschränkt, weil nur die Spannungen am äußeren Kondensator während des Umschlagsintervalls geändert werden. Des Weiteren könnte die maximale oder minimale tolerierte Welligkeitsamplitude an der Ausgangsspannung VO die Größe der Änderung der äußeren Kondensatorspannung während des Umschlagsintervalls begrenzen. Auf jeden Fall wäre es möglich, die Dauer des Umschlagsintervalls als Funktion der Stärke des Ausgangsstroms und der Kondensatorschaltkreisfrequenz individuell anzupassen, um den Vorteil dieses Verfahrens zu maximieren.
Verschiedene Merkmale, Aspekte und Ausführungsformen der Schaltkondensator-Spannungswandler sind hierin beschrieben worden. Die Merkmale, Aspekte und zahlreichen Ausführungsformen, die beschrieben werden, können miteinander kombiniert werden sowie mit Variation und Modifikation, wie von Fachleuten auf diesem Gebiet erkannt werden kann. Die vorliegende Offenbarung sollte daher so betrachtet werden, dass sie solche Kombinationen, Variationen und Modifikationen einschließt. Außerdem werden die Begriffe und Ausdrücke, die hierin eingesetzt werden, als Begriffe zur Beschreibung und nicht zur Einschränkung verwendet. Es besteht nicht die Absicht, bei der Verwendung solcher Begriffe und Ausdrücke Äquivalente der Merkmale (oder von Teilen derselben), die gezeigt und beschrieben werden, auszuschließen, und es wird anerkannt, dass verschiedene Modifizierungen innerhalb des Geltungsbereichs der Ansprüche möglich sind. Andere Modifizierungen, Variationen und Alternativen sind ebenfalls möglich. Dementsprechend sollen die Ansprüche alle solche Äquivalente abdecken.
Nachdem die Erfindung und eine bevorzugte Ausführungsform derselben beschrieben wurde, wird Folgendes beansprucht:

Claims

Vorrichtung zum Umwandeln einer ersten Spannung in eine zweite Spannung, wobei die Vorrichtung einen rekonfigurierbaren Schaltkondensator-Spannungswandler umfasst, der eine wählbare Wandlerverstärkung hat, wobei der rekonfigurierbare Schaltkondensator-Spannungswandler ein erstes Vervielfacherkaskaden-Schaltkondensatornetz umfasst, das mehrere Kondensatoren hat, von denen jeder an einem ersten Anschluss desselben elektrisch an einen Stapelknoten angeschlossen ist, der mit dem Kondensator verbunden ist, und an einem zweiten Anschluss desselben an einen Phasenknoten angeschlossen ist, der mit dem Kondensator verbunden ist, wobei die mehreren Kondensatoren einen ersten äußeren Kondensator, einen zweiten äußeren Kondensator und mindestens einen inneren Kondensator zwischen dem ersten äußeren Kondensator und dem zweiten äußeren Kondensator umfassen, mehrere Stapelschalter zwischen Knoten benachbarter Kondensatoren von mehreren Kondensatoren, und einen Regler, der bewirken soll, dass das erste Vervielfacherkaskaden-Schaltkondensatornetz zwischen einem ersten Betriebsmodus und einem zweiten Betriebsmodus umschaltet, wobei im ersten Betriebsmodus mindestens ein Kondensator von einem Ladungstransferpfad des rekonfigurierbaren Schaltkondensator-Spannungswandlers isoliert ist, wobei sich der Ladungstransferpfad zwischen der ersten Spannung und der zweiten Spannung erstreckt, wodurch im ersten Betriebsmodus der rekonfigurierbare Schaltkondensator-Spannungswandler mit einer ersten Wandlerverstärkung arbeitet und im zweiten Betriebsmodus der rekonfigurierbare Schaltkondensator-Spannungswandler mit einer zweiten Wandlerverstärkung arbeitet, und wodurch eine dritte Spannung über mindestens einem Kondensator einen beliebigen Wert annehmen kann.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei beim Betrieb die dritte Spannung zwischen der ersten Spannung und der zweiten Spannung liegt.
Vorrichtung nach Anspruch 1, die ferner eine Voraufladungsschaltung umfasst, wobei die Voraufladungsschaltung so konfiguriert ist, dass sie mindestens einen Kondensator auf eine festgelegte Spannung lädt.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der mindestens eine Kondensator ein innerer Kondensator ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, die ferner ein Schaltnetz umfasst, das Schalter zum selektiven Umgehen des mindestens einen Kondensators umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Regler so ausgelegt ist, dass er den mindestens einen Kondensator durch Abkoppeln von höchstens einem Anschluss isoliert, die aus der Gruppe bestehend aus erwähntem ersten Anschluss und erwähntem zweiten Anschluss ausgewählt wird.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der erste Anschluss ein positiver Anschluss ist.
Vorrichtung nach Anspruch 6, die ferner einen Satz von Stapelschaltern umfasst, welche dazu dienen, das Abkoppeln einer Teilmenge der Kondensatoren vom Ladungstransferpfad zu ermöglichen, wobei der Regler dafür ausgelegt ist, eine Teilmenge der Stapelschalter selektiv zu öffnen, um so zu bewirken, dass die Teilmenge von Kondensatoren vom Ladungstransferpfad abgekoppelt wird, wodurch der Ladungstransferpfad rekonfiguriert wird.
Vorrichtung nach Anspruch 1, die ferner einen Satz von Phasenschaltern umfasst, welche dazu dienen, das Abkoppeln einer Teilmenge der Kondensatoren vom Ladungstransferpfad zu ermöglichen, wobei der Regler dafür ausgelegt ist, eine Teilmenge der Phasenschalter selektiv zu öffnen, um so zu bewirken, dass die Teilmenge von Kondensatoren vom Ladungstransferpfad abgekoppelt wird, wodurch der Ladungstransferpfad rekonfiguriert wird.
Vorrichtung nach Anspruch 1, die ferner eine erste externe Schaltung zum Bereitstellen der ersten Spannung umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 1, die ferner eine zweite externe Schaltung zum Aufnehmen der zweiten Spannung umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei jeder Kondensator von den mehreren Kondensatoren mit einem zweiten Anschluss desselben an einen entsprechenden der mehreren Phasenknoten angeschlossen ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei mindestens zwei der Kondensatoren an einen gemeinsamen Phasenknoten angeschlossen sind.
Vorrichtung nach Anspruch 1, die ferner ein zweites Vervielfacherkaskaden-Schaltkondensatornetz umfasst, das mehrere Kondensatoren hat, von denen jeder einem Kondensator im ersten Vervielfacherkaskaden-Schaltkondensatornetz entspricht, wodurch das erste und das zweite Vervielfacherkaskaden-Schaltkondensatornetz elektrisch parallel liegen.
Vorrichtung nach Anspruch 14, wobei entsprechende Kondensatoren im ersten und zweiten Vervielfacherkaskaden-Schaltkondensatornetz an gemeinsame Knoten zwischen kaskadierten Stapelschaltern angeschlossen sind.
Vorrichtung nach Anspruch 1, die ferner kaskadierte Stapelschalter zwischen benachbarten Kondensatoren umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 16, die ferner einen Spannungsanschluss zum Steuern der Spannung an einem Knoten zwischen benachbarten Kondensatoren umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 16, die ferner einen Spannungsregler zum Steuern der Spannung an einem Knoten zwischen benachbarten Kondensatoren umfasst.
Vorrichtung zum Konvertieren einer ersten Spannung in eine zweite Spannung, wobei die Vorrichtung einen rekonfigurierbaren Schaltkondensator-Spannungswandler umfasst, der eine wählbare Wandlerverstärkung hat, wobei der rekonfigurierbare Schaltkondensator-Spannungswandler mehrere Schaltelemente umfasst, die zum elektrischen Verbinden von Kondensatoren miteinander und/oder mit der ersten oder zweiten Spannung in aufeinanderfolgenden Zuständen ausgelegt sind, wobei die Schaltelemente zum Verbinden von mindestens einigen Kondensatoren miteinander über die Schaltelemente ausgelegt sind, einen Regler, der bewirken soll, dass der rekonfigurierbare Schaltkondensator-Spannungswandler zwischen einem ersten Betriebsmodus und einem zweiten Betriebsmodus umschaltet, wobei der Regler dafür ausgelegt ist, elektrische Transienten, die aus der Umschaltung vom ersten Modus in den zweiten Modus herrühren, zu minimieren, wodurch im ersten Betriebsmodus der rekonfigurierbare Schaltkondensator-Spannungswandler mit einer ersten Wandlerverstärkung arbeitet und im zweiten Betriebsmodus der rekonfigurierbare Schaltkondensator-Spannungswandler mit einer zweiten Wandlerverstärkung arbeitet.
Vorrichtung nach Anspruch 19, wobei der Regler dafür ausgelegt ist, elektrische Transienten während einer Umschlagsperiode nach einer Umschaltung vom ersten Modus in den zweiten Modus durch Anheben einer Schaltfrequenz des rekonfigurierbaren Schaltkondensator-Spannungswandlers während des Umschlagsintervalls zu minimieren.
Vorrichtung nach Anspruch 20, die ferner einen vorgeladenen Bypass-Kondensator umfasst, wobei der Regler dafür ausgelegt ist, den vorgeladenen Bypass-Kondensator einzuschalten.
Vorrichtung nach Anspruch 20, wobei der Regler dafür ausgelegt ist, den Eingangsstrom unter Verwendung eines bidirektionalen Strombegrenzers zu unterdrücken.
Vorrichtung nach Anspruch 20, wobei der Regler dafür ausgelegt ist, den Eingangsstrom durch Modulieren eines ON-Widerstandes zu unterdrücken.
Vorrichtung nach Anspruch 19, wobei der Regler dafür ausgelegt ist, während einer Umschlagsperiode nach Einstellung des Betriebs im ersten Modus und vor dem Beginn des Betriebs im zweiten Modus elektrische Transienten zu minimieren durch Ändern von Spannungen über mindestens einen der Kondensatoren hin zu Werten, die die Kondensatoren während des zweiten Modus erreichen würden.
Vorrichtung nach Anspruch 24, wobei der Regler dafür ausgelegt ist, Spannungen unter Verwendung eines Spannungsreglers zu ändern.
Vorrichtung nach Anspruch 24, wobei der Regler dafür ausgelegt ist, die Spannungen unter Verwendung eines Stromreglers zu ändern.
Vorrichtung nach Anspruch 24, wobei der Regler dafür ausgelegt ist, die Spannungen unter Verwendung eines Ausgangsstroms zu ändern.
Vorrichtung nach Anspruch 21, wobei der Regler dafür ausgelegt ist, während einer Umschaltperiode nach dem Einstellen des Betriebs im ersten Modus und vor dem Beginn des Betriebs im zweiten Modus elektrische Transienten zu minimieren.
Vorrichtung zum Konvertieren einer ersten Spannung in eine zweite Spannung, wobei die Vorrichtung einen rekonfigurierbaren Schaltkondensator-Spannungswandler umfasst, der eine wählbare Wandlerverstärkung hat, der rekonfigurierbare Schaltkondensator-Spannungswandler mehrere Schaltelemente umfasst, die zum elektrischen Verbinden von Kondensatoren miteinander und/oder mit der ersten oder zweiten Spannung in aufeinanderfolgenden Zuständen ausgelegt sind, wobei die Schaltelemente zum Verbinden mindestens von einigen Kondensatoren miteinander über die Schaltelemente ausgelegt sind, einen Regler, der bewirken soll, dass der rekonfigurierbare Schaltkondensator-Spannungswandler zwischen einem ersten Betriebsmodus und einem zweiten Betriebsmodus umschaltet, wobei der Regler zum Minimieren von elektrischen Transienten während einer Umschaltperiode nach einem Umschalten vom ersten Modus in den zweiten Modus ausgelegt ist, wodurch im ersten Betriebsmodus der rekonfigurierbare Schaltkondensator-Spannungswandler mit einer ersten Wandlerverstärkung arbeitet und in einem zweiten Modus der rekonfigurierbare Schaltkondensator-Spannungswandler mit einer zweiten Wandlerverstärkung arbeitet, wobei der Regler zum Ausführen einer Aktion ausgelegt ist, die aus der Gruppe ausgewählt wird, die aus dem Minimieren von elektrischen Transienten während einer Umschaltperiode nach einem Umschalten vom ersten Modus in den zweiten Modus durch Anheben einer Schaltfrequenz des rekonfigurierbaren Schaltkondensator-Spannungswandlers während der Umschaltperiode, Einschalten eines vorgeladenen Bypass-Kondensators und Unterdrücken des Eingangsstroms unter Verwendung entweder eines bidirektionalen Strombegrenzers oder eines modulierten ON-Widerstandes besteht.