CN109217658A - 用于将第一电压转换为第二电压的设备 - Google Patents

Abstract

一种用于将第一电压转换为第二电压的设备包括：具有可选择转换增益的可重构开关电容器功率转换器，可重构开关电容器功率转换器包括多个开关元件，所述多个开关元件配置为在连续状态下将电容器彼此电互连以及/或者电互连至第一电压或者第二电压，其中，开关元件配置为将至少一些电容器通过开关元件彼此互连；用于使可重构开关电容器功率转换器在第一操作模式与第二操作模式之间转变的控制器，控制器配置为使由从第一操作模式转变到第二操作模式引起的电瞬态最小化，从而在第一操作模式中，可重构开关电容器功率转换器以第一转换增益操作，并且在第二操作模式中，可重构开关电容器功率转换器以第二转换增益操作。

Description

用于将第一电压转换为第二电压的设备

本申请是申请日为2014年3月12日、申请号为201480028269.9、题为“可重构开关电容器功率转换器技术”的专利申请的分案申请。

技术领域

本发明主题涉及一种用于重构开关电容器功率转换器的技术。

背景技术

开关模式功率转换器是特定类型的功率转换器，其通过使用开关网络将储能元件(即，电感器和电容器)切换为不同电气配置而产生输出电压。开关电容器转换器是主要利用电容器来传输能量的一类开关模式功率转换器。在这种转换器中，同样已知的是开关电容器电路，电容器和开关的数量随着转换比或者转换增益增加而增加。具有大于一个转换增益(即，模式)的开关电容器电路通常称为多模式开关电容器电路。

级联倍增器是可以使用低压晶体管提供高转换增益的多级开关电容器功率转换器的拓扑一族。如此处使用的，如果开关电容器电路产生大于输入电压或者电流增益的输入电压，那么转换增益表示电压增益，如果开关电容器电路差产生小于输入电压的输出电压VO，那么转换增益表示电流增益。通过使级联倍增器网络循环通过不同拓扑状态，来将能量从输入传输至输出。经由电荷传输路径将电荷从输入电压VI传输至输出电压。在每种拓扑状态中的电容器的数量和配置对转换增益进行设置。因此，通过重构级联倍增器网络，可以修改转换增益。

图1A和图1B图示了两个已知的可重构级联倍增器20A、20B，其接收来自电压源26的输入电压VI，并且向负载RL提供输出电压VO。级联倍增器20A是单相不对称级联倍增器，该单相不对称级联倍增器包括相位电压P1、二极管D1至D6、泵电容器C1至C3、和dc电容器C4至C6。相反，级联倍增器20B是对称级联倍增器，该对称级联倍增器包括相位电压P1和P2、二极管D11至D14、和泵电容器C1至C3。

级联倍增器20A、20B均可以产生是输入电压VI四倍的最大输出电压VO。可以基于第一使能信号、第二使能信号、和第三使能信号EN1、EN2、EN3来选择转换增益。当第一使能信号EN1为高时，输出电压VO是输入电压VI的三倍；当第一使能信号和第二使能信号EN1、EN2为高时，输出电压是输入电压VI的两倍；等等。

遗憾的是，级联倍增器20A、20B中的每一个都需要耦合至泵电容器C1至C3中的每一个的正极端子的电路和耦合至泵电容器C1至C3中的每一个的负极端子的电路，来重构网络。另一电路系统降低级联倍增器20A、20B的效率以及/或者需要大旁通晶体管。而且，泵电容器C1至C3旁通带电为等于输入电压VI减去二极管电压降的电压。例如，当第一启动信号EN1为高时，泵电容器C1的正极端子偏置为比输入电压VI低一个二极管电压降的电压，而泵电容器C1的负极端子偏置为接地。

当在电荷传输路径中的电容器的数量改变时，由于电荷守恒定律，在重构事件之前的总电荷量等于在重构事件之后的总电荷量。这意味着，在重构事件之前在每个电容器中的电荷在重构事件时重新分布在剩余的电容器中。而且，在重构事件前后跨每个电容器的电压也与转换增益和输入电压VI成比例地改变。每个电容器电压的极性根据开关电容器电路的转换增益是增加还是减少来改变。

可重构级联倍增器面临的挑战在于稳健地以高输入电压域或者高输出电压域操作低压晶体管的设计复杂度。而且，每当转换增益改变时发生的电流和/或电压瞬态对于输入电磁干扰或者晶体管操作和稳健性可以具有明显影响。

发明内容

在一个方面中，本发明表征了一种用于将第一电压转换为第二电压的设备。这种设备包括具有可选择转换增益的可重构开关电容器功率转换器。该可重构开关电容器功率转换器包括具有多个电容器的第一级联倍增器开关电容器网络，多个电容器中的每一个在其第一端子处电连接至与电容器相关联的堆叠节点，并且在其第二端子处电连接至与电容器相关联的相位节点。该多个电容器包括第一外部电容器、第二外部电容器、和在第一外部电容器与第二外部电容器之间的至少一个内部电容器。多个堆叠开关在来自多个电容器的相邻电容器的节点之间。控制器使第一级联倍增器开关电容器网络在第一操作模式与第二操作模式之间转变。在第一操作模式中，使至少一个电容器与可重构开关电容器功率转换器的电荷传输路径隔离，电荷传输路径在第一电压与第二电压之间延伸。结果，在第一操作模式中，可重构开关电容器功率转换器以第一转换增益操作，并且在第二操作模式中，可重构开关电容器功率转换器以第二转换增益操作，并且跨至少一个电容器的第三电压自由地采用任何值。

在一些实施例中，在操作期间，第三电压在第一电压与第二电压之间。

在设备的实施例中，这些设备还包括预充电电路。该预充电电路配置为将至少一个电容器充电至特定电压。

在一些实施例中，至少一个电容器是外部电容器。然而，在其他实施例中，至少一个电容器是内部电容器。

在本发明的实施例中还包括这些包括具有用于选择性地旁通至少一个电容器的开关的开关网络的设备。

在一些实施例中，第一端子是正极端子。

在实施例中，控制器配置为通过断开最多一个端子来隔离至少一个电容器，端子选自由第一端子和第二端子构成的组。在这些实施例中，存在进一步包括设置为允许电容器的子组从电荷传输路径断开的一组堆叠开关的实施例，其中，控制器配置为选择性地打开堆叠开关的子组以便使电容器的子组从电荷传输路径断开，从而重构电荷传输路径。

而其他实施例包括设置为允许电容器的子组从电荷传输路径断开的一组相位开关，其中，控制器配置为选择性地打开相位开关的子组以便使电容器的子组从电荷传输路径断开，从而重构电荷传输路径。

另外的实施例包括具有用于提供第一电压的第一外部电路的实施例和具有用于接收第二电压的第二外部电路的实施例。

在一些实施例中，在多个电容器中的每个电容器在其第二端子处连接至多个相位节点中的一个对应相位节点。在其他实施例中，电容器中的至少两个连接至公共相位节点。

其他实施例也进一步包括具有多个电容器的第二级联倍增器开关电容器网络，多个电容器中的每一个都与在第一级联倍增器开关电容器网络中的电容器相对应，由此产生第一级联倍增器开关电容器网络和第二级联倍增器开关电容器网络是电并联的。在这些实施例中，存在在第一级联倍增器开关电容器网络和第二级联倍增器开关电容器网络中的对应电容器连接至在级联堆叠开关之间的公共节点的实施例。

一些实施例包括在相邻电容器之间的级联堆叠开关。在这些实施例中，存在包括用于控制在相邻电容器之间的节点处的电压的电压钳的实施例、和包括用于控制在相邻电容器之间的节点处的电压的稳压器的实施例。

另外的实施例包括前述特征的任何组合。

在另一方面中，本发明表征了一种用于将第一电压转换为第二电压的设备。这种设备包括具有可选择转换增益的可重构开关电容器功率转换器。可重构开关电容器功率转换器包括多个开关元件，多个开关元件配置为在连续状态下将电容器彼此电互连以及/或者电互连至第一电压或者第二电压。这些开关元件配置为将至少一些电容器通过开关元件彼此互连。设备还包括用于使可重构开关电容器功率转换器在第一操作模式与第二操作模式之间转变的控制器。控制器配置为使由从第一模式转变到第二模式引起的电瞬态最小化。结果，在第一操作模式中，可重构开关电容器功率转换器以第一转换增益操作，并且在第二操作模式中，可重构开关电容器功率转换器以第二转换增益操作。

在一些实施例中，控制器配置为：通过在转变周期期间升高可重构开关电容器功率转换器的开关频率，使在从第一模式转变到第二模式之后的转变周期期间的电瞬态最小化。在这些实施例中，存在包括预充电旁通电容器的实施例，控制器配置为接通预充电旁通电容器。在这些实施例中，还有控制器配置为使用双向限流器来抑制输入电流的实施例、以及控制器配置为通过调制导通电阻来抑制输入电流的实施例。

在其他实施例中，控制器配置为：通过在第一模式中的操作中止之后并且在第二模式中的操作开始之前的转变周期期间，使跨电容器中的至少一个的电压朝着电容器在第二模式期间将达到的值回转，来使电瞬态最小化。在这些实施例中，存在控制器配置为使用稳压器来回转电压的实施例、控制器配置为使用电流调压器来回转电压的这些实施例、和控制器配置为使用输出电流来回转电压的实施例。

在其他实施例中，控制器配置为：通过在第一模式中的操作中止之后并且在第二模式中的操作开始之前的转变周期期间，使电瞬态最小化。

其他实施例包括前述特征的任何组合。

在另一方面中，本发明表征了一种用于将第一电压转换为第二电压的设备。这种设备包括具有可选择转换增益的可重构开关电容器功率转换器。该可重构开关电容器功率转换器包括多个开关元件，多个开关元件配置为在连续状态下将电容器彼此电互连以及/或者电互连至第一电压或者第二电压。开关元件配置为将至少一些电容器通过开关元件彼此互连。设备还包括用于使可重构开关电容器功率转换器在第一操作模式与第二操作模式之间转变的控制器。该控制器配置为在从第一模式转变到第二模式之后的转变周期期间使电瞬态最小化，从而在第一操作模式中，可重构开关电容器功率转换器以第一转换增益操作，并且在第二操作模式中，其中，以第二转换增益操作。在本发明的该方面中，控制器配置为：通过在转变周期期间升高可重构开关电容器功率转换器的开关频率，在从第一模式转变到第二模式之后的转变周期期间使电瞬态最小化；接通预充电旁通电容器；或者使用双向限流器和调制导通电阻中的一个来抑制输入电流。

附图说明

图1A和图1B示出了已知的可重构开关电容器电路；

图2示出了与具有共用的相位节点的单相级联倍增器耦合的重构块；

图3A示出了在图2中的重构块的具体实施方式；

图3B示出了使用级联开关的在图2中的重构块的具体实施方式；

图4示出了具有分离的相位节点的单相级联倍增器；

图5示出了与具有共用的相位节点的双相级联倍增器耦合的重构块；

图6示出了具有分离的相位节点的双相级联倍增器；

图7A和图7B示出了使用小预充电电容器来抑制输入电流瞬态的具体实施方式；

图8示出了双向输入限流开关的具体实施方式；

图9A至图9C示出了调制MOSFET的导通电阻的三种不同方法；

图10A示出了与在图5中的双相级联倍增器耦合的dc节点控制器；

图10B示出了使用电压钳的dc节点控制器的具体实施方式；

图10C示出了使用稳压器的dc节点控制器的具体实施方式；

图11示出了与在图2中的单相级联倍增器耦合的电容器预充电电路；

图12示出了在旧转换增益与新转换增益之间的高频操作周期；

图13示出了在旧转换增益与新转换增益之间的转变间隔；

图14A和图14B示出了用于使用稳压器在转变间隔期间使电容器电压回转的各种方法；

图15A至图15C示出了用于使用稳流器在转变间隔期间使电容器电压回转的各种方法；

图16示出了在转变间隔期间的具体切换方案。

具体实施方式

在对级联倍增器的多个示例性实施例进行描述之前，应该了解，为了提高在阐释构思方面的清晰度，本文中有时参考了特定的级联倍增器或者开关电容器电路。应该理解，这类参考仅是示例性的并且不应该视为具有限制意义。在阅读本文中提供的说明之后，本领域的技术人员会理解如何将在本文中描述的构思应用于特定级联倍增器和开关电容器电路。

应该了解，本文中有时也参考了具体输入电压和输出电压以及具体转换增益。应该理解，这类参考仅是示例性的并且不应该视为具有限制意义。

本文中有时也参考了具体应用。这类参考仅旨在示例性并且不应解释为将本文中描述的构思限于具体应用。

因此，虽然本文中提供的说明在具体电路或者具体应用或者具体电压的背景下阐释本发明构思，但是本领域的技术人员要了解，这些构思同样适用于其他电路或者应用或者电压。

本文中描述的设备提供了一种通过使在转换器节点处的电流和/或电压瞬态最小化的方式在用于开关电容器功率转换器的操作期间改变转换增益的方法。对于支持宽输入和/或输出电压域并且在转换器中使用低压晶体管的高转换增益开关电容器功率转换器而言，这是必要的。为了灵活方便地实施，该设备允许转换增益变化包含不同的开关电容器级和级的组合。而且，要理解，在本公开中提出的方法也可以适用于升压配置。

图2图示了接收来自源极26的输入电压VI并且向负载RL传输输出电压VO的级联倍增器30。由于源极26和负载RL并非级联倍增器30的部分，所以它们用假想线示出。级联倍增器30是单相对称级联倍增器，并且包括电容器C1至C6、堆叠开关S1至S7、和相位开关S1P至S4P。在级联倍增器30内存在6级，其中，每级都包括电容器和开关。第一级包括堆叠开关S1和电容器C1；第二级包括堆叠开关S2和电容器C2；等等。堆叠开关S7不与电容器相关联。在本实施例中，因为有6个级，所以最大转换增益是7。

在级联倍增器30中，相位开关SP1至SP4在第一相位节点和第二相位节点P1、P2处生成电压。第一相位节点P1与电容器C1、C3、C5的负极端子耦合，而第二相位节点P2与电容器C2、C4、C6的负极端子耦合。第一相位节点和第二相位节点P1、P2由交替电容器共用。如此处使用的，最接近输入电压V和输出电压VO的电容器称为外部电容器，而剩余的电容器称为内部电容器。结果，在级联倍增器30中，电容器C1、C6是外部电容器，而电容器C2至C5是内部电容器。

控制器24接收转换增益信号M并且向在路径28上的级联倍增器30提供控制信号。控制信号按特定顺序启用和禁用堆叠开关S1至S7和相位开关SP1至SP4，从而使得级联倍增器30表征以特定频率重复的两种操作状态。例如，在第一状态或者状态1期间，奇数堆叠开关S1、S3、S5、S7和偶数相位开关S1P、S3P关闭，而偶数堆叠开关S2、S4、S6和偶数相位开关S2P、S4P打开。相反，在第二状态或者状态2期间，奇数堆叠开关S1、S3、S5、S7和偶数相位开关S1P、S3P打开，而偶数堆叠开关S2、S4、S6和偶数相位开关S2P、S4P关闭。结果，级联倍增器30生成比输入电压VI低七倍的输出电压VO。为了改变转换增益，与控制器24相关的重构块22经由端子A1至A3在第一状态和第二状态下改变在电容器C1至C6之间的连接。而且，控制器24经由端子B1控制在重构块22内的开关。

一般情况下，降低转换增益需要移除至少一个级，并且引申开来，移除至少一个电容器C1至C6。相反，增加转换增益需要添加至少一个级，并且引申开来，添加至少一个电容器C1至C6。遗憾的是，在级联倍增器30中，不可能完全地移除或者隔离任何一个电容器C1至C6，这是因为它们共用第一相位节点P1或者第二相位节点P2。然而，可以通过断开其电流流动路径来从电荷传输路径移除任何一个或者所有电容器C1至C6。例如，通过打开堆叠开关S1、S2，从电荷传输路径移除电容器C1。考虑到堆叠开关S1至S7的串联连接本质，通过简单地禁用堆叠开关S1、S2来断开电荷传输路径。因此，重构块22包含开关，该开关在维持合适的电荷传输路径的同时形成围绕隔离电容器C1的旁通路径。

为了增加转换增益，可以将之前已移除电容器(例如，C1)添加回电荷传输路径中。为了实现这一点，在禁用对应旁通开关的同时，重新启用在之前已移除电容器(例如，C1)的正极端子处的一对堆叠开关(例如，S1、S2)。一般情况下，旁通开关和在级联倍增器30与重构块22之间的连接的数量取决于转换增益的范围。

表1总结了在各个级联倍增器30节点与重构块22的端子A1、A2、A3之间的连接的三种可能配置，这三种可能配置支持为5、6、7个转换增益。由在表1中示出的三种可能配置的组合或者变型构成的更多配置是可能的，代价是端子和连接更多、复杂度更高。例如，第一种方法和第二种方法可以同时使用或者交替使用。

表1

在第一种重构方法中，添加或者移除从最后一级开始的电容器C1至C6(例如，C5)。在第二种重构方法中，添加或者移除从第一级开始的电容器C1至C6(例如，C1)。最后，在第三种重构方法中，添加或者移除从中间级开始的电容器C1至C6(例如，C3和/或C4)。在表1中，对于第三种重构方法，电容器C3、C4碰巧在相邻级中。该性质不是必要的，但却具有减少移除偶整数电容器所需的旁通开关的数量的优点。

图3A示出了重构块22的具体实施方式，该重构块22包含分别在端子A1处具有公共连接和在端子A2、A3处具有分离连接的两个旁通开关SA、SB。在重构块22中的开关和连接至重构块22的堆叠开关S1至S7应该具有被打开或者关闭的能力，无论跨开关端子的电压极性和强度如何。这排除了使用标准二极管作为开关，而是，要求使用继电器或者晶体管。

表2示出了，针对这三种不同的重构方法，在图2和图3A中的顶部开关S1至S7和旁通开关SA、SB所有的操作状态，其中，M等于转换增益。例如，在状态1中，关闭标为“A”的开关，而打开标为“B”的开关。在状态2中，打开标为“A”的开关，而关闭标为“B”的开关。标为“O”的开关在两种操作状态下均保持打开。表2图示了以下示例：在转换增益为6时，在第一种方法中，移除电容器C6，而在第二种方法中，移除电容器C1。在转换增益为5时，在第一种方法中，移除电容器C5和C6，而在第二种方法中，移除电容器C1和C2。在转换增益为5是，在第三种方法中，移除电容器C3和C4。

表2

将晶体管用作开关引起了另外的考虑，诸如，晶体管的漏极源极额定电压和其后栅极电压偏置。在级联倍增器30中，相位开关S1P至S4P在打开时显示出等于输出电压VO的最大漏极压源极电压。相反，堆叠开关S1至S7在打开时显示出等于输出电压VO两倍的最大漏极源极电压。

对于旁通开关SA、SB，在第一种重构方法和第二种重构方法中，它们在打开时分别显示出等于输出电压VO两倍和输出电压VO三倍的最大漏极源极电压。然而，在第三种配置中，旁通开关SA、SB显示出高度取决于移除哪个电容器C1至C6的最大漏极源极电压。

例如，在第三种方法中，如表2所示，将旁通开关SA跨节点N2、N5连接。从而，使旁通开关SA暴露于等于当转换增益为7时输出电压VO四倍的最大漏极源极电压。换言之，实施旁通开关SA、SB的晶体管应该具有比实施相位开关S1P至S4P和堆叠开关S1至S7的晶体管更高的漏极源极额定电压。

图3B示出了重构块22的替代实施方式，其中，每个旁通开关(例如，SA)都由两个级联晶体管(例如，SA1、SA2)构成，基本上将每个晶体管所显示出的最大漏极源极电压减半。考虑到晶体管的数量更多，需要折衷的是更高的复杂度和更低的效率。另一个考虑是与漏极或者源极电压相关的晶体管后栅极电压。

随着从堆叠开关S7移动至堆叠开关S1，堆叠开关S1至S7的共模电压是输出电压VO的递增整数倍。与将后栅极电压偏置为接地(对于NMOS晶体管)或者输入第一VI(对于PMOS晶体管)相比，将堆叠开关S1至S7中的每一个的后栅极电压偏置为它们对应的源极电压减少了它们针对给定导通电阻的大小。后一种偏置方案可以针对晶体管阈值电压导致明显的后栅极效应，对于给定的晶体管大小和栅极驱动电压电平，这减少了有效导通电阻。然而，如果裸片面积或者效率不是重要考量，那么该偏置方案不如试图最小化或者消除后栅极效应的方案复杂。

当转换增益减少时，堆叠开关中的一些(例如，在第一种方法中是S6、S7)在根据表2的两种操作状态下打开。跨这些打开的堆叠开关(例如，在第一种方法中是S6、S7)的电压极性会相反，并且使晶体管本体二极管导电，除非将后栅极连接切换到漏极电压和源极电压中较低的一个。无论在重构期间已移除电容器(例如，C6)是否维持了其电压或者由于泄漏随着时间放电，这都是真的。当开关应该打开时使晶体管本体二极管导电不可避免地会导致不当行为。

例如，假设级联倍增器30使用第一种重构方法将为7的转换增益重构为6的转换增益，并且堆叠开关S1至S7使用NMOS晶体管来实现。堆叠开关S6在状态2期间应该将其后栅极连接从节点N6移动至节点N5，而电容器C6维持其之前的等于输出电压VO的电压。如果电容器C6随着时间缓慢地放电至0，那么堆叠开关S6应该保持其连接至节点N6的后栅极，而堆叠开关S7应该将其后栅极连接从输出电压VO移动至节点N6。

当转换增益改变了奇数整数时，针对级联倍增器30实施第三种重构方法可能相当复杂。这是因为电容器C1至C6中的每一个的负极端子总是连接至共用的相位节点，并且在对称级联倍增器中，来自相邻级的电容器以相反的相位操作或者与相反的相位节点耦合。移除内部电容器使转换增益减少了1，产生了共用相同相位节点的相邻级电容器。虽然这可以通过倒装剩余电容器的级顺序来解决，但结果却使得开关控制和晶体管后栅极开关复杂度更高以及旁通开关的电压更高。

例如，如果通过移除电容器C4使转换增益从7变为6，那么可以通过进行多种改变来维持级联倍增器30的拓扑。对级联倍增器30的合适的改变如下：(1)打开堆叠开关S4、S5、S7；(2)将堆叠开关S6的标志从“B”倒装至“A”；(3)将第一旁通开关连接在节点N5与输出电压VO之间；(4)将第二旁通开关连接在节点N3、N6之间；以及(5)将“B”标志分配给第一旁通开关和第二旁通开关。相反，按偶整数增量改变转换增益更容易实施，这是因为成对地移除相邻级的内部电容器保存了拓扑。

图4示出了作为级联倍增器30的变型例的级联倍增器32。因此，级联倍增器32是单相对称级联倍增器，该单相对称级联倍增器包括电容器C1至C6和堆叠开关S1至S7。然而，与在级联倍增器30中不同，分离的相位节点P1至P6连接至对应电容器C1至C6的负极端子。

控制器24接收转换增益信号M并且向在路径28上的级联倍增器32提供控制信号。控制信号按特定顺序启用和禁用堆叠开关S1至S7和相位开关SP1至SP12，从而使得级联倍增器32表征以特定频率重复的两种操作状态。在第一状态或者状态1期间，奇数堆叠开关S1、S3、S5、S7和偶数相位开关S1P…S11P关闭，而偶数堆叠开关S2、S4、S6和偶数相位开关S2P…S12P打开。相反，在第二状态或者状态2期间，奇数堆叠开关S1、S3、S5、S7和偶数相位开关S1P…S11P打开，而偶数堆叠开关S2、S4、S6和偶数相位开关S2P…S12P关闭。结果，级联倍增器32生成比输入电压VI低七倍的输出电压VO。

因为相位节点P1至P6是分离开的，所以控制器24可以重构级联倍增器32，并且因此通过修改在路径28上的控制信号来改变转换增益。表3示出了，针对三种不同的重构方法，在级联倍增器中的堆叠开关S1至S7和相位开关S1P至S12P的操作状态。与表2一样，表3图示了以下示例：在转换增益为6时，在第一种方法中，移除电容器C6，在第二种方法中，移除电容器C1，并且在第三种方法中，移除电容器C4。在转换增益为5时，在第一种方法中，移除电容器C5、C6，在第二种方法中，移除电容器C1、C2，并且在第三种方法中移除电容器C3、C4。

表3

在电容器C1至C6之间不共用相位节点P1至P6的主要优点在于：包括高压旁通开关的分离重构块22不再如在图2中的情况一样是必要的。已移除电容器的负极端子断开，而不是如在级联倍增器30中的正极端子。相位开关SP1至SP12用作断开电容器的装置，而堆叠开关S1至S7提供旁通路径。

在状态1中，关闭标为“A”的开关，而打开标为“B”的开关。在状态2中，打开标为“A”的开关，而关闭标为“B”的开关。标为“O”的开关在两种操作状态下均保持打开。标为星号“*”的入口指示极性从当转换增益是7时相反的状态。

例如，当移除电容器C1、C2时，转换增益等于5(第二种重构方法)。相位开关S1P至S4P在两中操作状态下均保持打开，而堆叠开关S1、S2保持与堆叠开关S3相同的状态。这意味着，在状态1期间，电容器C3的正极端子通过三个串联连接的开关S1至S3对输入电压VI短路，而相同组的堆叠开关S1至S3在状态2期间打开。如该示例所图示的，改变堆叠开关S1、S2的用途可以导致比使用分离的旁通开关更高的导电损耗。

另外，第一种重构方法和第二种重构方法使已移除电容器很容易地重新用作在输出电压VO或者输入电压VI与接地之间的旁通电容器。例如，在第一种重构方法中，当转换增益等于5时，电容器C5、C6可以用作在输出电压VO与接地之间的额外的旁通电容器。通过在两种状态(即，状态1和状态2)下关闭开关S6、S7、S10P、S11P并且打开开关S9P、S12P，来实现这一点，不会干扰到级联倍增器32的正常操作。该方法的附带益处在于，不需要另外的电路系统即将电容器C5、C6预充电至已知的电压。

相似地，在第二种重构方法中，当转换增益等于5时，电容器C1、C2可以用作在输入电压VI与接地之间的额外的旁通电容器。也通过在状态1和状态2下关闭开关S1、S2、S2P、S3P并且打开开关S1P、S4P，来实现这一点，不会干扰到级联倍增器32的正常操作。虽然不需要预充电电路较有吸引力，但是缺点是，在转换增益增加时，使电容器C1、C2偏置大于当它们重新连接至级联倍增器32时本应有的稳态电压电平。当发生重构时，在级联倍增器32的节点处可能存在较大的电流和电压瞬态。

分离的相位节点P1至P6的另一益处在于：当从级联倍增器32移除电容器C1至C6中的至少一个时，堆叠开关S1至S7的本体晶体管不再易于接通。这是因为电容器C1至C6中的每一个的正极端子总是从一个状态到下一个状态偏置为正确的相对电压电平和极性。基本假设的是转换增益每次改变不超过一个步骤，并且有足够的稳定时间使在电荷传输路径中的所有剩余电容器在下一个重构步骤之前达到它们新的稳态电压。这防止了在已移除电容器处的相位节点被驱动低于接地并且防止了加压对应的相位开关，虽然该问题可以通过相应地接通相位开关的后栅极来克服。

分离的相位节点P1至P6也实现了更简单地实施第三种重构方法，该方法可以处理转换增益的奇整数变化，这是由于不需要倒装电容器级顺序以保持正确操作。而且，一旦已经选择了具体的重构方法，仅仅是根据该方法待被移除或者添加的电容器需要分离的相位节点，而剩余的电容器可以共用它们的相位节点，从而节省了引脚，尤其是如果所有的电容器在开关电容器功率转换器的封装外部的情况。

在已移除电容器使其电压在多个切换周期内放电至零的情况下，已移除电容器的正极端子和负极端子均偏置为接近输出电压VO的整数倍。当发生这种情况时，在相位节点P1至P6处的电压应力可能极大。电压应力的强度取决于重构方法。在第一种重构方法的情况下，最大相位节点电压保持等于输出电压VO，即使在已移除电容器完全放电之后也如此。然而，对于第二种重构方法和第三种重构方法则不然。

在第二种重构方法中，如果使电容器C1被移除并且放电，那么在第一相位节点P1处的电压会接近输入电压VI。然后，使相位开关S1P暴露于等于输入电压VI的六分之五的最大漏极源极电压，而使相位开关S2P暴露于等于输入第一VI的最大漏极源极电压。因此，实施相位开关S1P、S2P的晶体管应该具有比实施堆叠开关S1至S7的晶体管更高的漏极源极电压。另外，为了防止相位开关S1P(例如，NMOS)的本体二极管导电，应该将其后栅极从第一相位节点P1切换至输出电压VO。

相似的问题也适用于第三种重构方法，其中，使电容器C3或者电容器C4被移除并且放电。幸运的是，当与第二种重构方法相比时，打开的相位开关(例如，在C3情况下是S5P、S6P)暴露于强度更小的电压应力。

一种可能的解决方案是使用稳压器将已移除电容器的相位节点保持为输出电压VO或者接近输出电压VO。为了实现这一点，可以在多个切换周期内监测相位节点电压P1至P6，并且，可以在检测到电压偏离大于输出电压VO时，启用在每一个相位节点P1至P6处的稳压器。稳压器的任务是维持电压并且可以使用电路来实施，诸如，线性稳压器和电压跟随器。

一种替代解决方案是使用将已移除电容器重新用作在输入电压VI与接地之间的旁通电容器的前述提议。然而，该方法更适用于第二种重构方法。这两种解决方案都提供了将已移除电容器偏置为除了0伏之外的电压的办法。

一般情况下，可以将单相级联倍增器转换为多相位结构，该多相位结构表征实时变换的多个电荷传输路径。如图5所示，可以通过并联地放置单相级联倍增器电路30的两个副本，来构建双相级联倍增器电路34。

级联倍增器34包括电容器C1a至C6b、堆叠开关S10至S63、和相位开关SP1至SP4。通常，应该有两倍于双相位结构中的堆叠开关，然而，在级联倍增器34中的堆叠开关S10至S63也是级联的。由于级联的影响，每一个堆叠开关S10至S63所显示出来的最大漏极源极电压等于输出电压VO。堆叠开关S10至S63和相位开关SP1至SP4现在可以使用相同的晶体管来实施。

另外，与级联倍增器30相比，级联倍增器34需要两倍的电容器。第一相位节点P1与电容器C1a至C6a的负极端子耦合，而第二相位节点P2与电容器C1b至C6b的负极端子耦合。相位开关SP1至SP4在第一相位节点和第二相位节点P1、P2处生成电压。在级联倍增器34中，电容器C1a、C1b、C6a、C6b是外部电容器，而剩余的电容器是内部电容器。

控制器24接收转换增益信号M并且向在路径28上的级联倍增器34提供控制信号。控制信号按特定顺序启用和禁用堆叠开关S10至S62和相位开关SP1至SP4，从而使得级联倍增器34表征以特定频率重复的两种操作状态。例如，在状态1期间，奇数堆叠开关S1、S13…S61、S63和偶数相位开关S1P、S3P关闭，而偶数堆叠开关S10、S12...S60、S62和偶数相位开关S2P、S4P打开。相反，在状态2期间，奇数堆叠开关S11、S13…S61、S63和偶数相位开关S1P、S3P打开，而偶数堆叠开关S10、S12...S60、S62和偶数相位开关S2P、S4P关闭。结果，级联倍增器34生成比输入电压VI低七倍的输出电压VO。为了改变转换增益，与控制器24相关的重构块22经由端子A1至A3在第一状态和第二状态下改变在电容器C1a至C6b之间的连接。控制器24经由端子B1控制重构块22的配置。

重构块22包括如在图3A中的旁通开关SA、SB或者如在图3B中的级联旁通开关SA1至SB2。表4总结了在各个级联倍增器34节点与重构块22的端子A1、A2、A3之间的连接的三种可能配置，所支持的转换增益是5、6、和7。包括在表4中示出的三种可能配置的组合或者变型的更多配置是可能的，代价是端子和连接更多、复杂度更高。

表4

在第一种重构方法中，从最后级开始，添加或者移除电容器C1a至C6b中的一些(例如，C5a、C5b、C6a、C6b)。在第二种重构方法中，从第一级开始，添加或者移除电容器C1a至C6b中的一些(例如，C1a、C1b、C2a、C2b)。最后，在第三种重构方法中，从中间级开始，添加或者移除电容器C1a至C6b中的一些(例如，C3a、C3b、C4a、C4b)。在表4中，对于第三种重构方法，电容器C3a、C3b、C4a、C4b碰巧在相邻级中。该性质不是必要的，但却具有减少移除偶整数电容器所需的旁通开关的数量的优点。

双相结构相比单相结构的一个优点在于，当旁通开关SA、SB打开时，它们分别经历等于输出电压VO和是输出电压VO两倍的更低的最大漏极源极电压。

表5示出了，针对这三种重构方法，堆叠开关S10至S63和旁通开关SA、SB的操作状态。标为“O”的开关在两种操作状态下保持打开，标为“C”的开关在两种操作状态下保持关闭，并且标为“N”的开关当转换增益信号M等于7时在这两种状态中的每一种状态下跟随相同的操作。

在使用时，旁通开关在两种状态下关闭。如果转换增益信号M等于5，那么旁通开关SA标为“0+”，这由于其可以在两种状态下都保持打开或者关闭。然而，通过使旁通开关SA与旁通开关SB同步，使跨打开的堆叠开关的最大漏极源极电压最小化。

表5

通过表5，还显而易见的是，双相级联倍增器34可以通过第三种重构方法支持在转换增益的奇整数变化，不具有与单相级联倍增器相关联的复杂度。例如，电容器C1a至C6a包括并联的共用第一相位节点P1的六个级，而电容器C1b至C6b包括并联的共用第二相位节点P2的六个级。这与单相级联倍增器不同，其中，六个级中的每一个级交替连接至第一相位节点和第二相位节点P1、P2。

在正常操作中，在移除至少一个电容器C1a至C6b时，跨一些堆叠开关S10至S63的电压极性可以在至少一种操作状态下相反。如在单相级联倍增器30中一样，在双相级联倍增器34中可以采用堆叠开关的后栅极电压切换以防止不理想的本体二极管导电。可替代地，每当移除至少一个电容器C1a至C6b时，都可以将堆叠开关S10至S63的后栅极偏置为接地(对于NMOS晶体管)或者输入电压VI(对于PMOS晶体管)，以裸片面积和功率损耗为代价。

图6示出了级联倍增器34的变型例，其中，电容器C5a、C5b、C6a、C6b与分离的相位节点P5a、P5b、P6a、P6b耦合，而剩余的电容器C1a至C4a共用相位节点P1并且C1b至C4b共用相位节点P2。

由于，当使用外部电容器时，双相结构在转换增益等效的情况下本质上会导致比单相更多数量的封装引脚，所以，其在仅针对在转换增益重构期间已移除电容器具有分离的相位节点而使剩余的电容器共用相位节点方面更具有引脚效率。

图6示出了利用重构块22和分离的相位节点的双相级联倍增器36。由于在级联倍增器34之间的相似性，级联倍增器36如结合图5所描述的那样操作。主要的不同之处仅仅在于添加了四个额外的相位节点P5a至P6b。当转换增益等于5、6、或7时，与级联倍增器32相关联的许多性质有效。例如，分离的相位节点消除了后栅极切换在堆叠开关的晶体管实施方面的重要性。而且，针对级联倍增器32，前面论及的第一种重构方法相比第二种重构方法和第三种重构方法的优点对此也适用。

一般情况下，改变开关电容器功率转换器的转换增益涉及移除或者向电荷传输路径添加电容器。如果这发生在转换器操作中途，那么该破坏性事件在转换器节点(包括输入电压VI端子和输出电压VO端子)处引入了大电压和/或电流瞬态。可以使用各种方法来最小化这些电压和/电流瞬态的强度或严重性。所有提出的方法可以分离地或者以其各种组合的方式使用。

参照图5，表6总结了跨级联倍增器36的每一个电容器C1a至C6b的平均稳态电压以及输出电压VO的值，假设输入电压VI等于14伏。表6还图示了以下示例：在转换增益为6时，在第一种方法中，移除电容器C6a、C6b，在第二种方法中，移除电容器C1a、C1b，并且在第三种方法中，移除电容器C4a、C4b。在转换增益为5时，在第一种方法中，移除电容器C5a、C6b，在第二种方法中，移除电容器C1a、C2b，并且在第三种方法中，移除电容器C3a、C4b。

表6

每个电容器电压是输出电压VO的整数倍，并且在来自相邻级的两个电容器之间的电压差等于输出电压VO。例如，如果转换增益等于7，那么第一级的电容器是具有等于输出电压VO六倍的电压的电容器C1a、C1b。第二级的电容器是具有等于输出电压VO五倍的电压的电容器C2a、C2b。第三级的电容器是具有等于输出电压VO四倍的电压的电容器C3a、C3b，等等。

当级联倍增器34的转换增益改变时，跨电容器C1a至C6b的电压和输出电压VO的值也改变。例如，假设第一种重构方法和输入电压在重构时保持不变，如果转换增益从7变为5，那么跨电容器C1a和C1b、C2a和C2b、C3a和C3b、C4a和C4b的电压现在分别是输出电压VO的四倍、三倍、两倍、和一倍。而且，跨每一个电容器C1a至C4b的电压减少，而输出电压VO增加。

在第一种重构方法中，当减少转换增益时，跨剩余电容器C1a至C4a的电压减少，导致大电流瞬态以相反的极性从级联倍增器34朝着源极26流动。相反，当使用第二种重构方法时，当减少转换增益时，跨剩余电容器的电压增加，导致大电流瞬态以正向极性从源极26朝着级联倍增器34流动。

大输入电流瞬态仅仅是当开关电容器功率转换器的转换增益在操作期间改变时发生的干扰的一种表现。这种瞬态可以生成不期望的电磁干扰或者妨碍供应输入电压VI的外部系统。另外，在多个切换周期之后稳定到新稳态电平之前，由于在重构时发生的电荷重新分布的影响，电容器电压可能更高或者更低地偏离理想的目标。这通常不是个问题，除非在开关电容器电路的节点处的一些电压对支持电路系统供电。

如此处使用的，轨道节点是在级联倍增器中的电容器的正极端子(例如，在图2中是节点N1至N6)、或者在双相级联倍增器内的dc节点(例如，在图5中是节点N1c至N5c)、或者输入电压VI节点、或者输出电压VO节点。如此处使用的，相邻的轨道节点指成对的轨道节点，其中，差分电压是输出电压VO的至少整数倍并且在两种操作状态下在稳态下是恒定的。参照图2，节点N1、N3(或者节点VI、N2)是相邻轨道节点，而参照图5，节点N1c、N2c和节点N1a、N2a是相邻轨道节点。

该性质方便对在相邻轨道节点之间的低压晶体管电路供电。例如，用于在级联倍增器34中的每个堆叠开关(例如，S10至S11)的栅极驱动器和控制电路可以在相邻轨道节点(例如，VI、N1c)之间供电。如果跨一组相邻轨道节点的差分电压在静态或者足够长的瞬态事件期间超过晶体管的最大漏极源极电压或者栅极源极额定电压，那么可以发生永久性的装置损坏。相反，如果该差分电压下降为太过接近晶体管阈值电压，那么基本晶体管功能可能会失效或者降低到会对开关电容器电路的性能产生不利影响的程度。

例如，栅极驱动器输出可能无法根据其输入进行转变，或者栅极驱动器的传播延迟增加到会在开关电容器电路中导致不当行为的程度，或者晶体管开关在关闭时可能保持太大电阻以致于不允许适当的功率流动。换言之，在相邻轨道节点中的欠电压或者过电压可以是不理想的事件，并且使由重构导致的这种事件的强度和/或持续时间最小化变得必要。

在通常的开关电容器电路中，通过在输入电压VI与接地之间放置大旁通电容器来抑制输入瞬态。遗憾的是，为了使该技术有效，需要物理上较大的电容器。通过对在图2至图6中图示的开关电容器电路进行少量修改和/或添加，可以抑制会在重构时发生的输入瞬态。图7A至图9C图示了针对开关电容器电路抑制输入瞬态的三种新颖方法。

在第一种方法中，在体积和值方面都较小的小旁通电容器CB1，当与大小通常针对该应用设计的第二旁通电容器CB2并联使用时，可以抑制大输入电流瞬态。如图7所示，当将使能信号EN1设置为低时，将小旁通电容器CB1充电至预充电电压VC。仅仅当开关电容器电路的转换增益发生重构时，将使能信号EN1设置为高并且将小旁通电容器CB1连接在输入电压VI与接地之间。小旁通电容器CB1将下沉或者拉动电流，这取决于预充电电压VC相较于输入电压VI的极性，从而降低从开关电容器电路汲取的或者从开关电容器电路反馈回源极26的电荷量。如图7B所示，应该在重构开始的同时将小旁通电容器CB1连接至输入电压VI，并且可以在重构之后将其断开多个切换周期。选择信号SEL设置预充电电压VC。如果选择信号SEL为高，那么将预充电电压VC设置为高于输入电压VI的第一目标电压V1。相反，如果选择信号SEL为低，那么将预充电电压VC设置为低于输入电压VI的第二目标电压V2。

取决于重构方法和转换增益极性变化，存在最佳预充电电压VC。假设第一种重构方法，如果转换增益降低，那么预充电电压VC应该低于输入电压VI(即，选择信号SEL为低)。这使已经充电至第二目标电压V2的小旁通电容器CB1在重构时吸收来自开关电容器电路的一些相反极性电流瞬态，从而降低源极26显示出来的输入电流瞬态的强度。

相反，如果用第一种重构方法增加转换增益，那么预充电电压VC应该高于输入电压VI(即，选择信号SEL为高)。这使已经充电至第一目标电压V1的小旁通电容器CB1在重构时增加由开关电容器电路要求的一些正向极性电流瞬态，从而降低源极26显示出来的输入电流瞬态的强度。为了提高精确度，目标电压V1、V2可以考虑导输入电压VI、转换增益、电容器值、和输出负载电流电平。

图8示出了在重构时抑制输入瞬态的替代方法。该方法包括连接在源极26与开关电容器电路的输入之间的双向限流开关MP1(即，PMOS晶体管)。在图8中图示的控制方法中，限流开关MP1正常情况下在欧姆区域中操作，直到第一电流感测放大器或者第二电流感测放大器(AV1或者AV2)检测到正向或者反向极性输入电流超过特定电流限制级别为止。电阻器R1和电流源42设置稳态栅极电压VG，该稳态栅极电压VG将限流开关MP1偏置在欧姆区域中。当检测到超过电流限制的事件时，第一电流感测放大器AV1或者第二电流感测放大器AV2驱动栅极电压VG为高。这降低了限流开关MP1的驱动强度，从而限制了输入电流强度，直到瞬态消退为止。二极管D1、D2在电流感测放大器AV1、AV2的输出处提供OR操作。

另一种控制方法是，在重构时或者当检测到输入电流限制时，打开限流开关MP1一小段时间。遗憾的是，当使用该控制方法时，在开关电容器电路的输入处存在较大的电压瞬态，可以通过在开关电容器电路(即，PMOS限流开关MP1的漏极端子)的输入与接地之间添加旁通电容器来在一定程度上缓解该电压瞬态。

一种抑制输入瞬态的更可替代的方法涉及：正好在重构开始之前一直到之后的多个切换周期，调制在开关电容器电路内的开关的导通电阻。增加开关的导通电阻不会防止在重构时发生的电荷重新分布，但是，通过使能量遍布切换周期的更长部分，使相关联的峰值电流瞬态最小化。虽然由于导电能量损耗较高开关电容器电路的效率受到影响，但这是暂时的效应。在重构以使开关电容器电路的效率最大化之后，可以将开关的导通电阻调制回它们的最低水平。

图9A至图9C图示了当控制电压VON为高时调制在正极端子TP与负极端子TN之间的MOSFET的导通电阻的三种不同方法。导通电阻等于使用了使能信号EN2的第一电阻值或者第二电阻值。在图9A中，在端子TP、TN之间的导通电阻通过禁用或者启用底部晶体管M72来在两个值之间进行调制。由电压源52供电的对应栅极驱动器以驱动电压VDRV驱动底部晶体管M72。当使能信号EN2为高时，启用底部晶体管M72，并且，当使能信号EN2为低时，禁用底部晶体管M72。因此，与当使能信号EN2为低时相比，当使能信号EN2为高时，在端子TP、TN之间的导通电阻较低。

可替代地，图9B图示了一种技术，其中，在端子TP、TN之间的导通电阻通过改变晶体管M74的驱动电压VDRV在两个值之间进行调制。当使能信号EN2为高时，驱动电压VDRV由第一电压源52提供，当使能信号EN2为低时，驱动电压VDRV由第二电压源54提供。假设，第一电压源52产生比电压源54更大的电位；与当使能信号EN2为低时相比，当使能信号EN2为高时，在端子TP、TN之间的导通电阻较低。

最后，图9C图示了一种技术，其中，在端子TP、TN之间的导通电阻通过改变NMOS晶体管M76的后栅极电压VB在两个值之间进行调制。由电压源52供电的对应栅极驱动器以驱动电压VDRV驱动晶体管M76。当使能信号EN2为高时，NMOS晶体管M76的后栅极端子连接至其源极(即，端子TN)，并且，当使能信号EN2为低时，NMOS晶体管M76的后栅极端子连接至电压源56。因为当源极后栅极电压增加时NMOS晶体管M76的阈值电压增加，所以与当使能信号EN2为低时相比，当使能信号EN2为高时，在端子TP、TN之间的导通电阻较低。

导通电阻调制技术可以适用于在开关电容器电路中的所有开关或者开关的子组。由于堆叠开关的串联连接性质，所以，与如相位开关情况下的一个电压域相比，控制电路系统必须在多个电压域之间工作。从复杂度和裸片面积的观点来看，仅仅对相位开关的导通电阻的调制可能是更加有吸引力的解决方案。

对于包括级联堆叠开关的开关电容器电路，必须尤其小心。在开关电容器电路重构时，明显的电压偏离可以发生在dc节点处并且过度加压级联堆叠开关。通过主动感测并且控制dc节点，可以保护级联堆叠开关。例如，图10A图示了与级联倍增器34的dc节点N1c至N5c、输入电压VI、和输出电压VO耦合的控制器62。在图10B和图10C中图示了控制器62的两种替代实施方式。另外，因为dc节点(例如，N1c)在任何开关电容器电路操作状态下都与两个电容器(例如，C1a、C2b)的正极端子耦合，所以，在每种操作状态下，控制在dc节点上的电压也控制了在连接至dc节点的两个电容器上的电压。

图10B示出了包括跨每组相邻轨道节点的子块64的控制器62的实施方式，其中，跨每组相邻轨道节点的差分电压等于输入电压VO。在每个子块64内，第一电压放大器和第二电压放大器AV1、AV2将跨每组相邻轨道节点的差分电压与过电压阈值VOV和欠电压阈值VUV进行比较。如果差分电压(例如，N5c-VO)升高到大于或者降低到低于过电压阈值电压VOV或者欠电压阈值电压VUV，那么子块64将电压钳位在对应轨道节点(例如，N5c)处。

在控制器62中的每个子块64的操作不太难理解。例如，如果跨dc节点N5c的差分电压和输出电压VO超出过电压阈值电压VOV，那么第一电压放大器AV1驱动NMOS晶体管MN1的栅极为高。这导致NMOS晶体管MN1从dc节点N5c下沉电流，从而将跨dc节点N5c的差分电压和输出电压VO钳位为过电压阈值电压VOV。相反，如果跨dc节点N5c的差分电压和输出电压VO变为低于欠电压阈值VOV，那么第二电压放大器AV2驱动PMOS晶体管MP1的栅极为低。这导致PMOS晶体管MP1将电流拉动到dc节点N5c中，从而将跨dc节点N5c的差分电压和输出电压VO钳位为欠电压阈值电压VUV。

为了在钳位期间使功率损耗最小化，可以在输入电压VI、接地、和/或其他子块64端子之间引导拉动和下沉钳位电流。例如，可以将通过在跨dc节点N2c、N3c的子块64中的NMOS晶体管MN1来自节点N2c的钳位电流重新引导至跨更低的一对轨道节点(例如，N4c、N5c)的另一子块64，该轨道节点碰巧具有同时拉动通过PMOS晶体管MP2的电流的钳位。虽然在限制跨相邻轨道节点的差分电压之前已经提出了有源钳位，但是它们仅仅用在开关电容器电路处于关闭模式时。

图10C示出了包括在每一个dc节点N1c至N5c处的子块66的控制器62的另一实施方式。此处的想法是调节dc节点N1c至N5c的电压，并且引申开来，在重构时，在中间切换周期中，将在电容器C1a至C6b上的电压从前述的稳态电压调节至与新转换增益相关联的电平。每个子块66包括由电压放大器AV3构成的稳压器，该电压放大器AV3作为单位增益跟随器连接在晶体管推拉缓冲器(MN2、MP2)周围，以在稳压输出处实现电流下沉和拉动能力。

每个子块66的目标电压V51至V55确定了稳压电平。当需要时，每个dc节点N1c至N5c通过关闭开关SW1至SW5而连接至其对应的子块66，或者可以通过打开开关SW1至SW5而与正常开关电容器电路操作隔离。在每个dc节点N1c至N5c处的电压一般跟随与跨电容器C1a至C5b的电压相关联的值，如在表6中列出的。

在图10C中的控制器62的操作是直接的。当转换增益使用第二种重构方法从7减少到6时，每个子块66通过关闭开关SW2至SW5而连接至它们对应的dc节点N2c至N5c。假设，输入电压VI等于14V，目标电压V52、V53、V54、V55分别从10V、8V、6V、4V变为11.67V、9.33V、7V、4.67V。在dc节点N1c处的子块66是不必要的，并且开关SW1可以保持打开，这是因为移除了电容器C1a、C1b。如与从一个电压电平降到下一个电压电平相反，以特定回转率将目标电压V52至V55从一个电平增加至下一个电平可以进一步使在开关电容器电路34的节点处的瞬态最小化。而且，每个子块66应该具有足够的电流拉动或者下沉能力以在全输出电流范围内有效。

与图10B一样，可以重新引导在调节不同子块66之间的dc节点N1c至N5c期间使用的一些电流，以便使功率损耗最小化。如果在转换增益变化时存在要求相反极性电压变化的dc节点N1c至N5c的组合，那么，这是可以实现的。该方案适用于第三种重构方法，如表6图示的。例如，如果转换增益降低，那么在移除的内部电容器上方的级中的电容器希望减少它们的电压，而在下方的级中的电容器则希望增加它们的电压。

通过比较，当转换增益降低时，在第一种重构方法中，在所有剩余电容器上的电压降低。然而，当转换增益降低时，在第二种重构方法中，在所有剩余电容器上的电压增加。因此，第一种重构方法和第二种重构方法都在每个子块内引起了单向的电流流动。虽然并非一无是处；然而，仍然可能重新捕获针对第一种重构方法和第二种重构方法的该电流中的一些，尽管处于比第三种重构方法更窄的范围。

当每个子块从dc节点下沉电流以减少其电压时，该更窄范围便存在。当转换增益降低时，这适用于第一种重构方法，并且，当转换增益增加时，这适用于第二种重构方法。在这些条件下，可以将每个子块电流重新引导至输出电压VO，从而直接供应输出负载电流中的一些。

一般情况下，在重构发生之前，如果使单独的电容器电压尽可能接近与新转换增益相关联的新稳态电平，在重构时可以电流和电压瞬态最小化。毕竟，电荷重新分布与重构事件前后的电容器电压差的强度成正比。如果在重构之前可以减少该电压差，那么由此产生的电荷重新分布更小，这又使在开关电容器电路内的节点处的电流和电压瞬态最小化。

出于这种考虑，应该注意转换增益增加并且将之前已移除电容器重新引入至电荷传输路径的情况。如更早描述的，益处是，保持一些(若非全部)已移除电容器预充电，以便当使用低压晶体管时限制在特定开关电容器电路节点之间的最大电压差。取决于所选的重构方法，与在电荷传输路径中的剩余电容器相关的这些已移除电容器的预充电电压可以影响发生的电流瞬态的强度。另外，预充电应该不干扰到正常电荷传输路径。

图11图示了与在单相级联倍增器30中的电容器C1至C6耦合的电容器预充电电路68。在第一操作状态或者第二操作状态下，可以对已移除电容器预充电，这是因为在已移除电容器处的堆叠开关总是打开的。然而，如果在已移除电容器对应的相位节点接地时的状态期间对已移除电容器预充电，那么可能更容易实施。

以下示例假设输入电压VI是14V，转换增益是5，并且已移除电容器C5、C6(第一种重构方法)被预充电至输出电压VO(即，2.8V)。在转换增益变为6的重构事件时，在电容器C5上的过剩电荷可以用于在将电容器C5的电压从2.8V转变为2.33V的同时增加电容器C1至C4的电压，从而降低正向极性输入电流瞬态的强度。

相似地，针对第二种重构方法，在转换增益为5和输入电压为14V时，间已移除电容器C1、C2预充电至11.2V(输出电压VO的四倍)。在转换增益变为6的重构事件时，在电容器C3至C6上的过剩电荷可以用于将电容器C2的电压从11.2V增加到11.67V，从而降低反向极性输入电流瞬态的强度。

可以认为，如果在第一种重构方法中将已移除电容器预充电为大于输出电压VO或者如果在第二种重构方法中将已移除电容器预充电为少于输出电压VO的四倍，那么实现了输入电流瞬态强度的更可观减小。虽然该论点是有优点的，但是在开关电容器电路中使用低压MOS晶体管对开关在打开状态下显示出的最大漏极源极电压存在限制，并且该限制还制约了预充电电压。

关于转换增益为5和输入电压VI为14V的第三种重构方法，将已移除电容器C3、C4分别预充电至与电容器C2、C5相同的电压(即，8.4V、5.6V)。选择靠近或者包括开关电容器电路的中间级的内部电容器进行重构导致近乎相等数量的电容器，这些电容器必须在转换增益改变时增加或者降低它们的电压。由于该行为，如果其他所有条件不变，第三种重构方法将导致比第一种重构方法或者第二种重构方法更低的输入电流瞬态。

而且，电容器预充电电路68可以适用于具有分离的相位节点的单相开关电容器电路。已移除电容器只应该在其堆叠开关打开的状态中预充电(见表3)。除了单相开关电容器电路之外，具有分离的相位节点的多相开关电容器电路(即，图6)也受益于使用电容器预充电电路68。

在不能完全消除电流/电压瞬态的情况下，这也有助于使可以在转换增益改变之后持续多个切换周期的电流和电压瞬态的瞬态持续时间最小化。例如，图12图示了如下方法：在多个连续周期的重构之后，将开关电容器功率转换器切换频率从正常操作频率FS1增加到更高的频率FS2，从而加速在剩余电容器中的电荷重新分布过程并且使电容器电压更加快速地稳定至新稳态电平。与导通电阻调制技术相似，开关电容器电路的效率可能会以更高的切换频率降低，但是，由于切换频率最终将回到正常操作频率FS1，所以这是暂时的效应。

图13图示了如下方法：通过在旧转换增益(即，旧M)与新转换增益(即，新M)之间引入转变间隔来减少在重构时电荷重新分布的量。在该转变间隔期间，可以在重构发生并且从电荷传输路径移除电容器或者向电荷传输路径添加电容器之前，使电容器电压朝着与新转换增益相关联的值回转。

应该理解，转变间隔的总体构思可以适用于单相开关电容器功率转换器(例如，图2)或者多相开关电容器功率转换器(例如，图5)。在转变间隔内，存在可以用于使电流和/或电压瞬态最小化的多种选项或者技术，并且这些选项或者技术可以根据转换增益改变的极性和所选的重构方法而有所不同。

图14A至图16图示了在转变间隔期间操作双相级联倍增器34的几种不同方法。这些方法的各种组合也是可能的。在图14和图14B中，使用电压源，事实上，可以使用模仿它们行为的电路来实施理想的电压源，诸如，稳压器或者开关电容器电路。

图14A图示了在转变间隔期间的电压源实施方式。在重构开始时，但是在移除或者添加电容器之前时，在整个转变间隔起见，以受控的方式，使在dc节点N1c至N5c处的电压回转到新转换增益的新稳态电压。在转变间隔期间，所有相位节点连接至接地，而按照将每对共级电容器的正极端子一起连接至对应的dc节点N1c至N5c和输出电压VO的方式，关闭每对共级电容器的堆叠开关。

参照图5，这意味着，针对第一级电容器C1a、C1b，关闭堆叠开关S12、S13，而打开堆叠开关S10、S11；针对第二级电容器C2a、C2b，关闭堆叠开关S22、S23，而打开堆叠开关S20、S21；等等。连接至每个dc节点N1c至N5c的电压源81至85按照受控的方式使在电容器C1a至C5b上的电压朝着与新转换增益相关联的值回转。一旦电容器达到目标值，可以从电荷传输路径移除电容器或者向电荷传输路径添加电容器，来开始对开关电容器电路进行重构。最后一级的电容器C6a和C6b保持连接在输出电压VO与接地之间，以便供应输出负载电路IL并且防止输出电压VO过度下降。

遗憾的是，在图14A中，从输入电压VI至输出电压VO不存在直接功率路径。然而，如果与电容器C1a、C1b相对应的相位节点与剩余的相位节点分开，那么可以形成如图14B所示的配置。通过将电容器C1a、C1b放置在输入电压VI与输出电压VO之间，在转变间隔期间可以维持功率流，从而，与在图14A中图示的实施方式相比，降低了输出电压VO的峰间波纹。

可替代地，可以使用电流源以在转变间隔期间按照受控的方式使每个电容器电压回转。图15A至图15C图示了使用理想电流源的三种不同重构方法中的每一种的具体实施方式。事实上，理想的电流源可以使用模仿它们行为的电路来实施，诸如，稳流器或者电流镜。如图14A和图14B所示，使用双相级联倍增器34来展示该技术。然而，该技术也可适用于其他类型的开关电容器电路(例如，单相级联倍增器)。

图15A图示了在转变间隔期间的具体实施方式，其中，电流源用于针对第一种重构方法使在电容器C1a至C6b上的电压回转。如果转换增益从7减少到6，那么在电容器C1a至C6b上的电压应该降低。因此，在转变间隔期间，相位节点P1、P2连接至接地，而按照将每对共级电容器的正极端子连接至它们对应的dc节点N1c至N5c的方式，来操作堆叠开关。参照图5，这意味着，针对第一级电容器C1a、C1b，关闭堆叠开关S12、S13，而打开堆叠开关S10、S11；针对第二级电容器C2a、C2b，关闭堆叠开关S22、S23，而打开堆叠开关S20、S21；等等。从每个dc节点N1c至N5c连接至输出电压VO的电流源91至95按照线性方式对电容器放电。

从第一级电容器(即，C1a、C1b)开始一直到重构后的最后一级电容器(转换增益为6的C5a、C5b)，电容器电压减少的量以VI/[M×(M+1)]的递增整数倍顺序地增加，其中，M等于重构之后的新转换增益。在给定的转变间隔持续时间(对所有电容器都一样)内，电流的强度因此应该以整数倍从电流源91顺序地增加到电流源95。由于基尔霍夫(Kirchhoff)电流定律，负载电流IL等于电流源91至95和流经电容器C6a、C6b的电流之和。

图15B图示了在转变间隔期间的具体实施方式，其中，电流源用于针对第二种重构方法使在电容器C1a至C6b上的电压回转。如果转换增益从7减少到6，那么在电容器C1a至C61b上的电压应该增加。因此，在转变间隔期间，相位节点P1、P2连接至输出电压VO，而按照将每对共级电容器的正极端子连接至它们对应的dc节点N1c至N5c的方式，来操作堆叠开关。参照图5，这意味着，针对第一级电容器C1a、C1b，关闭堆叠开关S10、S11，而打开堆叠开关S12、S13；针对第二级电容器C2a、C2b，关闭堆叠开关S20、S21，而打开堆叠开关S22、S23；等等。从输入电压VI连接至每个dc节点N1c至N5c的电流源91至95按照线性方式对电容器充电。

从重构后的第一级电容器(转换增益为6的C2a、C2b)开始一直到最后一级电容器(即，C6a、C6b)，电容器电压的增加以VI/[M×(M+1)]的递减整数倍顺序地降低，其中，M等于在重构之后的新转换增益。在给定的转变间隔持续时间(对所有电容器都一样)内，电流的强度因此应该以整数倍从电流源91顺序地降低到电流源95。由于Kirchhoff的电流定律，负载电流IL等于电流源91至95和流经电容器C1a、C1b的电流之和。

图15C图示了在转换增益从6减少到5时针对第三种重构方法(涉及C3a、C3b、C4a、C4b)在转变间隔期间的电流源实施方式。假设电容器C4a、C4b已经从之前的重构移除，其中，转换增益从7变为6。在转变间隔期间，在每个电容器C1a、C1b、C2a、C2b上的电压应该降低，相反，应该增加在每个电容器C5a、C5b、C6a、C6b上的电压。

该具体示例假设具有分离的相位节点的双相级联倍增器实现了低功率损耗转变间隔，其中，电流源91至93用于对电容器C1a至C6b充电和放电。电流源91至93在输入电压VO处求和，以供应负载电流IL。利用共用的相位节点，该转变间隔将损耗更多的功率，这是由于电流源91、92可能不太容易回收。

在转变间隔期间，对应晶体管C5a、C5b、C6a、C6b的相位节点连接至输出电压VO，而剩余电容器的相位节点连接至接地。而且，电流源91同时对电容器C1a、C1b放电并且对电容器C6a、C6b充电，而电流源91同时对电容器C2a、C2b放电并且对电容器C5a、C5b充电。为此，电流源92的强度应该大于电流源91的强度的整数倍。

不是使用另一电压或者电流源在转变期间使电容器电压回转，可以直接使用负载电流IL来实现该目的。通过向所选的电容器施加时滞，可以改变它们在稳态之外在所需方向上的电压。例如，图16图示了从时间t1到时间t2的转变间隔期间针对双相级联倍增器34的采样定时图，其中，转换增益使用第三种重构方法从7变为6。应该注意，在图16中仅仅图示了用于第一相位的对应信号。

在转变间隔期间的正常操作中，存在以特定频率重复的第一状态和第二状态。另外，堆叠开关S10、S11、S63、S62在转变期间始终打开。结果，电容器C1a、C1b在与电容器C2b、C2a串联连接时仅仅放电，但是不从输入电容VI充电，导致电荷的净流出以及电容器电压降低。相反地，电容器C6a、C6b在与电容器C5b、C5a串联连接时仅仅充电，但是不放电到输出电容VO，导致电荷的净流入以及电容器电压增加。

幸运的是，在第三种重构方法中，转换增益的减少导致跨电容器C1a、C1b的电压较低，但是跨电容器C6a、C6b的电压较高。因此，当发生重构时，由此产生的电荷重新分布比其本来不具有转变间隔和在外部电容器C1a、C1b、C6a、C6b处的时滞更小。

转变间隔的持续时间可以如一个切换周期那样短或者是切换周期的一些整数倍(例如，从时间t1到时间t2的持续时间的2倍)。虽然不需要转变间隔的持续时间是开关电容器功率转换器切换周期的整数倍，但是从定时同步和操作对称方面来看可以是有利的。

另外，时滞技术也适用于其他重构方法。例如，当转换增益使用第一种重构方法从7变为6时，移除电容器C6a、C6b并且跨剩余电容器的电压增加。因为跨电容器C1a、C1b的电压在转变间隔期间减少，所以在重构时产生的电荷重新分布更小，从而降低了对应的电流和电压瞬态的强度。

遗憾的是，使用时滞技术来减少电荷重新分布本质上有限，这是因为仅仅在外部电容器上的电压在转变间隔期间发生了改变。而且，在输出电压VO处的最大或者最小可接受的波纹振幅可以限制在转变间隔期间外部电容器电压的强度。在任何情况下，可以根据输出电流强度和开关电容器电路频率来定制转变间隔的时期，以便使该方法的益处最大化。

在本文中已经描述了开关电容器功率转换器的各种特征、方面和实施例。如本领域的技术人员要理解的，所描述的特征、方面以及各种实施例均易于进行彼此组合以及变型和修改。因此，本公开应该视为囊括这种组合、变型、和修改。另外，此处已经采用的术语和表达式用作说明而不是限制。在使用这种术语和表达式时，不旨在排除所示出和描述的特征的任何等同物(或者其部分)，并且要认识到，在权利要求书范围内的各种修改例都是可能的。其他修改例、变型例、和可替代物也是可能的。因此，权利要求书旨在涵盖所有这种等同物。

Claims (6)

1.一种用于将第一电压转换为第二电压的设备，所述设备包括：具有可选择转换增益的可重构开关电容器功率转换器，所述可重构开关电容器功率转换器包括多个开关元件，所述多个开关元件配置为在连续状态下将电容器彼此电互连以及/或者电互连至所述第一电压或者第二电压，其中，所述开关元件配置为将至少一些电容器通过所述开关元件彼此互连；用于使所述可重构开关电容器功率转换器在第一操作模式与第二操作模式之间转变的控制器，所述控制器配置为使由从所述第一操作模式转变到所述第二操作模式引起的电瞬态最小化，从而在所述第一操作模式中，所述可重构开关电容器功率转换器以第一转换增益操作，并且在所述第二操作模式中，所述可重构开关电容器功率转换器以第二转换增益操作。

2.根据权利要求1所述的设备，其中，所述控制器配置为：通过在转变周期期间升高所述可重构开关电容器功率转换器的开关频率，使在从所述第一操作模式转变到所述第二操作模式之后的所述转变周期期间的电瞬态最小化。

3.根据权利要求2所述的设备，其进一步包括预充电旁通电容器，其中，所述控制器配置为接通所述预充电旁通电容器。

4.根据权利要求2所述的设备，其中，所述控制器配置为使用双向限流器来抑制输入电流。

5.根据权利要求2所述的设备，其中，所述控制器配置为通过调制导通电阻来抑制输入电流。

6.根据权利要求3所述的设备，其中，所述控制器配置为：通过在所述第一操作模式中的操作中止之后并且在所述第二操作模式中的操作开始之前的转变周期期间，使电瞬态最小化。