DE102016120221A1

DE102016120221A1 - Vorrichtung und Verfahren zur Spannungsumwandlung

Info

Publication number: DE102016120221A1
Application number: DE102016120221.5A
Authority: DE
Inventors: Klaus Hofmann; Muhammad Bilal Saif; Dominic Korner
Original assignee: Technische Universitaet Darmstadt
Current assignee: Technische Universitaet Darmstadt
Priority date: 2015-11-25
Filing date: 2016-10-24
Publication date: 2017-06-01

Abstract

Eine Vorrichtung zum Umwandeln einer Gleichstromeingangsspannung von einer Spannungsquelle (Vin) in eine Gleichstromausgangsspannung (Vout) an einem Ausgangsanschluss (110) weist auf: eine erste Spule (L1), eine zweite Spule (L2), wenigstens zwei Schaltelemente (S1, S2) und eine Steuereinheit. Die Steuereinheit ist dazu ausgestaltet, die wenigstens zwei Schaltelemente (S1, S2) in einer Ladephase (Pc) und einer Entladephase (Pd) zu betreiben. Während der Ladephase (Pc) wird ein erster Strompfad (I1) von der Spannungsquelle (Vin) über die erste Spule (L1) vorgesehen, und ein zweiter Strompfad (I2) wird von der Spannungsquelle (Vin) über die zweite Spule (L2) vorgesehen, wobei der erste Strompfad (I1) parallel zum zweiten Strompfad (I2) verläuft. Während der Entladephase (Pd) wird ein dritter Strompfad (I3) von der ersten Spule (L1) über die zweite Spule (L2) zum Ausgangsanschluss (110) vorgesehen.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Spannungswandlung und im Besonderen auf einen mehrstufigen Boost-Schaltkreis mit der Fähigkeit der parallelen Spulenaufladung.
Hintergrund
Die Spannungswandlung und im Besonderen die Gleichstrom-Gleichstromspannung(Direct Current, DC = Gleichstrom)-Wandlung ist ein wesentlicher Bestandteil moderner Elektronik. Viele Anwendungen benötigen eine Hochspannung zur Verwirklichung eines gewünschten Zwecks. Die verfügbaren Spannungsquellen sind jedoch oft nicht dazu in der Lage, ausreichend Spannung bereitzustellen. Beispiele beziehen sich auf MEMS-Vorrichtungen (MEMS = Micro-Elektro-mechanisches System), flexible gedruckte Anzeigen, Antennen oder Solid State Discs. MEMS-Vorrichtungen, wie elektrostatische Aktoren, können in verschiedenen Anwendungen zur Ausübung einer Kraft verwendet werden. Es besteht die Anforderung, die angelegte Spannung zu erhöhen und die Größe des elektrostatischen Aktors zu verringern, da die erzeugte Kraft direkt proportional zum Quadrat der angelegten Spannung ist. Dielektrische Elastomer-Aktoren werden in einer Reihe von Anwendungen verwendet, wie für optisches Feedback, Roboter, Lautsprecher, aktive Brailledisplays usw., die ebenso in der Regel eine Hochspannung von 500 V bis 1000 V für ihren Betrieb benötigen. Dasselbe gilt für flexible gedruckte Anzeigen oder Antennen, die eine wesentlich höhere Spannung benötigen als durch die verfügbaren Spannungsquellen bereitgestellt wird. Ebenso benötigen Solid State Discs Spannungen von bis zu 20 oder 30 V. Andererseits, da die meisten dieser Anwendungen keine hohe Leistung benötigen (der Belastungsstrom ist oft begrenzt), besteht im Grunde kein Erfordernis, die verfügbaren Spannungsquellen zu ersetzen. Ein Spannungswandler kann zur Erhöhung der Ausgangsspannung auf einen gewünschten Wert verwendet werden.
Die meisten der herkömmlichen Spannungswandler belegen jedoch viel Platz und/oder erzielen nur eine schlechte Leistungsfähigkeit. Der sogenannte Boost-Schaltkreis ist ein Beispiel von herkömmlichen Wandlern, die eine gute Ausgangsleistung ermöglichen können. In 9A ist ein solches Beispiel dargestellt. Es umfasst eine Eingangsspannungsquelle VDC (Input Voltage Source) (z. B. 5 V), eine Spule L, eine Diode D, eine Schaltstufe 920 und einen Kondensator C. Die Eingangsspannungsquelle VDC weist einen Masseanschluss und einen Spannungsversorgungsanschluss auf. Der Masseanschluss ist mit der Masse 130 verbunden. Der Kondensator C ist zwischen der Masse 130 und einem Ausgangsanschluss 910 für die Ausgangsspannung Vout verbunden. Die Spule L und die Diode D sind in Serie zwischen dem Ausgangsanschluss 910 und dem Spannungsversorgungsanschluss der Eingangsspannungsquelle VDC verbunden. Die Schaltstufe 920 ist zwischen der Masse 130 und einem Knoten auf dem Strompfad, der die Spule L mit der Diode D verbindet, verbunden. Die Schaltstufe 23 wird durch ein Steuersignal gesteuert, das zum Beispiel von einer Steuereinheit vorgesehen wird (in 9A nicht dargestellt).
Während des Betriebs, wenn die Schaltstufe 920 geschlossen ist, fließt ein Strom von der Spule L über die Schaltstufe 920 zur Masse 130. Wenn die Schaltstufe 920 geöffnet wird, fällt der Strom schnell ab, und in der Folge wird eine Spannung in die Spule L induziert, was zu einem Spannungsscheitelpunkt (oder einer Spannungsspitze) führt, was einen durch die Diode D zum Ausgangsanschluss 910 fließenden Strom veranlasst, wodurch der Kondensator C geladen wird. Die von der Spule generierte Spannungsspitze ist direkt proportional zu dem Spulenwert davon und der Rate der Stromänderung: V_L – –L di / di (1) wobei jeder davon (oder beide) erhöht werden können, um die Ausgangsspannung auf einen gewünschten Wert zu erhöhen.
Dieser einstufige Boost-Schaltkreis kann durch Aufnahme weitere Stufen (mehrstufiger Boost-Schaltkreis), der aus mehreren Spulen besteht, verbessert werden. Die mehrstufige Boost-Architektur stellt eine höhere Ausgangsspannung und eine bessere Leistungsfähigkeit bereit. Da die Ausgangsspannung nicht in einem Schritt generiert wird, kann die erforderliche Induktivität verringert werden. Die resultierende höhere Spannung wird durch Entladen die Spulen hintereinander erzielt, wodurch sich die generierten Spannungsspitzen addieren.
9B stellt ein Beispiel für einen zweistufigen herkömmlichen Boost-Schaltkreis dar. Die erste Stufe weist die erste Spule L1, eine erste Diode D1, eine erste Schaltstufe 921 und einen ersten Kondensator C1 auf. Diese Elemente sind auf die gleiche Weise wie bei einem einstufigen Schaltkreis verbunden, wie in 9A dargestellt. Eine zweite Stufe verbindet jedoch den Anschluss 910 des Schaltkreises in 9A (Knoten 911 in 9B). Die zweite Stufe weist eine zweite Spule L2, eine zweite Diode D2, eine zweite Schaltstufe 922 und einen zweiten Kondensator C2 auf. Der zweite Kondensator C2 ist zwischen einem neuen Ausgangsanschluss 912 und der Masse 130 verbunden. Die zweite Spule L2 und die zweite Diode D2 sind zwischen dem Knoten 911 und dem neuen Ausgangsanschluss 912 in Serie verbunden. Die zweite Schaltstufe 922 ist zwischen der Masse 130 und einem Knoten entlang dem Strompfad zwischen der zweiten Spule L2 und der Diode D2 verbunden.
Die zweite Schaltstufe 922 wird durch ein zweites Steuersignal Clk2 gesteuert, wohingegen die erste Schaltstufe 921 durch ein erste Steuersignal Clk1 gesteuert wird. Die erste Stufe erhöht die Eingangsspannung von VDR auf Vint, wobei Vint > Vin. Vint ist die Spannung an Knoten 911. Die zweite Stufe erhöht weiterhin die Spannung Vint auf Vout, wobei Vout die Spannung an Knoten 912 ist. Für den korrekten Betrieb der zweiten Stufe sollte die Spannung Vint stabil sein. Um die Spannung Vint zu stabilisieren, sollten diese beiden Stufen auf verschiedenen Schaltfrequenzen arbeiten.
Eine weitere mehrstufige Boost-Architektur wird in „Two stage Boost system capable of 5 V to 192 V–400 V DC-DC conversion", Proceedings of the International Conference an Power Electronics and Energy Engineering 19.–20. April 2015, Hong Kong, vorgestellt. Das Schema davon wird in 10 dargestellt. Im Vergleich zum zweistufigen Schaltkreis von 9B befindet sich die erste Diode D1 an einer anderen Position und der erste Kondensator C1 wurde entfernt. Im Besonderen sind die erste Spule L1 und die zweite Spule L2 miteinander verbunden, ohne dass eine erste Diode D1 dazwischen angeordnet ist. Stattdessen wird ein Ausgang der ersten Stufe am ersten Ausgangsanschluss 911 vorgesehen, der über die erste Diode D1 mit einem Knoten entlang der Flusspfadverbindung zwischen der ersten und zweiten Spule L1, L2 verbunden ist. Alle anderen Komponenten sind die gleichen wie die im 9B dargestellten Schaltkreis.
Der in 9B dargestellte Kondensator C1 fungiert als Tiefpassfilter. Der Kondensator ist in 10 entfernt. In der Folge können die von der ersten Stufe 921 und der zweiten Stufe 922 generierten Spannungsspitzen addiert werden. Um diese Spannungsaddition zu vereinfachen, ist es grundlegend, die erste Schaltstufe 921 und die zweite Schaltstufe 922 synchron zu betreiben. Die dauerhafte Verbindung zwischen den Spulen L1, L2 unterstützt keine vollständige Ladung der zweiten Spule L2. Der Ladestrom der zweiten Spule L2 muss durch die erste Spule L1 hindurch gehen, was die Gleichstromverluste in der ersten Spule L1 erhöht. Mehr durch die erste Spule L1 fließender Strom muss auch vom Konstrukteur stärker berücksichtigt werden, da dies die erste Spule L1 sättigen kann, was wiederum zu einem Kurzschluss führt. Zur Vermeidung einer Sättigung muss ein größerer Spulenkern verwendet werden. Alle diese Effekte erhöhen die Systemgröße und verringern die Leistungsfähigkeit.
Daher besteht ein Bedarf an einem weiteren Spannungswandler, der die Spannungswandlung verbessert, um die Anforderungen einer modernen Anwendung bezüglich der verbesserten Leistungsfähigkeit und eines verkleinerten Platzbedarfs zu erfüllen.
Übersicht über die Erfindung
Die vorliegende Erfindung löst die oben beschriebenen Probleme durch Bereitstellung einer Vorrichtung und eines Verfahrens zum Wandeln von Gleichstromspannungen nach Anspruch 1 und Anspruch 14. Die abhängigen Ansprüche beziehen sich im Besonderen auf vorteilhafte Verwirklichungen des Gegenstands der unabhängigen Ansprüche.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zum Umwandeln einer Gleichstromeingangsspannung von einer Spannungsquelle in eine Gleichstromausgangsspannung an einem Ausgangsanschluss. Die Vorrichtung weist auf: eine erste Spule und eine zweite Spule, wenigstens zwei Schaltelemente und eine Steuereinheit. Die Steuereinheit ist dazu ausgestaltet, die wenigstens zwei Schaltelemente in einer Ladephase und einer Entladephase zu betreiben. Während der Ladephase wird ein erster Strompfad von der Spannungsquelle über die erste Spule vorgesehen, und ein zweiter Strompfad wird von der Spannungsquelle über die zweite Spule vorgesehen, wobei der erste Strompfad parallel zum zweiten Strompfad verläuft. Während der Entladephase wird ein dritter Strompfad von der ersten Spule über die zweite Spule zum Ausgangsanschluss vorgesehen.
Die Gleichstromeingangsspannung und die Gleichstromausgangsspannung stellen Spannungen bezüglich eines Massenanschlusses dar, der an einem Anschluss der Spannungsquelle angeschlossen ist. Der Begriff Schaltelement sollte breit gefasst solchermaßen verstanden werden, dass er eine beliebige bedingte Stromsperrkomponente enthält, mit der ein elektrischer Strom abhängig von einem beliebigen Bedingungstyp zugelassen/gesperrt werden kann. Daher soll ein Schaltelement neben der aktiven Schaltvorrichtung, die einen Strompfad in Reaktion auf Steuersignale schließt/öffnet, ebenso als eine Komponente verstanden werden, die einen Stromfluss in eine Richtung ermöglicht, während ein Stromfluss in der entgegengesetzten Richtung unterbunden wird (zum Beispiel einschließlich einer Diode). Ebenso sollte ein Kondensator als ein Schaltelement im Kontext der vorliegenden Anmeldung verstanden werden, da er einem Wechselstrom erlaubt, aber einen Gleichstrom unterdrückt.
Der Begriff „Strompfad” soll als ein beliebiger Pfad eines Ladungsträgers verstanden werden. Ein Strompfad „A”, der parallel zum Strompfad „B” ist, impliziert, dass ein jeder Ladungsträger entweder entlang dem Pfad „A” oder entlang dem Pfad „B” fließt, nicht aber entlang beider Pfade. Auf die gleiche Weise bezieht sich eine serielle Verbindung der Pfade „A” und „B” auf einen Strompfad, in dem Ladungsträger vorhanden sind, die durch beide Strompfade „A” und „B” fließen.
Die Spannungsquelle kann einen Spannungsanschluss und einen Masseanschluss aufweisen, und die wenigstens zwei Schaltelemente können ein erstes Schaltelement und ein zweites Schaltelement aufweisen. Gemäß den Ausführungsformen steht das erste Schaltelement in in Serie geschalteter Verbindung zwischen der ersten Spule und dem Masseanschluss entlang dem ersten Strompfad, und das zweite Schaltelement steht in in Serie geschalteter Verbindung zwischen der zweiten Spule und dem Masseanschluss entlang dem zweiten Strompfad. Die Steuereinheit kann weiterhin dazu ausgestaltet sein, das erste Schaltelement und das zweite Schaltelement während der Entladephase zu öffnen, wodurch ein Strom entlang dem dritten Strompfad induziert wird. Durch diesen Schaltkreis werden die erste und zweite Spule von einem Masseanschluss entkoppelt, wodurch ein Stromfluss durch die erste und zweite Spule beim Öffnen des ersten und zweiten Schaltelements unterbrochen wird.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine weitere Vorrichtung zum Umwandeln einer Gleichstromeingangsspannung von einer Spannungsquelle in eine Gleichstromausgangsspannung bei einem Ausgangsanschluss, wobei die weitere Vorrichtung wiederum aufweist: eine erste Spule und eine zweite Spule, wenigstens zwei Schaltelemente und eine Steuereinheit, die dazu ausgestaltet ist, die wenigstens zwei Schaltelemente in einer Ladephase und einer Entladephase zu betreiben. Wie für die oben beschriebene Vorrichtung wird während der Ladephase: ein erster Strompfad von der Spannungsquelle über die erste Spule vorgesehen, und ein zweiter Strompfad wird von der Spannungsquelle über die zweite Spule vorgesehen, wobei der erste Strompfad parallel zum zweiten Strompfad verläuft. Während der Entladephase: wird ein dritter Strompfad von der ersten Spule über die zweite Spule zum Ausgangsanschluss vorgesehen. Diese Vorrichtung ist jedoch dazu ausgestaltet, die elektrischen Ströme durch die erste Spule und durch die zweite Spule während der Ladephase und/oder während der Entladephase anzugleichen. Dies wird durch die Vorrichtung erzielt, wobei sie wenigstens eines der folgenden Merkmale aufweist:

– einen Widerstand mit einem bestimmten Widerstandswert, der auf einem Bereich angeordnet ist, der dem dritten Strompfad und dem ersten Strompfad oder dem dritten Strompfad und dem zweiten Strompfad gemeinsam ist,
– eine bestimmte Differenz in den Betriebszyklen der wenigstens 2zwei Schaltelemente,
– die erste Spule und/oder die zweite Spule bestimmte Induktivitäten und/oder einen bestimmten äquivalenten Serienwiderstand aufweisen,
– wenigstens einen Stromsensor, der entlang dem ersten Strompfad und/oder entlang dem zweiten Strompfad angeordnet ist, und die Steuereinheit weiterhin dazu ausgestaltet ist, die wenigstens zwei Schaltelemente basierend auf einem von dem wenigsten einem Stromsensor erfassten Strom zu schalten.

Gemäß einer wiederum anderen Ausführungsform kann der Masseanschluss (direkt) mit dem ersten Schaltelement und dem zweiten Schaltelement verbunden sein, und der Spannungsanschluss kann (direkt) mit der ersten Spule und der zweiten Spule verbunden sein. Das erste Schaltelement und/oder das zweite Schaltelement kann dazu ausgestaltet sein, Schaltgeschwindigkeiten vorzusehen, um die eine bestimmte Spannung überschreitenden Spannungsspitzen in der ersten Spule und/oder der zweiten Spule zu induzieren. Im Besonderen kann die Schaltgeschwindigkeit des ersten und zweiten Schaltelements ausreichend schnell sein, um eine Spannungsspitze durch die erste Spule und die zweite Spule zu induzieren, die über einem Wert liegt (zum Beispiel wenigstens 100 V, 150 V oder wenigstens 200 V), um eine ausreichende Spannungswandlung am Ausgangsanschluss zu erzielen.
Gemäß wiederum einer anderen Ausführungsform ist die Steuereinheit dazu ausgebildet, das erste Schaltelement und das zweite Schaltelement gleichzeitig zu schalten. Somit sind die von der ersten und zweiten Spule generierten Spannungsspitzen aufeinander abgestimmt, sodass sich die maximalen Spannungen addieren, um eine effiziente Spannungswandlung zu ermöglichen. Es versteht sich, dass eine exakte Abstimmung nicht immer verwirklichbar sein kann. Daher kann eine bestimmte Variationsbreite von +/–5% oder +/–3% akzeptabel sein.
Gemäß wiederum einer anderen Ausführungsform weist die Vorrichtung weiterhin ein drittes Schaltelement zwischen der ersten Spule und der zweiten Spule auf, wobei das dritte Schaltelement dazu ausgestaltet ist, die erste und zweite Spule während der Ladephase zu entkoppeln und die erste und zweite Spule während der Entladephase zu koppeln. Das dritte Schaltelement kann zum Beispiel ein Kondensator sein, der ebenso während der Ladephase geladen wird. Da die Entladephase nur sehr kurz ist, ermöglicht ein beispielhafter Kondensator einen Strom, der durch die erste Spule, den Kondensator und die zweite Spule zum Ausgangsanschluss fließt.
Gemäß einer wiederum anderen Ausführungsform weist die Vorrichtung weiterhin eine Bypass-Verbindung auf, die die erste Spule und das dritte Schaltelement umgeht. Das erste Schaltelement kann einen Knoten zwischen der ersten Spule und dem dritten Schaltelement verbinden. Das zweite Schaltelement kann einen Knoten zwischen der zweiten Spule und dem Ausgangsanschluss verbinden, und der zweite Strompfad wird entlang einer Bypass-Verbindung vorgesehen. Der zweite Strompfad wird daher über eine Bypass-Verbindung über die erste Spule und den Kondensator errichtet.
Gemäß wiederum einer anderen Ausführungsform weist die Vorrichtung weiterhin ein auf der Bypass-Verbindung vorgesehenes viertes Schaltelement auf.
Gemäß einer wiederum weiteren Ausführungsform weist die Vorrichtung weiterhin einen Ausgangskondensator zwischen dem Ausgangsanschluss und dem Masseanschluss auf, wobei der Ausgangskondensator durch nachfolgende Entladephasen geladen werden kann.
Gemäß einer wiederum weiteren Ausführungsform weist die Vorrichtung weiterhin ein Gleichrichtelement auf, das zwischen dem Ausgangsanschluss und der zweiten Spule vorgesehen ist, um einen Strom zu unterbinden, der zum entlang dem dritten Strompfad induzierten Strom entgegengesetzt ist.
Gemäß einer wiederum anderen Ausführungsform kann das vierte Schaltelement und/oder das dritte Schaltelement wenigstens eines der Folgenden aufweisen: eine Diode, einen Kondensator, ein Relais, einen Transistor. Zum Beispiel kann das vierte Schaltelement eine Diode und/oder das dritte Schaltelement kann ein Kondensator sein.
Gemäß einer wiederum anderen Ausführungsform weist die Vorrichtung weiterhin einen optionalen Widerstand zwischen der zweiten Spule und dem zweiten Schaltelement auf. Der Zweck des Widerstandes ist die Kompensierung der langsamen Ausschaltzeit der beispielhaften Diode auf der Bypass-Verbindung, d. h. der Widerstand davon hängt von den Eigenschaften der Diode ab. Es versteht sich, dass dieser Widerstand nicht wesentlich ist. Er sollte nur aufgenommen werden, wenn die Diode auf der Bypass-Verbindung eine langsame Schaltgeschwindigkeit aufweist.
Gemäß einer wiederum weiteren Ausführungsform ist die Steuereinheit weiterhin dazu ausgestaltet, eine Spulensättigung zu vermeiden und/oder die generierten Spannungsspitzen zu synchronisieren, indem entsprechende Steuersignale für die wenigstens zwei Schaltelemente bereitgestellt werden. Die Steuersignale können synchronisiert (oder nicht synchronisiert) sein und/oder verschiedene oder gleiche Betriebszyklen für die wenigstens zwei Schaltelemente bereitstellen.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auch auf eine Vorrichtung zum Umwandeln einer Gleichstromeingangsspannung von einer Spannungsquelle in eine Gleichstromausgangsspannung an einem Ausgangsanschluss. Das Verfahren weist weiterhin das Betätigen der wenigstens zwei Schaltelemente auf, um zwischen einer Ladephase und einer Entladephase umzuschalten. Das Verfahren weist weiterhin auf, zu veranlassen, dass während der Ladephase ein erster Strom durch eine erste Spule fließt und ein zweiter Strom durch eine zweite Spule fließt, wobei der erste Strom parallel zum zweiten Strom ist. Während der Entladephase fließt ein dritter Strom von der ersten Spule über die zweite Spule zum Ausgangsanschluss, um die Ausgangsspannung am Ausgangsanschluss zu erhöhen.
Das Verfahren kann auch als Software oder als ein Computerprogrammprodukt implementiert werden und die Reihenfolge der Schritte ist zur Erzielung der gewünschten Wirkung nicht von Bedeutung. Somit bezieht sich die vorliegende Erfindung auch auf ein Computerprogrammprodukt mit darauf gespeichertem Programmcode zur Durchführung des oben beschriebenen Verfahrens, wobei das Computerprogramm auf einem Computer oder Prozessor ausgeführt wird. Darüber hinaus können alle Funktionen, die oben bezüglich der Vorrichtung beschrieben wurden, als weitere Verfahrensschritte verwirklicht werden und in Software oder Softwaremodulen implementiert werden.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Verschiedene Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden im Folgenden nur in beispielhafter Weise und mit Bezugnahme auf die Zeichnungen im Anhang beschrieben. Diese stellen Folgendes dar:
1 veranschaulicht die schematischen Aspekte des Ladens und Entladens einer Vorrichtung gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung;
2 stellt einen Basisschaltkreis gemäß einer Ausführungsform dar;
3 stellt einen NMOS-Transistor als eine Diode dar;
4A, B veranschaulichen die Zeitsteuerungen der in Ausführungsformen implementierten Schaltoperationen;
5A stellt einen schematischen Aspekt mit einer Diode und einem Kondensator als mögliche Schaltelemente dar;
5B zeigt, wie die Anzahl der Stufen erweitert werden kann;
5C stellt eine Ausführungsform mit einem weiteren Widerstand zum Angleichen der elektrischen Ströme dar;
6 vergleicht die durch die mehrstufigen Boost-Wandler erzielten Ausgangsspannungen mit der parallelen und seriellen Spulenladung;
7 vergleicht die durch die mehrstufigen Boost-Wandler erzielten Ausgangsspannungen mit der parallelen und seriellen Spulenladung;
8 stellt ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar;
9A, B stellen herkömmliche Boost-Schaltkreise dar; und
10 stellt einen weiteren herkömmlichen Boost-Schaltkreis dar.
Detaillierte Beschreibung
Bei herkömmlichen mehrstufigen Boost-Wandlern werden Spulen in Serie geschaltet geladen. Wie in 10 dargestellt muss der Ladestrom von L2 von L1 stammen. Dies führt zu einem größeren Stromfluss durch die Spule L1 und zu einem geringeren Stromfluss durch die Spule L2. Der hohe Strom der ersten Spule L1 führt in der ersten Spule L1 zu weiteren Verlusten und erfordert eine physisch größere Spule, um den höheren Sättigungsstrom zu kompensieren. Hingegen führt weniger Strom durch die zweite Spule L2 zur Generierung von kleineren Spannungsspitzen.
1 stellt eine Gestaltung für eine Vorrichtung zum Wandeln einer Gleichstromeingangsspannung von einer Spannungsquelle Vin in eine Gleichstromausgangsspannung Vout an einem Ausgangsanschluss 110 dar, wobei die gestrichelten Linien die dynamischen Verbindungen darstellen. Die Vorrichtung weist eine erste Spule L1 und eine zweite Spule L2 auf, wenigstens zwei Schaltelemente S1, S2 und eine Steuereinheit zum Betreiben der wenigstens zwei Schaltelemente S1, S2 in einer Ladephase Pc und einer Entladephase Pd. Während der Ladephase Pc: wird ein erster Strompfad I1 über die erste Spule L1 vorgesehen, und ein zweiter Strompfad I2 wird über die zweite Spule L2 vorgesehen, wobei der erste Strompfad I1 parallel zum zweiten Strompfad I2 verläuft. Während der Entladephase Pd: wird ein dritter Strompfad I3 von der ersten Spule L1 über die zweite Spule L2 zum Ausgangsanschluss 110 vorgesehen.
Eine Steuereinheit (nicht dargestellt) kann zur Steuerung der zwei Phasen, der Lade- und Entladephase, verwendet werden. Während der Ladephase Pc veranlasst die Eingangsspannungsquelle Vin einen ersten Strom von der ersten Eingangsspannungsquelle Vin über die erste Spule L1, das erste Schaltelement S1 zu einem Massenanschluss 130. Darüber hinaus verursacht die Eingangsspannungsquelle Vin einen zweiten Strom entlang des zweiten Strompfads I2 von der Eingangsspannungsquelle Vin zur zweiten Spule L2 über ein zweites Schaltelement S2 zur Masse 130. Während dieser Ladephase sind das erste Schaltelement S1 und das zweite Schaltelement S2 beide geschlossen, wodurch die Ströme mit einer erhöhten Stromstärke durch die erste und zweite Spule L1, L2 generiert werden.
Während der Entladephase Pd (im unteren Teil von 1 dargestellt) werden das erste Schaltelement S1 und das zweite Schaltelement S2 geöffnet, sodass der erste Strompfad I1 und der zweite Strompfad I2 unterbrochen sind. Gleichzeitig sind die erste Spule L1 und die zweite Spule L2 in Serie verbunden, um den dritten Strompfad I3 von der Eingangsspannungsquelle Vin über die erste Spule L1, über die zweite Spule L2, über eine optionale Diode D2 zum Ausgangsanschluss 110 bereitzustellen. Am Ausgangsanschluss 110 lädt der Strom entlang dem dritten Pfad I3 den Ausgangskondensator C. Die Diode D2, die zwischen dem Ausgangsanschluss 110 und der zweiten Spule L2 angeschlossen ist, unterbindet ein Entladen des Ausgangskondensators C.
Somit ermöglicht die neue Gestaltung das parallele Laden von Spule L1, L2. Das parallele Laden bietet den Vorteil, dass die zweite Spule L2 mehr Strom speichern kann und höhere Spannungsspitzen erzeugt. Andererseits senkt ein verringerter Strom durch L1 die Verluste (zum Beispiel die Gleichstromverluste) und ermöglicht ebenso die Verringerung des Kernvolumens. Die geringeren Verluste führen zu einer geringeren Wärmeerzeugung und verlängern somit die Akkulebensdauer (zum Beispiel bei mobilen Anwendungen).
Zwischen zwei Spulen wird eine dynamische Schaltkreisverbindung verwendet. Während der Ladephase ist die zweite Spule L2 an der Eingangsspannungsquelle Vin angebracht und während der Entladungsphase sind die Eingangsspannungsquelle Vin und die beiden Spulen L1, L2 in Serie geschaltet. Es gibt mehrere Möglichkeiten zur Implementierung dieser dynamischen Verbindungen zwischen der ersten Spule L1 und der zweiten Spule L2.
2 stellt einen Basisschaltkreis dar, in dem weitere Schaltelemente vorgesehen sind, um die Ladungsphase Pc und die Entladungsphase Pd in einem Schaltkreis zu implementieren. In der Ausführungsform von 2 sieht die Eingangsspannungsquelle Vin an einer Seite die Masse 130 vor und an der anderen Seite sieht die Eingangsspannung Vin eine in Serie geschaltete Verbindung der ersten Spule L1, eines dritten Schaltelements S3, der zweiten Spule L2 und der Diode D2 zum Ausgangsanschluss 110 vor. Der Ausgangsanschluss 110 ist wiederum mit der Masse 130 über einen Ausgangskondensator Cout zum Speichern der generierten Ausgangsspannung Vout verbunden. Das erste Schaltelement S1 ist wiederum zwischen der Masse 130 und einem Knoten auf dem Strompfad zwischen der zweiten Spule L1 und dem dritten Schalter S3 verbunden. Das zweite Schaltelement S2 ist zwischen der Masse 130 und einem Knoten entlang dem Strompfad zwischen der zweiten Spule L2 und der Diode D2 verbunden. Darüber hinaus ist ein Bypass-Strompfad Ib zwischen der Spannungsquelle Vin und einem Knoten entlang dem Strompfad zwischen dem dritten Schalter S3 und der zweiten Spule L2 vorgesehen. Ein viertes Schaltelement S4 ist entlang dem Bypass-Strompfad Ib zum Umschalten des Strompfads und/oder zur Sicherstellung vorgesehen, dass der Strom nur in eine Richtung fließt, d. h. von Vin zur zweiten Spule L2.
Der gemeinsame Knoten 120 der zweiten Spule I2, der zweiten Schaltstufe S2 und der Diode D2 stellt einen Knoten zum Anbinden weiterer Stufen dar (siehe 5B).
Das erste und zweite Schaltelement S1 und S2 werden in der gleichen Weise betrieben, wie in 1 dargestellt, was impliziert, dass während der Ladephase Pc beide Schaltelemente geschlossen sind, wohingegen während der Entladephase Pd beide Schaltelemente geöffnet sind. Auf die gleiche Weise kann das dritte Schaltelement S3 während der Ladephase Pc geöffnet sein und während der Entladephase Pd geschlossen sein. Das vierte Schaltelement S4 kann während der Ladephase Pc geschlossen und während der Entladephase Pd geöffnet sein. Die phasenabhängige Schaltung wurde in 1 durch die gestrichelten Linien dargestellt, die angeben, dass die jeweiligen Strompfade nur in einer der zwei Phasen vorgesehen sind.
Das erste, zweite, dritte und vierte Schaltelement S1, S2, S3, S4 können mithilfe einer der folgenden Komponenten implementiert werden:

1. Magnetisches Relais
2. Diode
3. Transistor
4. Kombination aus Diode/Widerstand

Da eine Seite des ersten Schaltelements S1 und des zweiten Schaltelements S2 an der Masse 130 angeschlossen ist, kann ein NMOS-(N-Typ Metalloxidhalbleiter-)Transistor für diese Schaltelemente verwendet werden. Transistoren sind für Schaltfunktionen aufgrund ihrer hohen Schaltgeschwindigkeit und Leistungsfähigkeit im Vergleich zu anderen verfügbaren Optionen bevorzugt. Es versteht sich, dass die Schaltgeschwindigkeit des ersten Schaltelements S1 und des zweiten Schaltelements S2 möglichst schnell sein sollte, da aus Gleichung (1) folgt, dass die Größenordnung der erzeugten Spannung proportional zur Geschwindigkeit der Stromänderung ist. Das heißt, schnellere Transistoren führen zu höheren oder besseren Spannungsspitzen.
Das dritte Schaltelement S3 und das vierte Schaltelement S4 haben keine Verbindung zur Masse 130. Wenn daher an diesen Stellen Transistoren verwendet werden, wird der Betrieb davon schwierig. Um einen NMOS-Transistor anzuschalten, sollte die Gate-Spannung ausreichend groß sein (V_G > V_S + V_th). Beim dritten Schaltelement S3 und beim vierten Schaltelement S4 ist V_S nicht konstant und variiert über die Zeit, was wiederum dazu führt, dass V_GS ebenso über die Zeit variiert. Da die Spannungsabweichung im Bereich von Hunderten von Volt liegen kann, wird die Generierung von einem angemessenen V_GS-Signal sehr schwierig.
Ein NMOS-Transistor kann jedoch auch als eine Diode verwendet werden, indem der Drain- und der Gate-Anschluss kurzgeschlossen werden, wie in 3 dargestellt. Rechts in 3 sind die Strom-Spannungs-Charakteristik eines NMOS-Transistors aufgeführt, wobei der Drain-Strom I_D als Funktion der Drain-Source-Spannung V_DS dargestellt ist. Die mehreren Graphen beziehen sich auf verschiedene Gate-Source-Spannungen V_GS. Die gestrichelte Linie zeigt den Strom I_D, wenn der Gate- und Drain-Anschluss miteinander verbunden sind, der Source-Anschluss an Masse angeschlossen ist und V_DS größer ist als die Grenzspannung V_T. Aus der gestrichelten Linie ist ersichtlich, dass die Reaktion des NMOS-Transistors dem Diodenverhalten ähnelt, wenn die Drain- und Gate-Anschlüsse von NMOS kurzgeschlossen sind.
Es versteht sich, dass diese Konfiguration die Reaktionszeit verschlechtert, da ein NMOS-Transistor zwei Anschlussstellen im Vergleich zu einer Anschlussstelle einer Diode hat. Darüber hinaus haben Hochspannungstransistoren oft eine niedrige Reaktionszeit. Wenn solche Hochspannungstransistoren als Dioden verwendet werden, macht dies oftmals die Situation noch schlechter. Dennoch können solche Konfigurationen im integrierten Schaltkreis hilfreich sein, wobei die Verfügbarkeit der Hochspannungsdioden oftmals eingeschränkt ist. Daher können gemäß weiteren Ausführungsformen Transistoren die in verschiedenen Ausführungsformen verwendeten Dioden implementieren.
Der Zweck des vierten Schaltelements S4 ist der Schutz der Quelle Vin vor Hochspannungsspitzen, die von der ersten Spule L1 in der Entladephase Pd erzeugt werden, während in der Ladephase Pc der Stromfluss von der Spannungsquelle Vin zur zweiten Spule L2 ermöglicht wird.
Das dritte Schaltelement S3 sollte andererseits während der Ladephase Pc geöffnet sein und wird nur für eine kurze Zeitspanne geschlossen. Während dieser Zeitspanne (das heißt der Entladephase Pd) sind die erste Spule L1, die zweite Spule L2 und die Eingabespannung Vin alle in Serie verbunden und die generierte Spannung wird an den Ausgangskondensator Cout übertragen.
Das Schaltmuster des vierten Schaltelements S4 ähnelt dem ersten Schaltelement S1 und dem zweiten Schaltelement S2. Daher kann es direkt an das Steuersignal davon angeschlossen werden. Das Schaltmuster des dritten Schaltelements S3 ist jedoch umgekehrt zum Betrieb des ersten Schaltelements S1 und des zweiten Schaltelements S2. Dies bedeutet, dass entweder die Steuereinheit ein separates Schaltsignal für das dritte Schaltelement S3 bereitstellen sollte oder das Steuersignal des ersten Schaltelements S1, des zweiten Schaltelements S2 und des vierten Schaltelements S4 für das dritte Schaltelement S3 invertiert werden sollten. In schnellen Schaltkreisen kann sich die Verzögerung eines Inverterschaltkreises jedoch auf die Ausgabe auswirken.
4A stellt ein Beispiel zum Betreiben des ersten Schaltelements S1, des zweiten Schaltelements S2, des dritten Schaltelements S3 und des vierten Schaltelements S4 dar. Darüber hinaus zeigt 4A die entsprechenden induzierten Ströme: ein erster Spulenstrom IL1, ein zweiter Spulenstrom IL2 und die Spannungsspitzen: eine von der ersten Spule L1 induzierte erste Spannungsspitze VL1 und eine von der zweiten Spule L2 induzierte zweite Spannungsspitze VL2.
Zur Verdeutlichung ist jeder Taktzyklus in drei Zeitpunkte unterteilt, d. h. t1, t2 und t3. Zu einem ersten Zeitpunkt t1 sind das erste Schaltelement S1, das zweite Schaltelement S2 und das vierte Schaltelement S4 geschlossen (zum Beispiel durch einen hohen Zustand aktiviert), während das dritte Schaltelement S3 geöffnet ist (zum Beispiel durch einen niedrigen Zustand deaktiviert). Zum zweiten Zeitpunkt t2 sind das erste Schaltelement S1, das zweite Schaltelement S2 und das vierte Schaltelement S4 geöffnet und das dritte Schaltelement S3 ist geschlossen. Zum dritten Zeitpunkt t3 beginnt der Zyklus erneut und alle Schalter werden umgekehrt, d. h. das erste Schaltelement S1 ist geschlossen, das zweite Schaltelement S2 ist geschlossen und das vierte Schaltelement S4 geschlossen, während das dritte Schaltelement S3 geöffnet ist.
Zwischen dem ersten Zeitpunkt t1 und dem zweiten Zeitpunkt t2 steigt der Strom durch die erste Spule L1 und durch die zweite Spule L2 gleichförmig an und erreicht kurz vor oder am zweiten Zeitpunkt t2 einen Maximalwert. Zwischen dem zweiten Zeitpunkt t2 und dem dritten Zeitpunkt t3 fallen der erste Strom IL1 durch die erste Spule L1 und der zweite Strom L2 durch die zweite Spule L2 schnell ab, um beim dritten Zeitpunkt t3 den Minimalwert zu erreichen. Zwischen dem zweiten Zeitpunkt t2 und dem dritten Zeitpunkt t3 werden als Folge des schnellen Stromabfalls durch die erste und zweite Spule L1, L2 die Spannungen durch die erste und zweite Spule L1, L2 induziert, nämlich als erste Spannung VL1 durch die erste Spule L1 und eine zweite Spannung VL2 durch die zweite Spule L2. Durch das synchrone Schalten des ersten Schaltelements S1 und des zweiten Schaltelements S2 werden die Spannungsspitzen der ersten Spannung VL1 und der zweiten Spannung VL2 angeglichen und da das dritte Schaltelement S3 zwischen dem zweiten Zeitpunkt t2 und dem dritten Zeitpunkt t3 geschlossen ist, werden beide Spannungsspitzen VL1 und VL2 addiert und erzeugen eine höhere Ausgangsspannung Vout. 4A stellt die beiden Taktzyklen dar, wobei der zweite Zyklus bei t3 startet.
In einer weiteren Ausführungsform werden die elektrischen Ströme durch die erste Spule L1 und durch die zweite Spule L2 (während der Ladephase Pc und/oder der Entladephase Pd() angeglichen. Diese Angleichung bezieht sich auf das Timing und/oder den Stromwert (den Absolutwert davon) und macht die Verwendung von Gate-Treiber und Pegelwandler überflüssig und bietet so einen erheblichen Vorteil. Im Besonderen verbessert sich die Leistungsfähigkeit des mehrstufigen Boost-Wandlers erheblich, wenn die Ströme in Stufe 1 (I1) und Stufe 2 (I2) während der Lade- und Entladephase gleich sind. Während der Entladephase fungieren Spulen als Stromquelle, und wenn L2 vor L1 entladen wird, dann beginnt L1 mit der Ladung von L2. Dieses Phänomen verschwendet Leistung und verschlechtert die Leistungsfähigkeit, was nur durch Angleichung der Ströme I1 und I2 behoben werden kann.
4B veranschaulicht eine Möglichkeit zum Angleichen dieser Ströme, nämlich durch Steuern des ersten und zweiten Schaltelements S1, S2, um unterschiedliche Betriebszyklen zu erreichen (im Gegensatz zu 4A mit gleichen Betriebszyklen). Die unterschiedlichen Betriebszyklen können durch die Verwendung von zwei unterschiedlichen Taktsignalen für S1 und S2 erzielt werden, sodass die Schaltfrequenz beider Takte die gleiche ist, der Betriebszyklus sich aber unterscheidet, d. h. das erste Schaltelement S1 schließt zum Zeitpunkt t31, wohingegen das zweite Schaltelement S2 bereits zum Zeitpunkt t32 (t32 < t31) schließt.
Für Schaltkreise aus diskreten Komponenten sind eine Vielzahl von Komponenten verfügbar, die die Implementierung der Funktionalitäten des dritten Schaltelements S3 und des vierten Schaltelements S4 auf verschiedene Weise erlauben. Verfügbare Optionen sind

1. Magnetisches Relais
2. Dioden
3. Dioden/Kondensatoren

Unter Berücksichtigung der Vor- und Nachteile dieser Komponenten kann jede dieser Optionen in weiteren Ausführungsformen implementiert werden.
Die Verwendung von magnetischen Relais vereinfacht das Schaltkreisschema. Die Schaltsignale für magnetische Relais können vom Steuersignal des ersten Schaltelements S1 und des zweiten Schaltelements S2 abgeleitet werden. Magnetische Relais weisen den Vorteil auf, dass der Leckstroms am geringsten ist, da es den Stromübertragungspfad physisch öffnet. Ein niedriger Leckstrom kann die Leistungsfähigkeit erhöhen. Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler müssen jedoch das Schalten mit einer Frequenz im Bereich zwischen 1 kHz und mehreren 10 MHz durchführen. Die Schaltgeschwindigkeit magnetischer Relais ist es viel langsamer, und wenn die Relais mit hohen Schaltfrequenzen betrieben werden, steigen ihre Fehlerraten und die Lebensspanne verkürzt sich. Ein beschädigter Schalter kann die Leistung des Wandlers erheblich beeinträchtigen. Ein weiterer Nachteil der magnetischen Relais ist das im normalen Betrieb generierte Rauschen, das die Benutzer stören kann.
Dioden können ebenso als drittes Schaltelement S3 und viertes Schaltelement S4 verwendet werden. Dioden sollten möglichst schnell abgeschaltet werden können. Die Verwendung von schnellen Dioden kann nicht nur die Ausgangsspannung erhöhen, sondern ebenso die Leistungsfähigkeit verbessern. Aus 2 ist ersichtlich, dass die Position des dritten Schaltelements S3 entscheidend ist, da es die erste Spule L1 mit der zweiten Spule L2 verbindet. Der Zweck dieses Schalters ist es, die Energieübertragung von der ersten Spule L1 an die zweite Spule L2 zu ermöglichen und den Strom in der umgekehrten Richtung zu sperren. Wenn das erste Schaltelement S1 und das zweite Schaltelement S2 geöffnet werden, wird eine sehr hohe Spannungsspitze erzeugt (siehe 4A). Die Dauer dieser Spitze ist sehr kurz, sodass das dritte Schaltelement S3 schnell sein sollte, um diese Spannung wirkungsvoll von der ersten Spule L1 über die zweite Spule L2 an den Ausgangskondensator Cout zu übertragen.
Um die Abhängigkeit von der Schaltgeschwindigkeit zu verringern, kann das dritte Schaltelement S3 durch einen Kondensator ersetzt werden, wobei das vierte Schaltelement S4 durch eine schnelle Diode ersetzt werden kann. Diese Gestaltung wird in 5 dargestellt. Das erste Schaltelement S1 und das zweite Schaltelement S2 werden beispielsweise durch NMOS-Transistoren verwirklicht, wohingegen das dritte Schaltelement S3 durch einen ersten Kondensator C1 verwirklicht wird und das vierte Schaltelement S4 durch eine erste Diode D1 verwirklicht wird.
Somit wird während der Ladephase Pc ein erster Strompfad I1 von der Spannungsquelle Vin, über das erste Schaltelement S1 zum Massenanschluss 130 vorgesehen. Darüber hinaus wird ein zweiter Strompfad I2 von der Spannungsquelle Vin über die erste Diode D1, über die zweite Spule L2, über das zweite Schaltelement S2 zum Masseanschluss 130 vorgesehen.
Während der Ladephase Pc wird eine Spannungsabfall über die erste Spule L1 generiert und das positive Potenzial geht in Richtung Vin. Der erste Kondensator C1 und die zweite Spule L2 werden durch den Strom I2 geladen. Das positive Potenzial auf dem Kondensator C1 liegt in Richtung der Spule L2 und das positive Potenzial auf Spule L2 liegt in Richtung des Kondensators C1. Es versteht sich, dass in weiteren Ausführungsformen die Polarität gewechselt werden kann und dass die Polaritäten in 5A umgekehrt sein können.
Während der Entladephase Pd sind das erste Schaltelement S1 und das zweite Schaltelement S2 geöffnet, was impliziert, dass kein Strompfad in Richtung des Masseanschlusses 130 vorgesehen ist. In der Folge fällt der Strom schnell entlang dem ersten Strompfad und dem zweiten Strompfad und somit wird eine Spannung in der ersten Spule L1 induziert, was impliziert, dass die Polarität der Spannung über die erste Spule L1 umgeschalten wird. Die gleiche Schaltung der Spannungspolarität erfolgt über die zweite Spule L2, sodass der Spannungsabfall während der Entladephase Pd ebenso über die zweite Spule L2 umgekehrt wird. Daher addiert sich die Polarität der Spannungen über die Eingangsspannungsversorgung Vin, über die erste Spule L1, über den ersten Kondensator C1, über die zweite Spule L2 und verursacht einen Strom entlang dem dritten Strompfad I3 von der ersten Spule L1 über den ersten Kondensator C1, über die zweite Spule L2 in Richtung der zweiten Diode D2, um schließlich den Ausgangskondensator Cout zu laden. Die zweite Diode D2 unterbindet die Entladung des Ausgangskondensators Cout während der Ladephase Pc.
5C veranschaulicht eine weitere Ausführungsform, in der die elektrischen Ströme durch die erste Spule L1 und durch die zweite Spule L2 (während der Ladephase Pc und/oder der Entladephase Pd) angeglichen werden. 4B veranschaulicht eine Möglichkeit, dies zu verwirklichen (bezüglich unterschiedlicher Betriebszyklen). Die Ausführungsform von 5C unterscheidet sich von der Ausführungsform von 5A durch einen zusätzlichen Widerstand R_ad in der ersten Stufe. Der zusätzliche Widerstand Rad weist einen bestimmten Widerstand zur Steuerung des Stroms durch diesen Widerstand auf. Er kann auf einem Bereich angeordnet sein, der dem dritten Strompfad I3 und dem ersten Strompfad I1 gemeinsam ist, wie in 5C dargestellt. Durch die entsprechende Anpassung des bestimmten Widerstands von R_ad kann der Strom auf jeden gewünschten Wert gesteuert werden.
Eine andere Möglichkeit der Angleichung des ersten Stroms I1 und des zweiten Stroms I2 besteht darin, den Induktivitätswert von L1 und/oder dem äquivalenten Serienwiderstand von L1 (ESR1) und/oder den Induktivitätswert von L2 und/oder den äquivalenten Serienwiderstand von L2 (ESR2) anzugleichen, sodass ihr Lade-/Entladestrom gleich wird.
In wiederum einer anderen Ausführungsform ist der wenigstens eine Stromsensor, entlang dem ersten Strompfad I1 und/oder entlang dem zweiten Strompfad I2 angeordnet, und die Steuereinheit weiterhin dazu ausgestaltet, die wenigstens zwei Schaltelemente S1, S2 basierend auf einem von dem wenigsten einem Stromsensor erfassten Strom zu schalten.
Es wird wieder auf 4A Bezug genommen. Die Ladephase Pc wird zwischen dem ersten Zeitpunkt t1 und dem Zeiten Zeitpunkt t2 verwirklicht. Diese Ladephase kann so lange dauern, wie der erste Strom durch die erste Spule L1 und der zweite Strom IL2 durch die zweite Spule L2 ansteigt und noch nicht das Maximum erreicht hat. Eine Entladephase Pd bezieht sich auf die Zeitspanne zwischen dem zweiten Zeitpunkt t2 und dem dritten Zeitpunkt t3 und ist wesentlich kürzer. Die Dauer der Entladephase Pd kann auch von den Strömen durch die erste und zweite Spule L1 und L2 abhängen. Wenn zum Beispiel der erste Strom IL1 und der zweite Strom IL2 sich in Richtung ihres Minimums bewegen, können die Schaltelemente wieder aktiviert werden, um einen neuen Lade- und Entlade-Taktzyklus zu initiieren.
Während der Ladephase Pc wird der erste Kondensator C1 ebenso geladen, wobei der Kondensatorstrom mithilfe der folgenden Gleichung bestimmt werden kann
wobei V_D der Spannungsabfall über die erste Diode D1 ist, R_on auf dem Widerstand vom ersten Schaltelement S1 vorliegt und τ = R_onC₁. Aus Gleichung (2) ist ersichtlich, dass die Größenordnung des Kondensatorstroms i_c1 im Laufe der Zeit abnimmt. Die im Kondensator gespeicherte Energie wird während der Entladephase Pd an den Ausgangskondensator Cout übertragen.
Wie oben erwähnt, ist das dritte Schaltelement S3 am bedeutendsten und weist die höchste Sensitivität für die Schaltgeschwindigkeit auf, und Ausführungsformen lösen dieses Problem durch Verwendung des ersten Kondensators anstelle einer Diode oder eines magnetischen Relais.
Die Schaltkreise zur Gleichstrom-Gleichstromspannungswandlung, die mit diskreten Komponenten hergestellt wurden, zum Beispiel mit den gleichen Spulen (zum Beispiel jede mit 120 μH oder zwischen 50 ... 200 μH), dem Cout-Kondensator (zum Beispiel mit 50 μF oder zwischen 20 ... 100 μF) und Schalttransistoren, sind zur Spannungswandlung zwischen 5 V bis 400 V (oder sogar bis zu 550 V) ausgelegt, während am Ausgang ein Strom von zum Beispiel 1 mA vorgesehen wird. Der erste Kondensator C1 kann zwischen 1 ... 2 μF haben. Es versteht sich, dass die vorliegende Erfindung nicht auf diese jeweiligen Werte beschränkt ist. Sie werden hier nur als Beispiel angeführt, um die erzielbaren Vorteile zu veranschaulichen.
6 stellt zum Beispiel eine Ausgangsspannung Vout der Schaltkreise dar, wenn der Belastungsstrom variiert wird und vergleicht die erzielbare Ausgangsspannung, die durch den Spannungswandler gemäß der vorliegenden Erfindung (Graph 620) erzielt wird, mit dem herkömmlichen Spannungswandler (Graph 610) mit einer seriellen Ladung der Spulen (vergleiche 10). Die neue Schaltkreistopologie erhält die gewünschte Ausgangsspannung (zum Beispiel 400 V) für einen Ausgangsstrom I1 von bis zu in etwa 1 ... 1,5 mA (vergleiche Graph 620). Der herkömmliche Spannungswandler mit Serienladungsspulen kann die gewünschte Ausgangsspannung (zum Beispiel 400 V) für einen Ausgangsstrom I2 von bis zu etwa 5 mA (siehe Graph 610) bereitstellen. Obwohl der neue Schaltkreis einen geringeren Ausgangsstrom bereitstellen kann, führt dies zu einer besseren Ausgangsleistung und verkleinert das Spulenvolumen wesentlich, da die Größe der Spule proportional zum Quadrat des Sättigungsstroms und zum Quadrat des Induktivitätswerts ist.
Weiterhin stellt 7 die Leistungsfähigkeit (Verhältnis von Ausgangsleistung zu Eingangsleistung) als Funktion des Ausgangsstroms (Belastungsstrom) als in Milliampere (mA) gemessen dar, wobei das obere Diagramm eine vergrößerte Ansicht des Bereichs von bis zu 2,5 mA zeigt. Das untere Diagramm zeigt die Leistungsfähigkeit im Bereich von bis zu 25 mA. Wie erkennbar, stellt der Spannungswandler gemäß der vorliegenden Erfindung (Graphen 710) eine verbesserte Leistungsfähigkeit im Vergleich zu einem herkömmlichen Wandler basierend auf einer seriellen Ladung (Graph 720) bereit. Somit wird die Leistungsfähigkeit des Schaltkreises mit paralleler Ladung wesentlich verbessert.
Die vorliegende Erfindung wurde für einen zweistufigen Boost-Startkreis beschrieben. Weitere Ausführungsformen beziehen sich auch auf eine Vorrichtung mit mehr als zwei Stufen (zum Beispiel 3, 4, 5 ... Stufen). Jede neue Stufe kann bei Knoten 120 durch Verschieben der Diode D2 und des Kondensators Cout hinzugefügt werden. Für jede neue Stufe werden eine weitere Diode D3, ein weiterer Kondensator C2, eine Spule L3 und eine Schaltstufe S3 hinzugefügt. Der weitere Kondensator C2, die Spule L3 und Schaltstufe S3 sind in Serie, wie in 5B, dargestellt, angeschlossen. Die Diode D2 und der Kondensator Cout sind am Knoten zwischen der neu hinzugefügten Spule L3 und der Schaltstufe S3 angeschlossen (wie in 5B dargestellt). Der Stromumleitungspfad (der wieder die weitere Diode D3 aufweisen kann) muss zwischen Vin und dem Knoten zwischen dem neu hinzugefügten Kondensator C2 und der neuen Spule L3 angeschlossen werden, wie in 5B dargestellt.
8 zeigt ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Umwandeln einer Gleichstromeingangsspannung von einer Spannungsquelle Vin in eine Gleichstromausgangsspannung Vout an einem Ausgangsanschluss 110. Das Verfahren weist auf: Betätigen S110 der wenigstens zwei Schaltelemente S1, S2, um zwischen einer Ladephase Pc und einer Entladephase Pd umzuschalten. Das Verfahren weist weiterhin auf: Bewirken S120 während der Ladephase Pc, dass ein erster Strom I1 durch eine erste Spule L1 fließt und ein zweiter Strom I2 durch eine zweite Spule L2 fließt, wobei der erste Strom I1 parallel zum zweiten Strom I2 ist. Schließlich weist das Verfahren auf, dass während der Entladephase Pd bewirkt wird S130, dass ein dritter Strom I3 von der ersten Spule L1 über die zweite Spule L2 zum Ausgangsanschluss 110 fließt, um die Ausgangsspannung (Vout) am Ausgangsanschluss 110 zu erhöhen.
Das Verfahren kann auch ein computerimplementierte Verfahren sein. Für den Fachmann ist es einfach einsehbar, dass Schritte der verschiedenen oben beschriebenen Verfahren oder Funktionen durch programmierte Computer ausgeführt werden können. Die Ausführungsformen sind ebenso dazu gedacht, Programmspeichervorrichtungen, zum Beispiel digitale Datenspeichermedien abzudecken, die von einer Maschine oder einem Computer lesbar sind und von Maschinen ausführbare oder von Computern ausführbare Programme mit Anweisungen kodieren, wobei die Anweisungen einige oder alle Schritte der oben beschriebenen Prozesse durchführen, wenn sie auf dem einem Computer oder Prozessor ausgeführt werden.
Der Computer kann eine beliebige Verarbeitungseinheit sein, die zum Beispiel einen Prozessor, einen nicht-flüchtigen Speicher zum Speichern des Computerprogramms, einen Datenbus zum Übertragen der Daten zwischen dem nicht-flüchtigen Speicher und Prozessor und zusätzlich Eingabe-/Ausgabeschnittstellen zur Eingabe und Ausgabe von Daten vom Computer aufweist.
Vorteilhafte Aspekte der verschiedenen Ausprägungsformen können wie folgt zusammengefasst werden:
Die Gleichstrom-Gleichstrom-Spannungswandlung spielt eine bedeutende Rolle im heutigen Elektronikmarkt. Die meisten elektronischen Systeme enthalten elektronische Komponenten, die verschiedene Spannungen zum Betrieb benötigen. Um diese Anforderung zu erfüllen und um die Vermeidung von mehreren Eingangsspannungsversorgungen zu vermeiden, kommt der Gleichstrom-Gleichstrom-Wandlung eine grundlegende Bedeutung zu. Bei einer solchen Wandlung werden in der Regel Ladungspumpen- oder Boost-Schaltkreis-Topologien verwendet. Boost-Schaltkreise bieten bessere Ausgangsströme. Ihre Leistungsfähigkeit kann durch die Verwendung von mehrstufigen Boost-Schaltkreis-Topologien verbessert werden. In mehrstufigen Boost-Systemen werden normalerweise Spulen in Serie geladen, was zu einem höheren Strom durch die erste Spule L1 und einen geringeren Strom durch die zweite Spule L2 führt. Dieser Effekt erhöht die Verluste in der ersten Spule L1 und um den höheren Strom zu berücksichtigen muss ein größerer Spulenkern verwendet werden. Die Topologie gemäß der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ermöglicht das parallele Laden von Spulen und dass der Ladungsstrom vom/von nachgelagerten Spule/Spulen nicht durch den/die anfänglichen Spule/Spulen durchfließt. Da die Größe der Spule und der Verluste in der Spule proportional zum Quadrat des Spulenstroms sind, trägt ein kleinerer Strom zur Verringerung der Größe und Verluste bei. Verringerte Verluste verbessern die Leistungsfähigkeit.
Das parallele Laden von Spulen gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung verbessert die Leistungsfähigkeit erheblich (was die Akkulebensdauer von akkubetriebenen Vorrichtungen verlängern kann) und verringert das Volumen des Systems. Darüber hinaus, obwohl die Spulen parallel geladen werden, wird das Entladen in Serie durchgeführt, was impliziert, dass sich die Spannungen addieren können, um die gewünschte hohe Ausgangsspannung zu erzielen. Um die parallele Ladung gemäß der vorliegenden Erfindung zu ermöglichen, wird ein zweiter unidirektionaler Strompfad Ib hinzugefügt. Im Besonderen sind eine erste und zweite Stufe über einen Kondensator verbunden, um eine Gleichstrom-Stromkomponente zu sperren. Mögliche Verwirklichungen werden in 2 und 5 dargestellt, wohingegen herkömmliche mehrstufige Boost-Schaltkreise in 9 und 10 dargestellt werden.
Daher beziehen sich die Vorteile der vorliegenden Erfindung auf eine höhere Leistungsfähigkeit und auf ein verkleinertes Systemvolumen.
Die Beschreibung und die Zeichnungen veranschaulichen nur die Prinzipien der Offenlegung. Es ist somit hervorzuheben, dass für Fachleute verschiedene Anordnungen erkennbar sind, die obwohl hier nicht explizit beschrieben dargestellt die Prinzipien der Offenlegung verkörpern und im Umfang davon enthalten sind.
Weiterhin, während jede Ausführungsform für sich als eigenes Beispiel stehen kann, ist es hervorzuheben dass in anderen Ausführungsformen die definierten Merkmale anders kombiniert werden können, d. h. ein in einer Ausführungsform beschriebenes bestimmtes Merkmal kann auch in anderen Ausführungsformen verwirklicht werden. Solche Kombinationen fallen unter die vorliegende Offenlegung, sofern nicht angegeben wird, dass eine bestimmte Kombination nicht beabsichtigt ist.
Bezugszeichenliste

110: Ausgangsanschluss
120: Gemeinsame Knoten von Spule L2, Schaltstufe S2 und Diode D2
130: Masse
610, 620: Graphen einer Spannung-Strom-Charakteristik
710, 720: Graphen der Abhängigkeit der Leistungsfähigkeit vom Belastungsstrom
910: Ausgangsanschluss einer herkömmlichen Vorrichtung
911: Ausgang einer ersten Stufe einer herkömmlichen Vorrichtung
920, 921, 922: Herkömmliche Schaltstufen
Vin: Spannungsquelle
Vout: Gleichstrom-Ausgangsspannung
L1, L2: Erste und zweite Spule
S1, ... S4: Erstes bis viertes Schaltelement
Pc: Ladephase
Pd: Entladephase
C1, C2: Kondensatoren
Cout: Ausgangskondensator
D1, D2: Erste und zweite Diode
Ib: Bypass-Verbindung
I1, I2, I3: Erster bis dritter Strompfad

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Nicht-Patentliteratur

„Two stage Boost system capable of 5 V to 192 V–400 V DC-DC conversion”, Proceedings of the International Conference an Power Electronics and Energy Engineering 19.–20. April 2015, Hong Kong [0008]

Claims

Vorrichtung zum Umwandeln einer Gleichstromeingangsspannung von einer Spannungsquelle (Vin) in eine Gleichstromausgangsspannung (Vout) an einem Ausgangsanschluss (110), wobei die Vorrichtung aufweist: eine erste Spule (L1) und eine zweite Spule (L2); wenigstens zwei Schaltelemente (S1, S2); und eine Steuereinheit, die dazu ausgestaltet ist, die wenigstens zwei Schaltelemente (S1, S2) in einer Ladephase (Pc) und einer Entladephase (Pd) zu betreiben, wobei während der Ladephase (Pc): ein erster Strompfad (I1) von der Spannungsquelle (Vin) über die erste Spule (L1) vorgesehen wird, und ein zweiter Strompfad (I2) von der Spannungsquelle (Vin) über die zweite Spule (L2) vorgesehen wird, wobei der erste Strompfad (I1) parallel zum zweiten Strompfad (I2) verläuft, und während der Entladephase (Pd): ein dritter Strompfad (I3) von der ersten Spule (L1) über die zweite Spule (L2) zum Ausgangsanschluss (110) vorgesehen wird, und wobei die Steuereinheit dazu ausgestaltet ist, eine Spulensättigung zu vermeiden und generierte Spannungsspitzen durch Bereitstellen von Steuersignalen für die wenigstens zwei Schaltelemente (S1, S2) zu synchronisieren, wobei die Steuersignale synchronisiert oder nicht synchronisiert sind und unterschiedliche oder gleiche Betriebszyklen für die wenigstens zwei Schaltelemente (S1, S2) bereitstellen.
Vorrichtung zum Umwandeln einer Gleichstromeingangsspannung von einer Spannungsquelle (Vin) in eine Gleichstromausgangsspannung (Vout) an einem Ausgangsanschluss (110), wobei die Vorrichtung aufweist: eine erste Spule (L1) und eine zweite Spule (L2); wenigstens zwei Schaltelemente (S1, S2); und eine Steuereinheit, die dazu ausgestaltet ist, die wenigstens zwei Schaltelemente (S1, S2) in einer Ladephase (Pc) und einer Entladephase (Pd) zu betreiben, wobei während der Ladephase (Pc): ein erster Strompfad (I1) von der Spannungsquelle (Vin) über die erste Spule (L1) vorgesehen wird, und ein zweiter Strompfad (I2) von der Spannungsquelle (Vin) über die zweite Spule (L2) vorgesehen wird, wobei der erste Strompfad (I1) parallel zum zweiten Strompfad (I2) verläuft, und während der Entladephase (Pd): ein dritter Strompfad (I3) von der ersten Spule (L1) über die zweite Spule (L2) zum Ausgangsanschluss (110) vorgesehen wird, und wobei die Vorrichtung dazu ausgestaltet ist, die elektrischen Ströme durch die erste Spule (L1) und durch die zweite Spule (L2) während der Ladephase (Pc) und/oder während der Entladephase (Pd) anzugleichen, wobei sie wenigstens eines der folgenden Merkmale aufweist: – einen Widerstand (Rad) mit einem bestimmten Widerstandwert, der in einem Bereich angeordnet ist, der dem dritten Strompfad (I3) und dem ersten Strompfad (I1) oder dem dritten Strompfad (I3) und dem zweiten Strompfad (I2) gemeinsam ist, – einen bestimmten Unterschied in den Betriebszyklen der wenigstens zwei Schaltelemente (S1, S2), – die erste Spule (L1) und/oder die zweite Spule (L2) bestimmte Induktivitäten und/oder einen bestimmten äquivalenten Serienwiderstand aufweisen, – wenigstens einen Stromsensor, der entlang dem ersten Strompfad (I1) und/oder entlang dem zweiten Strompfads (I2) angeordnet ist, und die Steuereinheit weiterhin dazu ausgestaltet ist, die wenigstens zwei Schaltelemente (S1, S2) basierend auf einem von dem wenigsten einem Stromsensor erfassten Strom zu schalten.
Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Spannungsquelle einen Spannungsanschluss und einen Masseanschluss (130) aufweist und die wenigstens zwei Schaltelemente (S1, S2) ein erstes Schaltelement (S1) und ein zweites Schaltelement (S2) aufweisen, wobei das erste Schaltelement (S1) in einer seriellen Verbindung zwischen der ersten Spule (L1) und dem Masseanschluss (130) entlang dem ersten Strompfad (I1) angeordnet ist, und das zweite Schaltelement (S2) in einer seriellen Verbindung zwischen der zweiten Spule (L2) und dem Masseanschluss (130) entlang dem zweiten Strompfad angeordnet ist, und wobei die Steuereinheit dazu ausgestaltet ist, das erste Schaltelement (S1) und das zweite Schaltelement (S2) während der Entladephase (Pd) zu öffnen, wodurch ein Strom entlang dem dritten Strompfad (I3) induziert wird.
Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei der Masseanschluss mit dem ersten Schaltelement (S1) und dem zweiten Schaltelement (S2) verbunden ist und der Spannungsanschluss mit der ersten Spule (L1) und der zweiten Spule (L2) verbunden ist, wobei das erste Schaltelement (S1) und/oder das zweite Schaltelement (S2) dazu ausgestaltet sind, Schaltgeschwindigkeiten zur Induktion von Spannungsspitzen in der ersten Spule (L1) und/oder der zweiten Spule (L2) bereitzustellen, die eine bestimmte Spannung übersteigen.
Vorrichtung nach einem der obigen Ansprüche, wobei die Steuereinheit dazu ausgestaltet ist, das erste Schaltelement (S1) und das zweite Schaltelement (S2) gleichzeitig zu schalten.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die weiterhin aufweist ein drittes Schaltelement (S3) zwischen der ersten Spule (L1) und der zweiten Spule (L2), wobei das dritte Schaltelement (S3) dazu ausgestaltet ist, die erste und die zweite Spule (L1, L2) während der Ladephase (Pc) zu entkoppeln und die erste und zweite Spule (L1, L2) während der Entladephase (Pd) zu koppeln.
Vorrichtung nach Anspruch 6, die weiterhin aufweist eine Bypass-Verbindung (Ib), die die erste Spule (L1) und das dritte Schaltelement (S3) umgeht, wobei das erste Schaltelement (S1) mit einem Knoten zwischen der ersten Spule (L1) und dem dritten Schaltelement (S3) verbunden ist, das zweite Schaltelement (S2) mit einem Knoten (120) zwischen der zweiten Spule (L2) und dem Ausgangsanschluss (110) verbunden ist, und der zweite Strompfad (I2) entlang einer Bypass-Verbindung (Ib) vorgesehen ist.
Vorrichtung nach einem beliebigen der vorhergehenden Ansprüche, die weiterhin ein an der Bypass-Verbindung (Ib) vorgesehenes viertes Schaltelement (S4) aufweist.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die weiterhin einen Ausgangskondensator (Cout) zwischen dem Ausgangsanschluss (110) und dem Masseanschluss (130) aufweist, wobei der Ausgangskondensator (Cout) in den nachfolgenden Entladephasen (Pd) geladen wird.
Vorrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, die weiterhin ein Gleichrichtelement (D2) aufweist, das zwischen dem Ausgangsanschluss (110) und der zweiten Spule (L2) vorgesehen ist, um einen Strom zu unterbinden, der dem entlang dem dritten Strompfad (I3) induzierten Strom entgegengesetzt ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 6 bis 10, wobei das vierte Schaltelement (S4) und/oder das dritte Schaltelement (S3) wenigstens eines von den Folgenden aufweisen: eine Diode, einen Kondensator, ein Relais, einen Transistor.
Vorrichtung nach Anspruch 10, wobei das vierte Schaltelement (S4) eine Diode (D1) aufweist und/oder das dritte Schaltelement (S3) einen Kondensator (C1) aufweist.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die weiterhin einen Widerstand zwischen der zweiten Spule (L2) und dem zweiten Schaltelement (S2) aufweist.
Verfahren zum Umwandeln einer Gleichstromeingangsspannung von einer Spannungsquelle (Vin) in eine Gleichstromausgangsspannung (Vout) an einem Ausgangsanschluss (110), wobei das Verfahren aufweist: Betätigen (S110) der wenigstens zwei Schaltelemente (S1, S2), um zwischen einer Ladephase (Pc) und einer Entladephase (Pd) umzuschalten; Verursachen (S120) während der Ladephase (Pc), dass ein erster Strom (I1) durch eine erste Spule (L1) fließt und ein zweiter Strom (I2) durch eine zweite Spule (L2) fließt, wobei der erste Strom (I1) parallel zum zweiten Strom (I2) ist, und Verursachen (S130) während der Entladephase (Pd), dass ein dritter Strom (I3) von der ersten Spule (L1) über die zweite Spule (L2) zum Ausgangsanschluss (110) fließt, um die Ausgangsspannung (Vout) am Ausgangsanschluss (110) zu erhöhen, wobei die Spulensättigung vermieden wird und generierte Spannungsspitzen durch Bereitstellen von Steuersignalen für die wenigstens zwei Schaltelemente (S1, S2) synchronisiert werden, wobei die Steuersignale synchronisiert oder nicht synchronisiert sind und unterschiedliche oder gleiche Betriebszyklen für die wenigstens zwei Schaltelemente (S1, S2) bereitstellen.
Computerprogramm mit Programmcode zur Durchführung des Verfahrens von Anspruch 14, wenn das Computerprogramm auf einem Computer oder Prozessor ausgeführt wird.