DE112006001327B4

DE112006001327B4 - Motor und Steuereinheit hierfür

Info

Publication number: DE112006001327B4
Application number: DE112006001327.0T
Authority: DE
Inventors: Masayuki Nashiki
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2005-05-24
Filing date: 2006-05-23
Publication date: 2016-03-10
Anticipated expiration: 2026-05-24
Also published as: JPWO2006126552A1; US7911107B2; KR20080018207A; CN101189782A; WO2006126552A1; CN101189782B; US20080197739A1; KR101011396B1; DE112006001327T5; DE112006001327B8

Abstract

Mehrphasiger Elektromotor mit einem Rotor und einem Stator, wobei der Motor Rotorpolgruppen aufweist, bei denen in Umfangsrichtung zu einem Luftspalt hin abwechselnd Nordpole und Südpole angeordnet sind, und der Stator eine Anzahl N Statorpolgruppen aufweist (N ist eine ganze Zahl > 1), die den Phasen des Elektromotors zugeordnet sind und bei denen in Umfangsrichtung zum Luftspalt hin Statorpole angeordnet sind, wobei korrespondierende Statorpole unterschiedlicher Phasen um einen bestimmten elektrischen Winkel gegeneinander versetzt am Umfang angeordnet sind, und eine Anzahl von im Wesentlichen ringförmigen Wicklungen derart am Stator angeordnet ist, dass jeder Statorpolgruppe in Axialrichtung gesehen eine ringförmige Wicklung zugeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Rotor an seiner dem Luftspalt zugewandten äußeren Umfangsfläche eine Anzahl radial nach einwärts reichende Ausnehmungen aufweist, in welche vom Stator aus die ringförmigen Wicklungen jeweils hineinreichen.

Description

TECHNISCHES GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen mehrphasigen Elektromotor, der beispielsweise in ein Kraftfahrzeug oder in einen Lastkraftwagen eingebaut wird.
TECHNISCHER HINTERGRUND
Es sind bürstenlose Motoren bekannt, bei denen Spulen von individuellen Phasen konzentrisch um jeweilige Statorpole gewickelt sind (siehe z. B. Patentdokument 1). 130 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen solchen herkömmlichen bürstenlosen Motor darstellt. 129 ist ein Querschnitt entlang einer Linie AA-AA von 130. Diese Figuren zeigen einen bürstenlosen Motor des Typs mit 4 Polen und 6 Schlitzen. Der Stator besitzt eine so genannte konzentrierte Wicklungsstruktur, wobei die Statorpole mit Windungen von Spulen der jeweiligen Phasen konzentrisch versehen sind. 131 zeigt einen Zustand, in dem der Stator entlang des Umfangs um einen Zyklus abgewickelt wurde. Die Figur zeigt eine Anordnung der Wicklungen U, V, W und dergleichen. Die horizontale Achse gibt den elektrischen Winkel an, in dem ein Zyklus 720° entspricht. N- und S-Pol-Permanentmagnete sind auf dem Umfang und abwechselnd auf einer Oberfläche eines Rotors 2 angeordnet. U-Phasen-Statorpole TBU1 und TBU2 eines Stators 4 sind mit Windungen von U-Phasen-Wicklungen WBU1 bzw. WBU2 versehen. Ebenso sind V-Phasen-Statorpole TBV1 und TBV2 mit Windungen von V-Phasen-Wicklungen WBV1 bzw. WBV2 versehen. W-Phasen-Statorpole TBW1 und TBW2 sind mit Windungen von W-Phasen-Wicklungen WBW1 bzw. WBW2 versehen. Bürstenlose Motoren mit einer solchen Struktur sind derzeit für industrielle und Haushaltsverwendungen weit verbreitet.
128 ist ein transversaler Querschnitt, der eine Konfiguration eines anderen Stators darstellt. Der in 128 gezeigte Stator besitzt eine Konfiguration mit 24 Schlitzen, die eine verteilte Wicklung für Motoren mit 4 Polen ermöglichen kann. Dieser Stator kann ermöglichen, dass seine magnetomotorische Umfangskraftverteilung eine vergleichsweise glatte Sinusform aufweist. Aus diesem Grund wird diese Art von Stator beispielsweise für bürstenlose Motoren, Synchronmotoren vom Feldwicklungstyp und Induktionsmotoren umfangreich verwendet. Insbesondere ist es erwünscht, dass Drehmagnetfelder durch einen Stator beispielsweise im Fall von synchronen Reluktanzmotoren und verschiedenen Arten von Motoren, die ein Reluktanzdrehmoment anwenden, oder Induktionsmotoren genau produziert werden. Für diese Motoren ist eine Statorstruktur mit konzentrierter Wicklung, die in 112 gezeigt ist, geeignet. Es sei zu Vorstehendem auf die japanische Patentoffenlegungsschrift JP H06-261 513 A (siehe Seite 3 und 1 bis 3), verwiesen.
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG VON DER ERFINDUNG ZU LÖSENDE PROBLEME
Der in 129, 130 und 131 gezeigte herkömmliche bürstenlose Motor hat auf Grund der Notwendigkeit, jedem der Statorpole Windungen einer Motorwicklung zu geben, eine komplizierte Struktur zur Folge. Aus diesem Grund musste jede Motorwicklung an der Rückseite jedes Schlitzes angeordnet werden, was wiederum ein Problem der Verschlechterung der Produktivität hinsichtlich des Verleihens von Windungen der Motorwicklungen verursacht hat. Diese Struktur hat auch ein Problem einer Schwierigkeit bei der Verringerung der Größe, der Verbesserung des Wirkungsgrades und der Verringerung der Kosten verursacht. Auf Grund der Struktur, bei der nur drei vorspringende Statorpole innerhalb eines Bereichs von 360° el. (elektrischer Winkel) angeordnet sind, war es überdies schwierig, die durch den Stator erzeugte magnetomotorische Kraft in einer Sinusform zu erzeugen, um Drehmagnetfelder mit Genauigkeit zu erzeugen. Daher bestand ein Problem, dass Anwendungen eines solchen Motors auf synchrone Reluktanzmotoren und verschiedene Arten von Motoren, die ein Reluktanzdrehmoment anwenden, oder Induktionsmotoren schwierig ist. Es gibt ein Verfahren, dass jeder Zahn eines Statorkerns in einige Teile unterteilt wird, um Wicklungswindungen zu geben, und dann die Teile miteinander gekoppelt werden. Ein Problem dieses Verfahren ist jedoch, dass die Herstellungsprozesse kompliziert gemacht werden.
Die in 128 gezeigte Statorstruktur, die eine verteilte Wicklung ermöglicht, kann die Verteilung der magnetomotorischen Kraft in eine glatte Sinusform bilden. Die Notwendigkeit für das Einfügen jeder Wicklung von einer Öffnung eines Schlitzes hat jedoch den Raumfaktor verringert, während die axiale Länge jedes Spulenendes vergrößert wurde. Folglich bestand ein Problem einer Schwierigkeit bei der Verringerung der Motorgröße sowie ein Problem einer niedrigen Produktivität der Wicklungen.
Die JP S59-063 972 A und auch die US 2005/0012427 A1 offenbaren einen mehrphasigen Elektromotor mit den Merkmalen des Oberbegriffes des anliegenden Anspruchs 1.
Die vorliegende Erfindung hat als ihre Aufgabe das Schaffen eines mehrphasigen Elektromotors, der die Motorgröße verringern, den Wirkungsgrad verbessern und die Kosten verringern kann. Insbesondere kann der Motor der vorliegenden Erfindung die Produktivität und den Wicklungsraumfaktor verbessern, indem er eine einfache schleifenförmige Wicklungsstruktur schafft. Eine schleifenförmige Wicklung im Sinne der Erfindung ist tatsächlich eine ringförmige Wicklung. In diesem Sinne bezeichnet vorliegend eine Schleifenwicklung eine Ringwicklung. Außerdem besitzt der Stator des Motors der vorliegenden Erfindung Magnetpfade und Magnetpole, die für jede Phase für den Zweck der Vereinfachung getrennt sind, obwohl das von den Arten der Statoren abhängt.
MITTEL ZUM LÖSEN DER PROBLEME
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch einen mehrphasigen Elektromotor mit den Merkmalen des anliegenden Anspruchs 1 gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen sind Gegenstand der dem Anspruch 1 nachgeordneten Ansprüche, deren Inhalt hierdurch ausdrücklich zum Bestandteil der Beschreibung gemacht wird, ohne an dieser Stelle den Wortlaut zu wiederholen.
Die Ausführungen dieser Beschreibung betreffend die 1–19, 41–46, 58–61, 88–111 und 113–128 sind nicht zur Erfindung gehörig. Diese Beschreibungsteile dienen dem Verständnis der beanspruchten Erfindung und verbleiben als Offenbarungsgehalt in der Patentschrift.
Die Ausführungen dieser Beschreibung betreffend die 112 und 129–131 betreffen den Stand der Technik und sind ebenso nicht zur Erfindung gehörig.
Im Fall, dass die Anzahl von Phasen NN drei oder mehr ist, kann ein besserer Wirkungsgrad durch Herumführen der Wicklungen einer bestimmten Phase in Positionen, die um fast eine Anzahl NN/2 von Statorpolgruppen von einer bestimmten Statorpolgruppe beabstandet sind, erreicht werden, um entgegengesetzte Ströme durch diese zu leiten, anstatt indem einfach Ströme derselben Phase entgegengesetzt geleitet werden, wobei die fragliche Statorpolgruppe in der Rotorwellenrichtung sandwichartig eingefügt ist.
Durch Trennen einer schleifenförmigen Wicklung von den Statorpolen und Rotorpolen kann die Wicklung in eine Schleifenform vereinfacht werden, um die Produktivität zu verbessern und den Raumfaktor der Wicklung zu verbessern.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auch auf einen Motor, in dem eine Statorpolgruppe und eine Rotorpolgruppe einer Phase so angeordnet sein können, dass sie einander gegenüberliegen, wobei Statorpolgruppen anderer Phasen und Rotorpolgruppen anderer Phasen separat angeordnet sind.
Eine solche Struktur eines Motors kann die Struktur und Form der Wicklungen und des Stators vereinfachen. Gleichzeitig können der Wirkungsgrad und die Produktivität des Motors in seiner Gesamtheit verbessert werden.
Jede der Schleifenwicklungen kann am Stator befestigt sein, während das Ganze oder ein Abschnitt der Schleifenwicklung so konfiguriert sein kann, dass sie sich zu einem vertieften Abschnitt auf der Rotorseite erstreckt. Folglich können der Kupferverlust und die Kraftlinienstreuung verringert werden.
Jede der Schleifenwicklungen kann zwischen den Statorpolgruppen angeordnet sein, um eine magnetomotorische Kraft von Strömen auf jede Stator- und Rotorpolgruppe aufzubringen. Die Art der Schleifenwicklungen kann verschiedenartig verbessert werden. Insbesondere können Aussparungen an einer äußeren Umfangsoberfläche des Rotors geschaffen werden, wobei die Oberfläche dem Stator gegenüberliegt, um einen Abschnitt oder alles von jeder der Schleifenwicklungen in Positionen anzuordnen, die weiter innen liegen als der Außendurchmesser der Rotorpolgruppen. Das Anordnen der Schleifenwicklungen auf der Innendurchmesserseite kann die Verringerung der Wicklungslänge, des Kupferverlusts, der Menge an verwendetem Kupfer, was zur Verringerung der Kosten und zur Verringerung des Gewichts führt, verwirklichen. Ferner können Wicklungen zwischen den Stator- und Rotorpolen der individuellen Phasen angeordnet werden. Dies hat einen Effekt der Verringerung der statisch-magnetisch aufgebrachten magnetomotorischen Kraft zwischen den Phasen, um dadurch die Kraftlinienstreuung zwischen den Phasen zu verringern. Wie später beschrieben wird, kann die Anordnung von abgeflachten Wicklungsleitern einen Effekt der Induktion von Wirbelströmen für die Erhöhung/Verringerung der Magnetflüsse, die durch die abgeflachten Leiter hindurchtreten, und des Milderns der Erhöhung/Verringerung der Magnetflüsse haben. Folglich kann die Kraftlinienstreuung zwischen den Phasen verringert werden. Außerdem sind die Räume für die Anordnung der Schleifenwicklungen die leeren Räume, die nach dem Anordnen der Magnetpole und der Magnetpfade der individuellen Phasen verbleiben. Folglich können die leeren Räume effektiv genutzt werden.
Mit Bezug auf die Kraftlinienstreuung kann das Erhöhen der Kraftlinienstreuung den Leistungsfaktor des Rotors verringern und eine magnetische Sättigung in den Magnetpfaden verursachen, was ein Problem der Verringerung des maximalen Drehmoments des Motors erzeugt. Dies ist bei der Verringerung der Größe von Motoren ein sehr ernstes Problem.
In den Schleifenwicklungen der individuellen Phasen können zwei oder mehr Schleifenwicklungen, die sich im gleichen Raum befinden, zu einer einzigen Schleifenwicklung kombiniert werden. Dies hat einen Effekt der Vereinfachung der Wicklungskonfiguration des Motors. Dies hat auch einen Effekt der Verringerung des Kupferverlusts, da die Amplitude des kombinierten Stroms klein wird, falls beide Ströme vor dem Kombinieren der zwei Wicklungen voneinander verschiedene Phasen aufweisen.
Die außerhalb der zwei Statorpolgruppen angeordneten Schleifenwicklungen, die an beiden Enden in der Rotorwellenrichtung angeordnet sind, können entfernt werden, da diese Schleifenwicklungen eine beträchtlich kleine elektromagnetische Wirkung haben. Folglich kann der Motor vereinfacht werden.
Wenn die Phasendifferenz zwischen zwei benachbarten Statorpolgruppen so konfiguriert ist, dass sie etwa 180° ist, können die leeren Räume beider Statorpole sehr vorteilhaft genutzt werden, um zu ermöglichen, dass die Statorpole in der Rotorwellenrichtung gegenseitig ausgedehnt werden. In dieser Konfiguration kann die Länge jedes Statorpols in der Rotorwellenrichtung verlängert werden, was zur Verringerung der Kraftlinienstreuung zwischen den Statorpolen und zur Verringerung der magnetischen Sättigung in den Magnetpfaden der individuellen Phasen führt. Außerdem können die leeren Räume an der Oberfläche des Rotors auch verkleinert werden, um dadurch das Drehmoment des Motors zu verbessern. In diesem Fall kann jede Wicklung in der Rotorwellenrichtung in Übereinstimmung mit der Statorpolkonfiguration wellig gemacht werden. Folglich kann die Kraftlinienstreuung zwischen den Statorpolen verringert werden, die durch die magnetomotorische Kraft verursacht wird, die auf die gegenseitigen Statorpole einwirkt, was zur Verringerung der magnetischen Sättigung führt. Daher kann das maximale Drehmoment des Motors verbessert werden und folglich kann die Motorgröße verringert werden.
Der Freiheitsgrad in der Struktur der Statorpole und der Rotorpole kann durch Vorsehen eines weichmagnetischen Abschnitts (RSP1), der mit dem hinteren Joch des Rotors magnetisch verbunden ist und einem weichmagnetischen Abschnitt des Stators durch einen Luftspaltabschnitt zwischen dem Rotor und dem Stator gegenüberliegt, und eines weichmagnetischen Abschnitts (SSP1), der mit dem hinteren Joch des Stators magnetisch verbunden ist und dem weichmagnetischen Abschnitt des Rotors durch einen Luftspaltabschnitt zwischen dem Rotor und dem Stator gegenüberliegt, erhöht werden.
Das Drehmoment kann durch Vorsehen von Magnetfluss-Induktionsmitteln (MRN) in der Nähe der Rotorpole und Statorpole einer Phase zum Richten der Magnetflusskomponenten (ϕRN) einer Phase mit einer Phasendifferenz von etwa 180° el. von einem Magnetfluss (ϕN) der relevanten Phase erhöht werden.
In diesem Fall können die Statorpole, die an der Vorderseite und Rückseite von Permanentmagneten angeordnet sind, verschiedene Phasen aufweisen, um den Motor wirksamer zu konfigurieren.
Statorpole der individuellen Phasen können gegenüber Permanentmagneten der Rotorpole entlang desselben Umfangs angeordnet sein. Folglich können die Magnetpfade und Schleifenwicklungen der individuellen Phasen so strukturiert sein, dass sie in der Rotorwellenrichtung oder in der radialen Richtung getrennt sind.
In einem Zweiphasenmotor kann eine Umfangsphasendifferenz zwischen einer A-Phasen-Magnetpolgruppe und einer B-Phasen-Magnetpolgruppe vielmehr 100° oder mehr als 90° sein, um das mittlere Drehmoment zu erhöhen.
Ein Motor kann unter Verwendung von Magnetflüssen an sowohl der vorderen als auch der hinteren Oberfläche eines Permanentmagnets als Magnetflüsse derselben Phase konfiguriert werden.
Ein Motor kann durch Vorsehen einer Magnetpolgruppe (PMP9), in der weichmagnetische Abschnitte auf dem Umfang mit Permanentmagneten abwechseln, deren Pole in eine zur Umfangsrichtung senkrechte Richtung orientiert sind, und einer ähnlichen Magnetpolgruppe (PMP10), die so angeordnet ist, dass sie der Magnetpolgruppe (PMP9) gegenüberliegt, konfiguriert werden.
Ein Motor kann mit einer Magnetpolgruppe (PMP11) versehen sein, in der weichmagnetische Abschnitte auf dem Umfang mit Permanentmagneten abwechseln, deren Pole in eine Richtung der weichmagnetischen Abschnitte orientiert sind, wobei die weichmagnetischen Abschnitte eine Abwechslung von N- und S-Polen entlang des Umfangs schaffen.
Ein Motor kann unter Verwendung eines Stators oder eines Rotors konfiguriert werden, wobei weichmagnetische Abschnitte auf dem Umfang mit Permanentmagneten abwechseln, die in der parallelen und radialen Richtung angeordnet sind.
Ein Motor kann konfiguriert werden, indem auf dem Umfang eingekerbte weichmagnetische Rotorpole und Statorpole bereitgestellt werden.
Ein Motor kann konfiguriert werden, indem jedem Rotor- oder Statorpol hinsichtlich der Fläche eine auf dem Umfang sinusförmige Form verliehen wird, so dass der Motor durch sinusförmige Ströme angetrieben werden kann, um nur ein kleines Oberwellendrehmoment und eine kleine Drehmomentwelligkeit zu verursachen.
Jeder der vorstehend erwähnten Motoren kann alternativ als so genannter Außenrotormotor mit einem Rotor, der an einer äußeren Umfangsseite angeordnet ist, und einem Stator, der an einer inneren Umfangsseite angeordnet ist, konfiguriert sein. Alternativ kann jeder der obigen Motoren als Axialspaltmotor konfiguriert sein, in dem die Rotorpole und Statorpole in der Rotorwellenrichtung einander gegenüberliegen.
Abschnitte der Rotorpole und Abschnitte der Statorpole, die einander gegenüberliegen, können eingekerbt sein, so dass eine Drehrate dϕ/dθ eines Magnetflusses ϕ, der darauf einwirkt, erhöht werden kann und dass das Drehmoment erhöht werden kann.
Für die Motoren der Erfindung, in denen die Magnetflüsse auch entlang der Rotorwellenrichtung gerichtet sind, können elektromagnetische Stahlplatten (SP1) als Elemente zum Bilden der weichmagnetischen Abschnitte des Motors verwendet werden und in einer zur axialen Richtung senkrechten Richtung angeordnet werden, während elektromagnetische Stahlplatten (SP2) in einem Loch oder vertieften Abschnitt der elektromagnetischen Stahlplatte (SP1) in einer Richtung, die die elektromagnetischen Stahlplatten (SP1) kreuzt, angeordnet werden können. Folglich können die Magnetflüsse im Motor in dreidimensionalen Richtungen geleitet werden.
Der Motor der vorliegenden Erfindung kann Elemente verwenden, die erhalten werden, indem ein weichmagnetisches Metallpulver Formpressen unterzogen wird. Massekerne sind effektiv, da die Magnetflüsse in beliebige Richtungen gerichtet werden können.
Der Motor der vorliegenden Erfindung kann unter Verwendung von Teilen konfiguriert werden, die erhalten werden, indem magnetische Stahlplatten so gebogen werden, dass sie eine einfache Struktur aufweisen.
Der Motor der vorliegenden Erfindung kann unter Verwendung von weichmagnetischen Elementen konfiguriert werden, die durch Stapeln von elektromagnetischen Stahlplatten und amorphen Schichten erhalten werden.
Abschnitte oder alles der Wicklungen des Motors der vorliegenden Erfindung können aus Metallrohren bestehen, die mit einem Kühlmechanismus mit einer Struktur versehen sind, in der Flüssigkeit oder Gas durch die Metallrohre geleitet wird, die als Leiter dienen.
Jeder Statorpol kann erweitert werden, um eine Beziehung MLP > ML/SN herzustellen, wobei ML eine Länge des Stators in der Rotorwellenrichtung ist, SN die Anzahl von vorspringenden Statorpolgruppen ist, wobei jede Gruppe aus mehreren vorspringenden Polen besteht, die entlang des Umfangs des Stators im Wesentlichen in demselben elektrischen Winkel angeordnet sind, und MLP eine Länge jeder Statorpolgruppe in der Rotorwellenrichtung ist.
In diesem Fall kann jede Wicklung im Wesentlichen eine Schleifenform aufweisen, die mit einer welligen Form in der Rotorwellenrichtung in Übereinstimmung mit der Anordnung der vorspringenden Statorpole in jeder Phase und den Einkerbungen der vorspringenden Statorpole in jeder Phase in der Rotorwellenrichtung versehen ist.
Jede Wicklung als Leiter kann aus einem abgeflachten Draht bestehen, so dass sie eine Struktur zum Mildern der Erhöhung/Verringerung von ausgetretenen Magnetflusskomponenten, die durch den Draht hindurchtreten, aufweist.
Der Motor der vorliegenden Erfindung kann in einer solchen Weise konfiguriert werden, dass die Statorpole derselben Phase in einer Schrittweite von 720° el. angeordnet werden, um beispielsweise die Kraftlinienstreuung oder die magnetische Sättigung in den Magnetpfaden zu verringern.
In einem N-phasigen P-Pol-Motor kann die Anzahl von Statorpolen geringer als (P × N/2) sein. In diesem Fall können die Statorpole angeordnet werden, indem die Positionen von individuellen Statorpolen vielmehr so auf dem Umfang verschoben werden, dass sie nahe den individuellen Phasen liegen, als sie entlang des Umfangs mit einem gleichmäßigen Intervall dazwischen angeordnet werden. Folglich kann das Motordrehmoment verbessert werden.
In einem Dreiphasenmotor der vorliegenden Erfindung mit einer mit zwei Wicklungen versehenen Konfiguration können die zwei Wicklungen in Reihe geschaltet werden, wobei Ausgänge eines Dreiphasen-Wechselrichters mit drei Punkten, d. h. beiden Enden und einem Verbindungsabschnitt, verbunden werden. Folglich kann eine Steuerung durch Liefern von symmetrischen Dreiphasenströmen mit einem Dreiphasen-Wechselrichter bewirkt werden.
Im Motor der vorliegenden Erfindung mit einer Anzahl N (N ist eine positive ganze Zahl) von Phasen und einer Anzahl (N – 1) von Wicklungen können die Wicklungen sterngeschaltet werden, um eine Anzahl (N – 1) von Anschlüssen und einen Anschluss am Mittelpunkt der Sternschaltung zu erhalten. Folglich wird eine Summe der Anzahl N von Motoranschlüssen erhalten, wobei die Anschlüsse mit einem N-Phasen-Wechselrichter verbunden werden können, um eine Steuerung mit N-phasigen symmetrischen Spannungen und Strömen zu bewirken.
Im Motor der vorliegenden Erfindung mit einer Anzahl N (N ist eine positive ganze Zahl) von Phasen und einer Anzahl (N – 1) von Wicklungen können die Wicklungen dreieckgeschaltet werden, während die Wicklungen an beiden Enden offen gelassen werden, d. h. ein erster Anschluss und ein (N – 1)-ter Anschluss, ohne verbunden zu werden, um eine Anzahl (N – 2) von Wicklungsverbindungsabschnitten und beide Endabschnitte zu erhalten. Folglich wird eine Summe der Anzahl N von Motoranschlüssen erhalten, wobei die Anschlüsse mit einem N-Phasen-Wechselrichter verbunden werden können, um eine Steuerung mit N-phasigen symmetrischen Spannungen und Strömen zu bewirken.
Zwei oder mehr der Motoren der vorliegenden Erfindung und der herkömmlichen Motoren können zu einem einzelnen Motor integriert werden. Ein solcher Motor kann beispielsweise durch Montieren eines Außenrotormotors an einer Innendurchmesserseite des Motors, Montieren eines Innenrotormotors an einer Außendurchmesserseite des Motors und Bringen beider der Rotoren in Integration konfiguriert werden.
VORTEILE DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung kann einen Motor schaffen, der die Motorgröße verringern, den Motorwirkungsgrad verbessern und die Kosten verringern kann. Insbesondere kann die vorliegende Erfindung die Produktivität und den Wicklungsraumfaktor des Motors durch Schaffen einer einfachen Schleifenwicklungsstruktur verbessern. Außerdem können Magnetpfade und Magnetpole des Stators für jede Phase zur Vereinfachung getrennt werden, obwohl es von den Typen von Statoren abhängt.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die 1–19, 41–46, 58–61, 88–111, und 113–128 dienen nur dem Verständnis der beanspruchten Erfindung, und sind nicht zur Erfindung gehörig.
Die 112 und 129–131 beziehen sich auf Stand der Technik, und sind nicht zur Erfindung gehörig.
1 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Dreiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
2 ist eine lineare Umfangsabwicklung, die eine Oberflächenkonfiguration des in 1 dargestellten Rotors darstellt;
3 stellt schematische Querschnitte des in 1 dargestellten Stators dar;
4 ist eine lineare Umfangsabwicklung, die eine innere Umfangsoberfläche des in 1 dargestellten Stators darstellt;
5 stellt einen Vorder- und Seitenaufriss von einer der in 1 dargestellten Statorwicklungen dar;
6 ist eine lineare Umfangsabwicklung, die die in 1 dargestellten Schleifenwicklungen darstellt;
7 stellt die in 6 gezeigten Wicklungen dar, die paarweise kombiniert sind;
8 stellt eine Beziehung zwischen den Statorpolen und den Wicklungen dar, die in 1 dargestellt sind;
9 ist ein Vektordiagramm, das eine Beziehung zwischen Strömen, Spannungen und dem Drehmoment des in 1 dargestellten Motors vektoriell darstellt;
10 stellt eine Modifikation der inneren Umfangsoberfläche der Statorpole des in 1 dargestellten Motors dar;
11 stellt eine Modifikation der inneren Umfangsoberfläche der Statorpole des in 1 dargestellten Motors dar;
12 stellt eine Modifikation der inneren Umfangsoberfläche der Statorpole des in 1 dargestellten Motors dar;
13 stellt eine Modifikation der inneren Umfangsoberfläche der Statorpole des in 1 dargestellten Motors dar;
14 ist ein Querschnitt, der jeden von verschiedenen Typen von Rotoren mit Permanentmagneten darstellt;
15 ist ein Querschnitt, der jeden von verschiedenen Typen von Rotoren mit Permanentmagneten darstellt;
16 ist ein Querschnitt, der jeden von verschiedenen Typen von Rotoren mit Permanentmagneten darstellt;
17 ist ein Querschnitt, der jeden von verschiedenen Typen von Rotoren mit Permanentmagneten darstellt;
18 ist ein Querschnitt, der einen Rotor eines mit vorspringenden Polen versehenen Reluktanzmotors veranschaulicht;
19 ist ein schematischer Querschnitt, der einen Rotor eines Induktionsmotors darstellt;
20 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Sechsphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
21 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Sechsphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
22 stellt schematische Querschnitte des in 20 und 21 dargestellten Stators dar;
23 stellt Vektorbeziehungen dar, die zwei bis sechs Phasen zugeordnet sind;
24 stellt Beziehungen dar, die der Vektorsynthese von zwei in sechs Phasen zugeordnet sind;
25 stellt Sechs-Phasen-Vektoren dar, die aus synthetisierten Vektoren bestehen;
26 stellt ein Beispiel einer Wicklungskonfiguration des in 20 dargestellten Motors dar;
27 ist ein schematischer Querschnitt eines Dreiphasenmotors mit Schleifenwicklungen;
28 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt eines Dreiphasenmotors mit Schleifenwicklungen;
29 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt eines Dreiphasenmotors mit Schleifenwicklungen;
30 stellt Querschnittskonfigurationen der in 29 dargestellten Magnetpole dar;
31 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt eines Dreiphasenmotors mit Schleifenwicklungen;
32 stellt eine Querschnittskonfiguration der in 31 dargestellten Magnetpole dar;
33 stellt eine Querschnittskonfiguration der in 31 dargestellten Magnetpole dar;
34 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt eines Zweiphasenmotors mit Schleifenwicklungen;
35 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Zweiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
36 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Zweiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
37 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Zweiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
38 ist eine lineare Abwicklung eines Magnetfluss-Induktionsmittels;
39 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Zweiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
40 stellt Querschnittskonfigurationen der Magnetole der Motoren, die in 34 bis 39 dargestellt sind, dar;
41 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Zweiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
42 stellt Querschnittskonfigurationen der in 41 dargestellten Magnetpole dar;
43 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Zweiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
44 stellt Querschnittskonfigurationen der in 43 dargestellten Magnetpole dar;
45 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Zweiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
46 stellt Querschnittskonfigurationen der in 45 dargestellten Magnetpole dar;
47 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Dreiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
48 stellt Querschnittskonfigurationen der in 47 dargestellten Magnetpole dar;
49 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Dreiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
50 stellt Querschnittskonfigurationen der in 49 dargestellten Magnetpole dar;
51 ist eine lineare Abwicklung der in 49 dargestellten Magnetpole;
52 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Zweiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
53 stellt eine Querschnittskonfiguration der in 52 dargestellten Magnetpole dar;
54 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Zweiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
55 stellt eine Querschnittskonfiguration der in 54 dargestellten Magnetpole dar;
56 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Dreiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
57 stellt Querschnittskonfigurationen der in 56 dargestellten Magnetpole dar;
58 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Zweiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
59 stellt eine Querschnittskonfiguration der in 58 dargestellten Magnetpole dar;
60 ist eine lineare Abwicklung der in 58 dargestellten Magnetpolkonfiguration;
61 stellt Spannungen und Ströme der Wicklungen des in 58 dargestellten Motors dar;
62 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Dreiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
63 stellt Querschnittskonfigurationen der in 62 dargestellten Magnetpole dar;
64 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Zweiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
65 stellt Querschnittskonfigurationen der in 64 dargestellten Magnetpole dar;
66 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Dreiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
67 stellt Querschnittskonfigurationen der in 66 dargestellten Magnetpole dar;
68 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Zweiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
69 stellt Querschnittskonfigurationen der in 68 dargestellten Magnetpole dar;
70 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Dreiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
71 stellt eine Querschnittskonfiguration der in 70 dargestellten Magnetpole dar;
72 stellt eine Querschnittskonfiguration der in 70 dargestellten Magnetpole dar;
73 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Dreiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
74 stellt eine Beziehung zwischen den Flüssen und den Strömen, die in 73 dargestellt sind, dar;
75 stellt eine Beziehung zwischen den Flüssen und den Strömen, die in 73 dargestellt sind, dar;
76 stellt Querschnittskonfigurationen der in 73 dargestellten Magnetpole dar;
77 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Dreiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
78 stellt eine Querschnittskonfiguration der in 77 dargestellten Magnetpole dar;
79 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Dreiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
80 stellt Querschnittskonfigurationen der in 79 dargestellten Magnetpole dar;
81 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Zweiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
82 stellt Querschnittskonfigurationen der in 81 dargestellten Magnetpole dar;
83 stellt Beziehungen zwischen einer magnetomotorischen Kraft, Magnetflüssen und einem Drehmoment des in 81 dargestellten Motors dar;
84 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Dreiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
85 stellt Querschnittskonfigurationen der in 84 dargestellten Magnetpole dar;
86 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Dreiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
87 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Dreiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
88 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Dreiphasen-Außenrotormotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
89 stellt Beispiele von Formen der Magnetpole der vorliegenden Erfindung dar;
90 stellt eine seitliche Konfiguration von Statorpolen und Rotorpolen dar;
91 stellt ein Beispiel einer Anordnung/Struktur von Permanentmagneten für einen Rotor dar;
92 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Dreiphasen-Außenrotormotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
93 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Dreiphasen-Außenrotormotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
94 stellt Querschnittskonfigurationen der in 92 dargestellten Magnetpole dar;
95 stellt Formen von Statorpolen und Rotorpolen dar;
96 stellt Formen von Statorpolen und Rotorpolen dar;
97 ist ein transversaler Querschnitt, der eine Struktur eines Rotors darstellt;
98 stellt eine Struktur eines Motors dar, in dem elektromagnetische Stahlplatten kombiniert sind;
99 stellt eine Konfiguration von gestapelten elektromagnetischen Stahlplatten dar;
100 ist ein vertikaler Querschnitt, der einen Motor darstellt, dessen weichmagnetische Abschnitte aus Massekernen bestehen;
101 ist ein vertikaler Querschnitt, der einen Motor darstellt, in dem weichmagnetische Abschnitte aus geformten elektromagnetischen Stahlplatten bestehen;
102 stellt vertikale Querschnitte von Motoren dar, in jedem von denen weichmagnetische Abschnitte aus geformten elektromagnetischen Stahlplatten bestehen;
103 stellt Beispiele von Strukturen dar, in denen elektromagnetische Platten und amorphes Metall gestapelt sind;
104 stellt Wicklungen, die mit Metallrohren strukturiert sind, und eine Kühlstruktur dar;
105 stellt Querschnittskonfigurationen der in 104 dargestellten Magnetpole dar;
106 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Vierphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
107 ist eine lineare Abwicklung einer inneren Umfangskonfiguration eines Stators eines Vierphasenmotors mit Schleifenwicklungen;
108 ist ein vertikaler Querschnitt des in 107 dargestellten Stators;
109 stellt abgeflachte Wicklungen, einen durch die Wicklung hindurchtretenden ausgetretenen Fluss und induzierte Wirbelströme dar;
110 ist eine lineare Abwicklung, die Statorpole eines Motors darstellt, wobei die Statorpole von individuellen Phasen in einer Schrittweite von 720° el. angeordnet sind;
111 ist eine lineare Abwicklung, die Statorpole eines Motors darstellt, in dem neun Statorpole für acht Pole angeordnet sind;
112 stellt ein Konzept der Verschiebung von Positionen der individuellen Statorpole des in 111 dargestellten Motors in der Drehrichtung in einer Richtung zum Erhöhen des Drehmoments dar;
113 stellt eine Beziehung zwischen einem Dreiphasen-Wechselstromwechselrichter und einem Dreiphasenmotor dar;
114 stellt eine Verbindungsbeziehung zum Antreiben eines Dreiphasenmotors mit vier Wicklungen wie z. B. der in 1 und 27 dargestellten Motoren unter Verwendung eines Dreiphasen-Wechselrichters dar;
115 stellt Spannungen und Ströme der vier Wicklungen dar, die beispielsweise in 1 und 27 dargestellt sind;
116 stellt eine Verbindungsbeziehung und Ströme der vier Wicklungen dar, die beispielsweise in 1 und 27 dargestellt sind;
117 stellt eine Verbindung zum Antreiben eines Dreiphasenmotors mit zwei Wicklungen, der beispielsweise in 7 und 28 dargestellt ist, unter Verwendung eines Dreiphasen-Wechselrichters dar;
118 stellt Spannungen und Ströme der zwei Wicklungen dar, die beispielsweise in 7 und 28 dargestellt sind;
119 stellt eine Verbindungsbeziehung und Ströme der zwei Wicklungen dar, die beispielsweise in 7 und 28 dargestellt sind;
120 stellt eine Verbindung zum Antreiben eines Motors mit zwei Wicklungen in drei Phasen unter Verwendung von zwei Einphasen-Wechselrichtern dar;
121 ist eine lineare Abwicklung von Statorpolen und Wicklungen eines Fünfphasenmotors;
122 stellt Flussvektorkomponenten und Stromvektorkomponenten jedes Statorpols dar;
123 stellt Stromvektorkomponenten in einer Sternschaltungsanordnung dar;
124 stellt durch (a) eine Konfiguration, in der die Wicklungen des Motors, die in 121 dargestellt sind, sterngeschaltet sind, um einen Mittelpunkt als einen Anschluss herauszuziehen, und durch (b) eine Konfiguration, in der die Wicklungen des Motors, die in 121 dargestellt sind, dreieckgeschaltet sind, um fünf Motoranschlüsse, einschließlich zwei Enden über den Wicklungen und zwei Verbindungspunkten der individuellen Wicklungen, zu erhalten, dar;
125 stellt Ströme des in 121 dargestellten Motors dar;
126 stellt Spannungen und mittlere Spannungen der Wicklungen des Motors, die in 121 dargestellt sind, dar;
127 stellt Spannungsdifferenzen zwischen den mittleren Spannungen, die in 127 dargestellt sind, und den Spannungen an den Anschlüssen, die in 124 dargestellt sind, dar;
128 ist ein Querschnitt, der eine Struktur eines Motors mit 3 Phasen, 4 Polen und 24 Schlitzen darstellt;
129 ist ein Querschnitt, der einen Motor mit 3 Phasen, 4 Polen und 6 Schlitzen mit konzentrierter Wicklung darstellt;
130 ist ein vertikaler Querschnitt, der den in 129 dargestellten Motor darstellt; und
131 ist eine lineare Abwicklung, die die Statoranordnung und die Wicklungen des in 130 dargestellten Motors darstellt.
Bezugszeichenliste

1: Rotorwelle
50: U-Phasen-Rotorpole
51: U-Phasen-Statorpole
54: V-Phasen-Rotorpole
55: V-Phasen-Statorpole
58: W-Phasen-Rotorpole
59: W-Phasen-Statorpole
82: Wicklungen für die Phasen U und V
83: Wicklungen für die Phasen V und W
453: Hinteres Joch
454: Hinteres Joch

BESTE ART ZUR AUSFÜHRUNG DER VORLIEGENDEN ERFINDUNG
Mit Bezug auf die Zeichnungen werden nachstehend Motoren gemäß einer Ausführungsform beschrieben, auf die die vorliegende Erfindung angewendet wird.
Zuallererst wird eine herkömmliche Basiskonfiguration in Zusammenhang mit dem Motor in Bezug auf die vorliegende Erfindung beschrieben. Dann wird eine Beschreibung über Konfigurationen und Operationen gegeben, die Merkmale schaffen, die für die vorliegende Erfindung besonders sind.
[Basiskonfiguration]
1 ist ein Querschnitt, der einen bürstenlosen Motor in Bezug auf die Basiskonfiguration darstellt. Ein bürstenloser Motor 150, der in 1 gezeigt ist, ist ein Motor mit acht Polen, der mit einem Dreiphasen-Wechselstrom betrieben wird, mit einem Rotor 11, Permanentmagneten 12 und einem Stator 14.
Der Rotor 11 ist mit den mehreren Permanentmagneten 12 versehen, die auf einer Oberfläche desselben angeordnet sind. In den Permanentmagneten 12 sind N-Pole und S-Pole auf dem Umfang und abwechselnd entlang der Oberfläche des Rotors 11 angeordnet. 12 ist eine Umfangsabwicklung des Rotors 11. Die vertikale Achse gibt einen mechanischen Winkel an. Eine Position bei 360° im mechanischen Winkel entspricht einer Position bei 1440° el.
Der Stator 14 umfasst vier U-Phasen-Statorpole 19, vier V-Phasen-Statorpole 20 und vier W-Phasen-Statorpole 21. Jeder der Statorpole 19, 20 und 21 weist eine Form auf, die in Richtung des Rotors 11 vorspringt. 4 ist eine Abwicklung, die eine innere Umfangskonfiguration des Stators 14 von der Seite des Rotors 11 gesehen darstellt. Die vier U-Phasen-Statorpole 19 sind entlang eines einzelnen Umfangs mit einem gleichmäßigen Intervall dazwischen angeordnet. Ebenso sind die vier V-Phasen-Statorpole 20 entlang eines einzelnen Umfangs mit einem gleichmäßigen Intervall dazwischen angeordnet. Die vier W-Phasen-Statorpole 21 sind entlang eines einzelnen Umfangs mit einem gleichmäßigen Intervall dazwischen angeordnet. Die vier U-Phasen-Statorpole 19 werden als U-Phasen-Statorpolgruppe bezeichnet. Die vier V-Phasen-Statorpole 20 werden als V-Phasen-Statorpolgruppe bezeichnet. Die vier W-Phasen-Statorpole 21 werden als W-Phasen-Statorpolgruppe bezeichnet. Unter diesen Statorpolgruppen werden die U- und W-Phasen-Statorpolgruppen, die an axialen Endabschnitten angeordnet sind, als Statorendpolgruppen bezeichnet und die restliche V-Phasen-Statorpolgruppe wird als Zwischenpolgruppe bezeichnet.
Die U-, V- und W-Phasen-Statorpole 19, 20 und 21 sind so angeordnet, dass sie in der axialen und der Umfangsposition zueinander verschoben sind. Insbesondere sind die Statorpolgruppen so angeordnet, dass sie entlang des Umfangs so verschoben sind, dass sie eine relative Phasendifferenz von 30° im mechanischen Winkel, was 120° el. entspricht, aufweisen. Die gestrichelten Linien in 4 geben die gegenüberliegenden Permanentmagnete 12 des Rotors 11 an. Eine Schrittweite der Rotorpole, die zum gleichen Pol gehören (d. h. die N-Pol-Permanentmagnete 12 oder die S-Pol-Permanentmagnete 12), ist 360° el. Unterdessen ist eine Schrittweite der Statorpole, die zur gleichen Phase gehören, auch 360° el.
Eine U-Phasen-Wicklung 15, V-Phasen-Wicklungen 16 und 17 und eine W-Phasen-Wicklung 18 sind zwischen den U-, V- und W-Phasen-Statorpolen 19, 20 bzw. 21 des Stators 14 angeordnet. 6 ist eine Umfangsabwicklung der Wicklungen der individuellen Phasen. Die U-Phasen-Wicklung 15 ist zwischen den U-Phasen-Statorpolen 19 und den V-Phasen-Statorpolen 20 vorgesehen und weist eine entlang des Umfangs schleifenförmige Form auf. Wenn ein Strom im Uhrzeigersinn von der Seite des Rotors 11 gesehen positiv ist (dasselbe soll für die Wicklungen anderer Phasen gelten), ist ein Strom Iu, der durch die U-Phasen-Wicklung 15 fließt, negativ (–Iu). Ebenso ist die V-Phasen-Wicklung 16 zwischen den U-Phasen-Statorpolen 19 und den V-Phasen-Statorpolen 20 vorgesehen und weist eine entlang des Umfangs schleifenförmige Form auf. Ein Strom Iv, der durch die V-Phasen-Wicklung 16 fließt, ist positiv (+Iv). Die V-Phasen-Wicklung 17 ist zwischen den V-Phasen-Statorpolen 20 und den W-Phasen-Statorpolen 21 vorgesehen und weist eine entlang des Umfangs schleifenförmige Form auf. Der Strom Iv, der durch die V-Phasen-Wicklung 17 fließt, ist negativ (–Iv). Die W-Phasen-Wicklung 18 ist zwischen den V-Phasen-Statorpolen 20 und den W-Phasen-Statorpolen 21 vorgesehen und weist eine entlang des Umfangs schleifenförmige Form auf. Ein Strom Iw, der durch die W-Phasen-Wicklung 18 fließt, ist positiv (+Iw). Diese drei Arten von Strömen Iu, Iv und Iw sind Dreiphasen-Wechselströme, deren Phasen um 120° zueinander verschoben sind. Durch die Ziffer 39 ist eine Wicklung zum Aufheben einer axialen magnetomotorischen Kraft angegeben.
Eine Statorpolkonfiguration und eine Wicklungskonfiguration jeder Phase des Stators 14 werden nachstehend im Detail beschrieben. 3 zeigt Querschnitte des in 1 gezeigten Stators. 3 zeigt durch (a) einen Querschnitt entlang einer AA-AA-Linie, durch (b) einen Querschnitt entlang einer AB-AB-Linie und durch (c) einen Querschnitt entlang einer AC-AC-Linie. Wie gezeigt, weist jeder der U-, V- und W-Phasen-Statorpole 19, 20 und 21 eine Form auf, die in Richtung des Rotors 11 vorspringt. Die U-, V- und W-Phasen-Statorpole 19, 20 und 21 sind so angeordnet, dass eine Positionsbeziehung hergestellt wird, die eine relative Phasendifferenz von 30° im mechanischen Winkel, was 120° el. entspricht, bereitstellt.
5 zeigt schematisch eine Form der U-Phasen-Wicklung 15 in einer Vorder- und Seitenansicht. Die U-Phasen-Wicklung 15 weist einen Wicklungsanfangsanschluss U und einen Wicklungsendanschluss N auf. Ebenso weist jede der V-Phasen-Wicklungen 16 und 17 einen Wicklungsanfangsanschluss V und einen Wicklungsendanschluss N auf. Die W-Phasen-Wicklung 18 weist einen Wicklungsanfangsanschluss W und einen Wicklungsendanschluss N auf. Wenn diese Phasenwicklungen einer Dreiphasen-Y-Schaltung unterzogen werden, werden die Wicklungsendanschlüsse N der Phasenwicklungen 15, 16, 17 und 18 verbunden. Die Ströme Iu, Iv und Iw, die durch die Phasenwicklungen 15, 16, 17 und 18 fließen, werden so gesteuert, dass sie Stromphasen sind, die ein Drehmoment zwischen den Statorpolen 19, 20 und 21 der individuellen Phasen und den Permanentmagneten 12 des Rotors 11 erzeugen. Die Steuerung wird so bewirkt, dass eine Beziehung Iu + Iv + Iw = 0 erfüllt ist.
Die nachstehende Beschreibung wird über eine Beziehung zwischen den Phasenströmen Iu, Iv und Iw und der den Statorpolen 19, 20 und 21 der individuellen Phasen durch diese Phasenströme verliehenen magnetomotorischen Kraft vorgesehen. 8 zeigt äquivalente Wicklungen der individuellen Phasenströme, die zur Abwicklung (4) der Statorpole 19, 20 und 21 der individuellen Phasen hinzugefügt sind, wie von der Seite einer Luftspaltebene (der Seite des Rotors 11) gesehen.
Die U-Phasen-Wicklung ist seriell und unidirektional um die vier U-Phasen-Statorpole 19 gewickelt. Folglich wird den U-Phasen-Statorpolen 19 eine unidirektionale magnetomotorische Kraft verliehen. Die U-Phasen-Wicklung, die um den zweiten U-Phasen-Statorpol 19 von links in 8 gewickelt ist, wird beispielsweise durch Drähte (3), (4), (5) und (6) gebildet. Diese Drähte werden in dieser Reihenfolge mehrere Male um den U-Phasen-Statorpol 19 gewickelt. Die Drähte (2) und (7) sind Verbindungsdrähte, die die benachbarten U-Phasen-Statorpole 19 verbinden und somit keine elektromagnetische Wirkung ausüben.
Eine detaillierte Untersuchung an Teilen des Stroms Iu, der durch eine solche U-Phasen-Wicklung fließt, zeigt auf, dass die Beträge der Ströme in den Drähten (1) und (3) gleich sind, aber die Ströme in zueinander entgegengesetzter Richtung fließen, so dass die Amperewindung der magnetomotorischen Kraft kompensiert ist. Folglich können diese Drähte als in einem Zustand betrachtet werden, der zu dem Zustand äquivalent ist, in dem kein Strom geleitet wird. Hinsichtlich der Ströme in den Drähten (5) und (8) ist ebenso die Amperewindung der magnetomotorischen Kraft kompensiert. Folglich können diese Drähte als in einem Zustand betrachtet werden, der zu dem Zustand äquivalent ist, in dem kein Strom geleitet wird. Da die Ströme, die durch die Drähte fließen, die zwischen den U-Phasen-Statorpolen 19 angeordnet sind, konstant kompensiert sind, besteht folglich kein Bedarf, Ströme zu leiten, was zur möglichen Entfernung der betreffenden Drähte führt. Folglich kann betrachtet werden, dass der U-Phasen-Schleifenstrom Iu, der entlang des Umfangs des Stators 14 für die Drähte (10) und (6) fließt, gleichzeitig mit dem U-Phasen-Schleifenstrom –Iu fließt, der entlang des Umfangs des Stators 14 für die Drähte (4) und (9) fließt.
Überdies ist der U-Phasen-Schleifenstrom Iu, der entlang des Umfangs des Stators 14 für die Drähte (10) und (6) fließt, ein Schleifenstrom, der außerhalb des Statorkerns fließt. Außerhalb des Statorkerns existiert beispielsweise Luft mit einem großen magnetischen Widerstand und daher kann der Schleifenstrom eine geringe elektromagnetische Wirkung auf den bürstenlosen Motor 15 ausüben. Folglich kann das Weglassen des Schleifenstroms keinen Einfluss beinhalten, was zur möglichen Entfernung der Schleifenwicklung, die außerhalb des Statorkerns angeordnet ist, führt. (Obwohl diese Schleifenwicklung im obigen Beispiel weggelassen ist, kann sie belassen werden, ohne dass sie entfernt wird.) Folglich können die Wirkungen der U-Phasen-Wicklung, die in 1 gezeigt ist, als äquivalent zu jenen der U-Phasen-Schleifenwicklungen 15, die in 1 und 6 gezeigt sind, betrachtet werden.
Die in 8 gezeigte V-Phasen-Wicklung ist gefaltet und seriell um die vier V-Phasen-Statorpole 20 wie im Fall der U-Phasen-Wicklung gewickelt. In der Wicklung weisen Ströme, die durch die Drähte (11) und (13) fließen, denselben Betrag auf, sind jedoch entgegengesetzt gerichtet, so dass die Amperewindung der magnetomotorischen Kraft kompensiert ist. Folglich können diese Drähte als in einem Zustand betrachtet werden, der zu dem Zustand äquivalent ist, in dem kein Strom geleitet wird. Ebenso ist die Amperewindung der magnetomotorischen Kraft hinsichtlich der Ströme, die durch die Drähte (15) und (18) fließen, kompensiert. Folglich kann betrachtet werden, dass der V-Phasen-Schleifenstrom Iv, der entlang des Umfangs des Stators 14 für die Drähte (20) und (16) fließt, gleichzeitig mit dem V-Phasen-Schleifenstrom –Iv fließt, der entlang des Umfangs des Stators 14 für die Drähte (14) und (19) fließt. Folglich können die Wirkungen der in 1 gezeigten V-Phasen-Wicklung als äquivalent zu jenen der V-Phasen-Schleifenwicklungen 16 und 17, die in 1 und 6 gezeigt sind, betrachtet werden.
Die in 8 gezeigte W-Phasen-Wicklung ist gefaltet und seriell um die vier W-Phasen-Statorpole 21 wie im Fall der U-Phasen-Wicklung gewickelt. In der Wicklung weisen Ströme, die durch die Drähte (21) und (23) fließen, denselben Betrag auf, sind jedoch entgegengesetzt gerichtet, so dass die Amperewindung der magnetomotorischen Kraft kompensiert ist. Folglich können diese Drähte als in einem Zustand betrachtet werden, der zu dem Zustand äquivalent ist, in dem kein Strom geleitet wird. Ebenso ist die Amperewindung der magnetomotorischen Kraft hinsichtlich der Ströme, die durch die Drähte (25) und (28) fließen, kompensiert. Folglich kann betrachtet werden, dass der W-Phasen-Schleifenstrom Iw, der entlang des Umfangs des Stators 14 für die Drähte (30) und (26) fließt, gleichzeitig mit dem W-Phasen-Schleifenstrom –Iw fließt, der entlang des Umfangs des Stators 14 für die Drähte (24) und (29) fließt.
Überdies ist der W-Phasen-Schleifenstrom –Iw, der entlang des Umfangs des vorstehend erwähnten Stators 14 für die Drähte (24) und (29) fließt, ein Schleifenstrom, der außerhalb des Statorkerns fließt. Außerhalb des Statorkerns existiert beispielsweise Luft mit einem großen magnetischen Widerstand und daher kann der Schleifenstrom eine geringe elektromagnetische Wirkung auf den bürstenlosen Motor 15 ausüben. Folglich kann das Weglassen des Schleifenstroms keinen Einfluss beinhalten, was zur möglichen Entfernung der Schleifenwicklung führt, die außerhalb des Statorkerns angeordnet ist. Folglich können die Wirkungen der in 8 gezeigten W-Phasen-Wicklung als äquivalent zu jenen der schleifenförmigen W-Phasen-Wicklung 18, die in 1 und 6 gezeigt ist, betrachtet werden.
Wie vorstehend beschrieben, können die Wicklungen und der Strom, die den Phasenstatorpolen 19, 20 und 21 des Stators 14 elektromagnetische Wirkungen verleihen, durch vereinfachte Schleifenwicklungen ersetzt werden. Außerdem können die Schleifenwicklungen an den axialen Enden des Stators 14 entfernt werden. Folglich kann die Menge an Kupfer, die für den bürstenlosen Motor 15 verwendet wird, signifikant verringert werden, um dadurch das Erreichen eines hohen Wirkungsgrades und eines hohen Drehmoments zu ermöglichen. Da kein Bedarf für eine Umfangsanordnung einer Wicklung (von Drähten) zwischen den Statorpolen derselben Phase besteht, kann auch eine mehrpolige Struktur jenseits der herkömmlichen Struktur erreicht werden. Insbesondere kann die vereinfachte Wicklungsstruktur die Produktivität von Motoren mit verringerten Kosten verbessern.
Es sollte erkannt werden, dass die Magnetflüsse ϕm, ϕv und ϕw, die durch die U-, V- bzw. W-Phasen-Statorpole verlaufen, sich an einem hinteren Joch miteinander vereinigen, um eine Beziehung herzustellen, in der eine Gesamtsumme der 3-phasigen Wechselstrom-Magnetflüsse ”0” ist, wie durch eine Gleichung: ϕu + ϕv + ϕw = 0 ausgedrückt. Die in 109, 110 und 111 gezeigte herkömmliche Struktur ist eine Struktur, bei der jeweils zwei der vorspringenden Pole 19, 20 und 21, d. h. insgesamt sechs, die in 8 gezeigt sind, entlang desselben Umfangs angeordnet sind, wobei jeder der vorspringenden Pole dieselbe elektromagnetische Wirkung und Drehmomenterzeugung wie im bürstenlosen Motor 15 ausübt. Im Gegensatz zu dem in 1 bis 7 gezeigten bürstenlosen Motor 15 können jedoch bei dem in 109 und 110 gezeigten bürstenlosen Motor Abschnitte der Wicklung nicht entfernt werden oder er kann aus Strukturgründen keine vereinfachte Wicklung aufweisen.
Der bürstenlose Motor 15 weist die Konfiguration wie vorstehend beschrieben auf. Der Betrieb des bürstenlosen Motors 15 wird nun erläutert. 9 ist ein Vektordiagramm, das Ströme, Spannungen und das Ausgangsdrehmoment des bürstenlosen Motors 15 darstellt. Die X-Achse entspricht einer realen Achse und die Y-Achse entspricht einer imaginären Achse. Winkel gegen den Uhrzeigersinn in Bezug auf die X-Achse sind Vektorphasenwinkel.
Die Drehwinkelrate der Flüsse ϕu, ϕv und ϕw, die in den Statorpolen 19, 20 und 21 der individuellen Phasen des Stators 14 vorliegen, werden hierin als ”Einheitsspannung” bezeichnet und folglich sind die Beziehungen als Eu = dϕu/dθ, Ev = dϕv/dθ und Ew = dϕw/dθ bereitgestellt. Die relativen Positionen der Phasenstatorpole 19, 20 und 21 für den Rotor 11 (Permanentmagnete 12) sind um 120° el. verschoben, wie in 4 gezeigt. Wie in 9 gezeigt, ergeben folglich die Einheitsspannungen Eu, Ev und Ew, die durch eine Windung der Phasenwicklungen 15 bis 18 induziert werden, 3-phasige Wechselspannungen.
Unter der Bedingung, dass sich der Rotor mit einer konstanten Drehung dθ/dt = S1 dreht und die Anzahl von Windungen der Phasenwicklungen 15 bis 18 Wu, Wv und Ww sind, wobei jeder dieser Werte gleich Wc ist, werden die Induktionsspannungen Vu, Vv und Vw der Wicklungen 15 bis 18 durch die folgenden Formeln ausgedrückt. Es sollte erkannt werden, dass das Ignorieren der aus den Statorpolen ausgetretenen Flusskomponenten dazu führen kann, dass die Anzahl von Flussverkettungen Wu × ϕu in der U-Phasen-Wicklung, Wv × ϕv in der V-Phasen-Wicklung und Ww × ϕw in der W-Phasen-Wicklung ist. Vu = Wu × (–dϕu/dt) = –Wu × dϕu/dθ × dθ/dt = –Wu × Eu × S1 (1)
Ebenso gilt Vv = Wv × Ev × S1 (2) Vw = Ww × Ew ×S1 (3)
Die spezielle Beziehung zwischen den Wicklungen und den Spannungen ist folgendermaßen. Die Einheitsspannung Eu der U-Phase ist eine Spannung, die an einer Umkehrwindung der U-Phasen-Wicklung 15, die in 1 und 6 gezeigt ist, erzeugt wird. Die U-Phasen-Spannung Vu ist eine Spannung, die in einer Rückwärtsrichtung in der U-Phasen-Wicklung 15 erzeugt wird. Die Einheitsspannung Ev der V-Phase ist eine Spannung, die über einer Reihenschaltung von einer Windung der V-Phasen-Wicklung 16 und einer Umkehrwindung der V-Phasen-Wicklung 17 erzeugt wird. Die V-Phasen-Spannung Vv ist eine Spannung über einer Reihenschaltung der V-Phasen-Wicklung 16 und der Umkehr-V-Phasen-Wicklung 17. Die Einheitsspannung Ew der W-Phase ist eine Spannung, die an einer Windung der W-Phasen-Wicklung 18, die in 1 und 6 gezeigt ist, erzeugt wird. Die W-Phasen-Spannung Vw ist eine Spannung, die in einer Rückwärtsrichtung in der W-Phasen-Wicklung 18 erzeugt wird.
Um ein Drehmoment im bürstenlosen Motor 15 effizient zu erzeugen, müssen die Phasenströme Iu, Iv und Iw in dieselben Phasen eingespeist werden wie die Einheitsspannungen Eu, Ev bzw. Ew der Phasenwicklungen. In 9 wird angenommen, dass Iu, Iv und Iw sich in denselben Phasen befinden wie Eu, Ev bzw. Ew und der Spannungsvektor und der Stromvektor derselben Phase durch einen einzelnen Vektorpfeil für die Vereinfachung des Vektordiagramms dargestellt sind.
Eine Ausgangsleistung Pa und Phasenleistungen Pu, Pv und Pw des bürstenlosen Motors 15 werden durch die folgenden Formeln ausgedrückt: Pu = Vu × (–Iu) = Wu × Eu × S1 × Iu (4) Pv = Vv × Iv = Wv × Ev × S1 × Iv (5) Pw = Vw × Iw = Ww × Ew × S1 × Iw (6) Pa = Pu + Pv + Pw = Vu × Iu + Vv × Iv + Vw × Iw (7)
Ferner werden ein Ausgangsdrehmoment Ta und Phasendrehmomente Tu, Tv und Tw des bürstenlosen Motors 15 durch die folgenden Formeln ausgedrückt: Tu = Pu/S1 = Wu × Eu × Iu (8) Tv = Pv/S1 = Wv × Ev × Iv (9) Tw = Pw/S1 = Ww × Ew × Iw (10) Ta = Tu + Tv + Tw = Wu × Eu × Iu + Wv × Ev × Iy + Ww × Ew × Iw = Wc × (Eu × Iu + Ev × Iv + Ew × Iw) (11)
Es sollte erkannt werden, dass das den Spannungen, Strömen und Drehmomenten des bürstenlosen Motors 15 gemäß der vorliegenden Anmeldung zugeordnete Vektordiagramm dasselbe wie das dem in 109, 110 und 111 gezeigten herkömmlichen bürstenlosen Motor zugeordnete Vektordiagramm ist.
Eine Erläuterung wird nun über eine Methode zum Modifizieren der Phasenwicklungen und Ströme, die in 1 und 6 gezeigt sind, gegeben, wobei die Modifikation einen höheren Wirkungsgrad erreichen kann. Die U-Phasen-Wicklung 15 und die V-Phasen-Wicklung 16 sind Schleifenwicklungen, die benachbart zwischen den U-Phasen-Statorpolen 19 und den V-Phasen-Statorpolen 20 angeordnet sind. Diese Wicklungen können zu einer einzigen Wicklung kombiniert werden. Ebenso sind die V-Phasen-Wicklung 17 und die W-Phasen-Wicklung 18 Schleifenwicklungen, die benachbart zwischen den V-Phasen-Statorpolen 20 und den W-Phasen-Statorpolen 21 angeordnet sind. Diese Wicklungen können zu einer einzigen Wicklung kombiniert werden.
7 zeigt die Modifikation, bei der zwei Wicklungen zu einer einzigen Wicklung kombiniert sind. Wie aus dem Vergleich zwischen 7 und 6 ersichtlich ist, sind die U-Phasen-Wicklung 15 und die V-Phasen-Wicklung 16 durch eine einzige M-Phasen-Wicklung 38 ersetzt und die V-Phasen-Wicklung 17 und die W-Phasen-Wicklung 18 sind durch eine einzige N-Phasen-Wicklung 39 ersetzt. Der Strom (–Iu) der U-Phasen-Wicklung 15 und der Strom (Iv) der V-Phasen-Wicklung 16 werden addiert, um einen M-Phasen-Strom Im (= –Iu + Iv) zum Leiten durch die M-Phasen-Wicklung 38 zu erhalten. Der Zustand des Magnetflusses, der durch die M-Phasen-Wicklung 38 erzeugt wird, führt zum gleichen wie jenem des Magnetflusses, der durch Kombinieren der Magnetflüsse erhalten wird, die durch die U- und V-Phasen-Wicklungen 15 und 16 erzeugt werden, wodurch eine elektromagnetische Äquivalenz zwischen diesen Zuständen erreicht wird. Ebenso werden der Strom (–Iv) der V-Phasen-Wicklung 17 und der Strom (Iw) der W-Phasen-Wicklung 18 addiert, um einen N-Phasen-Strom In (= –Iv + Iw) zum Leiten durch die N-Phasen-Wicklung 39 zu erhalten. Der Zustand des Magnetflusses, der durch die N-Phasen-Wicklung 39 erzeugt wird, führt zu demselben wie jenem des Magnetflusses, der durch Kombinieren der Magnetflüsse erhalten wird, die durch die V- und W-Phasen-Wicklungen 17 und 18 erzeugt werden, wodurch eine elektromagnetische Äquivalenz zwischen diesen Zuständen erreicht wird.
Diese Zustände sind in 9 widergespiegelt. Eine Einheitsspannung Ein der M-Phasen-Wicklung 38 und eine Einheitsspannung En der N-Phasen-Wicklung 39, die in 9 gezeigt sind, werden durch die folgenden Formeln ausgedrückt: Em = –Eu = –dϕu/dθ En = Ew = dϕw/dθ
Ferner führen Vektorberechnungen der Spannung V, der Leistung P und des Drehmoments T der individuellen Wicklungen zu den folgenden Formeln: Vm = Wc × Em × S1 (12) Vn = Wc × En × S1 (13) Pm = Vm × Im = Wc × (–Eu) × S1 × (–Iu + Iv) = Wc × Eu × S1 × (–Iu + Iv) (14) Pn = Vn × In = Wc × Ew × S1 × (–Iv + Iw) (15) Pb = Pm + Pn = Vu × (–Iu + Iv) + Vw × (–Iv + Iw) (16) Tm = Pm/S1 = Wc × (–Eu) × (–Iu + Iv) (17) Tn = Pn/S1 = Wc × Ew × (–Iv + Iw) (18) Tb = Tm + Tn = Wc × ((–Eu × Im) + Ew × In) (19) = Wc × (–Eu × (–Iu + Iv) + Ew ×(–Iv + Iw)) = Wc × Eu × Iu × Wc × Iv × (–Eu – Ew) + Wc × Ew × Iw = Wc × (Eu × Iu + Ev × Iv + Ew × Iw) (20) da Eu + Ev + Ew = 0 (21)
Die durch Formel (11) angegebene Drehmomentformel wird durch drei Phasen ausgedrückt, während die durch Formel (19) angegebene Drehmomentformel durch zwei Phasen ausgedrückt wird. Obwohl die Ausdrücke in diesen Drehmomentformeln verschieden sind, ergibt die Erweiterung der Formel (19) Formel (20). Wie zu sehen ist, sind diese Formeln daher mathematisch äquivalent. Insbesondere falls die Spannungen Vu, Vv und Vw und die Ströme Iu, Iv und Iw symmetrische 3-phasige Wechselströme sind, ergibt das durch Formel (11) ausgedrückte Drehmoment Ta einen stationären Wert. In diesem Fall wird das durch Formel (19) ausgedrückte Drehmoment Tb als Summe einer Quadratfunktion der Sinuswelle erhalten, die eine Phasendifferenz, d. h. Kmn = 90°, zwischen Tm und Tn ist, und ergibt einen stationären Wert.
Die Formel (19) ist ein Ausdruck einer Betriebsart eines 2-Phasen-Wechselstrommotors und die Formeln (11) und (21) sind Ausdrücke von Betriebsarten eines 3-Phasen-Wechselstrommotors. Diese Werte sind gleich. In Formel (19) ist jedoch ein Kupferverlust zwischen einem Fall, in dem der Strom Im für (–Iu + Iv) zur M-Phasen-Wicklung 38 geliefert wird, und einem Fall, in dem die Ströme –Iu und Iv zur U- und V-Phasen-Wicklung 15 bzw. 16 geliefert werden, unterschiedlich, obwohl keine elektromagnetische Differenz besteht. Wie im Vektordiagramm von 9 gezeigt, ist eine reale Achsenkomponente des Stroms Im auf einen Wert reduziert, der durch Multiplizieren von Im mit cos 30° erhalten wird. Folglich kann das Liefern des Stroms Im zur M-Phasen-Wicklung 38 zu einem Kupferverlust von 75% führen, was eine Wirkung der Verringerung des Kupferverlusts um 25% ausübt.
Die Kombination der benachbart angeordneten Schleifenwicklungen kann nicht nur den Kupferverlust verringern, sondern auch die Produktivität von Motoren infolge der vereinfachteren Wicklungsstruktur verbessern, wodurch die Kosten weiter verringert werden können.
Nachstehend wird eine Modifikation der Formen der Pole in den Spaltoberflächen, die der Konfiguration des Stators 14 des in 1 gezeigten Motors zugeordnet ist, beschrieben. Die Formen der Pole des Stators 14 geben signifikante Einflüsse auf die Drehmomenteigenschaften und stehen mit einer Rastdrehmomentwelligkeit oder Drehmomentwelligkeit, die durch einen Versorgungsstrom induziert wird, eng in Beziehung. Ein spezielles Beispiel wird beschrieben, in dem die Formen der Statorpole in den individuellen Gruppen von Statorpolen modifiziert sind, so dass eine Konfiguration und Amplitude jeder Einheitsspannung, d. h. eine Drehänderungsrate des Magnetflusses, der sich in jeder Gruppe von Statorpolen befindet, im Wesentlichen auf einem gewissen Niveau gehalten werden kann, und dass eine Phasendifferenz von 120° el. aufrechterhalten werden kann.
10 ist eine Umfangsabwicklung von modifizierten Statorpolen. Die Statorpole 22, 23 und 24 der individuellen Phasen, die in 4 gezeigt sind, weisen Basisformen auf, wobei sie parallel zur Rotorwelle 11 angeordnet sind. Die Statorpole in jeder Phase weisen dieselben Formen auf und sind so angeordnet, dass sie eine relative Phasendifferenz von 120° el. besitzen. Es besteht eine Sorge, dass die Verwendung der Statorpole 22, 23 und 24 mit solchen Formen eine größere Drehmomentwelligkeit induzieren kann. In dieser Hinsicht kann die Ausbildung von kuppelförmigen Einkerbungen in einer radialen Richtung der Statorpole 22, 23 und 24 glatte elektromagnetische Effekte an den Randabschnitten ermöglichen, wodurch die Drehmomentwelligkeit verringert werden kann. Alternativ können kuppelförmige Einkerbungen in individuellen Poloberflächen der Permanentmagnete 12 des Rotors 11 ausgebildet werden, um eine sinusförmige Magnetflussverteilung in einer Umfangsrichtung zu verwirklichen, wodurch die Drehmomentwelligkeit verringert werden kann. Die durch die horizontale Achse von 10 angegebenen Winkel sind ein mechanischer Winkel entlang des Umfangs, wobei ein Zyklus, der vom linken Ende zum rechten Ende beginnt, 360° ist.
11 ist eine Umfangsabwicklung, die eine weitere Modifikation der Statorpole darstellt. Die Statorpole 25, 26 und 27 der individuellen Phasen, die in 11 gezeigt sind, sind um etwa 60° el. in bezug auf die in 10 gezeigte Basisformen schräg gestellt (auf dem Umfang um etwa 60° el. in bezug auf eine zur Rotorwelle 11 parallele Richtung geneigt). Dies hat einen Effekt der Verringerung der Drehmomentwelligkeit. Da die Breiten der Statorpole 25, 26 und 27 der individuellen Phasen kleiner sind als 180°, besteht ferner keine Verringerung der maximalen Magnetflüsse, die durch die Statorpole 25, 26 und 27 der individuellen Phasen hindurchtreten, was ein Merkmal ergibt, dass die Verringerung des Drehmomentmittelwerts klein ist.
Falls die Formen der Statorpole, die in 10 und 11 gezeigt sind, verwendet werden, werden Luftspalt-Oberflächenkonfigurationen der Statorpole verwirklicht, indem ermöglicht wird, dass die Enden der Statorpole der individuellen Phasen zwischen den Phasenwicklungen 15, 16, 17 und 18 und den Luftspaltabschnitten entlang der axialen Richtung des Rotors herausgelangen. Dies erfordert Räume für die Magnetpfade, so dass die Enden der Statorpole axial herausgelangen können, was ein Problem verursacht, dass eine äußere Form des Motors gewöhnlich auf Grund der Notwendigkeit für das Sicherstellen der Räume vergrößert wird.
12 ist eine Umfangsabwicklung, die eine weitere Modifikation der Statorpole, d. h. eine Modifikation der Statorpolformen zum Milder des Problems, darstellt. 12 zeigt ein Beispiel, in dem die Formen der Statorpole 28, 29 und 30 der individuellen Phasen so modifiziert wurden, dass eine Phasendifferenz von 120° el. aufrechterhalten wird, während die Konfigurationen und Amplituden der Einheitsspannungen Eu, Ev und Ew der individuellen Phasen im Wesentlichen gleich sind, unter der Bedingung, dass: die U-Phasen-Einheitsspannung, die einer Drehwinkelrate des Magnetflusses ϕu entspricht, der sich im U-Phasen-Statorpol 28 befindet, Eu (= dϕu/dθ) ist; die V-Phasen-Einheitsspannung, die einer Drehwinkelrate des Magnetflusses ϕv entspricht, der sich im V-Phasen-Statorpol 29 befindet, Ev (= dϕv/dθ) ist; und die W-Phasen-Einheitsspannung, die einer Drehwinkelrate des Magnetflusses ϕw entspricht, der sich im W-Phasen-Statorpol 30 befindet, Ew (= dϕw/dθ) im Stator 14 ist. Die Formen dieser Statorpole sind dadurch gekennzeichnet, dass die Länge von jeder der Luftspaltoberflächen der Statorpole 28, 29 und 30 für Zwischenabschnitte von individuellen Zähnen, d. h. die individuellen Statorpole, größtenteils klein ist, so dass die Magnetflüsse vom Rotor 11 leicht durch die Statorpoloberflächen und die Zwischenabschnitte der Zähne hindurchtreten können und ferner durch Magnetpfade in Richtung des hinteren Jochs des Stators 14 hindurchtreten können. Im Vergleich zu den in 10 und 11 gezeigten Statorpolformen können die Statorpolformen, die in 12 gezeigt sind, folglich die Räume zwischen den Phasenwicklungen 15, 16, 17 und 18 und den Luftspaltabschnitten verkleinern. Folglich kann die äußere Form des bürstenlosen Motors verkleinert werden.
13 ist eine Umfangsabwicklung, die eine weitere Modifikation der Statorpole darstellt, wobei die Statorpolformen, die in 10 gezeigt sind, weiter modifiziert sind. In dem in 13 gezeigten Beispiel sind die U- und W-Phasen-Statorpole 34 bzw. 36 an den axialen Enden der Rotorwelle 11 auf dem Umfang in der Polbreite um 180° el. erweitert. Der restliche Raum ist so verteilt und angeordnet, dass die V-Phasen-Statorpole 35 ausgeglichen sind. Hinsichtlich der Abschnitte der Zähne der U- und W-Phasen-Statorpole 34 bzw. 36, deren Oberflächen sich weit vom hinteren Joch entfernt befinden, sind deren Endabschnitte entfernt, da diese Endabschnitte so dünn sind, dass sie schwierig herzustellen sind. Mit der Ziffer 35 sind die V-Phasen-Statorpole angegeben.
Die Drehwinkelraten, d. h. die Einheitsspannungen Eu, Ev und Ew, an den Oberflächen der Statorpole der individuellen Phasen mit solchen Formen sind so modifiziert, dass sie denselben Wert besitzen, obwohl die Phasen verschieden sind. Folglich können die Formen dieser Statorpole den Durchgang von vergleichsweise großen effektiven Magnetflüssen ermöglichen und können vergleichsweise leicht hergestellt werden.
Die obige Beschreibung wurde über die gut bekannten Basiskonfigurationen und -operationen der in 1 bis 13 gezeigten Motoren gegeben. Für die Erörterung einer Motorstruktur, die das maximale Drehmoment so weit wie möglich erhöhen kann, muss folglich ein Motor aus einem anderen Blickpunkt untersucht werden. In der in 1 gezeigten Motorkonfiguration können beispielsweise die Formen der U-, V- und W-Phasen-Statorpole 19, 20 und 21 in einer Ebene, die dem Rotor zugewandt ist, in die Formen, die in 12 gezeigt sind, für den Zweck der Erhöhung des Drehmoments modifiziert werden. Unter der Annahme, dass auf Ne, Fe oder B basierende Seltenerdmagnete für die Permanentmagnete 12 des Rotors verwendet werden, kann eine Flussdichte von etwa 1,2 T erhalten werden. Eine nützliche Flussdichte von elektromagnetischen Stahlplatten ist unterdessen etwa 1,8 T. Daher kann das Liefern eines hohen Stroms, insbesondere für den Zweck des Erzeugens eines großen Drehmoments, ein Problem der Erzeugung einer magnetischen Sättigung am weichmagnetischen Abschnitt, der sich von einem Endabschnitt jedes Statorpols zum hinteren Joch des Stators erstreckt, erzeugen. In diesem Fall weist die Kraftlinienstreuung zwischen den Statorpolen der individuellen Phasen einen großen Wert auf, da die Statorpole benachbart vorgesehen sind. Folglich verringert dies nicht nur den Leistungsfaktor des Motors, sondern wird auch zu einer der Ursachen des Problems der magnetischen Sättigung. Das Erreichen der Endformen der Statorpole der individuellen Phasen, wie in 12 gezeigt, kann auch ein Problem, dass die Magnetpfadkonfiguration auf der Innendurchmesserseite des in 1 gezeigten Stators kompliziert wird, und ein Problem der Verkleinerung der Räume zur Anordnung der Wicklungen 15, 16, 17 und 18 erzeugen.
Diese Probleme können durch die Motoren in Bezug auf die vorliegende Erfindung gelöst werden, die mit Bezug auf die folgenden Ausführungsformen beschrieben werden.
[Ausführungsformen]
Die vorliegende Erfindung wurde durchgeführt, um das Strukturproblem, das in den in 128 und 129 gezeigten Motoren liegt, und das durch den Motor, wie in 1 gezeigt, erzeugte Problem beim Erzeugen eines großen Drehmoments zu lösen. Die vorliegende Erfindung schlägt Anordnungsbeziehungen zwischen Statorpolen, Rotorpolen und Schleifenwicklungen und spezielle Konfigurationen von Statorpolen und Rotorpolen vor.
20 zeigt ein Beispiel eines Sechsphasenmotors der vorliegenden Erfindung. Diese Figur zeigt eine Anordnungsbeziehung zwischen Statorpolen, Rotorpolen und Schleifenwicklungen. Mit der Ziffer 1 ist eine Rotorwelle, mit 6 ein Motorgehäuse und mit 3 sind Lager angegeben. Die Konfiguration mit diesen Teilen ist beim Beschreiben der elektromagnetischen Effekte des Motors nicht unbedingt erforderlich und kann daher nachstehend größtenteils aus den Fig. der Motoren der vorliegenden Erfindung weggelassen werden.
Mit der Ziffer 51 sind A-Phasen-Statorpole, mit 53 B-Phasen-Statorpole, mit 55 C-Phasen-Statorpole, mit 57 D-Phasen-Statorpole, mit 59 E-Phasen-Statorpole und mit 61 F-Phasen-Statorpole angegeben. Mit der Ziffer 80 ist ein hinteres Joch des Stators angegeben, das als Magnetpfad dient, der zwischen den Statorpolen der individuellen Phasen geteilt werden soll.
Die Rotorpole 50, 52, 54, 56, 58 und 60 der Phasen, A, B, C, D, E bzw. F des Rotors liegen den jeweiligen Statorpolen gegenüber. Eine äußere Umfangskonfiguration des Rotors ist in der Rotorwellenrichtung getrennt. Insbesondere sind Aussparungen zwischen den Rotorpolen vorgesehen, wobei jede Aussparung von der Außendurchmesserseite zur Innendurchmesserseite tief ausgespart ist. Die Statorwicklungen 62, 63, 64, 65, 66, 67, 68, 69, 70, 71, 71 und 73 sind jeweils so angeordnet, dass sie sich von der Außendurchmesserseite zur Innendurchmesserseite des Rotors erstrecken. Folglich können die Querschnittsflächen der Wicklung vergrößert werden. Da eine Wicklung einen kurzen Umfang an einem Abschnitt aufweist, an dem der Durchmesser klein ist, kann folglich eine signifikante Wirkung hinsichtlich der Verringerung des Widerstandes ausgeübt werden. Folglich kann der Widerstand der Wicklungen verringert werden und folglich kann das Liefern eines hohen Stroms die Erzeugung eines großen kontinuierlichen Nenndrehmoments erreichen. Ein Magnetfluss, der durch einen Rotorpol hindurchtritt, verläuft durch einen Innendurchmesserseiten-Magnetpfad 81 beispielsweise innerhalb des Rotors, und wird zu einem anderen Rotorpol gerichtet. Die Statorpole 51, 53, 55, 57, 59 und 61 liegen den Rotorpolen der jeweiligen Phasen gegenüber. Ein Magnetfluss, der durch einen Statorpol hindurchtritt, tritt durch einen Außendurchmesserseiten-Magnetpfad 80 beispielsweise des Stators hindurch und wird zu einem anderen Pol gerichtet. Ein Motor mit einer solchen Konfiguration kann tief in den Rotor genutzt werden und kann folglich die Ausgabe eines großen kontinuierlichen Nenndrehmoments ermöglichen.
Das Beispiel der Motorkonfiguration, die in 20 gezeigt ist, weist den Permanentmagnetrotor und die auf dem Umfang eingekerbten Statorpole auf, wie in 22 gezeigt. In dieser Motorkonfiguration sind die Statorpole und die Rotorpole für jede Phase separat vorgesehen, um es zu vermeiden, eine Struktur zwischen den Phasen kompliziert zu machen. Folglich kann jede Phase unabhängig konfiguriert werden, um eine besondere Polstruktur zu verwirklichen. Spezielle Konfigurationen der Magnetpole werden später beschrieben.
Verschiedene Modifikationen können in der Rotorstruktur durchgeführt werden. Der Magnetfluss jedes Pols kann als groß entworfen werden. Insbesondere kann der Luftspaltabschnitt, durch den ein Rotorpol und ein Statorpol einander gegenüberliegen, zur Außendurchmesserseite bis zur äußersten Grenze verschoben werden und die axiale Breite dieser Pole kann so weit wie möglich vergrößert werden, während eine axiale Breite eines Wicklungsabschnitts am Luftspaltabschnitt verringert werden kann. In diesem Fall ist es vorteilhaft, die axiale Breite der Wicklung, die sich auf der Innendurchmesserseite des Rotors befindet, die von dessen Außendurchmesser ausgedehnt ist, so weit wie möglich zu erhöhen, so dass der Wicklungswiderstand verringert werden kann. Die Rotorpole und die Statorpole jeder Phase sind gepaart, so dass ihre relative Phase allein die Eigenschaften speziell beeinflussen kann und dass es möglich ist, dass absolute Positionen der Magnetpole jeder Phase nicht begrenzt sind. In dieser Hinsicht wird der Freiheitsgrad in der Konstruktion erhöht. Wie in 20 gezeigt, sind die Permanentmagnete 50 am Rotor befestigt, während der Stator vorspringende Formen bereitstellen soll. Alternativ können die Statorpole und die Rotorpole beispielsweise umgekehrt angeordnet sein und die Permanentmagnete können am Stator befestigt sein. Da in diesem Fall die Magnete an einer festen Seite befestigt werden können, wird keine Zentrifugalkraft auferlegt, um die Befestigung der Magnete unter Verwendung eines Klebstoffs oder dergleichen zu erleichtern. Außerdem kann der Außendurchmesserseitenort der Magnete die Menge an Magnetflüssen erhöhen, wodurch das Drehmoment ebenso erhöht werden kann.
Nachstehend wird ein erstes Verfahren hinsichtlich dessen beschrieben, wie die Wicklungen 62, 63, 64, 65, 66, 67, 68, 69, 70, 71, 72 und 73 angeordnet werden, wie Ströme durch diese geleitet werden und wie eine Verbindung dazwischen hergestellt wird. Mit den Ziffern 62 und 63 sind A-Phasen-Wicklungen angegeben. Die Wicklung 62 wird mit einem A-Phasen-Strom versorgt, während die Wicklung 63 mit einem minus (–) A-Phasen-Strom, d. h. einem A-Phasen-Strom, der mit einem negativen Zeichen bezeichnet ist, versorgt wird. Ebenso wird die Wicklung 64 mit einem B-Phasen-Strom versorgt, während die Wicklung 65 mit einem minus (–) B-Phasen-Strom versorgt wird. Die Wicklung 66 wird mit einem C-Phasen-Strom versorgt, während die Wicklung 67 mit einem minus (–) C-Phasen-Strom versorgt wird. Die Wicklung 68 wird mit einem D-Phasen-Strom versorgt, während die Wicklung 69 mit einem minus (–) D-Phasen-Strom versorgt wird. Die Wicklung 70 wird mit einem E-Phasen-Strom versorgt, während die Wicklung 71 mit einem minus (–) E-Phasen-Strom versorgt wird. Die Wicklung 72 wird mit einem F-Phasen-Strom versorgt, während die Wicklung 73 mit einem minus (–) F-Phasen-Strom versorgt wird.
Wenn die Anzahl der Wicklungen erhöht wird, um die Elemente der Magnetkreise zu erhöhen, ist es schwierig, mit Worten kategorisch zu definieren und zu erläutern, wo im Motor die magnetomotorische Kraft, die durch den Strom jeder Wicklung induziert wird, ausgeübt wird, oder wie die magnetomotorische Kraft darauf ausgeübt wird oder wie die elektromagnetischen Wirkungen ausgeübt werden. Unter der Bedingung, dass das hintere Joch des Stators und das hintere Joch des Rotors zwischen den individuellen Phasen geteilt werden und dass die Magnetkreise jeder Phase symmetrische mehrphasige Magnetkreise bilden, kann jedoch eine etwas bestimmte Erläuterung auf der Basis des Ampere-Gesetztes und der asymmetrischen Eigenschaft der Magnetkreise gegeben werden. Es sollen die A-Phasen-Statorpole 51 des in 20 gezeigten Motors als Beispiel genommen werden. In dem Motor werden A-Phasen-Ströme entgegengesetzt durch die Wicklungen 62 und 63 geleitet und folglich werden die Statorpole 51 und die Rotorpole 50 so betrachtet, dass die magnetomotorische Kraft auf diese ausgeübt wird, die zur Anzahl von Amperewindungen der Wicklung 62 äquivalent ist. Hinsichtlich anderer Wicklungen wird die elektromagnetische Wirkung in derselben Weise auf die Magnetpole der individuellen Phasen ausgeübt, um dadurch den Sechsphasenmotor zu bilden.
Die Umfangspositionsbeziehungen zwischen den Stator- und den Rotorpolen der individuellen Phasen sind durch (a) bis (f) von 22 gezeigt. Die relativen Phasen der Stator- und Rotorpole der jeweiligen Phasen sind um 60° el. zueinander unterschiedlich, um den Sechsphasenmotor zu bilden. Die Wicklungen jeder Phase können für eine Sternschaltung umgekehrt in Reihe geschaltet werden, um sechs Phasen zu erreichen, die sowohl hinsichtlich der Ströme als auch der Spannungen symmetrisch sind, wodurch eine Steuerung durch einen Sechsphasen-Wechselrichter bewirkt werden kann, ohne irgendein Problem zu verursachen. Da die Phasen A und D umgekehrt sind, können sie ferner umgekehrt in Reihe geschaltet werden. Ebenso können die Phasen C und F umgekehrt in Reihe geschaltet werden und die Phasen E und B können umgekehrt in Reihe geschaltet werden. Indem diese Verbindungen zu Sternschaltungen gemacht werden, kann ein Dreiphasen-Wechselrichter zum Bewirken der Steuerung verwendet werden.
Die Ströme in dem in 20 gezeigten Motor können folglich fließen, wie nachstehend erläutert. Das heißt, während die Wicklungen 63 und 64 im gleichen Raum angeordnet sind, kann ein Strom, der durch diesen Raum fließt, ein Strom sein, der dem Vektor ”a” entspricht, wie durch (a) von 24 gezeigt, der zu einem Additionswert des Vektors des –A-Phasen-Stroms –A der Wicklung 63 und des Vektors des B-Phasen-Stroms B der Wicklung 64 äquivalent ist. Ebenso kann ein Strom, der durch die Wicklungen 65 und 66 fließt, ein Strom sein, der dem Vektor ”b” entspricht, wie durch (b) von 24 gezeigt. Folglich kann der in 20 gezeigte Motor als einen Strom mit einem Faktor von zwei leitend, als einen niedrigen Antriebswirkungsgrad des Stroms aufweisend und als einen Wicklungskoeffizienten von 0,5 aufweisend erläutert werden.
Nachstehend wird ein zweites Verfahren beschrieben, das zu den Wicklungen des in 20 gezeigten Motors gehört. Auf der Basis der obigen Beschreibung können mit den Wicklungen in dem Raum jedes Schlitzes des in 20 gezeigten Motors als ein Satz optimale Ströme zu den Wicklungen geliefert werden. 21 zeigt die spezielle Konfiguration. In diesem Motor sind die zwei Wicklungen, die zwischen den individuellen Magnetpolen des in 20 gezeigten Motors angeordnet sind, zu einer einzigen Wicklung kombiniert. Jede der Wicklungen kann mit einem Strom mit einem Wert beliefert werden, der eine Summe der durch die zwei Wicklungen vor der Kombination zu leitenden Ströme ist. Die Wicklungen, die an beiden Enden angeordnet sind, die außerhalb der weichmagnetischen Abschnitte des Motors liegen, sind weggelassen, da ihre elektromagnetischen Wirkungen auf die Drehmomenterzeugung sehr klein sind. Die Wicklungen 75, 76, 77, 78 und 79 können mit Strömen beliefert werden, die den Vektoren ”a”, ”b”, ”c”, ”d” bzw. ”e” entsprechen, die in 25 angegeben sind, wenn die auf die jeweiligen Stator- und Rotorpole auszuübenden magnetomotorischen Kräfte dann durch A, B, C, D, E und F dargestellt sind, wie in 23 durch (e) gezeigt. Im Vergleich zu dem in 20 gezeigten Motor kann der in 21 gezeigte Motor den Kupferverlust auf eine Hälfte verringern.
Obwohl die in 21 gezeigte Motorkonfiguration sechs Phasen, sechs Magnetpfade und fünf Sätze von Wicklungen umfasst, können die Phasen von zwei bis mehreren Phasen verändert werden. Die Reduktionsrate des Kupferverlusts, die sich aus der Kombination der Wicklungen ergibt, hängt von der Anzahl der Phasen ab. Für drei Phasen ist die Reduktionsrate des Kupferverlusts beispielsweise 25%.
Die in den individuellen Wicklungen induzierten Spannungen und die Phasen des in 21 gezeigten Motors weisen beträchtlich unterschiedliche Werte gegenüber dem Fall von symmetrischen sechs Phasen auf. Die Magnetflüsse, die mit der Wicklung 75 verkettet sind, sind beispielsweise nur diejenigen, die durch die A-Phasen-Statorpole 51 hindurchtreten. Die Magnetflüsse, die mit der Wicklung 77 verkettet sind, sind eine Summe der Magnetflüsse, die durch die A-Phasen-Statorpole 51, die B-Phasen-Statorpole 53 und die C-Phasen-Statorpole 55 hindurchtreten. Der Unterschied der Größen der Magnetflüsse kann leicht ableitbar sein. Folglich kann dies zu unsymmetrischen Fünfphasen-Spannungen und -Strömen führen.
Wie vorstehend mit Bezug auf den in 20 gezeigten Motor beschrieben, können die Wicklungen mit einer Phasendifferenz von 180° el. umgekehrt in Reihe geschaltet werde, um sterngeschaltete drei Phasen zu verwirklichen. In derselben Weise kann der in 21 gezeigte Motor symmetrische drei Phasen durch Entwerfen der Verbindung der Wicklungen erreichen. Insbesondere können die Wicklungen 75 und 77 umgekehrt in Reihe geschaltet werden, die Wicklung 77 kann wie sie ist belassen werden und die Wicklungen 79 und 76 können umgekehrt in Reihe geschaltet werden, gefolgt von der Sternschaltung dieser drei Sätze der Wicklungen. Folglich können Wicklungen mit symmetrischen Dreiphasenströmen und -spannungen erreicht werden. Obwohl dieses Verfahren auf Motoren mit einer geraden Anzahl von Phasen anwendbar ist, können jedoch keine symmetrischen Mehrphasen-Wicklungen im Fall einer ungeraden Anzahl von Phasen wie z. B. drei, fünf und sieben erreicht werden. In dieser Hinsicht kann das erste Verfahren für die in 20 gezeigten Wicklungen Wicklungen mit symmetrischen Mehrphasen-Strömen und -Spannungen für eine ungerade Anzahl von Phasen ebenso erreichen, obwohl der Wicklungskoeffizient klein sein kann.
Nachstehend wird ein drittes Verfahren beschrieben, das zu den Wicklungen des in 20 gezeigten Motors gehört. In dem in 20 gezeigten Motor wird der B-Phasen-Strom durch die Wicklung 62 geleitet, während der –B-Phasen-Strom durch die Wicklung 67 mit einer Phasendifferenz von 180° geleitet wird. Ebenso wird der C-Phasen-Strom durch die Wicklung 64 geleitet, während der –C-Phasen-Strom durch die Wicklung 69 mit einer Phasendifferenz von 180° geleitet wird. Der D-Phasen-Strom wird durch die Wicklung 66 geleitet, während der –D-Phasen-Strom durch die Wicklung 71 mit einer Phasendifferenz von 180° geleitet wird. Der E-Phasen-Strom wird durch die Wicklung 68 geleitet, während der –D-Phasen-Strom durch die Wicklung 73 mit einer Phasendifferenz von 180° geleitet wird. Der F-Phasen-Strom wird durch die Wicklung 70 geleitet, während der –F-Phasen-Strom durch die Wicklung 63 mit einer Phasendifferenz von 180° geleitet wird. Der A-Phasen-Strom wird durch die Wicklung 72 geleitet, während der –A-Phasen-Strom durch die Wicklung 65 mit einer Phasendifferenz von 180° geleitet wird. Die jeweiligen zwei Wicklungen können mit einer Lieferung von Strömen der relevanten Phasen umgekehrt in Reihe geschaltet werden. In diesem Zustand weisen die Wicklungen symmetrische Sechsphasen-Ströme und -Spannungen auf. In diesem Fall wird beispielsweise der –F-Phasen-Strom durch die Wicklung 63 geleitet und der C-Phasen-Strom wird durch die Wicklung 64 geleitet. Da beide dieser Ströme dieselbe Phase besitzen, können die zwei Wicklungen im gleichen Schlitz folglich unterdessen mit demselben Strom beliefert werden. Somit ist der Wicklungskoeffizient ”1”, was bedeutet, dass der Strom effizient geliefert wurde. Es sollte erkannt werden, dass die Wicklungen 62 und 73 an beiden Enden weggelassen werden können, da die Magnetflüsse, die mit diesen Wicklungen verkettet sind, sehr klein sind.
In dem in 20 gezeigten Beispiel, dem sechs Phasen verliehen sind, können die sechs Sätze von Wicklungen in umgekehrter Phase ferner umgekehrt in Reihe geschaltet werden, um Dreiphasenwicklungen zu erhalten, so dass die Wicklungen durch einen Dreiphasen-Wechselrichter angetrieben werden können.
Bei der Anwendung dieses Verfahren auf die gerade Anzahl von Phasen, die in 20 gezeigt sind, werden umgekehrte und Reihenschaltungen, wie vorstehend beschrieben, zwischen den Wicklungen mit einer Phasendifferenz von 180° hergestellt. Wenn die Phasenzahl ungerade ist, kann das Verfahren geringfügig modifiziert werden, um die Anwendung zu ermöglichen. Das heißt, das Verfahren umfasst das Auswählen eines Werts von NX, der ein ganzzahliges Vielfaches von 360°/N ist, wobei N die Anzahl von Phasen ist, so dass er nahe 180° liegt, und das Herstellen einer umgekehrten und Reihenschaltung mit Wicklungen mit einer Phasendifferenz von (360°/N) × NX für die Lieferung von Strömen. Im Fall von sechs Phasen ist NX ”3” und eine Beziehung (360°/N) × NX = 180° wird hergestellt, die mit der obigen Beschreibung in Einklang steht.
Im Fall von fünf Phasen wird (360°/N) = 72° hergestellt und daher gilt NX = 2 oder 3. Wenn NX = 2, können die Wicklungen derselben Phase in Reihe geschaltet werden, wobei zwei Statorpole dazwischen in der Rotorwellenrichtung sandwichartig eingefügt werden. In 20 kann als spezielles Modell von solchen fünf Phasen ein Modell angenommen werden, in dem die sechste Phase oder die Phase F beseitigt ist. Das heißt, ein Modell kann angenommen werden, bei dem die Statorpole 61, die Rotorpole 60 und die Wicklungen 72 und 73 beseitigt sind und das eine relative Phasendifferenz von 360/5 = 72° zwischen den Statorpolen aufweist. In diesem Fall werden die Wicklungen 62 und 65 mit einer Lieferung eines Stroms mit einer Zwischenphase zwischen den Phasen A und B umgekehrt in Reihe geschaltet. Die Wicklungen 64 und 67 werden mit einer Lieferung eines Stroms mit einer Zwischenphase zwischen den Phasen B und C umgekehrt in Reihe geschaltet. Die Wicklungen 66 und 69 werden mit einer Lieferung eines Stroms mit einer Zwischenphase zwischen den Phasen C und D umgekehrt in Reihe geschaltet. Die Wicklungen 68 und 71 werden mit einer Lieferung eines Stroms mit einer Zwischenphase zwischen den Phasen D und E umgekehrt in Reihe geschaltet. Die Wicklungen 70 und 63 werden mit einer Lieferung eines Stroms mit einer Zwischenphase zwischen den Phasen E und A umgekehrt in Reihe geschaltet.
Bei der Durchführung der Stromlieferung zu den Wicklungen, die in dieser Weise verbunden sind, weisen die Ströme der zwei Wicklungen, die im gleichen Schlitz oder im gleichen Raum angeordnet sind, eine Phasendifferenz von 36° auf. Wie aus den durch (d) von 23 gezeigten Fünfphasen-Vektoren geschlossen werden kann, ist beispielsweise die Phasendifferenz der Ströme der Wicklungen 63 und 64 72°/2 = 36°, da der Strom der Wicklung 63 dem Vektor C entspricht, der eine Zwischenphase zwischen den Vektoren E und A ist und umgekehrt gerichtet ist und da der Strom der Wicklung 64 zwischen den Vektoren B und C liegt. Der Wicklungskoeffizient ist in diesem Fall COS((180 – 72° × NX)/2) = COS18° = 0,951. Im Fall von fünf Phasen kann der Wert NX = 3 sein. In dieser Weise kann dieses Verfahren auch auf Motoren mit einer ungeraden Anzahl von Phasen angewendet werden. Dieses Verfahren kann auch einen ausreichend großen Wicklungskoeffizienten mit effizientem Antrieb erreichen und kann symmetrische Mehrphasen-Ströme und -Spannungen erreichen, um einen effizienten Antrieb mit einem N-Phasen-Wechselrichter zu ermöglichen. Im Fall von geradzahligen Phasen kann eine N/2-phasige Wicklungsverbindung ermöglicht werden, was folglich auch den Antrieb mit einem N/2-Phasen-Wechselrichter ermöglicht.
Nachstehend wird ein viertes Verfahren beschrieben, das zu den Wicklungen des in 20 gezeigten Motors gehört. Im vierten Verfahren sind die zwei Wicklungen, die in dem Raum desselben Schlitzes angeordnet sind, wie in 20 gezeigt, zu einer einzigen Wicklung kombiniert, wie in 21 gezeigt, um insgesamt eine Anzahl (N – 1) von Wicklungen zu erhalten, deren Spannungen Amplituden und Phasen verliehen sind, die von jenen der symmetrischen Mehrphasen-Spannungen beträchtlich verschieden sind. Die Anzahl (N – 1) von Wicklungen sind sterngeschaltet und es wird ermöglicht, dass ein Mittelpunkt der Sternschaltung als ein Anschluss dient, um insgesamt eine Anzahl N von Motoranschlüssen zum Durchführen eines Antriebs durch Verbindung mit einem N-Phasen-Wechselrichter zu ermöglichen. In diesem Fall bilden die Ströme und Spannungen des Motors von der Seite des Wechselrichters gesehen symmetrische N-Phasen-Ströme und -Spannungen.
Um die Verfügbarkeit der ungeraden Anzahl von Phasen zu beweisen, sind spezielle Beispiele von fünf Phasen in 121 bis 127 gezeigt. 121 ist eine lineare Umfangsabwicklung, die vorspringende Statorpole und Wicklungen in einer Luftspaltebene, wo die Stator- und Rotorpole einander gegenüberliegen, in einem Fünfphasenmotor, der eine Modifikation des in 21 gezeigten Motors ist, darstellt. Die horizontale Achse gibt die Umfangsrichtung hinsichtlich des elektrischen Winkels an. Die vertikale Achse gibt die Rotorwellenrichtung an. In der Figur sind die Statorpole und die Wicklungen durch die identischen Bezugszeichen mit einer Hinzufügung der Stromvektoren B-A, C-B, D-C und E-D angegeben. 122 zeigt Vektoren A, B, C, D und E der individuellen Statorpole und die Vektoren B-A, C-B, D-C und E-D der individuellen Ströme. 123 zeigt eine Umordnung, die unter der Annahme durchgeführt wurde, dass die Stromvektoren von 122 sterngeschaltet sind. Die Ströme I_BA, I_CB, I_CD, I_ED und I_N können auch angegeben werden, wie in 125 gezeigt. Die horizontale Achse gibt den elektrischen Winkel an.
126 zeigt ein Beispiel von Spannungen, die in den Wicklungen des in 121 gezeigten Motors induziert werden. Die Spannungen der Wicklungen 75, 76, 77 und 78 sind V_BA, V_CB, V_DC bzw. V_ED, von denen ein Mittelwert V_N ist. Die Spannungen und Phasen der individuellen Wicklungen sind weit von den symmetrischen Fünfphasenspannungen und Phasen entfernt.
Die Spannungen V_BAN, V_CBN, V_DCN, V_EDN und V_NN, die in 127 gezeigt sind, können jedoch erhalten werden, wenn die Spannungen der individuellen Anschlüsse für die mittlere Spannung V_N, die in 126 angegeben ist, unter den Bedingungen berechnet wird, dass die Wicklungen sterngeschaltet sind, wie in 124 gezeigt, und dass ein Mittelpunkt NN der Sternschaltung als ein Anschluss herausgezogen ist, um insgesamt fünf Anschlüsse TA, TB, TC, TD und TN zu erhalten. 127 zeigt Fünfphasenspannungen, die in den Amplituden und Phasen symmetrisch sind. Wenn die durch (a) von 124 gezeigte Verbindung hergestellt wird, können folglich die Motoreigenschaften, wie von außen gesehen, als symmetrische fünfphasige Belastung betrachtet werden, was bedeutet, dass ein effizienter Antrieb unter Verwendung eines Fünfphasen-Wechselrichters durchgeführt werden kann. In diesem Fall kann dieses Beispiel einen Wert ”1” im Antriebswirkungsgrad der Wicklungen und des Wicklungskoeffizienten erreichen, was kein Problem erzeugt, sofern es um den Wirkungsgrad geht. Selbst im Fall einer ungeraden Anzahl von Phasen kann der Motor ohne Verursachen irgendeines Problems angetrieben werden.
Nachstehend wird ein fünftes Verfahren beschrieben, das zu den Wicklungen des in 20 gezeigten Motors gehört. Im vierten Verfahren sind die zwei Wicklungen, die in dem Raum desselben Schlitzes angeordnet sind, wie in 20 gezeigt, zu einer einzigen Wicklung kombiniert, wie in 21 gezeigt, um insgesamt eine Anzahl (N – 1) von Wicklungen zu erhalten, deren Spannungen Amplituden und Phasen verliehen sind, die von jenen der symmetrischen Mehrphasen-Spannungen beträchtlich verschieden sind. Die Anzahl (N – 1) von Wicklungen sind sterngeschaltet und es ist ermöglicht, dass ein Mittelpunkt der Sternschaltung als ein Anschluss dient, um insgesamt eine Anzahl N von Motoranschlüssen zum Durchführen des Antriebs durch Verbindung mit einem N-Phasen-Wechselrichter bereitzustellen. In diesem Fall bilden die Ströme und Spannungen des Motors, wie von der Seite des Wechselrichters gesehen, symmetrische N-Phasen-Ströme und -Spannungen. Im fünften Verfahren sind die zwei Wicklungen, die im Raum desselben Schlitzes angeordnet sind, wie in 20 gezeigt, zu einer einzigen Wicklung kombiniert, wie in 21 gezeigt, um insgesamt eine Anzahl (N – 1) von Wicklungen zu erhalten, deren Spannungen Amplituden und Phasen verliehen sind, die von jenen der symmetrischen Mehrphasen-Spannungen beträchtlich verschieden sind. Die Anzahl (N – 1) von Wicklungen sind dreieckgeschaltet, wobei die Wicklungen an beiden Enden unverbunden belassen sind, um zu ermöglichen, dass sie als einzelne Motoranschlüsse dienen. Mit einer Anzahl (N – 2) von Verbindungspunkten und mit den zwei Punkten an beiden Enden werden folglich insgesamt eine Anzahl N von Motoranschlüssen erhalten, um den Antrieb durch Verbindung mit einem N-Phasen-Wechselrichter durchzuführen. In diesem Fall bilden die Ströme und Spannungen des Motors, wie von der Seite des Wechselrichters gesehen, symmetrische N-Phasen-Ströme und -Spannungen.
124 zeigt durch (b) ein spezielles Beispiel eines Fünfphasenmotors, in dem Wicklungen dreieckgeschaltet sind. In diesem Fall weisen ebenso wie im Fall des durch (a) von 124 gezeigten sterngeschalteten Beispiels die Spannungen und Phasen der individuellen Motoranschlüsse symmetrische Fünfphasenspannungen und Phasen auf. Wenn eine Verbindung hergestellt wird, wie durch (b) von 124 gezeigt, können folglich die Motoreigenschaften, wie von außerhalb des Motors gesehen, als symmetrische fünfphasige Belastung betrachtet werden, was bedeutet, dass ein effizienter Antrieb unter Verwendung eines Fünfphasen-Wechselrichters durchgeführt werden kann. Auch in diesem Fall kann dieses Beispiel einen Wert ”1” des Antriebswirkungsgrades der Wicklungen und des Wicklungskoeffizienten erreichen, was kein Problem erzeugt, sofern es um den Wirkungsgrad geht. Selbst im Fall einer ungeraden Anzahl von Phasen kann der Motor ohne Verursachen irgendeines Problems angetrieben werden.
Die durch A-E in 122 angegebene Stromkomponente und die durch die Wicklungen 62 und 73 des mit Bezug auf 20 beschriebenen erfindungsgemäßen Motors geleiteten Stromkomponenten tragen größtenteils nicht zur Drehmomenterzeugung des Motors bei. Diese Stromkomponenten, die teilweise die symmetrischen Mehrphasenströme bilden, haben jedoch eine Funktion des Aufhebens der magnetomotorischen Kraft, die auf die Rotorwelle 1 des Motors ausgeübt wird. Daher kann es praktisch sein, Wicklungen in den Positionen beispielsweise der Wicklung 39 von 1 oder der Wicklungen 62 und 73 von 20 anzuordnen, um die magnetomotorische Kraft entlang der Rotorwelle des Motors aufzuheben.
Die Beschreibung bisher wurde über die Statorpole, Rotorpole, Wicklungen, die durch die Wicklungen geleiteten Ströme und Verfahren zur Verbindung der Wicklungen in Mehrphasenmotoren durch Bezugnahme auf das Beispiel der Konfiguration des erfindungsgemäßen Motors, der in 20 gezeigt ist, bereitgestellt. Die Beschreibung nachstehend wird sich nun beispielsweise auf spezielle Konfigurationen, Formen und Eigenschaften der Statorpole, der Rotorpole und dergleichen konzentrieren.
26 zeigt eine Vorder- und Seitenansicht einer Schleifenwicklung, die für den in 20 gezeigten Motor verwendet werden kann. Da die Wicklung 73 nützlicherweise von der Innendurchmesserseite zur Außendurchmesserseite des Motors angeordnet werden kann, wie zu sehen ist, kann der Wicklungswiderstand klein gemacht werden. Insbesondere ist die Länge des Innendurchmesserseitenumfangs so klein, dass die Eigenschaften eines kleinen Wicklungswiderstandes erhalten werden können.
Das in 20 gezeigte Beispiel weist eine Konfiguration auf, bei der die Wicklungen jeder Phase ausgedehnt im Rotor angeordnet sind. Die Wicklungen können jedoch alternativ so konfiguriert sein, dass sie nicht in den Rotor ausgedehnt sind. Die einfache scheibenartige Konfiguration der Wicklung, die in 26 gezeigt ist, kann auch eine Schleifenwicklung sein, die in der Rotorwellenrichtung oder in der radialen Richtung in Übereinstimmung mit den Formen beispielsweise der Statorpole wellig ist. Wie in späteren Absätzen mit Bezug auf ein in 106 bis 109 gezeigtes Beispiel beschrieben wird, kann ein Querschnitt einer Wicklung eine Rechteckform anstelle einer Kreis- oder Quadratform aufweisen, um eine abgeflachte Wicklung zu erhalten, die effektiv arbeitet. Mit dieser Form können Flüsse, die zwischen den Statorpolen ausgetreten sind, die Stellen durchqueren, an denen die Wicklungen angeordnet sind, um die Flüsse für die Erzeugung von Wirbelströmen zu erhöhen/verringern, wodurch die Kraftlinienstreuung verringert werden kann. Der Grad der Flachheit kann in Abhängigkeit von dem Grad der Verringerung der Kraftlinienstreuung ausgewählt werden.
27 zeigt ein Beispiel eines Dreiphasenmotors, der eine Modifikation des in 20 gezeigten Motors ist. Insbesondere wurde der in 27 gezeigte Motor durch Entnehmen der A-, C- und E-Phasen-Abschnitte des in 20 gezeigten Sechsphasenmotors erhalten. Ein Motorgehäuse ist aus der Figur weggelassen, da ein solches Motorgehäuse vom technischen Gesichtspunkt nicht auf die vorliegende Erfindung bezogen ist und da die Figur ärgerlich kompliziert ist.
28 zeigt einen Motor, in dem die Wicklungen des in 27 gezeigten Motors kombiniert sind und die Wicklungen an den Enden weggelassen sind. Auf der Basis einer Modellebenenberechnung ist dieser Motor in der Lage, den Kupferverlust im Vergleich zu dem in 27 gezeigten Motor um 25% zu verringern. Außerdem ist dieser Motor in der Implementierung infolge beispielsweise der Entfernung eines Raums für Isolationspapier von jedem Schlitz und der Entfernung eines Spalts zwischen den Wicklungen vorteilhaft. Die vereinfachten Wicklungen können zur Verringerung der Herstellungskosten beitragen. Zu den zwei Wicklungen zu liefernde Ströme sind durch zwei Stromvektoren in den Dreiphasen-Stromvektoren dargestellt, die durch (b) von 23 gezeigt sind. Die restliche eine Phase muss nicht mit Strömen gespeist werden. Die Eigenschaften und Vorteile, die mit Bezug auf den in 20 gezeigten Motor erläutert wurden, gelten auch für den in 28 gezeigten Motor. Diese Konfiguration kann auf andere Motormodellbeispiele der vorliegenden Erfindung anwendbar sein, die später beschrieben werden.
29 zeigt einen Motor, der durch zusätzliche Bereitstellung von Hilfsmagnetpfaden 156 und 157, 158 und 159 sowie 160 und 161 für den in 28 gezeigten Dreiphasenmotor erhalten wird. Jedes von diesen Paaren von Magnetpfaden ist so angeordnet, dass die Magnetpfade durch einen Luftspalt einander eng gegenüberliegen. Folglich können die Magnetflüsse vergleichsweise leicht zwischen dem Stator und dem Rotor geleitet werden. Durch Permanentmagnete 150, 152 und 154 erzeugte Magnetflüsse können schädliche ausgetretene Flüsse absorbieren, die ansonsten zu den Statorpolen 151, 153 und 155 gerichtet werden können, um das Ausgangsdrehmoment wirksam zu verbessern. Insbesondere kann der Drehmomentverbesserungseffekt erheblich ausgeübt werden, wenn ein Motor multipolarisiert ist und die Rate der Kraftlinienstreuung erhöht ist. 30 zeigt Querschnitte von individuellen Abschnitten.
31 zeigt ein Beispiel eines Dreiphasenmotors, der eine Modifikation des in 28 gezeigten Dreiphasenmotors ist. 32 und 33 zeigen Querschnitte des in 31 gezeigten Motors. Durch die Ziffern 84 und 85 sind ein A-Phasen-Rotor bzw. Statorpole angegeben. 31 zeigt ein Beispiel, in dem Permanentmagnete auf der Statorseite befestigt sind. Axial mittlere Pole, die durch die Ziffern 88 und 89 angegeben sind, sind durch weichmagnetische Abschnitte RSP1 bzw. SSP1 strukturiert. Der weichmagnetische Abschnitt RSP1 ist mit dem hinteren Joch des Rotors magnetisch gekoppelt und liegt einem weichmagnetischen Abschnitt des Stators durch einen Luftspaltabschnitt zwischen dem Rotor und dem Stator gegenüber. Der weichmagnetische Abschnitt SSP1 ist mit dem hinteren Jochabschnitt des Stators magnetisch gekoppelt und liegt einem weichmagnetischen Abschnitt des Rotors durch einen kleinen Luftspaltabschnitt zwischen dem Rotor und dem Stator gegenüber. Folglich wird eine Struktur geschaffen, in der die Magnetflüsse vergleichsweise leicht zwischen dem Stator und dem Rotor verlaufen können. Den Magnetpolen an den axialen Enden werden U- und W-Phasen verliehen und sie sind so konfiguriert, dass sie mit einer Phasendifferenz von 120° el. arbeiten und folglich als Dreiphasenmotor arbeiten. Maßnahmen, die ergriffen werden können, um das Drehmoment zu verbessern, können darin bestehen, eine Verbesserung zu schaffen, wie mit Bezug auf die in 20 und 28 gezeigten Motormodelle erläutert. Die Phasendifferenz zwischen den U- und W-Phasen an den axialen Enden ist nicht auf 120° begrenzt, sondern kann andere Winkel als 120° haben, die auch einen Betrieb ermöglichen können. Insbesondere kann eine Phasendifferenz von 90° el. als einen Zweiphasenmotor verwirklichend betrachtet werden. In dieser Weise kann eine Konstruktion durch freies Ändern der Phasendifferenz von 0° bis 180° vorbereitet werden.
Eine Modifikation des in 31 gezeigten Motors kann durch Erhöhen einer axialen Breite der U-Phasen-Pole 84 und 85 so weit wie möglich, um die Magnetflüsse der U-Phasen-Pole so weit wie möglich zu erhöhen, für eine maximale Erzeugung von Drehmoment und Leistung, während eine axiale Breite der W-Phasen-Pole 86 und 87 so weit wie möglich verringert wird, um bei der Erzeugung eines Startdrehmoments zum Zeitpunkt des Starts beispielsweise genutzt zu werden, erhalten werden. Mit dieser Konfiguration können die Wicklungen 82 und 83 beide zum Zeitpunkt des Starts verwendet werden, aber die Wicklung 82 wird hauptsächlich bei der Hochgeschwindigkeitsdrehung für die Drehmoment- und Leistungserzeugung verwendet. Somit können die Ausgaben des mittleren Drehmoments und der mittleren Leistung maximiert werden. In diesem Fall kann der Motor beispielsweise durch einen Zwei- oder Dreiphasen-Wechselrichter oder durch zwei Einphasen-Wechselrichter angetrieben werden.
Der Motor kann durch Befestigen von Permanentmagneten wie z. B. der Permanentmagnete 85 an den Statorpolen auch als Dreiphasenmotor betrieben werden. Alternativ können Magnetkreise zusätzlich vorgesehen werden, wobei die Magnetkreise den Hilfsmagnetpfaden 156 und 157, 158 und 159 sowie 160 und 161 entsprechen, wie in 29 gezeigt.
34, 35, 36 und 37 zeigen Beispiele eines Zweiphasenmotors mit verschiedenen Betriebsarten. 40 zeigt Beispiele von verschiedenen Querschnitten der in 34 bis 39 gezeigten Motoren.
In einem vertikalen Querschnitt eines Motors, der in 34 gezeigt ist, sind durch die Ziffern 91 und 97 A-Phasen-Statorpole, durch 90 und 96 A-Phasen-Rotorpole und durch 94 eine B-Phasen-Wicklung angegeben. Ferner sind durch die Ziffern 93 und 99 B-Phasen-Statorpole, durch 92 und 98 B-Phasen-Rotorpole und durch 95 eine B-Phasen-Wicklung angegeben. Die Phasen A und B sind so konfiguriert, dass sie eine Phasendifferenz von 90° el. aufweisen. Die Konfigurationen der Phasen A und B sind in der Rotorwellenrichtung magnetisch voneinander getrennt und können folglich durch elektromagnetischen Betrieb unabhängig ein Drehmoment erzeugen. 40 zeigt Querschnitte von verschiedenen Abschnitten.
In einem in 35 gezeigten Motor sind durch die Ziffern 102 und 104 Magnetpfade zum Leiten von Magnetflüssen des Stators und durch 101 und 103 Magnetpfade zum Leiten von Magnetflüssen des Rotors angegeben. Im Vergleich zu dem in 34 gezeigten Motor sind die Magnetpfade des in 35 gezeigten Motors konfiguriert, wie in 33 gezeigt, und bestehen aus weichmagnetischem Material, das ermöglicht, dass Magnetflüsse zwischen dem Stator und dem Rotor verlaufen. Folglich wird kein Drehmoment an den Magnetpfaden 102 und 104 erzeugt und folglich kann die Breite davon in der Rotorwellenrichtung vergleichsweise klein gemacht werden.
In einem Zweiphasenmotor, der in 36 gezeigt ist, stehen ein Magnetpfad 106 zum Leiten von Flüssen des Stators und ein Magnetpfad 105 zum Leiten von Flüssen des Rotors in innigem Kontakt miteinander oder sind zur Verwendung für die Phasen A und B kombiniert. In diesem Abschnitt ist der magnetische Widerstand zwischen dem Stator und dem Rotor klein, um eine Struktur vorzusehen, in der die elektromagnetischen Wirkungen der Phasen A und B unwahrscheinlich aufeinander ausgeübt werden.
37 zeigt ein Beispiel, das mit Magnetfluss-Induktionsmitteln MRN451, 452, 453 und 454 versehen ist. In den Umgebungen der Rotor- und der Statorpole richten diese Mittel die Flusskomponenten ϕRN einer Phase aus, die um etwa 180° el. von den Magnetflüssen ϕN der relevanten Phase verschieden ist. 38 ist eine lineare Abwicklung einer Umfangskonfiguration der Magnetfluss-Induktionsmittel MRN451. Die horizontale Achse gibt die Umfangsrichtung im elektrischen Winkel an und die vertikale Achse gibt die Rotorwellenrichtung an.
Im Vergleich zu dem in 36 gezeigten Motor ist ein in 39 gezeigter Motor mit Rotorpolen 107 versehen, die eine Integration der A- und B-Phasen-Rotorpole sind und folglich zwischen den Phasen A und B geteilt werden. Im Gegenteil sind Magnetpfade 102 und 104 zum Leiten von Flüssen des Stators und Magnetpfade 101 und 103 zum Leiten von Flüssen des Rotors separat an beiden Enden in der Rotorwellenrichtung angeordnet. In dem in 39 gezeigten Motor lassen die Endabschnitte in der Rotorwellenrichtung nur den Durchgang von Magnetflüssen zu und erlauben nicht, dass eine große magnetomotorische Kraft auf diese wirkt. Somit können die Magnetpfade 102 und 104 des Stators auch als Motorgehäuse dienen. Folglich besitzt der Motor eine Eigenschaft, dass die Größe leicht verringert werden kann. Ferner können die Magnetfluss-Induktionsmittel, wie in 37 gezeigt, auch geladen werden, um das Drehmoment zu erhöhen. Die Phasendifferenz zwischen den Phasen A und B des Zweiphasenmotors ist nicht auf 90° begrenzt. In Motoren, die Permanentmagnete verwenden, wie in 39 gezeigt, kann das mittlere Drehmoment erhöht werden, indem die Phasendifferenz größer als 90° gemacht wird, wodurch verkettete Flüsse in den Phasen A und B vorteilhafterweise erhöht werden können. Da jedoch in diesem Fall die Drehmomentwelligkeit groß werden kann, können einige Maßnahmen zum Verringern der Drehmomentwelligkeit, wie z. B. Amplitudenmodulation jedes Phasenstroms, ergriffen werden, wenn der Bedarf entsteht.
41 zeigt einen Zweiphasenmotor, in dem Statoren von zwei Phasen in der Rotorwellenrichtung angeordnet sind, wobei scheibenartige Permanentmagnete sandwichartig eingefügt sind. 42 zeigt Querschnitte des in 41 gezeigten Motors. In Bezug auf die durch (b) von 42 gezeigten Permanentmagnete 115 weisen die durch (a) von 42 gezeigten A-Phasen-Statorpole 114 und die durch (c) von 42 gezeigten B-Phasen-Statorpole 117 eine relative Phasendifferenz von 90° el. auf. Magnetflüsse, die durch die Magnetflussinduktionsmittel 113 und 116 beider Phasen hindurchtreten, sind so konfiguriert, dass sie zu einem Rotor 111 gerichtet sind. Die Eigenschaft des in 41 gezeigten Motors besteht darin, dass er eine Anordnung aufweist, dass die Magnetflüsse, die durch die Permanentmagnete hindurchtreten, durch sowohl den Stator als auch den Rotor geleitet werden, so dass dieselben Magnete effektiv und effizient von den zwei Phasen verwendet werden können. Da Zweiphasenmotoren eine Phasendifferenz von 90° aufweisen, ist es typischerwiese schwierig, gemeinsame Magnete effektiv zu nutzen. Im Fall des in 41 gezeigten Motors kann jedoch eine effiziente Nutzung der Magnete verwirklicht werden, da die Magnetflüsse auf der Vorderseite der Magnete von der Phase A verwendet werden und jene auf der Rückseite von der Phase B verwendet werden.
Im Vergleich zu dem in 41 gezeigten Motor zeigt 43 ein Beispiel, in dem zwei Sätze von Permanentmagneten 119 und 120 im Mittelabschnitt mit einem weichmagnetischen hinteren Joch 118, das sandwichartig dazwischen eingefügt ist, angeordnet sind. 44 zeigt Querschnitte des in 43 gezeigten Motors. In dieser Konfiguration können Magnetflüsse über das hintere Joch 118 ohne den Bedarf für die Magnetfluss-Induktionsmittel, als die die Magnetpole 113 und 116 dienen, vorliegen. Daher kann dieser Motor als Zweiphasenmotor fungieren. Die Anordnung dieser Magnetpole 113 und 116 kann jedoch eine unnötige Kraftlinienstreuung verringern, um dadurch das Drehmoment viel mehr zu verbessern. Der weichmagnetische Abschnitt 118 dient auch als Verstärkungselement zum stabilen Befestigen der Permanentmagnete 119 und 120 am Rotor.
Die Motorkonfiguration von 43 kann auch eine Dreiphasen-Motorkonfiguration bilden. Insbesondere kann sie so konfiguriert sein, dass die Statorpole 114 in einer Phase von U-Phasen-Flüssen angeordnet sind, die Statorpole 117 in einer Phase von W-Phasen-Flüssen angeordnet sind und die remanenten Magnetflüsse durch die Magnetpole 113 und 116 als Magnetfluss-Induktionsmittel zum Rotor 111 gerichtet sind. Mit dieser Konfiguration können die Magnetflüsse in drei Richtungen verteilt werden, d. h. beide Enden des Motors in der Rotorwellenrichtung und den Mittelabschnitt, wobei eine Phasendifferenz von 120° zueinander erteilt wird. Folglich weist der Motor eine Konfiguration auf, die die Magnetflüsse der Permanentmagnete effizient nutzen kann.
Im Vergleich zu dem in 41 gezeigten Motor zeigt 45 ein Beispiel eines Zweiphasenmotors, in dem der Rotor 111 von 41 entfernt wurde, um die Magnetpfade nur mit der Statorseite zu strukturieren. 46 zeigt Querschnitte des Motors. Mit der Ziffer 139 sind A-Phasen-Statorpole und mit 138 Statorpole mit einer Phasendifferenz von 180° angegeben. Mit der Ziffer 141 sind B-Phasen-Statorpole und mit 140 Statorpole mit einer Phasendifferenz von 180° angegeben. Im Vergleich zu dem in 41 gezeigten Motor erfordert dieser Motor nicht die Magnetfluss-Induktionsmittel und kann folglich vereinfacht werden. Andere Eigenschaften dieses Motors sind analog zu jenen des in 41 gezeigten Motors.
47 zeigt eine Modifikation des in 41 gezeigten Motors, einschließlich Magnetfluss-Induktionsmitteln 283 und 285 und Magnetpfaden 280, 281, 280B und 281B mit modifizierter Anordnung in den Positionen und Formen.
49 zeigt ein Beispiel eines Dreiphasenmotors auf der Basis des in 47 gezeigten Motors, wobei die U-, V- und W-Phasen-Flüsse von sowohl der Vorder- als auch Rückseite von Permanentmagneten 286 gezogen sind und getrennt verwendet werden. Dieser Motor ist so strukturiert, dass die Magnetflüsse an beiden axialen Seiten der scheibenartigen Permanentmagnete für die Drehmomenterzeugung effektiv genutzt werden können. Da die U-Phasen-Flüsse an beiden Oberflächen der Magnete mit einer Phasendifferenz von 180° el. erzeugt werden, können die U-Phasen-Statorpole 288 beispielsweise an beiden Oberflächen der Magnete angeordnet sein, um die U-Phasen-Flüsse in Richtung der Magnetpfade 286 und 287 zu richten. Somit besitzt der Motor eine Struktur, in der der Strom, der zu einer Wicklung 292 geliefert wird, so ausgelegt ist, dass er elektromagnetische Wirkungen ausübt. Dasselbe gilt für die Phase W. Das heißt, W-Phasen-Flüsse können von beiden Oberflächen der Magnete gezogen werden, so dass die Statorpole 290 die W-Phasen-Flüsse in Richtung der Magnetpfade 286B und 287B richten können. Folglich ist der zu einer Wicklung 293 gelieferte Strom so ausgelegt, dass er elektromagnetische Wirkungen ausübt. Die V-Phasen-Flusskomponenten sind so konfiguriert, dass sie zur Seite des Rotors gerichtet werden, wobei sie durch die Statorpole 289 und 291 hindurchtreten. 50 zeigt Querschnitte von verschiedenen Abschnitten. 51 ist eine lineare Umfangsabwicklung, die eine Anordnungsbeziehung zwischen den Permanentmagneten und den Statorpolen der individuellen Phasen darstellt. Durchgezogene Linien geben die U-, V- und W-Phasen-Statorpole auf einer Seite der Permanentmagnete an und gestrichelte Linien geben die U-, V- und W-Phasen-Statorpole auf der anderen Seite der Permanentmagnete an. Wie zu sehen ist, sind die U-Phasen-Pole beispielsweise in solchen Positionen angeordnet, dass sie eine Phasendifferenz von 180° el. zwischen der Vorder- und der Rückseite der Magnete aufweisen. Die in 49 gezeigte Motorkonfiguration kann die Magnetflüsse an der Vorderseite und Rückseite der Magnete effektiv nutzen und kann somit das kontinuierliche Drehmoment erhöhen. Es kann jedoch ein Problem bestehen, dass der Motor eine komplizierte Struktur aufweist.
52 zeigt ein Beispiel eines Zweiphasenmotors. Mit einer Ziffer 124 sind A-Phasen-Statorpole, mit 125 B-Phasen-Statorpole und mit 123 Permanentmagnete, die Rotorpole bilden, angegeben. Die Phasen A und B sind so angeordnet, dass sie eine Phasendifferenz von etwa 90° el. aufweisen. 53 ist der Querschnitt.
54 zeigt ein Beispiel eines Zweiphasenmotors, in dem beide Phasen mit einer Phasendifferenz von etwa 90° el. angeordnet sind. 55 zeigt die Querschnitte. Dieser Motor kann als Dreiphasenmotor betrieben werden, indem in derselben Weise wie dem vorstehend beschriebenen Dreiphasenmotor mit zwei Wicklungen beiden Phasen eine Phasendifferenz von etwa 120° el. verliehen wird.
56 zeigt ein Beispiel eines Dreiphasenmotors, in dem beide Phasen mit einer Phasendifferenz von etwa 120° el. angeordnet sind. 57 zeigt die Querschnitte. In dem Motor wird den U-Phasen-Statorpolen 272, den V-Phasen-Statorpolen 273 und den W-Phasen-Statorpolen 274 eine relative Phasendifferenz von 120° el. verliehen.
58 zeigt ein Beispiel eines Zweiphasenmotors mit Phasen A und B und 59 zeigt seinen Querschnitt. 60 ist eine lineare Umfangsabwicklung, die eine Positionsbeziehung zwischen den Statorpolen 129 und 130 für beide Phasen darstellt. 61 zeigt ein Beispiel einer induzierten Spannung AS der Phase A und einer induzierten Spannung BS der Phase B. Es besteht ein Problem, dass die A- und B-Phasen-Statorpole nahe aneinander liegen und einen Konflikt verursachen. Wenn die Phasendifferenz 90° ist, kann ein Problem bestehen, dass eine Umfangsbreite 8w der Statorpole verringert wird. Wenn andererseits die Struktur zum Erhöhen der Phasendifferenz zwischen beiden Phasen, wobei die Differenz durch (90° + θ1) ≈ θw ausgedrückt wird, und zum Erhöhen des mittleren Drehmoments ist, kann die Drehmomentausgabe in einigen Drehwinkeln klein sein. Dies kann in Abhängigkeit vom Drehwinkel zum Zeitpunkt des Starts ein Problem verursachen, dass der Motor nicht gestartet werden kann, oder die Drehmomentpendelung kann groß werden. In vielen Anwendungen ist das Startdrehmoment 20% des Nenndrehmoments. Wenn eine Phasendifferenz (90° + θ1) zwischen den beiden Phasen 170° oder weniger ist und eine gewisse Stromkapazität des Wechselrichters zugelassen wird, kann der Motor daher mit dem Drehmoment von 20% des Nenndrehmoments gestartet werden, selbst wenn er von einer schlechtesten Drehposition aus gestartet wird. Ferner kann in einer einfachen Theorie ein maximales mittleres Ausgangsdrehmoment erhalten werden, wenn die Phasendifferenz (90° + θ1) zwischen den beiden Phasen 180° ist und die Umfangsbreite jedes Statorpols beider Phasen 180° ist. In diesem Fall gilt bei der Untersuchung der Korrelation zwischen der Polbreite θw und dem erhältlichen Drehmoment: die Polbreite θw für den Wicklungskoeffizienten 3/4 in der einfachen Theorie ist 97,2°; und wenn die Breite 100° oder mehr ist, kann das mittlere Drehmoment, das 75% oder mehr des maximalen Drehmoments ist, das theoretisch berechnet werden kann, erhalten werden. Wenn 100° ≤ (90° + θ1) ≤ 170° erfüllt ist, kann folglich das Startdrehmoment, das 20% oder mehr des Nenndrehmoments ist, erhalten werden. Hinsichtlich des mittleren Drehmoments kann ebenso 75% oder mehr eines prinzipiell maximalen Werts erhalten werden.
62 zeigt ein Beispiel eines Dreiphasenmotors der vorliegenden Erfindung. 63 zeigt durch (a) eine vergrößerte Ansicht des U-Phasen-Stators und der Rotorpole. 63 zeigt durch (b), (c) und (d) Querschnitte einiger Abschnitte. Mit 466 sind scheibenartige Permanentmagnete angegeben, deren Magnetflüsse sowohl an der vorderen als auch an der hinteren Oberfläche verwendet werden. Insbesondere richten Abschnitte, die mit den Ziffern 464 und 465 angegeben sind, die U-Phasen-Flüsse. Ferner richten Abschnitte, die mit Ziffern 462 und 463 angegeben sind, Flüsse, die zu jenen der Phase U umgekehrt sind, zu einem Rotor 461 durch einen vergleichsweise kleinen Luftspaltabschnitt. In dieser Weise können Magnetflüsse an beiden Oberflächen der Magnete effektiv genutzt werden. Eine U-Phasen-Wicklung 62 kann auch so angeordnet sein, dass sie zur Innenseite des Rotors ausgedehnt ist, um eine Querschnittsfläche der Wicklung zu vergrößern und folglich die Erzeugung eines großen kontinuierlichen Drehmoments zu ermöglichen. Ähnlich zur Phase U kann ein wirksamer elektromagnetischer Effekt hinsichtlich der Phasen V und W durch individuelle Verwendung der Magnetflüsse an den vorderen und hinteren Oberflächen der Permanentmagnete 467 und 468 ausgeübt werden. Wie mit Bezug auf den in 27 und 28 gezeigten Motor beschrieben wurde, können die Ströme der Wicklungen 82 und 83 durch Liefern von Dreiphasenströmen zu diesen zwei Wicklungen gesteuert werden, indem sie wie im Fall von Zweiphasenströmen zusammengesetzt werden. Folglich können auf die Magnetpole der drei Phasen dreiphasige magnetomotorische Kräfte ausgeübt werden.
Dieser Motor kann durch Ändern der V-Phasen-Pole in einfache weichmagnetische gegenüberliegende Flächen oder durch Ändern der relativen Phasendifferenz zwischen den Phasen U und W auf 90° in einen Zweiphasenmotor modifiziert werden.
64 zeigt ein Beispiel eines Zweiphasenmotors der vorliegenden Erfindung. 65 zeigt Querschnitte des Motors. Mit den Ziffern 194 und 207 sind Träger des Rotors und mit 192 und 219 Rotoren angegeben. In den Permanentmagneten 199 und 201 sind die N-Pole von der Innendurchmesserseite in Richtung der Außendurchmesserseite orientiert. Ein Querschnitt entlang einer Linie CO-CO, der durch (a) von 65 gezeigt ist, wird erläutert. In dem Innendurchmesserseiten-Magnetkreis in dieser Drehposition liegen die Permanentmagnete 199 und 201 radial einander gegenüber und sind aufeinander ausgerichtet und weichmagnetische Abschnitte 200 und 202 liegen auch einander gegenüber, was eine Bedingung schafft, unter der die Magnetflüsse frei einen Durchgang durchführen können. Folglich wird kein Drehmoment im Innendurchmesserabschnitt erzeugt. Andererseits sind im Außendurchmesserseiten-Magnetkreis hinsichtlich der Permanentmagnete 195 und 197 die N-Pole in Richtung der Innendurchmesserseite orientiert. Da beide der Permanentmagnete 195 und 197 den weichmagnetischen Abschnitten 198 bzw. 196 gegenüberliegen, sind die N-Pole auch in Richtung der Innendurchmesserseite durch die Magnete 195 und 197 über den ganzen Umfang orientiert. Wenn der CO-CO-Querschnitt ebenso als Ganzes gesehen wird, laufen die Magnetflüsse folglich von der Außendurchmesserseite zur Innendurchmesserseite. Diese Beziehung wird umgekehrt, wenn der Rotor 194 um 180° el. gedreht wird. Wenn der CO-CO-Querschnitt als Ganzes gesehen wird, sind dann die N-Pole von der Innendurchmesserseite in Richtung der Außendurchmesserseite orientiert, was bedeutet, dass die Magnetflüsse in dieser Richtung geleitet werden. In dieser Weise ist er so konfiguriert, dass die Magnetflüsse, die von der Innendurchmesserseite zur Außendurchmesserseite verlaufen, mit der Drehung schwanken. Eine magnetomotorische Kraft kann auf diesen Magnetkreis durch eine Wicklung 205 ausgeübt werden, um ein Drehmoment zu erzeugen.
Ein Querschnitt entlang einer Linie CP-CP, der durch (b) von 65 gezeigt ist, zeigt einen Zustand, in dem der Rotor im Uhrzeigersinn um 90° el. aus dem im CO-CO-Querschnitt gezeigten Zustand gedreht wurde, so dass er eine Phasendifferenz von 90° aufweist. Der elektromagnetische Effekt kann in vollständig derselben Weise wie im Zustand des CO-CO-Querschnitts ausgeübt werden. Im Innendurchmesserseiten-Magnetpfad befinden sich durch die Ziffern 212 und 214 angegeben Permanentmagnete, deren N-Pole in Richtung der Außendurchmesserseite orientiert sind, und durch 213 und 215 sind weichmagnetische Abschnitte angegeben. In dem Außendurchmesserseiten-Magnetkreis befinden sich durch die Ziffern 208 und 210 angegeben Permanentmagnete, deren S-Pol in Richtung der Außendurchmesserseite gerichtet ist, und durch 209 und 211 ist ein weichmagnetischer Abschnitt angegeben. Folglich ist der Zweiphasenmotor durch beide Magnetpole und beide Wicklungen gebildet.
In einem Motor mit dieser Struktur liegen im Wesentlichen die ganzen Oberflächen der arbeitenden Magnetkreise einander gegenüber, was sehr wenig Kraftlinienstreuung aus den Räumen verursacht. Ferner ist die Kraftlinienstreuung zwischen den Phasen der Statorpole auch infolge des Abstandes zwischen den Statorpolen klein. Außerdem kann jeder Magnetpfad einen Freiheitsgrad bei der Veränderung seiner Querschnittsfläche vorsehen, wenn der Bedarf entsteht. Die Wicklung jeder der Phasen ist auch einfach strukturiert, während eine ausreichende leitende Querschnittsfläche sichergestellt wird. Folglich hat dieser Motor eine Eigenschaft, dass er eine Ausgabe eines großen maximalen Drehmoments und eine Ausgabe eines großen kontinuierlichen Drehmoments erhalten kann.
64 hat den Zweiphasenmotor mit einer Anordnung von zwei Sätzen von Magnetpfadkonfigurationen, einschließlich der Permanentmagnete, gezeigt. Alternativ können jedoch drei Sätze von ähnlichen Magnetpfadkonfigurationen angeordnet werden, um einen Dreiphasenmotor zu bilden.
66 zeigt ein Beispiel eines Dreiphasenmotors der vorliegenden Erfindung. 67 zeigt Querschnitte von einigen Abschnitten in bestimmten Drehpositionen. Jeder der Stator- und Rotorpole, die in 67 gezeigt sind, weist eine zu jener des in 65 gezeigten Motors analoge Konfiguration auf, wobei Phasen U, V und W erteilt sind. Folglich sind die Magnetflüsse der individuellen Phasen so konfiguriert, dass sie mit der Drehung der Rotorwelle 1 schwanken. Mit der Ziffer 222 sind U-Phasen-Rotorpole, mit 223 U-Phasen-Statorpole, mit 224 V-Phasen-Rotorpole, mit 225 W-Phasen-Statorpole, mit 226 W-Phasen-Rotorpole, mit 227 W-Phasen-Statorpole und mit 228 und 229 Wicklungen angegeben.
67 zeigt durch (a) ein Beispiel eines Querschnitts der Phase U. In dieser Drehposition liegen die Permanentmagnete 230 und 232 in voneinander verschiedenen Drehpositionen. Da weichmagnetische Elemente 231 und 233 angeordnet sind, wie gezeigt, können die Permanentmagnete 230 und 232 ermöglichen, dass die Magnetflüsse von der Innendurchmesserseite zur Außendurchmesserseite über den ganzen Umfang verlaufen. Große Magnetflüsse verlaufen von der Innendurchmesserseite zur Außendurchmesserseite. 67 zeigt durch (b) die V-Phasen-Pole. Im Vergleich zur Phase U wurde der Rotor so positioniert, dass er im Uhrzeigersinn um 120° el. gedreht ist. Die weichmagnetischen Abschnitte 235 und 237 liegen einander auf halbem Wege gegenüber, um einen kleinen Freiheitsgrad in der Richtung der Magnetflüsse zu schaffen. 67 zeigt durch (c) die W-Phasen-Pole. Im Vergleich zur Phase U wurde der Rotor so positioniert, dass er im Uhrzeigersinn um 240° el. gedreht ist. Weichmagnetische Abschnitte 239 und 241 liegen einander auf halbem Wege gegenüber, um einen kleinen Freiheitsgrad in der Richtung der Magnetflüsse zu schaffen. Solche Magnetflüsse werden mit der Drehung schwanken lassen, um zu ermöglichen, dass die Wicklungen 228 und 229 dreiphasige magnetomotorische Kräfte auf die jeweiligen Dreiphasen-Magnetkreise ausüben, wodurch der Dreiphasenmotor gebildet wird.
Die Konfigurationen der Magnetpfade, die in 64 bis 67 gezeigt sind, sind dadurch gekennzeichnet, dass die Magnetflüsse nicht in einer sinusartigen Weise variieren, sondern viele Oberwellenkomponenten enthalten. Folglich wird eine Drehmomentwelligkeit verursacht. Eine Methode zum Lösen dieses Problems kann darin bestehen, die Formen jedes Magnets und jedes weichmagnetischen Abschnitts in der Rotorwellenrichtung in einer solchen Weise zu modifizieren, dass die Magnetflüsse sinusförmig verändert werden können. Alternativ können die radialen Formen der Stator- und Rotorpole, die einander zugewandt sind, für die Modifikation des Luftspalts modifiziert werden, wodurch die Schwankung der Magnetflüsse mit der Drehung sinusförmig gemacht werden kann. Andere Methoden können eine weitere Multipolarisierung des Dreiphasenmotors umfassen, um die Oberwellenkomponenten aufzuheben. Die Multipolarisierung kann auch die Drehmomentwelligkeit verringern.
68 zeigt ein Beispiel eines Zweiphasenmotors der vorliegenden Erfindung. 69 zeigt Querschnitte des Motors. Magnetpfade, die in den CA-CA- und CB-CB-Querschnitten gezeigt sind, bilden die Phase A und Magnetpfade, die in CC-CC- und CZ-CZ-Querschnitten gezeigt sind, bilden die Phase B. Diese Konfiguration ist ein Beispiel, das zeigt, dass keine magnetische Störung zwischen den Phasen A und B auftritt. Mit der Ziffer 244 sind A-Phasen-Statorpole und mit 243 Rotorpole angegeben. Mit 246 sind auch A-Phasen-Statorpole und mit 245 Rotorpole angegeben. Wie aus den durch (a) und (b) von 69 gezeigten Querschnitten zu sehen ist, ist er so konfiguriert, dass eine Differenz von 180° el. in einer zugewandten Beziehung zwischen Magneten und weichmagnetischen Abschnitten bestehen kann. In den Drehpositionen, die in 69 gezeigt sind, verlaufen die Magnetflüsse von der Seite der Rotorpole 243 zur Seite der Statorpole 244 und verlaufen ferner durch die Statorpole 246 und die Rotorpole 248 und kehren zu den Rotorpolen 243 zurück. Eine Beziehung wird hergestellt, so dass eine Drehung von 180° el. die Schwankungsrichtung der Magnetflüsse vollständig umkehren kann. Dieselbe Beziehung wird in den B-Phasen-Statorpolen 248 und 250 sowie den B-Phasen-Rotorpolen 247 und 249 hergestellt. Diese Phasen weisen eine relative Phasendifferenz von 90° in bezug auf die Phase A auf. Mit den Ziffern 253, 255, 257, 259, 261, 263, 265 und 267 sind Permanentmagnete angegeben. Mit den Ziffern 254, 256, 258, 260, 262, 264, 266 und 268 sind weichmagnetische Abschnitte angegeben.
70 zeigt ein Beispiel eines Dreiphasenmotors der vorliegenden Erfindung. Mit den Ziffern 307, 309 und 311 sind U-, V- und W-Phasen-Statorpole angegeben. Mit den Ziffern 301 und 302 sind U-Phasen-Rotorpole, mit 303 und 304 V-Phasen-Rotorpole und mit 305 und 306 W-Phasen-Statorpole angegeben. 71 ist eine perspektivische Ansicht der Statorpole 307 aus dem Motor entnommen. Permanentmagnete 313 sind in ihren Magnetpolen, wie in der Figur gezeigt, mit weichmagnetischen Abschnitten 314, die S-Pole sind, und weichmagnetischen Abschnitten 315, die N-Pole sind, gerichtet. Da sowohl die N- als auch S-Pole weichmagnetische Abschnitte sind, können die Statorpole Magnetpole in vier Richtungen besitzen. 72 zeigt ein Beispiel einer Seitenansicht der Rotorpole. Wie in der Figur gezeigt, weisen die Rotorpole von jeder der Phasen eine eingekerbte Konfiguration mit einer Phasendifferenz von 180° el. auf. Folglich kann die Kombination dieser Rotorpole mit den Statorpolen, die in 71 gezeigt sind, eine Struktur schaffen, in der Magnetflüsse, die durch diese verlaufen, mit der Drehung des Rotors schwanken können. Folglich kann ein Drehmoment durch Liefern eines Stroms zu einer U-Phasen-Wicklung 308 mit einer geeigneten Phase und durch Ausüben einer magnetomotorischen Kraft auf die U-Phasen-Statorpole 301 und 302 sowie die Rotorpole 307 erzeugt werden. Die Phasen V und W sind in derselben Weise konfiguriert. Die individuellen Phasen sind so strukturiert, dass sie magnetisch voneinander getrennt sind. Die relative Phase des Rotors und Stators ist auch zwischen den U-, V- und W-Phasen-Konfigurationen um 120° unterschiedlich, um den Dreiphasenmotor zu bilden.
Es kann wirksam sein, Permanentmagnete auf der Innendurchmesser- und Außendurchmesserseite der weichmagnetischen Abschnitte 314 und 315 für deren Abdeckung anzuordnen, die in die Richtung der Verringerung der Kraftlinienstreuung orientiert sind. Somit kann die Kraftlinienstreuung von den weichmagnetischen Abschnitten der Statorpole verringert werden und die Eigenschaften des Motors werden verbessert. Es kann auch wirksam sein, einen Leiter LLF für die Verringerung der Kraftlinienstreuung in einem Raum zwischen den Rotorpolen 316 und 317 anzuordnen, indem er am Rotor befestigt wird. Der Leiter LLF übt einen merklichen Effekt der Verringerung der Kraftlinienstreuung aus, da, wenn Magnetflüsse beim Verlaufen durch den Leiter LLF erhöht/verringert werden, Wirbelströme erzeugt werden, um die Erhöhung/Verringerung der ausgetretenen Flüsse zu verhindern. Da jedoch eine übermäßig enge Anordnung zu viel Verlust an Wirbelströmen verursacht, sind ein geeigneter Abstand und eine geeignete Form erforderlich. Der Leiter LLF wird vorzugsweise aus einem nichtmagnetischen Material hergestellt. In der in 70 gezeigten Motorkonfiguration können der Rotor und der Stator umgekehrt modifiziert sein. Der Motor kann auch multipolarisiert werden, um das Drehmoment zu erhöhen. Im Fall der in 70 gezeigten Motorkonfiguration kann es bevorzugt sein, dass Elemente, die nahe den Magnetpolen liegen, ein Motorgehäuse 300 und dergleichen, aus einem nichtmagnetischen Material bestehen.
Im Vergleich zu dem in 70 gezeigten Motor zeigt 73 einen Motor mit einer Struktur, in dem die weichmagnetischen Abschnitte des Rotors in den Phasen U, V und W miteinander verkettet sind. Die Motorstruktur ist vereinfacht. 74 und 75 zeigen teilweise vergrößerte Ansichten des in 73 gezeigten Motors. 76 zeigt Querschnitte des Motors.
74 zeigt eine teilweise vergrößerte Ansicht des in 73 gezeigten Motors. Die Figur gibt außerdem Magnetflüsse ϕm, ϕv und ϕw der individuellen Phasen sowie Ströme Iu, Iv und Iw, die zu den Wicklungen geliefert werden, an. In 75 sind die Richtung des Flusses ϕv und die Richtung des Stroms Iv des in 74 gezeigten Motors umgekehrt. Diese Anordnung kann die Größe der Magnetflüsse, die durch die Magnetpfade 32A und 32B verlaufen, um einen Faktor von 1/1,732 verringern. Folglich können die Querschnittsflächen der Magnetpfade 32A und 32B verschmälert (oder klein gemacht) werden.
77 zeigt ein Beispiel eines Dreiphasenmotors mit einer Konfiguration, in der zwei Sätze von Statorpolen und Rotorpolen eine Phasendifferenz von 120° el. aufweisen. 78 zeigt eine teilweise vergrößerte Ansicht des Motors. Mittlere Magnetpole 332, die in 77 gezeigt sind, weisen eine etwas komplizierte Konfiguration auf. Der obere Teil der Konfiguration in der Papierebene weist eine Form des Querschnitts entlang der Linie DG-DG von 73 auf und der untere Teil der Konfiguration in der Papierebene weist eine Form des Querschnitts entlang der Linie DH-DH auf. In 77 sind die Formen der anderen Teile dieselben wie jene der entsprechenden Teile von 73. Querschnitte von Abschnitten des Motors sind wie in 76 gezeigt. Die Magnetflüsse ϕm, ϕv und ϕw sind wie in 78 gezeigt und Ströme von Wicklungen 336 und 337 sind durch Iu-Iv bzw. Iv-Iw angegeben.
Die zwei Sätze von Statorpolen und Rotorpolen des in 77 gezeigten Motors können so konfiguriert sein, dass sie eine Phasendifferenz von 90° el. aufweisen, um einen Zweiphasenmotor zu bilden.
79 zeigt ein Beispiel eines Dreiphasenmotors der vorliegenden Erfindung. 80 zeigt durch (a), (b) und (c) Querschnitte einiger Abschnitte. Der Betrieb dieser Rotorpole und Statorpole ist durch (a) und (b) von 83 gezeigt. Wie gezeigt, ist der Motor dazu ausgelegt, die Richtungen der Drehmomenterzeugung unter Verwendung dessen zu steuern, dass die Pfade der Magnetflüsse, wie durch die Pfeile gezeigt, gemäß der Richtung, in der eine magnetomotorische Kraft ausgeübt wird, verändert werden, selbst wenn die relativen Positionen des Rotors und des Stators gleich sind. Folglich kann die Richtung der Drehmomenterzeugung gemäß der Richtung der anzuregenden Ströme verändert werden. Durch Bereitstellung einer solchen Struktur für jede der drei Phasen, wie in 79 und 80 gezeigt, kann die Dreiphasenmotorkonfiguration erreicht werden.
In diesem Fall können die individuellen vorspringenden Statorpole sowohl ein positives als auch ein negatives Drehmoment in derselben Drehposition des Rotors erzeugen. Folglich kann im Vergleich zu einem Reluktanzmotor, dessen Rotor und Stator beide vorspringende Pole aufweisen, das Drehmoment ungefähr mit einem Faktor von zwei erzeugt werden.
Dieser Motor besitzt eine Eigenschaft, dass, wenn keine magnetomotorische Kraft ausgeübt wird, Magnetflüsse, die auf den Stator wirken, verringert werden und folglich das so genannte Leerlaufdrehmoment klein ist und folglich der Eisenverlust klein ist. Außerdem ist im Vergleich zu einem Motor vom Oberflächenmagnettyp die induzierte Spannung dieses Motors klein, wenn kein Strom geliefert wird. Folglich hat dieser Motor eine Eigenschaft, dass er leicht eine Hochgeschwindigkeitsdrehung bei einer festgelegten Anzahl von Umdrehungen oder mehr ermöglicht.
81 zeigt ein Beispiel einer zweiphasigen Version des Motors, der in 79 gezeigt ist. 82 und (d) von 80 zeigen Querschnitte des Motors. Die Phasendifferenz zwischen den zwei Phasen ist 90°.
84 zeigt einen Dreiphasenmotor, der ein Reluktanzdrehmoment anwendet. 85 zeigt Querschnitte des Motors. Statorpole 374, 376 und 378 sowie Rotorpole 373, 375 und 377 weisen eingekerbte Formen mit derselben Winkelfrequenz auf. Folglich wird das durch die Anziehungskraft der Magnetkreise erzeugte Drehmoment, d. h. das Reluktanzdrehmoment, mit fortfahrender Drehung verliehen.
86 zeigt eine Modifikation des in 84 gezeigten Motors.
87 zeigt ein Beispiel eines Dreiphasenmotors mit einer Konfiguration und einer Funktionsweise, die von jenen des in 84 gezeigten Motors verschieden sind. Die Funktionsweise der U-Phasen-Pole 393 und 394 sowie der W-Phasen-Pole 397 und 398 ist im Wesentlichen dieselbe wie die Funktionsweise des in 86 gezeigten Beispiels. Die Funktionsweise der V-Phasen-Pole 395 und 396 ist jedoch ein wenig anders. Damit bei den V-Phasen-Polen 395 und 396 ein Drehmoment erzeugt wird, werden Ströme umgekehrt zu den Wicklungen 391 und 392 geliefert. Es ist in diesem Fall erforderlich, dass kein unnötiges und schädliches Drehmoment so ausgelegt ist, dass es in den W-Phasen-Polen 397 und 398 erzeugt wird, während ein Drehmoment in den V-Phasen-Polen 395 und 396 erzeugt wird.
88 zeigt ein Beispiel eines so genannten Außenrotormotors, in dem der Rotor an der Außendurchmesserseite angeordnet ist. In diesem Beispiel kann eine axiale Breite von jedem der Magnetpole der individuellen Phasen leicht erhöht werden, um das Drehmoment zu verstärken.
89 zeigt Beispiele von Konfigurationen der Stator- und Rotorpole. Wegen der Bereitstellung der Beschreibung unter Verwendung einer vereinfachten Konfiguration wurden die meisten der Beispiele der Motoren der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf lineare Umfangsabwicklungen beschrieben, in jeder von denen jeder Magnetpol eine rechteckige Form mit einer Breite von 180° el. aufweist, wie durch die Ziffer 400 in 89 angegeben. Die Stator- und Rotorpole können jedoch Konfigurationen aufweisen, in denen jeder Magnetpol eine Sinusform, wie durch die Ziffer 401 angegeben, eine Rautenform, wie durch die Ziffer 402 angegeben, eine Trapezform, wie durch die Ziffer 403 angegeben, eine schräge Rechteckform, wie durch die Ziffer 404 angegeben, oder dergleichen aufweist. Um eine glattere Drehung zu verwirklichen, kann die Sinusform 401 häufig bevorzugt sein. Insbesondere können die Rautenform 402 und die Trapezform 403, die ziemlich nahe einer Sinuswellenform liegen, Eigenschaften ausüben, die näher an jenen der Sinusform liegen, indem die Ecken abgerundet sind, wie durch gestrichelte Linien angezeigt. In den Motorbeispielen wurde auch die Umfangsbreite eines Magnetpols in seiner Form größtenteils mit einem elektrischen Winkel im Bereich von 120° bis 180° veranschaulicht. Die Breite ist jedoch nicht besonders darauf begrenzt. Um den Wicklungskoeffizienten zu erhöhen, kann jedoch 180° bevorzugt sein.
90 zeigt ein Beispiel eines Querschnitts eines Motors. Auf dem Umfang abgerundete Formen der Stator- und Rotorpole, wie in der Figur gezeigt, verringern die Drehmomentwelligkeit. Diese abgerundeten Formen milder auch die äußerst große Änderungsrate von Magnetflüssen in der radialen Richtung, so dass sie auf einem geeigneten Niveau liegen, wodurch die Änderungsrate der Anziehungskraft in der radialen Richtung gemildert wird und folglich die Schwingung verringert wird.
91 zeigt ein Beispiel einer Anordnung von Permanentmagneten in der so genannten Halbach-Struktur. Diese Struktur kann ermöglichen, dass ein Mittelabschnitt jedes Magnetpols eine hohe Flussdichte aufweist, während ermöglicht wird, dass ein Grenzabschnitt zwischen den Magnetpolen Magnetflüsse entlang des Umfangs richtet. Die Verwendung der Magnetpole eines Motors ermöglicht die Verbesserung des Motordrehmoments und die Verringerung der Drehmomentwelligkeit. Als Beispiel zum Erhalten von Eigenschaften analog zur Halbach-Struktur kann eine Struktur verwendet werden, in der ermöglicht wird, dass eine Anisotropie der Permanentmagnete zur Mitte der Magnete gerichtet wird, d. h. eine Struktur einer so genannten polaren Anisotropie. Folglich kann ein Effekt analog zur Halbach-Struktur erhalten werden. Verschiedene Polkonfigurationen sowie die Rotorstrukturen, wie in 14 bis 19, 111 und 112 gezeigt, können auch auf die vorliegende Erfindung angewendet werden.
97 zeigt ein Beispiel eines Rotors, der dazu entworfen ist, die Magnetdichte auf der Rotoroberfläche zu verbessern und die Flussverteilung so weit wie möglich nahe eine Sinusverteilung entlang des Umfangs zu bringen. Mit den Ziffern 411 und 412 sind Permanentmagnete mit hoher Flussdichte angegeben. Jeder Magnet ist in eine Richtung zum Erhalten der Polarität jedes Rotorpols, wie in der Figur angegeben, orientiert.
Schlitze 409 und 410 sind zum Verbessern der Umfangsdrehpositions-Abhängigkeit von jedem Magnetfluss in den weichmagnetischen Abschnitten 413 und 414 vorgesehen. Ein äußerer Umfang des Rotors besitzt eine sanft eingekerbte Form, so dass die Länge eines Luftspalts zwischen dem Stator- und dem Rotorpol in der Nähe der Mitte des Rotorpols klein gemacht wird und dass der Luftspalt in der Nähe einer Grenze zwischen den Rotorpolen groß gemacht wird. Die Veränderung der Anordnung der Schlitze kann leicht zur Einstellung der Flussverteilung beitragen. Eine Feineinstellung der Schlitzpositionen in jedem Magnetpol kann auch das Rastdrehmoment, die Drehmomentwelligkeit oder dergleichen verringern.
92 zeigt ein Beispiel eines so genannten Außenrotormotors, in dem der Rotor auf einer Außendurchmesserseite angeordnet ist. 94 zeigt Querschnitte einiger Abschnitte. Zwei Wicklungen 167 und 168 sind vorgesehen. Wie im Fall des vorstehend beschriebenen Dreiphasenmotors ist dieser Motor ein Dreiphasenmotor mit zwei Wicklungen. Insbesondere ist mit der Ziffer 173 ein Magnetfluss-Induktionsmittel zum Richten der Magnetflüsse, die unnötig und für die Phasen schädlich sind, angegeben. Durch Verketten der drei Phasen U, V und W kann mehr Vereinfachung als in den Magnetpfaden 156 und 157, die beispielsweise in 29 gezeigt sind, erreicht werden, um dadurch eine Verringerung der Größe des Motors zu verwirklichen. Dieselbe Struktur kann in einem Zweiphasenmotor verwirklicht werden, obwohl die Struktur so entworfen werden muss, dass der Magnetpfad am Mittelabschnitt während der Kreuzung axial und radial getrennt werden kann.
93 zeigt ein Beispiel eines Motors, der durch Vergrößern der axialen Breite jedes in 92 gezeigten Magnetpols für die Verbesserung des Drehmoments erhalten wird.
Nachstehend wird ein Verfahren zum Erreichen eines hohen Drehmoments und einer hohen Ausgabe im Motor der vorliegenden Erfindung beschrieben. Im Allgemeinen steht das Drehmoment eines Motors im Verhältnis zu einer Drehrate dϕ/dθ eines Magnetflusses ϕ, der mit einer Wicklung verkettet. Durch θ ist ein Drehwinkel des Rotors angegeben. Spezielle Beispiele von Motorstrukturen zum Erhöhen dieses dϕ/dθ sind in 95 und 96 gezeigt, wobei die Strukturen durch Modifizieren beispielsweise der vorspringenden Rotorpole 50, 54 und 58 und der vorspringenden Statorpole 51, 55 und 59 des in 28 gezeigten Motors erhalten wurden. Eine Anforderung zum Erhöhen des Flusses ϕ, der durch jeden vorspringenden Pol der individuellen Phasen verläuft, besteht darin, eine Struktur zu erhalten, in der: eine zugewandte Fläche zwischen den vorspringenden Stator- und Rotorpolen groß ist; und die Magnetkreise in anderen Abschnitten des Motors nicht magnetisch gesättigt sind.
In dem in 95 gezeigten Motor besitzt, um die zugewandte Fläche zwischen jedem vorspringenden Rotorpol 420 und jedem vorspringenden Statorpol 421 zu vergrößern, der Querschnitt jedes vorspringenden Statorpols in der Rotorwellenrichtung eine vorstehende Form, wie in 95 gezeigt, und der Querschnitt von jedem vorspringenden Rotorpol in der Rotorwellenrichtung besitzt eine vertiefte Form, wie in 60 gezeigt. Im Vergleich zu dem in 28 gezeigten Motor ermöglicht die Struktur des in 95 gezeigten Motors, dass die zugewandten Flächen zwischen den vorspringenden Stator- und Rotorpolen groß sind. Folglich kann die Drehrate dϕ/dθ groß gemacht werden, um dadurch das Drehmoment zu erhöhen.
In dem in 96 gezeigten Motor weisen die Querschnitte von vorspringenden Rotor- und Statorpolen 424 und 425 in der Rotorwellenrichtung eine Trapezform nahe einer Dreieckform auf, wie in 96 gezeigt. Diese Struktur kann auch dieselbe Wirkung wie in 60 in einer einfachen Theorie ausüben. In Anbetracht der magnetischen Sättigung in den vorspringenden Rotorpolen und in den Umgebungen der vorspringenden Rotorpole sind die in 61 gezeigten Formen insofern besser, als dass es unwahrscheinlich ist, dass sie eine magnetische Sättigung verursachen.
Nachstehend wird ein Beispiel einer Magnetkreiskonfiguration der weichmagnetischen Abschnitte im erfindungsgemäßen Motor beschrieben. 98 zeigt ein Beispiel eines Querschnitts eines beispielsweise in 20 und 87 gezeigten Motors. Eine Eigenschaft dieser erfindungsgemäßen Motoren ist eine Struktur, in der sich Magnetflüsse in der Rotorwellenrichtung im Stator und im Rotor auf und ab bewegen. Die herkömmlichen Motoren wurden unter Verwendung von planaren und zweidimensionalen Magnetflüssen für abgeflachte elektromagnetische Platten konfiguriert. Als ein Aspekt der vorliegenden Erfindung, einschließlich ebenso der vorstehend beschriebenen Angelegenheiten, kann die vorliegende Erfindung als Vorschlagen einer neuen Motorstruktur, ausschließlich der Einschränkung der herkömmlichen Motoren, betrachtet werden. Folglich ist es im erfindungsgemäßen Motor erforderlich, einen Magnetkreis zu verwirklichen, der eine Erhöhung/Verringerung von Magnetflüssen in dreidimensionalen Richtungen, einschließlich der Rotorwellenrichtung, toleriert und kleine Wirbelströme und einen geringen Eisenverlust verursacht.
Mit 407S in 98 ist ein Kern des Stators angegeben. Der Kern besitzt eine Struktur, in der scheibenartige elektromagnetische Platten entlang des Rotors gestapelt sind. Folglich können die durch diesen Statorkern 407S verlaufenden Magnetflüsse frei vorhanden sein, ohne übermäßige Wirbelströme in der Umfangs- und radialen Richtung zu erzeugen, und können folglich erhöht/verringert werden. Mit 408R ist ein Rotorkern ähnlich dem Statorkern 407S angegeben. Magnetflüsse des Rotorkerns 408R können frei vorhanden sein, ohne übermäßige Wirbelströme in der Umfangs- und radialen Richtung zu erzeugen, und können folglich erhöht/verringert werden. Wenn jedoch die Magnetflüsse in der Rotorwellenrichtung erhöht/verringert werden, erzeugen beide von ihnen Wirbelströme in den elektromagnetischen Stahlplatten, was zu einem Problem führt, dass ein großer Eisenverlust verursacht wird.
Mit den Ziffern 407 und 408 sind Elemente angegeben, in denen die elektromagnetischen Stahlplatten, wie in 99 gezeigt, gestapelt sind. Die Anordnung solcher Elemente an Abschnitten des in 98 gezeigten Motors in der Rotorwellenrichtung kann das Erhöhen/Verringern der Magnetflüsse in der Rotorwellenrichtung verwirklichen, ohne einen übermäßigen Eisenverlust zu erzeugen. In diesem Fall müssen jedoch Schnittoberflächen 407B und 408B bereitgestellt werden, damit die Wirbelströme in den elektromagnetischen Stahlplatten 407S und 408R, die durch die Erhöhung/Verringerung der Magnetflüsse in der Rotorwellenrichtung verursacht werden, kaum erzeugt werden. Diese Schnittoberflächen können in verschiedene Positionen in den Kernen 407S und 408R ausgebildet werden, so dass sie nicht miteinander übereinstimmen, wenn sie in der Rotorwellenrichtung gestapelt sind. Folglich können die Magnetflüsse gleichmäßig durch das Innere der elektromagnetischen Stahlplatten 407S und 408R verlaufen und gleichzeitig kann die Motorfestigkeit leicht verbessert werden.
100 zeigt ein Konfigurationsbeispiel, in dem die weichmagnetischen Abschnitte des in 28 gezeigten Motors aus Massekernen bestehen. Die Montage der Stator- und Rotorkerne wird durch Herstellen dieser Kerne durch Teilen derselben an den durch gestrichelte Linien EJ-EJ und EK-EK angegebenen Abschnitten erleichtert. Ein Kern 430, eine Wicklung 82, ein Kern 431, eine Wicklung 83 und ein Kern 432 können in dieser Reihenfolge gestapelt und zusammengefügt werden. Dasselbe gilt für den Rotorkern. Durch Vorsehen einer Struktur, in der Stufen für die Montage beispielsweise an Gegenoberflächen der Kerne ausgebildet werden, kann die Motorfestigkeit sichergestellt werden. Die Ausbildung der weichmagnetischen Abschnitte des Motorkerns mit Massekernen kann eine dreidimensionale Erhöhung/Verringerung der Magnetflüsse ermöglichen, was für die Konfiguration des erfindungsgemäßen Motors bevorzugt ist. Massekerne weisen eine gute Materialausbeute auf, da sie durch Formen unter Verwendung einer Metallform hergestellt werden können. Insbesondere können die Eigenschaften leicht in kleinen Motoren aufgezeigt werden.
101 zeigt ein Beispiel der Herstellung des erfindungsgemäßen Motors unter Verwendung von Teilen, die durch Ziehen von elektromagnetischen Platten unter Verwendung einer Metallform erhalten werden. Die nachstehende Beschreibung wird über die Herstellung gegeben. Die elektromagnetische Basiskonfiguration ist dieselbe wie jene des in 28 gezeigten Motors. Mit der Ziffer 434 sind A-Phasen-Rotorpole, mit 436 vorspringende A-Phasen-Statorpole und mit 435 Luftspaltabschnitte dazwischen angegeben. Mit 439 sind B-Phasen-Statorpole und mit 43B C-Phasen-Statorpole angegeben. Die Umfangsseitenkonfigurationen von ihnen sind wie in 30 gezeigt, die durch gestrichelte Linien an den Statorpolen in 101 angegeben sind. Mit 43C und 43D sind Wicklungen angegeben.
Der in 101 veranschaulichte Motor besteht aus elektromagnetischen Stahlplatten, die zu den vorspringenden Statorpolen, dem hinteren Statorjoch, den Rotorpolen und dem hinteren Rotorjoch geformt sind, und einer Rotorwelle 1. Um die Formung und Montage zu vereinfachen, wurden die elektromagnetischen Stahlplatten an den Verbindungen 43A, 43E und dergleichen unterteilt, bevor sie zur Anlage gebracht werden. Ein Magnetpfad in jedem der Teile ist durch zwei elektromagnetische Stahlplatten strukturiert. Jeder Stoßabschnitt ist so ausgelegt, dass er nicht mit einem Stoßabschnitt der benachbarten elektromagnetischen Stahlplatte übereinstimmt, um eine Struktur zu erreichen, in der die Magnetflüsse sich von der benachbarten elektromagnetischen Stahlplatte in Reaktion auf die Widerstandsänderung, die durch den Luftspalt am Stoßabschnitt verursacht wird, herumschlängeln können. Folglich kann eine Erhöhung des Magnetwiderstandes und eine Änderung des Magnetwiderstandes, die durch die Änderung der Stoßgenauigkeit verursacht wird, verringert werden.
Die Stoßabschnitte können vom Rotor unter Verwendung eines Verfahrens entfernt werden, in dem Spulen montiert werden, nachdem die elektromagnetischen Stahlplatten der Rotorseite an der Rotorwelle 1 montiert sind, gefolgt davon, dass jeder der Spulen Windungen einer Wicklung von ihrem äußeren Umfang verliehen werden. Andere Verfahren können in der Reihenfolge der Montage der Wicklung von Spulen und im Formen der elektromagnetischen Stahlplatten entworfen werden, um die Stoßabschnitte zu entfernen.
Der in 101 gezeigte Motor kann durch Schneiden und Ziehen der elektromagnetischen Stahlplatten unter Verwendung einer Metallform hergestellt werden, wodurch die Produktivität verbessert werden kann und die Kosten verringert werden können. Eine besonders hohe Produktivität kann für kleine Motoren mit Magnetpfaden, von denen jeder eine Breite aufweist, die mit einer einzelnen elektromagnetischen Stahlplatte gebildet werden kann, erreicht werden. Die Qualitäten der für die Motoren verwendeten elektromagnetischen Stahlplatten müssen nicht nur in den elektromagnetischen Eigenschaften ausgezeichnet sein, sondern auch in den Formeigenschaften ausgezeichnet sein.
102 zeigt durch (a), (b) und (c) Beispiele von Motoren, die Konfigurationen 440, 441, 442, 443 und 445 verwenden, in denen die elektromagnetischen Stahlplatten gebogen sind. Mit der Ziffer 12 sind Permanentmagnete und mit 82 und 83 Wicklungen angegeben.
Die in 101 und 102 gezeigten Motorkonfigurationen sind nur Beispiele. Jeder der mit den elektromagnetischen Stahlplatten hergestellten Teile kann eine Form und eine Struktur aufweisen, die in bezug auf die Durchführbarkeit des Ziehprozesses und die Bequemlichkeit der Montage der Rotorwelle 1 und der Wicklung 553 sowie anderer Komponenten wie z. B. der Lager und des Motorgehäuses in Betracht gezogen werden. Jeder der Teile kann so konfiguriert sein, dass er drei oder mehr elektromagnetische Stahlplatten aufweist.
Nachstehend wird ein weichmagnetisches Material, das den erfindungsgemäßen Motor bildet, mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben. 103 zeigt durch (a) einen amorphen Stapel. Ein amorphes Material oder amorphes Metall weist einen kleinen Eisenverlust auf und ist somit in den Hochfrequenzeigenschaften ausgezeichnet. In Anbetracht der Eigenschaften, d. h. dass es ein weichmagnetisches Material einer dünnen Schicht mit einer Dicke von etwa 25 Mikrometern ist, kann jedoch ein besserer Herstellungswirkungsgrad von Motoren durch Stapeln der amorphen Schichten unter Verwendung eines Klebstoffs oder dergleichen zum Erhalten eines Stapels 561 mit einer Dicke mit einem bestimmten Niveau und dann Durchführen einer Bearbeitung und Montage erreicht werden. Eine normale elektromagnetische Stahlplatte 562 kann auf eine Seite oder beide Seiten des amorphen Stapels 561 geklebt werden, um eine Figur zu erhalten, wie durch (b) oder (c) von 103 gezeigt, gefolgt von Bearbeitung und Montage. Durch Kleben der elektromagnetischen Stahlplatte(n) 562 an den amorphen Stapel 561 kann das Verbundmaterial erhalten werden oder das amorphe Material kann auf eine Basis der elektromagnetischen Stahlplatte 562 mit einer Festigkeit mit einem bestimmten Niveau gestapelt werden. Dieses Verbundmaterial weist eine gute Stanzqualität in einem Stanzprozess auf, der unter Verwendung eines Metallmusters durchgeführt wird. Ein unter Verwendung dieses Verbundmaterials fertig gestellter Motor weist beispielsweise Verbundeigenschaften auf, d. h. eine Eigenschaft hoher Flussdichte, die von der elektromagnetischen Stahlplatte 43F übernommen wird, und eine Eigenschaft eines niedrigen Eisenverlusts, der von dem amorphen Stapel 43G übernommen wird.
Spezielle Maßnahmen zum Verwirklichen der dreidimensionalen Magnetpfade können die Verwendung eines Massekerns als weichmagnetisches Materialelement des erfindungsgemäßen Motors umfassen. Massekerne haben keine Begrenzung in den Flussrichtungen.
104 zeigt einen Motor mit einer Konfiguration zum zwangsweisen Kühlen der Wicklungen 219, 220 und 221. 104 zeigt ein Beispiel, in dem die Wicklungen 219, 220 und 221 aus Metallrohren mit kreisförmigen oder quadratischen Querschnitten bestehen. Kühlgase oder Kühlflüssigkeit oder Gemische wie z. B. Dunst können durch ein zentrales Loch von jedem dieser Metallrohre geleitet werden, um den Motor zu kühlen. Die Querschnitte von einigen Abschnitten sind in 105 gezeigt.
Geeignete Materialien für die Metallrohre umfassen Kupfer und Aluminium. Kupfer besitzt eine hohe elektrische Leitfähigkeit, besitzt jedoch eine große Dichte. Wenn das Gewicht stark verringert werden muss, kann daher Aluminium oder eine Aluminiumlegierung verwendet werden. Da die elektrische Leitfähigkeit von Aluminium nicht so hoch wie die von Kupfer ist, kann das Problem der Wärmeerzeugung durch die Metallrohre und das Kühlmedium abgedeckt werden. Die Wicklung 221 von 104 zeigt ein Beispiel eines quadratischen Metallrohrs. Im Vergleich zu einem kreisförmigen Metallrohr kann das quadratische Metallrohr die Räume zwischen den Windungen der Wicklung, die sich in einem Schlitz befindet, effektiver nutzen.
Im Fall von herkömmlichen Motoren, wie in 128 und 129 gezeigt, war die Verwendung eines Kupferrohrs als Wicklung auf Grund der Verwendung von Wicklungen mit kleinem Durchmesser nicht praktisch. Für die Multipolarisation solcher herkömmlichen Motoren, wie aus ihren Querschnitten vorgestellt werden kann, kann jeder Raum eines Schlitzes zur Anordnung einer Wicklung notwendigerweise noch kleiner werden. Der Motor der vorliegenden Erfindung kann jedoch die Multipolarisation des Motors strukturell erleichtern. Außerdem hat die Multipolarisation keine Verkleinerung der Schlitzform für die Anordnung jeder Schleifenwicklung zur Folge. Die Schlitzform bleibt unverändert. Die Spannung einer Wicklung steht im Verhältnis zu einer Winkelrate dΨ/dθ der Anzahl von miteinander verketteten Flüssen Ψ. Folglich ermöglicht die Multipolarisation, dass die Winkelrate dΨ/dθ der Anzahl von miteinander verketteten Flüssen Ψ im Verhältnis zur Anzahl von Polen groß wird, was eine Verringerung der Anzahl von Windungen jeder Phasenwicklung erfordert. Folglich kann die Multipolarisation des erfindungsgemäßen Motors die Anzahl von Windungen jeder Wicklung verringern. Somit kann die an jedem Schlitz in 104 bereitzustellende Wicklung einen großen Durchmesser im Vergleich zum herkömmlichen Motor aufweisen. Ferner kann der erfindungsgemäße Motor einfache Schleifenwicklungen verwenden. Folglich kann der Motor der vorliegenden Erfindung eine Wicklung eines Metallrohrs, das auch als Kühlmechanismus dienen kann, praktisch installieren. Es sollte erkannt werden, dass das Verfahren der Durchführung sowohl der Stromlieferung als auch der Kühlung mit einem Metallrohr auf verschiedene Motoren der vorliegenden Erfindung angewendet werden kann.
Das Kühlverfahren unter Verwendung eines Leiters eines Metallrohrs kann ein Problem einer elektrischen Isolation beinhalten. Daher kann eine Konfiguration unter Verwendung eines Kühlmediums mit hohen elektrischen Isolationseigenschaften bevorzugt sein. Die Verwendung von Hochdruckluft als Kühlmedium erfordert einen Filter zum Vermeiden des Eintritts von Fremdstoffen. Die Verwendung von Kühlwasser erfordert ein Schema, um die elektrische Leitfähigkeit des Wassers auf einem niedrigen Niveau zu halten. Die Verwendung von Kühlöl ist vergleichsweise leicht, da Öl eine niedrige elektrische Leitfähigkeit aufweist. Ein Ende jeder Wicklung ist mit einer Spannungsversorgungsleitung verbunden. Zusätzlich dazu erfordert ein Ende jeder Wicklung eine Behandlung, die die Ladung und Entladung eines Kühlmediums ermöglicht, während die elektrische Isolation auf einem gewissen Niveau gehalten wird.
Nachstehend wird eine Erläuterung eines Beispiels eines Motors der Erfindung und einer Länge MLP jedes Statorpols in der Rotorwellenrichtung in jeder der Phasen des Motors gegeben. 106 zeigt einen Vierphasenmotor mit einer Anordnungsreihenfolge der Statorpole, die von jener des in 20 gezeigten Motors verschieden ist. Mit der Ziffer 654 sind A-Phasen-Statorpole und mit 655 C-Phasen-Statorpole mit einer Phasendifferenz von 180° el. von der Phase A angegeben. In dieser Anordnung der Statorpole ist die Beziehung zwischen den Statorpolen und den Räumen zueinander umgekehrt, was es leicht macht, die Statorpol- und Wicklungskonfigurationen zu ändern. Ebenso sind durch eine Ziffer 656 B-Phasen-Statorpole und mit 657 D-Phasen-Statorpole mit einer Phasendifferenz von 180° el. zu der Phase B angegeben. Mit 65A, 65B und 65C sind Wicklungen angegeben, die zwischen den Statorpolen angeordnet sind. Mit der Ziffer 651 ist ein hinteres Joch des Rotors und mit 652 sind Rotorpole angegeben.
107 zeigt einen Motor, in dem die Statorpole des in 106 gezeigten Motors in der Rotorwellenrichtung abgewickelt sind. Insbesondere ist 107 eine lineare Abwicklung einer Umfangskonfiguration von individuellen Abschnitten in einer Luftspaltebene, wo der Stator und der Rotor einander zugewandt sind. Die horizontale Achse gibt einen Drehwinkel θ im elektrischen Winkel an und die vertikale Achse gibt die Rotorwellenrichtung an. Wie vorstehend beschrieben, besitzt jeder der Statorpole jeder Phase eine größere Konfiguration in der Rotorwellenrichtung als die in 65 gezeigte Konfiguration, wobei sie gegenseitig in Richtung benachbarter Statorpole vorstehen. Wenn eine Länge des Stators, der in 106 und 107 gezeigt ist, in der Rotorwellenrichtung ML ist, eine Länge jedes Statorpols in der Rotorwellenrichtung MLP ist und die Anzahl von Phasen N ”4” ist, wird eine Beziehung MLP > ML/N = MLP/4 hergestellt. Obwohl der in 106 gezeigte Querschnitt diese Beziehung MLP > ML/N = MLP/4 aufweist, kann auf Grund der Notwendigkeit für Räume für die Wicklungen der gegenseitige Vorsprung in Richtung der benachbarten Statorpole in 107 ermöglichen, dass die Länge MLP groß ist. Positive und negative Markierungen, die an den vorspringenden Statorpolen in 107 angegeben sind, geben die Richtungen zum Leiten der Magnetflüsse an.
Der Grund dafür, die Länge MLP jedes vorspringenden Statorpols in der Rotorwellenrichtung groß zu machen, besteht folglich darin, dass eine Drehrate dϕ/dθ des Magnetflusses ϕ der mit jedem vorspringenden Statorpol und jeder Wicklung verkettet, erhöht werden muss, um die Drehmomenterzeugung des Motors zu erhöhen. Die Statorpolkonfigurationen der bisher bereitgestellten erfindungsgemäßen Motoren können in der ähnlichen Weise modifiziert werden.
Mit 651 ist ein Rotor und mit 652 sind Rotorpole angegeben, von denen jeder in der ganzen Rotorwellenrichtung ausgedehnt ist. In dem in 107 gezeigten Motor weisen die Rotorpole dieselbe Phase entlang des Umfangs auf. Ferner wird ein Satz der Rotorpole zwischen den entgegengesetzten zwei Sätzen von vorspringenden Statorpolen geteilt. Mit 652Z in 66 sind Bereiche von N-Polen der vorspringenden Rotorpole 652 angegeben.
107 zeigt, dass die Wicklung 658 eine einfache Schleifenform aufweist. Jede der Wicklungen 65A und 65C weist auch eine Schleifenform auf, ist jedoch in der Rotorwellenrichtung wellig, da benachbarte Statorpole in der Rotorwellenrichtung gegenseitig vorstehen. Obwohl die Länge der Wicklungen 65A und 65C groß wird, kann die Drehrate dϕ/dθ des verketteten Magnetflusses ϕ erhöht werden.
Zu den Wicklungen 65A, 65B und 65C des in 106 und 107 gezeigten Motors zu liefernde Ströme entsprechen den durch die Vektoren C, (-C-D)/2 bzw. D bei (c) von 23 angegebenen Stromvektoren. Der durch die Wicklung 658 geleitete Strom ist etwas klein und weist eine Amplitude auf, die 0,707 der anderen Ströme ist.
Die Anordnung/Konfiguration des Stators, der in 107 gezeigt ist, kann ermöglichen, dass die Wicklungen zwischen den Statorpolen in einer solchen Weise angeordnet werden, dass die Kraftlinienstreuung zwischen den Statorpolen verringert wird. Ferner ist das Meiste der Rotoroberfläche mit den Statorpolen für eine effektive Nutzung bedeckt.
Ferner ist jeder Magnetpfad so strukturiert, dass die Querschnittsfläche geeignet vergrößert werden kann. Somit kann das Drehmoment effektiv erzeugt werden.
Mit Bezug auf 108 und 109 wird nachstehend ein Verfahren zum Verringern der Kraftlinienstreuung zwischen den Statorpolen durch die Formen und die Anordnung der Wicklungen beschrieben. 108 zeigt einen Querschnitt entlang einer Linie RJ-RJ von 107, in dem identische Abschnitte mit den identischen Bezugszeichen angegeben sind. Mit 71A ist ein hinteres Joch des Stators angegeben. Mit der Ziffer 655 ist ein Querschnitt des vorspringenden B-Phasen-Statorpols und mit 657 ein Querschnitt des vorspringenden D-Phasen-Statorpols angegeben. Mit 716, 65B und 65C sind Querschnitte der Wicklungen angegeben. Wie durch (a) von 109 gezeigt, ist die Konfiguration von jeder dieser Wicklungen ein Beispiel der dreimaligen Drehung eines abgeflachten Leiters.
Diese Wicklungen der individuellen Phasen sind so angeordnet, dass die Statorpole der individuellen Phasen blockiert werden. Die magnetomotorische Kraft von jeder Wicklung ist so konfiguriert, dass sie in der Nähe eines Endabschnitts von jedem der Statorpole der Phase wirkt, so dass die magnetomotorische Kraft Wirkungen vom Statorpol auf die Seite des Rotors ausüben kann. Folglich kann die Kraftlinienstreuung zwischen den Statorpolen der verschiedenen Phasen signifikant verringert werden. Eine abgeflachte Wicklung 718, die durch (a) von 109 gezeigt ist, kann beispielsweise auch ermöglichen, dass Wirbelströme, wie durch Pfeile 65F gezeigt, induziert werden, wenn die Kraftlinienstreuung, wie durch einen Pfeil 65E gezeigt, erhöht wird. Die Wirbelströme haben einen Effekt der Verhinderung, dass die Flüsse 65E zunehmen, um dadurch die Kraftlinienstreuung 65E zwischen den Statorpolen der verschiedenen Phasen zu verringern.
Die Wicklungskonfiguration des erfindungsgemäßen Motors ist nicht auf beispielsweise die durch (a) von 109 gezeigte begrenzt, sondern kann radial unterteilt sein, wie durch (b) von 109 gezeigt. Praktisch würde eine abgeflachte Wicklung mit einer Breite eines Grades, die keine übermäßigen Wirbelströme 65F erzeugen würde, bevorzugt sein. Die durch Teile der Wicklung 718 fließenden Ströme bilden folglich einen kombinierten Strom des Wirbelstroms, der durch den Pfeil 71C gezeigt ist, und des zur Wicklung 718 gelieferten Phasenstroms. Die Konfiguration der Phasenwicklungen ist nicht auf die in 73 gezeigte begrenzt. Jede Wicklung kann nur bis zur Nähe eines Öffnungsabschnitts der Statorpole angeordnet werden müssen, um eine Wirkung der Verringerung der Kraftlinienstreuung zwischen den Statorpolen der verschiedenen Phasen auszuüben.
110 zeigt ein Beispiel einer Struktur, in der ein Umfangsintervall der Magnetpole der individuellen Phasen zu 240° el. gemacht ist, wobei drei Statorpole innerhalb eines Bereichs von 720° el. angeordnet sind. Diese Struktur basiert auf dem in 1 gezeigten Motor oder dem Motor mit einer Statorpolkonfiguration, wie in 10 bis 13 gezeigt, die jeweils eine lineare Abwicklung einer Konfiguration in einer Luftspaltebene zwischen den U-, V- und W-Phasen-Statorpolen und dem Rotor zeigen. Beträchtliche technische Probleme in solchen Motoren umfassen: Verringerung der Kraftlinienstreuung zwischen den Statorpolen; Verringerung der magnetischen Sättigung in jedem Magnetpfad; und Erhöhung des Drehmoments durch Vergrößern der axialen Breite jedes Statorpols und Erhöhen des Wicklungskoeffizienten. Als eine Methode zum Lösen dieser Probleme ist die Anordnung/Konfiguration der Statorpole, die in 110 gezeigt ist, wirksam.
111 zeigt ein Beispiel, in dem neun Statorpole innerhalb eines Bereichs von acht Rotorpolen angeordnet sind. Dieses Beispiel übt dieselbe Wirkung wie das Beispiel von 110 aus. In diesem Beispiel besitzt ein Statorpol eine große Breite im elektrischen Winkel. Mehrere Statorpole derselben Phase sind auch in verschiedenen Phasen hinsichtlich des Phasenwinkels angeordnet, was dazu führt, dass die Wirkung der Verringerung der Drehmomentwelligkeit ausgeübt wird. In dieser Weise wird für die Anzahl von Polen P des Rotors die Anzahl der Statorpole zu (P × N/2) oder geringer gemacht, wobei N die Anzahl der Phasen ist. Folglich kann das Drehmoment verbessert werden und die Drehmomentwelligkeit kann verringert werden.
112 zeigt die Anordnung der in 111 gezeigten Statorpole mit einer weiteren Verbesserung. Durch Verschieben von Statorpolen in der durch Pfeile gezeigten Richtung wird ermöglicht, dass die Umfangspositionen der Statorpole nahe der Mitte der relevanten Phase liegen, um dadurch das Drehmoment zu erhöhen. Die Umfangspositionen der individuellen Statorpole können für den Zweck der Verringerung der Drehmomentwelligkeit verschoben werden.
113 zeigt einen sehr typischen Dreiphasen-Wechselrichter für einen Dreiphasenmotor und drei Wicklungen des Dreiphasenmotors.
114 zeigt eine Weise zum Verbinden eines Dreiphasen-Wechselrichters zum Antreiben des in 1 und 6 gezeigten Motors, und vier Wirkungen des Dreiphasenmotors und die Verbindung zwischen dem Motor und dem Dreiphasen-Wechselrichter. Die Verbindung des Motors, der in 29 gezeigt ist, kann beispielsweise auch in derselben Weise durchgeführt werden.
115 zeigt eine Beziehung zwischen Spannungen und Strömen in diesem Fall und 116 zeigt eine Verbindungsbeziehung zwischen den Wicklungen.
117 zeigt eine Verbindungsbeziehung für einen Dreiphasen-Wechselrichter, wenn beispielsweise der Motor von 7 angetrieben wird, der eine Version des in 1 gezeigten Motors, des in 28 gezeigten Motors oder des in 62 gezeigten Motors mit zwei Wicklungen ist. 118 und 119 zeigen eine Beziehung zwischen Spannungen und Strömen der Wicklungen und eine Beziehung zwischen Wicklungsverbindungsverfahren und Strömen. Der in den Figuren gezeigte Motor ist ein Dreiphasenmotor mit zwei Wicklungen. Eine Wicklung, die einer Spannung Vv entspricht, die durch eine gestrichelte Linie gezeigt ist, fehlt. Der Dreiphasen-Wechselrichter kann nur Ströme Im = –Iu + Iv, Io = –Iw + Iu und In = –Iv + Iw zu den individuellen Anschlüssen liefern. Die Wicklungen sind dreieckgeschaltet, wobei eine der Wicklungen fehlt. Die angegebenen Spannungen sind relative Spannungen, die unter der Annahme geliefert werden, dass die Mittenspannung der Dreieckschaltung null Volt ist. Obwohl nur zwei Wicklungen vorhanden sind, wird eine Wirkung eines Dreiphasen-Wechselstrommotors hinsichtlich der Spannungen und Ströme erhalten.
120 zeigt ein Beispiel eines Wechselrichters zum Antreiben des Motors von 7, der eine Version des in 1 gezeigten Motors oder des in 28 gezeigten Motors mit zwei Wicklungen ist. Das Beispiel ist dazu ausgelegt, zwei Einphasen-Wechselrichter zu verwenden, die parallel geschaltet sind. Eine solche Konfiguration kann eine relative Begrenzungsbeziehung zwischen den Strömen Im und In vollständig beseitigen. Folglich können Ströme derselben Phasen wie jener der jeweiligen Anschlussspannungen des Motors geliefert werden, so dass ein sehr effizienter Antrieb erreicht werden kann, wobei die Leistungsfaktoren der jeweiligen Phasen maximal sind. Der Antrieb der individuellen Phasen mit einer Sinuswelle kann verursachen, dass einige Drehwinkel ein großes Ausgangsdrehmoment und eine große Ausgabe aufweisen und einige ein kleines Drehmoment und eine kleine Ausgabe aufweisen. Durch beispielsweise das Korrigieren der Stromamplitude um so viel können jedoch ein gleichmäßiges Drehmoment und eine gleichmäßige Ausgabe erhalten werden.
Die Verwendung der in 113 gezeigten Antriebsschaltung kann den Freiheitsgrad in der Konstruktion eines Motors steigern. Die Umfangspolbreite der Phasen U und W kann beispielsweise erweitert werden und die Polbreite der Phase V kann verschmälert werden. Alternativ können die drei Phasen entlang des Umfangs aus der Position mit einer Schrittweite von 120° verschoben werden.
Da mehrere Statorpole derselben Phase entlang des Umfangs angeordnet sind, kann er ferner so konfiguriert sein, dass die drei Phasen entlang des Umfangs von der Position mit einer Schrittweite von 120° verschoben werden können, so dass eine Summe der Magnetflüsse der Pole derselben Phase über den ganzen Umfang gleich jener der ursprünglichen Basisphase sein kann. Diese Konfiguration kann den Freiheitsgrad in der Konstruktion erhöhen. Es kann beispielsweise möglich sein, ausreichend große Spalte zum Verringern der besonders problematischen Kraftlinienstreuung zwischen benachbarten Statorpolen vorzusehen. Es kann auch möglich sein, die Drehmomentwelligkeit durch Entfernen der Oberwellenkomponenten von den Spannungen und dem Drehmoment zu verringern, wobei die Komponenten durch die Anordnung der Statorpole einer bestimmten Phase in einer anderen Phase verursacht werden. Außerdem kann es möglich sein, den Wicklungskoeffizienten durch Optimieren der Statorpolbreite zu verbessern. In diesem Fall kann der normale Dreiphasen-Wechselrichter, der in 110 gezeigt ist, verwendet werden.
Beispiele von verschiedenen Betriebsarten der vorliegenden Erfindung wurden bisher beschrieben. Verschiedene Modifikationen können in der vorliegenden Erfindung vorgenommen werden und solche Modifikationen sollen auch in der vorliegenden Erfindung enthalten sein. Hinsichtlich der Anzahl von Phasen hat die Beschreibung beispielsweise größtenteils drei und sechs Phasen beinhaltet, aber die vorliegende Erfindung kann auf zwei, vier, fünf und sieben Phasen sowie mehrere Phasen mit einer weiteren Anzahl von Phasen anwendbar sein. In einer Maschinerie mit kleiner Kapazität ist es vom Gesichtspunkt der Kosten erwünscht, dass die Anzahl von Teilen klein ist, und somit kann eine kleinere Anzahl von Phasen, d. h. zwei oder drei Phasen, vorteilhaft sein. Vom Gesichtspunkt der Drehmomentwelligkeit oder beispielsweise vom Gesichtspunkt der maximalen Strombegrenzung einer Einphasen-Leistungsvorrichtung in einer Maschinerie mit großer Kapazität kann jedoch eine große Anzahl von Phasen manchmal vorteilhaft sein. Die Anzahl von Magnetpolen kann auch nicht begrenzt sein. Im Motor der vorliegenden Erfindung kann insbesondere eine große Anzahl von Magnetpolen prinzipiell vorteilhaft sein. Es ist jedoch erwünscht, eine geeignete Anzahl von Magnetpolen in Abhängigkeit von den Anwendungen und Motorgrößen in Anbetracht beispielsweise der physikalischen Begrenzung, der nachteiligen Auswirkungen wie z. B. der Kraftlinienstreuung, Erhöhung des Eisenverlusts auf Grund von Multipolarisation und Begrenzung der Steuereinheit auf Grund von Multipolarisation, auszuwählen. Einige Rotortypen wurden in 14 bis 19, 111 und 112 gezeigt. Die vorliegende Erfindung ist jedoch auf verschiedene Arten von Rotoren wie z. B. einen Wicklungsfeldrotor, in dem die Wicklungen am Rotor vorgesehen sind, oder einen so genannten Klauenpolrotor, in dem an axialen Enden befestigte Feldwicklungen vorgesehen sind, um Magnetflüsse am Rotor durch Spalte zu erzeugen, anwendbar. Es besteht auch keine Begrenzung in den Arten und Formen der Permanentmagnete.
Der Motor der vorliegenden Erfindung kann auf verschiedene Motorbetriebsarten anwendbar sein. Der Motor der vorliegenden Erfindung kann beispielsweise zu einem Innenrotormotor mit einem zylindrischen Luftspalt, wenn der Luftspalt durch die Luftspaltform zwischen dem Stator und dem Rotor ausgedrückt wird, oder einen Außenrotormotor oder einen Axialspaltmotor mit einer scheibenartigen Luftspaltform modifiziert werden. Der erfindungsgemäße Motor kann auch auf eine Motorform mit einem geringfügig verjüngten zylindrischen Luftspalt anwendbar sein. In diesem Fall kann insbesondere die Länge des Luftspalts durch axiales Verschieben des Stators und des Rotors verändert werden, was zur möglichen Veränderung der Größe der Magnetfelder und zur möglichen Veränderung der Spannungen führt. Dieser variable Spalt kann eine konstante Ausgangssteuerung verwirklichen.
Ein Motor kann durch Integrieren von mehreren Motoren, einschließlich des erfindungsgemäßen Motors, hergestellt werden. Zwei Motoren können beispielsweise auf den Innen- und Außendurchmesserseiten angeordnet werden oder mehrere Motoren können axial in Reihe angeordnet werden. Alternativ kann der erfindungsgemäße Motor so konfiguriert werden, dass ein Abschnitt desselben weggelassen und entfernt wird. Als weichmagnetische Elemente können amorphe elektromagnetische Stahlplatten, Massekerne, die durch Formen von pulverförmigem weichem Eisen erhalten werden, oder dergleichen im Gegensatz zu den normalen Siliciumstahlplatten verwendbar sein. Für kleine Motoren können insbesondere elektromagnetische Stahlplatten Stanz-, Biege- und Schmiedeprozessen unterzogen werden, um dreidimensionale Teile zu bilden und einen Motor zu erhalten, der teilweise wie vorstehend beschrieben geformt ist.
Hinsichtlich der Motorwicklungen beinhaltete die obige Beschreibung größtenteils Schleifenwicklungen. Die Wicklungen brauchen jedoch nicht unbedingt eine Kreisform aufweisen, sondern können mehr oder weniger modifiziert werden, so dass sie beispielsweise eine elliptische oder Polygonform oder teilweise wellige Form in der Rotorwellenrichtung in Abhängigkeit von der Zweckmäßigkeit der Magnetkreise aufweisen. Wenn Schleifenwicklungen mit einer Phasendifferenz von beispielsweise 180° im Stator angeordnet sind, kann alternativ ein geschlossener Kreis durch Verbinden von halbkreisförmigen Wicklungen mit verschiedenen halbkreisförmigen Wicklungen, die eine Phasendifferenz von 180° aufweisen, gebildet werden, so dass die Schleifenwicklungen zu halbkreisförmigen Wicklungen modifiziert werden können. Die Wicklungen können ferner für die Modifikation zu Bogenwicklungen unterteilt werden. Die Beschreibung bisher wurde an Motoren vorgesehen, von denen jeder so konfiguriert ist, dass er Schleifenwicklungen aufweist, die in jeweiligen Schlitzen angeordnet sind. Alternativ kann jedoch eine Struktur ohne Schlitz bereitgestellt werden, wobei dünne Wicklungen nahe einer Rotorseitenoberfläche angeordnet werden, um dadurch einen so genannten kernlosen Motor zu erhalten. Hinsichtlich der zum Motor zu liefernden Ströme wurde die obige Beschreibung unter der Annahme vorgesehen, dass die individuellen Phasen sinusförmige Ströme sind. Die Steuerung kann jedoch unter Verwendung von Strömen mit anderen verschiedenen Wellenformen als der Sinuswellenform durchgeführt werden. Diese Motoren mit diesen verschiedenen Modifikationen sollen in der vorliegenden Erfindung eingeschlossen sein, soweit der Gedanke der vorliegenden Erfindung aufrechterhalten wird.

Claims

Mehrphasiger Elektromotor mit einem Rotor und einem Stator, wobei der Motor Rotorpolgruppen aufweist, bei denen in Umfangsrichtung zu einem Luftspalt hin abwechselnd Nordpole und Südpole angeordnet sind, und der Stator eine Anzahl N Statorpolgruppen aufweist (N ist eine ganze Zahl > 1), die den Phasen des Elektromotors zugeordnet sind und bei denen in Umfangsrichtung zum Luftspalt hin Statorpole angeordnet sind, wobei korrespondierende Statorpole unterschiedlicher Phasen um einen bestimmten elektrischen Winkel gegeneinander versetzt am Umfang angeordnet sind, und eine Anzahl von im Wesentlichen ringförmigen Wicklungen derart am Stator angeordnet ist, dass jeder Statorpolgruppe in Axialrichtung gesehen eine ringförmige Wicklung zugeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Rotor an seiner dem Luftspalt zugewandten äußeren Umfangsfläche eine Anzahl radial nach einwärts reichende Ausnehmungen aufweist, in welche vom Stator aus die ringförmigen Wicklungen jeweils hineinreichen.
Mehrphasiger Elektromotor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl der ringförmigen Wicklungen 2N beträgt und die ringförmigen Wicklungen derart am Stator angeordnet sind, dass jeder Statorpolgruppe in Axialrichtung gesehen beiderseits jeweils eine ringförmige Wicklung zugeordnet ist.
Mehrphasiger Elektromotor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl der ringförmigen Wicklungen 2(N – 1) beträgt, wobei die ringförmigen Wicklungen je zwei ringförmige Wicklungen in jedem Spalt zwischen zwei Statorpolgruppen umfassen.
Mehrphasiger Elektromotor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl der ringförmigen Wicklungen N – 1 beträgt, wobei je eine ringförmige Wicklung in jedem Spalt zwischen zwei Statorpolgruppen vorgesehen ist.
Mehrphasiger Elektromotor nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass drei Statorpolgruppen und zwei ringförmige Wicklungen vorgesehen sind.
Mehrphasiger Elektromotor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zwei Statorpolgruppen vorgesehen sind, und dass zwei ringförmige Wicklungen so an dem Stator angeordnet sind, dass jeweils eine ringförmige Wicklung mit Bezug auf die Axialrichtung des Motors in je einem Schlitz angeordnet ist, der an den beiden Statorpolgruppen gebildet ist und wobei die korrespondierenden Statorpole unterschiedlicher Phasen um einen elektrischen Winkel von 90° gegeneinander versetzt am Umfang angeordnet sind.
Mehrphasiger Elektromotor nach einem der Ansprüche 1 bis 6, gekennzeichnet durch einen weichmagnetischen Abschnitt RSP1 für den Rotor, der mit einem hinteren Joch des Rotors magnetisch verkettet ist und so angeordnet ist, dass er einem weichmagnetischen Abschnitt des Stators über den Luftspalt zwischen Rotor und Stator gegenüberliegt; und einen weichmagnetischen Abschnitt SSP1 für den Stator, der magnetisch mit einem hinteren Joch des Stators verkettet ist und so angeordnet ist, dass er einem weichmagnetischen Abschnitt des Rotors über den Luftspalt zwischen Rotor und Stator gegenüberliegt.
Mehrphasiger Elektromotor nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass Abschnitte oder die Gesamtheit der Statorpolgruppen aus Teilen gebildet sind, die durch Einwirken eines Pressformvorgangs oder eines Biegevorgangs auf Elektromagnetstahlplatten hergestellt sind.
Mehrphasiger Elektromotor nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass Abschnitte oder die Gesamtheit der im Wesentlichen ringförmigen Wicklungen des Motors aus Metallröhren gebildet sind, die einem Kühlmechanismus zugeordnet sind, der so ausgebildet ist, dass eine Flüssigkeit oder ein Gas durch die als Leiter dienenden Kühlröhren geleitet werden kann.