DE102004053488A1

DE102004053488A1 - Wechselstrommotor mit Statorwicklungen, die als Schleifenspulen ausgebildet sind, sowie einer Steuervorrichtung für den Motor

Info

Publication number: DE102004053488A1
Application number: DE102004053488A
Authority: DE
Inventors: Masayuki Kariya Nashiki
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2003-11-07
Filing date: 2004-11-05
Publication date: 2005-08-04
Also published as: CN1667922B; US20050099082A1; CN1667922A; JP2005160285A; JP4007339B2; US7105974B2

Abstract

Wechselstrom-Synchronmotor mit einem Stator mit Statorpolen, die als eine Vielzahl von in Umfangsrichtung verlaufenden Statorpolgruppen angeordnet sind, wobei jede Statorpolgruppe ein Paar entsprechender, in Umfangsrichtung verlaufender, schleifenförmiger Statorwicklungen aufweist, die angrenzend an ihre beiden Seiten angeordnet sind, oder eine einzige dieser Wicklungen, die angrenzend an eine ihrer Seiten angeordnet ist, wobei benachbarte Statorpolgruppen in Umfangsrichtung um einen festen Betrag gegeneinander verschoben sind, der einem bestimmten elektrischen Phasenwinkel entspricht. Ein magnetisches Drehfeld wird durch Anlegen von jeweiligen mehrphasigen Wechselspannungen an die Wicklung erzeugt, so daß Ströme von einander entgegengesetzter Fließrichtung in jedem Paar.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Wechselstrom-Synchronmotor, der für den Einbau in Kraftfahrzeuge geeignet ist, sowie eine Steuervorrichtung für den Wechselstrommotor.

Im Stand der Technik sind Wechselstrommotor-Typen bekannt, und insbesondere bürstenlose bzw. elektrisch kommutierte Wechselstrommotor-Typen, deren Statorwicklungen als eng gepackte Leiterschichten ausgebildet sind, welche um die Statorpole gewickelt sind, wie beispielsweise in der japanischen Patent-Offenlegungsschrift Nr. 6-261513 (Seite 3 und 1 bis 3) beschrieben, die nachstehend als Entgegenhaltung 1 bezeichnet wird. 40 und 41 sind Querschnittsansichten entlang der Motorwelle bzw. im rechten Winkel zur Motorwelle, die den allgemeinen Aufbau eines solchen bürstenlosen Motortyps des Standes der Technik zeigen. Dieses Beispiel ist ein bürstenloser 4 Pol/6 Nut-Motortyp mit auf dem Stator ausgebildeten Kompensationswicklungen, bei dem die Statorwicklungen der Phasen (im folgenden einfach als Phasenwicklungen bezeichnet) jeweils um die Statorpole gewickelt sind. 42 ist eine Plandarstellung des Statorinnenumfangs über 360° (wobei diese Art der Darstellung im folgenden als abgewickelte Umfangsdarstellung bezeichnet wird), welche erläutert, wie die Statorwicklungen bezüglich der jeweiligen Statorpole angeordnet sind. Der Verlauf der abgewickelten (mechanischen) 360°-Umfangsdarstellung von 42 entspricht einem elektrischen Winkel von 720°. Der Rotor 2 dieses bürstenlosen Motors ist mit zwei Permanentmagneten an der Außenfläche des Rotors 2 ausgebildet, denen das Bezugszeichen 7 zugeordnet ist, und die eine N- (Nord-) Polarität aufweisen, als N-Pole des Rotors 2, sowie mit zwei Permanentmagneten an der Außenfläche des Rotors 2, denen das Bezugszeichen 8 zugeordnet ist, und die eine S- (Süd-) Polarität aufweisen, als S-Pole des Rotors 2, wobei die N-Pole 7 und die S-Pole 8 wie dargestellt abwechselnd hintereinander um den Außenrand des Rotors 2 angeordnet sind. Der Stator 4 weist U-Phasen-Statorpole TBU1 und TBU2 auf, die um die U-Phasen-Statorwicklungen WBU1 bzw. WBU2 gewickelt sind, und weist ebenso V-Phasen-Statorpole TBV1 und TBV2 auf, die um die V-Phasen-Statorwicklungen WBV1 bzw. WBV2 gewickelt sind, und weist W-Phasen-Statorpole TBW1 und TBW2 auf, die um die W-Phasen-Statorwicklungen WBW1 bzw. WBW2 gewickelt sind.

Ein so aufgebauter bürstenloser Motor wird derzeit weitverbreitet sowohl für industrielle als auch für private Anwendungen eingesetzt. Solch ein bürstenloser Motor weist jedoch aufgrund der Notwendigkeit, um jeden der einzelnen Statorpole Wicklungen zu bilden, wobei jede der Wicklungen in einer Statornut angeordnet ist, eine komplizierte Struktur auf. Somit ist die Produktivität bei der Herstellung gering.

Darüber hinaus ist es schwierig, diese Art von bürstenlosem Motor in kompakter Größe herzustellen oder ihn kostengünstig zu produzieren.

Es sei darauf hingewiesen, daß die vorliegende Erfindung nachstehend zwar mit Bezug auf einen bürstenlosen Wechselstrom-Synchronmotor-Typ beschrieben ist, in dem die Pole von Permanentmagneten gebildet werden, oder mit Bezug auf einen Wechselstrom-Synchronmotor vom Reluktanz-Typ, die Grundlagen der Erfindung jedoch auch auf einen Wechselstrom-Synchronmotor mit Feldwicklungen anwendbar sind, die von einem Erregungsstrom veranlaßt werden, den magnetischen Fluß für die Rotorpole zu erzeugen.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Aufgabe der Erfindung ist es, die obigen Probleme des Standes der Technik durch Bereitstellen eines Wechselstrom-Synchronmotors und genauer eines bürstenlosen Motors zu überwinden, der einfach aufgebaut und leicht herzustellen ist, und der in kompakter Größe hergestellt werden kann, mit hohem Wirkungsgrad arbeiten kann und niedrige Herstellungskosten aufweist. Ein weiteres Ziel der Erfindung ist die Bereitstellung einer Steuervorrichtung für solch einen Motor.

Um die genannten Ziele zu erreichen, stellt die Erfindung einen Wechselstrom-Synchronmotor bereit, der folgendes umfaßt: einen Rotor mit einer Vielzahl von Magnetpolen, die in Umfangsrichtung ausgebildet sind, wobei sich die N-Pole und die S-Pole aufeinanderfolgend abwechseln, einen Stator mit einer Vielzahl von Statorpolen, die um seinen Innenumfang herum ausgebildet sind, und die als N Statorpolgruppen (wobei N eine ganze Mehrzahl ist) angeordnet sind, wobei zwei benachbarte der N Statorpolgruppen sich voneinander in der Umfangsposition jeweils um einen festen Betrag unterscheiden, und eine Vielzahl von schleifenförmigen Statorwicklungen, die in Umfangsrichtung an dem Stator ausgebildet sind, wobei jede schleifenförmige Statorwicklung (bezüglich der Rotorachsenrichtung) jeweils unmittelbar neben einer der N Statorpolgruppen angeordnet ist.

Die Verwendung solcher schleifenförmigen Statorwicklungen wird durch den Umstand ermöglicht, daß bei einer herkömmlichen Form der Statorwicklung, bei der jede Wicklung nacheinander einige Male um jeden aus einer Vielzahl von Statorpolen gewickelt wird, diejenigen Abschnitte der Statorwicklungen, die sich zwischen benachbarten Polen befinden, Magnetisierungskräfte erzeugen, die sich gegenseitig aufheben, da durch diese Abschnitte der Statorwicklungen jeweils Ströme gleicher Stärke und entgegengesetzter Richtung fließen. Dies ist somit gleichbedeutend mit der Situation, daß kein Strom durch diese Abschnitte der Statorwicklungen fließt, so daß diese weggelassen werden können. Die Verwendung von schleifenförmigen Statorwicklungen gemäß der vorliegenden Erfindung weist die Vorteile auf, daß die Kupfermenge, die erforderlich ist, um die Statorwicklungen zu bilden, wesentlich verringert werden kann (da die genannten Wicklungsabschnitte, die sich in einem bürstenlosen Motortyp des Standes der Technik jeweils zwischen zwei benachbarten Statorpolen befinden, weggelassen werden), und darüber hinaus können eine erhöhtes Drehmoment und ein erhöhter Wirkungsgrad für den Motor erreicht werden. Ferner können die Herstellungskosten gesenkt werden, z.B. dadurch, daß die Herstellung vereinfacht wird, da es nicht notwendig ist, die Statorwicklungen in Spulenform um die Statorpole zu wickeln, und der Motor kann mit geringerem Gewicht hergestellt werden.

Aufgrund der Tatsache, daß die genannten Wicklungsabschnitte, die sich jeweils zwischen zwei benachbarten Statorpolen eines Wechselstrom-Synchronmotor-Typs des Standes der Technik befinden, weggelassen werden, ist es außerdem möglich, die Zahl der Statorpole eines Wechselstrom-Synchronmotors gemäß der vorliegenden Erfindung im Vergleich mit einem Typ dieses Motors, der dem Stand der Technik entspricht, zu erhöhen.

Aufgrund der Tatsache, daß die Positionen der Statorpole sowohl in Rotorachsenrichtung als auch um den Innenumfang des Stators ausgewogen verteilt werden können, anders als wenn nur eine geringe Zahl von Statorpolen entlang eines einzigen Umfangswegs angeordnet wären, werden außerdem noch weitere Vorteile erreicht. Genauer wirken die magnetischen Anziehungskräfte, die durch die Rotorpole auf den Stator wirken, gleichmäßig, wodurch sich der Stator durch diese Kräfte nicht so leicht verformen läßt. Somit können die Vibration und das Rauschen, das die Folge einer solchen Verformung ist, vermindert werden.

Solch ein Wechselstrom-Synchronmotor kann so aufgebaut sein, daß zu beiden Seiten jeder der Statorpolgruppen ein zugehöriges Paar schleifenförmiger Statorwicklungen (mit Bezug auf die Rotorachsenrichtung) in enger Nachbarschaft angeordnet ist, wobei Strom in einander entgegengesetzten Richtungen durch die beiden Wicklungen fließt. Dieser Aufbau hat den Vorteil, daß alle Statorpole im Hinblick auf die Erzeugung eines Magnetflusses so effizient wie möglich genutzt werden können.

Alternativ dazu kann solch ein Wechselstrom-Synchronmotor so aufgebaut sein, daß die beiden Statorpolgruppen, die jeweils an den gegenüberliegenden Außenseiten des Stators angeordnet sind (d.h. mit Bezug auf die Rotorachsenrichtung), jeweils nur eine einzige zugehörige schleifenförmige Statorwicklung aufweist, die sich in unmittelbarer Nachbarschaft zu ihr befindet, und die an der Seite der Statorpolgruppe angeordnet ist, die dem entsprechenden Außenende des Stators gegenüber liegt. Jede der übrigen (d.h. dazwischen liegenden) Statorpolgruppen ist mit einem zugehörigen Paar schleifenförmiger Statorwicklungen versehen, das in enger Nachbarschaft und zu ihren beiden Seiten angeordnet ist, wobei jeweils Ströme von einander entgegengesetzter Richtung durch diese hindurchfließen.

Ein solcher Aufbau wird durch den Umstand ermöglicht, daß dann, wenn jede der Statorpolgruppen mit einem zugehörigen Paar schleifenförmiger Statorwicklungen ausgestattet ist, das jeweils in enger Nachbarschaft und zu beiden Seiten von ihr angeordnet ist, die beiden äußersten schleifenförmigen Statorwicklungen (d.h. mit Bezug auf die Rotorachsenrichtung) im wesentlichen außerhalb des Rotorkerns angeordnet wären, in einer Region, die einen hohen Grad an magnetischem Widerstand aufweist. Somit haben diese Wicklungen keine nennenswerte elektromagnetische Wirkung auf den Betrieb des Motors und können also weggelassen werden, ohne das Drehmoment oder die Ausgangsleistung des Motors nennenswert zu mindern. Dies hat den Vorteil, daß die für die Statorwicklungen benötigte Kupfermenge weiter reduziert werden und ein erhöhter Wirkungsgrad erreicht werden kann. Darüber hinaus wird die Anbringung der Statorwicklungen auf dem Stator vereinfacht, so daß der Zusammenbau des Motors entsprechend vereinfacht wird. Darüber hinaus kann der Motor mit geringerem Gewicht und kompakterer Größe hergestellt werden.

Wenn die beiden äußersten schleifenförmigen Statorwicklungen wie oben beschrieben weggelassen werden, hat dies einen Aufbau zur Folge, in dem zwischen jeweils zwei benachbarten Statorpolgruppen ein Paar schleifenförmiger Statorwicklungen angeordnet ist. Als weitere Alternative ist es möglich, jedes dieser Wicklungspaare durch eine einzige schleifenförmige Statorwicklung zu ersetzen, d.h. so, daß nur eine einzige Wicklung zwischen jeweils zwei benachbarten Statorpolgruppen angeordnet ist. Wenn Ansteuerspannungen für die Erzeugung von Strömen mit jeweils geeigneter Phase und Amplitude an diese Statorwicklungen angelegt werden, wie nachfolgend beschrieben, kann eine ähnliche Wirkung erzielt werden wie bei Verwendung von Statorwicklungspaaren. Dies vereinfacht den Auf- und Zusammenbau des Motors noch weiter und ermöglicht außerdem eine Reduzierung der Kupfermenge für die Ausbildung der Statorwicklungen.

Generell werden bei den schleifenförmigen Statorwicklungen, die von N-Phasen-Wechselspannungen angesteuert werden, schleifenförmige Statorwicklungen, die unmittelbar benachbart an jeweils verschiedenen der N Statorpolgruppen eines erfindungsgemäßen Wechselstrom-Synchronmotors angeordnet sind, von Wechselspannungen angesteuert, die sich in ihrem Phasenwinkel jeweils um 360/N Grad unterscheiden.

Um einen solchen Wechselstrom-Synchronmotor als bürstenlosen Motor zu verwirklichen, kann der Rotor mit einer Vielzahl von Permanentmagneten ausgestattet sein, die in Umfangsrichtung in gleichen Abständen um den Rotor angeordnet sind, und bei denen sich Permanentmagnete, bei denen ein N-Pol an der Außenseite des Magneten angeordnet ist, und Permanentmagnete, bei denen ein S-Pol an der Außenseite des Magneten angeordnet ist, abwechseln. Insbesondere können die Rotorpole leicht dadurch verwirklicht werden, daß man einen solchen Permanentmagneten mit einer bogenförmigen Außenkontur bildet und die Magnete mit Bezug auf die Rotorwelle festlegt.

Alternativ dazu kann eine Vielzahl von Permanentmagneten in Umfangsrichtung in regelmäßigen Abständen um den Rotor angeordnet werden, wobei sie in dem Rotor befestigt werden, so daß jeder der N- und S-Pole jedes Magneten einen entsprechenden N- und S-Pol an der Rotorfläche erzeugt, wobei die Magnete so angeordnet werden, daß diese Pole abwechselnd nacheinander um den Umfang des Rotors vorliegen.

Unter einem weiteren Aspekt wird solch ein Wechselstrom-Synchronmotor so aufgebaut, daß die Statorpole jeweils über eine innere Umfangsfläche des Stators hervorstehen, und daß der Stator eine Vielzahl von Polstücken aufweist, die an der inneren Umfangsfläche an Stellen, die von den Statorpolen nicht besetzt sind, angeordnet sind. Dies dient dazu, einen Streufluß von den Rotorpolen, der die Statoroberfläche erreicht, zu absorbieren, d.h. zu ermöglichen, daß der Fluß ohne weiteres wieder auf die Rotorpole übergeht, und ermöglicht eine Erhöhung des Drehmoments.

Unter einem weiteren Aspekt werden die Kernabschnitte des Stators und/oder des Rotors zumindest teilweise durch Formen, z.B. durch Formpressen, eines magnetischen Pulvers hergestellt, bei dem es sich um ein weichmagnetisches Material handelt. Da die Oberfläche jedes Partikels solch eines Materials problemlos durch Oxidation usw. vorbehandelt werden kann, um sie elektrisch isolierend zu machen, kann ein Wirbelstromfluß in den Magnetkreisen in jeder Richtung in drei Dimensionen verhindert werden. Kernverluste in den Magnetkreisen können dadurch reduziert werden, so daß eine höhere Betriebseffizienz erreicht wird.

Ferner weist ein solches Herstellungsverfahren den Vorteil auf, daß die Statorkomponenten, die als Teile eines Magnetkreises vorgesehen sind, vor dem Zusammenbau des Motors im wesentlichen in ihre jeweilige endgültige Form gebracht werden können, wobei der Grad der maschinellen Bearbeitung, der für die Erzeugung dieser Komponenten erforderlich ist, erheblich reduziert oder eliminiert wird. Diese Komponenten können somit kostengünstig hergestellt werden, um dreidimensionale Magnetfelder zu erzeugen, selbst wenn ihre Form kompliziert ist.

Unter einem weiteren Aspekt können die Statorpole des Motors in Umfangsrichtung jeweils so auf dem Stator positioniert werden, daß ein bestimmter relativer Verschiebungsbetrag in Umfangsrichtung zwischen jeweils zwei benachbarten der N Statorpolgruppen vorliegt, wobei der bestimmte Verschiebungsbetrag einem elektrischen Winkel von 360/N Grad entspricht. Auf diese Weise kann durch Anlegen der jeweiligen mehrphasigen Wechselspannungen an die schleifenförmigen Wicklungen, die den jeweiligen Statorpolgruppen entsprechen, ein magnetisches Drehfeld erzeugt werden, wodurch eine Drehung des Rotors erzeugt wird.

Ferner können bei einem solchen Wechselstrom-Synchronmotor innerhalb jeder der N Statorpolgruppen die Statorpole jeweils in bestimmten Formen ausgebildet werden, um die Wellenformen der jeweiligen Einheitsspannungen der Statorpolgruppen untereinander im wesentlichen identisch zu machen, wodurch die jeweiligen Amplituden der Einheitsspannungen untereinander im wesentlichen identisch werden (d.h. wo die Einheitsspannung eine Winkelgeschwindigkeit des Magnetflusses darstellt, der auf die betreffende Statorpolgruppe übergeht), und um einen gegenseitigen Phasenverschiebungswinkel von im Wesentlichen 360/N Grad zwischen den jeweiligen Statorpolgruppen aufrechtzuerhalten. Diese Maßnahme ermöglicht die Senkung des Umfangs der Drehmomentwelligkeit bzw. Ripple, die von einem solchen Wechselstrom-Synchronmotor erzeugt wird, ohne die Maximalwerte des Magnetflusses, der durch die Statorpole erzeugt wird, zu reduzieren, d.h. ohne den Durchschnittswert des Motormoments zu senken. Darüber hinaus ist es dadurch möglich, den Außendurchmesser des Motors zu reduzieren und auch den Umfang des Streuflusses zwischen benachbarten Statorpolen zu senken.

Wenn es erforderlich ist, eine Drehmomentwelligkeit m-ter Ordnung zu senken, d.h. eine Drehmomentwelligkeit, bei der es sich um eine Harmonische m-ter Ordnung handelt (wobei m eine ganze Zahl ist), können die Statorpole innerhalb jeder einzelnen der N Statorpolgruppen in n Untergruppen geteilt werden, und ein bestimmter Betrag der relativen Positionsverschiebung in Umfangsrichtung des Stators kann zwischen den Untergruppen eingerichtet werden, wobei der bestimmte Betrag der relativen Positionsverschiebung der Phasenverschiebung entspricht, die ein ganzes Mehrfaches von 360/(m × n) Grad des elektrischen Winkels ist (d.h. wo die Umfangsteilung der Statorpole in jeder Statorpolgruppe einem elektrischen Winkel von 360 Grad entspricht). Auf diese Weise kann, wenn beispielsweise bekannt ist, daß die Erzeugung einer Drehmomentwelligkeit m-ter Ordnung mit einem bestimmten Betrag während des Motorbetriebs wahrscheinlich ist, der Motor so konstruiert werden, daß er diese bestimmte Art der Drehmomentwelligkeit wirksam reduziert.

Alternativ dazu kann eine ähnliche Wirkung erzielt werden, um eine solche Drehmomentwelligkeit m-ter Ordnung zu reduzieren, wenn man die N-Pole des Rotors in n Untergruppen aufteilt, und auch die S-Pole des Rotors in n Untergruppen aufteilt, und einen bestimmten Betrag einer relativen Positionsverschiebung in Umfangsrichtung zwischen den Untergruppen einrichtet, wobei der bestimmte Betrag der relativen Positionsverschiebung einem Phasenwinkel entspricht, der ein ganzzahliges Mehrfaches von 360/(m × n) Grad ist.

In einigen Fällen kann durch die Kombination aus den jeweiligen Magnetisierungskräften, die durch den Stromfluß durch einige der schleifenförmigen Statorwicklungen erzeugt werden, ein Magnetisierungskraft-Nettobetrag gebildet werden, der in Rotorachsenrichtung wirkt. Somit kann unter einem anderen Aspekt ein solcher Wechselstrom-Synchronmotor mit einer Hilfswicklung versehen werden, die in enger Nachbarschaft zur Rotorwelle angeordnet ist, z.B. coaxial zur Wellenachse, wobei ein Wechselstrom zur Hilfswicklung geliefert wird, der geeignete Frequenz-, Phasen- und Amplitudenwerte aufweist, um eine Magnetisierungskraft in der Hilfswicklung zu erzeugen, die in Achsenrichtung der Welle wirkt, um gegen einen Nettobetrag der Magnetisierungskraft zu wirken, der durch eine Kombination aus den jeweiligen Strömen, die durch die schleifenförmigen Statorwicklungen fließen, erzeugt wird. Auf diese Weise kann die Magnetisierungskraft, die in Rotorachsenrichtung wirkt, eliminiert werden.

Unter einem weiteren Aspekt liefert die Erfindung eine Steuervorrichtung zum Steuern eines Wechselstrommotors der oben beschriebenen Form, in der jede der Statorpolgruppen ein zugehöriges Paar schleifenförmiger Statorwicklungen aufweist, das in enger Nachbarschaft zu ihren beiden Seiten angeordnet ist, mit einander entgegengesetzt ausgerichteten Stromflüssen durch dieses Wicklungspaar, oder der oben beschriebenen Form, in der jede der beiden axial am weitesten außen gelegenen Statorpolgruppen mit nur einer einzigen zugehörigen (d.h. in enger Nachbarschaft angeordneten) schleifenförmigen Statorwicklung versehen ist, und jede der dazwischen liegenden Statorpolgruppen mit einem zugehörigen Paar benachbarter schleifenförmiger Statorwicklungen versehen ist. Die Steuervorrichtung dient dazu, die Amplitude I jedes der Ströme, die in den schleifenförmigen Statorwicklungen fließen, auf einen Wert zu regeln, mit dem die Gesamtheit der jeweiligen Werte des Drehmoments T, die durch die N Statorpolgruppen erzeugt werden, einem vorgegebenen Drehmomentbefehlswert gleich wird.

Genauer umfaßt diese Steuervorrichtung Mittel zum Berechnen der jeweiligen Werte des Drehmoments T für jede der N Statorpolgruppen als W × E × I, wobei E die Winkelgeschwindigkeit des Magnetflusses ist, der auf jede der Statorpolgruppen übertragen wird, und W die Gesamtzahl der Windungen der schleifenförmigen Statorwicklungen ist, die zu der Statorpolgruppe gehört.

Unter Verwendung einer solchen Steuervorrichtung zum Steuern der jeweiligen Pegel des Versorgungsstroms, der in den schleifenförmigen Statorwicklungen fließt, kann ein erfindungsgemäßer Wechselstrom-Synchronmotor ohne weiteres so gesteuert werden, daß er einen erforderlichen Zielwert des Drehmoments erzeugt.

Eine Steuervorrichtung kann auf ähnliche Weise aufgebaut sein, um einen wie oben beschriebenen Wechselstrom-Synchronmotor zu steuern, der einen Statoraufbau aufweist, in dem eine einzige Wicklung zwischen jeweils zwei benachbarten Statorpolgruppen angeordnet ist. Eine solche Steuervorrichtung dient dazu, die Amplitude I jedes der (N – 1) Ströme, die jeweils in den schleifenförmigen Statorwicklungen fließen, auf einen Wert zu regeln, mit dem der Gesamtbetrag der jeweiligen Werte des Drehmoments T, die aufgrund der (N – 1) schleifenförmigen Statorwicklungen erzeugt werden, dem Sollwert des Drehmoments gleich wird.

Genauer umfaßt eine solche Steuervorrichtung ein Mittel zum Berechnen der jeweiligen Werte des Drehmoments T, das den jeweiligen (N – 1) schleifenförmigen Statorwicklungen entspricht, als W × E × I, wobei E die Winkelgeschwindigkeit des Magnetflusses ist, der auf die jeweiligen Statorpolgruppen übertragen wird, und W die Zahl der Windungen jeder schleifenförmigen Statorwicklung.

Als weiterer Aspekt der Erfindung können eine oder mehrere der schleifenförmigen Statorwicklungen wie eine Schleife geformt sein, die zum Teil um den Innenumfang des Stators und zum Teil in Rotorachsenrichtung verläuft, d.h. wobei eine oder mehrere der Statorpole durch die zentrale Öffnung der Schleife ragen. Dies weist den Vorteil auf daß der Zusammenbau des Stators vereinfacht werden kann.

Als weiteren Aspekt kann solch ein Wechselstrom-Synchronmotor so ausgebildet sein, daß die Polflächen der Statorpole jeweils eine Abmessung aufweisen, gemessen in Rotorachsenrichtung, die länger als die Teilung der Statorpolgruppen ist. Dadurch ist es möglich, die Statorpolgruppen um den Innenumfang des Stators auszubilden, ohne daß sich die Pole benachbarter Statorpolgruppen gegenseitig räumlich behindern, so daß der Aufbau des Stators vereinfacht ist. Darüber hinaus ist es möglich, eine große Zahl von Statorpolen zu verwenden, so daß die Ausgangsspannung des Motors erhöht werden kann.

Ferner ist es möglich, eine Vielzahl von erfindungsgemäßen Wechselstrom-Synchronmotoren zu verbinden, z.B. mit einer gemeinsamen Motorwelle oder mit Motorwellen, die durch einen Antriebsstrang oder Zahnräder miteinander verbunden sind, usw. um einen gemeinsamen Verbraucher anzusteuern. Auf diese Weise ist es möglich, Hochleistungsverbraucher anzusteuern, indem man eine Anzahl Motoren je nach Bedarf flexibel kombiniert.

KURZE BESCHREIBUNG DER FIGUREN
1 ist eine Querschnittsansicht einer Ausführungsform eines bürstenlosen 3 Phasen-Motors in einer Ebene, die durch die Rotorachse verläuft;
2 ist eine abgewickelte Umfangsdarstellung des Außenumfangs des Rotors des bürstenlosen Motors von 1;
3 ist eine abgewickelte Umfangsdarstellung des Innenumfangs des Stators des bürstenlosen Motors von 1;
4 ist eine abgewickelte Umfangsdarstellung, die die Statorwicklungen des bürstenlosen Motors von 1 zeigt;
5 ist eine Querschnittsdarstellung entsprechend 1, für den Zweck der Beschreibung von Verfahren zum Zusammenbau des Stators des bürstenlosen Motors von 1;
6 ist eine Querschnittsdarstellung im rechten Winkel zur Rotorachsenrichtung durch die Linien VI-VI von 5;
7 ist eine Querschnittsdarstellung im rechten Winkel zur Rotorachsenrichtung durch eine Linie VII-VII in 5;
8 ist eine Querschnittsdarstellung im Winkel zur Rotorachsenrichtung durch eine Linie VIII-VIII von 5;
9 und 10 sind Skizzen, die die allgemeine Form einer Statorwicklung des bürstenlosen Motors von 1 darstellen;
11 ist eine abgewickelte Umfangsdarstellung der Außenflächen der Statorpole eines bürstenlosen Motors zum Zweck der Beschreibung der Grundsätze der Verwendung jeweils schleifenförmiger Wicklungen als Statorwicklungen anstelle von herkömmlichen Statorwicklungen;
12 ist ein Vektordiagramm, das die Verhältnisse zwischen den Werten des Statorwicklungsstroms, der Spannung und des Drehmoments für den bürstenlosen Motor von 1 zeigt;
13 ist eine abgewickelte Planansicht des Umfangs von alternativ geformten Statorwicklungen des bürstenlosen Motors von 1, die in einem Zweiphasenmotor mit zwei schleifenförmigen Statorwicklungen eingesetzt werden;
14 ist eine abgewickelte Umfangsdarstellung des Innenumfangs einer ersten alternativen Form des Stators des bürstenlosen Motors von 1 mit Statorpolstücken für die Absorption von Streufluß;
15 ist eine abgewickelte Umfangsdarstellung des Innenumfangs einer dritten alternativen Form des Stators des bürstenlosen Motors von 1 mit einem modifizierten Aufbau der Statorpole;
16 ist eine abgewickelte Umfangsdarstellung des Innenumfangs einer vierten alternativen Form des Stators des bürstenlosen Motors von 1 mit einem modifizierten Aufbau der Statorpole;
17 ist eine abgewickelte Umfangsdarstellung des Innenumfangs einer fünften alternativen Ausführungsform des Stators des bürstenlosen Motors von 1 mit einem modifizierten Aufbau der Statorpole;
18 ist eine abgewickelte Umfangsdarstellung des Innenumfangs einer sechsten alternativen Ausführungsform des Stators des bürstenlosen Motors von 1 mit einem modifizierten Aufbau der Statorpole;
19 ist eine abgewickelte Umfangsdarstellung des Innenumfangs einer siebten alternativen Form des Stators des bürstenlosen Motors von 1 mit einem modifizierten Aufbau der Statorpole auf der Grundlage von 18;
20 ist eine Planansicht in Rotorachsenrichtung, welche eine alternative Gestalt der Statorpole des bürstenlosen Motors von 1 darstellt;
21 ist eine Querschnitts-Teilansicht in einer Ebene durch die Linie E-E in 20;
22 ist eine Querschnittsdarstellung, welche eine Anordnung von in Umfangsrichtung angebrachten Permanentmagneten darstellt, aus denen die Rotorpole des bürstenlosen Motors von 1 bestehen;
23 ist eine Querschnittsdarstellung, welche eine erste alternative Anordnung von Permanentmagneten darstellt, aus denen die Rotorpole des bürstenlosen Motors von 1 bestehen;
24 ist eine Querschnittsdarstellung, welche eine zweite alternative Anordnung von Permanentmagneten zeigt, aus denen die Rotorpole des bürstenlosen Motors von 1 bestehen;
25 ist eine Querschnittsdarstellung, welche eine dritte alternative Anordnung von Permanentmagneten zeigt, aus denen die Rotorpole des bürstenlosen Motors von 1 bestehen;
26 ist eine Querschnittsdarstellung, welche einen Aufbau der Statorpole für den Betrieb des bürstenlosen Motors von 1 als Reluktanzmotor darstellt;
27 ist eine Querschnittsdarstellung, welche einen alternativen Aufbau der Statorpole für den Betrieb des bürstenlosen Motors von 1 als Reluktanzmotor darstellt;
28 und 29 sind abgewickelte Umfangsansichten des Außenumfangs des Rotors bzw. eine Ansicht im rechten Winkel zu der von 28 für die Beschreibung eines alternativen Aufbaus von Permanentmagneten, aus denen die Rotorpole bestehen, um die Drehmomentwelligkeit des bürstenlosen Motors von 1 zu reduzieren;
30 ist eine Planskizze zur Erläuterung einer verschobenen Anordnung von Statorpolpositionen für die Reduzierung der Drehmomentwelligkeit;
31 ist eine Planskizze zur Erläuterung einer verschobenen Anordnung der Positionen von Rotorpolen, die aus Permanentmagneten bestehen, um die Drehmomentwelligkeit zu reduzieren;
32 ist eine Querschnittsdarstellung einer alternativen Form des bürstenlosen Motors von 1 in einer Ebene, die durch die Rotorachse verläuft, die mit einer Hilfswicklung für den Zweck der Aufhebung von in Rotorachsenrichtung wirkenden Magnetisierungskräften versehen ist;
33 ist ein Blocksystemdiagramm eines Beispiels für eine Steuervorrichtung für den bürstenlosen Dreiphasenmotor von 1;
34 ist ein Blocksystemdiagramm eines Beispiels für eine Steuervorrichtung für eine alternative (Zweiphasen-) Form des bürstenlosen Motors von 1 mit Statorwicklungen wie in 13 dargestellt;
35 ist eine Querschnittsdarstellung einer weiteren alternativen Form des bürstenlosen Motors von 1 in einer Ebene, die durch die Rotorachse verläuft, bei welchem es sich um einen bürstenlosen Vierphasenmotor handelt;
36 ist eine abgewickelte Umfangsdarstellung des Innenumfangs des Stators des bürstenlosen Vierphasenmotors von 35;
37 ist eine abgewickelte Umfangsdarstellung, welche Statorwicklungen des bürstenlosen Vierphasenmotors von 35 zeigt;
38 ist eine schräge Darstellung eines Paars von miteinander verbundenen, schleifenförmigen Statorwicklungen, die jeweils teilweise in Rotorachsenrichtung verlaufen und die die Funktion eines Paars in Umfangsrichtung angeordneter Statorwicklungen erfüllen;
39 ist eine Querschnittsdarstellung einer Kombination aus zwei bürstenlosen Motoren mit einer gemeinsamen Motorwelle und spiegelsymmetrischen Polaritäten der jeweiligen Statorwicklungs-Magnetfelder in einer Ebene, die durch die Rotorachse verläuft;
40 ist eine Querschnittsdarstellung eines Beispiels für einen bürstenlosen Motor des Standes der Technik in einer Ebene, die durch die Rotorachse verläuft;
41 ist eine Querschnittsdarstellung des bürstenlosen Motors des Standes der Technik von 40 im rechten Winkel zur Rotorachsenrichtung;
42 ist eine abgewickelte Umfangsdarstellung, welche die Verhältnisse zwischen den Statorpolen und den Statorwicklungen des bürstenlosen Motors des Standes der Technik von 40 darstellt;
43 ist ein Schaltplan zur Erläuterung der Verbindungsanordnung der U-, V- und W-Statorwicklungen der ersten Ausführungsform, die in 1 und 4 dargestellt ist; und
44, 45 sind Schaltpläne für den Zweck der Beschreibung eines Verfahrens zum Ansteuern eines erfindungsgemäßen bürstenlosen Zweiphasenmotors unter Verwendung von Dreiphasen-Wechselspannungen, und 46 ist ein Vektor diagramm, welches die Verhältnisse zwischen den Dreiphasen-Wechselspannungen und -Strömen und den resultierenden Zweiphasen-Wechselspannungen und -Strömen zeigt, mit denen der Zweiphasenmotor versorgt wird.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
1 ist eine Querschnittsdarstellung einer Ausführungsform des bürstenlosen Motors, der das Bezugszeichen 100 aufweist, entlang der Motorwelle. Dies ist ein Dreiphasen/Achtpol-Motor mit einer Rotorwelle 11, die auf Lagern 3 befestigt ist, einem Rotor 10 mit Permanentmagneten 12 und einem Stator 14, wobei diese von einem Gehäuse 61 umschlossen sind.
Die Permanentmagnete 12 des Rotors 10 sind rings um seinen Umfang angeordnet, wobei sich die N-Pole und die S-Pole aufeinanderfolgend abwechseln, wie in der abgewickelten Umfangsdarstellung von 2 gezeigt, die dem Außenumfang des Rotors 10 folgt. Der 360°-Umfang des Rotors 10 entspricht einem elektrischen Winkel von 1440°.
Der Stator 14 ist mit vier U-Phasen-Statorpolen 19, vier V-Phasen-Statorpolen 20 und vier W-Phasen-Statorpolen 21 versehen, die jeweils radial nach innen in Richtung auf den Umfang des Rotors 10 überstehen. 3 ist eine abgewickelte Umfangsdarstellung des Stators 14, welche die Lagebeziehungen zwischen diesen Statorpolen erläutert. Wie dargestellt, sind die U-Phasen-Statorpole 19 in regelmäßigen Abständen entlang eines gemeinsamen Umfangswegs angeordnet. Die V-Phasen-Statorpole 20 sind ebenso entlang eines gemeinsamen Umfangswegs angeordnet, der neben dem der U-Phasen-Statorpole 19 verläuft, und die W-Phasen-Statorpole 21 sind entlang eines gemeinsamen Umfangswegs angeordnet, der neben dem der V-Phasen-Statorpole 20 verläuft. Im Folgenden wird der Satz aus vier U-Phasen-Statorpolen 19 als Statorpolgruppe 19 bezeichnet, der Satz aus vier V-Phasen-Statorpolen 20 wird als Stator polgruppe 20 bezeichnet, und der Satz aus vier W-Phasen-Statorpolen 21 wird als Statorpolgruppe 21 bezeichnet. Davon werden die Statorpolgruppe 19 und die Statorpolgruppe 21, die in den Außenendstellungen (in Richtung der Rotorwelle 11) angeordnet sind, als Randpositions-Statorpolgruppen bezeichnet, während die Statorpolgruppe 20 als Zwischen-Statorpolgruppe 19 bezeichnet wird.
Wie in 3 dargestellt, sind die Statorpolgruppen 19, 20, 21 jeweils um einen bestimmten Betrag in Umfangsrichtung zueinander sowie in Rotorachsenrichtung verschoben. In diesem Beispiel ist der Betrag der Verschiebung in Umfangsrichtung ein (mechanischer) Winkel von 30°, der einem elektrischen Winkel (d.h. einem Phasenverschiebungswinkel) von 120° entspricht, da die Statorpolteilung (innerhalb jeder Statorpolgruppe) einer Phasenänderung von 360° entspricht.
Die durchbrochenen Linien in 3 zeigen die jeweiligen Positionen der Permanentmagnete 12 des Rotors 10 (d.h. für den Fall einer bestimmten Winkelposition des Rotors 10), die benachbart zu und unmittelbar gegenüber den Permanentmagneten 12 des Stators 14 angeordnet sind.
Die Teilung der Permanentmagnete 12 (d.h. die Winkelverschiebung zwischen zwei benachbarten N-Polen oder zwischen zwei benachbarten S-Polen) entspricht einem elektrischen Winkel von 360°. Wie oben erwähnt, entspricht der Abstand der Statorpole innerhalb jeder Statorpolgruppe ebenfalls einem elektrischen Winkel von 360°.
Eine U-Phasen-Statorwicklung 15 und eine V-Phasen-Statorwicklung 16 sind aufeinanderfolgend (in Richtung der Rotorachse) zwischen der Statorpolgruppe 19 und der Statorpolgruppe 20 des Stators 14 angeordnet, d.h. die U-Phasen-Statorwicklung 15 und die V-Phasen-Statorwicklung 16 liegen neben der Statorpolgruppe 19 bzw. der Statorpolgruppe 20, während eine V-Phasen-Statorwicklung 17 und eine W-Phasen-Statorwicklung 18 ebenfalls aufeinanderfolgend angeordnet sind, wobei die V-Phasen-Statorwicklung 17 dicht neben der Statorpolgruppe 20 liegt, und die W-Phasen-Statorwicklung 18 dicht neben der Statorpolgruppe 21 liegt. Dies ist in 4 dargestellt, einer abgewickelten Umfangsdarstellung zur Erläuterung der Art und Weise, in der diese Wicklungen auf dem Stator 14 angeordnet sind. Die U-Phasen-Statorwicklung 15, die V-Phasen-Statorwicklung 16, die V-Phasen-Statorwicklung 17 sowie die W-Phasen-Statorwicklung 18 sind jeweils schleifenförmig ausgebildet und verlaufen über 360° um den Innenumfang des Stators 14.
Dreiphasen-Wechselströme, die der Reihe nach einen Phasenverschiebungswinkel von 120° aufweisen und die im folgenden als Iu, Iv und Iw bezeichnet werden, fließen in der U-Phasen-Statorwicklung 15, der V-Phasen-Statorwicklung 16, der V-Phasen-Statorwicklung 17 bzw. der W-Phasen-Statorwicklung 18. Die Richtung des Stromflusses in einer Phasenwicklung (zu jedem bestimmten Zeitpunkt) im Uhrzeigersinn (in Richtung der Motorwelle gesehen) wird willkürlich als positive Richtung des Stromflusses bezeichnet, wobei der Stromfluß entgegen dem Uhrzeigersinn als negative Richtung bezeichnet wird. Es wird davon ausgegangen, daß in der U-Phasen-Statorwicklung 15 ein negativer Strom (–Iu) fließt. In diesem Fall fließt in der V-Phasen-Statorwicklung 16 ein positiver Strom (+Iv), während in der V-Phasen-Statorwicklung 17 ein negativer Strom (–Iv) fließt und in der W-Phasen-Statorwicklung 18 ein positiver Strom (+Iw) fließt.
Im folgenden wird der Aufbau der Statorpole und der Phasenwicklungen anhand der Querschnittsdarstellung des bürstenlosen Motors 100 von 5, die parallel zur Wellenachse genommen ist, detaillierter beschrieben. 6 ist eine vereinfachte Querschnittsansicht in einer Ebene entlang der Linie VI-VI von 5 im rechten Winkel zur Rotorachsenrichtung. 7 ist eine ähnliche Querschnittsdarstellung in einer Ebene entlang der Linie VII-VII von 5, und 8 ist eine ähnliche Querschnittsdarstellung in einer Ebene entlang der Linie VIII-VIII von 5. Wie in diesen Skizzen dargestellt, weist jeder der Pole in der Statorpolgruppe 19, der Statorpolgruppe 20 und der Statorpolgruppe 21 einen radial nach innen überstehenden Aufbau auf, und wie oben beschrieben liegt ein Phasenverschiebungswinkel von 120°, was einem mechanischen Verschiebungswinkel von 30° entspricht, zwischen den Polen der einen Statorpolgruppe und denen der unmittelbar benachbarten Gruppe vor, d.h. zwischen der Statorpolgruppe 19 und der Statorpolgruppe 20 und zwischen der Statorpolgruppe 20 und der Statorpolgruppe 21.
9 und 10 sind Skizzen, welche den physikalischen Aufbau der U-Phasen-Statorwicklung 15 erläutern. Wie dargestellt, weist sie die Form einer runden Schleife auf, mit einem ersten Anschluß, der als Wicklungsanfangsanschluß U bezeichnet wird, und einem zweiten Anschluß, der als Wicklungsendanschluß N bezeichnet wird. Die V-Phasen-Statorwicklung 16, die V-Phasen-Statorwicklung 17 und die W-Phasen-Statorwicklung 18 sind jeweils ähnlich aufgebaut, und die Wicklungsanfangsanschlüsse der V-Phasen-Statorwicklung 16 und der V-Phasen-Statorwicklung 17 werden jeweils mit V bezeichnet, und ihre Wicklungsendanschlüsse werden mit N bezeichnet, während der Wicklungsanfangsanschluß der W-Phasen-Statorwicklung 18 mit W bezeichnet wird, und ihr Wicklungsendanschluß mit N. Unter der Annahme, daß die Phasenwicklungen in einem dreiphasigen Y-Aufbau verbunden sind, sind die Wicklungsendanschlüsse N der U-Phasen-Statorwicklung 15, der V-Phasenstatorwicklung 16, der V-Phasen-Statorwicklung 17 und der W-Phasen-Statorwicklung jeweils miteinander verbunden. Die Ströme Iu, Iv, Iw, die in den Phasenwicklungen 15, 16, 17 und 18 fließen, dienen dazu, die Höhe des Drehmoments zu steuern, das zwischen den Statorpolen 19, 20, 21 der jeweiligen Phasen und den Permanentmagneten 12 des Rotors 10 entsteht, wobei das Drehmoment aufgrund der Phasenverhältnisse zwischen diesen Strömen bestimmt wird. Darüber hinaus werden die Ströme so geregelt, daß Iu + Iv + Iw = 0.
Im Folgenden werden die Verhältnisse zwischen den Phasenströmen Iu, Iv, Iw und den Magnetisierungskräften, die jeweils in den Statorpolen 19, 20, 21 durch diese Phasenströme bewirkt werden, beschrieben. 11 ist eine abgewickelte Umfangsansicht, die der oben beschriebenen 3 entspricht, für den Zweck der Beschreibung der Anordnung der jeweiligen Phasenwicklungen, gesehen von der Seite des Luftspalts des Rotors 10. Zunächst könnte, wie von den durchbrochenen Linienabschnitten (6), (10) usw. angezeigt, die U-Phasenwicklung gleichsinnig um den Umfang jedes der Statorpole 19 gewickelt werden, so daß in jedem der U-Phasen-Statorpole 19 eine gleichsinnige Magnetisierungskraft erzeugt würde. Beispielsweise ist die U-Phasen wicklung, die auf einen der U-Phasen-Statorpole 19 gewickelt ist, d.h. auf den zweiten von links, wie in 11 dargestellt, aus einem Leiter gebildet, der Abschnitte aufweist, die als (3), (4), (5) und (6) bezeichnet sind, und die (in dieser Reihenfolge) auf diesen U-Phasen-Statorpol 19 gewickelt sind. Leiterabschnitte, aus denen die Verbindungsleitungen zwischen benachbarten U-Phasen-Statorpolen 19 bestehen, sind mit (2) und (7) usw. bezeichnet, und diese weisen keine elektromagnetische Wirkung auf.
Der Strom, der in einer solchen U-Phasenwicklung fließt, wird im folgenden untersucht, um die grundlegenden Prinzipien zu erklären, durch die es möglich ist, schleifenförmige Statorwicklungen anstelle von herkömmlichen Statorwicklungen zu verwenden, die hintereinander um die jeweiligen Statorpole gewickelt werden, wie im Beispiel von 42, das den Stand der Technik darstellt. Ströme von gleicher Stärke, aber entgegengesetzter Ausrichtung fließen in den Leiterabschnitten (1) und (3) der in 11 dargestellten U-Phasenwicklungen, so daß ihre Amperewindungen sich gegenseitig aufheben, so daß dies einem Stromfluß von null durch diese Leitungsabschnitte entspricht. Ebenso heben sich die Amperewindungen der Leiterabschnitte (5) und (8) gegenseitig auf, was eine Situation ergibt, die einem Stromfluß von null durch diese Leiterabschnitte entspricht. Aufgrund der Tatsache, daß sich die Ströme gegenseitig aufheben, die durch Leiterbereiche zwischen benachbarten U-Phasen-Statorpolen 19 fließen, besteht eigentlich kein Bedarf an einem solchen Stromfluß. Somit können diese Leitungsabschnitte weggelassen werden.
Infolgedessen wird die gleiche Wirkung erhalten, als würde ein U-Phasenstrom Iu um einen Umfangsweg im Stator 14 in einer Schleife durch die Leiterabschnitte wie (10) und (6) usw. fließen, während gleichzeitig ein Strom gleicher Größe und entgegengesetzter Ausrichtung (–Iu) um einen Umfangsweg im Stator 14 ebenfalls in einer Schleife durch die Leiterabschnitte wie (4) und (9) usw. fließt. Somit können diese Leiterabschnitte durch ein Paar schleifenförmiger Statorwicklungen ersetzt werden, die zu beiden Seiten der Statorpolgruppe 19 angeordnet sind, d.h. wobei jede der Schleifen in Umfangsrichtung um das Innere des Stators verläuft.
Ferner entspricht der Phasenstrom Iu, der durch die Leiterabschnitte (6) und (10) fließt, in seiner Wirkung einem Strom, der in einer schleifenförmigen Statorwicklung fließt, die im wesentlichen an einer Stirnfläche (d.h. in Bezug auf die Motorwellenrichtung) des Stators 14 angeordnet ist, d.h. im wesentlichen außerhalb des Statorkerns. Der Statorkern ist außen von Luft oder einem anderen Material umgeben, das eine niedrige magnetische Durchlässigkeit besitzt, so daß der Fluß des Stroms Iu durch diesen externen Schleifenweg fast keine elektromagnetische Wirkung auf den bürstenlosen Motor 100 hat. Somit kann eine schleifenförmige Statorwicklung, die diesen Leiterabschnitten (6), (10) usw. entspricht, weggelassen werden, ohne den Betrieb des Motors zu beeinflussen.
Aus dem Gesagten ergibt sich, daß die Wirkung der schleifenförmigen U-Phasen-Statorwicklung 15, die in den 4 und 5 dargestellt ist, der in 112 dargestellten U-Phasenwicklung entspricht, die jeweils um die Umfänge des Statorpols 19 gewickelt ist.
Darüber hinaus ist die in 11 dargestellte V-Phasenwicklung auf die gleiche Weise wie bei der U-Phasenwicklung um jeden der V-Phasen-Statorpole 20 gewickelt. Die Ströme, die in den Leiterabschnitten 11 und 13 fließen, sind von gleicher Stärke und entgegengesetzter Ausrichtung, so daß die entsprechenden Amperewindungen dieser Leiterabschnitte sich gegenseitig aufheben. Dies entspricht somit einer Situation, daß Strom durch keinen dieser Leiterabschnitte fließt. Ebenso sind die Ströme, die in den Leiterabschnitten 15 und 18 fließen, von gleicher Höhe und entgegengesetzter Richtung, so daß die jeweiligen Amperewindungen dieser Leiterabschnitte sich gegenseitig aufheben.
So wird die gleiche Wirkung erzielt, als ob ein V-Phasenstrom Iv in einer Schleife durch die Leiterabschnitte (20) und (16) um einen Umfangsweg im Stator 14 fließt, während gleichzeitig ein Strom gleicher Stärke und entgegengesetzter Richtung (–Iu) ebenfalls in einer Schleife durch die Leiterabschnitte (14) und (19) um einen Umfangsweg im Stator 14 fließt.
Aus dem Gesagten ergibt sich, daß die kombinierten Wirkungen der beiden schleifenförmigen V-Phasenwicklungen 16 und 17, die in 4 und 5 dargestellt sind, der in 11 dargestellten V-Phasenwicklung entsprechen, welche jeweils um die Umfänge der Statorpole 20 gewickelt ist.
Ebenso ist die in 11 dargestellte W-Phasenwicklung um jeden der W-Phasen-Statorpole 21 gewickelt. Die Ströme, die in den Leiterabschnitten 21 und 23 fließen, sind von gleicher Höhe und entgegengesetzter Richtung, so daß die entsprechenden Amperewindungen dieser Leiterabschnitte sich gegenseitig aufheben. Dies entspricht somit der Situation, daß durch keinen dieser Leiterabschnitte Strom fließt. Ferner sind die Ströme, die in den Leiterabschnitten 25 und 28 fließen, von gleicher Höhe und entgegengesetzter Richtung, so daß die jeweiligen Amperewindungen dieser Leiterabschnitte sich gegenseitig aufheben.
Infolgedessen wird die gleiche Wirkung erhalten, als ob ein W-Phasenstrom Iw in einer Schleife durch die Leiterabschnitte (30) und (26) um einen Umfangsweg im Stator 14 fließt, während gleichzeitig ein Strom von gleicher Höhe und entgegengesetzter Richtung (–Iw) ebenfalls in einer Schleife durch die Leiterabschnitte (24) und (29) im Stator 14 fließt.
Der Stromfluß durch die Leiterabschnitte (24) und (29) entspricht in seiner Wirkung jedoch einem W-Phasenstrom (–Iw), der in einem Umfangsweg fließt, der im wesentlichen außerhalb des Statorkerns liegt. Somit kann aus den gleichen Gründen, die oben in Bezug auf die U-Phasenwicklung beschrieben wurden, eine schleifenförmige Statorwicklung, die diesen Leitungsabschnitten (24) und (29) entspricht, weggelassen werden, ohne den Betrieb des Motors zu beeinflussen, d.h. es ist nicht notwendig, eine schleifenförmige Statorwicklung bereitzustellen, die den Phasenstrom (–Iw) trägt.
Es sei jedoch darauf hingewiesen, daß es ebenso möglich wäre, diese äußersten U- und W-Phasenwicklungen einzubeziehen, falls gewünscht.
Wie aus dem obigen hervorgeht, ist es möglich, auf dem Stator 14 Statorwicklungen zu verwenden, die jeweils eine einfache Schleifenform aufweisen, um die gleichen Wirkungen zu erzielen wie mit Statorwicklungen, die um jeden der Statorpole gewickelt sind, d.h. in dem obigen Beispiel könnten sechs schleifenförmige Statorwicklungen verwendet werden, um die gleiche Wirkung zu erzielen wie Dreiphasenwicklungen des herkömmlichen Typs, die um jeden der U-Phasen-Statorpole 19, jeden der V-Phasen-Statorpole 20 bzw. jeden der W-Phasen-Statorpole 21 gewickelt sind. Ferner können, wie oben beschrieben, von diesen sechs schleifenförmigen Statorwicklungen die beiden Statorwicklungen, die sich an gegenüberliegenden Enden (bezüglich der Rotorwellen-Achsenrichtung) der Anordnung der drei Gruppen der Statorpole 19, 20 und 21 befinden und die somit im wesentlichen außerhalb des Statorkerns angeordnet sind, weggelassen werden, ohne einen nennenswerten Einfluß auf die Wirkung der Statorwicklungen zu haben.
Infolgedessen kann die Kupfermenge, die benötigt wird, um die Statorwicklungen des bürstenlosen Motors 100 zu bilden, wesentlich reduziert werden, wenn wie in diesem Beispiel ein Satz aus vier schleifenförmigen Statorwicklungen anstelle eines Satzes aus drei herkömmlichen Statorwicklungen verwendet wird. Hierdurch kann der Wirkungsgrad erhöht werden, und es kann auch ein höheres Drehmoment erzielt werden.
Aufgrund der Tatsache, daß es nicht notwendig ist, Leiterabschnitte (als Teil der Statorwicklungen) bereitzustellen, die nur dazu dienen, Strom zwischen benachbarten Statorpolen zu übertragen, wie die Leiterabschnitte (2), (7), usw., die im Beispiel von 11 gezeigt sind, steht um den Innenumfang des Stators mehr Platz zur Verfügung, um Statorpole unterzubringen. Somit ist es möglich, eine größere Zahl von Statorpolen zu verwenden als es im Stand der Technik möglich war, während gleichzeitig ein verbesserter Wirkungsgrad erreicht wird, indem eine große Zahl von Leiterabschnitten, die im bürstenlosen Motortyp des Standes der Technik nur dazu dienen, Strom zwischen benachbarten Statorpolen zu übertragen, weggelassen wird.
Da der Aufbau der Statorwicklungen insgesamt vereinfacht werden kann, kann ferner die Produktivität bei der Herstellung dieser Art von bürstenlosem Motor im Vergleich zum Stand der Technik beträchtlich gesteigert werden, so daß niedrigere Herstellungskosten erreicht werden können.
Die Magnetflüsse Φu, Φv und Φw durch die U-, V- und W-Phasen-Statorpole fließen durch den hinteren Jochabschnitt des Stators, und insgesamt ergeben diese Dreiphasen-Magnetflußwerte null, d.h. Φu + Φv + Φw = 0. Bei dem Aufbau des Standes der Technik, der in 41 dargestellt ist, sind es insgesamt sechs Statorpole, d.h. jeweils zwei Pole entsprechen einer der drei Phasen. Die elektromagnetische Wirkung und die Höhe des Drehmoments, die von jedem dieser Pole erzeugt werden, sind die gleichen wie bei den Polen des bürstenlosen Motors 100 der obigen Ausführungsform. Aufgrund des Aufbaus des bürstenlosen Motors des Standes Technik ist es jedoch nicht möglich, Teile der Statorwicklungen wegzulassen oder die Anordnung der Statorwicklungen zu vereinfachen, wie es mit dem bürstenlosen Motor 100 der obigen Ausführungsform möglich ist.
Nachstehend wird der Betrieb des bürstenlosen Motors 100 ausführlicher beschrieben. 12 ist ein Vektordiagramm, das die Verhältnisse zwischen den Stromflüssen, den Spannungen und dem Drehmoment für diese Ausführungsform zeigt. Die X-Achse und die Y-Achse sind die realen bzw. imaginären Achsen. Die Winkel im Uhrzeigersinn mit Bezug auf die X-Achse werden als Phasenwinkel der Vektoren angesehen.
Im Folgenden wird die Winkelgeschwindigkeit der jeweiligen Phasen der magnetischen Flüsse Φu, Φv und Φw in den Statorpolen 19, 20, 21 des Stators 14 als Einheitsspannung Eu, Ev bzw. Ew dieser Phasen bezeichnet, ausgedrückt als:
Eu = dΦu/dθ, Ev = dΦv/dθ, Ew = dΦw/dθ.
3 zeigt, wie die relativen Umfangspositionen der Statorpolgruppen 19, 20, 21 des Stators zueinander verschoben sind. Wie dargestellt, ist jeder Statorpol 19 um einen Betrag, der einem mechanischen Winkel von 30°, d.h. einem elektrischen Winkel von 120° entspricht, vom unmittelbar benachbarten Statorpol 20 versetzt, während jeder Statorpol 20 um den gleichen elektrischen Winkel von 120° zum unmittelbar benachbarten Statorpol 21 versetzt ist. Die Einheitsspannungen Eu, Ev, Ew, die entlang einer Windung jeder der Wicklungen 15 bis 18 erzeugt werden, sind in 12 als Dreiphasenspannungen dargestellt.
Unter der Annahme, daß die Drehung bei einer konstanten Rate von dθ/dt = S1 abläuft, und wenn man die Zahl der Windungen, aus denen die schleifenförmigen Statorwicklungen 15, 16, 17 bzw. 18 bestehen, als Wu, Wv bzw. Ww bezeichnet, wobei für diese ein gemeinsamer Wert Wc angenommen wird, können die jeweils induzierten Spannungen Vu, Vv, Vw in den schleifenförmigen Statorwicklungen 15, 16, 17, 18 wie folgt ausgedrückt werden: Vu = Wu × (–dΦu/dt) = –Wu × dΦu/dθ × dθ/dt = –Wu × Eu × S1 (1) Vv = –Wv × Ev × S1 (2) Vw = –Ww × Ew × S1 (3)
Genauer sind die Verhältnisse zwischen den Wicklungen und den Spannungen wie folgt. Die Einheitsspannung Eu der U-Phase ist eine richtungsumgekehrte Spannung, die in einer Windung der U-Phasen-Statorwicklung 15 erzeugt wird, die in 1 und 4 dargestellt ist. Die U-Phasenspannung Vu ist eine richtungsumgekehrte Spannung, die in der U-Phasen-Statorwicklung 15 erzeugt wird. Die V-Phasen-Einheitsspannung Ev ist eine Spannung, die über eine seriell verbundene Kombination aus einer Windung der V-Phasen-Statorwicklung 16 und einer Windung der V-Phasen-Statorwicklung 17 (d.h. gegensinnig zu der einen Windung der V-Phasen-Statorwicklung 16 gewickelt) erzeugt wird. Die V-Phasenspannung Vv ist eine Spannung, die über die seriell verbundene Kombination aus V-Phasen-Statorwicklung 16 und V-Phasenstatorwicklung 17 (gegensinnig zur Wicklung 16 gewickelt) erzeugt wird. Die Einheitsspannung Ew der W-Phase ist eine richtungsumgekehrte Spannung, die in einer Windung der W-Phasen-Statorwicklung 18 erzeugt wird, und die W-Phasen-Statorwicklung Vw ist eine richtungsumgekehrte Spannung, die in der W-Phasen-Statorwicklung 15 erzeugt wird.
Um mit dem bürstenlosen Motor 100 einen hohen Wirkungsgrad für die Drehmomenterzeugung zu erreichen, ist es erforderlich, daß die Phasenströme Iu, Iv bzw. Iw mit den Einheitsspannungen Eu, Ev, Ew phasensynchron sind. In 12 wird angenommen, daß Iu, Iv bzw. Iw mit den Einheitsspannungen Eu, Ev, Ew phasensynchron sind. Um die Darstellung zu vereinfachen, sind somit der Spannungsvektor für eine Phase und der Stromvektor für diese Phase mit dem gleichen Pfeil dargestellt.
Wenn man die Ausgangsleistung des bürstenlosen Motors 100 als Pa bezeichnet und die Werte der Ausgangsleistung, die den U-, V- und W-Phasen entsprechen, als Pu, Pv bzw. Pw, können diese wie folgt ausgedrückt werden: Pu = Vu × (–Iu) = Wu × Eu × S1 × Iu (4) Pv = Vv × Iv = Wv × Ev × S1 × Iv (5) Pw = Vw × Iw = Ww × Ew × S1 × Iw (6) Pa = Pu + Pv + Pw = Vu × Iu + Vv × Iv + Vw × Iw (7)
Wenn man das Drehmoment des bürstenlosen Motors 100 als Ta bezeichnet, und die jeweiligen Drehmomentwerte für die Phasen als Tu, Tv, Tw, trifft folgendes zu: Tu = Pu/S1 = Wu × Eu × Iu (8) Tv = Pv/S1 = Wv × Ev × Iv (9) Tw = Pw/S1 = Ww × Ew × Iw (10) Ta = Tu + Tv + Tw = Wu × Eu × Iu + Wv × Ev × Iv + Ww × Ew × Iw = Wc × (Eu × Iu + Ev × Iv + Ew × Iw) (11)
Ein Vektordiagramm der Werte für die Spannung, den Strom und das Drehmoment des bürstenlosen Motors 100 dieser Ausführungsform ist identisch mit einem entsprechenden Vektordiagramm für einen bürstenlosen Motortyp des Standes der Technik der in 40 bis 42 dargestellten Form.
Wie oben mit Bezug auf 11 beschrieben, werden in der obigen Ausführungsform nicht die schleifenförmigen Wicklungen einer herkömmlich ausgebildeten Statorwicklung verwendet, die einen gleichwertigen Effekt auf die U-Phasen-Statorwicklungsabschnitte haben, wie (6) und (10), und auf die W-Phasen-Statorwicklungsabschnitte, wie (24) und (29), und die im wesentlichen außerhalb des Statorkerns angeordnet sind. Bei dem Stator einer modifizierten Form der obigen Ausführungsform ist jedoch, obwohl in den Figuren nicht dargestellt, eine zweite schleifenförmige U-Phasen-Statorwicklung, durch welche ein Versorgungsstrom gegensinnig zur U-Phasenwicklung 15 fließt (die z.B. gegensinnig zur U-Phasenwicklung 15 gewickelt ist), an der Seite der Statorpolgruppe 19 bereitgestellt, die der U-Phasenwicklung 15 gegenüber liegt, die in 3 dargestellt ist. Ebenso ist eine zweite schleifenförmige W-Phasen-Statorwicklung, durch die ein Versorgungsstrom gegensinnig zur W-Phasenwicklung 18 fließt, an der Seite der Statorpolgruppe 18 bereitgestellt, die der W-Phasenwicklung 18 gegenüberliegt. Bei dieser Ausführungsform sind die Statorpole 19 und 21 so geformt, daß sie jeweils diese zusätzlichen schleifenförmigen Wicklungen aufnehmen, d.h. an den gleichen Umfangspositionen wie die Statorwicklungen 15 bis 18.
Nun wird eine weitere modifizierte Form der obigen Ausführungsform, mit der ein besserer Wirkungsgrad erreicht wird, beschrieben. Wie in 4 dargestellt, sind in der obigen Ausführungsform die Statorwicklungen 15 und 16 jeweils schleifenförmige Wicklungen, die zwischen der Statorpolgruppe 19 und der Statorpolgruppe 20 angeordnet sind. Diese beiden schleifenförmigen Wicklungen können durch eine einzige schleifenförmige Wicklung ersetzt werden. Ebenso können die Statorwicklungen 17 und 18, die zwischen der Statorpolgruppe 20 und der Statorpolgruppe 21 angeordnet sind, durch eine einzige schleifenförmige Wicklung ersetzt werden.
13 ist eine abgewickelte Umfangsdarstellung der Statorwicklungen dieser modifizierten Form der obigen Ausführung, in der die Statorwicklungen 15 und 16 durch eine einzige schleifenförmige M-Phasenwicklung 38 ersetzt sind, und die Statorwicklungen 17 und 18 durch eine einzige schleifenförmige N-Phasenwicklung 39 ersetzt sind. Der M-Phasenstrom Im (= –Iu + Iv), der in der M-Phasenwicklung 38 fließt, ist der Summe aus den jeweiligen Strömen (–Iu) und Iv gleich, die in der U-Phasen-Statorwicklung 15 bzw. der V-Phasen-Statorwicklung 16 der obigen Ausführungsform fließen. Somit ist die Beschaffenheit des Magnetflusses, der von der M-Phasenwicklung 38 erzeugt wird, identisch mit der der kombinierten Magnetflüsse, die von der U-Phasen-Statorwicklung 15 bzw. der V-Phasen-Statorwicklung 16 erzeugt werden, so daß die einzelne M-Phasen-Statorwicklung 38 der Kombination aus U-Phasen-Statorwicklung 15 und V-Phasen-Statorwicklung 16 elektromagnetisch gleichwertig ist.
Ebenso ist der N-Phasenstrom In (= –Iv + Iw), der in der N-Phasenwicklung 39 fließt, gleich der Summe der Ströme (–Iv) bzw. Iw, die in der V-Phasen-Statorwicklung 17 bzw. der W-Phasen-Statorwicklung 18 der obigen Ausführungsform fließen. Somit ist die Beschaffenheit des Magnetflusses, der von der N-Phasen-Statorwicklung 39 erzeugt wird, identisch mit der der kombinierten Magnetflüsse, die von der V-Phasen-Statorwicklung 17 bzw. der W-Phasen-Statorwicklung 18 erzeugt werden, so daß die einzelne N-Phasen-Statorwicklung 17 der Kombination aus V-Phasen-Statorwicklung 17 und W-Phasen-Statorwicklung 18 elektromagnetisch gleichwertig ist.
Das Obige wird durch das Vektordiagramm von 12 dargestellt, in dem die Einheitsspannung Ein der M-Phasenwicklung 38 und die Einheitsspannung En der N-Phasenwicklung 39 jeweils wie folgt ausgedrückt werden: Em = –Eu = –dΦu/dθ En = Ew = dΦw/dθ
Darüber hinaus sind die Vektorgleichungen für die Leistung P, das Drehmoment T wie folgt: Vm = Wc × Em × S1 (12) Vn = Wc × En × S1 (13) Pm = Vm × Im = Wc × (–Eu) × S1 × (–Iu + Iv) = Wc × Eu × S1 × (–Iu + Iv) (14) Pn = Vn × In = Wc × Ew × S1 × (–Iv + Iw) (15) Pb = Pm + Pn = Vu × (–Iu + Iv) + Vw × (–Iv + Iw) (16) Tm = Pm/S1 = Wc × (–Eu) × (–Iu + Iv) (17) Tn = Pn/S1 = Wc × Ew × (–Iv + Iw) (18) Tb = Tm + Tn = Wc × ((–Eu × Im) + Ew × In) (19) = Wc × (–Eu × (–Iu + Iv) + Ew × (–Iv + Iw) = Wc × Eu × Iu + Wc × Iv + (–Eu – Ew) + Wc × Ew × Iw = Wc × (Eu × Iu + Ev × Iv + Ew × Iw) (20) Eu + Ev + Ew = 0 (21)
In der obigen Gleichung (11) ist das Drehmoment, das durch die Gleichung ausgedrückt wird, ein Dreiphasenmoment. Die Gleichung (19) drückt jedoch ein Zweiphasenmoment aus. Die Vorgehensweise, mit der diese beiden Drehmomentgleichungen ausgedrückt werden, ist unterschiedlich, jedoch kann durch Erzeugen der Gleichung (19) die Gleichung (20) erhalten werden, so daß die Gleichungen (11) und (19) mathematisch äquivalent sind. In dem Fall, daß die Spannungen Vu, Vv, Vw und die Ströme Iu, Iv, Iw eine ausgewogene Dreiphasen-Wechselstromanordnung darstellen, ist das Drehmoment Ta, das durch die Gleichung (11) ausgedrückt wird, ein konstanter Wert. Unter den gleichen Bedingungen ist das Drehmoment Tb, das aus der Gleichung (19) erhalten wird, die Summe von zwei Quadratfunktionen von zwei Sinuskurven, so daß der Phasenverschiebungswinkel Kmn zwischen Tm und Tn 90° wird, so daß das Drehmoment Tb konstant ist.
Die Gleichung (19) trifft auf einen Zweiphasenmotor zu, während die Form der Gleichungen (11) und (21) einen Dreiphasenmotor ausdrückt, obwohl aus diesen Gleichungen identische Drehmomentwerte erhalten werden.
Wenn jedoch im Fall der Gleichung (19) ein Strom (–Iu + Iv) durch die M-Phasenwicklung 38 fließt, und Ströme –Iu bzw. Iv durch die U-Phasen-Statorwicklung 15 bzw. die V-Phasen-Statorwicklung 16 fließen, dann unterscheiden sich die Kupfermengen, die benötigt werden, um die Statorwicklungen in beiden Fällen zu bilden, jeweils voneinander, obwohl es sich dabei um elektromagnetisch gleichwertige Fälle handelt.
Wie im Vektordiagramm von 12 dargestellt, kann die Realachsenkomponente des Stroms Im, der durch die M-Phasenwicklung 38 fließt, um einen Betrag reduziert werden, der Im multipliziert mit cos 30° entspricht, d.h. die Höhe des Kupferverlusts, der sich aus dem Stromfluß durch die M-Phasenwicklung 38 ergibt, kann auf 75% der Höhe der Kupferverluste reduziert werden, die aufgrund von Strömen auftreten, die durch die U-Phasen-Statorwicklung 15 und die V-Phasen-Statorwicklung 16 fließen, so daß die Gesamtmenge an Kupferverlusten als Ergebnis der Verwendung der alternativ geformten Statorwicklungen, die in 13 dargestellt sind, um 25% verringert werden kann. Somit kann ein wesentlich verbesserter Wirkungsgrad des bürstenlosen Motors erreicht werden.
Nun wird ein Verfahren zum Verbessern der Leistung des bürstenlosen Motors 100 von 1 beschrieben. Die Grundprinzipien des bürstenlosen Motors 100 bestehen darin, daß der Magnetfluß der Abschnitte der Permanentmagnete 12, die unmittelbar gegenüber den jeweiligen Polen 19, 20, 21 des Stators 14 angeordnet sind, durch diese Statorpole fließt, während der Magnetfluß anderer Teile der Permanentmagnete 12 nicht auf die Statorpole 19, 20, 21 wirkt (oder zumindest eine nur sehr geringe Wirkung hat). Es ist jedoch eine gewisse Menge an Streufluß in den Lücken zwischen benachbarten Permanentmagneten 12 vorhanden, der in den Luftspalt zwischen dem Stator und dem Rotor fließt, und dieser Streufluß wirkt sich nachteilig auf die Wirkung der Statorpole 19, 20, 21 aus, da er dazu tendiert, die Höhe des Drehmoments, das vom bürstenlosen Motor 100 erzeugt wird, zu reduzieren.
14 ist eine abgewickelte Umfangsansicht der Pole 19, 20, 21 des Stators 14, vom Rotor 10 aus gesehen, und zeigt eine Modifizierung des Stators 14, um das obige Problem zu mildern. Wie dargestellt, sind Polstücke (d.h. Interpole) 60 aus magnetischem Material auf der Oberfläche des Stators 14, von der die Statorpole überstehen, in den Räumen, die nicht durch die Statorpole 19, 20, 21 besetzt sind, angeordnet. Auf diese Weise wird der Streufluß, der von den Permanentmagneten 12 erzeugt wird (d.h. der nicht durch die Statorpole 19, 20, 21 fließt), absorbiert, wodurch nachteilige Auswirkungen dieses Streuflusses verhindert werden. Das Drehmoment des bürstenlosen Motors 100 kann dadurch erhöht werden.
Es sei darauf hingewiesen, daß die Interpole 60 so aufgebaut sein können, daß jeder Streufluß zwischen den S- und N-Polen der Permanentmagnete 12, der an den Polflächen der Permanentmagnete 12 auftritt, dadurch absorbiert wird, daß er durch die Interpole 60 selbst geleitet (d.h. zurückgeführt) wird, oder dadurch, daß der Streufluß absorbiert wird, indem er durch die hintere Jochregion des Stators 14 zurückgeführt wird.
Nun wird der Aufbau der Magnetkreise des bürstenlosen Motors 100 von 1 beschrieben. Da in dieser Ausführungsform von den Statorpolen einer Phase (d.h. den Polen einer der Statorpolgruppen) ein Magnetfluß erzeugt wird, der Fluß auf die anderen Statorpolgruppen ausgerichtet ist (d.h. auf die Statorpole der anderen Phasen), wird ein Teil dieses Magnetflusses in Achsenrichtung der Rotorwelle 11 ausgerichtet. Somit wird der Magnetfluß, der von den Statorpolen jeder Statorpolgruppe erzeugt wird, in drei Richtungen ausgerichtet, d.h. in Achsenrichtung der Rotorwelle 11, in Radialrichtung (d.h. radial bezüglich der Achse der Rotorwelle 11), und in Umfangsrichtung. Im Stand der Technik, in dem eine Mehrschicht-Spulenstruktur auf einem Magnetanker verwendet wird, um die Statorwicklungen zu bilden, wird der Magnetkreis der Stator wicklungen allgemein so konstruiert, daß nur ein zweidimensionaler Magnetflußweg vorhanden ist, da die Höhe des Magnetflusses, der rechtwinklig zu den Wicklungsschichten fließt, vorzugsweise so gering wie möglich gehalten wird, um Wirbelströme zu minimieren und um den Wirkungsgrad des Motors zu erhöhen.
Bei einem bürstenlosen Motor wie in der Ausführugsform von 1 ist es jedoch möglich, dreidimensionale Magnetflußwege im Stator bereitzustellen, während das Auftreten von Wirbelstromflüssen und ein sich daraus ergebender übermäßiger Stromfluß in den Statorwicklungen minimiert werden. Dies kann erreicht werden, während man die komplizierten Herstellungsverfahren für den Statorkern und die Statorpole, die im Stand der Technik erforderlich sind, um die Magnetflußwege auf im wesentlichen zwei Dimensionen zu begrenzen, vermeidet.
Genauer können der Stator 14 und auch der Rotor 10 (abgesehen von den Permanentmagneten 12) der vorliegenden Erfindung ganz oder teilweise durch Formpressen (z.B. in Metallformen) eines Magnetpulvermaterials, bei dem es sich um eine weichmagnetische Substanz handelt, gebildet werden, wobei die Oberflächen der Pulverteilchen von einem Film aus einem ersten elektrisch isolierenden Material überzogen sind, d.h., wobei das Magnetpulver durch das Formverfahren verfestigt wird.
Die Bildung des dünnen Films, der einen hohen Grad an elektrischem Widerstand aufweist, kann ohne Weiteres beispielsweise durch Verwendung eines geeigneten Metalls in Pulverform erreicht werden, das der Atmosphäre ausgesetzt wurde, um einen oxidierten Film auf der Oberfläche der Pulverteilchen zu bilden.
Nachdem die Elemente des Stators 14 und des Rotors 10 zunächst wie oben beschrieben anhand eines Formverfahrens aus einem magnetischen Pulvermaterial gebildet wurden, können die resultierenden gehärteten Formteile, falls nötig, maschinell auf die genauen erforderlichen Formen und Abmessungen gebracht werden.
Alternativ dazu können sämtliche Komponenten des Stators 14 und des Rotors 10, die Magnetkreise tragen sollen, durch direktes maschinelles Bearbeiten von verfestigten Blöcken aus dem Magnetpulvermaterial in ihrer endgültigen Form hergestellt werden.
Unter Anwendung der oben beschriebenen Verfahren ist es möglich, Komponenten des bürstenlosen Motors, in dem dreidimensionale Magnetflußwege existieren können, ohne den Wirkungsgrad aufgrund von Wirbelstromverlusten übermäßig zu senken, auf einfache Weise herzustellen, wobei die Herstellung auch dann kostengünstig erfolgen kann, wenn die Formen, die gebildet werden müssen, relativ kompliziert sind.
Im Folgenden werden mit Bezug auf 5 bestimmte mögliche Verfahren zur Herstellung des Stators 14 des bürstenlosen Motors 100 beschrieben. Zunächst kann der Kern des Stators 14 aus drei separaten ringförmigen Segmenten gebildet werden, wobei ein Segment, wie in 5 dargestellt, vom oberen Teil des Stators 14 zu einer Ebene (senkrecht zur Achse der Rotorwelle 11) verläuft, die durch eine Stelle zwischen den in 5 dargestellten Linien VI und VII hindurchgeht, ein zweites Segment von der letztgenannten Ebene zu einer Ebene (senkrecht zur Achse der Rotorwelle 11) verläuft, die durch eine Stelle zwischen den Linien VII und VIII hindurchgeht, und ein drittes Segment von der letztgenannten Ebene zum unteren Teil des Stators 14 verläuft, wie in 5 dargestellt.
Die genannte Ebene, die durch eine Stelle zwischen den Linien VI und VII hindurchgeht, befindet sich vorzugsweise in der Nähe der Schlitzöffnungen, z.B. in einer Position in der Mitte zwischen den Statorpolgruppen 19 und 20, wie in 3 dargestellt. Ebenso wäre die oben genannte Ebene, die durch eine Stelle zwischen den Linien VII und VIII verläuft, vorteilhaft zwischen den Statorpolgruppen 20 und 21 angeordnet, wie in 3 dargestellt.
Nachdem diese drei ringförmigen Segmente des Statorkerns (welche die Statorpolgruppen 19, 20 bzw. 21 einschließen) gebildet wurden, z.B. anhand eines Herstellungsverfahrens unter Anwendung des Formens eines magnetischen Pulvers wie oben beschrieben, würden sie aneinander befestigt, um den Aufbau des Stators 14 zu bilden, der in 5 dargestellt ist.
Die schleifenförmigen Statorwicklungen 15, 16, 17 und 18 können separat hergestellt werden, bevor die genannten drei ringförmigen Segmente des Statorkerns zusammengefügt werden. Die Statorwicklungen 15 und 16 würden an geeignete Stellen im ersten und zweiten der oben beschriebenen Segmente eingefügt, und diese beiden Segmente würden dann aneinander befestigt, während die Statorwicklungen 17 und 18 ebenso an geeignete Stellen in dem zweiten und dem dritten der oben beschriebenen ringförmigen Segmente eingefügt würden, und diese beiden Segmente dann aneinander befestigt würden, um dadurch den Stator 14 mit darin enthaltenen schleifenförmigen Statorwicklungen 15 bis 18 zu erhalten, wie in 5 dargestellt.
Auf diese Weise kann der Stator 14 problemlos mit einfachen Arbeitsschritten hergestellt werden.
Statt jede der schleifenförmigen Statorwicklungen 15, 16, 17 bzw. 18 jeweils getrennt von den Segmenten des Statorkerns zu bilden, können diese Statorwicklungen alternativ dazu direkt in dem geeigneten der oben beschriebenen drei Statorkernsegmente gewickelt werden, bevor diese Segmente aneinander befestigt werden, um den fertigen Stator 14 zu bilden.
Um einen exakten Zusammenbau der Statorkernsegmente zu einem fertigen Statorkern zu ermöglichen, werden vorzugsweise geeignet geformte Anlageflächen auf jedem der Statorkernsegmente ausgebildet, z.B. mit einem oder mehreren Vorsprüngen, die an der Anlagefläche eines Segments ausgebildet sind, und mit entsprechenden Aussparungen, die in der Anlagefläche des benachbarten Segments ausgebildet sind, so daß diese gegenseitig korrekt ausgerichtet werden, wenn sie zusammengebracht werden. Alternativ oder zusätzlich dazu können Befestigungsstifte und entsprechende Öffnungen oder Bohrungen zur Aufnahme der Befestigungsstifte verwendet werden, um den Zusammenbau der Statorkernsegmente zu dem fertigen Statorkern zu erleichtern.
Als weitere Alternative kann jedes der genannten ringförmigen Segmente des Statorkerns ferner in ein Paar ringförmiger Untersegmente geteilt werden, wobei eines davon die Hälfte der Pole einer Statorpolgruppe aufweist, die um dessen Innenumfang ausgebildet ist, und zwar an Positionen, die sich mit aufeinanderfolgenden Lücken abwechseln (wobei jede Lücke einer Statorpolposition entspricht), und das andere Segment die andere Hälfte der Pole der Statorpolgruppe aufweist, die ebenfalls um dessen Innenumfang ausgebildet sind. Diese beiden ringförmigen Untersegmente können dann aneinander befestigt werden, um ein einzelnes Segment zu bilden, das alle Pole einer Statorpolgruppe trägt, die an geeigneten Umfangspositionen angeordnet sind.
Ein solches Verfahren zum Ausbilden und Zusammensetzen des Stators unter Verwendung von Untersegmenten, die jeweils nur die Hälfte der Pole einer Statorpolgruppe tragen, ist besonders günstig, wenn die Statorpole kompliziert aufgebaut sind, und das oben genannte Herstellungsverfahren durch Formung eines magnetischen Pulvermaterials angewendet wird. Da jede Form nur jeweils unterschiedliche Pole der Statorpolgruppe formen muß, besteht eine geringe Gefahr für einen Konflikt zwischen benachbarten Polen während des Formverfahrens, d.h. da sie weiter auseinander liegen als dies ansonsten der Fall wäre. Das Formverfahren kann dadurch vereinfacht werden.
Als weiterer alternativer Aufbau des Statorkerns im Hinblick auf die Herstellung könnte dieser in einen äußeren Statorkern-Umfangsabschnitt (d.h. zylindrisch geformt), die U-Phasen-Statorpolgruppe 19, die V-Phasen-Statorpolgruppe 20 und die W-Phasen-Statorpolgruppe 21 aufgeteilt werden, wobei z.B. die Pole jeder Statorpolgruppe integral um den Innenumfang eines ringförmigen Segments ausgebildet sind, dessen Außenumfang kleiner ist als der Innenumfang des genannten äußeren Statorkern-Umfangsabschnitts.
Bei einer solchen Anordnung kann jede der Statorpolgruppen durch Formpressen eines magnetischen Pulvermaterials wie oben beschrieben gebildet werden, und dann kann der Statorkern durch aufeinanderfolgendes Einpressen jeder der vorgebildeten Statorpolgruppen in den zylindrisch geformten Statorkern-Umfangsabschnitt in Richtung der Rotorachsen zusammengesetzt werden, d.h. so, daß sämtliche Pole einer Statorpolgruppe gleichzeitig in ihre Endposition gebracht werden. Ein solches Verfahren kann mit Vorteil angewendet werden, wenn die Statorpole vergleichsweise kompliziert aufgebaut sind, um ein hohes Drehmoment des bürstenlosen Motors 100 zu erreichen.
Es sei darauf hingewiesen, daß es ebenso möglich wäre, den Statorkern des Stators 14 anhand einer integralen Kombination aus einem magnetischen Metallpulvermaterial und einer magnetischen Stahlplatte herzustellen statt nur aus einem magnetischen Metallpulvermaterial. In diesem Fall können die jeweiligen Vorteile beider Materialarten erhalten werden, d.h. was die magnetischen Eigenschaften und die mechanische Festigkeit betrifft. Insbesondere kann, wenn eine Platte aus orientiertem Siliciumstahl in solch einer Kombination verwendet wird, ein hohes Maß an magnetischer Flußdichte in einer Richtung erreicht werden, während das magnetische Pulvermaterial einen dreidimensionalen Magnetfluß zuläßt. Durch Kombinieren einer solchen Platte aus orientiertem Siliciumstahl und magnetischem Metallpulvermaterial kann ein Stator erzeugt werden, der die jeweiligen Vorteile beider Materialarten kombiniert.
Im folgenden werden alternative Formen der Statorpole des bürstenlosen Motors 100 dieser Ausführungsform beschrieben, genauer alternative Formen für die Abschnitte der Statorpole, welche die Grenze zum Luftspalt bilden, d.h. die jeweiligen Polflächen der Statorpole. Deren Formen wirken sich stark auf die Drehmomentleistung eines bürstenlosen Motors aus und beeinflussen auch die Rastmomentwelligkeit und die Drehmomentwelligkeit, die eine Folge des Fließens von induzierten Strömen ist. Es werden Statorpolkonstruktionen beschrieben, bei denen die Wellenform und die Amplitude der Einheitsspannung (wie oben definiert) für jede der Statorpolgruppen im Wesentlichen gleich ist, und die Einheitsspannungen der jeweiligen Statorpolgruppen sich in ihrer Phase aufeinanderfolgend durch einen elektrischen Winkel unterscheiden, der im wesentlichen nahe an 120° liegt. Dies wird durch geeignetes Modifizieren der Polflächenformen in den jeweiligen Statorpolgruppen erreicht.
Anders als bei den Polflächen können die Formen der Statorpole beispielsweise grundsätzlich so sein wie in 3 und 4 beschrieben, d.h. wobei der am Statorkern befestigte Abschnitt jedes Pols (der „Zahn"-Abschnitt) so geformt ist, daß er die zugehörige schleifenförmige Statorwicklung an einer Seite oder ein Paar aus zugehörigen Wicklungen an beiden Seiten aufnimmt.
15 ist eine abgewickelte Umfangsdarstellung des Innenumfangs eines Stators, welche eine alternative Anordnung der Statorpole eines bürstenlosen Motors darstellt. In 15 sind drei Statorpolgruppen vorhanden, die den jeweiligen Phasen entsprechen, wobei die Pole dieser drei Gruppen jeweils mit 22, 23 und 24 bezeichnet sind. In diesem Beispiel sind die Polflächen der Statorpole in Rotorachsenrichtung parallel ausgerichtet, und alle Statorpole, die zur gleichen Gruppe (d.h. zur gleichen Phase) gehören, haben den gleichen Polflächenaufbau. Auf die gleiche Weise wie in dem Beispiel von 3 oben sind die Statorpolgruppen in Umfangsrichtung gegeneinander jeweils um einen Betrag versetzt, der einem elektrischen Winkel von 120° entspricht (d.h. wo die Polteilung in Umfangsrichtung in jeder Statorpolgruppe einem elektrischen Winkel von 360° entspricht).
Ein solcher Aufbau der Statorpole 22, 23, 24 macht es möglich, daß auf jeden Statorpol ein stärkerer magnetischer Fluß vom Rotor übergeht, kann aber dazu führen, daß ein erhebliches Maß an Drehmomentwelligkeit erzeugt wird. Dies kann jedoch dadurch reduziert werden, daß man die Polflächen der jeweiligen Statorpole mit einer Oberflächenkontur ausbildet, die konvex gekrümmt ist (gesehen in Richtung der Rotorachse). Dies bewirkt, daß sich die elektromagnetische Wirkung an den Grenzen zwischen benachbarten Polen sanfter ändert, so daß die Drehmomentwelligkeit reduziert wird.
In 15 drücken Winkelwerte in horizontalen Richtung mechanische Winkel in Umfangsrichtung aus, wobei der Abstand von der linken zur rechten Seite in dem Diagramm einem (mechanischen) Winkel von 360° entspricht.
16 ist eine entwickelte Umfangsansicht, welche einen weiteren alternativen Aufbau für die Polflächen der Statorpole eines bürstenlosen Motors wie des bürstenlosen Motors 100 darstellt, wobei die Pole der drei Statorpolgruppen mit 22, 23 bzw. 24 bezeichnet sind. In 16 ist jeder der Statorpole in Bezug auf die Richtung der Rotorachse schräg angeordnet, und zwar um einen Betrag, der einem elektrischen Winkel von ungefähr 60° in Bezug auf die Positionen der jeweiligen Statorpole im Beispiel von 15 entspricht. Dies reduziert wirksam das Ausmaß der Drehmomentwelligkeit. Da die Breite jeder der Statorpolflächen jeder Phase geringer ist als der Betrag, der einem elektrischen Winkel von 180° entspricht, wird die maximale Höhe des Magnetflusses, der durch jeden der Statorpole 25, 26, 27 fließt, nicht reduziert, so daß der Durchschnittswert des Drehmoments nicht als Folge der schräg versetzten Anordnung der Statorpole reduziert wird.
Es sei darauf hingewiesen, daß es auch bei den in 15 und 16 dargestellten Statorpolformen erforderlich ist, die Statorpole mit Abständen zu gestalten, um die Statorwicklungen 15, 16, 17 der jeweiligen Phasen aufzunehmen, und auch, einen Luftspalt zwischen den Statorpolen und dem Rotor bereitzustellen. Daraus ergibt sich das Problem, daß die Bereitstellung dieser Abstände dazu führt, daß die äußeren Abmessungen eines solchen bürstenlosen Motors verglichen mit dem einfachen Aufbau, der in 3 dargestellt ist, zunehmen.
17 ist eine abgewickelte Umfangsansicht, welche einen anderen alternativen Aufbau für die Statorpole eines bürstenlosen Motors gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt, wobei die Pole der drei Statorpolgruppen mit 28, 29 bzw. 30 bezeichnet sind. Die Polflächenformen der Statorpole dieses bürstenlosen Motors sind so konstruiert, daß das genannte Problem gemildert werden kann, d.h., daß eine Minimierung der Außenabmessungen des bürstenlosen Motors ermöglicht wird. Wenn man Eu (= dΦu/dθ) als die U-Phasen-Einheitsspannung (d.h. die Winkelgeschwindigkeit des Magnetflusses Φu der U-Phasen-Statorpole 28) bezeichnet, Ev (= dΦv/dθ) als die V-Phasen-Einheitsspannung (die Winkelgeschwindigkeit des Magnetflusses Φv der V-Phasen-Statorpole 29) und Ew (= dΦw/dθ) als die W-Phasen-Einheitsspannung (die Winkelgeschwindigkeit des Magnetflusses Φw der W-Phasen-Statorpole 30), werden die Statorpole jeweils so geformt wie in 17 dargestellt, so daß die Einheitsspannungen der drei Phasen im Wesentlichen die gleiche Wellenform und Amplitude aufweisen, und so, daß diese Einheitsspannungen sich jeweils um einen elektrischen Winkel von 120° unterscheiden.
Mit so geformten Statorpolen ist der größere Teil der Luftspaltfläche jedes der Statorpole 28, 29, 30 nahe am Mittelteil des Zahnabschnitts des entsprechenden Statorpols angeordnet, und der magnetische Fluß des Rotors 10 fließt durch die Polfläche jedes Statorpols hindurch und dann in den Mittelteil des Zahnabschnitts des Pols und durch den hinteren Jochabschnitt des Stators 14, so daß der Magnetfluß ohne Weiteres hindurchfließen kann. Infolgedessen kann der Abstand zwischen den Statorwicklungen 15, 16, 17 bzw. 18 und dem Stator/Rotor-Luftspalt (d.h. zwischen jeder Statorwicklung und der Außenfläche des entsprechenden Statorpols) im Vergleich zu den oben in den Beispielen von 16 bzw. 17 dargestellten Statorpolstrukturen reduziert werden. Somit können die Außenabmessungen des bürstenlosen Motors reduziert werden.
18 ist eine abgewickelte Umfangsansicht, welche einen weiteren alternativen Aufbau für die Statorpole zeigt, wobei die Pole der drei Statorpolgruppen als 31, 32 bzw. 33 bezeichnet sind. Dies ist eine abgewandelte Form des Statorpolaufbaus von 17. Bei dem Aufbau von 18 erstrecken sich die U- und W-Phasen-Statorpole 31 und 33 in Umfangsrichtung jeweils über eine Breite, die einem elektrischen Winkel von 180° entspricht. Verglichen mit dem Basisaufbau von 17 wurden die Spitzenabschnitte der Polflächen jeder der U- und W-Phasen-Statorpole 31 und 33 (d.h. der obere Spitzenabschnitt der Polfläche jedes Statorpols 31 und der untere Spitzenabschnitt der Polfläche jedes Statorpols 33, wie in 18 dargestellt) entfernt, da es schwierig ist, extrem schmale Polabschnitte herzustellen. Jeder V-Phasen-Statorpol 32 ist ent sprechend geformt, wie dargestellt, so daß ein Ausgleich mit den Formen der U- und W-Statorpole 31, 33 erreicht wird, die an jeder Seite angeordnet sind.
Bei diesem Aufbau der Statorpole werden die Einheitsspannungen Eu, Ev, Ew der jeweiligen Phasen (d.h. für jede Phase die Winkelgeschwindigkeit des Magnetflusses auf der Oberfläche der Pole dieser Phase) im wesentlichen gleich, unterscheiden sich aber in ihrer Phase, und es kann ein hohes Maß an wirksamem magnetischem Fluß hindurchfließen. Darüber hinaus ist die Herstellung eines Stators mit einem solchen Aufbau der Statorpole vergleichsweise einfach.
19 ist eine abgewickelte Umfangsansicht, welche einen weiteren alternativen Aufbau der Statorpole darstellt, wobei die Pole der drei Statorpolgruppen als 34, 35 bzw. 36 bezeichnet sind. In den Beispielen der Statorpolkonstruktionen, die in 15 bis 18 dargestellt sind, sind nur die Basisanordnungen der Pole dargestellt, um die Grundlagen jedes Beispiels zu beschreiben, und die Wirkungen des Streuflusses, der zwischen benachbarten Statorpolen fließt, wurde ignoriert. In der Praxis führt ein solcher Streufluß jedoch zu einer Senkung des Drehmoments, und sollte also verhindert werden. Um dieses Problem zu lösen, werden, wie in 19 dargestellt, wobei es sich um eine Modifizierung des Statorpolaufbaus von 18 handelt, Abstände zwischen den Polflächen benachbarter Statorpole bereitgestellt. Auf diese Weise kann die Stärke des Streuflusses, der zwischen den Statorpolen fließt, reduziert und das Drehmoment des Motors dementsprechend erhöht werden. Ferner wird mit einer solchen schräg versetzten Anordnung der Statorpole die Drehmomentwelligkeit reduziert.
20 und 21 zeigen einen weiteren alternativen Aufbau des Stators, wobei von der Verwendung einer Statorpolkonstruktion und eine Statorwicklungskonstruktion wie in den 3, 4 ausgegangen wird, wobei 20 eine Ansicht in Rotorachsenrichtung ist, und 21 eine Querschnitts-Teilansicht entlang einer Ebene ist, die durch die Linie E-E in 20 verläuft. Um die Zeichnung zu vereinfachen, sind in 21 nur die Abschnitte eines Statorpols gezeigt, die mit einer Statorwicklung zusammenhängen. In 20 ist die Basisform (d.h. eine herkömmliche Form) für die Statorpole von der durchbrochenen Linie 72 angedeutet. Mit diesem alternativen Aufbau ist jeder Statorpol 73 so geformt, daß die Breite von seiner Polfläche zu seinem Basisabschnitt (d.h. dem Abschnitt, der am nächsten zum Statorkern liegt) allmählich zunimmt. Dies dient dazu, die Magnetflußdichte im Statorpol zu senken.
Darüber hinaus ist es als Folge der Verbreiterung des Basisabschnitts jedes Statorpols, wie in 21 dargestellt, möglich, die Region eines Statorpols, in der eine Statorwicklung angeordnet ist, zu erweitern. Genauer zeigt in 21 das Bezugszeichen 74 eine Querschnittsregion an, die einer Statorwicklung in dem Fall entspricht, daß der vorgenannte Basisaufbau 72 für jeden Statorpol verwendet wird, währen die quer schraffierte Region 75 einer Statorwicklung in dem Fall entspricht, daß der alternative Aufbau 73 verwendet wird. Wie dargestellt, ermöglicht es die alternative Gestaltung, die Querschnittsbreite jeder Statorwicklung (in Rotorachsenrichtung) von einem als „f" bezeichneten Betrag auf einen als „g" bezeichneten Betrag zu erhöhen. Da für jede der Statorwicklungen eine vergrößerte Querschnittsfläche zur Verfügung steht, wird es infolgedessen möglich, eine höhere Strommenge zuzuführen, um den Motor anzusteuern, so daß ein höheres Drehmoment erreicht werden kann.
Darüber hinaus fließt der magnetische Fluß von den Permamentmagneten 12 des Stators 14 durch einen Statorpol, fließt dann durch die hintere Jochregion des Stators und fließt dann durch Statorpole anderer Phasen, in Richtung der Rotorachse 11, um zu den Permanentmagneten 12 zurückzukehren. Somit wird der Magnetfluß auf wirksame Weise so geleitet, daß das Drehmoment des bürstenlosen Motors erhöht oder der Motor verkleinert werden kann.
Im folgenden werden mit Bezug auf 22 bis 27 spezielle Beispiele für eine Gestaltung des Rotors 10 beschrieben. Jede davon ist eine Querschnittsdarstellung in einer Ebene senkrecht zur Achse der Rotorwelle 11. Der in 22 dargestellte Rotor 10 weist den Basisaufbau auf, der in 1 und 2 für den bürstenlosen Motor 100 gezeigt ist. Insgesamt 8 Permanentmagnete 12 sind um den Rotor 10 angebracht, wobei jeder der Magnete eine bogen- oder kreisförmige Außenfläche und jeweils einen (N- oder S-) Pol an seiner Außenseite aufweist. Die Permanentmagnete 12 sind coaxial bezüglich der Rotorwelle 11 angeordnet (und bezüglich der Rotorwelle 11 fixiert), wodurch sie den Außenumfang des Rotors 10 bilden. Die Permanentmagnete sind so um den Umfang des Rotors 10 angeordnet, daß diejenigen, die einen N-Pol an der Außenseite aufweisen, sich aufeinanderfolgend mit denen abwechseln, die einen S-Pol an der Außenseite aufweisen, so daß die N- und S-Pole sich in Umfangsrichtung des Rotors 10 abwechseln.
In dem Beispiel von 23 weist ein Rotor 10A acht Permanentmagnete 50 auf, die in Umfangsrichtung befestigt sind und jeweils radial und von identischen Winkeln getrennt verlaufen. Jeder der Permanentmagnete 50 weist an einer Seite (in Bezug auf die radiale Richtung, in der sich der Magnet erstreckt) einen N-Pol auf und an der anderen Seite einen S-Pol. Die Permanentmagnete 50 sind so angeordnet, daß sich diejenigen, die einen N-Pol an ihrer linken Seite aufweisen (bezüglich der radialen Richtung, in der sich der Magnet erstreckt), aufeinanderfolgend mit denen abwechseln, die einen S-Pol an ihrer linken Seite aufweisen, so daß N- und S-Pole aufeinanderfolgend abwechselnd um den Umfang des Rotors 10A vorliegen. Polstücke 51, die aus stark magnetischem Material gebildet sind, sind zwischen nebeneinander liegenden Permanentmagneten 50 angeordnet und dienen dazu, den magnetischen Fluß der Permanentmagnete 50 zu sammeln, um dadurch die magnetische Flußdichte an der Oberfläche des Rotors 10A zu erhöhen. Darüber hinaus kann der magnetische Fluß im Inneren des Rotors 10A durch jedes der Polstücke 51 fließen, so daß selbst dann, wenn die Statorpole unregelmäßig verteilt sind (d.h. an der Luftspaltoberfläche des Stators), wie in den Beispielen von 3 oder 18, der Magnetfluß der Permanentmagnete 50 wirksam vom Rotor 10A auf die Statorpole übertragen wird, so daß ein erhöhtes Drehmoment des Motors erhalten werden kann.
Der Rotor 10A ist im Inneren auch mit acht Polstücken 52 versehen, die aufeinanderfolgend in Umfangsrichtung unter den Permanentmagneten 50 angeordnet sind. Diese Polstücke 52, und auch die Rotorwelle 11, sind aus nicht magnetischem Material gebildet. Das untere Ende jedes der Permanentmagnete 50 befindet sich nahe an der Grenze zwischen zwei benachbarten Polstücken 52, und dies dient dazu, die Stärke des Streuflusses zwischen jeweils benachbarten Permanentmagneten 50 des Rotors zu reduzieren.
Alternativ dazu ist es möglich, acht Permanentmagnete anstelle der nicht magnetischen Polstücke 52 zu verwenden. In diesem Fall hätten diese Permanentmagnete Polaritäten (an ihren Außenflächen) wie in 23 dargestellt. Falls dies umgesetzt wird, kann an der Außenfläche des Rotors 10A ein wesentlich höherer Grad an magnetischer Flußdichte erreicht werden.
Bei der in 24 dargestellten Gestaltung eines Rotors 10B werden acht Permanentmagnete 53 in Umfangsrichtung im Inneren des Rotors angeordnet (d.h. coaxial zur Achse der Rotorwelle 11), was als IPMSM-Aufbau bezeichnet wird. Ein Hohlraum 54 wird ausgebildet, der radial von jedem Ende jedes der Permanentmagneten 53 zum Außenumfang des Rotors 10B verläuft. Es sei darauf hingewiesen, daß es möglich wäre, diese Hohlräume mit einem nicht magnetischen Material aufzufüllen.
Bei dieser Gestaltung des Rotors 10B werden sowohl ein Drehmoment, das von den Permanentmagneten 53 herrührt, als auch ein Reluktanzmoment erhalten, das von Abschnitten des Rotors 10B erzeugt wird, bei denen es sich nicht um Permanentmagnete handelt, sondern die aus einem weichmagnetischen Material gebildet sind. Ferner kann durch Steuern der Phase des Stroms, der im Stator 14 fließt, mit Bezug auf die Winkelposition des Rotors die Stärke des Feldflusses gesteuert werden, d.h. es kann eine sogenannte Feldschwächungssteuerung ausgeübt werden, so daß der Feldfluß reduziert wird, wenn die Drehgeschwindigkeit des Motors hoch wird. Dadurch kann ein Betrieb mit konstantem Leistungsverhalten erreicht werden.
Alternativ dazu kann, wenn in die Abstände 54 jeweils Permanentmagnete anstelle eines magnetischen Materials eingefügt sind, eine höhere Flußdichte an der Rotoroberfläche erzeugt werden, so daß ein höheres Drehmoment erreicht werden kann.
Bei dem Rotor 10C, der den in 25 gezeigten Aufbau aufweist, sind acht Paare von Permanentmagneten 55 in Umfangsrichtung nahe dem Außenrand des Motors angeordnet, wobei jeder Permanentmagnet radial in Bezug auf die Achse der Rotorwelle 11 verläuft, und wobei jedes Paar Permanentmagnete 55 jeweils Rotormagnete 85 an der Oberfläche des Rotors 10C bildet. Der Körper des Rotors 10C besteht aus einem magnetischen Material. Wie dargestellt, sind die benachbarten Permanentmagnete in den Paaren jeweils mit identischer Polarität orientiert (d.h. die N-poligen Permanentmagnete eines Paars auf der linken Seite und die S-poligen auf der rechten Seite jedes Permanentmagneten des Paars, oder mit S-Polarität auf der linken Seite und N-Polarität auf der rechten Seite jedes Permanentmagneten des Paars, gesehen von der Achse der Rotorwelle 11) und wobei benachbarte Permanentmagnetenpaare 55 einander entgegengesetzte Polaritätsausrichtungen haben. Außerdem ist ein Hohlraum 56 zwischen jedem Paar aus Permanentmagneten 55 ausgebildet.
Alternativ dazu wäre es ebenso möglich, jeden der Hohlräume 56 mit einem nicht magnetischen Material zu füllen.
Beim Rotor 10C wird, wenn ein Feldfluß durch die Statorwicklungen erzeugt wird, ein Drehmoment als Folge der Wechselwirkung zwischen den Rotormagneten 85 und der Magnetisierungskraft des Feldflusses erzeugt. Die Art und Weise der Drehmomenterzeugung kann auf verschiedene Weise ausgedrückt werden. Beispielsweise kann unter der Annahme, daß der Feldfluß in den Rotormagneten 85 aufgrund einer d-Achsen-Stromkomponente erzeugt wird, und daß das Drehmoment als Folge einer q-Achsen-Stromkomponente erzeugt wird, davon ausgegangen werden, daß kein Feldfluß in q-Achsenrichtung ausgerichtet ist. Infolgedessen wird der Feldfluß in den Rotormagneten 85 durch den q-Achsenstrom kaum beeinflußt, so daß durch Steuern des d-Achsenstroms ein höherer Grad der Steuerung der Stärke des Rotorflusses erreicht werden kann. Dies ist insbesondere für das Erreichen einer Konstantleistungs-Regelung wirksam, mit der die Erregungsspannung der Statorwicklungen reduziert wird, wodurch die Höhe des Feldflusses reduziert wird, wenn die Drehgeschwindigkeit des Motors hoch wird.
Bei dem Rotor 10D, der den in 26 gezeigten Aufbau aufweist, sind acht vorstehende Abschnitte in gleichen Abständen um den Umfang des Rotors ausgebildet, der aus einem magnetischen Material besteht, d.h. es wird eine Rotorgestaltung mit vorstehenden Polen verwendet, um einen bürstenlosen Motor vom Reluktanz-Typ zu verwirklichen. Dieses Beispiel wird unter der Annahme beschrieben, daß die Statorwicklungen vom Dreiphasen-Y-Verbindungs-Typ sind. Es können jedoch auch andere Arten von Statorwicklungs-Gestaltungen verwendet werden, um verschiedene Betriebseigenschaften für den Motor zu erhalten. In diesem Beispiel können die Stromflüsse durch die U-, V- und W-Statorwicklungen jeweils separat gesteuert werden, um hierdurch eine effizientere Erzeugung des Drehmoments zu ermöglichen. Bei einem geschalteten Reluktanzmotor des Standes der Technik kann die Anziehungskraft in radialer Richtung variieren, so daß sie im wesentlichen zur Umfangsrichtung hin verschoben wird, und dies kann Vibration und Geräusch verursachen. Bei einem bürstenlosen Motor, der einen Rotor mit dem Aufbau des Rotors 10D von 26 verwendet, wirkt die Anziehungskraft in radialer Richtung (zum Stator) am gesamten Umfang des Rotors, so daß (bei einem ringförmigen Stator) die Last, die von der radial ausgerichteten Anziehungskraft gebildet wird, gleichmäßig auf den Umfang der Rotors verteilt wird. Somit können Vibration und Geräusch minimiert werden. Darüber hinaus kann der Rotor extrem hohen Drehzahlen standhalten. Ferner wird keine Rastmomentwelligkeit nennenswerten Umfangs erzeugt.
Die Verwendung eines Rotors mit der in 10D dargestellten Form ermöglicht es auch, den Rotor eines bürstenlosen Motors sehr einfach aufzubauen, da es lediglich notwendig ist, einen Körper aus magnetischem Material in die vorgegebene Form zu bringen.
Durch geeignetes Formen der Rotorpole und der Statorpole kann außerdem die Größe des bürstenlosen Motors kompakt werden. Darüber hinaus können die Herstellungskosten niedrig sein, da es unnötig ist, Permanentmagnete einzubeziehen, die teuer in der Beschaffung und im Zusammenbau sind.
Bei dem in 27 dargestellten Rotor 10E, der auch verwendet wird, um einen bürstenlosen Motor vom Reluktanztyp zu verwirklichen, wird ein Aufbau verwendet, der als Flußbarriere bezeichnet wird. Genauer weist der Rotor 10E einen Körper auf, der aus magnetischem Material gebildet ist, und enthält entsprechende Magnetflußbarrieren 58, die jeweils als Hohlraum in dem Körper des Rotors ausgebildet oder mit nicht magnetischem Material gefüllt sein können. Die Positionen der Magnetflußbarrieren 58 definieren acht Rotorpole 86, die in gleichmäßigen Abständen um den Umfang des Rotors 10E angeordnet sind, d.h. jeder Rotorpol 86 ist zwischen zwei benachbarten Flußbarrieren 58 angeordnet. In diesem Beispiel sind die Flußbarrieren 58 als acht Sätze zu je drei angeordnet, wobei die Flußbarrieren sich in jedem Satz aufeinanderfolgend von einer Position in der Nähe der Oberfläche des Rotors 10E erstrecken, und jede Flußbarriere im Wesentlichen bogen- oder kreisförmig gestaltet ist (gesehen entlang der Achse des Rotors 10); wobei die Flußbarrieren innerhalb jedes Dreiersatzes im wesentlichen konzentisch sind. Innerhalb jedes Satzes sind jeweils zwei benachbarte Flußbarrieren 58 durch einen schmalen Bereich voneinander getrennt, der einen magnetischen Flußweg 59 definiert.
Solch ein Rotor 10E kann ausgezeichnete Eigenschaften liefern, ähnlich denen, die mit dem oben beschriebenen Rotor 10D erhalten werden.
28 ist eine abgewickelte Umfangsansicht des Außenumfangs des Rotors 10, wobei aber jeder Permanentmagnet 12 (gesehen im rechten Winkel zur Ansicht von 28) wie in der Querschnittsdarstellung von 29 geformt ist. 28 zeigt den gesamten Außenumfang des Rotors, d.h. einem mechanischen Winkel von 360° entsprechend. Wie dargestellt, liegen N-Pole und S-Pole der Permanentmagnete 12 in abwechselnden Positionen entlang der Oberfläche des Rotors 10 vor. Entsprechende Polschuhe 37, die aus stark magnetischem Material gebildet sind, sind auf jeder der Außenflächen der Permanentmagnete 12 angeordnet. Die Polschuhe 37 erleichtern die Übertragung von magnetischem Fluß, so daß selbst dann, wenn die Luftspaltflächen der Statorpole ungleichmäßig verteilt sind (wie in den Beispielen von 3 oder 18), der Magnetfluß vom Rotor 10 wirksam auf die Statorpole übertragen werden kann, so daß ein erhöhtes Drehmoment für den Motor erreicht werden kann.
Obwohl in den Figuren nicht dargestellt, sollte ein bestimmter Abstand bereitgestellt werden, der zwei nebeneinander liegende Polschuhe 37 trennt, um die Stärke des Streuflusses zwischen den Polschuhen 37 zu reduzieren. Wenn die Außenfläche jedes der Polschuhe 37 mit einer bogenförmigen konvexen Kontur ausgebildet ist (wie in 29 dargestellt, d.h. in Achsenrichtung der Rotorwelle 11), schwankt die Verteilung des Magnetflusses an den Außenflächen der Permanentmagnete 12 (genauer an den Außenflächen der Polschuhe 37) von Pol zu Pol auf im Wesentlichen sinusförmige Weise. Somit kann der Umfang der Drehmomentwelligkeit reduziert werden, und Vibration und Geräusch beim Betrieb des bürstenlosen Motors können ebenfalls reduziert werden.
Im folgenden werden Verfahren zum Reduzieren der Drehmomentwelligkeit des bürstenlosen Motors 100 durch geeignetes Ausbilden des Stators beschrieben. Mit den jeweiligen Positionen der U-Phasen-Statorpole 19, die im Beispiel von 3 dargestellt sind, befinden sich die Pole einer Statorpolgruppe jeweils in Winkelstellungen, mit denen der Abstand (die Winkelverschiebung) zwischen jeweils zwei benachbarten Polen in der Gruppe einem elektrischen Winkel von 360° entspricht. Um die Beschreibung zu vereinfachen, werden im folgenden diese Winkelpositionen der Pole als ihre jeweiligen Bezugspositionen bezeichnet. Um eine Drehmomentwelligkeit RN-1. Ordnung (wobei es sich bei RN1 um eine ganze Zahl handelt) zu reduzieren, kann die Statorpolgruppe 19 in N1 Untergruppen aufgeteilt werden, mit einer relativen Phasenverschiebung von 360°/N1 (d.h. einem Unterschied des elektrischen Winkels zum 360°-Wert) zwischen Paaren dieser Untergruppen.
Dies ist in 30 erläutert, wo die jeweiligen Umfangspositionen der U-Phasen-Statorpole 19 gezeigt sind, wobei die entsprechenden Werte des elektrischen Winkels auf der horizontalen Achse eingetragen sind, und wobei die vier U-Phasen-Statorpole 19 als U-1, U-2, U-3 und U-4 bezeichnet werden. In diesem Beispiel werden, um die harmonische Komponente 6. Ordnung (d.h. RN1 = 6) der Drehmomentwelligkeit zu reduzieren, die vier U-Phasen-Statorpole 19 in zwei Untergruppen unterteilt, genauer in das Paar U-1 und U-3 und das Paar U-2, U4. In dem Fall gilt N1 = 2, so daß die relative Phasenverschiebung zwischen den beiden Untergruppen der Statorpole 19 bei 360°/(6 × 2) = 30° liegt. Somit werden die Umfangspositionen der Statorpole U-2, U-3 aus ihren Bezugspositionen (wie oben definiert) um einen Betrag verschoben, der einem elektrischen Winkel von 30° entspricht, wie in 30 dargestellt.
Als Folge davon ergibt sich ein Phasenverschiebungswinkel von 180° zwischen den Drehmomentwelligkeits-Komponenten 6. Ordnung, die von dem Paar aus den Polen U-1 und U-3 erzeugt werden, und denen, die von dem Paar U-2, U-4 resultieren. Somit heben sich diese harmonischen Komponenten 6. Ordnung der Drehmomentwelligkeit in dem Drehmoment, das von dem bürstenlosen Motor 100 erzeugt wird, gegenseitig auf.
Der gleiche Aufbau kann auf die V-Phasen-Statorpole 20 und die W-Phasen-Statorpole 21 angewendet werden.
Sobald die obige Anordnung der Statorpole eingerichtet wurde, ist es ferner möglich, die Statorpolpositionen weiter anzupassen, so daß die harmonische Komponente 5. Ordnung der Drehmomentwelligkeit unterdrückt wird. Als spezielles Beispiel können die U-Pasen-Statorpole 19 in die Untergruppe U-1, U2 und die Untergruppe U-3, U4 aufgeteilt werden. In diesem Fall liegt die relative Phasenverschiebung zwischen den beiden Untergruppen der U-Phasen-Statorpole 19 bei 360°/(RN1 × N1) = 360°/(5 × 2) = 36°. Somit sollten die Umfangspositionen der Statorpole U-3, U-4 um einen Betrag verschoben werden (d.h. aus ihren jeweiligen Bezugspositionen), der einem elektrischen Winkel von 36° entspricht. Dies könnte durch Verschieben dieser Statorpole entweder nach rechts oder nach links bewerkstelligt werden (wie in 30 dargestellt). Da die Statorpole U-2, U4 jedoch bereits nach rechts verschoben wurden, wäre eine Verschiebung der Statorpole U-3, U4 nach links jedoch weniger wirkungsvoll für die Reduzierung der Drehmomentwelligkeit als eine Verschiebung nach rechts. Aus diesem Grund sollten die Positionen der Statorpole 19 wie folgt angepaßt werden:
Pol U-1 verbleibt in der Bezugsposition;
Pol U-2 wird aus seiner Bezugsposition um 30° nach rechts verschoben (wie in 30 dargestellt);
Pol U-3 wird aus seiner Bezugsposition um 36° nach rechts verschoben; und
Pol U-4 wird aus seiner Bezugsposition um 6° nach links verschoben (d.h. 30 bis 36).
Auf diese Weise können sowohl die Komponente 5. Ordnung als auch die Komponente 6. Ordnung der Drehmomentwelligkeit reduziert werden.
Ein solches Verfahren zur Reduzierung der Drehmomentwelligkeit kann ohne weiteres bei einem bürstenlosen Motor angewendet werden, der eine große Zahl von Polen aufweist, da die Pole ohne Weiteres in Gruppen angeordnet werden können. Falls eine große Zahl von harmonischen Komponenten unterschiedlicher Ordnung der Drehmomentwelligkeit reduziert werden muß, dann kann der Wirkungsgrad herabgesetzt sein, abhängig von der Art und Weise, in der die Pole den jeweiligen Polgruppen zugeordnet sind. Somit ist es erforderlich, sicherzustellen, daß die Positionsverschiebungseffekte, die durch eine Vielzahl von verschiedenen Verschiebungsarten bewirkt werden, sich nicht gegenseitig stören. Wenn die Pole beispielsweise in acht Gruppen G1 bis G8 aufgeteilt sind, und wenn drei harmonische Komponenten unterschiedlicher Ordnung der Drehmomentwelligkeit reduziert werden müssen, dann sollte zunächst ein vorgegebener Betrag einer Winkelpositionsverschiebung auf die Gruppen G1 bis G8 angewendet werden, um die harmonische Komponente der RN1. Ordnung zu reduzieren. Man kann davon ausgehen, daß die harmonischen Komponenten RN1. Ordnung für die Gruppen G1 und G5 sich gegenseitig aufheben. Ebenso kann davon ausgegangen werden, daß die harmonischen Komponenten RN1. Ordnung für die Gruppen G2 und G6, für die Gruppen G3 und G7 bzw. für die Gruppen G4 und G8 sich gegenseitig aufheben.
Selbst wenn die Gruppen G3 und G7 und die Gruppen G4 und G8 dann jeweils so verschoben werden, daß die harmonische Komponente RN2. Ordnung der Drehmomentwelligkeit reduziert wird, wird der Wirkungsgrad dieser Reduzierung infolge der zuvor durchgeführten Verschiebung nicht reduziert. Somit können harmonische Komponenten sowohl der RN1. Ordnung als auch der RN2. Ordnung der Drehmomentwelligkeit reduziert werden.
Wenn die harmonische Komponente RN3. Ordnung der Drehmomentwelligkeit ebenfalls reduziert werden soll, dann können ebenfalls die gleichen Überlegungen wie oben beschrieben angewendet werden, um eine gegenseitige Störung zu verhindern, d.h. die Gruppen G2, G6, G4 und G8 können jeweils um einen geeigneten Winkelbetrag verschoben werden, um eine Aufhebung der harmonischen Komponente RN3. Ordnung zu erhalten.
Auf diese Weise können drei verschiedene Arten von Pulverschiebungen durchgeführt werden, mit geringer Wahrscheinlichkeit einer gegenseitigen Strömung zwischen ihren Wirkungen, so daß drei verschiedene Arten von harmonischen Komponenten der Drehmomentwelligkeit wirksam reduziert werden können.
In der obigen Beschreibung der Verschiebungsmethoden wird angenommen, daß ein 180°-Phasenverschiebungswinkel zwischen harmonischen Komponenten der Drehmomentwelligkeit besteht, um deren gegenseitige Aufhebung zu bewirken. Es wäre jedoch ebenso möglich, die Pole in drei Untergruppen aufzuteilen, die sich in der Phase effektiv um 120° unterscheiden (d.h. wobei jeweils zwei benachbarte Untergruppen sich in der Winkelposition um einen Betrag unterscheiden, der einem elektrischen Winkel von 120° entspricht), oder die Pole in eine Zahl von Gruppen aufzuteilen, die größer ist als drei, wobei eine wirksame Aufhebung der harmonischen Komponenten der Drehmomentwelligkeit erreicht werden kann.
Nun werden Verfahren zum Gestalten des Rotors des bürstenlosen Motors 100, um die Drehmomentwelligkeit zu reduzieren, beschrieben. Um die harmonische Komponente RN1. Ordnung der Drehmomentwelligkeit zu reduzieren, können die Rotorpole (die z.B. aus den Permanentmagneten 12 des Rotors 10 bestehen) so angeordnet werden, daß jeder Satz aus N- und jeder Satz aus S-Polen jeweils in N1 Untergruppen aufgeteilt wird, wobei jede dieser Untergruppen sich in der Umfangsposition von einer benachbarten Untergruppe unterscheidet, und zwar um einen Betrag, der einem Phasenverschiebungswinkel entspricht, der ein ganzzahliges Vielfaches von 360°/(RN1 × N1) ist, d.h. wobei der Unterschied der Umfangsposition einem elektrischen Winkel von 360°/(RN1 × N1) entspricht.
Im Grunde ähnelt das Verfahren der Drehmomentwelligkeits-Reduzierung dem, das oben für die Statorpole beschrieben wurde, wobei die harmonische Komponente der RN1. Ordnung der Drehmomentwelligkeit innerhalb jeder der Polgruppen aufgehoben wird.
31 zeigt ein spezielles Beispiel einer Anordnung, mit der die Rotorpole (Permanentmagnete) verschoben werden, um eine Reduzierung der Drehmomentwelligkeit zu bewirken. In diesem Beispiel sind acht Permanentmagnete vorhanden (die z.B. den in 1 dargestellten Permanentmagneten entsprechen), die jeweils mit Bezugszeichen 76 bis 83 versehen sind. Von diesen weisen die vier Permanentmagnete 76, 78, 80, 82 ihre N-Pole jeweils an der Außenseite auf, während das Paar aus den Permanentmagneten 76, 80 einer Untergruppe der N-Pole zugeordnet wird, und das Paar aus den Permanentmagneten 78, 82 einer zweiten Untergruppe der Permanentmagnete zugeordnet wird. Die Permanentmagnete einer Untergruppe, 78, 82, werden in Umfangsrichtung (bezüglich der Pole der zweiten Untergruppe 78, 82) um einen Betrag verschoben, der einem elektrischen Winkel von 30° entspricht. Wie in 31 dargestellt, wird die gleiche Anordnung auf die vier Permanentmagnete 77, 79, 81 und 83 angewendet, deren S-Pole jeweils an der Außenseite angeordnet sind.
Auf diese Weise können harmonische Komponenten 6. Ordnung der Drehmomentwelligkeit aufgehoben werden.
Es sei darauf hingewiesen, daß es möglich wäre, eine Rotor zu konstruieren, wie in 22 dargestellt, bei dem Permanentmagnete um die Rotoroberfläche angeordnet sind, entweder durch Befestigen eines ringförmigen Permanentmagneten (d.h. der mit der gezeigten Anordnung aus sich abwechselnden N- und S-Polen gebildet wurde) auf dem Rotor oder durch Magnetisieren des Rotors mit einem solchen Muster aus N- und S-Polen im letzten Schritt der Herstellung des Rotors.
Im folgenden werden Verfahren zur Reduzierung der Stärke der Magnetkraft, die auf die Rotorwelle 11 wirkt, beschrieben. Bei dem oben beschriebenen bürstenlosen Motor 100 von 1, beispielsweise mit der Statorwicklungsanordnung, die in 3 dargestellt ist, fließen Ströme in jeweils entgegengesetzter Richtung (genauer in der V-Phasen-Statorwicklung 16 und der V-Phasen-Statorwicklung 17. Somit heben sich die resultierenden Magnetisierungskräfte, die in Richtung der Rotorwelle 11 wirken, gegenseitig auf. Es wird jedoch eine Magnetisierungskraft erzeugt, die in Axialrichtung der Rotorwelle 11 wirkt, und die von Strömen stammt, die in der U-Phasen-Statorwicklung 15 und der W-Phasen-Statorwicklung 18 fließen. In vielen Fällen stellt dies kein Problem dar. In Fällen, in denen dies jedoch ein Problem darstellt, kann die Rotorwelle ganz oder teilweise aus einem nicht magnetischen Material, wie Edelstahl, gebildet werden. Alternativ dazu kann eine Hilfswicklung in der Nähe der Rotorwelle 11 auf dem Stator befestigt werden, wobei Strom so durch diese Wicklung geleitet wird, daß eine Magnetisierungskraft in Richtung der Wellenachse erzeugt wird, die den Gesamtbetrag der Magnetisierungskraft, die von der U-Phasenwicklung 15 und der W-Phasenwicklung 18 erzeugt wird, aufhebt.
Ein Beispiel für eine solche Anordnung ist in 32 gezeigt, wobei es sich um eine Querschnittsansicht in einer Ebene parallel zur Motorachse eines alternativen Beispiels eines bürstenlosen Motors handelt, der mit 1000 bezeichnet ist, wobei eine Hilfs-Statorwicklung für den speziellen Zweck der Aufhebung der genannten Magnetisierungskraft, die in Richtung der Rotorwelle 1 aufgrund der Ströme wirkt, die durch die U-Phasenwicklung 15 und die W-Phasenwicklung 18 erzeugt werden, hinzugefügt ist. Die Hilfswicklung 90 ist um den Umfang der Rotorwelle 11 angeordnet, wie dargestellt. In anderer Hinsicht ist der Aufbau des bürstenlosen Motors 100A identisch mit dem des bürstenlosen Motors 100 von 1. Die Hilfswicklung 90 hat die gleiche Anzahl von Windungen wie sowohl die U-Phasen-Statorwicklung 15 als auch die W-Phasen-Statorwicklung 18. Der Durchmesser der Rotorwelle 11 ist kleiner als der der U-Phasen-Statorwicklung 15 oder der W-Phasen-Statorwicklung 18, so daß das Gewicht der Hilfswicklung 90 vergleichsweise gering ist.
Durch Leiten von Strömen mit geeigneter Phase, Richtung und Amplitude durch die Hilfswicklung 90, um einen Magnetfluß in Rotorachsenrichtung zu erzeugen, der von gleicher Höhe, aber entgegengesetzter Polarität wie der Nettobetrag der Magnetisierungskraft ist (d.h. an jeder der aufeinanderfolgenden Winkelpositionen, die der Motor einnimmt), die von den kombinierten Stromflüssen durch die U-Phasenwicklung 15 und die W-Phasenwicklung 18, erzeugt wird, kann dieser Nettobetrag der Magnetisierungskraft, die entlang der Motorwelle 11 wirkt, wirksam eliminiert werden.
Nun wird eine Steuervorrichtung für einen bürstenlosen Motor gemäß der vorliegenden Erfindung, wie dem bürstenlosen Motor 100, der in 1 dargestellt ist, beschrieben. Das Drehmoment, das von einem solchen bürstenlosen Motor erzeugt wird, wird durch die obige Gleichung (11) ausgedrückt. Somit kann eine Steuervorrichtung für den bürstenlosen Motor 100 durch Bestimmen der jeweiligen Ströme, die in den Phasenwicklungen 15 bis 18 fließen, gemäß der Gleichung (11) arbeiten, um einen Anforderungswert des Drehmoments zu erzeugen, wobei dieser Wert z.B. durch einen Drehmomentbefehl ausgedrückt wird. Im folgenden wird davon ausgegangen, daß diese Drehmomentsteuerung ausgeführt wird, um den bürstenlosen Motor so zu steuern, daß er mit einer bestimmten Drehzahl läuft, die durch einen Drehzahlbefehlswert bestimmt wird.
33 ist ein Schaltplan eines Beispiels für solch eine Steuervorrichtung 200 für den bürstenlosen Motor 100, wobei diese Steuerungsvorrichtung 200 in Verbindung mit einem Encoder 113 verwendet wird, der die Winkelposition der Rotorwelle 11 des bürstenlosen Motors 100 erfaßt. Es wird angenommen, daß der bürstenlose Motor 100 vier Statorwicklungen aufweist, wie im Beispiel von 4, d.h. eine U-Phasen-Statorwicklung 15, ein Paar von V-Phasen-Statorwicklungen 16, 17 und eine W-Phasen-Statorwicklung 18.
In der folgenden Beschreibung der 33 sowie der 34 ist, um die Beschreibung zu verkürzen, unter der Aussage, daß drei Größen (die den U-, V- bzw. W-Phasen entsprechen) „den Phasenwicklungen 15 bis 18'' zuzuordnen sind, zu verstehen, daß sie der U-Phasen-Statorwicklung 15, dem kombinierten Paar aus V-Phasen-Statorwicklungen 16, 17 und der W-Phasen-Statorwicklung 18 zugeordnet sind.
Die Steuervorrichtung 200 besteht aus einem Drehzahlsteuerblock 102, einem Strombefehlsblock 104, einem Spannungsbefehlsblock 106, einem Leistungsverstärkungsblock 108 und einer Erfassungsschaltung 114. Die Erfassungsschaltung 114 erfaßt die Drehzahl des bürstenlosen Motors 100 aufgrund der Werte der Winkelposition, die vom Encoder 113 erzeugt werden, und gibt ein Drehzahl-Erfassungssignal 101 aus. Ein Drehzahl-Befehlssignal 300, das einen Drehzahl-Anforderungswert für den bürstenlosen Motor 100 ausdrückt, wird geliefert, und das Drehzahl-Erfassungssignal 101 wird vom Drehzahl-Befehlssignal 300 subtrahiert, wodurch man eine Drehzahl-Fehlergröße erhält, die an den Drehzahlsteuerblock 102 geschickt wird. Der Drehzahl-Steuerblock 102 arbeitet mit der Drehzahl-Fehlergröße, um ein Drehzahl-Befehlssignal 103 abzuleiten, und zwar durch Anwendung eines Verfahrens wie einer proportional integrierten Steuerung usw. Der Strombefehlsblock 104 erzeugt Strombefehlssignale 105 für jede der Phasenwicklungen 15 bis 18 aufgrund der Drehmoment-Befehlssignale 103 und verschiedener Parameter des bürstenlosen Motors 100, und eines Drehpositionssignals 116, das von der Erfassungsschaltung 114 geliefert wird. Der Spannungssteuerblock 106 berechnet die Stromsteuerungs-Fehlerbeträge aufgrund von Stromerfassungssignalen 110, 111, 112 für die Phasenwicklungen 15 bis 18 aufgrund der Strombefehlssignale 105 und eines Drehpositionssignals 115, das von der Erfassungsschaltung 114 geliefert wird, und erzeugt dadurch Spannungsbefehle 107, die den Phasenwicklungen 15 bis 18 entsprechen und die die jeweiligen Pegel der Versorgungsspannung bezeichnen, die zu diesen Phasenwicklungen geliefert werden sollen.
Diese Spannungsbefehle 107 werden zum Leistungsverstärkungsblock 108 geschickt, der entsprechende PWM- (Impulsbreitenmodulierungs-) Signale ableitet, die verwendet werden, um eine Drehphasen-Leistungsumrichtschaltung (d.h. einen Gleichstrom-zu-Wechselstrom-Wandler) zu steuern, um die wirksamen Werte der Versorgungsspannung zu bestimmen, die an die U-Phasen-Statorwicklung 15, an sowohl die V-Phasen-Statorwicklung 16 als auch die V-Phasen-Statorwicklung 17, sowie an die W-Phasen-Statorwicklung 18 angelegt werden.
Da diese Dreiphasen-Leistungsumrichter-Typen (für die beispielsweise Leistungsstransistoren verwendet werden, die in einer Brückenanordnung verbunden sind) bekannt sind, wird auf ihre ausführliche Beschreibung verzichtet.
Die jeweiligen Werte des Phasenstroms, der in der U-Phasen-Statorwicklung 15, in jeder der V-Phasen-Statorwicklungen 16, 17 und in der W-Phasen-Statorwicklung 18 fließt, und der als Iu, Iv und Iw bezeichnet ist, werden somit anhand der Versorgungsspannungen der jeweiligen Phasen bestimmt, um so Werte zu erreichen, die den Fehlerbetrag zwischen dem erforderlichen Drehmoment (ausgedrückt als Drehmomentbefehlssignal 103) und dem aktuellen Drehmoment (Gesamtbetrag der jeweiligen Drehmomente, die den drei Statorpolgruppen entsprechen) reduzieren.
Im folgenden wird das Steuerverfahren durch den Strombefehlsblock 104 aufgrund der Gleichung (11) beschrieben, wobei die jeweiligen Pegel des Magnetflusses in den U-, V- und W-Statorpolen 19, 20, 21 des Stators 14 als Φu, Φv, Φw bezeichnet werden, die jeweiligen Winkelgeschwindigkeiten dieser Magnetflüsse als Eu = dΦu/dθ, Ev = dΦv/dθ, Eq = dΦw/dθ, die jeweilige Anzahl der Windungen der U-, V- und W-Phasen-Statorwicklungen als Wu, Wv, Ww, und die jeweiligen Pegel der Ströme, die in den U-, V- und W-Statorwicklungen fließen, als Iu, Iv und Iw.
Die Phasenströme Iu, Iv und Iw werden so gesteuert, daß die Gesamtmenge des erzeugten Drehmoments, das als Ta bezeichnet wird, dem erforderlichen Drehmoment entspricht (das durch das Drehmomentbefehlssignal 103 ausgedrückt wird), wobei das folgende Verhältnis zwischen diesen Strömen und Ta existiert: Ta = Wu × Eu × Iu + Wv × Ev × Iv + Ww × Ew × Iw
Die Eigenschaften des in 1 usw. dargestellten bürstenlosen Motors 100 werden durch die vorgenannten Gleichungen (1) bis (11) ausgedrückt. Wenn man die Dreh- (Winkel-) Position des Rotors 10 des bürstenlosen Motors 100 als θm bezeichnet, unter der Annahme, daß die jeweiligen Werte der Einheitsspannungen Eu, Ev, Ew für die drei Phasen aufgrund der Eigenschaften eines idealen bürstenlosen Motors abgeleitet werden können, die durch die folgenden Gleichungen ausgedrückt werden können, und daß ein Koeffizient E1 für jede der drei Phasen identisch ist, dann können die folgenden Gleichungen aufgestellt werden: Eu = E1 × cos (θm) (22) Ev = E1 × cos (θm + 120°) (23) Ew = E1 × cos (θm + 240°) (24)
Wenn man den Phasenverschiebungswinkel zwischen Strömen, der die Drehrichtung der Pole des Rotors 10 bestimmt, als Stromphasenwinkel θi bezeichnet, kann jeder der Phasenströme Iu, Iv, Iw durch die folgenden Gleichungen ausgedrückt werden: Iu = Ia × cos (θm + θi) (25) Iv = Ia × cos (θm + 120° + θi (26) Iw = Ia × cos (θm + 240° + θi) (27)
Das Drehmoment Ta wird aus der Gleichung (11) erhalten wie folgt: Ta = Tu + Tv + Tw = Wc + (Eu × Iu + Ev × Iv + Ew × Iw) = Wc × (E1 × cos (θm) × Ia × cos (θm + θi) + E1 × cos (θm + 120°) × Ia × cos (θm + 120° + θi) + E1 × cos (θm + 240°) × Ia × cos (θm + 240° + θi)) = Wc × Ia × Ei × (3/2) × cos θi (28)
Vorstehend ist Wc die Zahl der Windungen jeder der Statorwindungen der drei Phasen (d.h. wenn man davon ausgeht, daß diese identisch sind), E1 ist ein Koeffizient der Winkelgeschwindigkeit des Magnetflusses, der auf die jeweiligen Statorwicklungen übergeht. Diese Werte sind als Motorparameter im Voraus bekannt. Die Stromamplitude Ia wird aus der folgenden Gleichung erhalten: Ia = (2/3) × Ta/(Wc × E1 × cos θi) (29)
Falls keine Steuerung wie eine Abschwächung des Motorfelds ausgeübt wird, dann kann der Stromphasenwinkel θi normalerweise als null angenommen werden, so daß im obigen Beispiel der Strombefehlsblock 104 im Endeffekt nur die Funktion erfüllen muß, die Berechnung der Gleichung (29) durchzuführen.
Abhängig von Design-Überlegungen für eine bestimmte Art von bürstenlosem Motor wäre es möglich, jeweils verschiedene Arten von Windungen für die Phasenwicklungen zu verwenden. Darüber hinaus ist es nicht wesentlich, daß die Einheitsspannungen Eu, Ev, Ew eine ausgewogene Dreiphasenanordnung aufweisen, und sie könnten sich in ihren Phasen jeweils auf andere Weise unterscheiden oder könnten jeweils unterschiedliche Amplituden aufweisen. In diesem Fall kann die Berechnung der Gleichung (11) jeweils separat für jede der drei (U, V, W) Phasen durchgeführt werden, indem man die geeigneten Werte in die Gleichung einsetzt, um entsprechende Werte für die Stromamplitude Ie und die Phase θi zu erhalten.
Ein Beispiel für einen komplexen Fall: wenn die Einheitsspannungen Eu, Ev, Ew der jeweiligen Phasenwicklungen 15 bis 18 aufgrund der Tatsache, daß harmonische Komponenten erzeugt werden, nicht in einem ausgewogenen Dreiphasenverhältnis stehen, das heißt, falls die Situation besteht, daß es zu einer Drehmomentwelligkeit kommt, dann können, falls die exakten Eigenschaften für die Einheitsspannungen Eu, Ev, Ew der jeweiligen (U, V, W) Phasen erhalten werden können, durch Anwendung der Gleichung (11) geeignete Werte für den Stromwert Ia und die Stromphase θi entsprechend der Drehstellung θm des Rotors 10 bestimmt werden. Dadurch kann eine Steuerung der Drehmomentwelligkeit durchgeführt werden.
Es sei darauf hingewiesen, daß verschiedene alternative Formen für jeden der Schaltblöcke möglich sind. Beispielsweise wäre es möglich, jeden Encoder 113 und die Erfassungsschaltung 114 durch eine Schaltung zu ersetzen, die keinen Sensor benutzt, die aber ein Positionserfassungssignal aufgrund von Spannungen und Stromwerten des bürstenlosen Motors 100 ableitet.
Die oben beschriebenen Prinzipien könnten ebenso gut auf einen mehrphasigen Wechselstrommotor mit vier oder mehr Phasen angewendet werden.
Im Fall eines bürstenlosen Motors mit einem Paar von schleifenförmigen Statorwicklungen, die jeweils zwischen zwei Statorpolgruppen angeordnet sind, wie bei den Wicklungen 38 und 39 in der oben beschriebenen 13, wird ein Zweiphasenbetrieb durchgeführt. Wenn man die beiden Phasen als M- und N-Phasen bezeichnet, wäre es möglich, Zweiphasen-Ansteuerspannungen direkt an die jeweiligen Statorwicklungen anzulegen, wobei diese verbunden sind wie in dem Schaltdiagramm von 44 dargestellt, in dem Ströme Im und In mit identischer Richtung in den M- und N-Phasen-Statorwicklungen fließen. Da jedoch Dreiphasen-Leistungsumrichter (d.h. Gleichstrom-zu-Wechselstrom-Wandler) wirksamer sind als Zweiphasen-Leistungsumrichter, wird vorzugsweise eine ausgeglichene Dreiphasen-Wechselstromansteuerung an den Zweiphasenmotor angelegt. Die Grundidee davon ist in dem Schaltdiagramm von 45 dargestellt. Obwohl eine Dreiphasen-Leistungszufuhr verwendet wird, so daß U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasenströme von der Leistungsquelle (d.h. einem gesteuerten Dreiphasen-Leistungsumrichter) fließen, wird wie dargestellt ein Strom (–Iw + Iu) zu einem Anschluß jeder der Zweiphasen-Statorwicklungen des bürstenlosen Zwei phasenmotors geliefert, während ein Strom (–Iu + Iv) zum zweiten Anschluß einer der beiden Statorwicklungen geliefert wird, während ein Strom (–Iv + Iw) zum zweiten Anschluß der anderen der beiden Statorwicklungen geliefert wird. Infolgedessen wird der gleiche Betrieb erreicht wie in 44 dargestellt, wobei Zweiphasenströme Im und In jeweils zu den M- und N-Phasen-Statorwicklungen geliefert werden.
Wie in 45 und in dem entsprechenden Spannungs- und Stromvektordiagramm von 46 dargestellt, wird dies dadurch bewerkstelligt, daß eine Kombination von Phasenspannungen (–Vw + Vu)/3 gemeinsam zu einem Anschluß jeder der Zweiphasen-Statorwicklungen geliefert wird, und eine Kombination aus Phasenspannungen (–Vw + Vu)/3 zum zweiten Anschluß einer der beiden Wicklungen geliefert wird, während eine Kombination aus Phasenspannungen (–Vv + Vw)/3 zum zweiten Anschluß der anderen der beiden Statorwicklungen geliefert wird, wobei Vu, Vv und Vw die Dreiphasenspannungen sind, die von dem Dreiphasen-Leistungsumrichter erzeugt werden.
Mit dieser Anordnung wird, vom Standpunkt des bürstenlosen Zweiphasenmotors aus, diese auf die gleiche Weise wie in 44 von einem Zweiphasenstrom angesteuert, der einen Phasenverschiebungswinkel von 120° aufweist. Vom Standpunkt des Dreiphasen-Leistungsumrichter aus liefert sie jedoch Dreiphasenströme an eine Delta-ausgeglichene Dreiphasenlast.
Es sei darauf hingewiesen, daß es auch möglich wäre, andere Verfahren zum Ansteuern des bürstenlosen Zweiphasenmotors als eine Dreiphasen-Leistungsquelle anzuwenden, wie das Teilen der M-Phasen- und N-Phasen-Statorwicklungen in Sektionen usw.
Im folgenden wird mit Bezug auf 34 eine Steuervorrichtung für das Ansteuern eines bürstenlosen Zweiphasenmotors mit Wicklungen wie in 13 dargestellt unter Verwendung eines Dreiphasen-Leistungsumrichters für die Ableitung von Wechselstrom-Versorgungsspannungen beschrieben. In 34 steuert eine Steuervorrichtung 200A einen bürstenlosen Zweiphasenmotor 100B, der z.B. M- und N-Phasen- Statorwicklungen, wie die M-Phasenwicklung 38 und die N-Phasenwicklung 39 des bürstenlosen Zweiphasenmotors von 13, aufweist, mit Gruppen von U-, V- und W-Statorpolen 19 bis 21. Aufbau und Betrieb der Steuervorrichtung 200A sind im Wesentlichen denen der oben beschriebenen Steuervorrichtung ähnlich, unterscheiden sich aber darin, daß die M- und N-Phasen-Statorwicklungen 38, 39 von einem Leistungsverstärkerblock 208 gesteuert werden. Ein Spannungssteuerblock 206 berechnet die Stromsteuerungs-Fehlerbeträge aufgrund von Stromerfassungssignalen 117, 118 für die M- und N-Phasenwicklungen 38, 39, Strombefehlssignalen 205, die vom Strombefehlsblock 204 geliefert werden, und dem Drehpositionssignal 115, das von der Erfassungsschaltung 114 geliefert wird, um dadurch Spannungsbefehle 207 zu erzeugen, die den Phasenwicklungen 38, 39 entsprechen, wodurch jeweils entsprechende Pegel von Versorgungsspannungen bestimmt werden, die an diese Phasenwicklungen angelegt werden sollen.
Diese Spannungsbefehle 207 werden an den Leistungsverstärkungsblock 208 geschickt, der entsprechende PWM- (Pulsbreitenmodulierungs-) Signale ableitet, die verwendet werden, um eine Zweiphasen-Leistungsumrichterschaltung zu steuern, um die wirksamen Werte für die Versorgungsspannung zu bestimmen, die jeweils an die M-Phasenwicklung 38 und die N-Phasenwicklung 39 angelegt werden.
Wenn man die entsprechenden Pegel des Magnetflusses der U-, V- und W-Phasen-Statorpole des Stators 14 als Φu, Φv bzw. Φw bezeichnet, und die jeweiligen Einheitsspannungen für die U-, V- und W-Phasen (d.h. die jeweiligen Winkelgeschwindigkeiten des Magnetflusses) als Eu = dΦu/dθ, Ev = dΦv/dθ, Ew = dΦw/dθ, und ebenso die Zahl der Windungen der M-Phasenwicklung 38 als Wm und die der N-Phasenwicklung 39 als Wn, steuert die Steuervorrichtung 200A den M-Phasenstrom In der M-Phasenwicklung 38 und den N-Phasenstrom der N-Phasenwicklung 39 so, daß ein Drehmoment Tb erzeugt wird, das dem Wert entspricht, der vom Drehmomentbefehlssignal 103 ausgedrückt wird, wobei: Tb = Wm × Eu × Im + Wn × Ew × In
Ein einfaches Beispiel: Wenn die Werte für Eu, Ev und Ew der U-, V- und W-Statorpole 19 bis 21 von den oben genannten Gleichungen (22), (23) und (24) abgeleitet werden, und unter der Annahme, daß sowohl die M-Phasenwicklung 38 als auch die N-Phasenwicklung 39 die gleiche Anzahl an Windungen aufweisen, die als Wc bezeichnet wird, können die jeweiligen Zweiphasen-Stromwerte in den Statorwicklungen wie folgt erhalten werden, indem man einfach die Zweiphasen-Stromwerte von den Werten, die für die Dreiphasen-Stromwerte von einem ausgeglichenen Dreiphasen-Statorwicklungsaufbau abgeleitet werden, anhand der obigen Gleichungen (14) und (15) umwandelt. In diesem Fall wird aus der Gleichung: Tb = Tm + Tn = Wc × (–Eu × Im) + Ew × In) = Wc × (–E1 × cos (θm) × 1,732 × Ia × cos (θm + 150°) + E1 × cos (θm + 240°) × 1,732 × Ia × cos (θm + 270°) = Wc × Ia × E1 × (3/2) (30)somit: Ia = (2/3) × Tb/(Wc × E1) (31) Im = 1,732 × Ia × cos (θm + 150°) In = 1,732 × Ia × cos (θm + 270°)
Die Gleichung (31) liefert einen Wert für den Fall, daß der Stromphasenwinkel θi in der Gleichung (28) gleich null ist. Aus diesem Beispiel geht hervor, daß die einzige Funktion, die von dem Stromsteuerblock 204 ausgeführt werden muß, einfach eine Berechnung gemäß Gleichung (31) ist.
Die einzige grundlegende Bedingung ist jedoch, daß die Gleichung (19) erfüllt sein muß, und somit können Kombinationen der Werte für den M-Phasenstrom Im und den N-Phasenstrom In frei bestimmt werden. Darüber hinaus ist es nicht wesentlich, daß die Einheitsspannungen Eu, Ev, Ew in ausgeglichener Dreiphasen-Anordnung vorliegen, und diese könnten sich in ihren Phasen auf irgendeine andere Weise unterscheiden oder jeweils verschiedene Amplituden aufweisen. In diesem Fall kann die Berechnung der Gleichung (19) durch Einsetzen der aktuellen Werte der Einheits spannungen in die Gleichung durchgeführt werden, so daß dann Berechnungen der Gleichungen (30), (31) durchgeführt werden können, und die Werte der Phasenströme Im und In und der Phase θi dadurch abgeleitet werden können.
Wenn beispielsweise die Einheitsspannungen Eu, Ev, Ew der jeweiligen Phasenwicklungen 15 bis 18 in keinem ausgeglichenen Dreiphasenverhältnis stehen, und zwar weil harmonische Komponenten erzeugt werden, d.h. falls die Situation vorliegt, daß eine Drehmomentwelligkeit auftritt, dann können auch in diesem Fall, wenn genaue Werte für die Einheitsspannungen Eu, Ev, Ew der jeweiligen Phasen (U, V, W) erhalten werden können, anschließend geeignete Werte für die Ströme Im, Im und die Stromphase θi entsprechend der Drehposition θm des Rotors erhalten werden, und zwar durch Anwenden der Gleichung (11). Dadurch kann eine Steuerung der Drehmomentwelligkeit durchgeführt werden.
Es sei darauf hingewiesen, daß die vorliegenden Erfindung nicht auf die oben beschriebenen Ausführungsformen und alternativen Gestaltungen beschränkt ist, und daß verschiedene andere Formen der Erfindung vorstellbar sind, die in das beanspruchte Gebiet der Erfindung fallen. Insbesondere wurden die obigen Ausführungsformen für den Fall eines bürstenlosen Motors mit Dreiphasen- oder Zweiphasen-Statorwicklungen beschrieben, die Erfindung ist jedoch ebenso auf einen mehrphasigen bürstenlosen N1-Phasenmotor anwendbar, wobei N1 eine ganze Zahl von 4 oder höher ist. Wie oben beispielsweise für den bürstenlosen Dreiphasenmotor beschrieben, der in 11 dargestellt ist, kann jede der Statorwicklungen der jeweiligen Phasen durch ein Paar schleifenförmiger Statorwicklungen ersetzt werden, und dies trifft auch auf jeden bürstenlosen N1-Phasenmotor zu. So ist es möglich, diejenigen Abschnitte der Statorwicklungen wegzulassen, die zwischen benachbarten Statorpolen angeordnet sind.
Ferner können in dem äußersten (d.h. dem ersten und dem N1.) der Paare aus schleifenförmigen Statorwicklungen die Wicklungen weggelassen werden, die sich an den Stirnseiten des Statorkerns befinden, d.h. die an den axial außen liegenden Seiten der äußersten Pole angeordnet sind. Auf diese Weise kann die Kupfermenge, die erforderlich ist, um die Statorwicklungen zu bilden, im Vergleich zu einem bürstenlosen Motor des Standes der Technik reduziert werden, selbst wenn die Zahl der Phasen auf 4 oder mehr erhöht wird, und der bürstenlosen Motor kann einfache schleifenförmige Wicklungen als Statorwicklungen verwenden.
35, 36 und 37 sind Darstellungen einer Ausführungsform eines bürstenlosen Vierphasenmotors 1000, wobei diese Diagramme jeweils den 1, 3 und 4 für den oben beschriebenen bürstenlosen Dreiphasenmotor entsprechen. Der Stator 14B des bürstenlosen Motors 100cC ist mit vier Statorpolgruppen versehen, d.h. mit einer Gruppe aus U-Phasen-Statorpolen 68, einer Gruppe aus V-Phasen-Statorpolen 69, einer Gruppe aus W-Phasen-Statorpolen 70, einer Gruppe aus X-Phasen-Statorpolen 71, und hat sechs schleifenförmige Statorwicklungen, d.h. eine U-Phasen-Statorwicklung 62, ein Paar V-Phasen-Statorwicklungen 63, 64, ein Paar W-Phasen-Statorwicklungen 65, 66 und eine X-Phasen-Statorwicklung 67. Die Statorwicklungen sind verbunden, um Versorgungsspannungen der jeweiligen Phasen zu empfangen, so daß eine negative Richtung des Stroms (wie oben in der Beschreibung des Betriebs des bürstenlosen Motors 100 definiert) (–Iu) in der U-Phasenwicklung 62 fließt, ein positiver Strom Iv in der V-Phasenwicklung 63 fließt, ein negativer Strom (–Iv) in der V-Phasenwicklung 64 fließt, ein positiver Strom Iw in der W-Phasenwicklung 65 fließt, ein negativer Strom (–Iw) in der W-Phasenwicklung 66 fließt, und ein positiver Strom Ix in der X-Phasenwicklung 67 fließt.
Auf die gleiche Weise wie beim bürstenlosen Motor 100 von 1 werden zwei schleifenförmige Wicklungen (d.h. eine U-Phasenwicklung und eine X-Phasenwicklung), die an den Stirnseiten des Stators bereitgestellt werden könnten, weggelassen (aus den Gründen, die obenstehend mit Bezug auf 11 und die Statorwicklungsgestaltung, die in 4 dargestellt ist, beschrieben sind).
Somit weisen die U-Phasen-Statorpole 68 und die X-Phasen-Statorpole 71 (d.h. die beiden Sätze aus Statorpolen, die bezüglich der Rotorachsenrichtung jeweils angrenzend an die Außenenden des Stators 14B angeordnet sind) jeweils eine einzige zugehörige schleifenförmige Statorwicklung in unmittelbarer Nähe auf, während alle anderen Polsätze ein zugehöriges Paar schleifenförmiger Statorwicklungen aufweisen, das in unmittelbarer Nähe zu ihren beiden Seiten angeordnet ist.
Es sei darauf hingewiesen, daß aus den gleichen Gründen wie oben für den bürstenlosen Motor 100 beschrieben, es mit Bezug auf die alternative Statorwicklungsgestaltung, die in 14 dargestellt ist, möglich wäre, jedes der Paare aus aneinander benachbarten Statorwicklungen (d.h. das Statorwicklungspaar 62, 63, das Statorwicklungspaar 64, 65, das Statorwicklungspaar 66, 67) jeweils durch einzelne schleifenförmige Wicklungen zu ersetzen. Das heißt, die beiden Ströme (jeweils entgegengesetzter Richtung, wie oben mit Bezug auf die Statorwicklungsgestaltung des bürstenlosen Moors 100 von 3 beschrieben), die jeweils in einem Paar von Statorwicklungen fließen (z.B. den Statorwicklungen 62, 63), die zwischen zwei Statorpolen unterschiedlicher Polarität angeordnet sind, werden miteinander addiert, so daß eine einzige schleifenförmige Wicklung eine gleichwertige elektrische Wirkung liefern kann wie ein Paar von benachbarten schleifenförmigen Wicklungen. Wenn man jedes Paar aus zueinander benachbarten schleifenförmigen Wicklungen auf diese Weise ersetzt, kann der Aufbau des Stators 14B vereinfacht werden, und die Kupfermenge, die erforderlich ist, um die Statorwicklungen zu bilden, kann reduziert werden.
Bei der ersten oben beschriebenen Ausführungsform, die den in den 1 und 3 dargestellten Statorpolaufbau aufweist, d.h. mit drei Statorpolgruppen, bestehen die folgenden dimensionalen Verhältnisse für den Stator 14. Wenn man die Länge des Stators (gemessen in Axialrichtung des Rotors 10) als Lam bezeichnet, die Breite jeder Polfläche der Statorpole (ebenfalls in Rotorachsenrichtung gemessen) als Las, die Teilung der Statorpolgruppen (d.h. den Abstand zwischen den Mittelpunkten eines Paars aus nebeneinander liegenden Statorpolgruppen, gemessen in Rotorachsenrichtung, der 1/3 der wirksamen elektromagnetischen Länge des bürstenlosen Motors 100 in Rotorachsenrichtung ausmacht) als Lap, liegt der Wert für Las unter dem für Lap. Lam wird etwa 3 mal so groß wie Lap gemacht, und Las wird kleiner als Lam/3 gemacht. Auf diese Weise wird sichergestellt, daß die Pole 19, 20, 21 der jeweiligen Statorpolgruppen sich nicht in Rotorachsenrichtung überschneiden, so daß sich die jeweiligen Statorpolgruppen in der Umfangsrichtung nicht gegenseitig stören, während der Aufbau eines Stators mit einer großen Zahl von Statorpolen einfach sein kann, und es somit möglich ist, eine große Zahl von Statorpolen zu verwenden, um so ein erhöhtes Drehmoment von dem Motor zu erhalten.
Falls der bürstenlose Motor 100 in einen Zweiphasenmotor umgewandelt werden sollte, d.h. wenn die drei in 3 dargestellten Statorpolgruppen von nur zwei Statorpolgruppen ersetzt würden, dann wäre der Wert für Lam etwa das Zweifache des Werts der Teilung Lap, und der Wert für Las wäre kleiner als Lam/2. Ebenso wäre im Fall eines bürstenlosen Vierphasenmotors Lam etwa das Vierfache des Werts für Lap, und Las wäre kleiner als Lam/4.
Im Fall der Statorpolgruppen, die in den Beispielen der obigen 15 bis 19 dargestellt sind, wird die Breite Las der Polfläche jedes Statorpols größer gemacht als die Teilung Lap der Statorpolgruppen, jeweils in Rotorachsenrichtung gemessen (d.h. Las > Lap), während in den Beispielen von sowohl 18 als auch 19 der Wert für Las doppelt so groß wie der für Lap gemacht wird (Las = 2 × Lap). Auf diese Weise wird durch Erhöhen der axialen Länge Las jedes Statorpols die Stärke des Magnetflusses, der auf jeden Statorpol wirkt, erhöht, so daß ein höheres Drehmoment von dem Motor erzeugt werden kann.
Wenn man Las größer als Lap macht, neigt die Statorgestaltung dazu, ziemlich kompliziert zu werden. Es kann jedoch ein entsprechend höher Pegel des Drehmoments erhalten werden.
Wenn man die obige Ausführungsform eines bürstenlosen Motors 100 mit kleinen Abmessungen gestalten will, dann können die magnetischen Elemente, aus denen der Stator 14 besteht, beispielsweise dadurch gebildet werden, daß man sie aus einer Stahlplatte ausschneidet oder sie durch maschinelle Bearbeitung formt. Falls die magnetischen Elemente ursprünglich durch Preßschneiden aus magnetischen Stahl platten gebildet werden, können die Motorwicklungen (z.B. U-, V-, W-Phasen-Statorwicklungen usw.) anschließend auf ihnen ausgebildet werden, und die magnetischen Elemente können dann in ihre benötigten endgültigen Formen gebogen werden. Ein solcher bürstenloser Motor kann somit anhand eines einfachen Verfahrens hergestellt werden, und ein kostengünstiger, kompakter bürstenloser Motor kann erzeugt werden.
Die obige Ausführungsform eines bürstenlosen Motors 100 wurde für den Fall der Verwendung von Statorwicklungen beschrieben, bei denen es sich jeweils um schleifenförmige Wicklungen handelt, die im wesentlichen ringförmig ausgebildet sind, z.B. wie in 1, 9 und 10 dargestellt. Generell kann die Form jeder Statorwicklung jedoch auf die Formen der magnetischen Elemente, aus denen der Stator des Motors besteht, und auf den verfügbaren Platz abgestimmt werden. Beispielsweise kann jede Statorwicklung mit konkaven oder konvexen Abschnitten ausgebildet werden, die radial oder in Richtung der Rotorachse verlaufen. Insbesondere kann eines oder können mehrere Teile jeder Wicklung unter Berücksichtigung von speziellen Motordesigns mit radial oder in Richtung der Rotorachse überstehenden gekrümmten konvexen oder konkaven Abschnitten oder mit rechtwinkligen Formübergängen usw. ausgebildet werden, wobei ähnliche Ergebnisse erhalten werden können wie oben für den Fall der Verwendung von ringförmigen Statorwicklungen beschrieben.
Als alternative Form kann eine oder können mehrere der Statorwicklungen als Schleife ausgebildet werden, die teilweise in Rotorachsenrichtung und teilweise in Umfangsrichtung verläuft, so daß die Rotorachse nicht durch die zentrale Öffnung in der Schleife hindurchgeht. Dies ist in dem Beispiel von 38 dargestellt. Hier sind die beiden V-Phasen-Statorwicklungen 16, 17, die in 4 und 5 dargestellt sind, d.h. die zwei schleifenförmigen Phasenwicklungen, durch welche Ströme von entgegengesetzter Richtung und Amplitude fließen, wie oben beschrieben, durch zwei schleifenförmige Wicklungen 120 und 121 ersetzt. Wie dargestellt, wurde jede der Wicklungen 120, 121 ursprünglich als im wesentlichen rechteckige Schleife ausgebildet, die in eine etwa halbkreisförmige Gestalt gebogen wurde, so daß, wenn sie an dem Statorkern befestigt wird, jede der Wicklungen 120, 121 teilweise in Rotrorachsenrichtung und teilweise in Umfangsrichtung verläuft, wobei die Wicklungen 120, 121 in diametral entgegengesetzter Beziehung zur Rotorachse angeordnet sind.
Was die elektromagnetische Wirkung betrifft, so entsprechen die teilweise in Umfangsrichtung verlaufenden Abschnitte 130, 131 der Wicklung 120 bzw. 121 kombiniert der V-Phasenwicklung 16, die in den 4, 5 dargestellt ist, während die teilweise in Umfangsrichtung verlaufenden Abschnitte 132, 133 kombiniert der V-Phasenwicklung 17 entsprechen.
Mit einer solchen Anordnung können die zentralen Öffnungen in den Wicklungen 120, 121 so angeordnet werden, daß die V-Phasen-Statorpole durch sie hindurch gehen.
Es wäre möglich, das obige Prinzip auszuweiten, z.B. jede der Wicklungen 120, 121 weiter in eine Vielzahl von Wicklungen mit im Grunde ähnlichem Aufbau wie die Wicklungen 120, 121 aufzuteilen.
Es wäre möglich, jede der Statorwicklungen, die angrenzend an die Stirnseiten des Stators angeordnet sind, auf ähnliche Weise zu ersetzen, z.B. die U- und W-Phasenwicklungen. Dies würde jedoch verglichen mit der Verwendung eines ringförmigen Schleifenaufbaus ein höheres Gewicht zur Folge haben, da mehr Kupfer erforderlich wäre, um jede dieser Statorwicklungen zu bilden.
Es wäre möglich, eine Vielzahl von erfindungsgemäßen bürstenlosen Motoren anzuordnen, die aneinander angrenzen und deren Wicklungen miteinander verbunden sind. Beispielsweise könnten die Motoren so ausgerichtet sein, daß ihre Rotorachsen in der gleichen Richtung ausgerichtet sind und die Wellen miteinander verbunden sind, oder die Motoren könnten nebeneinander angeordnet werden. Im letztgenannten Fall wäre es erforderlich, Zahnräder oder Antriebsriemen usw. bereitzustellen, um die jeweiligen Rotorwellen der verschiedenen Motoren zu verkuppeln.
Ferner können die magnetischen Elemente, aus denen der Stator besteht, mit konkaven oder konkav geformten Abschnitten ausgebildet werden, wie erforderlich, um Abstände für die Verbindungsleitungen der Motorwicklungen bereitzustellen. Alternativ könnten Bohrungen in den magnetischen Elementen ausgebildet werden, um den Durchgang solcher Verbindungsleitungen zu ermöglichen. Als weitere Alternative könnte ein Teil der Statorpole weggelassen werden, um diesen Raum zu schaffen, obwohl dies dazu führen würde, daß die Ausgangsleistung, die von dem Motor erhalten werden kann, in bestimmtem Umfang sinkt.
Es könnten verschiedene alternative Gestaltungen für einen bürstenlosen Motor gemäß der vorliegenden Erfindung ins Auge gefaßt werden. Beispielsweise könnte der Stator im Inneren des Motors angeordnet werden, so daß er vom Rotor umgeben ist, d.h. der Motor könnte einen Außenrotoraufbau aufweisen.
In diesem Fall könnte eine Reduzierung der Kupfermenge erreicht werden, die erforderlich ist, um die Wicklungen zu bilden, und auch eine Reduzierung der Kupferverluste des Motors. Jedoch wird der Magnetkreis des Stators bei einem solche Aufbau ziemlich komplex. Andererseits wird es leichter, Platz im Inneren des Motors zu schaffen, und der Radius des Luftspalts wird größer, so daß ein hohes Niveau an Feldfluß erzeugt werden kann, obwohl diese Vorteile gegen die Nachteile abgewogen werden müssen, daß der Gesamtaufbau des Rotors kompliziert ist, und daß die Trägheit des Rotors hoch ist.
Es wäre auch möglich, den Stator bezüglich der Rotorachse schräg anzuordnen. Insbesondere kann, wenn der Stator und der Rotor jeweils so ausgebildet werden, daß der Luftspalt zwischen ihnen von konischer Form ist, eine separate Vorrichtung verwendet werden, um die relativen Stellungen des Stators und des Rotors zu ändern (durch Verschieben in Rotorachsenrichtung), so daß die Länge des Luftspalts beliebig angepaßt werden kann. Auf diese Weise kann eine Steuerung des Feldflusses durchgeführt werden, um dadurch die Ausgangsleistung des Motors zu steuern.
Ein Verfahren zum Aufheben der genannten Magnetisierungskraft, die in Rotorachsenrichtung wirkt, mit einem bürstenlosen Motor gemäß der vorliegenden Erfindung besteht darin, den Motor als integrierte Kombination aus zwei bürstenlosen Motoren aufzubauen, die entlang der Rotorachse gekoppelt sind (die z.B. eine gemeinsame Rotorwelle aufweisen), wobei die Statorwicklungen dieser beiden Motoren jeweils so verbunden sind, daß die Magnetisierungskraft, die in Rotorachsenrichtung wirkt, und die aus einem der Motoren stammt, von der Magnetisierungskraft aufgehoben wird, die in der Rotorachsenrichtung wirkt, und die von dem anderen Motor stammt. Das heißt, die beiden Motoren werden so angeordnet, daß sie jeweils Statorwicklungs-Magnetfelder erzeugen, die von entgegengesetzter Ausrichtung sind.
Ein spezielles Beispiel dafür ist in 39 dargestellt, wobei die Statorwicklung 137 seriell mit der U-Phasenwicklung verbunden, aber in entgegengesetzter Richtung zur U-Phasenwicklung 15 gewickelt ist, die Statorwicklung 135 seriell mit der V-Phasenwicklung 17 verbunden, aber in entgegengesetzter Richtung gewickelt ist, und die Statorwicklung 134 seriell mit der W-Phasenwicklung 18 verbunden, aber in entgegengesetzter Richtung gewickelt ist. Wie aus 39 hervorgeht, entspricht diese Anordnung zwei Motoren mit einem gemeinsamen Rotor, wobei die jeweiligen U-Phasenwicklungen, die jeweiligen V-Phasenwicklungen und die jeweiligen W-Phasenwicklungen der beiden Motoren bezüglich der durch die Mitte verlaufenden Strichpunktlinie, die in 39 rechtwinklig zur Rotorachsenrichtung gezeichnet ist, jeweils in symmetrisch gegenüberliegenden Positionen angeordnet sind, wobei jedes dieser Wicklungspaare jeweils entgegengesetzte Stromflußrichtungen aufweist. Infolgedessen ist die Gesamthöhe der Magnetkraft, die entlang der Rotorachse 11 wirkt, null.
Das heißt, die Höhe des magnetischen Flusses, der von den Statorpolen 19 und 140 in 39 erzeugt wird, ist in der Stärke identisch, aber von entgegengesetzter Richtung, und dies trifft auch auf die Statorpole 20 und 139 und die Statorpole 21 und 138 zu.
Es sei darauf hingewiesen, daß es ebenso möglich wäre, die Statorpole 21 und 138 zu einem einzigen Statorpol zu kombinieren. Darüber hinaus könnten verschiedene andere Kombinationsmöglichkeiten der Wicklungen 134, 135, 136 137 usw. als U-, V-, W-Statorwicklungen in Betracht gezogen werden, so daß mehrere verschiedene Gestaltungen möglich sind.
In dem Beispiel von 39 sind die Statoren von zwei Motoren jeweils zu einer einzigen Einheit kombiniert, und auch ihre jeweiligen Rotoren sind zu einer einzigen Einheit kombiniert. Es wäre auch möglich, eine größere Zahl von bürstenlosen Motoren, die jeweils identisch aufgebaut sind, zu kombinieren. Insbesondere im Fall der Kombination von zwei Motoren, die in Richtung einer gemeinsamen Rotorachse angeordnet sind, wobei die Magnetfelder, die jeweils von den beiden Motoren erzeugt werden, entgegengesetzt und bezüglich der Grenzlinie zwischen den beiden Motoren (d.h. wie von der mittleren Strichpunktlinie im Beispiel von 39 dargestellt) symmetrisch einander gegenüber liegend ausgerichtet sind, wäre es möglich, die jeweiligen Magnetwege der Statoren, oder die jeweiligen Magnetwege der Rotoren der beiden Motoren zu koppeln.
Als weitere Alternative könnten zwei bürstenlose Motoren als Kombination aus einem Außenmotor und einem Innenmotor aufgebaut sein, wobei letzterer in coaxialer Beziehung zum Außenmotor angeordnet wäre. In diesem Fall könnte der äußere Motor mit einem Innenrotor gestaltet sein, während der innere Motor mit einem Außenrotor gestaltet sein könnte, wobei die Rotoren jeweils aneinander angrenzen, so daß die Rotoren miteinander verbunden oder zu einer einzigen Einheit kombiniert werden könnten.
Die Verwendung einer Vielzahl von bürstenlosen Motoren weist den Vorteil auf, daß höhere Grade an Ausgangsmoment und Ausgangsleistung erreicht werden können.
Es sei ferner darauf hingewiesen, daß, obwohl vorstehend zahlreiche verschiedene Gestaltungen für den Rotor eines bürstenlosen Motors beschrieben wurden, wie die jenigen der 22 bis 27, es unter der Annahme, daß die Rotorpole durch Permanentmagnete verwirklicht sind, es ebenso möglich wäre, die beschriebenen Grundlagen auf einen Wechselstrom-Synchronmotor anzuwenden, der elektromagnetische Rotorpole verwendet, d.h. der Erregungswicklungen für die Rotorpole aufweist.
Vorstehend wurden Steuervorrichtungstypen für einen bürstenlosen Motor gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben, die durch Ableiten von Werten anhand von Berechnungen arbeiten, die aufgrund von Gleichungen (29) und (30) usw. durchgeführt werden. Es sei jedoch darauf hingewiesen, daß es ebenso möglich wäre, die jeweiligen Werte des Drehmoments, die von einem bürstenlosen Motor unter verschiedenen anderen Kombinationen aus Werten für die Stromversorgung und die Drehzahl erzeugt werden, zu messen, um dadurch entsprechende Fehlerbeträge mit Bezug auf die erforderlichen Drehmomentwerte zu erhalten, und diese Informationen zu speichern. Diese Informationen können dann verwendet werden, um diesen Motor zu steuern, d.h. bei einem gegebenen Wert für die Stromversorgung in Bezug auf einen erforderlichen Drehmomentwert, um den entsprechenden (bekannten) Fehlerbetrag auszugleichen.
Darüber hinaus wäre es als Alternative zu den oben beschriebenen Verfahren zum Reduzieren der Drehmomentwelligkeit möglich, die Amplituden der Phasenströme, die den jeweiligen (U-, V-, W-) Statorwicklungen zugeführt werden, in jeder Winkelposition des Rotors, an dem das aktuelle Drehmoment vom benötigten Drehmomentwert abweicht, geeignet anzupassen. Das heißt, wenn beispielsweise das Drehmoment in manchen Winkelpositionen des Rotors größer ist als das erforderliche Drehmoment, könnten die Versorgungsströme der jeweiligen Phasen jeweils um einen identischen Betrag gesenkt werden.
Als praktische Anordnung könnten die jeweiligen Werte des Drehmoments, die in mehreren unterschiedlichen Winkelpositionen des Rotors tatsächlich erzeugt werden, zuvor gemessen und in Form einer Tabelle im Speicher hinterlegt werden, zusammen mit entsprechenden Werten für die Drehgeschwindigkeit und den Versorgungsstrom.
Die gespeicherten Informationen können dann verwendet werden (d.h. zusammen mit einem Drehzahlsensor), um die Amplituden des Versorgungsstroms der Statorwicklungen bei jeder speziellen Drehgeschwindigkeit zu erhalten, während die Höhe der Drehmomentwelligkeit reduziert wird.
Selbstverständlich fallen dieses Verfahren zum Steuern eines bürstenlosen Motors ebenso wie Verfahren, bei denen Berechnungen gemäß den Gleichungen (28), (30) usw. durchgeführt werden, um geeignete Werte für die Versorgungsstromamplitude während des Motorbetriebs zu bestimmen, oder bei denen Werte, die von solchen Berechnungen abgeleitet werden, zuvor in einem Tabellenspeicher hinterlegt werden (d.h. zusammen mit entsprechenden Kombinationen aus Versorgungsstromamplitude und Drehgeschwindigkeit), um anschließend während des Motorbetriebs verwendet zu werden, alle in den Bereich der vorliegenden Erfindung.

Claims

Wechselstrom-Synchronmotor, umfassend: einen Rotor mit einer Vielzahl von Magnetpolen, bei denen N- (Nord-) Pole und S- (Süd-) Pole in Umfangsrichtung abwechselnd mit gleichmäßigen Abständen angeordnet sind; einen Stator mit N Statorpolgruppen, wo N eine ganzzahlige Mehrzahl ist, wobei jede Statorpolgruppe in Umfangsrichtung auf dem Stator ausgebildet ist und jeweils eine Vielzahl von Statorpolen aufweist, wobei jeweils zwei dieser N Statorpolgruppen sich voneinander um einen identischen Betrag in ihrer Umfangsposition unterscheiden; und eine Vielzahl von schleifenförmigen Statorwicklungen, die in Umfangsrichtung auf dem Stator ausgebildet sind, wobei jede dieser schleifenförmigen Statorwicklungen in axialer Richtung des Rotors unmittelbar benachbart an einer entsprechenden Statorpolgruppe angeordnet ist.
Wechselstrom-Synchronmotor nach Anspruch 1, worin jede der Statorpolgruppen ein entsprechendes Paar aus schleifenförmigen Statorwicklungen aufweist, die bezüglich der Rotorachsenrichtung in unmittelbarer Nähe zu ihr und an jeweils gegenüber liegenden Seiten von ihr angeordnet ist.
Wechselstrom-Synchronmotor nach Anspruch 1, worin: zwei äußerste Statorpolgruppen, die in Rotorachsenrichtung jeweils an gegenüberliegenden Enden des Stators angeordnet sind, jeweils eine der schleifenförmigen Statorwicklungen aufweisen, die in ihrer unmittelbaren Nähe angeordnet sind, wobei jede dieser schleifenförmigen Statorwicklungen der äußersten schleifenförmigen Statorwicklungen in Bezug auf die Rotorachsenrichtung jeweils an der Seite angeordnet ist, die dem äußersten Ende des Stators gegenüber liegt; an jeder der Statorpolgruppen, abgesehen von den äußersten Statorpolgruppen in Rotorachsenrichtung, ein entsprechendes Paar dieser schleifenförmigen Statorwicklungen in unmittelbarer Nähe zu ihr und an jeweils gegenüberliegenden Seiten von ihr angeordnet ist, und Ströme von einander entgegengesetzter Ausrichtung durch das Paar schleifenförmiger Statorwicklungen, welches an gegenüber liegenden Seiten einer Statorpolgruppe angeordnet ist, fließen.
Wechselstrom-Synchronmotor nach Anspruch 1, worin jede der schleifenförmigen Statorwicklungen zwischen einem entsprechenden Paar aus nebeneinander liegenden Statorpolgruppen angeordnet ist.
Wechselstrom-Synchronmotor nach Anspruch 1, worin die schleifenförmigen Statorwicklungen von N-Phasen-Wechselspannungen angetrieben werden, und worin schleifenförmige Statorwicklungen, welche jeweils zu unterschiedlichen der N Statorpolgruppen gehören, von Wechselspannungen angetrieben werden, die sich in ihrem Phasenwinkel jeweils um 360/N unterscheiden.
Wechselstrom-Synchronmotor nach Anspruch 1, worin der Rotor eine Vielzahl von Permanentmagneten aufweist, die außen auf ihm angebracht und in Umfangsrichtung in gleichmäßigen Abständen angeordnet sind, wobei die jeweiligen Magnetpole der Permanentmagnete die alternierenden N- und S-Pole des Rotors darstellen.
Wechselstrom-Synchronmotor nach Anspruch 1, worin der Rotor eine Vielzahl von Permanentmagneten aufweist, die in dem Rotor angebracht und in Umfangsrichtung in regelmäßigen Abständen angeordnet sind, wobei die jeweiligen Magnetpole der Permanentmagnete dazu dienen, die alternierenden N- und S-Pole des Rotors an der Umfangsoberfläche des Rotors zu erzeugen.
Wechselstrom-Synchronmotor nach Anspruch 1, worin die Statorpole jeweils von einer Umfangsoberfläche des Stators überstehen, und worin der Stator eine Vielzahl von Polstücken aufweist, die an der Umfangsoberfläche an Stellen angeordnet sind, die nicht von den Statorpolen besetzt sind.
Wechselstrom-Synchronmotor nach Anspruch 1, worin der Stator und/oder der Rotor mindestens einen Teil aufweisen, der anhand einer Formbearbeitung eines Metallpulvers hergestellt wurde, bei dem es sich um ein weichmagnetisches Material handelt.
Wechselstrom-Synchronmotor nach Anspruch 1, worin die Statorpole jeweils an Umfangsstellen angeordnet sind, wobei zwischen jeweils zwei benachbarten der N Statorpolgruppen ein bestimmter Verschiebungsbetrag in Umfangsrichtung vorliegt, wobei der bestimmte Verschiebungsbetrag einem elektrischen Winkel von 360/N Grad entspricht.
Wechselstrom-Synchronmotor nach Anspruch 10, worin in jeder der Stator-pol-gruppen die jeweiligen Polflächen der Statorpole mit bestimmten Formen ausgebildet sind, um die Wellenformen der jeweiligen Einheitsspannungen der Statorpolgruppen im wesentlichen einander anzugleichen, und um die jeweiligen Amplituden der Einheitsspannungen einander im wesentlichen anzugleichen, wobei jede der Einheitsspannungen eine Winkelgeschwindigkeit des Magnetflusses ist, der jeweils auf die Statorpolgruppe übergeht, und um den gegenseitigen Phasenunterschied zwischen den Statorpolgruppen im wesentlichen bei einem elektrischen Winkel von 360/N Grad zu halten.
Wechselstrom-Synchronmotor nach Anspruch 1, worin, wenn man die Ordnung der Drehmomentwelligkeit, die in jeder der N Statorpolgruppen reduziert werden soll, als m bezeichnet, wobei m eine ganzzahlige Mehrzahl ist, und die Statorpole jeder der Statorpolgruppen in n Untergruppen aufteilt, ein bestimmter Betrag der relativen Positionsverschiebung in Umfangsrichtung des Stators zwischen den jeweiligen Untergruppen eingerichtet wird, wobei dieser bestimmte Betrag der relativen Positionsverschiebung einem ganzzahligen Vielfachen von 360/(m × n) Grad eines elektrischen Winkels entspricht.
Wechselstrom-Synchronmotor nach Anspruch 1, worin, wenn man die Ordnung einer Drehmomentwelligkeit des Wechselstrom-Synchronmotors, die reduziert werden soll, als m bezeichnet, wobei m eine ganzzahlige Mehrzahl ist, wobei die N-Pole des Rotors in n Untergruppen eingeteilt sind und die S-Pole des Rotors in n Untergruppen eingeteilt sind, ein bestimmter Betrag der relativen Positionsverschiebung bezüglich der Umfangsrichtung des Rotors zwischen benachbarten Untergruppen eingerichtet wird, wobei der bestimmte Betrag der relativen Positionsverschiebung jeweils einem Phasenwinkel entspricht, der einem ganzzahliges Mehrfachen von 360/(m × n) Grad entspricht.
Wechselstrom-Synchronmotor nach Anspruch 1, eine Hilfswicklung umfassend, die in enger Nachbarschaft zur Welle des Rotors angeordnet ist, worin ein Wechselstrom mit geeigneten Frequenz-, Phasen- und Amplitudenwerten zu der Hilfswicklung geliefert wird, um eine Magnetisierungskraft in der Hilfswicklung zu erzeugen, die in Axialrichtung der Welle wirkt, um einer Magnetisierungskraft entgegenzuwirken, die von der Kombination aus jeweiligen Stromflüssen durch die schleifenförmigen Statorwicklungen erzeugt wird.
Steuervorrichtung zum Steuern eines Wechselstrom-Synchronmotors nach Anspruch 2, worin die Steuervorrichtung eine Amplitude I jeder der jeweiligen Ströme, die in der Vielzahl von schleifenförmigen Statorwicklungen fließen, auf einen Wert regelt, mit dem die jeweiligen Werte des Drehmoments T, die insgesamt von den N Statorpolgruppen erzeugt werden, einem bestimmten Drehmoment-Befehlswert gleich werden, worin die Steuervorrichtung Mittel zum Berechnen der jeweiligen Drehmomentwerte T als (W × E × I) umfaßt, worin E die Winkelgeschwindigkeit des Magnetflusses ist, der auf jede der Statorpolgruppen übergeht, und W die Gesamtzahl der Windungen der schleifenförmigen Statorwicklungen ist, die den jeweiligen Statorpolgruppen entsprechen.
Steuervorrichtung zum Steuern eines Wechselstrom-Synchronmotors nach Anspruch 4, wobei die Steuervorrichtung eine Amplitude I jedes der (N – 1) Ströme, die jeweils in der Vielzahl von schleifenförmigen Statorwicklungen fließen, auf einen Wert regelt, mit dem die jeweiligen Gesamtwerte des Moments T, die von den N Statorpolgruppen erzeugt werden, einem bestimmten Drehmoment-Befehlswert angeglichen werden, wobei die Steuervorrichtung ein Mittel aufweist zum Berechnen der jeweiligen Werte für das Drehmoment T für jede der N Statorpolgruppen als W × E × I, wobei E die Winkelgeschwindigkeit des Magnetflusses ist, der auf die jeweiligen Statorgruppen übergeht, und W die Zahl der Windungen der schleifenförmigen Statorwicklungen ist, die den jeweiligen Statorpolgruppen entsprechen.
Wechselstrom-Synchronmotor nach Anspruch 1, worin jeder der Statorpole eine Polfläche aufweist, deren Abmessung, gemessen in Axialrichtung des Rotors, länger ist als der Abstand zwischen den jeweiligen Mittelpositionen von nebeneinander liegenden Statorpolgruppen, gemessen in der Axialrichtung.
Wechselstrom-Synchronmotor nach Anspruch 1, worin jede der schleifenförmigen Statorwicklungen als einzige ringförmige Schleife ausgebildet ist, die um den Umfang des Stators coaxial mit dem Rotor verläuft.
Wechselstrom-Synchronmotor nach Anspruch 2, worin mindestens eines der Paare aus schleifenförmigen Statorwicklungen, die den jeweiligen Statorpolgruppen entsprechen, eine seriell verbundene Kombination aus zwei schleifenförmigen Wicklungen umfaßt, die jeweils als einzelne ringförmige Schleifen gebildet sind, die um den Umfang des Stators coaxial mit dem Rotor verlaufen.
Wechselstrom-Synchronmotor nach Anspruch 1, worin mindestens eine der schleifenförmigen Statorwicklungen als Schleife ausgebildet ist, mit Abschnitten, sich teilweise in Umfangsrichtung des Stators erstrecken, und mit Abschnitten, die sich in Axialrichtung des Rotors erstrecken, geformt ist.
Wechselstrom-Synchronmotor nach Anspruch 2, worin mindestens eines der Paare aus schleifenförmigen Statorwicklungen, die den jeweiligen Statorpolgruppen entsprechen, eine seriell verbundene Kombination aus zwei schleifen förmigen Wicklungen umfaßt, die jeweils als Schleife ausgebildet sind, die mit Abschnitten geformt ist, die sich teilweise in Umfangsrichtung des Stators erstrecken, und mit Abschnitten, die sich in Axialrichtung des Stators erstrecken, wobei die beiden schleifenförmigen Wicklungen einander gegenüberliegend in Bezug auf die Mittelachse des Rotors angeordnet ist.
Kombination aus einer Vielzahl von Wechselstrom-Synchronmotoren, jeweils nach Anspruch 1, die miteinander verbunden sind, so daß sie einen einzigen Verbraucher ansteuern können.
Kombination aus einer Vielzahl von Wechselstrom-Synchronmotoren nach Anspruch 22, worin mindestens ein Teil der jeweiligen Statorwicklungen der Vielzahl von Wechselstrom-Synchronmotoren miteinander verbunden ist.