DE112006001916B4 - Wechselstrommotor und Steuereinheit desselben - Google Patents

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Abstract

Elektromotor, welcher folgendes umfasst: einen Rotor mit längs des Rotorumfangs angeordneten Rotorpolen (851); einen Stator (861, 863) mit einer Anzahl von weichmagnetischen Teilen, welche jeweils einer Phase des Motors zugeordnet sind, wobei jedes der weichmagnetischen Teile jeweils zwei Statorpole (86G, 86J), die den Rotorpolen (851) des Rotors durch einen Luftspalt getrennt gegenüberstehen und in Umfangsrichtung aufeinander folgen, und einen diese miteinander verbindenden Statorwegabschnitt enthält und die einzelnen weichmagnetischen Teile (861, 863) voneinander magnetisch getrennt sind; und eine Mehrzahl von Wicklungen (865, 86B), welche jeweils so gewickelt sind, dass sie mit den magnetischen Flüssen verkettet sind, die durch zwei unterschiedliche der Statorwegabschnitte der einzelnen Statorwegabschnitte geleitet sind.

Description

  • TECHNISCHES GEBIET DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Motor, der beispielsweise in einen Personenkraftwagen oder einen Lastkraftwagen geladen ist.
  • TECHNISCHER HINTERGRUND
  • Bürstenlose Motoren sind bekannt, bei denen Spulen von einzelnen Phasen um die Statorpole konzentrisch gewickelt sind (siehe beispielsweise Patentdokument 1). 95 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen solchen herkömmlichen bürstenlosen Motor darstellt. 97 ist ein Querschnitt entlang einer Linie AA-AA von 95.
  • Diese Figuren zeigen einen vierpoligen bürstenlosen Motor eines Sechs-Schlitz-Typs mit einem Stator mit einer sogenannten konzentrierten Wicklungsstruktur, bei der Spulen einzelner Phasen um die Statorpole konzentrisch gewickelt sind. 96 ist eine Umfangsentwicklung eines Zyklus des Stators, die eine Anordnungsbeziehung von Wicklungen U, V und W oder dergleichen angibt. Die horizontale Achse zeigt einen elektrischen Winkel an, wobei ein Zyklus 720° ist. Permanentmagnete von N- und S-Polen sind auf der Oberfläche eines Rotors 2 in der Umfangsrichtung abwechselnd angeordnet. Bei einem Stator 4 sind U-Phasen-Statorpole TBU1 und TBU2 jeweils mit Windungen von U-Phasen-Wicklungen WBU1 und WBU2 versehen. V-Phasen-Statorpole TBV1 und TBV2 sind ähnlich jeweils mit Windungen von V-Phasen-Wicklungen WBV1 und WBV2 versehen. W-Phasen-Statorpole TBW1 und TBW2 sind jeweils mit Windungen von W-Phasen-Wicklungen WBW1 und WBW2 versehen. Bürstenlose Motoren mit einer solchen Struktur werden aktuell für Industrie- und Haushaltsverwendungen weit verbreitet benutzt.
  • 98 ist ein transversaler Querschnitt eines anderen Stators. Der in 98 gezeigte Stator hat eine 24-Schlitz-Konfiguration, die eine verteilte Wicklung bei einem Fall eines vierpoligen Motors ermöglicht. Dieser Typ eines Stators kann eine vergleichsweise gleichförmige Verteilung einer sinusförmigen magnetomotorischen Kraft in dem Stator entlang des Umfangs desselben erreichen und wurde daher beispielsweise bei bürstenlosen Motoren, Synchronmotoren eines Wicklungsfeldtyps und Induktionsmotoren weit verbreitet verwendet. Es ist beispielsweise bei den Fällen von Synchronreluktanzmotoren, die ein Reluktanzdrehmoment benutzen, und verschiedenen Typen von Motoren, bei denen ein Reluktanzdrehmoment angewandt wird, oder Induktionsmotoren besonders gewünscht, dass ein genaues Drehfeld durch den Stator erzeugt wird. Für diese Motoren ist eine Statorstruktur einer Durchmesserwicklung oder einer verteilten Wicklung, wie in 98 gezeigt ist, geeignet. Der in 98 gezeigte Rotor ist ein Mehrfluss-Barrierenrotor eines Reluktanzmotors. Der Rotor ist in demselben mit einer Mehrzahl von spaltartigen Räumen zwischen den Rotorpolen versehen, um im Wesentlichen parallel zueinander zu sein. Diese spaltartigen Räume schaffen einen Unterschied hinsichtlich eines magnetischen Widerstands gemäß der Orientierung des Rotors, um dadurch Polaritäten in dem Rotor zu erzeugen.
    [Patentdokument 1] JP H06-261 513 A (Seite 3 und 1 bis 3)
  • JP 2003-339 128 A betrifft einen Motor, einen Statorkern und einen Rotorkern sowie Herstellungsverfahren für selbige. Die zu lösende Aufgabe des Patents besteht im Vorsehen eines Motors mit einer verbesserten Rotoreffizienz. Der Motor weist einen Stator auf, der einen Statorkern zur Erregung enthält, sowie einen Rotor 14, der in dem Stator 10 angeordnet ist, wobei ein externes magnetisches Feld von dem Statorkern erzeugt wird, und zwar annähernd parallel zu der Rotorwelle des Rotors und der Rotor durch das externe magnetische Feld gedreht wird. Der Statorkern besteht aus geschichteten Stahlblechen, welche eine Wicklungsform aufweisen und derart angeordnet sind, dass sie den Rotor in Richtung der Rotorwelle sandwichartig umgeben.
  • US 2003/0193263 A1 betrifft eine drehende elektrische Maschine mit konzentrischen ringförmigen Elementen. Die rotierende elektrische Maschine weist Rotor- und Statorelemente auf, die als kreisförmige Ringe konzentrisch zueinander um eine Drehachse konfiguriert sind. Jedes der Rotor- oder Statorelemente ist dabei in Gruppen von elektromagnetischen Polen ausgebildet, wobei die Gruppen im Wesentlichen in gleichen Abständen entlang des Umfangs des kreisförmigen Rings angeordnet sind und wobei jeder der Gruppen ein magnetisches Material aufweist, das magnetisch isoliert und getrennt von den anderen Gruppen ist. Das andere Element weist eine Vielzahl von Permanentmagnetpolen auf, die entlang des radialen Luftspalts, der zwischen den Elementen ausgebildet ist, in im Wesentlichen gleichen Abständen mit alternierenden Magnetpolaritäten verteilt sind, wobei die Permanentmagnetpole einen gemeinsamen magnetischen Rückschlusspfad aufweisen.
  • US 6 188 159 B1 betrifft einen Stator, der für einen Dynamo oder einen Elektromotor verwendet wird. Dieser Stator zur Verwendung in einem Elektromotor oder Dynamo enthält eine Vielzahl von Statoreinheiten und Wicklungsmittel, die um die Statoreinheiten gewickelt sind, wobei Stäbe von jeder Statoreinheit einen ersten Endabschnitt, einen zweiten Endabschnitt und einen Mittelabschnitt aufweisen, und der erste und der zweite Endabschnitt mit zwei distalen Enden des Mittelabschnitts integral ausgebildet sind und in Richtung der Innenseite der Stäbe gebogen sind. Die Statoreinheiten sind um eine zentrale Achse derart angeordnet, dass die Längsachse jedes Stators parallel oder rechtwinklig zu der zentralen Achse angeordnet ist, oder mit einem Winkel relativ zu der zentralen Achse.
  • OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
  • DURCH DIE ERFINDUNG ZU LÖSENDE PROBLEME
  • Die Statorstruktur, die eine Durchmesserwicklung oder eine verteilte Wicklung, wie in 98 gezeigt ist, ermöglicht, kann eine vergleichsweise gleichförmige Verteilung einer sinusförmigen magnetomotorischen Kraft in dem Stator durchführen. Eine solche Statorstruktur hat daher eine Charakteristik, dass diese einen Induktionsmotor oder einen Synchronreluktanzmotor mit einem Mehrfluss-Barrierenrotor, wie in 98 gezeigt ist, wirksam treiben kann. Diese Struktur hat jedoch ein Problem einer Schwierigkeit bei einem Reduzieren der Motorgröße aufgeworfen, da aufgrund der Notwendigkeit eines Einführens einer Wicklung von einer Öffnung eines Schlitzes der Raumfaktor der Wicklungen gesenkt wird und daher die axiale Länge des Spulenendes groß wird. Diese Struktur hat ferner ein Problem einer niedrigen Produktivität der Wicklungen aufgeworfen.
  • Der in 95, 96 und 97 gezeigte bürstenlose Motor und der in dem Patentdokument 1 offenbarte herkömmliche bürstenlose Motor haben eine Struktur, bei der Windungen der Wicklungen für jeweilige Zähne vorgesehen sind. Die Wicklungen sind daher vergleichsweise einfach, und die axiale Länge jedes Spulenendes ist vergleichsweise klein, wobei die Produktivität der Wicklungen mehr als bei dem in 98 gezeigten Motor verbessert ist. Da diese Motoren strukturiert sind, um lediglich drei ausgeprägte Statorpole innerhalb eines Bereichs von 360° hinsichtlich des elektrischen Winkels zu haben, gab es jedoch ein Problem einer Schwierigkeit bei einem Bilden der magnetomotorischen Kraft, die durch den Stator erzeugt wird, in eine sinusförmige Form, um ein genaues Drehfeld zu erzeugen, was zu einer Schwierigkeit bei einem Anwenden eines solchen Stators auf Synchronreluktanzmotoren und verschiedene Typen von Motoren, bei denen ein Reluktanzdrehmoment angewandt wird, oder Induktionsmotoren führt. Obwohl der in 97 gezeigte Stator vergleichsweise einfach strukturiert ist, ist gewünscht, dass die Wicklungen weiter vereinfacht werden, der Raumfaktor der Wicklungen weiter verbessert wird und das Spulenende weiter gekürzt wird.
  • Probleme hinsichtlich von Rotoren schließen ein Problem ein, dass bei einem Mehrfluss-Barrierenrotor, wie in 98 gezeigt ist, die Last, die durch d-Achsen-Ströme, die als Erregungsströme zum Erzeugen magnetischer Felder dienen, auferlegt wird, so groß ist, dass der Leistungsfaktor verglichen mit einem Permanentmagnetrotor, wie in 97 gezeigt ist, gesenkt ist und daher die Motoreffizienz verschlechtert ist. Permanentmagnetrotoren haben unterdessen unter einem Problem hinsichtlich des Aufwands der Permanentmagnete gelitten.
  • Die aktuelle Motortechnik basiert auf der Voraussetzung, dass Motoren eine Struktur, bei der elektromagnetische Stahlplatten in der Rotorwellenrichtung gestapelt sind, haben. Ein Problem von weichmagnetischen Materialien, die für solche Motoren verwendet werden, besteht daher darin, dass, wenn zugelassen wird, dass sich magnetische Flüsse in dreidimensionalen Richtungen, die die Rotorwellenrichtung umfassen, erhöhen/verringern, um die im Vorhergehenden aufgeführten Motorprobleme zu lösen, große Wirbelströme in den elektromagnetischen Stahlplatten induziert werden, um einen großen Wirbelstromverlust zu verursachen.
  • Bei einem Fall eines Motors mit einer kleinen Kapazität gibt es insbesondere ein Problem, dass die große Zahl von Leistungselementen der Steuereinheit des Motors den Motor verglichen mit dem Fall eines Treibens eines Gleichstrommotors aufwendig macht.
  • Die vorliegende Erfindung wurde angesichts solcher Probleme geschaffen, und ihre Aufgabe bestehen darin, eine kleine Statorkonfiguration einer hohen Leistungsfähigkeit, einen Rotor zum Erreichen einer hohen Effizienz mit einem niedrigen Aufwand, eine Konfiguration eines weichmagnetischen Materials zum Ermöglichen einer solchen Motorkonfiguration und eine Steuereinheit für den Motor mit einem niedrigen Aufwand zu realisieren und eine vorteilhaftere Struktur und Leistungsfähigkeit durch Kombinieren der vorhergehenden Komponenten zu realisieren.
  • Diese Aufgabe wird jeweils durch die Merkmalskombination der Ansprüche 1 oder 2 gelöst.
  • Für die herkömmliche zylindrische Statorkonfiguration, die aus einem weichmagnetischen Material hergestellt ist, können magnetische Flüsse, die sich mit spezifischen Wicklungen verketten, durch magnetisches Trennen des weichmagnetischen Stators in der Umfangsrichtung erhöht werden. Als ein Resultat können die spezifischen Wicklungen ein Drehmoment wirksamer als die herkömmlichen Wicklungen erzeugen, d. h., solche Wicklungen können ein Drehmoment mit einer hohen Effizienz erzeugen. Andere Wicklungen sind gleichzeitig teilweise angepasst, um einer Wirkung der magnetischen Flüsse nicht ausgesetzt zu sein, und solche Wicklungen können daher entfernt werden. Durch Kombinieren solcher Vorteile können eine hohe Effizienz und eine Größenreduzierung bei einem einzelnen Motor, einem Zweiphasenmotor, einem Dreiphasenmotor und einem Mehrphasenmotor von vier oder mehr Phasen erreicht werden.
  • Bei einem Sechsphasenmotor können die magnetischen Schaltungen der einzelnen Phasen des Stators geteilt sein, um Dreiphasenströme IA, IB und IC durch dieselben durchzulassen, wobei die Ströme in einer Beziehung, die durch IA + IB + IC =0, d. h. IC = –IA – IB, ausgedrückt ist, sind. Der Strom IC kann daher durch die Ströme IA und IB geliefert werden, um die Wicklung IC zu entfernen. Als ein Resultat können eine hohe Effizienz und eine Größenreduzierung erreicht werden.
  • Der im Vorhergehenden erwähnte Motor, bei dem der weichmagnetische Stator in der Umfangsrichtung magnetisch getrennt ist, kann auf eine elekromagnetisch äquivalente Art und Weise in einen Motor mit Schleifenwicklungen in der Umfangsrichtung des Stators umgewandelt werden. Bei diesem Fall kann, da es nicht erforderlich ist, dass sich jede der Wicklungen der einzelnen Phasen in der Rotorwellenrichtung, die durch den weichmagnetischen Abschnitt des Stators läuft, hin- und herbewegt, ein Vorteil eines weiteren Vereinfachens der Wicklungen erreicht werden. Eine hohe Effizienz kann daher durch den Motor erreicht werden. Als eine spezifische Konfiguration kann ein Motor durch Schleifenwicklungen von zwei aus drei Phasen und Sechsphasenstatorpole in drei Sätzen konfiguriert sein.
  • Ein Stator kann eine Konfiguration haben, die Schlitze SL1, SL2, SL3, SL4, SL5 und SL6, die entlang des Umfangs angeordnet sind, und Dreiphasenwicklungen, die U-Phasen-Wicklungen UU1 und UU2, V-Phasen-Wicklungen VV1 und VV2 und W-Phasen-Wicklungen WW1 und WW2 umfassen, umfasst. Bei dieser Statorkonfiguration ist die U-Phasen-Wicklung UU1 zwischen den Schlitzen SL1 und SL3 gewickelt, die V-Phasen-Wicklung VV1 ist zwischen den Schlitzen SL3 und SL5 gewickelt, und die W-Phasen-Wicklung WW1 ist zwischen den Schlitzen SL5 und SL1 gewickelt. Diese Wicklungen UW1, VV1 und WW1 bilden eine erste Wicklungsgruppe. Die U-Phasen-Wicklung UU2 ist ferner zwischen den Schlitzen SL6 und SL4 gewickelt, die V-Phasen-Wicklung VV2 ist zwischen den Schlitzen SL4 und SL2 gewickelt, und die W-Phasen-Wicklung WW2 ist zwischen den Schlitzen SL2 und SL6 gewickelt. Diese Wicklungen UU2, VV2 und WW2 bilden eine zweite Gruppe. Wicklungsüberschneidungen der einzelnen Phasen an Spulenendabschnitten können daher vereinfacht werden, wobei die axiale Länge der Spulenenden reduziert wird. Es kann zusätzlich zugelassen werden, dass die magnetomotorische Kraft der Statorpole sechs Phasen hat. Motoren, wie ein Synchronreluktanzmotor eines Mehrfluss-Barrierentyps, können daher mit einer kleinen Drehmomentwelligkeit getrieben werden.
  • Bei einer Konfiguration eines Synchronreluktanzmotors, der einen Mehrfluss-Barrierenrotor verwendet, können Rotorpole mit Windungen von Wicklungen mit geschlossener Schaltung versehen sein, wobei eine Diode in Reihe geschaltet ist. Eine Feldenergie kann dieser Wicklung durch einen Wicklungsstrom der Statorseite zugeführt werden, damit ein Feldstrom über die Diode gehalten wird, wodurch ein magnetischer Feldfluss erzeugt wird.
  • Auf eine steuerbare Art und Weise kann die Feldenergie angepasst werden, um wie notwendig zugeführt zu werden, um den Durchschnittsmotorleistungsfaktor und die Durchschnittsmotoreffizienz zu verbessern. Der Feldstrom kann durch den Strom der Statorseite und den Strom der Rotorseite abgedeckt sein, so dass ein Kupferverlust ferner überall in dem Motor weiter reduziert werden kann.
  • Zusätzlich zu dem Problem betreffend den Leistungsfaktor und den Kupferverlust haben andererseits Synchronreluktanzmotoren ein Problem, dass der Raumfaktor von Statorwicklungen niedrig ist und die Länge der Spulenenden groß ist. Eine im Folgenden aufgeführte Kombination mit den Statoren wird diese Probleme lösen und kann dem Motor der vorliegenden Erfindung erlauben, eine wettbewerbsfähige Kraft zu erhalten.
  • Ein spezifisches Beispiel eines solchen Stators kann im Wesentlichen schleifenförmige Statorwicklungen, die zwischen den Statorpolen der einzelnen Phasen angeordnet sind, um um den Umfang des Stators zu laufen, umfassen. Je größer die Zahl von Polen ist, desto mehr Vorteile können allgemein erhalten werden. Zwei bis sechs oder mehr Mehrfachphasen können hinsichtlich der Phasen der Statorpole verfügbar sein. Der Stator kann eine Anordnung haben, bei der die Statorpole in der Reihenfolge ihrer Phasen angeordnet sind oder bei der die Statorpole angeordnet sind, so dass Statorpole einer bestimmten Phase eine Phasendifferenz von etwa 180° hinsichtlich des elektrischen Winkels zu den benachbarten Statorpolen haben können. Jede dieser Arten und Weisen einer Anordnung hat Vorteile und Nachteile.
  • Ein anderes spezifisches Beispiel eines Stators kann Schlitze SL1, SL2, SL3, SL4, SL5 und SL6, die entlang des Umfangs angeordnet sind, und Dreiphasenwicklungen, die U-Phasen-Wicklungen UU1 und UU2, V-Phasen-Wicklungen VV1 und VV2 und W-Phasen-Wicklungen WW1 und WW2 umfassen, umfassen. Bei der Statorkonfiguration ist die U-Phasen-Wicklung UU1 zwischen den Schlitzen SL1 und SL3 gewickelt, die V-Phasen-Wicklung VV1 ist zwischen den Schlitzen SL3 und SL5 gewickelt und die W-Phasen-Wicklung WW1 ist zwischen den Schlitzen SL5 und SL1 gewickelt. Diese Wicklungen UW1, VV1 und WW1 bilden eine erste Wicklungsgruppe. Die U-Phasen-Wicklung UU2 ist ferner zwischen den Schlitzen SL6 und SL4 gewickelt, die V-Phasen-Wicklung VV2 ist zwischen den Schlitzen SL4 und SL2 gewickelt, und die W-Phasen-Wicklung WW2 ist zwischen den Schlitzen SL2 und SL6 gewickelt. Diese Wicklungen UU2, VV2 und WW2 bilden eine zweite Gruppe.
  • Eine zusätzliches Vorsehen von Permanentmagneten für die vorhergehenden verschiedenen Typen eines Motors kann eine Leistungsfähigkeit wirksam steigern, während die Erhöhung des Aufwands so viel wie möglich unterdrückt wird.
  • Eine Konfiguration kann derart sein, dass jeder weichmagnetische Abschnitt eines eingefügten Rotors mit Windungen von Wicklungen mit geschlossener Schaltung versehen ist, wobei eine Diode in Reihe geschaltet ist, wobei die Windungen bei Positionen, bei denen die weichmagnetischen Abschnitte erregt werden können, vorgesehen sind.
  • Bei einem Flussbarrierenrotor können an Stelle eines Stapelns der elektromagnetischen Stahlplatten entlang der Rotorwelle elektromagnetische Stahlplatten, die jeweils in eine Bogenform geformt sind, parallel zu der Rotorwelle angeordnet sein, d. h., können radial gestapelt sein, um einen sogenannten axial gestapelten Rotor zu erhalten. Der Stator mit den Schleifenwicklungen, der magnetischen Flüssen erlaubt, sich zu erhöhen/verringern, während die magnetischen Flüsse in der Rotorwellenrichtung durchlaufen, kann insbesondere ein Problem von Wirbelströmen bei den weichmagnetischen Abschnitten haben. Der axial gestapelte Rotor kann unterdessen die Bewegung der magnetischen Flüsse in der Rotorwellenrichtung erleichtern und ist elektromagnetisch kompatibel mit dem Stator mit den Schleifenwicklungen. In der Nähe einer Rotoroberfläche des axial gestapelten Rotors kann es ferner wirksam sein, eine Behandlung einer elektrischen Isolation in der Richtung, die senkrecht zu der Rotorwellenrichtung ist, vorzusehen, um zu verhindern, dass Wirbelströme verursacht werden.
  • Wenn magnetische Flüsse in der Rotorwellenrichtung in dem weichmagnetischen Material erzeugt werden und erhöht/verringert werden, wird der Wirbelstrom in dem weichmagnetischen Material problematisch. Um damit fertig zu werden, wird bevorzugt, elektromagnetische Stahlplatten, die in denselben mit elektrisch isolierenden Schichten versehen sind, zu verwenden.
  • Eine Kombination der im Vorhergehenden erwähnten Techniken kann eine wesentlich wettbewerbsfähige Konfiguration als ein Motor mit einer reduzierten Größe und einer hohen Leistungsfähigkeit oder dergleichen erreichen. Eine Konfiguration einer spezifischen Kombination kann beispielsweise einen Stator mit Schleifenwicklungen, einen Rotor mit axialem Zwischenraum, Feldwicklungen und Dioden des Rotors und elektromagnetische Stahlplatten mit isolierenden Schichten, deren magnetische Flüsse in beliebige Richtungen gerichtet sein können, umfassen.
  • Die Erregungsströme in den Feldern können durch Verwenden der Konfiguration, bei der magnetische Pole des Rotors mit Windungen von Wicklungen mit einer in Reihe geschalteten Diode versehen sind, wirksamer gesteuert werden. d-Achsen-Ströme können insbesondere von den Wicklungen des Stators durchgelassen werden, um eine Feldenergie zuzuführen. Die Idee besteht darin, dass Ströme, die durch Sekundärwicklungen laufen, die Feldenergie halten müssen, selbst nachdem die d-Achsen-Ströme der Statorseite beseitigt wurden, was eine Operation einer elektromagnetischen Schaltung ist. Eine Steuerung kann alternativ auf eine solche Weise bewirkt werden, dass die d-Achsen-Ströme der Statorseite und die Wicklungsströme der Rotorseite in eine Harmonisierung gebracht werden, um einen Kupferverlust, der den Feldströmen zugeordnet ist, völlig zu reduzieren.
  • Eine Steuerung kann ferner durch Vorsehen einer Konfiguration bewirkt werden, bei der die im Vorhergehenden erwähnte Steuereinheit zum Treiben des Motors drei Ausgangsanschlüsse, die von zwei Leistungsquellen und vier Leistungselementen abgeleitet sind, für eine Verbindung mit drei Eingangsanschlüssen, die von einer inneren Verbindung bei dem Zwei-, Drei- oder Vierphasenmotor abgeleitet sind, hat. Bei den vorhergehenden zwei Leistungsquellen kann eine Leistungsquelle aus einem Gleichstromwandler bestehen.
  • Bei einem Vierphasen-Wechselstrommotor mit drei Wicklungen kann eine Steuerung durch Sternschalten der Wicklungen, um ein Gesamtergebnis von vier Anschlüssen mit drei Anschlüssen der Sternschaltung und einem Mittelpunkt der Sternschaltung zu erhalten, und durch Einrichten einer Verbindung mit einem Vierphasen-Wechselrichter bewirkt werden.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • 1 ist ein schematischer transversaler Querschnitt, der einen herkömmlichen vierpoligen Einzelphasenmotor darstellt;
  • 2 stellt eine Modifikation des in 1 dargestellten Motors dar, wobei der Stator teilweise ausgeschnitten ist;
  • 3 ist ein schematischer transversaler Querschnitt, der einen achtpoligen Einzelphasenmotor, bei dem der Statorkern bei allen 360° hinsichtlich des elektrischen Winkels magnetisch segmentiert ist, darstellt;
  • 4 ist ein schematischer transversaler Querschnitt, der einen achtpoligen Dreiphasenmotor, bei dem der Statorkern bei allen 360° hinsichtlich des elektrischen Winkels magnetisch segmentiert ist, darstellt;
  • 5 ist ein schematischer transversaler Querschnitt, der einen achtpoligen Einzelphasenmotor, bei dem der Statorkern bei allen 360° hinsichtlich des elektrischen Winkels magnetisch segmentiert ist, darstellt;
  • 6 ist ein schematischer transversaler Querschnitt, der einen zwölfpoligen Einzelphasenmotor, bei dem der Statorkern bei allen 360° hinsichtlich des elektrischen Winkels magnetisch segmentiert ist, darstellt;
  • 7 ist ein schematischer transversaler Querschnitt, der einen achtpoligen Einzelphasenmotor, bei dem der Statorkern bei allen 360° hinsichtlich des elektrischen Winkels magnetisch segmentiert ist, darstellt;
  • 8 stellt Querschnitte des in 7 dargestellten Motors dar;
  • 9 ist ein schematischer transversaler Querschnitt, der einen achtpoligen Dreiphasenmotor, bei dem der Statorkern bei allen 360° hinsichtlich des elektrischen Winkels magnetisch segmentiert ist, darstellt;
  • 10 ist ein schematischer transversaler Querschnitt, der einen achtpoligen Einzelphasenmotor, bei dem der Statorkern bei allen 360° hinsichtlich des elektrischen Winkels magnetisch segmentiert ist, darstellt;
  • 11 stellt Querschnitte des in 10 dargestellten Motors dar;
  • 12 ist ein transversaler Querschnitt, der einen herkömmlichen zweipoligen Dreiphasenmotor darstellt;
  • 13 stellt eine Modifikation des in 12 dargestellten Motors dar, wobei der Stator teilweise ausgeschnitten ist;
  • 14 stellt eine Modifikation des in 13 dargestellten Motors dar, wobei die Modifikation an den Wicklungen vorgenommen ist;
  • 15 stellt Vektoren von in 12 und 13 gezeigten Wicklungsströmen dar;
  • 16 ist ein schematischer transversaler Querschnitt, der einen vierpoligen Dreiphasenmotor, bei dem der Statorkern bei allen 360° hinsichtlich des elektrischen Winkels magnetisch segmentiert ist, darstellt;
  • 17 stellt Querschnitte des in 16 dargestellten Motors dar;
  • 18 ist eine perspektivische Ansicht des Statorkerns des in 16 dargestellten Motors;
  • 19 stellt einen schematischen transversalen Querschnitt und einen schematischen vertikalen Querschnitt eines eingebauten achtpoligen Dreiphasenmotors dar, bei dem der Statorkern bei allen 360° hinsichtlich des elektrischen Winkels magnetisch segmentiert ist;
  • 20 ist ein schematischer Querschnitt, der einen herkömmlichen zweipoligen Vierphasenmotor darstellt;
  • 21 ist ein schematischer Querschnitt, der einen herkömmlichen zweipoligen Vierphasenmotor darstellt;
  • 22 stellt eine Modifikation des in 21 dargestellten Motors dar, wobei der Stator teilweise ausgeschnitten ist;
  • 23 stellt Stromvektoren der in 20, 21 und 22 dargestellten Wicklungen dar;
  • 24 ist ein schematischer transversaler Querschnitt, der einen achtpoligen Vierphasenmotor, bei dem der Statorkern bei allen 360° hinsichtlich des elektrischen Winkels magnetisch segmentiert ist, darstellt;
  • 25 ist ein schematischer transversaler Querschnitt, der einen achtpoligen Vierphasenmotor, bei dem der Statorkern bei allen 360° hinsichtlich des elektrischen Winkels magnetisch segmentiert ist, darstellt;
  • 26 stellt einen schematischen transversalen Querschnitt und einen schematischen vertikalen Querschnitt eines eingebauten achtpoligen Vierphasenmotors dar, bei dem der Statorkern bei allen 360° hinsichtlich des elektrischen Winkels segmentiert ist;
  • 27 ist ein schematischer transversaler Querschnitt eines herkömmlichen zweipoligen Sechsphasenmotors;
  • 28 stellt eine Modifikation des in 27 dargestellten Motors dar, wobei der Stator teilweise ausgeschnitten ist;
  • 29 ist ein Musterdiagramm, das die beanspruchte Sechsphasenmotorstruktur der vorliegenden Erfindung, bei der eine magnetische Schaltung des Stators in drei magnetisch getrennt ist, darstellt;
  • 30 stellt ein Beispiel einer Modifikation des Musterdiagramms des in 29 dargestellten Motors dar;
  • 31 stellt ein Beispiel einer Modifikation des Musterdiagramms des in 29 dargestellten Motors dar;
  • 32 stellt Stromvektoren der in 27 bis 31 dargestellen Wicklungen dar;
  • 33 ist ein Musterdiagramm, das einen Sechsphasenmotor der vorliegenden Erfindung, bei dem eine magnetische Schaltung des Stators in drei magnetisch getrennt ist, um mit zwei Wicklungen gebildet zu sein, darstellt;
  • 34 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen achtpoligen Dreiphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
  • 35 ist eine Entwicklung, die eine Rotoroberfläche des in 34 dargestellten Motors darstellt;
  • 36 stellt Querschnitte des in 34 dargestellten Motors dar;
  • 37 ist eine Entwicklung, die eine Oberflächenkonfiguration der in 34 dargestellten Statorpole, die dem Rotor gegenüberliegt, darstellt;
  • 38 stellt eine Form der Wicklung des in 34 dargestellten Motors dar;
  • 39 ist eine Entwicklung, die die Wicklungen des in 34 dargestellten Motors darstellt;
  • 40 ist eine Entwicklung, die die Wicklungen des in 34 dargestellten Motors als in zwei kombiniert darstellt;
  • 41 ist eine Entwicklung, die eine Beziehung zwischen den Statorpolen und den Wicklungen des in 34 dargestellten Motors darstellt;
  • 42 stellt Vektoren von Strömen, Spannungen und eines Drehmoments des in 34 dargestellten Motors dar;
  • 43 ist eine Entwicklung, die ein Beispiel einer Konfiguration der in 34 gezeigten Statorpole, die dem Rotor gegenüberliegt, darstellt;
  • 44 ist eine Entwicklung, die ein Beispiel einer Konfiguration der in 34 gezeigten Statorpole, die dem Rotor gegenüberliegt, darstellt;
  • 45 ist eine Entwicklung, die ein Beispiel einer Konfiguration der in 34 gezeigten Statorpole, die dem Rotor gegenüberliegt, darstellt;
  • 46 ist ein transversaler Querschnitt, der ein Beispiel eines eingebetteten Magnetrotors darstellt;
  • 47 ist ein transversaler Querschnitt, der ein Beispiel eines eingebetteten Magnetrotors darstellt;
  • 48 ist ein transversaler Querschnitt, der ein Beispiel eines eingefügten Rotors darstellt;
  • 49 ist ein transversaler Querschnitt, der ein Beispiel eines Reluktanzrotors mit ausgeprägten Polen darstellt;
  • 50 stellt Vektoren von zwei bis sieben Phasen dar;
  • 51 stellt Beziehungen zwischen Sechsphasenvektoren und zusammengesetzten Vektoren derselben dar;
  • 52 ist eine Entwicklung eines Vierphasenmotors mit Schleifenwicklungen, bei dem Statorpole und die Wicklungen angeordnet sind, um eine Phasendifferenz von 180° hinsichtlich des elektrischen Winkels zwischen benachbarten Statorpolen zu haben;
  • 53 stellt eine Beziehung zwischen Vierphasenvektoren und Zusammensetzungen derselben dar;
  • 54 ist eine Entwicklung, die Statorpole und Wicklungen, die durch Verbessern jener des Motors der eine in 52 dargestellte Konfiguration hat, erhalten werden, darstellt;
  • 55 ist ein Querschnitt, der den in 54 dargestellten Motor darstellt;
  • 56 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Sechsphasenmotor mit Schleifenwicklungen darstellt;
  • 57 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Sechsphasenmotor mit Schleifenwicklungen, bei dem der Statorkern in drei magnetisch getrennt ist, darstellt;
  • 58 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen Motor, der durch Reduzieren der Wicklungen des in 57 dargestellten Motors auf zwei erhalten wird, darstellt;
  • 59 stellt ein Beispiel einer Modifikation des in 58 dargestellten Motors dar;
  • 60 ist eine Entwicklung des in 59 dargestellten Motors, die eine Oberflächenkonfiguration des Rotors, eine Oberflächenkonfiguration der Statorpole, die dem Rotor gegenüberliegen, und die Wicklungen darstellt;
  • 61 ist eine Entwicklung, in der die in 60 dargestellten Statorpole umfangsmäßig schräg sind;
  • 62 ist eine Entwicklung, die eine Beziehung zwischen der Oberflächenkonfiguration der Statorpole, die dem Rotor gegenüberliegen, und magnetischen Schaltungen, die mit denselben zu verbinden sind, bei dem in 59 dargestellten Motor darstellt;
  • 63 ist eine Entwicklung, die ein Beispiel elektromagnetischer Stahlplatten, die die in 62 dargestellten Statorpole bilden, darstellt;
  • 64 stellt eine Anordnung der Statorpole des in 59 dargestellten Motors und elektrisch leitfähiger Platten zum Reduzieren eines gegenseitigen Flusslecks von zwischen den Statorpolen dar;
  • 65 stellt eine Schaltbeziehung von Statorwicklungen bei einem herkömmlichen zwiepoligen Dreiphasenmotor dar;
  • 66 stellt eine Schaltbeziehung von Wicklungen bei einem zweipoligen Dreiphasenmotor mit einer doppelten Anordnung einer gesehnten Wicklung dar;
  • 67 ist ein vertikaler Querschnitt des in 66 dargestellten Motors, das Spulenendformen und eine Anordnung der Wicklungen darstellt;
  • 68 ist ein Vektordiagramm, das Stromvektoren der in 66 dargestellten Wicklungen und zusammengesetzte Stromvektoren in den Schlitzen darstellt;
  • 69 ist ein transversaler Querschnitt, der einen vierpoligen Rotor, der geschlossene Schaltungen bildet und bei dem Wicklungen, die eine in Reihe geschaltete Diode haben, um herkömmliche Rotorpole eines weichmagnetischen Materials gewickelt sind, wobei jede eine ausgeprägte Form hat, darstellt;
  • 70 ist ein transversaler Querschnitt, der einen vierpoligen Rotor, der mit einer Mehrzahl von magnetischen Flussbarrieren versehen ist und geschlossene Schaltungen bildet und bei dem Wicklungen, die eine in Reihe geschaltete Diode haben, herum gewickelt sind, darstellt;
  • 71 stellt eine Schaltbeziehung zwischen den Wicklungen und einer Diode des in 69 und 70 dargestellten Rotors dar;
  • 72 stellt schematisch einen zweipoligen Rotor dar, der eine Modifikation des in 70 dargestellten Rotors ist und einen d-Achsen-Strom „id” und einen q-Achsen-Strom „iq” der Statorwicklungen umfasst;
  • 73 stellt eine Beziehung zwischen den Stromkomponenten und den Spannungen von 72 dar und stellt ein äquivalentes Modell einer magnetischen d-Achsen-Schaltung dar;
  • 74 stellt einen d-Achsen-Strom „id” und einen q-Achsen-Strom „iq” zum Ausgeben eines konstanten Drehmoments dar;
  • 75 stellt ein Wellenformbeispiel eines intermittierenden d-Achsen-Stroms „id” eines Stators und eines Stroms „ifr” einer Rotorwicklung dar;
  • 76 stellt ein Wellenformbeispiel zu der Zeit eines Durchführens einer Steuerung bei einem Zustand dar, bei dem ein intermittierender d-Achsen-Strom „id” einer Statorwicklung mit einem Strom „ifr” einer Rotorwicklung koexistiert;
  • 77 ist ein transversaler Querschnitt, der einen Rotor, der eine Modifikation des in 70 dargestellten Rotors ist und der Permanentmagnete umfasst, darstellt;
  • 78 ist ein transversaler Querschnitt eines achtpoligen eingefügten Rotors, der geschlossene Schaltungen bildet und bei dem Wicklungen, die eine in Reihe geschaltete Diode haben, herum gewickelt sind;
  • 79 ist ein transversaler Querschnitt eines achtpoligen Mehrfluss-Barrierenrotors, der radial gestapelte elektromagnetische Stahlplatten umfasst und geschlossene Schaltungen bildet und bei dem Wicklungen, die eine in Reihe geschaltete Diode haben, herum gewickelt sind;
  • 80 stellt perspektivische Ansichten von Beispielen der elektromagnetischen Stahlplatten, die für den in 79 dargestellten Rotor verwendet werden, dar;
  • 81 stellt Konfigurationen elektromagnetischer Stahlplatten, die elektrisch isolierende Schichten in denselben umfassen, dar;
  • 82 stellt ein Beispiel einer Verwendung der elektromagnetischen Stahlplatten mit den in 81 dargestellten isolierenden Schichten durch kreuzweises Stapeln der Platten dar;
  • 83 stellt eine Beziehung zwischen einer Dreiphasenwechselrichter-Konfiguration und Dreiphasenmotorwicklungen dar;
  • 84 stellt eine Schaltbeziehung zwischen einem Dreiphasenwechselrichter und dem in 34 dargestellten Dreiphasenmotor mit zwei Wicklungen dar;
  • 85 stellt eine vektorielle Beziehung zwischen den Spannungen und den Strömen von 84 dar;
  • 86 stellt eine Beziehung zwischen den Wicklungen, den Strömen und den Spannungen von 84 dar;
  • 87 stellt eine Konfiguration zum Steuern des in 34 dargestellten Dreiphasenmotors mit zwei Wicklungen durch einen Wechselrichter mit vier Leistungssteuerelementen dar;
  • 88 stellt eine Konfiguration zum Steuern eines Dreiphasenmotors einer Dreieckschaltung durch einen Wechselrichter mit vier Leistungssteuerelementen dar;
  • 89 stellt vektorielle Beziehungen der Spannungen von 89 und 90 dar;
  • 90 stellt Spannungswellenformen von 87 dar;
  • 91 stellt Spannungswellenformen von 88 dar;
  • 92 stellt eine Konfiguration zum Steuern eines Dreiphasenmotors einer Sternschaltung durch einen Wechselrichter mit vier Leistungssteuerelementen dar;
  • 93 stellt ein Beispiel dar, bei dem eine von Gleichstromleistungsquellen von 87, 88 und 92 aus einem Gleichstromwandler besteht;
  • 94 stellt ein Beispiel dar, bei dem eine von Gleichstromleistungsquellen von 87, 88 und 92 aus einem Gleichstromwandler besteht;
  • 95 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der einen herkömmlichen bürstenlosen Motor darstellt;
  • 96 ist ein Querschnitt entlang einer Linie AA-AA von 95;
  • 97 ist ein transversaler Querschnitt, der einen herkömmlichen bürstenlosen Motor darstellt; und
  • 98 ist ein transversaler Querschnitt, der einen herkömmlichen Synchronreluktanzmotor darstellt.
  • BESCHREIBUNG VON SYMBOLEN
    • B21: Rotor der Innendurchmesserseite
    • B2D: Rotor der Außendurchmesserseite
    • B23, B25 und B27: Statorpole der Innendurchmesserseite
    • B24, B26 und B28: Statorpole der Außendurchmesserseite
    • B29 und B2A: Wicklungen der Phase „a”
    • B2B und B2C: Wicklungen der Phase „b”
  • BESTE WEISEN ZUM IMPLEMENTIEREN DER ERFINDUNG
  • Unter Bezugnahme auf die Zeichnungen werden im Folgenden Motoren gemäß verschiedenen Ausführungsbeispielen, auf die die vorliegende Erfindung angewandt ist, detailliert beschrieben. Die beanspruchten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beziehen sich auf 5 und 6, sowie 29 bis 33. Alle anderen Figuren und Ausführungsformen sind nicht Teil der Erfindung, sondern lediglich Teil der Offenbarung und dienen ausschließlich der allgemeinen Erläuterung und dem besseren Verständnis der betreffenden Technik.
  • 1 zeigt einen vierpoligen Einzelphasen-Wechselstrommotor. Durch Ziffer 831 sind Permanentmagnete für einen Rotor, durch 832 ist ein Statorkern, der aus einem weichmagnetischen Material hergestellt ist, und durch 823, 824, 825 und 826 sind Einzelphasenwicklungen angegeben. Mehrere Verfahren können bei einem Bereitstellen von Windungen der Wicklungen vorgesehen sein. Ein Beispiel besteht darin, Windungen der Wicklungen 823 und 824 bereitzustellen, um Einzelphasenwicklungen zu erhalten, und Windungen der Wicklungen 825 und 826 bereitzustellen, um Einzelphasenwicklungen zur erhalten. Bei diesem Fall entspricht die maximale Menge an magnetischen Flüssen, die sich mit der in 1 gezeigten Wicklung 823 verketten, 1/2 von magnetischen Flüssen eines magnetischen Pols des Permanentmagnets 831.
  • 2 zeigt einen Motor von 1, wobei jedoch durch gestrichelte Linien gezeigte Abschnitte 843 und 844 geschnitten und entfernt sind. Bei diesem Fall entspricht die maximale Menge an magnetischen Flüssen, die sich mit der in 2 gezeigten Wicklung 823 verketten, magnetischen Flüssen eines magnetischen Pols der Permanentmagnete 831. Die Wicklung 823 von 2 kann demgemäß ein zweimal so großes Drehmoment, wie das der Wicklung 823 von 1, erzeugen. Bei diesem Fall sind jedoch magnetische Flüsse, die sich mit den Wicklungen 824 und 826 von 2 verketten, auf null gesetzt, wobei kein Beitrag zu einer Drehmomenterzeugung geleistet wird. Die Wicklungen 824 und 826 sind daher für einen Motor hinsichtlich einer Erzeugung eines elektromagnetischen Drehmoments nicht notwendig und können daher entfernt werden. Da die Wicklungen 823 und 824 ein Paar von Wicklungen, durch die wechselseitige Ströme in der Rotorwellenrichtung durchgelassen werden, sind, kann jedoch die Wicklung 824 nicht entfernt werden. Die Wicklung 824 kann daher gekürzt werden oder kann bei einer anderen Anwendung vorteilhaft benutzt werden.
  • Ein solcher Vorteil kann insbesondere bei einem Wechselstrommotor, der mit einem Permanentmagnetrotor gebildet ist, realisiert werden. Dies ist darauf zurückzuführen, dass ein Permanentmagnet-Synchronmotor, dessen Felder durch die Permanentmagnete erzeugt werden, lediglich erfordert, dass q-Achsen-Ströme oder Vektorströme zu den Wicklungen der Statorseite durchgelassen werden, und der Motor kann daher in Folge der Nichtnotwendigkeit, eine Konfiguration einer herkömmlichen klassischen Durchmesserwicklung oder verteilten Wicklung zu haben, vereinfacht werden.
  • Bei dem in 2 gezeigten Motor ist es, da die maximalen magnetischen Flüsse, die durch Rückjochabschnitte der Durchmesserseite der Wicklungen 823 und 825 laufen, um einen Faktor von zwei größer sind, erforderlich, dass die Rückjochabschnitte mit einer Dicke, die um einen Faktor von zwei größer ist, entworfen sind. Eine Verwendung eines mehrpolarisierten Motors kann jedoch die Dicke des weichmagnetischen Materials bei den Rückjochabschnitten reduzieren. Eine Mehrpolarisation kann daher das Laden auf die Rückjochabschnitte reduzieren.
  • Wie im Folgenden beschrieben wird, kann ein Mehrphasen-Wechselstrommotor durch Benutzen der Wirkungen und der Vorteile der magnetischen Schaltungen, wie im Vorhergehenden erwähnt ist, die die Zahl von verketteten magnetischen Flüssen erhöhen, realisiert werden.
  • 3 zeigt eine achtpolige Version des in 2 gezeigten Einzelphasen-Wechselstrommotors. Durch Ziffer 852 ist ein magnetischer Pol und ein magnetischer Weg des Stators, durch 853 und 854 sind Wicklungen zum Versehen des Statorpols 852 mit einer magnetomotorischen Kraft und durch 851 sind Permanentmagnete für den Rotor angegeben. Jede der Wicklungen 854, die durch einen Raum einer verketteten geschlossenen magnetischen Schaltung in einem Raum angeordnet ist, hat einen sehr großen magnetischen Widerstand, und die magnetomotorische Kraft, die durch den Strom der Wicklung erzeugt wird, beeinflusst daher kaum die elektromagnetische Wirkung des Motors. Da es lediglich eine Wirkung der Wicklungen 853 als Rückleitungsdrähte für einen Strom gibt, können demgemäß die Windungen jeder der Wicklungen 853 in einem Raum des Motors bei einer Position bereitgestellt sein, die einem Spulenende desselben erlauben kann, so kurz wie möglich zu sein.
  • 4 zeigt einen Dreiphasen-Wechselstrommotor, der für den in 3 gezeigten Motor konfiguriert ist, um einen Satz von Statorpolen und Wicklungen weniger zu haben und um eine relative Phasendifferenz von 120° hinsichtlich des elektrischen Winkels zwischen drei Statorpolen 852, 867 und 862 zu haben. Ähnlich zu 3 sind die Wicklungen 853 und 854, die sich in der Rotorwellenrichtung hin und her bewegen, näher zueinander gebracht, um kompakt zu sein.
  • 5 zeigt einen Einzelphasen-Wechselstrommotor, bei dem Richtungen von Statorpolen 86G und 86J und eine magnetische Schaltung 861 um 180° differenziert sind, um eine entgegengesetzte Konfiguration zu liefern. Ströme einer Wicklung 865 und einer Wicklung 86B können daher entgegengesetzt gerichtet sein, damit beide Wicklungen als ein Paar von Wicklungen dienen. Als ein Resultat kann die Wicklung 854 als ein in 3 gezeigter Rückleitungsdraht entfernt werden. Verglichen mit dem in 3 gezeigten Motor können Wicklungen reduziert werden. Zusätzlich zu der Reduzierung der Menge der Wicklung kann daher ein Kupferverlust des Motors als Ganzes reduziert werden.
  • 6 zeigt einen zwölfpoligen Einzelphasen-Wechselstrommotor. Für Statorpole 902 und 903 sind Statorpole 905 und 906 angeordnet, um eine Phasendifferenz von 180° hinsichtlich des elektrischen Winkels zu dem Rotor zu haben. Durch Durchlassen von Gegenströmen durch Wicklungen 909 und 908 werden als ein Resultat diese Wicklungen als Wicklungen, die sich in der Rotorwellenrichtung hin und her bewegen, dienen. Bei diesem Fall ebenso können die Wicklungen 854, die für den in 3 gezeigten Motor erforderlich sind, beseitigt werden. Die Menge an Wicklung kann daher reduziert werden, um einen Kupferverlust des Motors als Ganzes ebenfalls zu reduzieren.
  • 7 zeigt einen achtpoligen Einzelphasen-Wechselstrommotor. Bei diesem Motor läuft ein magnetischer Fluss, der durch jeden N-Pol des Rotors erzeugt wird, durch jeden Statorpol 852 und durch magnetische Wege 853, 859, 854 und 855 in dieser Reihenfolge und kehrt durch jeden Statorpol 856 zu jedem S-Pol des Rotors zurück. Windungen von Wicklungen 851 und 85A sind bei Positionen, bei denen der magnetische Fluss, der durch die vorhergehenden magnetischen Wege läuft, eine Verkettung zweimal in der gleichen Richtung durchführen kann, vorgesehen. Es liegt daher eine Konfiguration vor, dass sowohl die Ströme der Wicklung 851 als auch der Strom der Wicklung 85A eine magnetomotorische Kraft zu den zwei Statorpolen 852 und 856 abgeben können. 8 zeigt durch (a) einen Querschnitt entlang einer Linie FE-FE und durch (b) einen Querschnitt entlang einer Linie FF-FF. Andere Komponenten, wie Wicklungen 857 und 858, haben die gleichen Konfigurationen. Bei dem Fall des in 7 und 8 gezeigten Motors ebenso können die Wicklungen 854, die für den in 3 gezeigten Motor erforderlich sind, beseitigt werden. Die Menge an Wicklung kann daher reduziert werden, um einen Kupferverlust des Motors als Ganzes ebenfalls zu reduzieren.
  • 9 zeigt einen achtpoligen Dreiphasen-Wechselstrommotor. Bei diesem Motor ist ein Satz aus vier Sätzen der Statorkomponenten von 7 entfernt, und die drei Sätze von Komponenten sind angeordnet, um eine relative Umfangsphasendifferenz von 120° hinsichtlich des elektrischen Winkels zu dem Rotor zu haben. Magnetische Wege 854, 85C und 85D sind beispielsweise bei Positionen, bei denen sich eine relative Phase für den Rotor um 120° hinsichtlich des elektrischen Winkels gegenseitig unterscheidet, angeordnet. Bei dem Fall des in 9 gezeigten Motors ebenso können die Wicklungen 854, die für den in 3 gezeigten Motor erforderlich sind, beseitigt werden. Die Menge an Wicklung kann daher reduziert sein, um einen Kupferverlust des Motors als Ganzes ebenfalls zu reduzieren.
  • 10 zeigt einen achtpoligen Einzelphasen-Wechselstrommotor. Durch Ziffer 871 sind Permanentmagnete eines Typs für einen Oberflächenmagnetrotor, die in der Nähe der Rotoroberfläche festgemacht sind, angegeben. Durch Ziffer 872 sind Statorpole, die den N-Pol-Magneten des Rotors gegenüberliegen, angegeben. Ein magnetischer Fluss von jedem N-Pol läuft durch den Statorpol 872 durch einen Luftzwischenraum und läuft durch einen magnetischen Weg 876 und einen Fluss-durchlassenden magnetischen Weg 874, der zum Durchlassen des magnetischen Flusses zu der Seite des Rotors dient. Wie durch (a) von 11, einen Querschnitt entlang einer Linie FG-FG, gezeigt ist, ist der Fluss-durchlassende magnetische Weg 874 angepasst, um zu einem Fluss-durchlassenden magnetischen Weg 881, der zum Durchlassen des magnetischen Flusses zu der Seite des Stators dient, gewandt zu sein, so dass zugelassen wird, dass der magnetische Fluss, der durch den Fluss-durchlassenden magnetischen Weg 874 läuft, durch das Rückjoch des Rotors läuft.
  • Hinsichtlich des Rotors sind Statorpole 873 angeordnet, um eine relative Phasendifferenz von 180° hinsichtlich des elektrischen Winkels zu den Statorpolen 872 zu haben. Ein magnetischer Fluss, der durch jeden Statorpol 873 läuft, läuft durch einen magnetischen Weg 878, einen Fluss-durchlassenden magnetischen Weg 875 und den Fluss-durchlassenden magnetischen Weg 881 und kehrt zu dem Rückjoch des Rotors zurück. 11 zeigt durch (b) einen Querschnitt entlang einer Linie FH-FH.
  • Da es eine Phasendifferenz von 180° zwischen Wicklungen 87A und 87B bei den Strömen, die denselben zuzuführen sind, gibt, können diese Wicklungen gewickelt sein, um als wechselseitige Wicklungen in der Rotorwellenrichtung zu dienen. Bei dem Fall des in 10 gezeigten Motors ebenso können die Wicklungen 854, die für den in 3 gezeigten Motor erforderlich sind, beseitigt werden. Die Menge an Wicklung kann daher reduziert werden, um einen Kupferverlust des Motors als Ganzes ebenfalls zu reduzieren.
  • Die Fluss-durchlassenden magnetischen Wege 874 und 875 des Stators können nicht nur mit den Statorpolen gekoppelt sein, sondern auch mit den benachbarten Fluss-durchlassenden magnetischen Wegen des Stators magnetisch gekoppelt sein. Der Fluss-durchlassende magnetische Weg 881 des Rotors, der eine Kreisform hat, ist konfiguriert, um zu verhindern, dass die magnetische Impedanz zwischen dem Rotor und dem Stator anhängig von der Drehposition variiert wird. Die Erfordernisse für die Vereinheitlichung der magnetischen Impedanz können demgemäß darin bestehen, dass der Fluss-durchlassende magnetische Weg auf entweder der Rotorseite oder der Statorseite eine Kreisform hat. Eine Modifikation der Fluss-durchlassenden magnetischen Wege ist innerhalb der Erfordernisse verfügbar.
  • Ströme müssen durch die in 10 gezeigten Wicklungen in den Richtungen, wie darin angegeben, durchgelassen werden, die Wicklungen können jedoch bei mehreren spezifischen Verfahren mit Windungen versehen sein. Anders als bei dem Verfahren, das den im Vorhergehenden beschriebenen Wicklungen 87A und 87B zugeordnet ist, können die Wicklungen beispielsweise mit einer Wellenwicklung versehen sein, oder Wicklungswindungen können alternativ in Reihe oder parallel vorgesehen sein, wobei drei oder mehr Wicklungen, die in 10 durch Wicklungssymbole angegeben sind, betroffen sind.
  • Für eine Vereinfachung der Angabe und der Erklärung der Konfiguration wurde der in 10 gezeigte Motor als ein Einzelphasenmotor erklärt, dieser Motor kann jedoch als beispielsweise ein Dreiphasen-Wechselstrommotor, wie in 4 und 9 gezeigt ist, konfiguriert sein. Der Motor kann alternativ als ein Zweiphasen-Wechselstrommotor oder ein Mehrphasen-Wechselstrommotor mit vier oder mehr Phasen konfiguriert sein.
  • 12 ist ein Querschnitt eines herkömmlichen zweipoligen Dreiphasen-Wechselstrommotors für eine gesehnte Wicklung, eine nichtüberlappende Wicklung oder eine konzentrierte Wicklung oder vielmehr ein Querschnitt eines sogenannten „bürstenlosen Motors mit konzentrierter Wicklung”. Durch A61 ist ein A-Phasen-Statorpol, durch A62 ist ein B-Phasen-Statorpol und durch A63 ist ein C-Phasen-Statorpol angegeben. Durch A64 und A65 sind Wicklungen für den A-Phasen-Statorpol A61 angegeben, wobei ihre Ströme einen Wert IA haben. Durch A67 und A68 sind Wicklungen für den B-Phasen-Statorpol A62 angegeben, wobei ihre Ströme einen Wert IB haben. Durch A69 und A6A sind Wicklungen für den C-Phasen-Statorpol A63 angegeben, wobei ihre Ströme einen Wert IC haben. Durch A6E sind Permanentmagnete für den Rotor angegeben, wobei die Magnete mit der Zufuhr von Phasenströmen zu denselben in Synchronisation mit dem Rotor ein Drehmoment erzeugen können.
  • Der in 13 gezeigte Motor hat abgesehen von einem Abschnitt die gleiche Struktur wie der in 12 gezeigte Motor. D. h., von einem in 12 zwischen dem A-Phasen-Statorpol A61 und dem C-Phasen-Statorpol A63 gezeigten magnetischen Weg A6B ist ein in 13 durch gestrichelte Linien angegebener Abschnitt A71 entfernt. Wenn der Rotor bei der in 13 gezeigten Bedingung gedreht wird, sind die magnetischen Flüsse, die mit einer A-Phasen-Wicklung A74 verkettet sind, im Wesentlichen auf null gesetzt, während die magnetischen Flüsse, die mit einer A-Phasen-Wicklung A75 verkettet sind, verglichen mit dem Fall von 12 um einen Faktor von zwei erhöht sind. Das Gleiche gilt für die Phase C. D. h., die magnetischen Flüsse, die mit einer C-Phasen-Wicklung A7B verkettet sind, sind im Wesentlichen auf null gesetzt, während die magnetischen Flüsse, die mit einer C-Phasen-Wicklung A78 verkettet sind, verglichen mit dem Fall von 12 um einen Faktor von zwei erhöht sind. Die magnetischen Flüsse, die mit B-Phasen-Wicklungen A76 und A77 verkettet sind, bleiben gleich, wie in 12 gezeigt ist. Von einem elektromagnetischen Gesichtspunkt aus bedeutet dies daher, dass die Wicklungen A74 und A7B entfernt werden können. Ein unterschiedliches Schema kann jedoch zum Zuführen von Strömen zu den Wicklungen A75 und A78 erforderlich sein. Bei diesem Fall ist es, da die magnetischen Flüsse, die durch magnetische Wege A79 und A7A laufen, verglichen mit dem Fall von 12 um einen Faktor von zwei erhöht werden, erforderlich, dass diese magnetischen Wege vergrößert werden. Bei einem Fall eines mehrpolarisierten Motors wird jedoch ein Absolutwert der Dicke des Rückjochs des Stators klein sein, und das Laden in dem Rückjoch wird daher nicht groß sein.
  • 14 zeigt ein Beispiel, bei dem die zwei Wicklungen, die in dem gleichen einen Schlitz des in 13 gezeigten Motors angeordnet sind, in eine einzelne Wicklung kombiniert sind und der Strom, der durch die kombinierte Wicklung durchgelassen wird, einem arithmetischen Additionswert der Ströme, die durch die zwei Wicklungen durchgelassen werden, bevor diese kombiniert werden, äquivalent gemacht ist. Die Wicklungen A65 und A67 von 13 können beispielsweise in eine Wicklung A82 von 14 kombiniert werden, wobei ein Strom Ia, der durch dieselbe läuft, (–IA + IB) ist. 15 zeigt eine vektorielle Beziehung bei den Additionen der Ströme. Die Figur zeigt beispielsweise eine Beziehung, die durch Ia = –IA + IB ausgedrückt ist. Angenommen, dass der Durchmesser der Wicklung A82 zweimal so groß wie der der Wicklung A75 ist, wird bei diesem Fall der Strom als ein Resultat einer vektoriellen Addition um einen Faktor von 1,732 größer. Ein Kupferverlust, der durch (1,732/2)2 = 3/4 ausgedrückt wird, wird demgemäß um 25% verringert.
  • 16 zeigt eine vierpolige Versionsmodifikation des in 14 gezeigten Motors. Bei dem Motor sind Rückleitungsdrähte B36, B38, B3A und B3C jeweils von Wicklungen B35, B37, B39 und B3C an einer Außenperipherie des Stators angeordnet. Diese Wicklungen B36, B38, B3A und B3C sind bei den Positionen für eine Anordnung nicht besonders begrenzt, wenn diese nur außerhalb der magnetischen Schaltungen des Stators angeordnet sind und daher bei Positionen, die für eine Herstellung bequem sind, angeordnet sein können. Der Stator kann ferner modifiziert sein, um eine Form beispielsweise zum Ermöglichen einer Reduzierung der Länge der Wicklungen zu haben.
  • 17 zeigt Querschnitte von Beispielen von Formen des in 16 gezeigten Motors. 17 zeigt durch (a) einen Querschnitt entlang einer Linie FJ-FJ von 16 und durch (b) einen Querschnitt entlang einer Linie FK-FK von 16. Dies sind die Beispiele, bei denen eine Länge LS1 in der Rotorwellenrichtung eines magnetischen Wegs B3D gekürzt ist, um die Länge der Wicklung zu reduzieren. 18 ist eine perspektivische Ansicht des in 16 und 17 gezeigten Stators.
  • 19 zeigt durch (a) ein Motorbeispiel, das durch Einbauen von zwei vierpoligen Dreiphasenmotoren von 16 auf einer Außendurchmesserseite und einer Innendurchmesserseite erhalten wird. Eine solche Konfiguration kann die Ströme, die durch Wicklungen B29 und B2A durchzulassen sind, mit exakten Gegenphasen versehen, so dass diese Wicklungen als wechselseitige Wicklungen in der Rotorwellenrichtung dienen können. Dies entspricht einer Bedingung, bei der die in 16 gezeigte Wicklung B36 entfernt wurde. Das Gleiche gilt für andere drei Sätze von in 19 gezeigten Wicklungen. Ein Kupferverlust des Motors kann daher drastisch reduziert werden. 19 zeigt durch (b) einen Querschnitt entlang einer Linie FI-FI von (a) von 19.
  • Vergleichen wir nun einen Kupferverlust zwischen einer vierpoligen Version des in 12 gezeigten zweipoligen Dreiphasen-Wechselstrommotors und des in 19 gezeigten Motors, bei der zwei Motoren auf der Außendurchmesserseite und der Innendurchmesserseite eingebaut sind. Wie im Vorhergehenden berechnet wurde, kann eine Kombination der zwei Wicklungen in dem gleichen einen Schlitz in einer einzelnen Wicklung einen Kupferverlust auf 3/4 reduzieren. Eine Beseitigung des Kupferverlusts bei einer der drei Dreiphasenwicklungen kann den Kupferverlust auf 2/3 reduzieren. Eine Kombination beider Kupferverlustreduzierungsvorteile kann durch 3/4 × 2/3 = 1/2 ausgedrückt werden. Ein Kupferverlust kann daher qualitativ auf 1/2 reduziert werden. Der Raum nach einer Entfernung einer Wicklung kann ferner wirksam benutzt werden.
  • Verbunden mit der Idee eines Reduzierens des Wicklungswiderstands auf 2/3 kann daher ein Kupferverlust insgesamt auf 1/3 qualitativ reduziert werden, wie aus 1/2 × 2/3 = 1/3 berechnet werden kann.
  • Da der in 19 gezeigte Motor ein Beispiel von vier Polen ist, unterscheidet sich ein Radius eines Zwischenraumabschnitts zum elektromagnetischen Erzeugen eines Drehmoments wesentlich zwischen dem Motor der Außendurchmesserseite und dem Motor der Innendurchmesserseite. Eine Mehrpolarisation des Motors kann jedoch die Differenz zwischen dem Innendurchmesser und dem Außendurchmesser reduzieren, um dadurch eine praktische Struktur vorzusehen.
  • 20 zeigt einen zweipoligen Vierphasen-Wechselstrommotor. Bei diesem Vierphasenmotor kann ebenfalls eine Modifikation auf die gleiche Art und Weise wie bei dem Fall des in 12 gezeigten Dreiphasenmotors vorgenommen sein. Zum Kombinieren von zwei Wicklungen in einem Schlitz können Wicklungen C22 und C23 in eine in 21 gezeigte einzelne Wicklung C37 kombiniert werden. Die Ströme können eine Beziehung, die durch Vierphasenstromvektoren in 23 angegeben ist, haben, wobei die Beziehung durch Ia = –IA + ID ausgedrückt werden kann. Das Gleiche gilt für andere Wicklungen.
  • Für eine Teilung oder eine teilweise Entfernung des Statorkerns kann beispielsweise ein Abschnitt, der durch C25 angegeben ist, entfernt werden, wie in 22 gezeigt ist. Bei diesem Fall kann, da die magnetischen Flüsse, die mit einer Wicklung C4A verkettet sind, sehr klein sind, diese Wicklung entfernt sein. 24 zeigt einen achtpoligen Motor, wie von dem in 22 gezeigten zweipoligen Motor modifiziert. Bei diesem Fall können Wicklungen D38 und D3B, die Ströme Gegenphasen haben werden und die zueinander benachbart sind, als wechselseitige Wicklungen in der Rotorwellenrichtung dienen. Das Gleiche gilt für Wicklungen D36 und D34. Hinsichtlich einer Wicklung D37 kann eine Wicklung D39 an einer Außenseite des Statorkerns angeordnet sein, so dass diese Wicklungen als wechselseitige Wicklungen in der Rotorwellenrichtung dienen können. Das Gleiche gilt für andere Wicklungen des in 24 gezeigten Motors. Verglichen mit einer achtpoligen Version des in 21 gezeigten Vierphasenmotors kann der in 24 gezeigte Motor eine Motorkonfiguration mit kurzen Spulenenden realisieren und kann daher zu der Größenreduzierung beitragen.
  • 25 zeigt ein Beispiel eines Vierphasenmotors, bei dem Rückleitungsdrähte von drei Wicklungen alle an einer Außenseite des Statorkerns angeordnet sind, um eine Ringwicklung zu erreichen. Auf den ersten Blick kann die Zahl der Wicklungen nachteilig erhöht sein, eine solche Konfiguration kann jedoch bei einem Fall eines flachen mehrpoligen Motors mit einer kleinen Dicke in der Rotorwellenrichtung gute Fertigungseigenschaften der Wicklungen haben. Eine solche Konfiguration kann zusätzlich den Spulenenden erlauben, kurz zu sein. Ein kleiner Motor kann daher mit einem niedrigen Aufwand realisiert sein.
  • Durch D3C sind nichtmagnetische Glieder zum Reduzieren eines Flusslecks zwischen benachbarten Statorkernen angegeben. Leiter mit einer guten elektrischen Leitfähigkeit können für diese Glieder verwendet sein, um das Flussleck durch Wirbelströme positiv zu reduzieren.
  • 26 zeigt einen 8-poligen Vierphasenmotor, der auf dem in 22 gezeigten Motor basiert, wobei zwei Motoren an der Innendurchmesserseite und an der Außendurchmesserseite angeordnet sind. Dieser Motor hat Vorteile, die jenen des in 19 gezeigten eingebauten Dreiphasen-Wechselstrommotors, bei dem Wicklungen wirksam angeordnet sein können, um einen Kupferverlust zu reduzieren, eine Effizienz zu verbessern und eine Größe zu reduzieren, ähnlich sind. Der in 26 gezeigte Motor kann ferner, wenn mehr polarisiert, ohne weiteres wesentliche Vorteile erhalten.
  • 27 zeigt ein Beispiel eines zweipoligen Sechsphasenmotors. Dieser Motor wird allgemein ein Dreiphasen-Wechselstrommotor genannt, dieser ist jedoch hier als ein Sechsphasenmotor ausgedrückt, da das, was hier erörtert wird, die Motorkonfiguration fokussiert auf den Vektor, der Phase und der Zahl von Statorpolen ist.
  • Wie bei den Fällen der in 14 und 22 gezeigten Drei- und Vierphasenmotoren kann der in 27 gezeigte Sechsphasenmotor eine in 28 gezeigte Konfiguration, bei der ein Abschnitt E43, der durch die gestrichelten Linien angegeben ist, entfernt ist, haben.
  • 29 zeigt einen Motor mit einer Konfiguration, bei der die Statorpole mit einer Phasendifferenz von 180° hinsichtlich des elektrischen Winkels in 27 durch magnetische Wege G12, G13 und G14 auf eine unabhängige Art und Weise magnetisch gekoppelt sind. Magnetische Flüsse, die durch die magnetischen Wege G12, G13 und G14 laufen, sind in der Rotorwellenrichtung voneinander magnetisch getrennt, ohne einander zu kreuzen. Wenn durch Stromvektoren in 34 angegebene Dreiphasenströme IA4, IC4 und IE4 durch Wicklungen G17, G15 und G16 durchgelassen werden, kann eine magnetomotorische Kraft auf jeden von Statorpolen G1A, G1B, G1C, G1D, G1E und G1F angewandt werden.
  • Bei der Wicklungskonfiguration von 29 können jedoch die durch die Stromvektoren in 32 angegebenen Ströme durch die Wicklung lediglich durchgelassen werden, wenn die Zahl von Windungen eins ist. Jede von 29, 30, 31 und 33 zeigt eine Konfiguration eines magnetischen Wegs des Stators auf eine schematische Art und Weise. Praktische Konfigurationen eines magnetischen Wegs mit Formen, wie in 27, 28, 11 und 18 gezeigt ist, können durch eine Modifikation erhalten werden.
  • Bei dem in 30 gezeigten Motor ist der Strom IE4 der Wicklung G16 durch Ströme –IA4 und –IC4, die durch jeweilige Wicklungen E87 und E88 laufen, ersetzt. Dies benutzt eine Beziehung, die durch IA4 + IC + IE4 = 0 ausgedrückt ist. Bei dem Motor von 13 können daher die Wicklungen G17 und E87 in der Rotorwellenrichtung wechselseitig gewickelt sein, und die Wicklungen G15 und E88 können in der Rotorwellenrichtung wechselseitig gewickelt sein.
  • Der in 29 gezeigte Motor kann ferner modifiziert sein, wie in 31 gezeigt ist. Der Strom IA4 der Wicklung G17 kann insbesondere durch die Ströme IA4 und IB4 von 32 substituiert sein, der Strom IC4 der Wicklung G15 kann durch die Ströme IC4 und ID4 von 32 substituiert sein und der Strom IE4 der Wicklung G16 kann durch die Ströme IE4 und IF4 von 32 substituiert sein. Die Ströme ID4, IE4 und IF4 können dann durch Ströme –IA4, –IB4 und –IC4 ersetzt sein, um die Motorkonfiguration von 31 zu erhalten. Bei dieser Konfiguration kann jede der Wicklungen in der Rotorwellenrichtung wechselseitig gewickelt sein, wobei der Wicklungsfaktor jeder Wicklung 0,866 ist, was nicht so niedrig ist. Es ist zu erkennen, dass eine Wandlung für die Größe des Stroms, der um einen Faktor von 1,732 erhöht wird, und die Phase, die um 30° hinsichtlich des elektrischen Winkels versetzt wird, erforderlich ist.
  • 33 zeigt ein Beispiel einer Modifikation des in 32 gezeigten Motors. Ströme, für die zugelassen ist, sich mit dem magnetischen Weg G14 zu verketten, um die Statorpole G1B und G1E jeweils von Phasen B und E zu erregen, sind die Ströme –IA4 und –IC4 jeweils der Wicklungen F87 und E88. Bei dem Fall, bei dem der magnetische Weg G14 von 30 hinsichtlich des Rotors, wie durch E81 in 33 angegeben ist, entgegengesetzt ist, werden Bezugssymbole der sich verkettenden Ströme umgekehrt sein, so dass die Ströme IA4 und IC4 jeweils der Wicklungen E85 und E86 geeignet verwendet werden können. Dies bedeutet, dass die zwei Wicklungen E85 und E86 eine magnetomotorische Kraft von sechs Phasen zu den Statorpolen G1A, G1B, G1C, G1D, G1E und G1F bereitgestellt haben.
  • Bei der in 33 gezeigten Motorkonfiguration sind die Wicklungen E87 und E88 als Rückleitungsdrähte für die Wicklungen E85 und E86 in der Rotorwellenrichtung zusätzlich vorgesehen. Da die Wicklungen E87 und E88 den Motor nicht auf eine elektromagnetische Art und Weise beeinflussen, können jedoch die Wicklungen E87 und E88 durch Ausarbeiten der Motorkonfiguration oder Einbauen von Motoren, wie in 19 gezeigt ist, entfernt werden.
  • Verglichen mit der Wicklung G17 des in 30 gezeigten Motors ist die Wicklung E85 des in 33 gezeigten Motors mit magnetischen Flüssen um einen Faktor von 1,732 verkettet. Die Induzierte-Spannung-Konstante und die Drehmomentkonstante der Wicklung E85 sind daher um einen Faktor von 1,732 größer. Die in 33 gezeigte Motorkonfiguration hat demgemäß von den Gesichtspunkten eines Steigerns einer Effizienz und eines Reduzierens einer Größe eine große Bedeutung.
  • Der Anmelder hat eine verwandte Technik eines „Wechselstrommotors und Steuereinheit für diesen” (offengelegtes japanisches Patent Nr. 2005-160285 ) entwickelt, die eine Technik, die mit dem Motor der vorliegenden Erfindung gemeinsam ist, umfasst. Der Inhalt der verwandten Technik wurde bereits veröffentlicht. Da die verwandte Technik die gemeinsame Technik zum Teil enthält, wobei die Technik der Betriebsart des Motors, die die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, entspricht, wird der Teil der verwandten Technik im Folgenden erklärt. Hinsichtlich der anderen Teile der verwandten Technik wird eine Erklärung weggelassen.
  • [Verwandte Technik]
  • 34 zeigt einen Querschnitt eines bürstenlosen Motors der verwandten Technik. Ein in 34 gezeigter bürstenloser Motor 150 ist ein achtpoliger Motor, der mit einem Dreiphasen-Wechselstrom betrieben wird. Der bürstenlose Motor 150 umfasst einen Rotor 11, Permanentmagnete 12 und einen Stator 14.
  • Der Rotor 11 ist mit einer Mehrzahl von Permanentmagneten 12, die an der Oberfläche desselben angeordnet sind, versehen. Die Permanentmagnete 12 sind angeordnet, so dass N-Pole und S-Pole entlang der Oberfläche des Rotors 11 umfangsmäßig abgewechselt sind. 35 ist eine Umfangsentwicklung des Rotors 11. Die horizontale Achse zeigt einen mechanischen Winkel an. Ein mechanischer Winkel von 360° entspricht einem elektrischen Winkel von 1440°.
  • Der Stator 14 umfasst vier U-Phasen-Statorpole 19, vier V-Phasen-Statorpole 20 und vier W-Phasen-Statorpole 21. Jeder der Statorpole 19, 20 und 21 hat eine ausgeprägte Form für den Rotor 11. 37 ist eine Entwicklung einer Innenkonfiguration des Stators 14, wie von der Seite des Rotors 11 gesehen. Die vier U-Phasen-Statorpole 19 sind entlang des gleichen Umfangs mit einem gleichmäßigen Intervall zwischen denselben angeordnet. Die vier V-Phasen-Statorpole 20 sind ähnlich entlang des gleichen Umfangs mit einem gleichmäßigen Intervall zwischen denselben angeordnet. Die vier W-Phasen-Statorpole 21 sind entlang des gleichen Umfangs mit einem gleichmäßigen Intervall zwischen denselben angeordnet. Die vier U-Phasen-Statorpole 19 sind auf eine U-Phasen-Statorpolgruppe bezogen. Die vier V-Phasen-Statorpole 20 sind auf eine V-Phasen-Statorpolgruppe bezogen. Die vier W-Phasen-Statorpole 21 sind auf eine W-Phasen-Statorpolgruppe bezogen. Bei diesen Statorpolgruppen sind die U-Phasen-Statorpolgruppe und die W-Phasen-Statorpolgruppe, die an den Enden in der axialen Richtung angeordnet sind, auf Endstatorpolgruppen bezogen. Die verbleibende V-Phasen-Statorpolgruppe ist auf eine Zwischenstatorpolgruppe bezogen.
  • Die U-Phasen-Statorpole 19, die V-Phasen-Statorpole 20 und die W-Phasen-Statorpole 21 sind angeordnet, indem diese in der axialen Richtung und der Umfangsrichtung voneinander verschoben sind. Die Statorpolgruppen sind insbesondere umfangsmäßig voneinander verschoben angeordnet, um eine Phasendifferenz von 30° in mechanischem Winkel, die 120° hinsichtlich des elektrischen Winkels entspricht, zu haben. Gestrichelte Linien in 37 zeigen die Permanentmagnete 12 des gegenüberliegenden Rotors 11 an. Rotorpole des gleichen Pols (d. h. die N-Pol-Permanentmagnete 12 und die S-Pol-Permanentmagnete 12) haben eine Teilung des elektrischen Winkels von 360°, und die Statorpole der gleichen Phase haben ebenfalls eine Teilung des elektrischen Winkels von 360°.
  • Eine U-Phasen-Wicklung 15, V-Phasen-Wicklungen 16 und 17 und eine W-Phasen-Wicklung 18 sind zwischen den U-Phasen-Statorpolen 19, den V-Phasen-Statorpolen 20 und den W-Phasen-Statorpolen 21 angeordnet. 39 ist eine Umfangsentwicklung der Wicklungen der einzelnen Phasen. Die U-Phasen-Wicklung 15 ist zwischen den U-Phasen-Statorpolen 19 und den V-Phasen-Statorpolen 20 vorgesehen und hat eine Form, die entlang des Umfangs schleifenförmig ist. Wenn ein Uhrzeigersinnstrom, wie von der Seite des Rotors 11 gesehen, positiv ist (das Gleiche gilt für die Wicklungen anderer Phasen), ist der Strom, der durch die U-Phasen-Wicklung 15 läuft, negativ (–Iu).
  • Die V-Phasen-Wicklung 16 ist ähnlich zwischen den U-Phasen-Statorpolen 19 und den V-Phasen-Statorpolen 20 angeordnet und hat eine Form, die entlang des Umfangs schleifenförmig ist. Ein Strom Iv, der durch die V-Phasen-Wicklung 16 läuft, ist positiv (+Iv). Die V-Phasen-Wicklung 17 ist zwischen den V-Phasen-Statorpolen 20 und den W-Phasen-Statorpolen 21 angeordnet und hat eine Form, die entlang des Umfangs schleifenförmig ist. Ein Strom Iv, der durch die V-Phasen-Wicklung 17 läuft, ist negativ (–Iv). Die W-Phasen-Wicklung 18 ist zwischen den V-Phasen-Statorpolen 20 und den W-Phasen-Statorpolen 21 angeordnet und hat eine Form, die entlang des Umfangs schleifenförmig ist. Ein Strom Iw, der durch die W-Phasen-Wicklung 18 läuft, ist positiv (+Iw). Diese drei Typen von Strömen Iu, Iv und Iw sind Dreiphasen-Wechselströme, deren Phasen um 120° voneinander verschoben sind. Durch Ziffer 39 ist eine Wicklung zum Aufheben einer axialen magnetomotorischen Kraft angegeben.
  • Die Statorpolkonfiguration und die Wicklungskonfiguration der einzelnen Phasen sind im Folgenden detailliert beschrieben. 36 zeigt Querschnitte des in 34 gezeigten Stators 14. 36 zeigt durch (a) einen Querschnitt entlang einer Linie AA-AA, durch (b) einen Querschnitt entlang einer Linie AB-AB und durch (c) einen Querschnitt entlang einer Linie AC-AC. Wie in 36 gezeigt ist, haben die U-, V- und W-Phasen-Statorpole 19, 20 und 21 eine ausgeprägte Form für den Rotor 11 und sind angeordnet, um eine Positionsbeziehung zu haben, bei der es eine Phasendifferenz von 30° in mechanischem Winkel voneinander, was 120° hinsichtlich des elektrischen Winkels entspricht, gibt.
  • 38 zeigt schematisch eine Vorderansicht und eine laterale Ansicht der Konfiguration der U-Phasen-Wicklung 15. Die U-Phasen-Wicklung 15 hat einen Wicklungsanfangsanschluss U und einen Wicklungsendanschluss N. Die Wicklungen 16 und 17 haben ähnlich Wicklungsstartanschlüsse V und Wicklungsendanschlüsse N. Die W-Phasen Wicklung 18 hat einen Wicklungsanfangsanschluss W und einen Wicklungsendanschluss N. Bei dem Fall, bei dem die Phasenwicklungen mit einer Dreiphasen-Y-Schaltung versehen sind, sind die Wicklungsendanschlüsse N dieser Phasenwicklungen 15, 16, 17 und 18 verbunden. Die Ströme Iu, Iv und Iw, die durch die Phasenwicklungen 15, 16, 17 und 18 laufen, werden gesteuert, um Stromphasen, die ein Drehmoment zwischen den Statorpolen 19, 20 und 21 der einzelnen Phasen und den Permanentmagneten 12 des Rotors 11 erzeugen, zu haben. Diese Ströme werden ferner gesteuert, um eine Beziehung, die durch Iu + Iv + Iw = 0 ausgedrückt ist, zu haben.
  • Eine Beziehung zwischen diesen Phasenströmen Iu, Iv und Iw und der magnetomotorischen Kraft, die durch diese Ströme auf die Statorpole 19, 20 und 21 die einzelnen Phasen angewandt wird, wird im Folgenden erklärt. 41 ist eine Entwicklung, die auf der Entwicklung (37) der Statorpole 19, 20 und 21 der einzelnen Phasen basiert, wie von der Seite einer Luftzwischenraumoberfläche (der Seite des Rotors 11) gesehen, mit einer Hinzufügung äquivalenter Stromwicklungen der einzelnen Phasen.
  • Drähte der U-Phasen-Wicklung sind in Reihe unidirektional geschaltet und sind um die vier U-Phasen-Statorpole 19 gewickelt. Die U-Phasen-Statorpole 19 sind demgemäß mit einer magnetomotorischen Kraft unidirektional versehen. Die U-Phasen-Wicklungsdrähte, die um den zweiten U-Phasen-Statorpol 19 von links in 41 gewickelt sind, bestehen beispielsweise aus Drähten (3), (4), (5) und (6). Diese Wicklungen sind in dieser Reihenfolge um den U-Phasen-Statorpol 19 eine Mehrzahl von Malen gewickelt. Drähte (2) und (7) sind verbindende Drähte für den benachbarten U-Phasen-Statorpol 19 und haben keine elektromagnetische Wirkung.
  • Eine detaillierte Untersuchung von Abschnitten des Stroms Iu, der durch eine solche U-Phasen-Wicklung fließt, zeigt, dass Größen der Ströme in den Drähten (1) und (3) die gleichen sind, die Ströme jedoch in der entgegengesetzten Richtung voneinander fließen, so dass die Amperewindung der magnetomotorischen Kraft versetzt ist. Diese Drähte können demgemäß als in einem Zustand, der äquivalent zu dem Zustand ist, bei dem kein Strom durchgelassen wird, betrachtet werden. Hinsichtlich von Strömen in den Drähten (5) und (8) ist ähnlich die Amperewindung der magnetomotorischen Kraft versetzt. Diese Drähte können daher als in einem Zustand, der äquivalent zu dem Zustand ist, bei dem kein Strom durchgelassen wird, betrachtet werden. Da die Ströme, die durch die Drähte, die zwischen den U-Phasen-Statorpolen 19 angeordnet sind, laufen, konstant versetzt sind, besteht daher keine Notwendigkeit, Ströme durchzulassen, was zu der möglichen Entfernung der betroffenen Drähte führt. Als ein Resultat kann betrachtet werden, dass der U-Phasen-Schleifenstrom Iu, der entlang des Umfangs des Stators 14 für die Drähte (10) und (6) durchläuft, gleichzeitig mit dem U-Phasen-Schleifenstrom –Iu, der entlang des Umfangs des Stators 14 für die Drähte (4) und (9) durchläuft, fließt.
  • Der U-Phasen-Schleifenstrom Iu, der entlang des Umfangs des Stators 14 für die Drähte (10) und (6) durchläuft, ist außerdem ein schleifenförmiger Strom, der außerhalb des Statorkerns durchläuft. Außerhalb des Statorkerns existiert eine Luft beispielsweise mit einem großen magnetischen Widerstand, und der Schleifenstrom kann daher wenig elektromagnetische Wirkung auf den bürstenlosen Motor 15 ausüben. Eine Weglassung des Schleifenstroms bringt daher möglicherweise keinen Einfluss mit sich, was zu einer möglichen Entfernung der Schleifenwicklung, die außerhalb des Statorkerns positioniert ist, führt. (Obwohl diese Schleifenwicklung bei dem vorhergehenden Beispiel weggelassen ist, kann diese gelassen sein, ohne entfernt zu werden.) Die Wirkungen der in 34 gezeigten U-Phasen-Wicklung können folglich als äquivalent zu jenen der in 34 und 39 gezeigten U-Phasen-Schleifenwicklungen 15 betrachtet werden.
  • Drähte der in 41 gezeigten V-Phasen-Wicklung sind, wie bei dem Fall der U-Phasen-Wicklung, um die vier V-Phasen-Statorpole 20 gewunden und seriell gewickelt. In der Wicklung haben Ströme, die durch die Drähte (11) und (13) fließen, die gleiche Größe, sind jedoch entgegengesetzt gerichtet, so dass die Amperewindung der magnetomotorischen Kraft versetzt ist. Diese Drähte können demgemäß als in einem Zustand, der äquivalent zu dem Zustand ist, bei dem kein Strom durchgelassen wird, betrachtet werden. Die Amperewindung der magnetomotorischen Kraft ist ähnlich hinsichtlich der Ströme, die durch die Drähte (15) und (18) fließen, versetzt. Als ein Resultat kann betrachtet werden, dass der V-Phasen-Schleifenstrom Iv, der entlang des Umfangs des Stators 14 für die Drähte (20) und (16) durchläuft, gleichzeitig mit dem V-Phasen-Schleifenstrom –Iv, der entlang des Umfangs des Stators 14 für die Drähte (14) und (19) durchläuft, fließt. Die Wirkungen der in 34 gezeigten V-Phasen-Wicklung können folglich als äquivalent zu jenen der in 34 und 39 gezeigten V-Phasen-Schleifenwicklungen 16 und 17 betrachtet werden.
  • Drähte der in 41 gezeigten W-Phasen-Wicklung sind, wie bei dem Fall der U-Phasen-Wicklung, um die vier W-Phasen-Statorpole 21 gewunden und seriell gewickelt. In der Wicklung haben Ströme, die durch die Drähte (21) und (23) fließen, die gleiche Größe, sind jedoch entgegengesetzt gerichtet, so dass die Amperewindung der magnetomotorischen Kraft versetzt ist. Diese Drähte können demgemäß als in einem Zustand, der äquivalent zu dem Zustand ist, bei dem kein Strom durchgelassen wird, betrachtet werden. Die Amperewindung der magnetomotorischen Kraft ist ähnlich hinsichtlich der Ströme, die durch die Drähte (25) und (28) fließen, versetzt. Als ein Resultat kann betrachtet werden, dass der W-Phasen-Schleifenstrom Iw, der entlang des Umfangs des Stators 14 für die Drähte (30) und (26) durchläuft, gleichzeitig mit dem W-Phasen-Schleifenstrom -Iw, der entlang des Umfangs des Stators 14 für die Drähte (24) und (29) durchläuft, fließt.
  • Der im Vorhergehenden erwähnte W-Phasen-Schleifenstrom –Iw, der entlang des Umfangs des Stators 14 für die Drähte (24) und (29) durchläuft, ist außerdem ein Schleifenstrom, der außerhalb des Statorkerns durchläuft. Außerhalb des Statorkerns existiert eine Luft beispielsweise mit einem großen magnetischen Widerstand, und der Schleifenstrom kann daher wenig elektromagnetische Wirkung auf den bürstenlosen Motor 15 ausüben. Eine Weglassung des Schleifenstroms bringt daher möglicherweise keinen Einfluss mit sich, was zu einer möglichen Entfernung der Schleifenwicklung, die außerhalb des Statorkerns positioniert ist, führt. Die Wirkungen der in 41 gezeigten W-Phasen-Wicklung können folglich als äquivalent zu jenen der in 34 und 39 gezeigten schleifenförmigen W-Phasen-Wicklung 18 betrachtet werden.
  • Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, können Wicklungen und ein Strom, die die Statorpole 19, 20 und 21 der einzelnen Phasen des Stators 14 mit elektromagnetischen Wirkungen versehen, durch vereinfachte Schleifenwicklungen ersetzt werden. Die Schleifenwicklungen an den axialen Enden des Stators 14 können zusätzlich entfernt werden. Als ein Resultat kann die Menge an Kupfer, das für den bürstenlosen Motor 15 verwendet wird, wesentlich reduziert werden, um dadurch ein Erreichen einer hohen Effizienz und eines hohen Drehmoments zu ermöglichen. Da es keine Notwendigkeit eines umfangsmäßigen Anordnens von einer Wicklung (Drähten) zwischen den Statorpolen der gleichen Phase besteht, kann ferner eine mehrpolige Struktur über die herkömmliche Struktur hinaus erreicht werden. Die vereinfachte Wicklungsstruktur kann insbesondere die Produktivität von Motoren mit einem reduzierten Aufwand steigern.
  • Es ist zu erkennen, dass magnetische Flüsse ϕu, ϕv und ϕw, die durch jeweils die U-, V- und W-Phasen-Statorpole laufen, sich bei einem Rückjoch magnetisch miteinander mischen, um eine Beziehung, bei der eine Gesamtsumme der magnetischen 3-Phasen-Wechselstromflüsse „0” ist, wie durch eine Gleichung ϕu + ϕv + ϕw = 0 ausgedrückt ist, einzurichten. Die in 264, 265 und 266 gezeigte herkömmliche Struktur ist eine Struktur, bei der jeweils zwei der in 41 gezeigten ausgeprägten Pole 19, 20 und 21, d. h. sechs insgesamt, entlang des gleichen Umfangs angeordnet sind, wobei jeder der ausgeprägten Pole die gleiche elektromagnetische Wirkung und die gleiche Drehmomenterzeugung wie bei dem bürstenlosen Motor 150 ausübt. Anders als bei dem in 34 bis 40 gezeigten bürstenlosen Motor 150 können jedoch bei dem in 264 und 265 gezeigten herkömmlichen bürstenlosen Motor aus strukturellen Gründen Abschnitte der Wicklung nicht entfernt werden oder eine Wicklung nicht vereinfacht werden.
  • Der bürstenlose Motor 150 hat die Konfiguration, wie im Vorhergehenden beschrieben ist. Der Betrieb des bürstenlosen Motors 150 wird nun erklärt. 42 ist ein Vektordiagramm, das Ströme, Spannungen und ein Ausgangsdrehmoment des bürstenlosen Motors 150 darstellt. Die X-Achse entspricht einer realen Achse, und die Y-Ache entspricht einer imaginären Achse. Gegenuhrzeigersinnwinkel hinsichtlich der X-Achse sind Vektorphasenwinkel.
  • Auf die Drehwinkelrate der Flüsse ϕu, ϕv und ϕw, die in den Statorpolen 19, 20 und 21 der einzelnen Phasen des Stators 14 anwesend sind, ist hierin als eine „Einheitsspannung” Bezug genommen, und Beziehungen sind daher als Eu = dϕu/dθ, Ev = dϕv/dθ und Ew = dϕw/dθ vorgesehen. Die relativen Positionen der Phasenstatorpole 19, 20 und 21 für den Rotor 11 (Permanentmagnete 12) sind um 120° hinsichtlich des elektrischen Winkels verschoben, wie in 37 gezeigt ist. Wie in 42 gezeigt ist, resultieren demgemäß die Einheitsspannungen Eu, Ev und Ew, die durch eine Windung der Phasenwicklungen 15 bis 18 induziert werden, in 3-Phasen-Wechselstromspannungen.
  • Unter der Bedingung, dass sich der Rotor mit einer konstanten Drehung dθ/dt = S1 dreht und die Zahl von Windungen der Phasenwicklungen 15 bis 18 Wu, Wv und Ww ist, wobei jeder dieser Werte gleich Wc ist, sind die Induktionsspannungen Vu, Vv und Vw der Wicklungen 15 bis 18 durch die folgenden Formeln ausgedrückt. Es ist zu erkennen, dass ein Ignorieren von Flusskomponenten, die von den Statorpolen geleckt sind, in der Zahl von Flusskopplungen als Wu × ϕu in der U-Phasen-Wicklung Wv × ϕv in der V-Phasen-Wicklung und Ww × ϕw in der W-Phasen-Wicklung resultieren kann. Vu = Wu × (–dϕu/dt) = –Wu × dϕu/dθ × dθ/dt = –Wu × Eu × S1 (1)
  • Ähnlich Vv = Wv × Ev × S1 (2) Vw = Ww × Ew × S1 (3)
  • Eine besondere Beziehung zwischen den Wicklungen und den Spannungen ist wie folgt. Die Einheitsspannung Eu der U-Phase ist eine Spannung, die bei einer Gegenwindung der in 34 und 39 gezeigten U-Phasen-Wicklung 15 erzeugt wird. Die U-Phasen-Spannung Vu ist eine Spannung, die in einer Gegenrichtung in der U-Phasen-Wicklung 15 erzeugt wird. Die Einheitsspannung Ev der V-Phase ist eine Spannung, die über eine Reihenschaltung einer Windung der V-Phasen-Wicklung 16 und eine Gegenwindung der V-Phasen-Wicklung 17 erzeugt wird. Die V-Phasen-Spannung Vv ist eine Spannung über eine Reihenschaltung der V-Phasen-Wicklung 16 und der V-Phasen-Gegenwicklung 17. Die Einheitsspannung Ew der W-Phase ist eine Spannung, die bei einer Windung der in 34 und 39 gezeigten W-Phasen-Wicklung 18 erzeugt wird.
  • Die W-Phasen-Spannung Vw ist eine Spannung, die in einer Gegenrichtung in der W-Phasen-Wicklung 18 erzeugt wird.
  • Um ein Drehmoment in dem bürstenlosen Motor 150 effizient zu erzeugen, ist erforderlich, dass die Phasenströme Iu, Iv und Iw in die gleichen Phasen wie jeweils die Einheitsspannungen Eu, Ev und Ew der Phasenwicklungen eigespeist werden. Bei 42 wird angenommen, dass Iu, Iv und Iw in den gleichen Phasen wie jeweils Eu, Ev und Ew liegen, und der Spannungsvektor und der Stromvektor der gleichen Phase sind für eine Vereinfachung des Vektordiagramms durch einen einzelnen Vektorpfeil dargestellt.
  • Eine Ausgangsleistung Pa und Phasenleistungen Pu, Pv und Pw des bürstenlosen Motors 150 sind durch die folgenden Formeln ausgedrückt: Pu = Vu × (–Iu) = Wu × Eu × S1 × Iu (4) Pv = Vv × Iv = Wv × Ev × S1 × Iv (5) Pw = Vw × Iw = Ww × Ew × S1 × Iw (6) Pa = Pu + Pv + Pw = Vu × Iu + Vv × Iv + Vw × Iw (7)
  • Ein Ausgangsdrehmoment Ta und Phasendrehmomente Tu, Tv und Tw des bürstenlosen Motors 150 sind ferner durch die folgenden Formeln ausgedrückt: Tu = Pu/S1 = Wu × Eu × Iu (8) Tv = Pv/S1 = Wv × Ev × Iv (9) Tw = Pw/S1 = Ww × Ew × Iw (10) Ta = Tu + Tv + Tw = Wu × Eu × Iu + Wv × Ev × Iv + Ww × Ew × Iw = Wc × (Eu × Iu + Ev × Iv + Ew × Iw) (11)
  • Es ist zu erkennen, dass das Vektordiagramm, das den Spannungen, Strömen und Drehmomenten des bürstenlosen Motors 150 gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel zugeordnet ist, das gleiche wie das Vektordiagramm, das dem in 264, 265 und 266 gezeigten herkömmlichen bürstenlosen Motor zugeordnet ist, ist.
  • Eine Erklärung eines Lösungsansatzes zum Modifizieren der in 34 und 39 gezeigten Phasenwicklungen und Ströme wird nun angegeben, wobei die Modifikation eine höhere Effizienz erlangen kann. Die U-Phasen-Wicklung 15 und die V-Phasen-Wicklung 16 sind Schleifenwicklungen, die zwischen den U-Phasen-Statorpolen 19 und den V-Phasen-Statorpolen 20 benachbart angeordnet sind. Diese Wicklungen können in eine einzelne Wicklung kombiniert werden. Die V-Phasen-Wicklung 17 und die W-Phasen-Wicklung 18 sind ähnlich Schleifenwicklungen, die zwischen den V-Phasen-Statorpolen 20 und den W-Phasen-Statorpolen 21 benachbart angeordnet sind. Diese Wicklungen können in eine einzelne Wicklung kombiniert werden.
  • 40 zeigt die Modifikation, bei der zwei Wicklungen in eine einzelne Wicklung kombiniert sind. Wie aus dem Vergleich zwischen 40 und 39 offensichtlich ist, sind die U-Phasen-Wicklung 15 und die V-Phasen-Wicklung 16 durch eine einzelne M-Phasen-Wicklung 38 ersetzt, und die V-Phasen-Wicklung 17 und die W-Phasen-Wicklung 18 sind durch eine einzelne N-Phasen-Wicklung 39 ersetzt. Der Strom (–Iu) der U-Phasen-Wicklung 15 und der Strom (Iv) der V-Phasen-Wicklung 16 werden addiert, um einen M-Phasen-Strom Im (= –Iu + Iv) zum Laufen durch die M-Phasen-Wicklung 38 zu erhalten. Die Bedingung eines magnetischen Flusses, der durch die M-Phasen-Wicklung 38 erzeugt wird, resultiert in derselben wie die des magnetischen Flusses, der durch Kombinieren der magnetischen Flüsse, die durch die U- und V-Phasen-Wicklungen 15 und 16 erzeugt werden, erhalten wird, wodurch eine elektromagnetische Äquivalenz zwischen diesen Bedingungen erlangt wird. Der Strom (–Iv) der V-Phasen-Wicklung 17 und der Strom (Iw) der W-Phasen-Wicklung 18 werden ähnlich addiert, um einen N-Phasen-Strom In (= –Iv + Iw) zum Laufen durch die N-Phasen-Wicklung 39 zu erhalten. Die Bedingung eines magnetischen Flusses, der durch die N-Phasen-Wicklung 39 erzeugt wird, resultiert in dem gleichen, wie die des magnetischen Flusses, der durch Kombinieren der magnetischen Flüsse, die durch die V- und W-Phasen-Wicklungen 17 und 18 erzeugt werden, erhalten wird, wodurch eine elektromagnetische Äquivalenz zwischen diesen Bedingungen erlangt wird.
  • Diese Bedingungen sind in 42 widergespiegelt. In 42 gezeigte Einheitsspannung Em der M-Phasen-Wicklung 38 und Einheitsspannung En der N-Phasen-Wicklung 39 sind durch die folgenden Formeln ausgedrückt: Em = –Eu = –dϕu/dθ En = Ew = dϕw/dθ
  • Vektorberechnungen einer Spannung V, einer Leistung P und eines Drehmoments T der einzelnen Wicklungen resultieren ferner in den folgenden Formeln: Vm = Wc × Em × S1 (12) Vn = Wc × En × S1 (13) Pm = Vm × Im = Wc ×(–Eu) × S1 × (–Iu + Iv) = Wc × Eu × S1 × (–Iu + Iv) (14) Pn = Vn × In = Wc × Ew × S1 × (–Iv + Iw) (15) Pb = Pm + Pn = Vu × (–Iu + Iv) + Vw × (–Iv + Iw) (16) Tm = Pm/S1 = Wc ×(–Eu) × (–Iu + Iv) (17) Tn = Pn/S1 = Wc × Ew ×(–Iv + Iw) (18) Tb = Tm + Tn = Wc ×((–Eu × Im) + Ew × In) (19) = Wc ×(-Eu ×(–Iu + Iv) + Ew × (–Iv + Iw)) = Wc × Eu× Iu + Wc × Iv × (–Eu – Ew) + Wc × Ew × Iw = Wc × (Eu × Iu + Ev × Iv + Ew × Iw) (20) da Eu + Ev + Ew = 0 (21)
  • Die durch Formel (11) angegebene Drehmomentformel ist durch drei Phasen ausgedrückt, während die durch Formel (19) angegebene Drehmomentformel durch zwei Phasen ausgedrückt ist. Obwohl sich die Ausdrücke dieser Drehmomentformeln unterscheiden, resultiert eine Erweiterung der Formel (19) in Formel (20). Wie zu sehen ist, sind daher diese Formeln mathematisch äquivalent. Bei einem Fall, bei dem die Spannungen Vu, Vv und Vw und die Ströme Iu, Iv und Iw abgeglichene Dreiphasen-Wechselströme sind, resultiert insbesondere das durch Formel (11) ausgedrückte Drehmoment Ta in einem stationären Wert. Bei diesem Fall wird das durch Formel (19) ausgedrückte Drehmoment Tb als eine Summe einer Quadratfunktion der Sinuswelle, wie in 42 gezeigt ist, die eine Phasendifferenz, d. h. Kmn = 90°, zwischen Tm und Tn ist, erhalten und resultiert in einem stationären Wert.
  • Formel (19) ist ein Ausdruck einer Betriebsart eines 2-Phasen-Wechselstrommotors, und Formeln (11) und (21) sind Ausdrücke von Betriebsarten eines 3-Phasen-Wechselstrommotors. Diese Werte sind gleich. In Formel (19) unterscheidet sich jedoch ein Kupferverlust zwischen einem Fall, bei dem der Strom Im für (–Iu + Iv) der M-Phasen-Wicklung 38 zugeführt wird, und einem Fall, bei dem die Ströme –Iu und Iv jeweils den U- und V-Phasen-Wicklungen 15 und 16 zugeführt werden, obwohl es keine elektromagnetische Differenz gibt. Wie in dem Vektordiagramm von 42 gezeigt ist, ist eine Real-Achsen-Komponente des Stroms Im auf einen Wert, der durch Multiplizieren von Im mit cos 30° erhalten wird, reduziert. Ein Zuführen des Stroms Im zu der M-Phasen-Wicklung 38 kann demgemäß in einem Kupferverlust von 75% resultieren, wobei eine Wirkung eines Reduzierens eines Kupferverlusts um 25% ausgeübt wird.
  • Eine Kombination der benachbart angeordneten Schleifenwicklungen kann nicht nur einen Kupferverlust reduzieren, sondern auch die Wicklungsstruktur vereinfachen. Als ein Resultat kann die Produktivität von Motoren weiter gesteigert werden, und der Aufwand kann weiter reduziert werden.
  • Eine Modifikation der Formen der Pole bei Zwischenraumoberflächen, die der Konfiguration des Stators 14 des in 34 gezeigten Motors zugeordnet ist, wird im Folgenden beschrieben. Die Formen der Pole des Stators 14 liefern wesentliche Einflüsse auf Drehmomentcharakteristika und sind eng auf eine Rastdrehmomentwelligkeit oder eine Drehmomentwelligkeit, die durch einen Zufuhrstrom induziert wird, bezogen. Ein spezifisches Beispiel wird beschrieben, bei dem Formen der Statorpole in den einzelnen Gruppen von Statorpolen modifiziert sind, so dass eine Konfiguration und eine Amplitude jeder Einheitsspannung, d. h. eine Drehänderungsrate des magnetischen Flusses, der in jeder Gruppe von Statorpolen liegt, im Wesentlichen bei einem bestimmten Pegel gehalten werden können und dass eine Phasendifferenz von 120° hinsichtlich des elektrischen Winkels aufrechterhalten werden kann.
  • 43 ist eine Umfangsentwicklung modifizierter Statorpole. Statorpole 22, 23 und 24 der in 37 gezeigten einzelnen Phasen haben Grundformen, wobei dieselben parallel zu der Rotorwelle 11 angeordnet sind. Die Statorpole in jeder Phase haben die gleichen Formen und sind angeordnet, um eine relative Phasendifferenz von 120° hinsichtlich des elektrischen Winkels zu haben. Es gibt eine Befürchtung, dass eine Verwendung der Statorpole 22, 23 und 24 mit solchen Formen eine größere Drehmomentwelligkeit induzieren kann. In dieser Hinsicht kann eine Bildung gewölbter Vertiefungen in einer radialen Richtung der Statorpole 22, 23 und 24 gleichförmige elektromagnetische Wirkungen bei Randabschnitten, durch die eine Drehmomentwelligkeit reduziert werden kann, erlauben. Gewölbte Vertiefungen können alternativ in einzelnen Poloberflächen der Permanentmagnete 12 des Rotors 11 gebildet sein, um eine sinusförmige Verteilung eines magnetischen Flusses in einer Umfangsrichtung, durch die eine Drehmomentwelligkeit reduziert werden kann, zu realisieren. Die durch die horizontale Achse von 43 angegebenen Winkel sind ein mechanischer Winkel entlang des Umfangs, wobei ein Zyklus von dem linken Ende zu dem rechten Ende 360° ist.
  • Statorpole 25, 26 und 27 der in 43 gezeigten einzelnen Phasen können umfangsmäßig schräg sein, um eine Drehmomentwelligkeit zu reduzieren.
  • Wenn die in 43 gezeigte Statorpolkonfiguration verwendet wird, erfordert eine Realisierung einer Luftzwischenraum-Oberflächenkonfiguration des Statorpols ein Formen der Pole zwischen den Wicklungen 15, 16, 17 und 18 der einzelnen Phasen und dem Luftzwischenraumabschnitt. Zu diesem Zweck ist erforderlich, dass das Ende jedes der Statorpole der einzelnen Phasen eine Form, die in der Rotorwellenrichtung herauskommt, hat. Dies zieht eine Notwendigkeit eines Raums für das Ende jedes der Statorpole nach sich, um axial herauszukommen. Ein Problem entsteht daher, dass die Außenform des Motors dazu tendiert, groß zu werden, um den Raum zu gewährleisten.
  • 44 ist eine Umfangsentwicklung, die eine andere Modifikation der Statorpole, d. h. eine Modifikation der Statorpolformen, zum Mildern des Problems darstellt. 44 zeigt ein Beispiel, bei dem die Formen der Statorpole 28, 29 und 30 der einzelnen Phasen modifiziert wurden, so dass eine Phasendifferenz von 120° hinsichtlich des elektrischen Winkels aufrechterhalten wird, während die Konfigurationen und die Amplituden der Einheitsspannungen Eu, Ev und Ew der einzelnen Phasen im Wesentlichen die gleichen sind, unter der Bedingung, dass: die U-Phasen-Einheitsspannung, die einer Drehwinkelrate des magnetischen Flusses ϕu, der in dem U-Phasen-Statorpol 28 liegt, entspricht, Eu (= dϕu/dθ) ist; die V-Phasen-Einheitsspannung, die einer Drehwinkelrate des magnetischen Flusses ϕv, der in dem V-Phasen-Statorpol 29 liegt, entspricht, Ev (= dϕv/dθ) ist; und die W-Phasen-Einheitsspannung, die einer Drehwinkelrate des magnetischen Flusses ϕw, der in dem W-Phasen-Statorpol 30 liegt, entspricht, Ew (= dϕw/dθ) in dem Stator 14 ist. Die Formen dieser Statorpole sind dadurch gekennzeichnet, dass die Länge jeder der Luftzwischenraumoberflächen der Statorpole 28, 29 und 30 für Zwischenabschnitte einzelner Zähne, d. h. der einzelnen Statorpole, meistens klein ist, so dass die magnetischen Flüsse von dem Rotor 11 die Statorpoloberflächen und die Zwischenabschnitte der Zähne ohne weiteres durchlaufen können und durch magnetische Wege zu dem Rückjoch des Stators 14 hin weiter laufen können. Verglichen mit den in 43 gezeigten Statorpolformen können demgemäß die in 44 gezeigten Statorpolformen die Räume zwischen den Phasenwicklungen 15, 16, 17 und 18 und die Luftzwischenraumabschnitte reduzieren. Als ein Resultat kann die Außenform des bürstenlosen Motors reduziert werden.
  • 45 ist eine Umfangsentwicklung, die eine andere Modifikation der Statorpole, bei der die in 43 gezeigten Statorpolformen weiter modifiziert sind, darstellt. Bei dem in 45 gezeigten Beispiel sind die U- und W-Phasen-Statorpole jeweils 34 und 36 an den axialen Enden der Rotorwelle 11 in der Polbreite um 180° hinsichtlich des elektrischen Winkels umfangsmäßig erweitert. Der verbleibende Raum ist verteilt und gelegen, um die V-Phasen-Statorpole 35 abzugleichen. Hinsichtlich der Abschnitte der Zähne der U- und W-Phasen-Statorpole jeweils 34 und 36, deren Oberflächen fern von dem Rückjoch gelegen sind, sind Endabschnitte derselben entfernt, da diese Endabschnitte so dünn sind, dass diese schwierig zu fertigen sind. Durch Ziffer 35 sind die V-Phasen-Statorpole angegeben. Die Drehwinkelraten, d. h. die Einheitsspannungen Eu, Ev und Ew an den Oberflächen der Statorpole der einzelnen Phasen mit solchen Formen sind modifiziert, um den gleichen Wert zu haben, obwohl die Phasen unterschiedlich sind. Als ein Resultat können die Formen dieser Statorpole ein Durchlaufen von vergleichsweise großen wirksamen magnetischen Flüssen erlauben und können vergleichsweise einfach gefertigt werden.
  • Wie bei den Beispielen von 37, 43, 44 und 45 gezeigt ist, können die Statorpole, die dem Rotor gegenüberliegen, abhängig von den Zwecken, wie einer Erhöhung eines Drehmoments, einer Reduzierung einer Drehmomentwelligkeit oder einer Erleichterung einer Fertigung, verschiedene Konfigurationen haben.
  • 50 stellt vektorielle Beziehungen von Zwei- bis Siebenphasen-Wechselströmen dar. Durch jeden der in 34 bis 45 gezeigten Motoren wird der durch (b) von 50 gezeigte Dreiphasen-Wechselstrom durchgelassen. Bei einem Motor mit einer Struktur, auf denen die in 40 gezeigten Schleifenwicklungen aufgebracht sind, wird insbesondere durch magnetische Wege, die die Statorpole umfassen, ein Dreiphasen-Wechselstrom durchgelassen. Es wird insbesondere betrachtet, dass zwei Wicklungen in drei Phasen verwendet werden und dass für den Strom der verbleibenden einen Phase den zwei Wicklungen an Stelle der dritten Wicklung seriell ein Strom zugeführt wird. Jeder der in 34 bis 45 gezeigten Dreiphasenmotoren kann bei einem ähnlichen Konzept in der Form einer Mehrphase von vier oder mehr implementiert sein.
  • Bei jedem der in 34 bis 45 gezeigten Motoren kann betrachtet werden, dass diese eine Konfiguration, die eine achtpolige Version des in 16 gezeigten Motors ist, mit einer Modifikation eines Anordnens der Statorpole und der Wicklungen in den Schlitzen in einer Umfangsrichtung haben. Die Wicklung, die durch Reihenschalten und umfangsmäßiges Schalten der Wicklungen B35 und B39 von 16 erhalten wird, entspricht der Wicklung 38 von 40, die die Kombination der Wicklungen 15 und 16 von 34 ist. Solche Schleifenwicklungen 38 und 39 können eine Verwendung der Rückleitungsdrähte B36 und B3A von 16 beseitigen. Ein kleiner Motor kann daher realisiert werden, der nicht nur ohne ein Kupferdrahtmaterial auskommt, sondern auch einen Kupferverlust reduziert und eine Effizienz steigert. Das Gleiche gilt für andere Motoren wie die, die in 24 und 33 gezeigt sind. Jeder der Motoren kann daher die Rückleitungswicklungen D39, E87, E88 und dergleichen beseitigen.
  • 52 und 53 zeigen ein anderen Beispiel eines Vierphasen-Wechselstrommotors. 52 ist eine Entwicklung der Oberflächen der Statorpole, die dem Rotor gegenüberliegen. Die horizontale Achse zeigt einen Umfangswinkel des Stators hinsichtlich des elektrischen Winkels bis zu 720° an. Die vertikale Achse zeigt die Rotorwellenrichtung an. Durch A81, A82, A83 und A84 sind die Statorpole von vier Phasen angegeben. Die Konfiguration dieser Statorpole ist nicht einfach die Vierphasenversion der in 37 gezeigten Statorpolkonfiguration, sondern ist eine Konfiguration, bei der es eine gegenseitige Phasendifferenz von 180° hinsichtlich des elektrischen Winkels zwischen den Statorpolen A81 und A82 und zwischen den Statorpolen A83 und A84 gibt. Durch A81 sind A-Phasen-Statorpole, durch A82 sind C-Phasen-Statorpole, durch A83 sind B-Phasen-Statorpole und durch A84 sind D-Phasen-Statorpole angegeben. Durch benachbartes Anordnen der Statorpole mit einer Phasendifferenz von 180° in der Rotorwellenrichtung können die Statorpole der einzelnen Phasen in der Rotorwellenrichtung in die in 52 gezeigten leeren Räume ohne weiteres erweitert werden. Einer Wicklung A87 wird ein Strom, der einem durch (a) von 53 gezeigten Vektor A entspricht, zugeführt, einer Wicklung A88 wird ein Strom, der einem Vektor C entspricht, zugeführt, einer Wicklung A89 wird ein Strom, der einem Vektor –C entspricht, zugeführt, einer Wicklung A8A wird ein Strom, der einem Vektor B entspricht, zugeführt, einer Wicklung A8B wird ein Strom, der einem Vektor –B entspricht, zugeführt, und einer Wicklung A8C wird ein Strom, der einem Vektor DC entspricht, zugeführt.
  • Bei diesem Fall können die Wicklungen A87 und A88 in eine einzelne Wicklung kombiniert werden, um durch dieselbe einen Strom eines durch (b) von 53 gezeigten Vektors C – A zuzuführen. Die Wicklungen A89 und A8A können ähnlich in eine einzelne Wicklung kombiniert werden, um durch dieselbe einen Strom eines durch (b) von 53 gezeigten Vektors B – C zuzuführen. Die Wicklungen A8B und A8C können in eine einzelne Wicklung kombiniert werden, um durch dieselbe einen Strom eines durch (b) von 53 gezeigten Vektors D-B zuzuführen. Auf diese Weise kann sich ein Kupferverlust auf etwa 5/6 reduzieren.
  • 54 zeigt eine Konfiguration der Statorpole und Wicklungen, die eine Verbesserung der in 52 gezeigten Konfiguration ist. Durch AA1 sind A-Phasen-Statorpole, durch AA2 sind C-Phasen-Statorpole, durch AA3 sind B-Phasen-Statorpole und durch AA4 sind D-Phasen-Statorpole angegeben. Anders als die in 52 gezeigte Statorpolkonfiguration sind die Statorpole angeordnet, indem diese im Wesentlichen die gesamte Oberfläche, die dem Rotor gegenüberliegt, abdecken. Magnetische Flüsse von dem Rotor können demgemäß zu der Seite des Stators für eine Verkettung mit den Wicklungen effizient durchgelassen werden, wodurch eine Erzeugung eines großen Drehmoments erwartet werden kann. Einer Wicklung AA7 wird ein Strom, der dem durch (a) von 53 gezeigten Vektor C – A entspricht, zugeführt. Einer Wicklung AA9, deren Zahl von Windungen eine Hälfte der der Wicklung AA7 und einer Wicklung AAB ist, wird ein Strom zugeführt, der einem Vektor, der durch 2 × (B – C) ausgedrückt ist, entspricht. Der Wicklung AAB wird ein Strom, der dem Vektor D – B entspricht, zugeführt. Mit einer solchen Konfiguration kann die Summe der drei Ströme der drei Wicklungen konstant auf null gesetzt sein. Eine Sternschaltung der drei Wicklungen des in 64 gezeigten Motors kann ferner eine Verwendung eines Dreiphasenwechselrichters ermöglichen. Wie im Folgenden beschrieben wird, kann eine in 92 gezeigte Konfiguration eingesetzt werden, um ein Treiben durch vier Leistungselemente zu ermöglichen.
  • Die Wicklung AA7 wird eine Spannung, die proportional zu einer Rate der Änderung der magnetischen Flüsse in der A- und C-Phase ist, haben. Die Wicklung AAB wird ferner eine Spannung, die proportional zu einer Rate der Änderung der magnetischen Flüsse in der B- und D-Phase ist, haben. Die Wicklung AA9, der der Strom, der durch 2 × (B – C) ausgedrückt ist, um keine Verkettung von Flüssen mit diesen zu verursachen, zugeführt wird, wird hauptsächlich keine Flussverkettung haben, und an diese wird daher grundsätzlich keine Spannung, die mit einer Rate der zeitlichen Änderung der magnetischen Flüsse erzeugt werden würde, angelegt. An die Wicklung AA9 wird unterdessen etwas Spannung, die der Spannungsreduzierung des Wicklungswiderstands entspricht, und etwas Spannung, die mit einer Rate der zeitlichen Änderung der geleckten magnetischen Flüsse erzeugt wird, angelegt.
  • 55 zeigt einen Querschnitt entlang einer Linie 4GD-4GD der in 54 gezeigten Statorpole. Einer der Unterschiede dieses Motors zu dem in 52 gezeigten Motor liegt in der Form jedes Statorpols in der Oberfläche, die dem Rotor gegenüberliegt. Durch BY ist ein Rückjoch des Stators, durch MTZ ist eine Länge des Rückjochs in der Rotorwellenrichtung und durch MSZ ist eine Länge eines Abschnitts des B-Phasen-Statorpols AA1, der zu dem Rotor gewandt ist, angegeben. Die Länge MSZ ist größer als MTZ/4. Die Drehwinkelrate des magnetischen Flusses, der durch jeden Statorpol AA1 läuft, ist demgemäß groß, so dass ein großes Drehmoment erwartet werden kann. Eine Dicke MJZ des magnetischen Wegs des Statorpols AA1, die sich von einer Nähe der Rotoroberfläche zu dem Rückjoch BY erstreckt, wird so groß wie möglich gemacht. Der Dicke MJZ ist erlaubt, die gleiche wie die Länge MSZ an dem Ende des Statorpols zu sein, um eine Struktur, bei der unwahrscheinlich ist, dass diese eine magnetische Sättigung verursacht, zu schaffen.
  • Die in 55 gezeigten Wicklungen AA7, AA9 und AAB sind zwischen dem B-Phasen-Statorpol und dem D-Phasen-Statorpol angeordnet, um sich zu einem Öffnungsabschnitt zwischen den Statorpolen, der dem Rotor gegenüberliegt, zu erstrecken. Eine Struktur, bei der unwahrscheinlich ist, dass diese ein Flussleck zwischen dem zugeordneten Statorpol und einem Statorpol einer anderen Phase verursacht, kann daher geschaffen werden. Diese Struktur hat einen Vorteil eines Erzeugens von Wirbelströmen in den Drähten bei dem Ereignis, dass ein Flussleck erhöht wird, um dadurch eine Erhöhung der magnetischen Flüsse zu verhindern. Bei dieser in 54 gezeigten Struktur sind die Wicklungen auf die ähnliche Art und Weise zwischen den einzelnen Phasen angeordnet, so dass ein Flussleck von zwischen den zugeordneten Statorpolen und den Statorpolen anderer Phasen so viel wie möglich reduziert werden kann. Bei der in 54 und 55 gezeigten Motorstruktur ist daher gewährleistet, ein großes Spitzendrehmoment zu erhalten.
  • Übermäßige Wirbelströme werden jedoch einen nicht ignorierbaren Wirbelstromverlust verursachen. Ein Grad einer Flachheit jeder der Wicklungen AA7, AA9 und AAB wird daher basierend auf der Beziehung zwischen der ungünstigen Wirkung des Flusslecks und der Größe des Wirbelstromverlusts bestimmt. Jeder der in 52 bis 55 gezeigten Vierphasen-Wechselstrommotoren kann zu einem Mehrphasenmotor mit fünf oder mehr Phasen modifiziert sein.
  • Jeder der Statorpole von 54 hat eine spezielle Form, die nahe zu einem Rechteck ist, kann jedoch in verschiedene Formen modifiziert sein. Wenn elektromagnetische Stahlplatten für jeden Statorpol verwendet werden, indem diese in der Rotorwellenrichtung gestapelt werden, kann beispielsweise in Anbetracht des Materials oder für die Bequemlichkeit einer Fertigung der in 54 gezeigte Statorpol besser eine rechteckige Form haben, um eine Fertigung durch Pressen und Stanzen der elektromagnetischen Stahlplatten zu erleichtern und ein Stapeln der elektromagnetischen Stahlplatten zu erleichtern. Wenn jeder Statorpol durch Pressformen eines Pulverkerns mit einer Form gefertigt wird, kann andererseits der Statorpol einen hohen Grad an Freiheit in seiner Form haben. Bei diesem Fall ist die gekrümmte Form, wie in 54 gezeigt ist, zum Pressformen bequem.
  • Ein Sechsphasenmotor mit Schleifenwicklungen ist im Folgenden beschrieben. 56 ist ein vertikaler Querschnitt, der einen Sechsphasenmotor darstellt. Diese Figur zeigt lediglich eine linke Seite eines Rotors J40. Durch J41 sind Permanentmagnete zum Vorsehen eines mehrpoligen Rotors, wie in der Entwicklung von 35 gezeigt ist, angegeben. Durch J42, J43, J44, J45 und J46 sind Statorpole für sechs Phasen angegeben. Diese Statorpole sind angeordnet, um eine Phasendifferenz von 60° hinsichtlich des elektrischen Winkels voneinander hinsichtlich des Rotors zu haben. Durch J48, J49, 4A, J4B und J4C sind Wicklungen für fünf Phasen in den sechs Phasen angegeben. Durch J4D ist ein Rückjoch des Stators angegeben.
  • Der in 56 gezeigte Motor kann ferner als eine Sechsphasen-Versionsmodifikation des in 34 gezeigten Dreiphasenmotors betrachtet werden. Der in 56 gezeigte Sechsphasenmotor kann ferner ebenfalls als ein Motor, der durch Mehrpolarisieren des in 28 gezeigten Motors erhalten wird und bei dem die Anordnung der Statorpole geändert wurde und die Schaltbeziehung zwischen den Wicklungen geändert wurde, um Schleifenwicklungen zu erhalten, betrachtet werden.
  • 57 zeigt einen Sechsphasenmotor mit einer Konfiguration, die sich von der, die in 56 gezeigt ist, unterscheidet. Durch R12 ist ein A-Phasen-Statorpol, der durch einen magnetischen Weg R1B mit einem D-Phasen-Statorpol R15 für eine Verkettung mit einem Strom IA4 einer Wicklung R18 magnetisch gekoppelt ist, angegeben. Durch R14 ist ein C-Phasen-Statorpol, der durch einen magnetischen Weg R1C mit einem F-Phasen-Statorpol R17 für eine Verkettung mit einem Strom IC4 einer Wicklung R19 magnetisch gekoppelt ist, angegeben. Durch R13 ist ein B-Phasen-Statorpol, der durch einen magnetischen Weg R1D mit einem E-Phasen-Statorpol R16 für eine Verkettung mit einem Strom –IE4 einer Wicklung R1A magnetisch gekoppelt ist, angegeben. Da der magnetische Weg R1D für die B-Phase und die E-Phase entgegengesetzt gerichtet ist, ist der Strom durch ein umgekehrtes Symbol angegeben. Verglichen mit dem in 56 gezeigten Motor sind die magnetischen Wege des Stators dieses Motors in drei Sätze getrennt, so dass die gegenseitige Verkettung magnetischer Flüsse zwischen den magnetischen Wegen des Stators klein gemacht werden kann. Dieser Motor ist daher so konfiguriert, dass durch Zuführen eines Dreiphasen-Wechselstroms zu den einzelnen magnetischen Wegen eine magnetomotorische Sechsphasenkraft an die einzelnen Statorpole angelegt werden kann.
  • Der in 57 gezeigte Sechsphasenmotor kann als eine mehrpolige Version des in 29 gezeigten Motors mit Modifikationen bei der Anordnung der Statorpole und bei der Schaltbeziehung zwischen den Wicklungen zum Erhalten von Schleifenwicklungen betrachtet werden. Die in 57 gezeigten Modifikationen ermöglichen ein Strukturieren eines Motors, ohne Rückleitungswicklungen zu verwenden, was mit dem in 29 gezeigten Motor schwierig zu erreichen war.
  • 58 zeigt einen Sechsphasenmotor, der eine Verbesserung des in 57 gezeigten Motors ist. Der Strom –IE4 der Wicklung R1A, die sich mit der Wicklung R1D in 57 verkettet, ist in einer Beziehung, die durch –IE4 = IA4 + IC4, wie von der in 32 gezeigten vektoriellen Beziehung abgeleitet ist, ausgedrückt ist. Basierend darauf ist in 58 ein magnetischer Weg J6B mit einer geänderten Strecke angepasst, um eine Verkettung mit den Wicklungen R18 und R19 und nicht der Wicklung R1A zu machen.
  • Der in 58 gezeigte Sechsphasenmotor kann als eine mehrpolige Version des in 33 gezeigten Motors mit Modifikationen bei der Anordnung der Statorpole und bei der Schaltbeziehung zwischen den Wicklungen zum Erhalten von Schleifenwicklungen betrachtet werden. Bei einem Fall des in 33 gezeigten Motors waren die Rückleitungsdrähte E87 und E88 jeweils für die Wicklungen E85 und E86 erforderlich. Die in 57 gezeigten Modifikationen können jedoch einen Motor konfigurieren, ohne die Rückleitungswicklungen zu verwenden. Diese Konfiguration kann einen Motor mit einer hohen Effizienz und einer reduzierten Größe erreichen. 59 zeigt einen Motor mit einer Konfiguration, bei der die Anordnung der magnetischen Wege des in 58 gezeigten Motors verlagert wurde, so dass die Wicklungen R18 und R19 mit Windungen ohne weiteres versehen sein können und ohne weiteres angeordnet sein können.
  • 60 ist eine Entwicklung die eine Positionsbeziehung und eine Schaltbeziehung bei dem in 59 gezeigten Motor darstellt. Die horizontale Achse zeigt eine Umfangsrichtung des Stators hinsichtlich des elektrischen Winkels an, wobei ein Bereich bis zu 720° hinsichtlich des elektrischen Winkels abgedeckt ist. Durch J8Q sind N-Pole und durch J8R sind S-Pole von Permanentmagneten des Rotors angegeben. Durch R12 bis R17 sind die Formen der Oberflächen der Statorpole mit Phasen A bis F, die dem Rotor gegenüberliegen, angegeben. Durch R18 und R19 sind Wicklungen angegeben. Durch J8D, J8K und J8E sind Verbindungspunkte und ein magnetischer Weg von dem A-Phasen-Statorpol zu dem D-Phasen-Statorpol angegeben. Durch R18 und R19 sind Wicklungen angegeben. Durch J8H, J8M und J8J sind Verbindungspunkte und ein magnetischer Weg von dem C-Phasen-Statorpol zu dem F-Phasen-Statorpol angegeben. Durch J8F, J8L und J8G sind Verbindungspunkte und ein magnetischer Weg von dem B-Phasen-Statorpol zu dem E-Phasen-Statorpol angegeben.
  • 61 zeigt eine Konfiguration, bei der die in 60 gezeigten Statorpole umfangsmäßig schräg wurden. 62 ist eine Entwicklung, die eine detaillierte Konfiguration eines weichmagnetischen Abschnitts des in 60 gezeigten Motors darstellt. Identische Abschnitte sind durch identische Symbole angegeben. 63 ist ein Beispiel einer Entwicklung elektromagnetischer Platten, die eine Fertigung von weichmagnetischen Abschnitten durch Biegen der elektromagnetischen Platten darstellt. Identische Abschnitte sind durch identische Symbole angegeben. Die horizontalen Achsen von 62 und 63 zeigen durch Verwenden von gestrichelten Linien und Symbolen 1 bis C eine Beziehung zwischen entsprechenden Abschnitten an.
  • 64 zeigt ein Beispiel, bei dem elektrisch leitfähige Platten oder geschlossene Schaltungen bei den in 62 gezeigten Statorpolen angeordnet sind, um ein Flussleck zu reduzieren. Durch S08 und S09 sind die Formen der Statorpolabschnitte, die dem Rotor gegenüberliegen, angegeben. Durch S07 sind die elektrisch leitfähigen Platten oder die geschlossenen Schaltungen, die zwischen den Statorpolen angeordnet sind, angegeben. Wenn ein Flussleck zwischen den Statorpolen erhöht wird, wird eine Spannung durch die geleckten Flüsse zu den elektrisch leitfähigen Platten induziert, um Wirbelströme, die ihrerseits eine magnetomotorische Kraft zum Reduzieren der geleckten Flüsse erzeugen, zu verursachen. Ein Vorteil eines Reduzierens eines Flusslecks kann daher erhalten werden.
  • 65 zeigt ein Beispiel, das durch Modifizieren des in 98 gezeigten herkömmlichen Dreiphasen-Wechselstrommotors mit einer Durchmesserwicklung oder einer verteilten Wicklung zu einem zweipoligen Motor eines Sechs-Schlitz-Typs mit einer Durchmesserwicklung erhalten wird. Durch Ziffer 651 und 652 sind Spulenenden der U-Phasen-Wicklungen, die, wie in der Figur gezeigt ist, zwischen den Schlitzen gewickelt sind, angegeben. Durch Ziffer 653 und 654 sind Spulenenden der V-Phasen-Wicklungen, die, wie in der Figur gezeigt ist, zwischen den Schlitzen gewickelt sind, angegeben.
  • Durch Ziffer 655 und 656 sind Spulenenden der W-Phasen-Wicklungen, die, wie in der Figur gezeigt ist, zwischen den Schlitzen gewickelt sind, angegeben. Wie aus dem in 65 gezeigten Beispiel zu sehen ist, haben sich Spulenenden der Wicklungen der drei Phasen bei dem herkömmlichen Motor miteinander überlappt, um eine Fertigung der Wicklungen zu komplizieren. Als ein Resultat wurde der Raumfaktor der Wicklungen in den Schlitzen reduziert, um ein Problem großer und langer Spulenenden aufzuwerfen.
  • 66 ist ein transversaler Querschnitt, der eine Schaltbeziehung der Spulenenden der Wicklungen darstellt, um eine Struktur zum Milder des Problems der Wicklungen zu schaffen. 67 ist ein vertikaler Querschnitt des Stators. Der in 66 gezeigte Querschnitt wurde entlang einer Linie XA-XA von 67 vorgenommen. Durch Ziffer 661 ist eine Schaltbeziehung bei einem Spulenendabschnitt der U-Phasen-Wicklungen angegeben. Durch Ziffer 663 ist die Phase V und durch 665 ist die Phase W angegeben. Die Wicklungen 661, 663 und 665 bilden eine erste Gruppe der Dreiphasenwicklungen, bei der die einzelnen Wicklungen gewickelt sein können, ohne einander zu kreuzen. Die Konfiguration der ersten Wicklungsgruppe ist in 67 durch Ziffer 671 angegeben. Der Spulenendabschnitt der ersten Wicklungsgruppe ist wie gezeigt angepasst, um nicht auf einen Spulenendabschnitt 672 einer zweiten Gruppe von getrennt gewickelten Wicklungen einzuwirken. Durch Ziffer 672 ist eine Schaltbeziehung bei einem Spulenendabschnitt der U-Phasen-Wicklungen angegeben. Jede der Wicklungen 661, 663 und 665 ist mit einer gesehnten Wicklung von 120° versehen, um eine Einwirkung zwischen den Dreiphasenwicklungen zu beseitigen.
  • Durch 664 ist die Phase V und durch 666 ist die Phase W angegeben. Die Wicklungen 662, 664 und 666 bilden eine zweite Gruppe der Dreiphasenwicklungen, bei der die einzelnen Wicklungen gewickelt sein können, ohne einander zu kreuzen. Diese sechs Dreiphasenwicklungen sind gewickelt, ohne einander zu kreuzen. Die Spulenendabschnitte 671 und 672 der Wicklungen können daher so wirksam gebildet sein, um die axiale Länge des Motors zu reduzieren. Da die Wicklungen ohne weiteres gewickelt sein können, kann demgemäß der Raumfaktor der Wicklungen verbessert werden.
  • 68 zeigt die Wicklungseffizienz und den Wicklungskoeffizienten der in 66 und 67 gezeigten Wicklungen. Die Phasen der Wicklungen, die um die Schlitze gewickelt sind, haben eine Beziehung, wie in 68 gezeigt ist. Wenn der Schlitz, um den die Wicklungen der Phasen V und –W gewickelt sind, als ein Beispiel genommen wird, wird eine Summe der Ströme durch einen Vektor V – W, wie in der Figur gezeigt ist, ausgedrückt sein, und der Wicklungskoeffizient wird ferner aufgrund der Phasendifferenz von 60° zwischen den zwei Strömen 0,866 sein. Wie in 68 gezeigt ist, zeigen Summen der Stromvektoren der einzelnen Schlitze vollständige Sechsphasenvektoren an. Die gleichen Vorteile wie bei dem Fall der Durchmesserwicklung werden daher abgesehen von dem Wicklungskoeffizienten ausgeübt. Das Beispiel von zwei in 66 gezeigten Polen kann mehrpolarisiert sein, so dass die Spulenendabschnitte bei einem mehrpolarisierten Motor mit vier oder mehr Polen wirksamer gekürzt werden können.
  • 69 zeigt einen Rotor mit vier ausgeprägten Polen mit Windungen von Feldwicklungen 691, 692, 693, 694 und dergleichen. Wie in 71 gezeigt ist, sind die Feldwicklungen in Reihe geschaltet, wobei eine Diode mit diesen in Reihe geschaltet ist, um eine geschlossene Schaltung zu bilden. Als ein Resultat sind die Feldwicklungen der Rotorseite mit magnetischen Flüssen, die durch die Ströme der Statorseite verursacht werden, verkettet, um dadurch Spannungen zu induzieren und um Feldströme auf eine diskontinuierliche Art und Weise zu induzieren. Ein Verhalten der Feldströme der Rotorseite ist jedoch kompliziert und wird heutzutage in Zeitschriften von beispielsweise dem Institute of Electrical Engineers of Japan immer noch erörtert. Beispiele von Abhandlungen, die sich mit dieser Technik befassen, umfassen „Analysis of characteristics of half-wave rectification brushless synchronous motor using permanent magnets” Journal D des Institute of Electrical Engineers of Japan, Nr. 2, Band 113-D, 1993, S. 238–246.
  • Als eine der Ursachen zum Komplizieren des Verhaltens der Ströme von Feldwicklungen wird in Betracht gezogen, dass bei den Charakteristika eines Motors, der den in 98 gezeigten Stator und den in 69 gezeigten Rotor kombiniert, die q-Achsen-Induktivität so groß wird, um die Richtung der magnetischen Flüsse des Rotors abhängig von Bedingungen zu ändern. Wenn die q-Achsen-Induktivität klein ist, können die magnetischen Feldflüsse durch d-Achsen-Ströme „id” gesteuert werden, und das Drehmoment kann durch q-Achsen-Ströme „iq” gesteuert werden, wobei eine leichte Steuerung der d-Achse und der q-Achse auf eine unabhängige Art und Weise ermöglicht wird. Es wird in Betracht gezogen, dass eine andere der Ursachen in der Diskretheit der magnetomotorischen Kraft, die durch den Stator erzeugt wird, liegt. Bei dem Fall, bei dem es, wie bei dem in 97 gezeigten Motor, lediglich drei Statorpole innerhalb eines elektrischen Winkels von 360° gibt, wird die Diskretheit so groß, um die unabhängige Steuerung der d-Achse und der q-Achse zu begrenzen. Wirkungen werden daher möglicherweise nicht gemäß der Theorie der dreiphasigen sinusförmigen Spannungen, Ströme und Flüsse ausgeübt.
  • 70 zeigt einen Rotor, der durch zusätzliches Vorsehen von Feldwicklungen S06, S07, S08, S09 und dergleichen und einer in 71 gezeigten Diode S0G für einen sogenannten Mehrfluss-Barrierenrotor erhalten wird. Durch S01 ist eine Rotorwelle angegeben. Durch S02 sind Barrieren zum Verhindern, dass magnetische Flüsse in der q-Achsen-Richtung durchlaufen, angegeben. Jede der Barrieren hat eine Form eines Spalts. Für eine Verstärkung des Rotors können beispielsweise diese spaltförmigen Abschnitte mit einem nichtmagnetischen Material, wie einem Harz, gefüllt sein. Durch S03 sind schmale magnetische Wege, die jeweils durch die spaltförmigen Barrieren S02 oder dergleichen umgeben sind und eine Funktion eines Durchlassens der magnetischen Flüsse zu dem Abschnitt zwischen den benachbarten Rotorpolen hin haben, angegeben. Durch S04 und S05 sind Wicklungen, deren Windungen vorgesehen sind, um um die jeweiligen Rotorpole zu laufen, angegeben. Das Gleiche gilt für die Wicklungen S06 und S07, S08 und S09 und S0A und S0B. Diese Wicklungen sind mit der seriellen Einführung der Diode S0G wie in 71 gezeigt in Reihe geschaltet, um eine geschlossene Schaltung zu liefern. Als ein Resultat arbeiten Feldstromkomponenten, die fließen, wenn eine Spannung bei den Feldwicklungen dieses Rotors induziert wird, auf eine solche Weise, um die N-Pole und die S-Pole, die bei den in 70 gezeigten Rotorpolen angegeben sind, zu erregen.
  • 72 zeigt ein Rotormodell, das durch Modifizieren der in 70 gezeigten vierpoligen Rotorstruktur zu einem zweipoligen Rotor erhalten wird. In der Figur ist dieses Rotormodell auf einer d-q-Achsen-Koordinate mit einer zusätzlichen Angabe von Wicklungsströmen der Statorseite, d. h. d-Achsen-Strömen +id, –id und q-Achsen-Strömen +iq, –iq, in Übereinstimmung mit der d-Achse und der q-Achse ausgedrückt. Durch Ziffer 721 und 722 sind Feldwicklungen, die um den Rotor gewickelt sind und in die, wie in 71 gezeigt ist, eine Diode seriell eingeführt ist, um eine geschlossene Schaltung zu bilden, angegeben. Der Betrieb des in 70 gezeigten Rotors wird Bezug nehmend auf dieses Rotormodell beschrieben.
  • Bei dem in 72 gezeigten Motormodell kann, wenn ein Strom „ia” den Statorwicklungen zugeführt wird, der Strom als aus Aufspaltungen, d. h. den in der Figur gezeigten d-Achsen-Strömen +id, –id und q-Achsen-Strömen +iq, –iq, bestehend aufgefasst werden. Die d-Achsen-Ströme +id, –id erregen die magnetischen Feldflüsse in der d-Achsen-Richtung durch schmale magnetische Wege 725 und dergleichen. Es ist andererseits so strukturiert, dass die q-Achsen-Ströme +iq, –iq, die Drehmomentströme sind, ein Drehmoment erzeugen, magnetische Flüsse in der q-Achsen-Richtung jedoch nicht ideal erzeugen, da diese durch Barrieren 724 und dergleichen verhindert werden.
  • Bei dem in 72 gezeigten Synchronreluktanzmotormodell sind die magnetischen Flüsse, die durch die q-Achsen-Ströme +iq, –iq erzeugt werden, nicht null. Obwohl der Wert vergleichsweise klein ist, hat der Motor eine Induktivität Lq. Bei dem Fall, bei dem die Feldwicklungen 721 und 722 nicht zusätzlich vorgesehen sind, oder bei dem Fall des in 98 gezeigten Motors können die folgenden Formeln aufgestellt werden. In den folgenden Formeln ist Ld eine d-Achsen-Induktivität, ψd ist die Zahl verketteter d-Achsen-Flüsse, ψq ist die Zahl verketteter q-Achsen-Flüsse, T ist ein Drehmoment, vd ist eine d-Achsen-Spannung und vq ist eine q-Achsen-Spannung. ψd = Ld·id (1) ψq = Lq·iq (2) T = Pn(Ld – Lq)iq·id (3) = Pn(ψd·iq – ψq·id) (4) vd = Ld·d(id)/dt – ω·Lq·iq + id·R (5) vq = Lq·d(iq)/dt + ω·Ld·id + iq·R (6) wobei Pn die Zahl von Paaren von Polen ist und R ein Wicklungswiderstand ist.
  • Die vektorielle Beziehung bei dem Motor ist durch (a) von 73 gezeigt, wobei θc eine Phase des Stroms „ia” hinsichtlich der d-Achse ist und θa eine relative Phasendifferenz zwischen dem Strom „ia” und der Spannung „va” ist. Bei diesem Fall kann ein Leistungsfaktor durch COS(θa) ausgedrückt sein.
  • Bei dem in 98 gezeigten Motor ist der Leistungsfaktor COS(θa) der Statorwicklungen verschlechtert, und die Motoreffizienz ist daher verschlechtert, um die Größe des Motors problematisch zu erhöhen, und die Wechselrichterkapazität ist demgemäß erhöht, um die Größe der Motorsteuereinheit problematisch zu erhöhen. Der Aufwand ist ebenfalls erhöht. Es gibt ferner ein Problem, dass hinsichtlich der Statorstruktur der Raumfaktor der Wicklungen reduziert ist und die Länge der Spulenenden groß wird. Der in 98 gezeigte Motor ist durch den niedrigen Aufwand, der der Nichtverwendung aufwendiger Permanentmagnete, der vergleichsweise leichten Feldschwächungssteuerung und der Durchführbarkeit einer Konstante-Leistung-Steuerung zugeschrieben ist, gekennzeichnet. Eine Erkennung und eine Aufmerksamkeit wurden kürzlich dem Eisenverlust während einer geladenen und einer leicht belasteten Drehung als einer wichtigen Charakteristik hinsichtlich einer Systemeffizienz gewidmet. Es ist daher nun möglich, während einer leicht belasteten Drehung eine Feldschwächungssteuerung durchzuführen oder eine Steuerung für einen niedrigen Eisenverlust durchzuführen.
  • Eine Beziehung zwischen einem magnetischen Feldfluss ϕ und einem Strom, der dem magnetischen Feld in der in 72 gezeigten Konfiguration zugeordnet ist, ist wie folgt. D. h., wenn es eine einfache Beziehung, dass die d-Achsen-Induktivität Lq null ist, gibt, sind die d-Achsen-Ströme +id, –id, das magnetische Feld ϕ, die Feldwicklungen 721, 722 und dergleichen des Rotors und die Feldströme „if”, die zu der Diode S0G fließen, in einer Beziehung, die durch einen Strom 733 einer Primärwicklung, einen magnetischen Fluss 732 eines Eisenkerns 731 und einen Sekundärstrom 734, der zu einer Sekundärwicklung in einem durch (b) von 73 gezeigten Einzelphasentransformator fließt, dargestellt ist. Bei dem Fall, bei dem eine solche Vereinfachung vorgenommen sein kann, kann der magnetische Fluss 732 vergleichsweise ohne Weiteres gesteuert werden. Wenn der magnetische Fluss 732 angefangen bei null erregt wird, kann beispielsweise ein Fließen des Stroms 733 den magnetischen Fluss 732, der im Gleichschritt mit dem Strom ist, erregen. Wenn null aus einem Zustand, bei dem der Strom 733 einen Wert von „io” hat, eingerichtet wird, wird eine Spannung in der Sekundärwicklung erzeugt, wobei dem Sekundärstrom 734 erlaubt wird, zu fließen, um den Wert von „io” zu haben, um dadurch den magnetischen Fluss 732 aufrechtzuerhalten. Der Sekundärstrom 734 wird dann auf eine solche Weise verringert, dass die Energie des magnetischen Flusses um eine Menge des Verlusts des Transformators und der Diode verschlechtert wird. Als ein anderes Beispiel wird, wenn ein Wert von io·2/3 aus einem Zustand, bei dem der Strom 733 einen Wert von „io” hat, eingerichtet wird, eine Spannung in der Sekundärwicklung erzeugt, wobei dem Sekundärstrom 734 erlaubt wird, zu fließen, um einen Wert von io/3 zu haben, um dadurch den magnetischen Fluss 732 aufrechtzuerhalten. Bei diesem Fall ist es so bewirkt, dass eine Summe des Primärstroms und des Sekundärstroms „io” sein wird und ein Strom fließen wird, so dass der magnetische Fluss 732 bei einem konstanten Pegel aufrechterhalten werden kann. Die Details werden im Folgenden beschrieben, durch Treiben des Rotors mit der in 72 gezeigten Konfiguration, die eine solche Wirkung benutzt, kann jedoch der Leistungsfaktor der Statorwicklungen verbessert werden, eine Effizienz gesteigert werden und eine Stromlast des Wechselrichters reduziert werden. Die d-Achsen-Ströme, die einer Steuerung unterworfen sind, schwanken allgemein häufig aus verschiedenen Ursachen hinsichtlich der Steuerung. Als ein Resultat schwanken die magnetischen Feldflüsse, um dadurch eine Drehmomentwelligkeit zu erhöhen. Wenn die in 70 gezeigten Rotorwicklungen angeordnet sind, kann die Reduzierung der Erregungsströme der magnetischen Felder automatisch ausgeglichen werden, wodurch die magnetischen Feldflüsse stabilisiert werden, eine Drehmomentwelligkeit verbessert wird und ferner erwartet werden kann, dass die Effizienz verbessert wird.
  • In 70 können die Weise eines Bereitstellens von Windungen der Feldwicklungen des Rotors und die Zahl von Windungen abhängig beispielsweise von den Charakteristika der Diode und Fertigungseigenschaften und einer Festigkeit der Feldwicklungen des Rotors modifiziert oder ausgewählt sein. Die Feldwicklungen können beispielsweise in mehrere Abschnitte getrennt, parallel gewickelt oder in Reihe oder parallel geschaltet sein.
  • Um eine reduzierte Größe, eine hohe Effizienz und einen niedrigen Aufwand bei einem Motor und einer Steuereinheit für diesen zu erreichen und um die Gesamterzeugniswettbewerbsfähigkeit eines Motors zu steigern, ist es erforderlich, nicht nur den Motor teilweise zu verbessern, sondern auch die Konfiguration des gesamten Motorsystems, das Kombinationen von Teilen umfasst, zu rationalisieren. Hinsichtlich der in 71 und 72 gezeigten Rotoren ebenso können Charakteristika einer höheren Effizienz, einer kleineren Größe und eines niedrigeren Aufwands durch Kombinieren der Rotoren mit den bei der vorliegenden Erfindung veranschaulichten Statoren, nicht mit dem Stator des in 98 gezeigten Motors, ausgeübt werden.
  • Die Probleme eines Leistungsfaktors, einer Effizienz, einer Motorgröße und eines Aufwands des in 98 gezeigten Motors können beispielsweise durch Kombinieren des Dreiphasenmotors mit den Schleifenwicklungen, wie in 34 gezeigt ist, und einer mehrphasigen Version desselben oder des Sechsphasenmotors, wie in 59 gezeigt ist, mit dem Rotor mit der in 70 gezeigten Konfiguration gelöst werden. Bei dem Fall, bei dem der Stator des in 97 gezeigten Motors mit dem Rotor mit der in 70 gezeigten Konfiguration kombiniert wird, wird eine Stromsteuerung bei den Wicklungen S04 und S05, S06 und S07, S08 und S09 und S0A und S0B der Rotorseite schwierig sein. Bei dem Fall, bei dem der Stator des in 98 gezeigten Motors mit dem Rotor mit der in 70 gezeigten Konfiguration kombiniert wird, können ein Leistungsfaktor und eine Effizienz gesteigert werden, die Größenreduzierung des Motors wird jedoch schwierig sein.
  • Ein Motor von einer kleinen Größe, ohne Spulenenden zu haben, und von einem niedrigen Aufwand, ohne Permanentmagnete zu haben, kann durch Kombinieren eines Stators mit Schleifenwicklungen und einer relativen Phasendifferenz von 180° hinsichtlich des elektrischen Winkels zwischen benachbarten Statorpolen, wie durch die in 52 bis 55 gezeigten Vierphasenstatoren dargestellt ist, mit dem Rotor mit der in 70 gezeigten Konfiguration realisiert werden.
  • Ein Motor von einer kleinen Größe, der kurze Spulenenden hat, und von einem niedrigen Aufwand, ohne Permanentmagnete zu haben, kann durch Kombinieren eines Stators einer gesehnten Wicklung zum Reduzieren eines Überlappens von Wicklungen zum Kürzen von Spulenenden und zum Halten von Sechsphasenstromvektoren in den Schlitzen, wie durch die in 66 und 67 gezeigten Statoren dargestellt ist, mit dem Rotor mit der in 70 gezeigten Konfiguration realisiert werden.
  • Eine Anordnung der Wicklungen des in 70 gezeigten Rotors wird im Folgenden beschrieben. Die Wicklungen des in 70 gezeigten Rotors sind bei Grenzabschnitten der Rotorpole angeordnet oder bei Abschnitten der weichmagnetischen Abschnitte angeordnet. Die Flussbarrierenabschnitte bei solchen Mehrfluss-Barrierenrotoren bestehen meistens aus Räumen, wobei die Räume benutzt werden, um die Rotorwicklungen wie in 72 und 77 gezeigt anzuordnen. Die Rotorwicklungen können ferner durch Füllen eines Harzes oder dergleichen in die Flussbarrierenabschnitte in der Nähe der Wicklungsabschnitte ohne Weiteres und fest befestigt sein.
  • Eine Anordnung und eine Verteilung der Wicklungen des in 70 gezeigten Rotors wird im Folgenden beschrieben. Es gibt eine Zone, in der die magnetischen Feldflüsse durch die Ströme der Statorwicklungen erregt werden, eine Zone, in der die Flüsse durch die Ströme der Wicklungen der Rotorseite erregt werden, und eine Zone, in der beide Ströme gemischt anwesend sind. Die Wicklungsanordnung der Statorseite kann eine im Wesentlichen sinusförmige magnetomotorische Kraft infolge der herkömmlichen mehrphasigen Statorstruktur erzeugen. Die Wicklungen des in 70 gezeigten Rotors sind unterdessen bei den Grenzabschnitten der Rotorpole angeordnet oder auf eine konzentrierte Art und Weise angeordnet. Die Verteilung der magnetomotorischen Kraft, die durch die Ströme der Wicklungen des Rotors erzeugt wird, ist demgemäß nicht sinusförmig, sondern vielmehr rechteckig. Als ein Resultat ist wahrscheinlich, dass eine Drehmomentwelligkeit, ein Rauschen und eine Vibration erhöht werden. Eine spezifische Maßnahme, die dafür zu treffen ist, besteht darin, die Wicklungen des Rotors auf eine verteilte Art und Weise, wie in 72 und 77 gezeigt ist, anzuordnen, wodurch eine magnetomotorische Kraft mit weniger harmonischen Komponenten erzeugt werden kann. Die Zahl von Windungen jeder der verteilten Rotorwicklungen kann ferner ausgewählt sein, so dass die magnetomotorische Kraft, die durch den Rotor erzeugt wird, eine Form nahe zu einer sinusförmigen Wellenform und weniger harmonische Komponenten haben wird. Ein spezifisches Verhältnis beispielsweise der Zahlen von Windungen hängt von der Form des Rotors und der Bedingung der Wicklungsverteilung ab. Die Form des Rotors, die Art und Weise des Verteilens der Wicklungen und die Zahlen von Windungen der verteilten Wicklungen können ausgewählt sein, so dass die Verteilung der magnetomotorischen Kraft im Wesentlichen sinusförmig sein wird.
  • Der in 77 gezeigte Rotor wird beschrieben. Für den in 70 gezeigten Rotor ist der in 77 gezeigte Rotor zusätzlich mit Permanentmagneten 771 versehen. Wie in der Figur gezeigt ist, ist eine Polarisation N und S der Magnete gerichtet, um die magnetomotorische Kraft, die durch die q-Achsen-Ströme erzeugt wird, aufzuheben. Eine solche Konfiguration kann den Leistungsfaktor des Motors weiter steigern. Um ein Überlappen der Vorteile mit den Rotorwicklungen zu vermeiden, können Magnete von einem niedrigen Aufwand, wie Ferritmagnete, um eine kleine Menge verwendet werden.
  • Der Rotor des in 98 gezeigten Motors hat ein Problem einer niedrigen Festigkeit, da eine Zahl von spaltförmigen Räumen als Barrieren für magnetische Flüsse vorgesehen sind. Hinsichtlich einer Hochgeschwindigkeitsdrehung ist es notwendig, dass eine Maßnahme für eine Verstärkung getroffen wird, um einer Zentrifugalkraft standzuhalten. In dieser Hinsicht hat der Rotor, der mit den in 77 gezeigten Permanentmagneten versehen ist, eine Struktur, bei der die Permanentmagnete das Flussleck in der q-Achsen-Richtung ausgleichen können. Koppelabschnitte 772, 773 und dergleichen können daher verdickt werden, und Koppelabschnitte 778 bei dem peripheren Abschnitt des Rotors können ebenfalls verdickt werden, um die Rotorfestigkeit zu steigern. Diese Verstärkung ist ferner vorteilhaft von dem Gesichtspunkt eines Erreichen einer Rotorstruktur aus, die den Rotorwicklungen erlauben kann, der sich erhöhenden Zentrifugalkraft standzuhalten.
  • Ein in 78 gezeigter Rotor wird im Folgenden beschrieben. Dieser Rotor hat eine Struktur, die durch zusätzliches Anordnen von Wicklungen und einer Diode, wie bei dem in 70 und 71 gezeigten Rotor, in einem sogenannten eingefügten Rotor, wie in 48 gezeigt ist, erhalten wird. Durch Ziffer 781 und 782 sind Permanentmagnete und durch 784 und 785 sind weichmagnetische Abschnitte angegeben, wobei ihre Polaritäten N und S wie in der Figur angegeben sind. Durch Ziffer 785 und 786 sind Wicklungen, die mit wechselseitigen Windungen in der Rotorwellenrichtung versehen sind, angegeben. Durch Ziffer 787 und 788 sind ebenfalls die ähnlichen Wicklungen angegeben. Diese Struktur kann den Leistungsfaktor steigern und die magnetischen Feldflüsse bei den weichmagnetischen Abschnitten 784 und 785 stabilisieren, um dadurch den Leistungsfaktor und die Effizienz zu steigern und eine Drehmomentwelligkeit zu reduzieren. In 78 sind die weichmagnetischen Abschnitte, die entlang des Umfangs angeordnet sind, alle mit den jeweiligen Wicklungen versehen. Die Wicklungen können alternativ angesichts der Beziehung zwischen den magnetischen Flüssen des Rotors als Ganzes und der Beseitigung des Flusslecks zu anderen Abschnitten, wie der Fall ist, entlang des Umfangs bei jedem anderen weichmagnetischen Abschnitt in der Rotoroberfläche angeordnet sein.
  • Eine in 79 gezeigte Rotorkonfiguration wird im Folgenden beschrieben. Der in 70 gezeigte Rotor hat eine Konfiguration, die durch Verarbeiten der elektromagnetischen Stahlplatten für das Vorsehen von Spalten in diesen und durch Stapeln dieser elektromagnetischen Stahlplatten in der Rotorwellenrichtung erhalten wird. Der in 79 gezeigte Rotor hat andererseits eine Konfiguration, die durch radiales Stapeln der elektromagnetischen Stahlplatten mit einer Bogenform oder einer Trapezform, beispielsweise wie durch (a) von 80 gezeigt ist, erhalten wird. Durch D11 sind elektromagnetische Stahlplatten, wie durch (a) und (b) von 80 gezeigt ist, angegeben. Durch D12 sind Räume zwischen den elektromagnetischen Stahlplatten D11 angegeben, wobei die Räume durch ein nichtmagnetisches Material ersetzt sein können. Durch D13, D14, D15 und D16 sind Wicklungen, die um die Rotorpole gewickelt sind, angegeben. Wie in 70 und 71 gezeigt wurde, sind diese Wicklungen mit einer Diode in Reihe geschaltet, um eine geschlossene Schaltung zu bilden. Durch D17 ist ein Trägerglied des Rotors angegeben.
  • Die Anordnung der elektromagnetischen Stahlplatten, wie in 79 gezeigt ist, kann die magnetischen Flüsse in dem Rotor in der Rotorwellenrichtung erhöhen/verringern, ohne die Wirbelströme übermäßig groß zu machen. Der Rotor mit einer solchen Struktur ist daher ausgezeichnet als ein Rotor, der in Kombination mit einem Stator mit den Schleifenwicklungen, insbesondere wie in 34, 52, 54 und 59 gezeigt ist, verwendet wird. Dieser Rotor kann für die Erhöhung/Verringerung der Flusskomponenten in der Rotorwellenrichtung verwendet werden, ohne den Wirbelstromverlust besonders zu erhöhen.
  • Die durch (b) von 80 gezeigte elektromagnetische Stahlplatte hat weichmagnetische Abschnitte D18 und Schnittabschnitte D19, um einen Vorteil eines Reduzierens von Wirbelströmen, wenn sich die magnetischen Flüsse bei einem Endabschnitt auf einer Vorderseite und einer Rückseite der elektromagnetischen Stahlplatte erhöhen/verringern, zu liefern. Die Abschnitte D19 dienen kurz gesagt möglicherweise lediglich als elektrische Isolatoren und können daher sehr dünne elektrisch isolierende Schichten sein. Eine solche Charakteristik kann verhindern, dass sich die magnetischen Flüsse entlang des Umfangs erhöhen/verringern, und kann verhindern, dass Wirbelströme in der Nähe der Rotoroberfläche erzeugt werden, wenn der in 79 gezeigte Rotor, der dem Stator gegenüberliegt, ein großes Drehmoment erzeugt.
  • Ein Verfahren zum Steuern von Strömen der Wicklungen, die beispielsweise um den in 72 gezeigten Rotor gewickelt sind, wird im Folgenden beschrieben. In der vorhergehenden Beschreibung wurde Bezug nehmend auf 72 erklärt, dass, wenn eine einfache Beziehung, dass die d-Achsen-Induktivität Lq null ist, eingerichtet werden kann, die d-Achsen-Ströme +id, –id, das magnetische Feld ϕ, die Feldwicklungen 721, 722 und dergleichen des Rotors und die Feldströme „if”, die zu der Diode S0G fließen, in einer Beziehung sind, die durch einen Strom 733 einer Primärwicklung, einen magnetischen Fluss 732 eines Eisenkerns 731 und einen Sekundärstrom 734, der zu einer Sekundärwicklung in einem durch (b) von 73 gezeigten Einzelphasentransformator fließt, dargestellt ist.
  • Bei dem Fall, bei dem die Wicklungen für den in 72 gezeigten Rotor nicht vorgesehen sind, werden, wenn ein konstantes Drehmoment in dem Rotor zu erzeugen ist, konstante Ströme durch einen d-Achsen-Strom „id1” und einen q-Achsen-Strom „iq1”, wie in 74 gezeigt ist, zugeführt. Das durch Formel (3) ausgedrückte Drehmoment kann dann erhalten werden. Bei dem Fall, bei dem die Wicklungen 721 und 722 für den in 72 gezeigten Rotor vorgesehen sind, ist die Beziehung, wie bei dem durch (b) von 73 gezeigten Transformator angegeben ist, eingerichtet. Eine intermittierende Zufuhr des d-Achsen-Stroms „id1” während einer Zeitzone TN1 bei einem Zyklus TP, wie in 75 gezeigt ist, kann demgemäß einem Strom „ifr”, dessen Wert annähernd der gleiche wie „id1” ist, erlauben, durch die Wicklungen der Rotorseite zu fließen. Da die magnetomotorische Gesamtkraft der magnetischen Felder gleich einer Summe des d-Achsen-Stroms „id” und des Rotorwicklungsstroms „ifr” ist, kann der magnetische Feldfluss ϕ bei einem im Wesentlichen konstanten Pegel gehalten werden. Das Drehmoment kann bei diesem Fall durch Formeln (3) und (4) erhalten werden. Jede der Zahlen verketteter Flüsse ψd und ψq jeweils der d-Achse und der q-Achse ist der Wert, der als eine Produktsumme der Komponenten des magnetischen Feldflusses ϕ, der sich mit jeder Wicklung des Stators verkettet, und der Zahl von Windungen erhalten wird. Ein Produkt von d- und q-Achsen-Komponenten jeweils ϕd und ϕq des magnetischen Feldflusses ϕ und der Zahl von Windungen kann zusammenfassend als ein genäherter Wert von jeweils ψd und ψq verwendet werden. Auf diese Weise kann lediglich eine intermittierende Zufuhr des d-Achsen-Stroms „id” zu den Statorwicklungen eine Steuerung auf eine solche Weise bewirken, um stationäre magnetische Feldflüsse zu erhalten. Ein im Wesentlichen konstantes Drehmoment kann daher durch Zuführen des in 75 gezeigten q-Achsen-Stroms „iq1” und des in 75 gezeigten intermittierenden d-Achsen-Stroms zu den Statorwicklungen erhalten werden, wodurch der Durchschnittsleistungsfaktor des Motors gesteigert wird.
  • Bei diesem Fall bedeutet ein Zuführen des d-Achsen-Stroms, dass der zuzuführende Wechselrichterstrom der Strom „ia”, der einer vektoriellen Summe des q-Achsen-Stroms „iq” und des d-Achsen-Stroms „id” entspricht, sein wird. Der Wechselrichterstrom wird daher erhöht. Wenn ein Betrieb unter der Bedingung, bei der der Bereich des Wechselrichterstroms ausreichend kleiner als ein maximaler Nennstrom ist, bewirkt wird, ist es nicht so sehr erforderlich dass die Last des Wechselrichters in Erwägung gezogen wird. Wenn ein Strom nahe zu dem maximalen Nennstrom dem Wechselrichter zugeführt wird, ist jedoch gewünscht, dass ein Lösungsansatz eines Reduzierens des Ladens des d-Achsen-Stroms angewandt wird. Ein spezifischer Lösungsansatz kann ein Bewirken einer Steuerung, so dass der q-Achsen-Strom ”iq” in der Zeitzone zum Zuführen des d-Achsen-Stroms verringert wird und der Wechselrichterstrom „ia” in der Zeitzone zum Zuführen des d-Achsen-Stroms nicht ebenfalls erhöht wird, sein. Obwohl ein Drehmoment in den Zeitzonen reduziert werden kann, wird die Durchschnittsdrehmomentreduzierung bei dem Motor sehr klein sein, wenn die Stromzufuhrzeitzone des d-Achsen-Stroms kurz ist. Die Reduzierung kann durch Erhöhen des q-Achsen-Stroms „iq” in anderen Zeitzonen ausgeglichen werden.
  • Die Stromzufuhrzeitzone TN1 des d-Achsen-Stroms in 75 kann, wenn diese gleich oder kleiner als 1/2 des Stromzufuhrzyklus TP des d-Achsen-Stroms ist, im Wesentlichen dazu beitragen, den Leistungsfaktor der Statorströme zu steigern und einen Kupferverlust zu reduzieren. Je kleiner das Verhältnis der Stromzufuhrzeitzone TN1 des d-Achsen-Stroms ist, desto mehr kann selbstverständlich der Durchschnittsleistungsfaktor der Statorströme gesteigert werden.
  • Ein Verfahren zum Zuführen des d-Achsen-Stroms „id” durch Teilen zwischen dem d-Achsen-Strom jeder Statorwicklung und dem Strom „ifr”, der auf der Seite des Rotors fließt, wird im Folgenden beschrieben. Wie aus (a) von 73 zu sehen ist, ist, wenn lediglich eine geringe Menge eines d-Achsen-Stroms dem Stator zugeführt wird, die Erhöhung des Motorstroms „ia” sehr klein, und der d-Achsen-Strom verursacht daher lediglich eine kleine Erhöhung des Kupferverlusts des Stators und lediglich eine kleine Erhöhung des Wechselrichterstroms. Sowie sich der d-Achsen-Strom erhöht, erhöht sich die Ladung des d-Achsen-Stroms „id” allmählich. Hinsichtlich des Stroms „ifr”, der auf der Seite des Rotors fließt, ist andererseits der Kupferverlust ferner im Gleichschritt mit einem Quadrat des Stroms. Der übermäßig große Strom „ifr” des Rotors ist daher von dem Gesichtspunkt eines Reduzierens eines Kupferverlusts des Motors als Ganzes nicht bevorzugt. Wie in 76 gezeigt ist, besteht aus diesem Grund ein Verfahren, das vorgenommen sein kann, darin, den d-Achsen-Strom „id” der Statorseite und den Strom „ifr” der Rotorseite mit einem geeigneten Teil durchzulassen. Bei diesem Verfahren wird der d-Achsen-Strom während der Zeitzone des Zuführens des d-Achsen-Stroms bis zu dem vorbestimmten Pegel des Werts „id1” zugeführt und während anderer Zeitzonen zu dem Pegel des passenden d-Achsen-Stroms „id” verringert. Bei diesem Fall erhöht sich, wie in 76 gezeigt ist, der Strom „ifr” des Rotors während der Zeitzone, in der sich der d-Achsen-Strom „id” der Statorseite verringert.
  • Wenn ein Wicklungswiderstand der Rotorseite R2 ist, kann eine Beziehung zwischen dem Stromwert, dem Kupferverlust (ifr)2 × R2 und dem Diodenverlust desselben aufgestellt werden. Der d-Achsen-Strom „id” des Stators kann daher gesteuert werden, so dass eine Summe des Kupferverlusts (id2+ iq2) × R und des Eisenverlusts der Statorseite minimiert werden kann. Diese Steuerung kann einen Betrieb mit einer maximalen Effizienz ermöglichen.
  • Die elektromagnetischen Stahlplatten oder das weichmagnetische Material, das den Motor der in 81 und 82 gezeigten vorliegenden Erfindung bildet, werden im Folgenden beschrieben. Durch Ziffer 811 bei (a) von 81 ist eine normale nicht orientierte elektromagnetische Stahlplatte angegeben. Es ist ziemlich gewöhnlich, dass diese nicht orientierte elektromagnetische Stahlplatte magnetische Flüsse in in der Figur gezeigten Richtungen X und Y erhöhen/verringern kann. Obwohl sich Wirbelströme gemäß der Frequenz erhöhen, kann eine Frequenz, die sich in einem Bereich von einem Gleichstrom bis 400 Hz bewegt, innerhalb eines Bereichs, in dem die Wirbelströme nicht übermäßig groß werden, verwendbar sein. Die elektromagnetischen Stahlplatten werden eingesetzt, um als das weichmagnetische Material, das die meisten Motoren bildet, zu dienen.
  • Wie durch Ziffer 812 bei (b) von 81 angegeben ist, kann eine Anwendung der elektrisch isolierenden Schichten auf die elektromagnetische Stahlplatte in der Richtung Y die Platte mit Charakteristika, dass die Wirbelströme nicht nur in den Richtungen X und Y, sondern auch in einer Richtung Z nicht übermäßig groß werden, versehen. 81 zeigt durch (c) eine vergrößerte Ansicht eines Abschnitts der durch (b) von 81 gezeigten elektrisch isolierenden Schicht. Durch Ziffer 813 ist ein weichmagnetisches Material angegeben. Es wird bevorzugt, dass die elektrisch isolierende Schicht bei dem Fall, bei dem diese aus einem nichtmagnetischen Material hergestellt ist, so dünn wie möglich ist, da die Dünnheit ohne Weiteres zulassen kann, dass die magnetischen Flüsse in einer Richtung, die senkrecht zu der Schicht ist, durchlaufen. Die elektromagnetische Stahlplatte 812 ist daher angepasst, um Wirbelströme für die Erhöhung/Verringerung der magnetischen Flüsse in allen Richtungen, die die Richtungen X, Y und Z umfassen, nicht übermäßig groß zu machen. Die elektromagnetische Stahlplatte 812, auf denen solche isolierenden Schichten aufgebracht sind, kann für die Motoren mit Schleifenwicklungen, wie in 34, 52, 54 und 59 gezeigt ist, auf eine besonders vorteilhafte Art und Weise wegen der Anwesenheit der magnetischen Flusskomponenten in der Rotorwellenrichtung verwendet werden.
  • Die isolierenden Schichten, die auf der durch (b) von 81 gezeigten elektromagnetischen Stahlplatte 812 aufgebracht sind, sind allgemein aus einem nichtmagnetischen Material hergestellt, was ein Problem eines Verschlechterns einer Nichtpermeabilität in der Richtung X aufwirft. Dies wirft ferner ein Problem eines Verschlechterns einer Zugfestigkeit in der Richtung X auf. Um diese Probleme zu lösen, können die durch (b) von 81 gezeigten elektromagnetischen Stahlplatten durch Aufeinanderlegen, um sich miteinander zu überkreuzen, wie durch Ziffer 821 und 822 in 82 angegeben ist, und um die Defekte miteinander auszugleichen, verwendet werden. Diese Weise eines Legens der elektromagnetischen Stahlplatten erlaubt eine Flexibilität bei den Richtungen eines Legens der Platten, wie vertikalen, horizontalen und schiefen Richtungen. Beispielsweise in einer Richtung, in der viele magnetische Flüsse durchgelassen werden, können zusätzlich viele elektromagnetische Stahlplatten 812 verwendet werden, wobei zugelassen wird, dass die Richtung jeder der isolierenden Schichten mit der Richtung, in der die Flüsse durchgelassen werden, koinzidiert. Die elektromagnetischen Stahlplatten 812 können daher gemäß der erforderlichen Flussdichte und Festigkeit flexibel angeordnet sein. Die elektromagnetische Stahlplatte mit den isolierenden Schichten kann alternativ beispielsweise gemäß der erforderlichen Festigkeit lediglich für einen peripheren Außenabschnitt jeder Motorkomponente verwendet sein. Auf diese Weise kann ein Motor mit einer hohen Flussdichte und einer hohen Festigkeit realisiert werden, der fähig ist, magnetische Flüsse dreidimensional zu erhöhen/verringern.
  • Pulverkerne können für den Motor der vorliegenden Erfindung verwendet werden, um die Wirbelströme, die durch die Erhöhung/Verringerung magnetischer Flüsse in der dreidimensionalen Richtung verursacht werden, zu reduzieren. Pulverkerne lassen jedoch immer noch Fragen hinsichtlich einer maximalen Flussdichte, einer Festigkeit und eines Wirbelstromverlusts zu einem bestimmten Grad offen.
  • Ein Wechselrichter, der ein Hauptschaltungsabschnitt in der Steuereinheit für den Motor der vorliegenden Erfindung ist, wird im Folgenden beschrieben. 83 zeigt einen herkömmlichen Dreiphasenwechselrichter mit Leistungssteuerelementen, die durch N96, N97, N98, N9A, N9B und N9C angegeben sind und die sogenannte IGBTs, Leistungs-MOSFETs oder dergleichen sind. Jedes der Leistungselemente ist parallel mit einer Diode in einer Gegenrichtung versehen. Wie in 83 gezeigt ist, sind alternativ parasitäre Dioden auf eine Art und Weise von äquivalenten Schaltungen angeordnet. Durch N95 ist eine Batterie oder eine Gleichstromspannungs-Leistungsquelle mit einem gleichgerichteten kommerziellen Wechselstrom oder dergleichen angegeben. Durch N91 ist ein Dreiphasen-Wechselstrommotor mit Wicklungen, die durch N91, N92 und N93 für drei Phasen angegeben sind, angegeben. Der Wechselrichter und der Motor sind über Verdrahtungen N9D, N9E und N9F verbunden.
  • Eine Beziehung der Spannungen und der Ströme der Wicklungen, die in dem Dreiphasenmotor mit zwei Wicklungen, wie in 40 gezeigt ist, der auf dem in 34 gezeigten Motor basiert, und in dem in 59 gezeigten Sechsphasen-Wechselstrommotor mit zwei Wicklungen angeordnet sind, relativ zu einem Dreiphasenwechselrichter wird im Folgenden beschrieben. Eine Erklärung des M-Phasen-Stroms Im (= –Iu + Iv), der der Wicklung 38 zugeführt wird, und des N-Phasen-Stroms In (= –Iv + Iw), der der in 40 gezeigten Wicklung 39 zugeführt wird, wurde angegeben. Eine Verbindung dieser Ströme mit einem Dreiphasenwechselrichter ist insbesondere in 84 gezeigt. An die Wicklungen werden Spannungen –Vu und Vw angelegt. Symbole Iu, Iv und Iw stellen hier abgeglichene Dreiphasenströme dar, und Symbole Vu, Vv und Vw stellen abgeglichene Dreiphasenspannungen dar.
  • 85 zeigt eine Beziehung zwischen Spannungsvektoren und Strömen der Wicklungen. Spannungen von drei Anschlüssen sind ebenfalls angegeben. Bei den in 40 gezeigten Wicklungen ist die Wicklung, die einem durch eine gestrichelte Linie angegebenen Spannungsvektor Vv entspricht, abwesend. Ein Strom bei einem Verbindungspunkt dieser zwei Wicklungen ist durch Io = –Iw + Iu ausgedrückt. Bei einer solchen Konfiguration sind die Ströme Im, In und Io ferner abgeglichene Dreiphasenströme. Die Last, die diesem Dreiphasen-Wechselstrommotor mit zwei Wicklungen auferlegt wird, ist demgemäß, wie aus dem Dreiphasenwechselrichter zu sehen ist, zwischen den Dreiphasenspannungen und -strömen abgeglichen. 86 zeigt eine Schaltbeziehung zwischen den zwei in 84 gezeigten Wicklungen und eine Beziehung zwischen Spannungen und Strömen. Der Dreiphasen-Wechselstrommotor mit zwei Wicklungen kann daher durch den Dreiphasenwechselrichter effizient getrieben werden.
  • Die Dreiphasenwechselrichter mit einer Konfiguration, wie in 82 gezeigt ist, wurden ohne ein besonderes Problem verwendet. Wenn die Zahl von Leistungselementen reduziert werden kann, kann es jedoch eine große Zahl von Anwendungen, bei denen eine Aufwandsreduzierung realisiert werden kann, geben. Bei dem Fall von Wechselrichtern, die für kleine Motoren verwendet werden, können insbesondere die Leistungselemente abhängig von den Umständen der peripheren Schaltungsanordnung häufig einen Platz für Kapazitäten von Spannungen und Strömen haben. Bei dem Fall von Leistungselementen mit kleinen Kapazitäten kann es Bereiche von Spannungen und Strömen, bei denen eine etwas größere Spannung oder ein etwas größerer Strom im Wesentlichen keinen Unterschied bei dem Aufwand macht, geben. Unter den Umständen kann ein Reduzieren der Zahl von Leistungselementen manchmal den Aufwand der Vorrichtung reduzieren.
  • 87 zeigt ein Verfahren zum Treiben eines Dreiphasen-Wechselstrommotors mit zwei Wicklungen unter Verwendung von vier Leistungssteuerelementen. Durch P33 und P34 sind Batterien, die über einen Verbindungspunkt, der durch P30 angegeben ist, in Reihe geschaltet sind, angegeben. Durch P38, P39, P3A und P3B sind Leistungselemente, die unter Bilden von Brücken mit oberen und unteren Spannungen der zwei Batterien P33 und P34 verbunden sind, angegeben. Wicklungen P31 und P32 des Motors sind unterdessen durch ein Ende derselben miteinander verbunden. Durch P3C ist der Verbindungspunkt dieser Wicklungen angegeben. Bei einem Verbinden des Wechselrichters und der Motorwicklungen ist der Verbindungspunkt P30 der Batterien mit dem Verbindungspunkt P3C der Motorwicklungen verbunden. Ein Ausgangspunkt einer ersten Brücke, die aus den Leistungssteuerelementen P38 und P3A besteht, ist dann mit dem anderen Ende der Wicklung P31 verbunden. Ein Ausgangspunkt einer zweiten Brücke, die aus den Leistungssteuerelementen P39 und P3B besteht, ist ähnlich mit dem anderen Ende der Wicklung P32 verbunden. Bei dieser Konfiguration sind, wie bei dem in 84 gezeigten Fall, die jeweiligen Ströme gestaltet, um Beziehungen, die durch Im = –Iu + Iv, In = –Iv + Iw und Io = –Iw + Iu ausgedrückt sind, zu haben, so dass der Motor getrieben werden kann. Da der Verbindungspunkt P3C der Wicklungen P31 und P32 mit dem Verbindungspunkt P30 der Leistungsquellen P33 und P34 verbunden ist, ist die Spannung, die den Wicklungen zugeführt werden kann, etwa 1/2 verglichen mit der in 84 gezeigten Konfiguration. Was bei einem Kleinkapazitätmotorsystem wichtig ist, ist, dass die Zahl von Teilen reduziert ist. Ein Treiben eines Dreiphasenmotors mit vier Leistungssteuerelementen wird daher ein wesentliches Merkmal schaffen.
  • Bezug nehmend auf 90 werden Potenziale bei jedem der Teile von 87 erklärt. Angenommen, dass das Potenzial bei dem Punkt P30 null ist, ist das Potenzial bei P35 die U-Phasen-Spannung, die an die Wicklung P31 und die P61 in 90 entspricht. Das Potenzial bei P37, das P64 in 90 entspricht, ist ein –V-Phasen-(Minus-V-Phasen-)Potenzial. Die Spannung, die an die Wicklung 32 angelegt wird, ist bei diesem Fall die V-Phasen-Spannung, die P62 entspricht.
  • Bei dieser Bedingung entspricht das Spannungsäquivalent zu der Potenzialdifferenz zwischen P35 und P37 P65 in 91. Wie in 88 gezeigt ist, kann demgemäß eine Wicklung P43 zusätzlich als eine der Dreiphasenwicklungen vorgesehen sein. Die Beziehung hinsichtlich von Spannungsvektoren ist durch (a) von 89 gezeigt.
  • 92 zeigt ein Beispiel eines Dreiphasenmotors einer Sternschaltung, bei dem Spannungen und Ströme durch zwei Leistungsquellen P33 und P34 und vier Transistoren P38, P39, P3A und P4B getrieben werden. Vektorspannungen der einzelnen Wicklungen sind durch (b) von 89 gezeigt. Wie zu sehen ist, werden abgeglichene Dreiphasenspannungen und -ströme den einzelnen Wicklungen zugeführt. Bei diesen Dreiphasen-Wechelstrommotoren mit drei Wicklungen kann der Dreiphasenmotor ferner durch vier Leitungssteuerelemente getrieben werden. Vorteile hinsichtlich des Aufwands und der Größe können daher insbesondere bei Motoren mit kleiner Kapazität und Steuereinheiten erwartet werden.
  • Eine Erklärung der Steuereinheit der in 52 bis 55 gezeigten Vierphasen-Wechselstrommotoren wird im Folgenden angegeben. Die Werte der Ströme der Wicklungen AA7, AA9 und AAB haben die Beziehung, wie durch (b) von 53 gezeigt ist. Wenn die Zahl von Windungen der Wicklung AA9 1/2 anderer Wicklungen ist, kann eine Summe der Ströme der drei Wicklungen auf null gesetzt werden, und eine Steuerung kann bewirkt werden, wobei der Wechselrichter die in 92 gezeigte Konfiguration hat. Die Spannungen und Ströme unterscheiden sich jedoch von jenen der Dreiphasenmotoren, wie durch Stromvektoren bei (b) von 53 gezeigt ist. Bei diesem Fall ebenfalls kann der Vierphasenmotor durch vier Leistungssteuerelemente gesteuert werden. Vorteile hinsichtlich des Aufwands und der Größe können daher insbesondere bei Kleinkapazitätmotoren und Kleinkapazitätsteuereinheiten erwartet werden.
  • Ein Aufwand der Leistungsquellen ist ferner bei den Anwendungserzeugnissen, wie elektrischen Fahrzeugen, wichtig. Der Aufwand für das System, das einem Motor zugeordnet ist, umfasst jenen eines Batterieabschnitts, eines Wandlerabschnitts, eines Wechselrichterabschnitts, eines Motors und eines Mechanismusabschnitts, der zum Antreiben erforderlich ist. Diese Abschnitte als eine Gesamtheit sind erforderlich, um ein System mit einer hohen wettbewerbsfähigen Leistung zu bilden. In diesem Sinne ist eine Motorkonfiguration den Konfigurationen von Batterien und einem Wandler zugeordnet.
  • 93 zeigt durch (a) ein Beispiel, bei dem eine von zwei Leistungsquellen aus Transistoren P92 und P93, einer Drosselspule P94 und einem Kondensator P3DC besteht. Die Transistoren P92 und P93 sind fähig, den Kondensator zu laden und eine Regeneration von dem Kondensator zu der Batterie durchzuführen, wodurch Typen und eine Menge einer Batterie reduziert werden können. Spannungen V1 und V2 sind beispielsweise jeweils 42 Volt und –42 Volt oder 12 Volt und –12 Volt. Wie in 94 gezeigt ist, kann eine Leistungsquelle von einer Hochpotenzialseite zu einer Niedrigpotenzialseite aus Transistoren und einer Drosselspule bestehen. Bei diesem Fall kann eine relativ hohe Effizienz bei dem Wandler, der aus diesen zwei Transistoren besteht, erreicht werden.
  • Eine Erklärung eines Motors und einer Leistungsquellenspannung bei beispielsweise Personenkraftwagenen, Lastkraftwagen, sogenannten Hybridfahrzeugen, die einen Motor zum Antreiben des Fahrzeugs und eine Maschine aufnehmen, und elektrischen Fahrzeugen wird nun angegeben. Diese Fahrzeuge verwenden verschiedene Typen von Motoren, die sich in einem Bereich von kleinen Motoren mit einer Kapazität von etwa 1 W bis großen Motoren mit einer Kapazität, die 100 KW übersteigt, bewegen. Eine Vielfalt von Leistungsquellenspannungen, die sich in einem Bereich von etwa 5 V bis etwa 650 V bewegen, werden ferner bei diesen Fahrzeugen zum Treiben verwendet. Als eine Spannung, die, wenn berührt, Menschen einen relativ kleinen Schaden zufügen wird, werden etwa 42 V in Betracht gezogen. Hinsichtlich der Spannungen bis zu etwa 42 V werden daher Metallabschnitte eines Fahrzeugkörpers, wie ein Gestell, als Massen oder Leiter zum Durchlassen von Strömen benutzt. Auf diese Weise hat eine Größe einer Leistungsquellenspannung eine wichtige Bedeutung von dem Gesichtspunkt eines Gewährleistens einer Sicherheit und dem Gesichtspunkt eines Aufwands aus, der auf ein Benutzen eines Gestells oder dergleichen eines Fahrzeugkörpers als Leiter zurückzuführen ist, und ist daher hinsichtlich eines Entwurfs wichtig. Der Bereich von bis zu 42 V wirft jedoch ein Problem eines Begrenzens der Kapazität von Motoren auf.
  • Wenn das System von 93 verwendet wird, wobei der Verbindungspunkt P30 gestaltet ist, um ein Potenzial des Fahrzeugkörpers zu haben, die Batterie P33 gestaltet ist, um +42 V zu haben und die Batterie P3DC gestaltet ist, um –42 V zu haben, kann eine Sicherheit für Menschen gewährleistet werden, und eine Beziehung, die durch 42 V + 42 V = 84 V ausgedrückt ist, kann für die Motorleistungsquelle benutzt werden. Dies bedeutet, dass eine verträgliche Motorkapazität größer um einen Faktor von etwa 2 als die Motorkapazität von 42 V gemacht werden kann. Das Gleiche gilt für die in 88 und 92 gezeigten Konfigurationen.
  • Die vorliegende Erfindung wurde bis jetzt Bezug nehmend auf verschiedene Betriebsarten beschrieben, verschiedene Modifikationen können jedoch bei der vorliegenden Erfindung vorgenommen sein, die ebenfalls beabsichtigt sind, in der vorliegenden Erfindung eingeschlossen zu sein. Hinsichtlich der Zahl von Phasen betraf beispielsweise die Beschreibung meistens drei und sechs Phasen, die vorliegende Erfindung kann jedoch auf zwei, vier, fünf und sieben Phasen sowie Mehrfachphasen mit einer weiteren Zahl von Phasen anwendbar sein. Bei einer Kleinkapazitätmaschinerie ist von dem Gesichtspunkt des Aufwands aus gewünscht, dass die Zahl von Teilen klein ist, und eine kleine Zahl von Phasen, d. h. zwei oder drei Phasen, kann daher vorteilhaft sein. Von dem Gesichtspunkt einer Drehmomentwelligkeit aus oder von dem Gesichtspunkt beispielsweise der maximalen Strombegrenzung einer Einzelphasenleistungsvorrichtung bei einer Großkapazitätmaschinerie aus kann jedoch eine große Zahl von Phasen manchmal vorteilhaft sein. Die Zahl magnetischer Pole ist ferner möglicherweise nicht begrenzt. Bei dem Motor der vorliegenden Erfindung kann insbesondere eine große Zahl von magnetischen Polen hauptsächlich vorteilhaft sein. Es ist jedoch wünschenswert, eine geeignete Zahl von magnetischen Polen abhängig von Anwendungen und Motorgrößen unter Betrachtung beispielsweise von einer physischen Begrenzung, ungünstigen Wirkungen, wie einem Flussleck, einer Erhöhung eines Eisenverlusts aufgrund einer Mehrpolarisation und einer Begrenzung in der Steuereinheit aufgrund einer Mehrpolarisation auszuwählen.
  • Betriebsarten der Wicklungen können ebenfalls modifiziert sein, wie eine verteilte Wicklung oder eine gesehnte Wicklung.
  • Der Motor der vorliegenden Erfindung ist strukturiert, um ein größeres Drehmoment zu erzeugen, sowie die Zahl von Polen erhöht wird. Ein Motor mit einer großen Zahl von Polen ist daher vorteilhaft, es sei denn, dass der Motor durch die Probleme einer magnetischen Sättigung, eines Flusslecks und eines Eisenverlusts bei Abschnitten des Statorkerns unbrauchbar gemacht wird.
  • Verschiedene Typen von Oberflächenmagnetrotoren wurden beschrieben. Die vorliegende Erfindung ist jedoch auf verschiedene Typen von Rotoren, wie die in 46 bis 49 gezeigten Rotoren, sowie einen Wicklungsfeldrotor, bei dem Wicklungen bei dem Rotor vorgesehen sind, oder einen sogenannten Klauenpolrotor, bei dem Feldwicklungen, die an axialen Enden befestigt sind, vorgesehen sind, um magnetische Flüsse bei dem Rotor durch Zwischenräume zu erzeugen, anwendbar. Es gibt ferner keine Begrenzung der Typen und der Formen der Permanentmagnete.
  • Verschiedene Verfahren zum Reduzieren einer Drehmomentwelligkeit können ferner auf den Motor der vorliegenden Erfindung angewandt werden. Solche Verfahren umfassen beispielsweise eines zum umfangsmäßigen Gleichförmig-machen der Formen der Stator- und der Rotorpole, eines zum radialen Gleichförmig-machen der Formen der Stator- und der Rotorpole und eines zum umfangsmäßigen Verlagern und Anordnen mehrerer Rotorpole, um Drehmomentwelligkeitskomponenten aufzuheben. Bei dem Fall einer Struktur, die eine Unabgeglichenheit bei den magnetischen Flüssen zwischen dem Rotor und dem Stator bei den einzelnen Phasen mit der Drehung des Rotors verursacht, können Fluss-zulassende magnetische Schaltungen zusätzlich zwischen dem Rückjochabschnitt des Rotors und dem Rückjochabschnitt des Stators vorgesehen sein, um die nicht abgeglichenen Flüsse für eine Reduzierung eines Rastdrehmoment oder einer Drehmomentwelligkeit durchzulassen.
  • Der Motor der vorliegenden Erfindung kann auf verschiedene Motorbetriebsarten anwendbar sein. Der Motor der vorliegenden Erfindung kann beispielsweise zu einem Innenrotormotor mit einem zylindrischen Luftzwischenraum, wenn der Luftzwischenraum durch die Luftzwischenraumform zwischen dem Stator und dem Rotor ausgedrückt ist, oder einem Außenrotormotor oder einem Motor mit axialem Zwischenraum mit einer scheibenartigen Luftzwischenraumform modifiziert sein. Der Erfindungsmotor kann ferner zu einem linearen Motor modifiziert sein. Der Erfindungsmotor kann ferner auf eine Motorform mit einem geringfügig verjüngten zylindrischen Luftzwischenraum anwendbar sein. Bei diesem Fall kann insbesondere die Länge des Luftzwischenraums durch axiales Verschieben des Stators und des Rotors variiert werden, was zu einer möglichen Variation der Größe der magnetischen Felder und einer möglichen Variation der Spannungen führt. Dieser variable Zwischenraum kann eine konstante Ausgangsleistungssteuerung realisieren.
  • Ein Motor kann durch Einbauen einer Mehrzahl von Motoren, die den Erfindungsmotor umfassen, gefertigt sein. Zwei Motoren können beispielsweise auf einer Innendurchmesserseite und einer Außendurchmesserseite angeordnet sein, oder eine Mehrzahl von Motoren kann in Reihe axial angeordnet sein. Der Erfindungsmotor kann alternativ konfiguriert sein, wobei ein Abschnitt desselben weggelassen und entfernt ist. Als die weichmagnetischen Glieder können anders als die normalen Siliziumstahlplatten amorphe elektromagnetische Stahlplatten, Pulverkerne, die durch Formen eines pulverisierten weichen Eisens erhalten werden, oder dergleichen verwendbar sein. Für kleine Motoren können insbesondere elektromagnetische Stahlplatten Stanz-, Biege- und Schmiedeverfahren unterworfen sein, um dreidimensionale Teile zu bilden und um einen Motor, der teilweise wie im Vorhergehenden beschrieben geformt ist, zu erhalten.
  • Hinsichtlich der Motorwicklungen betraf die vorhergehende Beschreibung meistens Schleifenwicklungen. Die Wicklungen haben jedoch möglicherweise nicht notwendigerweise eine Kreisform, sondern können mehr oder weniger modifiziert sein, um beispielsweise eine elliptische oder eine polygonale Form oder eine teilweise wellige Form in der Rotorwellenrichtung abhängig von den Umständen magnetischer Schaltungen zu haben. Dort, wo Schleifenwicklungen mit einer Phasendifferenz beispielsweise von 180° in dem Stator angeordnet sind, kann alternativ eine geschlossene Schaltung durch Verbinden von halbkreisförmigen Wicklungen mit unterschiedlichen halbkreisförmigen Wicklungen, die eine Phasendifferenz von 180° haben, gebildet sein, so dass die Schleifenwicklungen zu halbkreisförmigen Wicklungen modifiziert sein können. Die Wicklungen können für eine Modifikation zu Bogenwicklungen weiter geteilt sein. Die Beschreibung wurde bisher über Motoren geliefert, die jeweils konfiguriert sind, um Schleifenwicklungen, die in jeweiligen Schlitzen angeordnet sind, zu haben. Eine Struktur ohne Schlitze kann jedoch alternativ vorgesehen sein, bei der dünne Wicklungen nahe einer Oberfläche der Rotorseite angeordnet sind, um dadurch einen sogenannten kernlosen Motor zu erhalten. Hinsichtlich der Ströme, die dem Motor zuzuführen sind, wurde die vorhergehende Beschreibung unter der Annahme geliefert, dass die einzelnen Phasen sinusförmige Ströme haben. Eine Steuerung kann jedoch unter Verwendung von Strömen mit verschiedenen anderen Wellenformen als der sinusförmigen Wellenform durchgeführt werden. Diese Motoren mit diesen verschiedenen Modifikationen sind beabsichtigt, um in der vorliegenden Erfindung eingeschlossen zu sein, sofern das Modifikationsverfahren auf dem Geist der vorliegenden Erfindung basiert.
  • Die vorliegende Anmeldung basiert auf der japanischen Patentanmeldung Nr. 2005-208358 (eingereicht am 19. Juli 2005), deren Offenbarung hierin durch Bezugnahme vollständig aufgenommen ist.
  • Die Erfindung, die auf die vorliegende Anwendung bezogen ist, sollte lediglich durch die Ansprüche definiert sein und sollte daher nicht als auf die in der Beschreibung beschriebenen Ausführungsbeispiele oder dergleichen begrenzt aufgefasst werden.

Claims (3)

  1. Elektromotor, welcher folgendes umfasst: einen Rotor mit längs des Rotorumfangs angeordneten Rotorpolen (851); einen Stator (861, 863) mit einer Anzahl von weichmagnetischen Teilen, welche jeweils einer Phase des Motors zugeordnet sind, wobei jedes der weichmagnetischen Teile jeweils zwei Statorpole (86G, 86J), die den Rotorpolen (851) des Rotors durch einen Luftspalt getrennt gegenüberstehen und in Umfangsrichtung aufeinander folgen, und einen diese miteinander verbindenden Statorwegabschnitt enthält und die einzelnen weichmagnetischen Teile (861, 863) voneinander magnetisch getrennt sind; und eine Mehrzahl von Wicklungen (865, 86B), welche jeweils so gewickelt sind, dass sie mit den magnetischen Flüssen verkettet sind, die durch zwei unterschiedliche der Statorwegabschnitte der einzelnen Statorwegabschnitte geleitet sind.
  2. Elektromotor, welcher folgendes umfasst: einen Rotor mit längs des Rotorumfangs angeordneten Rotorpolen (G11, E81); einen Stator mit Statorpolen (G1A bis G1F), welche sechs Phasen des Stators entsprechen, nämlich den Phasen A, B, C, D, E und F; und am Stator angeordnete Wicklungen (IA4, –IA4, IB4, –IB4, IC4, –IC4); wobei die Statorpole (G1A bis G1F) in der Reihenfolge A, B, C, D, E und F längs des Statorumfangs im Bereich von 360 elektrischen Graden angeordnet sind; die Statorpole (G1A, G1D) der Phase A und D miteinander magnetisch über einen ersten magnetischen Wegabschnitt (G12) verbunden sind und magnetisch von den Statorpolen der von den Phasen A und D verschiedenen Phasen getrennt sind; die Statorpole (G1C, G1F entsprechend den Phasen C und F magnetisch miteinander über einen zweiten magnetischen Wegabschnitt (G13) verbunden und magnetisch von den Statorpolen entsprechend den von den Phasen C und F verschiedenen Phasen getrennt sind; die Statorpole (G1E, G1B) entsprechend den Phasen E und B magnetisch miteinander über einen dritten magnetischen Wegabschnitt (G14) verbunden und magnetisch von den Statorpolen entsprechend den von den Phasen E und B verschiedenen Phasen getrennt sind, wobei die ersten, zweiten und dritten magnetischen Wegabschnitte (G12, G13, G14) magnetisch voneinander getrennt sind; und jede der Wicklungen (IA4, –IA4, IB4, –IB4, IC4, –IC4) so angeordnet sind, dass sie mit zwei der ersten, zweiten und dritten magnetischen Wegabschnitte (G12, G13, G14) verkettet sind.
  3. Elektromotor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass an dem Stator zwei Wicklungen (IA4, –IA4, IC4, –IC4) angeordnet sind.
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