DE112006001089B4

DE112006001089B4 - Mehrphasiger bürstenloser Elektromotor

Info

Publication number: DE112006001089B4
Application number: DE112006001089.1T
Authority: DE
Inventors: Masayuki Nashiki
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2005-04-28
Filing date: 2006-04-27
Publication date: 2015-05-28
Anticipated expiration: 2026-04-28
Also published as: DE112006001089T5; US7816822B2; KR101082929B1; KR20080014801A; CN101213729B; US20090236930A1; CN101213729A; WO2006118219A1; JPWO2006118219A1

Abstract

Mehrphasiger bürstenloser Elektromotor mit einem Rotor und einem Stator, welche sich über einen Luftspalt in Radialrichtung gegenüberstehen, wobei der Rotor Rotorpolgruppen aufweist, bei denen in Umfangsrichtung zum Luftspalt hin abwechselend Nordpole und Südpole angeordnet sind, der Stator eine Anzahl von (N + 1) Statorpolgruppen aufweist (N ist eine ganze Zahl größer als 2 und entspricht der Phasenzahl des elektrischen Motors), wobei jede Statorpolgruppe zum Luftspalt hin Statorpole aufweist, von denen korrespondierende Statorpole unterschiedlicher Phasen um einen bestimmten elektrischen Winkel gegeneinander versetzt am Umfang angeordnet sind; eine Anzahl von im Wesentlichen ringförmigen Wicklungen derart am Stator angeordnet ist, dass jede Statorpolgruppe in Axialrichtung gesehen mindestens einer ringförmigen Wicklung zugeordnet ist; die Statorpole jeder der Statorpolgruppen in einem entsprechenden zugeordneten Abschnitt der Axiallänge des Stators gelegen sind; und die Lagen der Statorpole der Statorpolgruppen in Axialrichtung des Motors fortschreitend, relativ zueinander in einer Folge von Beträgen entsprechend dem genannten bestimmten elektrischen Winkel in Umfangsrichtung versetzt sind.

Description

TECHNISCHES GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Motor, der in ein Automobil, einen Lastkraftwagen oder dergleichen eingebaut ist.
Bürstenlose Motoren sind bekannt, bei denen jeweils Spulen von einzelnen Phasen um Statorpole auf eine konzentrierte Art und Weise gewickelt sind (siehe beispielsweise Japanische Patentveröffentlichung JP H06-261513 A ; Seite 3 und 1 bis 3). 141 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der eine Konfiguration von einem solchen herkömmlichen bürstenlosen Motor darstellt. 143 ist ein Querschnitt entlang einer Linie A1-A1 von 141. Diese Figuren zeigen einen bürstenlosen 4-Pol-6-Schlitz-Motor mit einem Stator mit einer sogenannten konzentrierten Wicklungsstruktur, bei der Spulen von einzelnen Phasen um jeweilige Statorspulen auf eine konzentrierte Art und Weise gewickelt sind. 142 zeigt eine Positionsbeziehung zwischen Wicklungen, wie z. B. von U, V und W in einem Zustand, bei dem der Stator entlang des Umfangs desselben vollständig entfaltet ist. Die horizontale Achse stellt elektrische Winkel, bei denen ein Zyklus 720° entspricht, dar. N- und S-Pol-Permanentmagneten sind abwechselnd an einer Oberfläche eines Rotors 2 entlang des Umfangs desselben angeordnet. Bei einem Stator 4 sind U-Phasen-Wicklungen WBU1 und WBU2 um U-Phasen-Statormagnetpole TBU1 bzw. TBU2 gewickelt. V-Phasen-Wicklungen WBV1 und WBV2 sind ähnlicherweise um V-Phasen-Statormagnetpole TBV1 bzw. TBV2 gewickelt. W-Phasen-Wicklungen WBW1 und WBW2 sind um W-Phasen-Statormagnetpole TBW1 bzw. TBW2 gewickelt. Gegenwärtig sind bürstenlose Motoren mit ein er solchen Struktur für industrielle und häusliche Verwendungen weit verbreitet.
144 ist ein transversaler Querschnitt, der eine Konfiguration eines weiteren Stators darstellt. Der in 144 gezeigte Stator hat eine 24-Schlitz-Konfiguration und ermöglicht einer verteilten Wicklung, eine vergleichsweise gleichmäßige Verteilung einer magnetomotorischen Kraft einer Sinusform entlang des Umfangs des Stators bei einem Fall eines 4-Pol-Motors zu liefern. Statoren dieses Typs sind daher beispielsweise bei bürstenlosen Motoren, Wicklungsfeld-Synchronmotoren und Induktionsmotoren weit verbreitet verwendet. Bei beispielsweise sowohl Synchronreluktanzmotoren, die ein Reluktanzdrehmoment benutzen, als auch verschiedenen Typen von Motoren, bei denen ein Reluktanzdrehmoment angewendet wird, oder bei Induktionsmotoren ist insbesondere gewünscht, dass ein ein Stator ein genaueres Drehfeld erzeugt. Aus diesem Grund ist die Statorstruktur mit der verteilten Wicklung, wie in 14 gezeigt ist, für solche Motoren geeignet.
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
DURCH DIE ERFINDUNG ZU LÖSENDE PROBLEME
Die herkömmlichen bürstenlosen Motoren, wie z. B. dieselben, die in 141, 142 und 144 gezeigt sind, oder dieselben, die in der Japanische Patentveröffentlichung JP H06-261513 A ; Seite 3 und 1 bis offenbart sind, haben eine komplizierte Struktur, da bei allen solchen Motoren erforderlich ist, dass eine Motorwicklung um jeden der Statorpole gewickelt ist und sich hinter einem Schlitz befindet. Es ist demgemäß bei den herkömmlichen bürstenlosen Motoren ein Problem gewesen, dass eine Produktivität, was die Bereitstellung der Motorwicklungen betrifft, gesenkt ist. Diese Struktur hat ein weiteres Problem einer Schwierigkeit beim Reduzieren der Größe und des Aufwands und beim Steigern des Wirkungsgrads des Motors aufgeworfen. Bei der Struktur eines solchen herkömmlichen bürstenlosen Motors ist der Stator ferner mit lediglich drei ausgeprägten Polen innerhalb eines Bereichs von 360° des elektrischen Winkels versehen, was zu der Schwierigkeit führt, dem Stator zu erlauben, eine sinusförmige magnetomotorische Kraft zu erzeugen, um ein genaues Drehfeld zu erzeugen. Dies hat zu einer problematischen Schwierigkeit beim Anwenden solcher bürstenlosen Motoren auf beispielsweise Synchronreluktanzmotoren oder verschiedenen Motoren, die ein Reluktanzdrehmoment benutzen, und auf Induktionsmotoren geführt.
Bei einem Fall, bei dem eine Statorstruktur die in 144 gezeigte verteilte Wicklung ermöglicht, kann die Verteilung der magnetomotorischen Kraft des Stators eine gleichmäßige Sinusform annehmen. Bei diesem Fall hat jedoch die Notwendigkeit des Einführens der Wicklungen durch die jeweiligen Öffnungen der Schlitze eine Verringerung des Raumfaktors bzw. Füllfaktors und eine Erhöhung der axialen Länge der Spulenenden mit sich gebracht. Dies hat daher sowohl ein Problem einer Schwierigkeit beim Reduzieren der Größe des Motors als auch ein Problem einer niedrigen Produktivität der Wicklung erzeugt.
Die US 2005/0012427 A1 und auch die JP 2005-080362 A beschreiben einen elektrischen Motor mit einem Klauenpol-Stator und einem Rotor mit Rotorpolen, die in Umfangsrichtung zum Luftspalt hin abwechselnd Nordpole und Südpole ausbilden. Der Stator besitzt Statorpolgruppen mit Statorpolen, die in Axialrichtung unter Bildung von Nuten, deren Breite sich in Axialrichtung erstreckt, versetzt gegeneinander angeordnet sind, wobei einander entsprechende Punkte der Statorpolgruppen in Umfangsrichtung gegeneinander versetzt sind und Ringwicklungen in Axialrichtung aufeinanderfolgend in den Nuten zwischen den Statorpolgruppen angeordnet sind. In einem in der US 2005/0012427 A1 beschriebenen Beispiel sind insgesamt drei Statorpolgruppen vorgesehen und in den Nuten zwischen diesen befinden sich axial aufeinanderfolgend vier Ringwicklungen.
Die vorliegende Erfindung hat die Aufgabe einen Motor mit einer vereinfachten Wicklungsstruktur und einer verbesserten Produktivität mit einer reduzierten Größe und einem reduzierten Aufwand und mit einem hohen Wirkungsgrad zu schaffen.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch einen mehrphasigen bürstenlosen Elektromotor mit den Merkmalen des Anspruchs 1 oder des Anspruchs 6 oder des Anspruchs 10 gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen sind Gegenstand der jeweils nachgeordneten Ansprüche, deren Inhalt hierdurch ausdrücklich zum Bestandteil der Beschreibung gemacht wird, ohne an dieser Stelle den Wortlaut zu wiederholen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der eine Konfiguration eines 3-Phasen-Motors mit ringförmigen Statorwicklungen darstellt.
2 stellt eine Oberflächenkonfiguration des in 1 gezeigten Rotors dar, die entlang des Umfangs desselben linear entfaltet ist;
3 stellt schematische transversale Querschnitte des in 1 gezeigten Stators dar;
4 stellt eine Innenperipheriekonfiguration des in 1 gezeigten Stators dar, die entlang des Umfangs desselben linear entfaltet ist;
5 stellt eine Vorder- und eine Seitenansicht von einer der Wicklungen des in 1 gezeigten Stators dar;
6 stellt die in 1 gezeigten Wicklungen dar, die entlang des Umfangs derselben entfaltet sind;
7 stellt die in 6 gezeigten Wicklungen als zwei mit zwei kombiniert dar;
8 stellt eine Beziehung zwischen den Statorpolen und den in 1 gezeigten Wicklungen dar;
9 ist ein Vektordiagramm, das eine Beziehung zwischen dem Strom, der Spannung und dem Drehmoment des in 1 gezeigten Motors vektoriell darstellt;
10 stellt eine Modifikation der Innenperipherie-Oberflächenkonfiguration der Statorpole des in 1 gezeigten Motors dar;
11 stellt eine Modifikation der Innenperipherie-Oberflächenkonfiguration der Statorpole des in 1 gezeigten Motors dar;
12 stellt eine Modifikation der inneren peripheren Konfiguration der Statorpole des in Fig. gezeigten Motors dar;
13 stellt eine Modifikation der Innenperipherie-Oberflächenkonfiguration der Statorpole des in 1 gezeigten Motors dar;
14 ist ein transversaler Querschnitt eines Rotors, in dem Permanentmagneten aufgenommen sind;
15 ist ein transversaler Querschnitt eines Rotors, in dem Permanentmagneten aufgenommen sind;
16 ist ein transversaler Querschnitt eines Rotors, in dem Permanentmagneten aufgenommen sind;
17 ist ein transversaler Querschnitt eines Rotors, in den Permanentmagneten aufgenommen sind;
18 ist ein transversaler Querschnitt, der ein Beispiel eines Rotors eines Reluktanzmotors mit ausgeprägten Magnetpolen darstellt;
19 ist ein schematischer transversaler Querschnitt, der eine Konfiguration eines Rotors eines Induktionsmotors darstellt;
20 stellt 2-, 3-, 4-, 5- 6- und 7-Phasen-Vektoren dar;
21 stellt einen Motor gemäß einem Ausführungsbeispiel, der mit 6-Phasen-Statorpolen und 6-Phasen-Wicklungen versehen ist, dar;
22 stellt eine Innenperipherie-Oberflächenkonfiguration des in 21 gezeigten Stators dar, die entlang des Umfangs entfaltet ist, wobei die Statorwicklungen darin angeordnet sind, sowie eine Außenoberflächenkonfiguration darunter eines Rotors, die entlang des Umfangs linear entfaltet ist, dar;
23 ist ein transversaler Querschnitt, der Teile des in 21 gezeigten Motors darstellt;
24 ist ein transversaler Querschnitt, der einen 3-Phasen-2-Pol-Synchronreluktanzmotor darstellt;
25 ist ein Vektordiagramm eines elektrischen Stroms und eines magnetischen Flusses in d-q-Koordinaten, die dem Synchronreluktanzmotor zugeordnet sind ;
26 ist ein vertikaler Querschnitt, der einen axial unendlich langen Stator mit 6-Phasen-Stator-Ringwicklungen in einem Motormodell darstellt;
27 stellt ein Beispiel einer Innenperipherie-Oberflächenkonfiguration eines Stators, die entlang des Umfangs entwickelt ist, dar, wobei Ringwicklungen darin angeordnet sind;
28 stellt ein Beispiel einer Innenperipherie-Oberflächenkonfiguration eines Stators dar, die entlang des Umfangs linear entfaltet ist, wobei Ringwicklungen darin angeordnet sind;
29 ist ein vertikaler Querschnitt, der einen Teil des in 28 gezeigten Stators darstellt;
30 stellt Vektordiagramme der elektrischen Ströme in den in 27 und 28 gezeigten Wicklungen dar;
31 ist eine vergrößerte Ansicht des Statorkerns und der Wicklungen in dem in 21 gezeigten Motor;
32 stellt Kombinationen von Vektoren dar;
33 stellt 6-Phasen-Vektoren, die aus kombinierten Vektoren gebildet sind, dar;
34 stellt ein Beispiel einer Innenperipherie-Oberflächenkonfiguration eines Stators, der entlang des Umfangs linear entfaltet ist, dar, wobei Ringwicklungen darin angeordnet sin;
35 stellt ein Beispiel einer Innenperipherie-Oberflächenkonfiguration eines Stators, der entlang des Umfangs linear entfaltet ist, dar, wobei Ringwicklungen darin angeordnet sind;
36 stellt ein Beispiel einer Drehrate der magnetischen Flüsse, die durch die Statorpole laufen, dar;
37 stellt ein Beispiel einer Innenperipherie-Oberflächenkonfiguration eines Stators, der entlang des Umfangs linear entfaltet ist, dar, wobei Ringwicklungen darin angeordnet sind;
38 ist ein vertikaler Querschnitt, der ein Beispiel der Konfiguration eines Statorpols darstellt;
39 stellt verschiedene Beispiele einer Innendurchmesserseitenkonfiguration eines Statorpols dar;
40 ist ein transversaler Querschnitt, der ein Beispiel einer Statorpol- und Rotorpol-Konfiguration darstellt;
41 sind stellt ein Beispiel einer Innenperipherie-Oberflächenkonfiguration eines Stators, der entlang des Umfangs entwickelt ist, dar, wobei die Ringwicklungen darin angeordnet sind;
42 stellt ein Beispiel einer Innenperipherie-Oberflächenkonfiguration eines Stators, der entlang des Umfangs entwickelt ist, dar, wobei Ringwicklungen darin angeordnet sind;
43 sind stellt ein Beispiel einer Innenperipherie-Oberflächenkonfiguration eines Stators, der entlang des Umfangs linear entfaltet ist, dar, wobei Ringwicklungen darin angeordnet;
44 ist ein Vektordiagramm, das elektrische Ströme der in 43 gezeigten Wicklungen darstellt;
45 ist ein Vektordiagramm, das elektrische Ströme der in 43 gezeigten Wicklungen darstellt;
46 ist ein Verbindungsdiagramm, das eine Drahtverbindungsbeziehung zwischen den Wicklungen des in 1 gezeigten Motors betreffend elektrische Ströme, Spannungen und Wicklungen darstellt;
47 stellt eine Beziehung zwischen dem elektrischen Strom und der elektrischen Spannung der in 46 gezeigten Wicklungen vektoriell dar;
48 stellt die Wicklungen, die elektrischen Ströme und Spannungen, die in 46 gezeigt sind, dar;
49 stellt eine Drahtverbindungsbeziehung, die elektrische Ströme, Spannungen und Wicklungen betrifft, bei dem Fall dar, bei dem die Wicklungen des in 1 gezeigten Motors durch die 7 gezeigten Wicklungen ersetzt sind.
50 stellt eine Drahtverbindungsbeziehung, die elektrische Ströme, Spannungen und Wicklungen betrifft, bei dem Fall dar, bei dem die Wicklungen des in 1 gezeigten Motors durch die in 7 gezeigten Wicklungen ersetzt sind.
51 stellt vektoriell eine Beziehung zwischen den Wicklungen, elektrischen Strömen und Spannungen, die in 50 gezeigt sind, dar;
52 stellt die in 50 gezeigten Wicklungen, elektrischen Ströme und Spannungen dar;
53 stellt eine Verbindungsbeziehung zwischen den in 50 gezeigten Wicklungen und einen 3-Phasen-Wechselrichter dar;
54 stellt eine Verbindungsbeziehung zwischen den in 21 gezeigten Wicklungen und einem 3-Phasen-Wechselrichter dar;
55 stellt eine Verbindungsbeziehung zwischen den in 35 gezeigten Wicklungen und einem 3-Phasen-Wechselrichter dar;
56 stellt eine Verbindungsbeziehung zwischen den in 28 gezeigten Wicklungen und einem 3-Phasen-Wechselrichter dar;
57 stellt den in 17 gezeigten Rotor mit Induktionswicklungen, die darin angeordnet sind, dar;
58 ist ein vertikaler Querschnitt, der eine Konfiguration eines Induktionsmotors darstellt, bei dem sowohl statorseitige Primärwicklungen als auch rotorseitige Sekundärwicklungen aus Ringwicklungen gebildet sind;
59 ist ein vertikaler Querschnitt, der einen Außenrotormotor darstellt, bei dem ein Rotor auf der Seite eines Außendurchmessers angeordnet ist;
60 ist ein vertikaler Querschnitt, der einen Motor mit einem axialen Spalt, bei dem ein Stator und ein Rotor in einer axialen Richtung des Rotors relativ angeordnet sind, darstellt;
61 ist ein transversaler Querschnitt, der eine Konfiguration der in 60 gezeigten Statorpole darstellt, wobei die Ringwicklungen darin angeordnet sind;
62 ist ein transversaler Querschnitt des in 60 gezeigten Motors;
63 ist ein vertikaler Querschnitt eines Motors der Erfindung, in dem zwei Motoren aufgenommen sind;
64 stellt ein Beispiel einer Innenperipherie-Oberflächenkonfiguration des in 63 gezeigten Stators dar, die entlang des Umfangs linear entfaltet ist, wobei die Ringwicklungen darin angeordnet sind;
65 ist ein transversaler Querschnitt eines Rotors mit einem axialen magnetischen Weg darin;
66 stellt eine Konfiguration eines Stapels von elektromagnetischen Stahlplatten dar;
67 stellt ein Beispiel eines Rotors mit Luftspalten, die in Teilen aus weichmagnetischem Material von Rotorpolen zum Begrenzen einer Drehrichtungsfreiheit von magnetischen Flüssen gebildet sind, dar;
68 stellt ein Beispiel eines Stators mit größeren Intervallen zwischen Statorpolen dar, um eine Streuung eines magnetischen Flusses zwischen den Statorpolen zu reduzieren;
69 stellt ein Beispiel eines Stators mit größeren Intervallen zwischen Statorpolen dar, um eine Streuung eines magnetischen Flusses zwischen den Statorpolen zu reduzieren;
70 stellt ein Beispiel eines Stators mit größeren Intervallen zwischen Statorpolen, um eine Streuung eines magnetischen Flusses zwischen den Statorpolen zu reduzieren, dar;
71 ist ein schematisches Diagramm, das eine Konfiguration eines 3-Phasen-Motors mit Ringwicklungen darstellt;
72 stellt elektrische Ströme und Spannungen von 71 vektoriell dar;
73 ist ein schematischen Diagramm, das eine Konfiguration eines 3-Phasen-Motors mit Ringwicklungen darstellt;
74 stellt elektrische Ströme und Spannungen von 73 vektoriell dar;
75 ist ein transversaler Querschnitt, der Statorpole des in 73 gezeigten Motors darstellt;
76 stellt eine Konfiguration einer Wicklung des in 73 gezeigten Motors und einen Wirbelstrom dar;
77 ist ein schematisches Diagramm, das eine Konfiguration eines 5-Phasen-Motors mit Ringwicklungen darstellt;
78 stellt elektrische Ströme von 77 vektoriell dar;
79 stellt elektrische Ströme von 77 vektoriell dar;
80 ist ein schematisches Diagramm, das eine Konfiguration eines 5-Phasen-Motors mit Ringwicklungen darstellt;
81 stellt elektrische Ströme des in 80 gezeigten Motors vektoriell dar;
82 stellt eine Drahtverbindung, bei der die Wicklungen des in 80 gezeigten Motors sterngeschaltet sind, dar;
83 ist ein schematisches Diagramm, das eine Konfiguration eines 5-Phasen-Motors mit Ringwicklungen darstellt;
84 stelle elektrische Ströme des in 83 gezeigten Motors vektoriell dar;
85 stellt eine Drahtverbindung, bei der die Wicklungen des in 83 gezeigten Motors sterngeschaltet sind, dar;
86 ist ein schematsiches Diagramm, das eine Konfiguration eines 5-Phasen-Motors mit Ringwicklungen darstellt;
87 ist ein Stromwellenformdiagramm, das dem in 83 gezeigten Motor zugeordnet ist;
88 ist ein Spannungswellenformdiagramm, das dem in 83 gezeigten Motor zugeordnet ist;
89 ist ein Spannungswellenformdiagramm, das den Anschlüssen bei dem Fall, bei dem die Wicklungen des in 83 gezeigten Motors sterngeschaltet sind, zugeordnet sind;
90 ist ein schematisches Diagramm, das eine Konfiguration eines 5-Phasen-Motors mit Ringwicklungen darstellt;
91 stellt die elektrischen Ströme des in 90 gezeigten Motors vektoriell dar;
92 stellt die elektrischen Ströme des in 90 gezeigten Motors vektoriell dar;
93 stellt Drahtverbindungen, bei denen die Wicklungen des in 90 gezeigten Motors sterngeschaltet und deltageschaltet sind, dar;
94 ist ein Stromwellenformdiagramm, das dem in 93 gezeigten Motor zugeordnet ist;
95 ist ein Spannungswellenformdiagramm, das den Wicklungen des in 93 gezeigten Motors zugeordnet ist;
96 ist ein Spannungswellenformdiagramm, das den Anschlüssen bei einem Fall zugeordnet ist, bei dem die Wicklungen des in 93 gezeigten Motors sterngeschaltet sind;
97 ist ein schematisches Diagramm; das eine Konfiguration eines 5-Phasen-Motors mit Ringwicklungen darstellt;
98 ist ein transversaler Querschnitt der Statorpole bei dem in 97 gezeigten Motor;
99 ist ein schematisches Diagramm, das eine Konfiguration eines 4-Phasen-Motors mit Ringwicklungen darstellt;
100 stellt die elektrischen Ströme von 99 vektoriell dar;
101 stellt eine Drahtverbindung, bei der die Wicklungen des in 99 gezeigten Motors sterngeschaltet sind, dar;
102 ist ein schematisches Diagramm, das eine Konfiguration eines 4-Phasen-Motors mit Ringwicklungen darstellt;
103 stellt eine Drahtverbindung, bei der die Wicklungen des in 102 gezeigten Motors sterngeschaltet sind, dar;
104 ist ein schematisches Diagramm, das eine Konfiguration eines 4-Phasen-Motors mit Ringwicklungen darstellt;
105 stellt eine Drahtverbindung, bei der die Wicklungen des in 104 gezeigten Motors sterngeschaltet sind, dar;
106 ist ein schematisches Diagramm, das eine Konfiguration eines 4-Phasen-Motors mit Ringwicklungen darstellt;
107 stellt die elektrischen Ströme des in 106 gezeigten Motors vektoriell dar;
108 ist ein schematisches Diagramm, das eine Konfiguration eines 4-Phasen-Motors mit Ringwicklungen darstellt;
109 ist ein transversaler Querschnitt, der die Statorpole des in 108 gezeigten Motors darstellt;
110 stellt die elektrischen Ströme des in 108 gezeigten Motors vektoriell dar;
111 stellt eine Drahtverbindung, bei der die Wicklungen des in 108 gezeigten Motors sterngeschaltet sind, um 3-Phasen-Wicklungen zu liefern, dar;
112 stellt die elektrischen Ströme des in 108 gezeigten Motors vektoriell dar;
113 stellt eine Drahtverbindung, bei der die Wicklungen des in 108 gezeigten Motors sterngeschaltet sind, um 3-Phasen-Wicklungen zu liefern, dar;
114 stellt den elektrischen Strom des in 35 gezeigten 6-Phasen-Motors vektoriell dar;
115 stellt eine Drahtverbindung, bei der die Wicklungen des in 35 gezeigten Motors sterngeschaltet sind, dar;
116 ist ein Stromwellenformdiagramm, das dem in 35 gezeigten Motor zugeordnet ist;
117 ist ein Spannungswellenformdiagramm, das dem in 35 gezeigten Motor zugeordnet ist;
118 ist ein Spannungswellenformdiagramm, das den Anschlüssen bei dem Fall, bei dem die Wicklungen des in 35 gezeigten Motors sterngeschaltet sind, zugeordnet ist;
119 ist ein Vektordiagramm von zwei Sätzen von 3 Phasen, bei denen die Phasen um 30° relativ verschoben sind;
120 stellt eine Drahtverbindung, bei der die Wicklungen des in 119 gezeigten Motors sterngeschaltet sind, dar;
121 ist ein schematisches Diagramm, das eine Konfiguration eines 4-Phasen-Motors mit Statorwicklungen darstellt, welcher allerdings kein Gegenstand nach der Erfindung ist;
122 ist ein schematisches Diagramm, das eine Konfiguration eines 4-Phasen-Motors mit Statorwicklungen, ähnlich wie in 121, darstellt;
123 bis 125 sind schematische Diagramme, die Konfigurationen eines 6-Phasen-Motors mit darstellen, welcher nicht Gegenstand der Erfindung ist;
126 stellt die elektrischen Ströme des in 125 gezeigten 6-Phasen-Motors vektoriell dar;
127 stellt die elektrischen Ströme des in 125 gezeigten 6-Phasen-Motors vektoriell dar.
128 ist ein schematisches Diagramm, das eine Konfiguration eines 4-Phasen-Motors mit Ringwicklungen darstellt;
129 stellt die elektrischen Ströme des in 128 gezeigten 6-Phasen-Motors vektoriell dar;
130 ist ein schematisches Diagramm, das eine Konfiguration eines 4-Phasen-Motors mit Ringwicklungen darstellt;
131 ist ein schematisches Diagramm, das einen Rotor bei einem 4-Pol-Reluktanzmotor darstellt;
132 stelle eine Konfiguration einer elektromagnetischen Stahlplatte, die für den in 131 gezeigten Rotor verwendet wird, dar;
133 stellt eine Konfiguration des in 131 gezeigten Rotors mit Permanentmagneten, die in demselben angeordnet sind, dar;
134 stellt eine Konfiguration dar, bei der die Statorpole umfangsmäßig verschoben sind, dar;
135 stellt Konfigurationen von radial eingeschnittenen Statorpolen und Rotorpolen dar;
136 stellt ein Beispiel des Verwendens von Rohren für die Wicklungen eines Stators dar;
137 stellt ein Beispiel einer Konfiguration einer Steuereinheit zum einzelnen Treiben der Wicklungen eines Motors dar;
138 stellt eine Wicklungskonfiguration eines 5-Phasen-Motors und einer Steuereinheit für denselben dar;
139 stellt eine Wicklungskonfiguration eines 5-Phasen-Motors und eine Steuereinheit für denselben dar;
140 stellt eine Wicklungskonfiguration eines 5-Phasen-Motors und eine Steuereinheit für denselben dar;
141 ist ein schematischer vertikaler Querschnitt, der eine Konfiguration eines herkömmlichen bürstenlosen Motors darstellt;
142 ist eine Entfaltung eines Stators, die eine Beziehung zwischen Statorpolen und Wicklungen bei einem herkömmlichen bürstenlosen Motor zeigt;
143 ist ein Querschnitt entlang einer Linie A1-A1 von 141; und
144 ist ein transversaler Querschnitt eines herkömmlichen Synchronreluktanzmotors.
BESTE ARTEN ZUM AUSFÜHREN DER ERFINDUNG
Unter Bezugnahme auf die Zeichnungen ist im Folgenden ein Motor gemäß einem Ausführungsbeispiel, auf das die vorliegende Anmeldung angewendet ist, beschrieben.
Zunächst wird eine bekannte Grundkonfiguration des Motors, der sich auf die vorliegende Erfindung bezieht, erklärt, und dann wird eine Konfiguration, die für die vorliegende Erfindung charakteristisch ist, erklärt.
1 ist ein Querschnitt, der eine Grundkonfiguration eines bürstenlosen Motors als der Motor, der sich auf das vorliegende Ausführungsbeispiel bezieht, darstellt. Ein in 1 gezeigter bürstenloser Motor 150 ist ein 8-Pol-Motor, der mit einem 3-Phasen-Wechselstrom in Betrieb ist und eine Rotorwelle 111, Permanentmagneten 112 und einen Stator 114 aufweist.
Ein Rotor 110 umfasst eine Mehrzahl von Permanentmagneten 112, die auf einer Oberfläche desselben angeordnet sind. Diese Permanentmagneten 112 haben N-Pole und S-Pole, die auf der Oberfläche des Rotors 110 entlang des Umfangs desselben angeordnet sind. 2 ist eine Umfangsentfaltung des Rotors 110. Die horizontale Achse zeigt mechanische Winkel. Eine Position, die durch einen mechanischen Winkel von 360° ausgedrückt ist, entspricht einem elektrischen Winkel von 1440°.
Der Stator 114 ist mit vier U-Phasen-Statorpolen 119, vier V-Phasen-Statorpolen 120 und vier W-Phasen-Statorpolen 121 versehen. Jeder der Statorpole 119, 120 und 121 ist hin zu dem Rotor 110 ausgeprägt gebildet. 4 ist eine Entwicklung, die eine Innenperipheriekonfiguration des Stators 114 betrachtet von dem Rotor 110 darstellt. Die vier U-Phasen-Statorpole 119 sind auf einem einzelnen Umfang mit einem geraden Intervall zwischen denselben angeordnet. Die vier V-Phasen-Statorpole 120 sind ähnlicherweise auf einem einzelnen Umfang mit einem geraden Intervall zwischen denselben angeordnet, und die vier W-Phasen-Statorpole 121 sind auf einem einzelnen Umfang mit einem geraden Intervall zwischen denselben angeordnet. Auf die vier U-Phasen-Statorpole 119 wird hierin als „U-Phasen-Statorpole”, auf die vier V-Phasen-Statorpole 120 als „V-Phasen-Statorpole” und auf die vier W-Phasen-Statorpole 121 als „W-Phasen-Statorpole” Bezug genommen. Unter den Gruppen der Statorpole wird auf die U-Phasen-Statorpole und die W-Phasen-Statorpole, die bei axialen Endteilen angeordnet sind, hierin als „Endstatorpole” und auf die restlichen V-Phasen-Statorpole wird als „Zwischenstatorpole” Bezug genommen.
Die U-Phasen-Statorpole 119, die V-Phasen-Statorpole 120 und die W-Phasen-Statorpole 121 sind so angeordnet, dass die axialen und umfangsmäßigen Positionen voneinander versetzt sind. Die einzelnen Gruppen von Statorpolen sind insbesondere voneinander umfangsmäßig versetzt, um einen relativen Phasenunterschied von 30° hinsichtlich des mechanischen Winkels zu haben, was 120° hinsichtlich des elektrischen Winkels sind. Gestrichelte Linien, die in 4 gezeigt sind, stellen die Permanentmagnete 112 des Rotors 110 dar. Eine Teilung zwischen den gleichen Polen in den Rotorpolen (zwischen den Permanentmagneten 112 der N-Pole oder zwischen den Permanentmagneten 112 der S-Pole) ist 360° hinsichtlich des elektrischen Winkels. Eine Teilung zwischen den gleichen Phasen in den Statorpolen ist ebenfalls 360° hinsichtlich des elektrischen Winkels.
Die U-Phasen-Statorpole 119, die V-Phasen-Statorpole 120 und die W-Phasen-Statorpole 121 sind zwischen denselben mit U-Phasen-Wicklungen 115, V-Phasen-Wicklungen 116 und 117 und W-Phasen-Wicklungen 118 versehen. 6 ist eine umfangsmäßige Entfaltung, die diese Phasenwicklungen darstellt. Jede der U-Phasen-Wicklungen ist zwischen den U-Phasen-Statorpolen 119 und den V-Phasen-Statorpolen 120 angeordnet und hat eine Umfangsschleifenform. Wenn ein Strom im Uhrzeigersinn betrachtet von der Rotorwelle positiv ist (das Gleiche gilt für die Phasenwicklungen der anderen Phasen), ist ein Strom Iu, der durch die U-Phasen-Wicklungen 115 fließt, negativ (–Iu). Ähnlicherweise ist jede der V-Phasen-Wicklungen 116 zwischen den U-Phasen-Statorpolen 119 und den V-Phasen-Statorpolen 120 angeordnet und hat eine Umfangsschleifenform. Ein Strom Iv, der durch die V-Phasen-Wicklungen 116 fließt, ist positiv (+Iv). Jede der V-Phasen-Wicklungen 117 ist zwischen den V-Phasen-Statorpolen 120 und den W-Phasen-Statorpolen 121 angeordnet und hat eine Umfangsschleifenform. Ein Strom Iv, der durch die V-Phasen-Wicklungen 117 fließt, ist negativ (–Iv). Jede der W-Phasen-Wicklungen 118 ist zwischen den V-Phasen-Statorpolen 120 und den W-Phasen-Statorpolen 121 angeordnet und hat eine Umfangsschleifenform. Ein Strom Iw, der durch die W-Phasen-Wicklungen 118 fließt, ist positiv (+Iw). Diese drei Typen von Strömen Iu, Iv und Iw sind 3-Phasen-Wechselströme, deren Phasen voneinander um 120° versetzt sind.
Die Formen der Statorpole und der Wicklungen der einzelnen Phasen sind im Folgenden im Detail erklärt. 3 stellt Querschnitte des Stators 114 bei den in 1 gezeigten Teilen dar. Das heißt, 3 zeigt durch (A) einen Querschnitt entlang einer Linie A-A, durch (B) einen Querschnitt entlang einer Linie B-B und (C) einen Querschnitt entlang einer Linie C-C. Wie in 3 gezeigt ist, sind die U-Phasen-Statorpole 119, die V-Phasen-Statorpole 120 und die W-Phasen-Statorpole 121 hin zu dem Rotor 110 ausgeprägt gebildet und sind angeordnet, um eine Positionsbeziehung mit einem relativen Phasenunterschied von 30° hinsichtlich des mechanischen Winkels zu liefern, was 120° hinsichtlich des elektrischen Winkels entspricht.
5 stellt eine schematische Konfiguration der U-Phasen-Wicklung 115 dar. In 5 stellt (A) eine Vorderansicht und (B) eine Seitenansicht dar. Die U-Phasen-Wicklung 115 hat einen Wicklungsstartanschluss U und einen Wicklungsendanschluss N. Ähnlicherweise hat jede der V-Phasen-Phasen-Wicklungen 116 und 117 einen Wicklungsstartanschluss V und einen Wicklungsendanschluss N, und die W-Phasen-Wicklung 118 hat einen Wicklungsstartanschluss W und einen Wicklungsendanschluss N. Bei dem Fall eines Erreichens einer 3-Phasen-Y-Schaltung der Phasenwicklungen sind die Wicklungsendanschlüsse N der Phasenwicklungen 115, 116, 117 und 118 verbunden. Die Ströme Iu, Iv und Iw, die durch die Phasenwicklungen 115, 116, 117 und 118 fließen, sind durch Stromphasen gesteuert, die ein Drehmoment zwischen den Statorpolen 119, 120 und 121 der einzelnen Phasen und den Permanentmagneten 112 des Rotors 110 erzeugen. Die Steuerung wird bewirkt, um eine Beziehung Iu + Iv + Iw = 0 einzurichten.
Im Folgenden ist eine Beziehung zwischen den Phasenströmen Iu, Iv und Iw und einer magnetomotorischen Kraft, die auf die Statorpole 119, 120 und 121 der einzelnen Phasen durch die Phasenströme übertragen wird, erklärt. 8 stellt eine Entfaltung der Statorpole 119, 120 und 121 der einzelnen Phasen (4) betrachtet von einer Luftspaltoberfläche (von der Seite des Rotors 110) mit einer Hinzufügung von äquivalenten Stromwicklungen der einzelnen Phasen dar.
Die U-Phasen-Wicklung ist um die vier U-Phasen-Statorpole 119 seriell und in einer Richtung verlaufend gewickelt. Demgemäß wird den U-Phasen-Statorpolen 119 eine in einer Richtung verlaufende magnetomotorische Kraft übertragen. Die U-Phasen-Wicklung, die um den zweiten U-Phasen-Statorpol 119 von links in 8 gewickelt ist, ist beispielsweise durch Drähte (3), (4), (5) und (6) gebildet. Diese Drähte sind in dieser Reihenfolge eine Mehrzahl von Malen um den U-Phasen-Statorpol 119 gewickelt. Drähte (2) und (7) sind Verbindungsdrähte, die benachbarte U-Phasen-Statorpole 119 verbinden und daher keine elektromagnetische Wirkung ausüben.
Eine detaillierte Untersuchung über die Teile des Stroms Iu, der durch eine solche U-Phasen-Wicklung fließt, zeigt, dass die Stärken der Ströme in den Drähten (1) und (3) gleich sind, jedoch die Ströme in der entgegengesetzten Richtung zueinander fließen, so, dass die Amperewindung der elektromotorischen Kraft versetzt ist. Diese Drähte können daher als in einem Zustand angesehen werden, der äquivalent zu dem Zustand ist, bei dem kein Strom geleitet wird. Betreffend die Ströme in den Drähten (5) und (8) ist die Amperewindung der magnetomotorischen Kraft versetzt. Daher können diese Drähte als in einem Zustand angesehen werden, der zu dem Zustand äquivalent ist, bei dem kein Strom geleitet wird. Da die Ströme, die durch die Drähte, die zwischen den U-Phasen-Statorpolen 119 angeordnet sind, laufen, daher konstant versetzt sind, gibt es keine Notwendigkeit, Ströme zu leiten, was zu der möglichen Entfernung der betroffenen Drähte führt. Als ein Resultat kann berücksichtigt werden, dass der U-Phasen-Schleifenstrom Iu, der entlang des Umfangs des Stators 114 für die Drähte (10) und (6) läuft, gleichzeitig mit dem U-Phasen-Schleifenstrom –Iu, der entlang des Umfangs des Stators 114 für die Drähte (4) und (9) läuft, fließt.
Der U-Phasen-Schleifenstrom Iu, der außerdem entlang des Umgangs des Stators 114 für die Drähte (10) und (6) läuft, ist ein Schleifenstrom, der außerhalb des Statorkerns läuft. Außerhalb des Statorkerns existiert beispielsweise Luft mit einem größeren magnetischen Widerstand, und daher kann der Schleifenstrom eine kleine elektromagnetische Wirkung auf den bürstenlosen Motor 150 ausüben. ein Weglassen des Schleifenstroms kann daher keinen Einfluss betreffen, was zu der möglichen Entfernung der Ringwicklung, die außerhalb des Statorkerns positioniert ist, führt. (Obwohl diese Ringwicklung bei dem vorhergehenden Beispiel weggelassen ist, kann dieselbe gelassen werden, ohne entfernt zu werden.) Die Wirkungen der in 1 gezeigten U-Phasen-Wicklungen können folglich als Äquivalent zu denselben der U-Phasen-Ringwicklungen 115, die in 1 und 6 gezeigt sind, angesehen werden.
Die in 8 gezeigte V-Phasen-Wicklung ist gewunden und seriell um die vier V-Phasen-Statorpole 120 wie bei dem Fall der U-Phasen-Wicklung gewickelt. Bei der Wicklung haben Ströme, die durch die Drähte (11) und (13) fließen, die gleiche Stärke, sind jedoch entgegengesetzt gerichtet, so, dass die Amperewindung der magnetomotorischen Kraft versetzt ist. Demgemäß können die Drähte als in einem Zustand, der äquivalent zu dem Zustand, bei dem kein Strom läuft, berücksichtigt werden. Die Amperewindung der magnetomotorischen Kraft ist ähnlich zu den Strömen, die durch die Drähte (15) und (18) fließen, versetzt. Als ein Resultat kann berücksichtigt werden, dass der V-Phasen-Schleifenstrom Iv, der entlang des Umfangs des Stators 114 für die Drähte (20) und (16) läuft, gleichzeitig mit dem V-Phasen-Schleifenstrom –Iv, der entlang des Umfangs des Stators 114 für die Drähte (14) und (19) läuft, fließt. Die Wirkungen der V-Phasen-Wicklung, die in 1 gezeigt ist, können folglich als äquivalent zu denselben der V-Phasen-Ringwicklungen 116 und 117, die in 1 und 6 gezeigt sind, angesehen werden.
Die W-Phasen-Wicklung, die in 8 gezeigt ist, ist gewunden und seriell um die vier W-Phasen-Statorpole 121 wie bei dem Fall der U-Phasen-Wicklung gewickelt. Bei der Wicklung haben Ströme, die durch die Drähte (21) und (23) fließen, die gleiche Stärke, sind jedoch entgegengesetzt gerichtet, so, dass die Amperewindung der magnetomotorischen Kraft versetzt ist. Diese Drähte können demgemäß als in einem Zustand, der äquivalent zu dem Zustand, bei dem kein Strom läuft, ist, angesehen werden. Die Amperewindung der magnetomotorischen Kraft ist ähnlich zu den Strömen, die durch die Drähte (25) und (28) fließen, versetzt. Als ein Resultat kann berücksichtigt werden, dass der W-Phasen-Schleifenstrom Iw, der entlang des Umfangs des Stators 114 für die Drähte (30) und (26) läuft, gleichzeitig mit dem W-Phasen-Schleifenstrom –Iw, der entlang des Umfangs des Stators 114 für die Drähte (24) und (29) läuft, fließt.
Der W-Phasen-Schleifenstrom –Iw, der entlang des Umfangs des Stators 114 für die Drähte (24) und (29), die im Vorhergehenden erwähnt sind, läuft, ist außerdem ein Schleifenstrom, der außerhalb des Statorkerns läuft. Außerhalb des Statorkerns existiert beispielsweise Luft mit einem großen magnetischen Widerstand, und der Schleifenstrom kann daher eine kleine elektromagnetische Wirkung auf den bürstenlosen Motor 150 ausüben. Ein Weglassen des Schleifenstroms kann daher keinen Einfluss betreffen, was zu einer möglichen Entfernung der Ringwicklung, die außerhalb des Statorkerns positioniert ist, führt. Die Effekte der in 8 gezeigten W-Phasen-Wicklung können folglich als Äquivalent zu denselben der Schleifen-W-Phasen-Wicklung 118, wie in 1 und 6 gezeigt ist, angesehen werden.
Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, können die Wicklungen und der Strom, die elektromagnetische Wirkungen auf die Phasenstatorpole 119, 120 und 121 des Stators 114 übertragen, durch vereinfachte Ringwicklungen ersetzt sein. Die Ringwicklungen an den axialen Enden des Stators 114 können zusätzlich entfernt sein. Als ein Resultat kann die Menge Kupfer, die für den bürstenlosen Motor 150 verwendet ist, wesentlich reduziert sein, um dadurch ein Erreichen eines hohen Wirkungsgrads und eines hohen Drehmoments zu ermöglichen. Da ferner keine Notwendigkeit einer sich umfangsmäßig anordnenden Wicklung (Drähten) zwischen den Statorpolen der gleichen Phase besteht, kann eine Mehrpol-Struktur über die herkömmliche Struktur hinaus erreicht werden. Die vereinfachte Wicklungsstruktur kann insbesondere die Produktivität von Motoren mit einem reduzierten Aufwand verbessern.
Es sollte offensichtlich sein, dass die magnetischen Flüsse ϕu, ϕv und ϕw, die durch die U-, V- bzw. W-Phasen-Statorpole laufen, sich bei einem Rückjoch vereinigen, um eine Beziehung einzurichten, bei der eine Gesamtsumme der magnetischen 3-Phasen-Wechselflüsse „0” ist, wie durch eine Gleichung ϕu + ϕv + ϕw = 0 ausgedrückt ist. Die in den 71, 72 und 73 gezeigte herkömmliche Struktur ist eine Struktur, bei der jeweils zwei der ausgeprägten Pole 119, 120 und 121, das heißt sechs gesamt, die in 8 gezeigt sind, entlang des gleichen Umfangs angeordnet sind, wobei jeder der ausgeprägten Pole die gleiche elektromagnetische Wirkung und Drehmomenterzeugung wie bei dem bürstenlosen Motor 150 ausübt. Im Gegensatz zu dem bürstenlosen Motor 150, der in 1–7 gezeigt ist, können jedoch bei dem in 71 und 72 gezeigten herkömmlichen bürstenlosen Motor keine Teile der Wicklung entfernt werden, oder derselbe kann keine aus strukturellen Gründen vereinfachte Wicklung haben.
Der bürstenlose Motor 150 hat die im Vorhergehenden beschriebene Konfiguration. Der Betrieb des bürstenlosen Motors 150 ist im Folgenden erklärt. 9 ist ein Vektordiagramm, das Ströme, Spannungen und ein Ausgangsdrehmoment des bürstenlosen Motors 150 darstellt. Die X-Achse entspricht einer realen Achse und die A-Achse entspricht einer imaginären Achse. Gegenuhrzeigersinnwinkel hinsichtlich der X-Achse sind Vektorphasenwinkel.
Auf die Drehwinkelrate der Flüsse ϕu, ϕv und ϕw, die in den Statorpolen 119, 120 und 121 der einzelnen Phasen des Stators 114 anwesend sind, ist hierin als eine „Einheitsspannung” Bezug genommen, und daher sind Beziehungen als Eu = dϕu/dθ, Ev = dϕv/dθ und Ew = dϕw/dθ angesehen. Die relativen Positionen der Phasenstatorpole 119, 120 und 121 für den Rotor 110 (Permanentmagneten 112) sind um 120° hinsichtlich des elektrischen Winkels, wie in 4 gezeigt ist, verschoben. Wie in 9 gezeigt ist resultieren die Einheitsspannungen Eu, Ev und Ew, die durch eine Windung der Phasenwicklungen 115 bis 118 induziert werden in 3-Phasen-Wechselspannungen.
Unter der Bedingung, dass sich der Rotor mit einer konstanten Drehung dθ/dt = S1 dreht, und die Anzahl von Windungen der Phasenwicklungen 115 bis 118 Wu, Wv und Ww ist, wobei jeder dieser Werte gleich Wc ist, sind die Induktionsspannungen Vu, Vv und Vw der Wicklungen 115 bsi 118 durch die folgenden Formeln ausgedrückt. Es sollte zu erkennen sein, dass das Ignorieren von Flusskomponenten, die aus den Statorpolen gestreut werden, in der Zahl von Flussverkettungen als Wu × ϕu in der U-Phasen-Wicklung, Wv × ϕv in der V-Phasen-Wicklung und Ww × ϕw in der W-Phasen-Wicklung resultieren kann. Vu = Wu × (–dϕu/dt) = –Wu × dϕu/dθ × dθ/dt = –Wu × Eu × S1 (1)
Ähnlich, Vv = Wv × Ev × S1 (2) Vw = Ww × Ew × S1 (3)
Eine besondere Beziehung zwischen den Wicklungen und den Spannungen sieht wie folgt aus. Die Einheitsspannung Eu der U-Phase ist eine Spannung, die bei einer Gegenwindung der U-Phasen-Wicklung 115, die in 1 und 6 gezeigt ist, erzeugt wird. Die U-Phasen-Spannung Vu ist eine Spannung, die in einer Gegenrichtung in der U-Phasen-Wicklung 115 erzeugt wird. Die Einheitsspannung Ev der V-Phase ist eine Spannung, die über eine Reihenschaltung von einer Windung der V-Phasen-Wicklung 116 und einer Gegenwindung der V-Phasen-Wicklung 117 erzeugt wird. Die V-Phasen-Spannung Vv ist eine Spannung über eine Serienschaltung der V-Phasen-Wicklung 116 und der Gegen-V-Phasen-Wicklung 117. Die Einheitsspannung Ew der W-Phase ist eine Spannung, die bei einer Windung der W-Phasen-Wicklung 118, die in 1 und 6 gezeigt ist, erzeugt wird. Die W-Phasen-Spannung Vw ist eine Spannung, die in einer Gegenrichtung in der W-Phasen-Wicklung 118 erzeugt wird.
Um das Drehmoment in dem bürstenlosen Motor 150 effizient zu erzeugen, ist es erforderlich, dass die Phasenströme Iu, Iv und Iw zu den gleichen Phasen wie die Einheitsspannungen Eu, Ev bzw. Ew der Phasenwicklungen gespeist werden. In 9 ist angenommen, dass sich Iu, Iv und Iw in den gleichen Phasen wie Eu, Ev bzw. Ew befinden, und der Spannungsvektor und der Stromvektor der gleichen Phase sind durch einen einzigen Vektorpfeil zur Vereinfachung des Vektordiagramms dargestellt.
Eine Ausgangsleistung Pa und Phasenleistungen Pu, Pv und Pw des bürstenlosen Motors 150 sind durch die folgenden Formeln ausgedrückt: Pu = Vu × (–Iu) = Wu × Eu × S1 × Iu (4) Pv = Vv × Iv = Wv × Ev × S1 × Iv (5) Pw = Vw × Iw = Ww × Ew × S1 × Iw (6) Pa = Pu + Pv + Pw = Vu × Iu + Vv × Iv + Vw × Iw (7)
Ein Ausgangsdrehmoment Ta und Phasendrehmomente Tu, Tv und Tw des bürstenlosen Motors 150 sind ferner durch die folgenden Formeln ausgedrückt: Tu = Pu/S1 = Wu × Eu × Iu (8) Tv = Pv/S1 = Wv × Ev × Iv (9) Tw = Pw/S1 = Ww × Ew × Iw (10) Ta = Tu + Tv + Tw = Wu × Eu × Iu + Wv × Ev × Iy + Ww × Ew × Iw = Wc × (Eu × Iu + Ev × Iv + Ew × Iw) (11)
Es sollte zu erkennen sein, dass das Vektordiagramm, das den Spannungen, Strömen und Drehmomenten des bürstenlosen Motors 150 gemäß der vorliegenden Erfindung zugeordnet ist, gleich demselben wie bei dem Vektordiagramm, das dem herkömmlichen bürstenlosen Motor, der in 71, 72 und 73 gezeigt ist, zugeordnet ist, ist.
Eine Klärung ist über einen Lösungsansatz zum Modifizieren der Phasenwicklungen und Ströme, die in 1 und 6 gezeigt sind, angegeben, wobei die Modifikation einen höheren Wirkungsgrad erlangen kann. Die U-Phasen-Wicklung 115 und die V-Phasen-Wicklung 116 sind Ringwicklungen, die zwischen den U-Phasen-Statorpolen 119 und den V-Phasen-Statorpolen 120 benachbart angeordnet sind. Diese Wicklungen können in eine einzige Wicklung kombiniert sein. Die V-Phasen-Wicklung 117 und die W-Phasen-Wicklung 118 sind ähnlich Ringwicklungen, die zwischen den V-Phasen-Statorpolen 120 und den W-Phasen-Statorpolen 121 benachbart angeordnet sind. Diese Wicklungen können in eine einzige Wicklung kombiniert sein.
7 zeigt die Modifikation, bei der zwei Wicklungen in eine einzige Wicklung kombiniert sind. Wie aus dem Vergleich zwischen 7 und 6 offensichtlich ist, sind die U-Phasen-Wicklung 115 und die V-Phasen-Wicklung 116 durch eine einzige M-Phasen-Wicklung 138 ersetzt, und die V-Phasen-Wicklung 117 und die W-Phasen-Wicklung 118 sind durch eine einzige N-Phasen-Wicklung 139 ersetzt. Der Strom (–Iu) der U-Phasen-Wicklung 115 und der Strom (Iv) der V-Phasen-Wicklung 116 sind hinzugefügt, um einen M-Phasen-Strom Im (= –Iu + Iv) zum Leiten durch die M-Phasen-Wicklung 138 zu erhalten. Die Bedingung des magnetischen Flusses, der durch die M-Phasen-Wicklung 138 erzeugt wird, resultiert in der gleichen wie dieselbe des magnetischen Flusses, der durch Kombinieren der magnetischen Flüsse, die durch die U- und V-Phasen-Wicklungen 115 und 116 erhalten werden, erhalten wird, wodurch eine elektromagnetische Äquivalenz zwischen diesen Bedingungen erlangt wird. Der Strom (–Iv) der V-Phasen-Wicklung 117 und der Strom (Iw) der W-Phasen-Wicklung 118 werden ähnlich addiert, um einen N-Phasen-Strom In (= –Iv + Iw), zum Leiten durch die N-Phasen-Wicklung 139 zu erhalten. Die Bedingung des magnetischen Flusses, der durch die N-Phasen-Wicklung 139 erzeugt wird, resultiert in der gleichen wie dieselbe des magnetischen Flusses, der durch Kombinieren der magnetischen Flüsse, die durch die V- und W-Phasen-Wicklungen 117 und 118 erhalten werden, wodurch eine elektromagnetische Äquivalenz zwischen diesen Bedingungen erlangt wird.
Diese Bedingungen sind in 9 widergespiegelt. Eine Einheitsspannung Ein der M-Phasen-Wicklung 138 und eine Einheitsspannung En der N-Phasen-Wicklung 139, die in 9 gezeigt sind, sind durch die folgenden Formeln ausgedrückt: Em = –Eu = –dϕu/dθ En = Ew = dϕw/dθ
Vektorberechnungen einer Spannung V, einer Leistung P und eines Drehmoments T der einzelnen Wicklungen resultieren ferner in den folgenden Formeln: Vm = Wc × Em × S1 (12) Vn = Wc × En × S1 (13) Pm = Vm × Im = Wc × (–Eu) × S1 × (–Iu + Iv) = Wc × Eu × S1 × (–Iu + Iv) (14) Pn = Vn × In = Wc × Ew × S1 × (–Iv + Iw) (15) Pb = Pm + Pn = Vu × (–Iu + Iv) + Vw × (–Iv + Iw) (16) Tm = Pm/S1 = Wc × (–Eu) × (–Iu + Iv) (17) Tn = Pn/S1 = Wc × Ew × (–Iv + Iw) (18) Tb = Tm + Tn = Wc × ((–Eu × Im) + Ew × In) (19) = Wc × (–Eu × (–Iu + Iv) + Ew × (–Iv + Iw)) = Wc × Eu × Iu + Wc × Iv ×(–Eu – Ew) + Wc × Ew × Iw = Wc × (Eu × Iu + Ev × Iv + Ew × Iw) (20) da, Eu + Ev + Ew = 0 (21)
Die Drehmomentformel, die durch die Formel (11) gezeigt ist, ist durch drei Phasen ausgedrückt, während die Drehmomentformel, die durch die Formel (19) gezeigt ist, durch zwei Phasen ausgedrückt ist. Obwohl sich die Ausdrücke dieser Drehmomentformeln unterscheiden, führt eine Entwicklung der Formel (19) zu der Formel (20). Wie zu sehen ist, sind daher diese Formeln mathematisch äquivalent. Bei dem Fall, bei dem insbesondere die Spannungen Vu, Vv und Vw und die Ströme Iu, Iv und Iw ausgeglichene 3-Phasen-Wechselströme sind, resultiert das Drehmoment Ta, das durch die Formel (11) ausgedrückt ist, in einem stationären Wert. Bei diesem Fall wird das Drehmoment Tb, das durch die Formel (19) ausgedrückt ist, als eine Summe der quadratischen Funktion der Sinuswelle erhalten, die ein Phasenunterschied, d. h. Kmn = 90°, zwischen Tm und Tn ist und in einem stationären Wert resultiert.
Die Formel (19) ist ein Ausdruck eines Modus eines 2-Phasen-AC-Motors, und die Formeln (11) und (21) sind Ausdrücke von Modi eines 3-Phasen-AC-Motors. Diese Werte sind gleich. In der Formel (19) unterscheidet sich jedoch ein Kupferverlust zwischen einem Fall, bei dem der Strom Im für (–Iu + Iv) der M-Phasen-Wicklung 138 zugeführt wird, und einem Fall, bei dem die Ströme –Iu und Iv den U- und V-Phasen-Wicklungen 115 bzw. 116 zugeführt werden, obwohl es keinen elektromagnetischen Unterschied gibt. Wie in dem Vektordiagramm von 9 gezeigt ist, ist eine Komponente der reellen Achse des Stroms Im auf einen Wert, der durch Multiplizieren von Im mit cos 30° erhalten wird, reduziert. Ein Zuführen des Stroms Im zu der M-Phasen-Wicklung 138 kann demgemäß in einem Kupferverlust von 75% resultieren, was einer Wirkung eines Reduzierens eines Kupferverlusts um 25% ausübt.
Im Folgenden ist eine Modifikation der Formen der Pole in den Spaltenoberflächen, die der Konfiguration des Status 114 des in 1 gezeigten Motors zugeordnet sind, beschrieben. Die Formen der Pole des Status 114 ergeben einen wesentlichen Einfluss auf die Drehmomentcharakteristika und sind eng auf die Rastdrehmomentwelligkeit oder Drehmomentwelligkeit, die durch einen Versorgungsstrom induziert wird, bezogen. Ein spezifisches Beispiel ist beschrieben, bei dem Formen der Statorpole in den einzelnen Gruppen von Statorpolen modifiziert sind, so, dass eine Konfiguration und eine Amplitude von jeder Einheitsspannung, d. h. eine Drehänderungsrate des magnetischen Flusses, der sich in jeder Gruppe von Statorpolen befindet, im Wesentlichen auf einem bestimmten Pegel gehalten werden kann, und dass ein Phasenunterschied von 120° hinsichtlich des elektrischen Winkels beibehalten werden kann.
10 ist eine umfangsmäige Entfaltung von modifizierten Statorpolen. Statorpole 122, 123 und 124 der einzelnen in 4 gezeigten Phasen haben Grundformen, die parallel zu der Rotorwelle 11 angeordnet sind. Die Statorpole in jeder Phase haben die gleichen Formen und sind so angeordnet, um einen relativen Phasenunterschied von 120° hinsichtlich des elektrischen Winkels zu haben. Es besteht eine Befürchtung, dass die Verwendung der Statorpole 122, 123 und 124 mit solchen Formen eine größere Drehmomentwelligkeit induzieren kann. In dieser Hinsicht kann eine Bildung von gewölbten Einschnitten in einer radialen Richtung der Statorpole 122, 123 und 124 gleichmäßige elektromagnetische Wirkungen an Grenzteilen erlauben, wodurch eine Drehmomentwelligkeit reduziert werden kann. Alternativ können gewölbte Einschnitte in einzelnen Poloberflächen der Permanentmagneten 112 des Rotors 110 gebildet sein, um eine sinusförmige Verteilung des magnetischen Flusses in einer Umfangsrichtung zu realisieren, durch die eine Drehmomentwelligkeit reduziert werden kann. Die Winkel, die durch die horizontale Achse von 10 gezeigt sind, sind entlang des Umfangs mechanische Winkel, wobei ein Zyklus, der von dem linken Ende zu dem rechten Ende startet, 360° ist.
11 ist eine umfangsmäßige Entfaltung, die eine weitere Modifikation der Statorpole darstellt. Statorpole 125, 126 und 127 der einzelnen in 11 gezeigten Phasen sind um etwa 60° hinsichtlich des elektrischen Winkels hinsichtlich der Grundformen, die in 10 gezeigt sind, schräg (um etwa 60° hinsichtlich des elektrischen Winkels hinsichtlich einer Richtung parallel zu der Rotorwelle 111 umfangsmäßig geneigt). Dies hat eine Wirkung eines Reduzierens einer Drehmomentwelligkeit. Da ferner die Breiten der Statorpole 125, 126 und 127 der einzelnen Phasen kleiner als 180° sind, gibt es keine Reduzierung der maximalen magnetischen Flüsse, die durch die Statorpole 125, 126 und 127 der einzelnen Phasen laufen, was ein Merkmal ergibt, dass eine Reduzierung eines Drehmomentdurchschnittswerts klein ist.
Bei dem Fall, bei dem die Formen der in 10 und 11 gezeigten Statorpole eingesetzt werden, sind die Luftspaltoberflächenkonfigurationen der Statorpole realisiert, indem erlaubt wird, das Enden der Statorpole der einzelnen Phasen zwischen den Phasenwicklungen 115, 116, 117 und 118 und den Luftspaltteilen entlang der axialen Richtung des Rotors herauskommen. Dies erfordert Räume für magnetische Wege, sodass die Enden der Statorpole axial herauskommen können, was ein Problem aufwirft, dass eine äußere Form des Motors dazu tendiert, aufgrund der Notwendigkeit eines Sicherstellens der Räume vergrößert zu werden.
12 ist eine umfangsmäßige Entfaltung, die eine weitere Modifikation der Statorpole, d. h. eine Modifikation der Statorpolformen zum Lindern des Problems darstellt. 12 zeigt ein Beispiel, bei dem die Formen der Statorpole 128, 129 und 130 der einzelnen Phasen modifiziert wurden, so dass ein Phasenunterschied von 120° hinsichtlich des elektrischen Winkels beibehalten wird, während die Konfigurationen und Amplituden der Einheitsspannungen Eu, Ev und Ew der einzelnen Phasen im Wesentlichen gleich sind, unter der Bedingung, dass die U-Phasen-Einheitsspannung, die einer Drehwinkelrate des magnetischen Flusses ϕu, der sich in dem U-Phasen-Statorpol 128 befindet, Eu (= dϕu/dθ) ist; die V-Phasen-Einheitsspannung, die einer Drehwinkelrate des magnetischen Flusses ϕv entspricht, der sich in dem V-Phasen-Statorpol 129 befindet, Ev (= dϕv/dθ) ist; und die W-Phasen-Einheitsspannung, die einer Drehwinkelrate des magnetischen Flusses ϕw entspricht, der sich in dem W-Phasen-Statorpol 130 befindet, Ew (= dϕw/dθ) in dem Stator 114 ist. Die Formen dieser Statorpole sind dadurch charakterisiert, dass die Länge von jeder der Luftspaltoberflächen der Statorpole 128, 129 und 130 für Zwischenteile von einzelnen Zähnen, d. h. den einzelnen Statorpolen, meistens klein ist, so, dass die magnetischen Flüsse von dem Rotor 110 ohne Weiteres durch die Statorpoloberflächen und die Zwischenteile der Zähne laufen können und ferner durch magnetische Wege hin zu dem Rückjoch des Stators 114 laufen können. Demgemäß können Verglichen mit den Statorpolformen, die in 10 und 11 gezeigt sind, die Statorpolformen, die in 12 gezeigt sind, die Räume zwischen den Phasenwicklungen 115, 116, 117 und 118 und den Luftspaltteilen reduzieren. Als ein Resultat kann die äußere Form des bürstenlosen Motors reduziert werden.
13 ist eine umfangsmäßige Entfaltung, die eine weitere Modifikation der Statorpole darstellt, bei der die Statorpolformen, die in 10 gezeigt sind, weiter modifiziert sind. Bei dem in 13 gezeigten Beispiel sind die U- und W-Phasen-Statorpole 134 bzw. 136 an den axialen Enden der Rotorwelle 111 in der Polbreite 180° hinsichtlich des elektrischen Winkels umfangsmäßig erweitert. Der restliche Raum ist verteilt und gelegen, um die V-Phasen-Statorpole 135 auszugleichen. Betreffend die Teile der Zähne der U- und W-Phasen-Statorpole 134 bzw. 136, deren Oberflächen sich weit von dem Rückjoch befinden, sind Endteile derselben entfernt, da diese Endteile so dünn sind, dass sie schwer zu fertigen sind. Durch eine Ziffer 135 sind die V-Phasen-Statorpole gezeigt. Die Drehwinkelraten, d. h. die Einheitsspannungen Eu, Ev und Ew, an den Oberflächen der Statorpole der einzelnen Phasen mit solchen Formen, sind modifiziert, um den gleichen Wert zu haben, obwohl sich die Phasen unterscheiden. Als ein Resultat können die Formen dieser Statorpole einen Leiten von vergleichsweise großen effektiven magnetischen Flüssen erlauben und können vergleichsweise einfach hergestellt werden.
Eine Beschreibung ist im Folgenden über die detaillierte Konfiguration und Vorteile des Motors gemäß der vorliegenden Erfindung angegeben, die die Merkmale der vorliegenden Erfindung zeigt. Dieser Motor umfasst eine Konfiguration, die einer Statorstruktur zugeordnet ist, die Merkmale der vorliegenden Erfindung zeigt, und eine Konfiguration zum Erreichen von Wirkungen, die für die Kombinationen dieser Statorstruktur mit den verschiedenen Rotoren, die in den 14 bis 19, 73 und 74 gezeigt sind, typisch sind. Wie in den Vektordiagrammen bei (a) bis (f) von 20 gezeigt ist, kann die Zahl der Phasen dieses Motors variiert sein, um einen 2-Phasen-Wechselstrom, einen 3-Phasen-Wechselstrom und einen Mehrphasen-Wechselstrom mit vier Phasen oder mehr zu realisieren, um eine Variation der Konfiguration zu erlangen. Betreffend die Zahl der Pole dieses Motors sind ebenso zwei bis mehrere Pole anwendbar. Eine größere Zahl von Polen kann insbesondere die Drehänderungsrate von verketteten Flüssen der Phasenwicklungen steigern, wodurch ein großes Drehmoment erhalten werden kann. Der in 1 gezeigte 3-Phasen-Wechselmotor entspricht einem 3-Phasen-Wechselotor, der durch (b) von 20 dargestellt ist.
21 ist ein vertikaler Querschnitt eines 8-Pol-6-Phasen-Motors gemäß einem Ausführungsbeispiel. 22 ist eine umfangsmäßige Entwicklung einer inneren Oberfläche eines Stators und einer äußeren Oberfläche eines Rotors.
Ein in 21 gezeigter Motor 100 umfasst einen Rotor 10, eine Rotorwelle 11, Permanentmagneten 12 und einen Stator 14. Die Permanentmagneten 12 sind an einer Außenperipherie des Rotors 10 befestigt. Wie durch (a) von 22 gezeigt ist, sind insbesondere die N-Pole und S-Pole abwechselnd entlang einer Außenperipherieoberfläche des Rotors 10 angeordnet. Die horizontale Achse bei (b) von 22 zeigt Positionen des Rotors in der Drehrichtung, bei der ein Zyklus 360° × 4 = 1440° hinsichtlich des elektrischen Winkels entspricht. Wie durch (a) von 22 gezeigt ist, ist der Stator 14 bei einer Innenperipherie desselben mit Statorpolen 53, 54, 55, 56, 57, 58 und 59 der ersten bis sechsten Phase versehen. Die Statorpole 53 und 59, die sich bei den axialen Enden befinden, besitzen die gleiche Polarität und dienen beide als Statorpole für die erste Phase. Vier Statorpole der gleichen Phase sind entlang des Umfangs mit einer Teilung von 360° angeordnet. Bei diesem Beispiel sind Statorpole der ersten bis sechsten Phasen angeordnet, um einen relativen Phasenunterschied von 360°/6 = 60° hinsichtlich des elektrischen Winkels zu haben, wobei eine umfangsmäßige Breite von jedem Statorpol 180° ist.
23 stellt verschiedene Querschnitte des in 21 gezeigten Motors 100 dar. Ein Querschnitt entlang einer Linie D-D und einer Linie J-J ist durch (a) von 23 gezeigt, ein Querschnitt entlang einer Linie E-E ist durch (b) von 23 gezeigt, ein Querschnitt entlang einer Linie F-F ist durch (c) von 23 gezeigt, ein Querschnitt entlang einer Linie G-G ist durch (d) von 23 gezeigt, ein Querschnitt entlang einer Linie H-H ist durch (e) von 23 gezeigt und ein Querschnitt entlang einer Linie I-I ist durch (f) von 23 gezeigt. Es sollte zu erkennen sein, dass die Querschnitte entlang der Linien D-D und J-J, die den Statorspulen 53 bzw. 59 mit gleicher Phase entsprechen, die gleiche wie durch (a) von 23 gezeigte Konfiguration zeigen. Es versteht sich aus 23, die die Anordnung der in 22 gezeigten Statorpole widerspiegelt, von selbst, dass die Umfangspositionen der Statorpole voneinander um 60° versetzt sind.
Wie in 21 gezeigt und durch (a) von 22 gezeigt ist, ist der Stator 14 mit Ringwicklungen 41 bis 52, die die Rotorwelle 11 zentrieren, versehen. Die Wicklungen 41 und 42 sind bei einem Schlitz zwischen den Statorpolen 53 und 54 vorgesehen. Die Wicklungen 43 und 44 sind ähnlich bei einem Schlitz zwischen den Statorpolen 54 und 55 vorgesehen. Die Wicklungen 45 und 46 sind bei einem Schlitz zwischen den Statorpolen 55 und 56 vorgesehen. Die Wicklungen 47 und 48 sind bei einem Schlitz zwischen den Statorpolen 56 und 57 vorgesehen. Die Wicklungen 49 und 50 sind bei einem Schlitz zwischen den Statorpolen 57 und 58 vorgesehen. Die Wicklungen 51 und 52 sind bei einem Schlitz zwischen den Statorpolen 58 und 59 vorgesehen. Eine lineare Entfaltung der umfangsmäßigen Konfiguration von jeder Wicklung entspricht einer Konfiguration, die durch Öffnen der Ringwicklung erhalten wird, und können dadurch linear gezeigt werden, wie in 22 gezeigt ist. Bei dem Fall einer Konfiguration einer magnetischen ausgeglichenen 6-Phasen-Schaltung kann die elektromagnetische Wirkung des Stroms in jeder Wicklung betrachtet werden, um, wie Bezug nehmend auf 8 beschrieben, ausgeübt zu werden. Eine magnetomotorische Kraft kann beispielsweise betrachtet werden, um auf den Statorpol 54 durch Übertragen der gleichen Zahl von Windungen auf die Wicklungen 42 und 43, wobei beide derselben zu dem Statorpol 54 benachbart sind, und Zuführen eines Stroms zu der Wicklung 42, wie durch einen Vektor B bei (e) von 20 gezeigt ist, und Leiten eines Gegenstroms zu der Wicklung 43, wie durch einen Vektor –B gezeigt ist, zu wirken. Von dem Standpunkt der Äquivalenz kann die Wicklungsrichtung der Wicklung 43 entgegengesetzt zu der Wicklung 42 sein, um eine Verbindung einzurichten, während der gleiche Strom B zugeführt wird. Betreffend andere Statorpole sind die Wicklungen angeordnet, um die gleiche Beziehung zu erlangen. Die Ströme, die den jeweiligen Windungen 41 bis 52 von 22 zugeführt werden, haben Stromvektoren, die an dem linken Ende der Figur gezeigt sind, und sind durch die durch (e) von 20 gezeigten Vektoren dargestellt, denen die gleichen Bezüge zugewiesen sind. Die Statorpole 53 und 59 an den axialen Enden sind ein wenig speziell. Die Luft an beiden Seiten, die einen großen magnetischen Widerstand ausübt, verursacht insbesondere, dass die Ströme, die durch die Wicklungen 41 und 52 laufen, magnetische Wirkungen auf die jeweiligen Statorpole 53 und 59 an den Enden ausüben. Wenn eine axiale Breite von jedem Statorpol WDD ist, sind die Statorpole 53 und 59, die zu der gleichen Phase gehören, so konfiguriert, dass eine Summe der jeweiligen axialen Breiten WDA1 und WDA2 derselben gleich WDD ist. Das heißt, wenn eine Beziehung WDD = WDA1 + WDA2 erfüllt ist, können die zwei Statorpole 53 und 59 eine elektromagnetische Wirkung im Wesentlichen gleich jedem der Statorpole der anderen Phasen, die in dem Stator 14 axial und dazwischen liegend angeordnet sind, ausüben. Um zusammen zu fassen, entsprechen die Statorpole 53 und 59 einer Phase A, und die Wicklungen 52 und 41 sind mit dem magnetischen Fluss, der durch diese Statorpole läuft, verkettet. Die Statorpole 54 entsprechen ähnlich einer Phase B, und die Wicklungen 42 und 43 sind mit dem magnetischen Fluss, der durch diese Statorpole läuft, verkettet. Die Statorpole 55 entsprechen einer Phase C, und die Wicklungen 44 und 45 sind mit dem magnetischen Fluss, der durch diese Statorpole läuft, verkettet. Die Statorpole 56 entsprechen einer Phase D, und die Wicklungen 46 und 47 sind mit dem magnetischen Fluss, der durch diese Statorpole läuft, verkettet. Die Statorpole 57 entsprechen einer Phase E, und die Wicklungen 48 und 49 sind mit dem magnetischen Fluss, der durch diese Statorpole läuft, verkettet. Die Statorpole 58 entsprechen einer Phase F, und die Wicklungen 50 und 51 sind mit dem magnetischen Fluss, der durch diese Statorpole läuft, verkettet. Die Statorpole 53 und 59 an den axialen Enden können durch das Umwicklen der Flüsse, die um die einzelnen Statorpole ausstreuen, beeinflusst werden. In einem präzisen Sinn können die Statorpole 53 und 59 einen Fehler erzeugen, der bei einem einfachen Modell nicht verursacht werden kann. Demgemäß kann eine Korrektur hinsichtlich der Formen der Statorpole, die einen solchen Einfluss betrachtet, die Drehmomentwelligkeit wesentlich mehr reduzieren, was zu einer Realisierung eines Motors mit einer höheren Präzision führt.
Im folgenden ist ein besonderes Beispiel zum Zuführen eines Stroms zu dem Motor 100 beschrieben. Der Rotor 10 ist ein Oberflächenmagnetrotor und hat acht Pole. Erste Wicklungen, d. h. die Wicklungen 41 und 52 sind entgegengesetzt in Reihe geschaltet. Wenn ein maximaler Wert eines Flusses Φ1, der mit diesen Wicklungen verkettet ist, FLm ist, und die Umfangsverteilung des Flusses sinusförmig ist, kann eine Drehänderungsrate E1 des Flusses Φ1 = FL × sin (θE), der mit den Wicklungen 41 und 52 verkettet ist, durch die folgende Formel ausgedrückt werden: E1 = d(Φ1)/dθ = d(FLm × sin(θE))/dθ = d(FLm × sin(θE))/d(θE) × d(θE))/dθ = 4 × MLm × cos(θE) (22) wobei „θ” eine Drehposition des Rotors 10 ist, „θE” eine Einheit eines elektrischen Winkels der Drehposition ist. Bei dem Fall von acht Polen kann θE = 4 × θ eingerichtet werden. Wenn die Zahl von Windungen von jeder der Wicklungen 41 und 52 W1 ist, kann eine Spannung V1, die in den Erst-Phase-Wicklungen 41 und 52 induziert wird, durch die folgenden Formeln ausgedrückt werden: V1 = W1 × d(Φ1)/dt (23) = W1 × d(Φ1)/dθ × dθ/dt (24) = 4 × W1 × FLm × cos(θE) × dθ/dt (25)
Die Formel (25) zeigt daher, dass das Drehmoment effizient erzeugt werden kann, wenn ein zugeführter Strom Ip × cos(θE) ist, der die gleiche Phase wie die Drehwinkelrate E1 des verketteten Flusses Φ1 hat. Der „Ip” stellt eine Stromamplitude dar. Es sollte zu erkennen sein, dass die Zahl der verketteten Flüsse der Erste-Phase-Wicklungen 41 und 52 W1 × Φ1 ist, und die Spannung V1 stellt eine Zeitänderungsrate der Zahl von verketteten Flüssen dar.
Das Gleiche gilt für die anderen Phasen. Zwei Wicklungen, die insbesondere jeden Statorpol zwischen sich anordnen und zu demselben axial benachbart sind, sind entgegengesetzt gewickelt und in Reihe geschaltet. Spannungen, die in den einzelnen Wicklungen induziert werden, richten die gleiche Beziehung ein, obwohl es einen Phasenunterschied von 60° gibt. Wenn ein innerer Verlust des Motors 100 PVerlust = 0 ist, können „Pc”, das ein Eingangssignal des Motors 100 ist, und eine mechanische Ausgabe des Motors 100 als eine Gesamtsumme von Produkten der Spannung und des Stroms von jeder der Phasen erhalten werden und durch die folgende Formel ausgedrückt werden: Pc = 4W1 × FLm × cos(θE) × dθ/dt × Ip × cos(θE) + 4W1 × FLm × cos(θE – π/6) × dθ/dt × Ip × cos(θE – π/6) + 4W1 × FLm × cos(θE – 2π/6) × dθ/dt × Ip × cos(θE – 2π/6) + 4W1 × FLm × cos(θE – 3π/6) × dθ/dt × Ip × cos(θE – 3π/6) + 4W1 × FLm × cos(θE – 4π/6) × dθ/dt × Ip × cos(θE – 4π/6) + 4W1 × FLm × cos(θE – 5π/6) × dθ/dt × Ip × cos(θE – 5π/6) = 4W1 × FLm × 6/2 × dθ/dt × Ip = 12W1 × FLm × Ip × dθ/dt (26)
Andererseits ist eine mechanische Ausgabe „Pmec” ein Produkt eines Drehmoments „Tc” und einer Drehwinkelfrequenz „dθ/dt”, und daher kann die folgende Formel eingerichtet werden: Pmec = Tc × dθ/dt (27)
Da das elektromagnetische Ausgangssignal Pc und die mechanische Ausgabe Pmec des Motors 100 gleich sind, kann das Drehmoment Tc basierend auf Formeln (26) und (27) durch die folgende Formel (28) ausgedrückt werden: Tc = 12W1 × FLm × Ip (28)
Als ein Resultat steht das Drehmoment Tc im Verhältnis zu der Zahl der Pole, der Zahl von Windungen W1 jeder Wicklung, dem Strom Ip und dem Fluss FLm, der mit jeder Phasenwicklung verkettet ist. Die Drehmomentwelligkeit kann daher im Prinzip möglicherweise nicht verursacht werden, wenn die Flüsse, die mit den Phasenwicklungen verkettet sind, sinusförmig hinsichtlich des Drehwinkels verteilt sind. Praktisch haben jedoch die verketteten Flüsse Φ1 keine sinusförmige Verteilung, können jedoch eine größere Zahl von harmonischen Komponenten haben, und können daher ein Rastdrehmoment enthalten, wenn der Motorstrom 0 ist, und können eine Drehmomentwelligkeit enthalten, wenn der Strom zugeführt wird.
Modifikationen können hinsichtlich der Zahl der Windungen W1, des Stroms Ip und des Flusses FL, der mit jeder Wicklung verkettet ist, vorgenommen werden, wenn ein Produkt derselben das Gleiche zwischen den Phasen ist. Eine magnetomotorische Kraft, die durch den Strom jeder Ringwicklung erzeugt wird, ist beispielsweise ein Produkt der Zahl von Windungen und eines Stroms. Wenn daher „Ampere × Zahl von Windungen” in dem gleichen Wert resultiert, kann die gleiche magnetomotorische Kraft zwischen den einzelnen Wicklungen erzeugt werden. Die Zahl von Windungen kann daher beispielsweise auf eine Hälfte reduziert werden, und der Strom kann um einen Faktor von Zwei erhöht werden. Bei diesem Fall kann die gleiche elektromagnetische Wirkung erlangt werden. Die Polbreite kann alternativ um 20% reduziert sein, um den Fluss FL, der mit der Wicklung verkettet ist, um 20% zu reduzieren, während die Zahl von Windungen W1 oder der Stromwert Ip um 20% erhöht wird, so, dass das Drehmoment Tc unverändert bleibt. Auf diese Weise können zum Vorteil des Motorentwurfs innere Parameter des Motors 100 geändert werden, ohne die Ausgangscharakteristika des Motors 100 zu ändern.
21, 22 und 23 zeigen ein Beispiel des Motors 100, bei dem die axiale Anordnung der Statorpole der einzelnen Phasen in der Reihenfolge der Phasen vorgenommen ist. Die axiale Anordnungsreihenfolge der Statorpole ist jedoch nicht auf die Reihenfolge der Phasen begrenzt, kann jedoch auf verschiedene Weisen vorgenommen sein. Bei einem Fall des Verwendens des Oberflächenmagnetrotors, der in 21 und 22 gezeigt ist, hängt insbesondere die Erzeugung des magnetischen Flusses an der Rotoroberfläche hauptsächlich von den Permanentmagneten 12 ab. Die Statorpole der einzelnen Phasen können demgemäß in der Reihenfolge von Vektoren A, B, C, D, E und F, wie durch (e) von 20 gezeigt ist, angeordnet sein, oder können in anderen Reihenfolgen, z. B. in der Reihenfolge von Vektoren A, C, E, B, D und F angeordnet sein, was keinen großen Unterschied des Ausgangsdrehmoments des Motors 100 mit sich bringt. Es ist jedoch erforderlich, dass die Beziehung zwischen den Statorpolen von jeder Phase und den Strömen, die durch die Wicklungen der Phase laufen, gleich derselben ist, die in 21 und 22 gezeigt ist. Die axiale Anordnung der Statorpole kann von den Vorteilen von beispielsweise den Anordnungen der Statorpole und der Wicklungen oder von anderen Faktoren, wie z. B. dem Zusammenbau und der Erleichterung der Fertigung, selektiv vorgenommen werden.
Der Strom, der durch jede Ringwicklung läuft, der so groß ist, um die magnetische Flussdichte der Permanentmagneten 12 wesentlich zu ändern, kann eine starke Zwischenphase zwischen der Stromamplitude Ip und dem maximalen Wert FLm des Flusses, der mit jeder Phasenwicklung verkettet ist, bilden, wodurch FLm variiert wird. Fehler können daher für die charakteristischen Werte, die durch die Formeln (22) bis (28) gezeigt sind, groß werden, wodurch die Reihenfolge der axialen Anordnung der Statorpole schließlich das Ausgangsdrehmoment des Motors 100 beeinflussen kann.
Der Motor, der in 21 gezeigt ist, ist mit der Ringwicklung 41 und dergleichen, die eine einfache Struktur haben, versehen, und hat daher eine Charakteristik, dass es im Gegensatz zu dem Motor der herkömmlichen in 71 bis 74 gezeigten Struktur kein Spulenende gibt. Wenn eine Mehrpol-Struktur auf den Motor der herkömmlichen Struktur, wie in 71 bis 74 gezeigt ist, übertragen wird, wird die Zahl von Polen erhöht, um die Drehänderungsrate der Flüsse, die mit den Wicklungen verkettet sind, zu erhöhen, wobei jedoch gleichzeitig der Drahtbereich in einem umgekehrten Verhältnis zu der Zahl von Polen verringert wird, da der Schlitzbereich verringert ist. Als ein Resultat wird die Erhöhung der Zahl der Motorpole durch die Verringerung der Menge eines Stroms pro Pol aufgehoben, und daher wird keine Erhöhung des Drehmoments erlangt. Da jedoch der Stator 14, der in 21 gezeigt ist, mit der Ringwicklung 41 und dergleichen versehen ist, ist es nicht erforderlich, dass eine Wicklung (Draht) zwischen den umfangsmäßig angeordneten Statorpolen der gleichen Phase angeordnet ist. Dies kann die Notwendigkeit eines Reduzierens eines Durchmessers von jedem der Drähte, die jede Wicklung bilden, reduzieren, selbst wenn eine Mehrpol-Struktur eingesetzt ist.
Im Prinzip hat daher der Statorpol 14 eine Charakteristik, dass das Motordrehmoment im Verhältnis zu der Zahl von Polen verbessert werden kann.
Es kann einen Motor geben, der durch Kombinieren des Rotors 10 als ein Typ eines Rotors, der eine gute Menge eines weichmagnetischen Materials in der Nähe der Rotoroberfläche, wie in 74 oder 14 bis 19 gezeigt ist, anstatt des Oberflächenmagnetrotors mit dem Stator 14, der in 21 und 22 gezeigt ist, enthält, strukturiert ist. Bei einem solchen Motor ist eine starke Zwischenphase zwischen der Stromamplitude Ip und dem magnetischen Fluss, der mit jeder Phasenwicklung verkettet ist, gebildet. Als ein Resultat kann das Ausgangsdrehmoment des Motors durch die Reihenfolge der axial angeordneten Statorpole der einzelnen Phasen wesentlich beeinflusst sein. Dieses Problem kann durch axiales Anordnen der Statorpole der einzelnen Phasen in der Reihenfolge der Phasen gelöst werden, was gleichzeitig als ein Schema zum Steigern des Ausgangsdrehmoments des Motors dienen kann.
Der Stator eines Synchronreluktanzmotors, der in 74 als ein herkömmliches Beispiel gezeigt ist, ist ein ziemlich typischer 3-Phasen-4-Pol-24-Schlitz-Stator, der ebenfalls als ein Stator eines Induktionsmotors verwendet wird. Eine elektromagnetische Wirkung, die durch den Motor mit einer Kombination eines solchen Stators und des Rotors, der in 74 oder 14 bis 19 gezeigt ist, ausgeübt wird, kann am meisten durch Ausdrücken des Motors hinsichtlich einer d-q-Achsen-Logik ausgedrückt werden. Um es deutlicher darzustellen, ist ein Querschnitt eines 3-Phasen-2-Pol-6-Schlitz-Synchronreluktanzmotors in 24 als ein typisches Modell gezeigt. In der Figur ist durch die Ziffer 211 ein Schlitz oder ein Spalt oder ein nichtmagnetisches Material, das in der Richtung der Rotorpole vorgesehen ist, und durch 212 ein schmaler magnetischer Weg, der zwischen den Schlitzen 211 angeordnet ist, und einen magnetischen Fluss in die Richtung der Rotorpole richtet, gezeigt. Auf die Richtung der Rotorpole wird allgemein als eine „d-Achse” Bezug genommen, und auf die Richtung, die elektromagnetisch senkrecht zu der d-Achse ist, wird als eine „q-Achse” Bezug genommen. Durch die Ziffern 219 bis 223 sind Statorzähne gezeigt. In der vorliegenden Beschreibung wird auf diese Zähne als „Statorpole” in einem Sinn eines Übertragens einer besonderen elektromagnetischen Funktion auf die einzelnen Zähne Bezug genommen. Durch die Ziffern 213 und 216 sind Wicklungen einer U-Phase unter den drei Phasen gezeigt, die U-, V- und W-Phasen sind. Die Wicklungen 213 und 216 sind mit einer Voll-Teilungs-Wicklung durch Spulenendteile versehen. Ein U-Phasen-Strom Iu wird der Wicklung 213 zugeführt, und der Wicklung 216 wird ein Strom einer entgegengesetzten Richtung zugeführt. Ein V-Phasen-Strom Iv wird ähnlich einer Wicklung 215 zugeführt, und ein Strom einer entgegengesetzten Richtung wird einer Wicklung 218 zugeführt. Ein W-Phasen-Strom Iw wird einer Wicklung 217 zugeführt, und ein Strom einer entgegengesetzten Richtung wird einer Wicklung 214 zugeführt. Stromkomponenten jeder Phase werden einer Vektorzerlegung unterworfen, um eine d-Achsen-Komponente und eine q-Achsen-Komponente zu erhalten. Dann werden die d-Achsen-Komponenten von jeder Phase addiert, um einen d-Achsen-Strom Id zu erhalten, und die q-Achsen-Komponenten von jeder Phase werden aufaddiert, um einen q-Achsen-Strom Iq zu erhalten. Bei dem in 24 gezeigten Zustand, erzeugt beispielsweise der Strom Iu, der durch die Wicklungen 213 und 216 läuft, einen negativen magnetischen Fluss in einer d-Achsen-Richtung. Der ganze Iu ist demgemäß aus den negativen d-Achsen-Stromkomponenten gebildet, wobei der Wert desselben –Iu ist. Der Strom Iv, der durch die Wicklungen 215 und 218 läuft, hat eine elektromotorische Kraft, die in die d-Achsen-Richtung in einem Winkel von 60° gerichtet ist, um die d-Achsen-Stromkomponenten, die durch 1/2 × Iv ausgedrückt sind, und die q-Achsen-Stromkomponenten, die durch –1,732/2 × Iv ausgedrückt sind, zu liefern. Bei dem Motor ist eine Induktivität in der d-Achsen-Richtung „Ld”, und eine Induktivität in der q-Achsen-Richtung „Lq”.
Bei einer solchen Konfiguration zeigt 25 eine vektorielle Beziehung zwischen den einzelnen Werten bei einem Beispiel eines Steuerns der Phasenströme mit einer geeigneten Zufuhr von Strömen. Ein d-Achsen-Fluss Φd, der in der d-Achsen-Richtung durch den d-Achsen-Strom induziert wird, ist Ld × Id, und ein q-Achsen-Fluss Φq, der in der q-Achsen-Richtung durch den q-Achsen-Strom induziert wird, ist Lq × Iq. Ein Fluss Φm, der innerhalb des Motors erzeugt wird, ist ein Wert, der durch eine vektorielle Addition der Flüsse Φd und Φq erhalten wird. Ein erzeugtes Drehmoment „Tsyn” wird dann durch die folgenden Formeln ausgedrückt: Tsyn = (Ld – Lq)Id × Iq (29) = Φd × Iq – Φq × Id (30)
Bei dem Fall des in 21 und 22 gezeigten Oberflächenmagnetmotors 100 sind die magnetischen Flüsse der einzelnen Statorpole hauptsächlich von den Permanentmagneten 12 abhängig und können durch die Formeln (22) bis (28) ausgedrückt werden. Bei dem Fall des Motors, der eine Rotorstruktur, wie in 24 gezeigt ist, hat und eine gute Menge eines weichmagnetischen Materials in der Rotoroberfläche enthält, ist es jedoch gut zu verstehen, das der magnetische Fluss von jedem Statorpol stark von jedem zugeführten Strom abhängt.
Eine Beschreibung ist nun von einem Motor angegeben, bei dem der Rotor, der in 74 oder 14 bis 19 gezeigt ist, mit dem Stator 14, der in 21 und 22 gezeigt ist, kombiniert ist. Dieser Motor hat im Vergleich zu dem in 24 und 25 gezeigten Motormodell eine ziemlich andere Konfiguration und Struktur. Einige elektromagnetische Charakteristika sind jedoch gemeinsam. Das Folgende ist eine Beschreibung des Vergleichs.
Der Stator 14, der in dem Motor 100, der in 21 und 22 gezeigt ist, umfasst ist, hat eine 8-Pol-Struktur und ist daher mit vier Statorpolen, die in jeder Phase umfangsmäßig angeordnet sind, versehen. Ein Vergleich wird jedoch mit den in 24 gezeigten Stator unter der Annahme vorgenommen, dass lediglich zwei Pole vorgesehen sind, und dass daher ein Statorpol in jeder Phase vorgesehen ist. Betreffend die Wicklungen entspricht eine Summe der Ströme, die durch die Wicklungen 41 und 42 von 22 laufen, dem Strom, der durch die Wicklung 213 von 24 läuft. Ähnlich entsprechen die Wicklungen 43 und 44 der Wicklung 214, die Wicklungen 45 und 46 entsprechen der Wicklung 215, die Wicklungen 47 und 48 entsprechen der Wicklung 216, die Wicklungen 49 und 50 entsprechen der Wicklung 217 und die Wicklungen 51 und 52 entsprechen der Wicklung 218. Betreffend den Modus der Wicklung hat der Stator 14 von 21 Ringwicklungen, während der Stator von 24 aus axialen Wicklungen und Spulenendteilen gebildet ist, was daher einen wesentlichen Unterschied darstellt. Betreffend die Statorpole entsprechen die Statorpole 59 und 53 von 22 einem Statorpol 219 von 24, der Statorpol 54 entspricht einem Statorpol 220, der Statorpol 55 entspricht einem Statorpol 221, der Statorpol 56 entspricht einem Statorpol 222, der Statorpol 57 entspricht einem Statorpol 223 und der Statorpol 58 entspricht einem Statorpol 224.
Jeder Statorpol von 22 hat eine solche Form mit einer umfangsmäßigen Breite von 180° hinsichtlich des elektrischen Winkels und einer Breite in der Richtung der Rotorwelle 11, die etwa 1/6 der axialen Breite des Motors ist. Unterdessen hat jeder Statorpol von 24 eine umfangsmäßige Breite von etwa 60°, und eine Breite in der Richtung der Rotorwelle ist gleich der axialen Breite des Motors. Die Formen beider Statorpole sind daher strukturell stark unterschiedlich. Die elektromagnetischen Wirkungen, die doch durch die gesamten Motoren ausgeübt werden, sind zueinander analog. Ein Vektordiagramm, das den Motor, der aus dem in 74 oder 14 bis 19 gezeigten Rotor und dem in 22 gezeigten Stator 14 gebildet ist, resultiert demgemäß in dem einen, dass in 25 gezeigt ist, dass gleich demselben des Motors von 24 ist.
Ein 3-Phasen-8-Pol-Synchronreluktanzmotor kann beispielsweise durch Kombinieren des 8-Pol-Stators 14 des Motors 100, der in 21 gezeigt ist, mit dem in 24 gezeigten Rotor einer 8-Pol-Version kombiniert sein. Bei diesem Fall wirkt, wenn eine Zufuhr des U-Phasen-Stroms Iu gesamt zu den Wicklungen 41 und 42 und eine Zufuhr eines Stroms –Iu zu den Wicklungen 47 und 48 erlauben kann, dass eine magnetomotorische Kraft, die äquivalent zu dem Strom Iu ist, auf die Statorpole 54, 55 und 56 von beispielsweise einer Außendurchmesserseite zu einer Innendurchmesserseite des Stators wirkt, eine magnetomotorische Gegenkraft gleichzeitig auf die Statorpole 57, 58, 59 und 53 von der Innendurchmesserseite zu der Außendurchmesserseite des Stators. Diese Beziehung entspricht einem Fall, bei dem, wenn eine Zufuhr des U-Phasen-Stroms Iu zu den U-Phasen-Wicklungen 213 und 216 von 24 erlauben kann, dass eine magnetomotorische Kraft auf die Statorpole 220, 221 und 222 von beispielsweise einer Außendurchmesserseite zu einer Innendurchmesserseite des Stators wirkt, eine magnetomotorische Gegenkraft gleichzeitig auf die Statorpole 223, 224 und 219 von der Innendurchmesserseite zu der Außendurchmesserseite des Stators wirkt. Die Ströme von anderen Wicklungen von 21 funktionieren auf ähnliche Weise und üben eine elektromagnetische Wirkung ähnlich zu derselben des in 24 gezeigten Motors aus. Viele Unterschiede können von einem strukturellen Standpunkt aus gefunden werden. Beispielsweise sind die magnetomotorische Kraft und der magnetische Fluss des in 24 gezeigten Motors in der Umfangsrichtung und der radialen Richtung vorgesehen, während bei dem in 12 gezeigten Motor, dieselben ferner in der Richtung der Rotorwelle wirken; die Statorpole von unterschiedlichen Phasen in 24 sind in der Umfangsrichtung angeordnet, während dieselben in 21 in der Richtung der Rotorwelle angeordnet sind; die Wicklungen 41 und dergleichen von 21 haben eine Schleifenform; und die Wicklungen von unterschiedlichen Phasen in 24 sind in der Umfangsrichtung in der Reihenfolge der Phasen angeordnet, während die Wicklungen von unterschiedlichen Phasen in 21 in der Richtung der Rotorwelle in der Reihenfolge der Phasen angeordnet sind.
Auf diese Weise ist der Motor 100 von 21 und 22 so konfiguriert, dass die Statorpole mit unterschiedlichen Phasen in der Drehrichtung in der Richtung der Rotorwelle in der Reihenfolge der Phasen angeordnet sind, die Ringwicklungen bei den jeweiligen Schlitzen bei den axialen Spalten der Statorpole angeordnet sind, und Ströme den jeweiligen Wicklungen in einer Synchronisation mit den Phasen in der Drehrichtung zugeführt werden. Der Motor mit der vorhergehenden Konfiguration funktioniert derart, dass die Komponenten des d-Achsen-Stroms Id zum hauptsächlichen Erzeugen eines feldmagnetischen Flusses und die Komponenten des q-Achsen-Stroms Iq zum hauptsächlichen Erzeugen eines Drehmoments erzeugt werden können; die Wirkungen, die in dem Vektordiagramm von 25 gezeigt sind, realisiert werden können; der magnetische Motorfeldfluss Φm effizient erzeugt werden kann, wenn eine Notwendigkeit entsteht; und das Drehmoment, das durch die Formeln (29) und (30) ausgedrückt ist, erhalten werden kann. Es sollte zu erkennen sein, dass verschiedene Modifikationen an den Formen des Statorpols 53 und dergleichen und den Modellen der in 21 gezeigten Wicklungen vorgenommen werden können. (Dies ist im Folgenden beschrieben.)
26 ist ein vertikaler Querschnitt, der einen unendlich langen Stator in der Richtung der Rotorwelle darstellt. Die horizontale Richtung des Zeichnungsblatts entspricht der Richtung der Rotorwelle, und die vertikale Richtung des Zeichnungsblatts entspricht der radialen Richtung (radialen Richtung senkrecht zu der Rotorwelle). Die Statorpole der einzelnen Phasen sowie die Schlitze und die Wicklungen sind betreffend die Phasenbeziehung, wie durch A, B, C, D. E und F bei (e) von 20 gezeigt ist, axial und wiederholt angeordnet. Der Stator 14 des in 21 gezeigten Motors 100 kann als ein Satz von WDFF angesehen werden, der von dem in 26 gezeigten Stator abgeschnitten wurde. Eine Breite WDFF entspricht einem elektromagnetischen Zyklus. Im Lichte dieser Idee kann man sich ohne Weiteres vorstellen, dass, es sei denn, dass die Breite eines Zyklusses geändert ist, ein anderer abgeschnittener Satz, wie z. B. ein Satz von WDFR, die gleiche elektromagnetische Wirkung ausüben kann.
Im Folgenden ist ein Beispiel der Anordnung/Struktur und Konfiguration der Statorpole beschrieben. 27 stellt ein Beispiel einer Konfiguration, bei der jeder Statorpol axial und benachbart mit einem Gegenphasen-Statorpol versehen ist, dar. Die Figur stellt eine Innenperipherieoberfläche des Stators, der in der Umfangsrichtung linear entfaltet ist, dar. Jedem Satz von Sätzen benachbarter Statorpole 74 und 75, 76 und 77 und 78 und 79 wird ein Phasenunterschied von 180° hinsichtlich des elektrischen Winkels übertragen. Stromvektoren, die der Stromzufuhr zu Ringwicklungen 82 bis 93 zugeordnet sind, sind an dem linken Ende als Stromvektoren –A bis A gezeigt. Die Beziehung zwischen den Statorpolen und den in 22 gezeigten Strömen wird beibehalten.
Bei dem Stator von 27 wird den benachbarten Statorpolen der Phasenunterschied 180° zwischen denselben übertragen. In der Nähe einer Grenzebene zwischen dem Stator und dem Rotor kann demgemäß ein Bereich von jedem der Statorpole, der dem Rotor gegenüberliegt, vergrößert werden, indem erlaubt wird, dass Enden der Statorpole in der Richtung der Rotorwelle gegenseitig vorstehen.
28 stellt einen Stator dar, der durch Modifizieren der Wicklungen und der Statorpole an beiden Enden des in 27 gezeigten Stators erhalten wurde. Andere Teile dieses Stators sind gleich denselben des in 27 gezeigten Stators. 29 ist ein Querschnitt entlang einer Linie Y-Y von 28. Nimmt man als ein Beispiel, dass die Statorpole 76 und 77 zwischen 27 und 28 gemeinsam sind, versteht es sich von selbst, dass ein Ende 142 des in 29 gezeigten Statorpols 76 hin zu dem Statorpol 77 vorsteht. Ein Ende 143 des Statorpols 77 steht ähnlich hin zu dem Statorpol 76 vor. In 27 ist der vorstehende Teil an dem Ende von jedem Statorpol durch eine gestrichelte Linie gezeigt. Der Phasenunterschied von 180° hinsichtlich des elektrischen Winkels zwischen den Statorpolen 76 und 77 erlaubt, dass diese Statorpole abwechselnd kombiniert sind, um eine Konfiguration zu liefern, die eine Störung zwischen denselben vermeiden kann. Auf diese Weise kann die Vergrößerung des Bereichs der Statorpole, die dem Rotor gegenüberliegen, eine Verkettung von wesentlich mehr Flüssen mit den Wicklungen der einzelnen Phasen ermöglichen, was zu einer Erzeugung eines größeren Drehmoments führt.
Bei der in 27 gezeigten Struktur ist eine Vereinfachung der Statorpole und der Ringwicklungen durch Modifizieren derselben, wie in 28 gezeigt ist, möglich. Der in 27 gezeigte Statorpol 80 kann insbesondere zu einer Position benachbart zu dem Statorpol 74 verlagert sein, während ein elektromagnetisch äquivalenter Zustand beibehalten wird. Die Ringwicklungen 82 und 83 können in einer einzelnen Ringwicklung 96 unter der Bedingung geändert sein, dass Ströme, die beiden der Wicklungen zuzuführen sind, arithmetisch addiert werden und der einzelnen Ringwicklung zugeführt werden. Die Wicklungen 84 und 85 können ähnlich zu einer Wicklung 97, die Wicklungen 86 und 87 zu einer Wicklung 98, die Wicklungen 88 und 89 zu einer Wicklung 99 und die Wicklungen 90 und 91 zu einer Wicklung 100 geändert sein. Die Wicklungen 92 und 93, die sich aufgrund der Verlagerung des Statorpols 80 außerhalb eines Statorkerns befinden, liefern kaum einen elektromagnetischen Beitrag zu der Erzeugung eines Drehmoments und können daher entfernt werden. Als ein Resultat dieser Änderungen kann der in 27 gezeigte Stator zu dem in 28 gezeigten Stator modifiziert sein, während ein elektromagnetisch äquivalenter Zustand beibehalten wird.
Bei der Form des Querschnitts entlang der Linie Y-Y des in 28 gezeigten Stators dringen die Statorpole, deren Phasen zueinander entgegengesetzt sind, gegenseitig in die Enden der Statorpole, wie in 29 gezeigt ist, ein. Eine axiale Länge WDR von jedem Stator kann demgemäß erhöht sein, so dass wesentlich mehr magnetische Flüsse des Rotors der Seite der Statorpole zugeführt werden können, und daher wesentlich mehr magnetische Flüsse mit den Wicklungen verkettet sein können, um dadurch das Drehmoment zu erhöhen. Wenn eine Dicke von jedem Statorpol an der Basis desselben entlang der Rotorwelle WDT ist, und ein Abstand zwischen den Statorpolen WDP ist, ist die Länge WDR von jedem Statorpol an der Basis desselben entlang der Rotorwelle größer als WDP. Die Läge WDR kann bis zu nahe doppelt so groß als WDP erhöht sein.
Im Folgenden sind Ströme beschrieben, die durch die Ringwicklungen der in 27 und 28 gezeigten Statoren zu leiten sind. Die Wicklungen des in 27 gezeigten Stators können Ströme, die durch (e) von 20 gezeigte Stromvektoren dargestellt sind, leiten. Ein Strom, der beispielsweise eine Gegenphase eines Stromvektors A hat, d. h. ein –A-Phasen-Strom, wird der Wicklung 82 zugeführt, ein Strom, der durch einen Stromvektor D dargestellt ist, wird der Wicklung 83 zugeführt. Diese Ströme sind Stromvektoren D und –A, die durch (a) von 30 gezeigt sind, und ein zusätzlicher Wert derselben ist durch einen Stromvektor H gezeigt. Der Stromvektor H hat die gleiche Phase wie der Strom A und eine doppelt so große Amplitude wie der Strom A, und dieser Strom wird der Wicklung 96, die in 28 gezeigt ist, zugeführt. Ein Strom mit einem –d-Phasen-Stromvektor wird der Wicklung 84 zugeführt, und ein Strom mit einem Stromvektor E wird der Wicklung 85 zugeführt. Diese Ströme sind Stromvektoren –D und E, die durch (b) von 30 gezeigt sind, und ein zusätzlicher Wert derselben ist durch einen Stromvektor I gezeigt. Der Stromvektor I hat eine Phase, die zwischen den Stromvektoren –D und E liegt, wobei die Amplitude derselben gleich ist, und dieser Strom wird der in 28 gezeigten Wicklung 97 zugeführt. Ströme mit Stromvektoren J, K und L, die durch (c) von 30 gezeigt sind, werden ähnlich den Wicklungen 98, 99 bzw. 100 zugeführt. Die Stromvektoren der zuzuführenden Ströme sind an dem linken Ende der Wicklungen gezeigt. Da die Amplitude der Ströme, die den jeweiligen Wicklungen von 28 zugeführt werden, zwischen den Wicklungen unterschiedlich ist, wird ein Durchmesser von jeder der Wicklungen gemäß einem Wert des Stroms bestimmt, so, dass einzelne Teile, wie z. B. die Statorpole, passende Abmessungen haben können.
Eine Beschreibung ist nun über ein Verfahren zum Anordnen der Statorpole des in 28 gezeigten Stators entlang der Rotorwelle angegeben. Das Verfahren, das hier eingeführt ist, besteht darin, wie Paare von Statorpolen SMP1, SMP2 und SMP3 vorzusehen sind, so, dass benachbarte Paare der Statorpole gegenseitig einen Phasenunterschied von 180° hinsichtlich des elektrischen Winkels haben können. Das Verfahren für die relative Anordnung der Statorpolpaare SMP1, SMP2 und SMP3 in der Rotorwellenrichtung betrifft insbesondere das Vorsehen von Statorpolpaaren auf eine solche Weise, dass benachbarte Statorpole die nächste Phase haben werden. Bei diesem Fall kann ein Strom, der durch die Ringwicklung, die zwischen zwei Paaren von Statorpolen angeordnet ist, läuft, reduziert sein, was resultierend einen Motorverlust reduzieren kann, um dadurch den Motorwirkungsgrad zu verbessern.
In 28 sind insbesondere, wenn das Statorpolpaar SMP1 durch die Statorpole 95 und 75 gebildet ist, das Statorpolpaar SMP2 durch die Statorpole 76 und 77 gebildet ist, und das Statorpolpaar SMP3 durch die Statorpole 78 und 79 gebildet ist, die Statorpole, die sich zwischen den Statorpolpaaren SMP1 und SMP2 benachbart befinden, die Statorpole 75 und 76. Ein Umfangsphasenunterschied zwischen den Statorpolen 75 und 76 ist 60°, der minimale Phasenunterschied für einen 6-Phasen-Wechselstrom. Als ein Resultat, wie durch (b) von 30 gezeigt ist, wird der Strom, der durch die Wicklung 97, die zwischen diesen zwei Paaren von Statorpolen angeordnet ist, läuft, den Stromvektor I haben, ein kleiner Strom, der der Additionswert der Stromvektoren –D und E ist. Wie durch (e) von 20 gezeigt ist, kann, da die Kombination der Stromvektoren –D und E der größte Phasenunterschied außer für die Kombination der Gegenphasen hat, die Amplitude des Stromvektors I eine kleine Amplitude haben.
Eine Beschreibung über eine Konfiguration der Statorpole des in 21 und 22 gezeigten Stators 14 und eine Modifikation derselben ist nun angegeben. 31 ist eine vergrößerte Ansicht des Statorkerns und der Wicklungen, die dem vertikalen Querschnitt des in 21 dargestellten Motors 100 entnommen ist. Die horizontale Richtung entspricht der Rotorwellenrichtung, und die vertikale Richtung entspricht der radialen Richtung des Motors 100. Durch WDP ist ein Abstand zwischen den Mitten von benachbarten Statorpolen gezeigt, d. h. ein Abstand zwischen Statorpolen. Durch WDD ist eine axiale Breite eines Statorpols, der einem Luftspaltteil zwischen dem Stator und dem Rotor gegenüberliegt, gezeigt. Ein größerer WDD kann den im Vorhergehenden erwähnten maximalen verketteten Fluss FLm größer machen, um ein größeres Drehmoment zu erlangen. Durch WDT ist eine Breite eines Statorpols bei einer Basis desselben entlang der Rotorwellenrichtung gezeigt.
Die Statorpole 53 und 59 an beiden Enden haben von dem Standpunkt eines elektrischen Winkels hinsichtlich der Pole des Rotors 10 aus die gleiche Phase. Es gibt ferner eine Beziehung, dass eine elektromotorische Kraft des Stromvektors A an beide Statorpole 53 und 59 in der gleichen Richtung angelegt ist. Es gibt eine weitere Beziehung, dass die Gesamtfunktion dieser zwei Statorpole 53 und 59 der Funktion einer einzelnen Phase entspricht. Die Statorpole 53 und 59 haben demgemäß Formen, die eine Beziehung WDD = WDA1 + WDA2 erfüllen, wobei WDA1 und WDA2 Breiten der Statorpole 53 bzw. 59 sind. Eine Anordnung ist daher so vorgenommen, dass der maximale verkettete Fluss FLm der ersten Phase gleich dem maximalen verketteten Fluss FLm von jeder anderen Phase, die sich dazwischen befinden, ist.
Im Gegensatz zu dem in 26 gezeigten unendlich langen Statormodell kann das in 31 gezeigte Statormodell als ein Modell angesehen werden, das durch einen Zyklus der Breite WDFF abgeschnitten wurde. Im Lichte dieser Idee kann man sich ohne Weiteres vorstellen, dass, es sei denn, dass die Breite von einem Zyklus geändert ist, ein anderer abgeschnittener Satz, wie z. B. ein Satz von WDFR, die gleiche elektromagnetische Wirkung ausüben kann. Als ein Resultat wird die Beziehung WDD = WDA1 + WDA2 eingerichtet.
Eine Beziehung, die durch WDA2 = 0 und WDA1 = WDD ausgedrückt ist, kann ferner eingerichtet sein. Dies bedeutet, dass der Statorpol 59 entfernt wurde, um die Zahl der Statorpole von sieben auf sechs zu reduzieren, wodurch die Motorkonfiguration vereinfacht werden kann. Hinsichtlich des in 26 gezeigten unendlich langen Stators ist diese Konfiguration durch den Teil WDFR dargestellt.
Ein Verfahren zum Modifizieren der Wicklungen des in 21 und 22 gezeigten Stators ist im Folgenden beschrieben. Wie in 22 gezeigt ist, sind zwei Sätze von Wicklungen bei jedem Schlitz angeordnet. Wie an dem linken Ende gezeigt ist, wird beispielsweise ein –A-Strom, der bei (e) von 20 gezeigt ist, der Wicklung 41 zugeführt, und der Strom B, der bei (e) von 20 gezeigt ist, wird der Wicklung 42 zugeführt. Eine Summe dieser Ströme ist äquivalent zu einem Strom „a”, wie durch (a) von 32 gezeigt ist. Ähnlich wird der Strom –B, der bei (e) von 20 gezeigt ist, der Wicklung 43 zugeführt, und der Strom C, der bei (e) von 20 gezeigt ist, wird der Wicklung 44 zugeführt. Eine Summe dieser Ströme ist äquivalent zu einem Strom „b”, wie durch (b) von 32 gezeigt ist. Dasselbe ist auf andere Schlitze anwendbar. Den einzelnen Schlitzen können folglich Ströme „a”, „b”, „c”, „d”, „ e” und „f”, die in Fig. 33 gezeigt sind, zugeführt werden. Wie in 34 gezeigt ist, kann ein kombinierter Satz von Wicklungen lediglich zu jedem Schlitz geliefert werden, wobei die Zahl von Windungen gleich derselben bei jeder Ringwicklung, die in 22 gezeigt ist, ist. Als ein Resultat kann die Zahl von Windungen in dem in 34 gezeigten gleichen Schlitz eine Hälfte des in 22 gezeigten Schlitzes sein. Ein Querschnittsbereich oder eine Größe der Wicklung kann daher um einen Faktor von etwa zwei vergrößert sein, während die Amplitude von Strömen gleich derselben, wie in 32 gezeigt ist, ist, wodurch der Strom in dem Schlitz auf eine Hälfte reduziert wird. Demgemäß ist ein Kupferverlust auf ein Viertel reduziert. Es sollte zu erkennen sein, dass dort, wo die Zahl von Phasen des Stators nicht Sechs ist, die Reduzierungsrate geändert werden kann.
Betreffend die Phasen von zugeführten Strömen gibt es einen großen Unterschied zwischen dem Stator von 21 und 22 und dem Stator von 34. Wie durch Formeln (22) bis (28) gezeigt ist, sind Ströme, die den Wicklungen 41 bis 52 von 22 zuzuführen sind, oder beispielsweise Ströme, die den Wicklungen 42 und 43 zuzuführen sind, dieselben, die mit der Drehänderungsrate des magnetischen Flusses, der durch den Statorpol 54 läuft, im Wesentlichen synchronisiert ist, und jeder hat den Stromvektor B, der durch (e) von 20 gezeigt ist. Bei dem Fall von 34, wie durch „a”, „b”, „c”, „d”, „e” und „f” in 22 und 23 gezeigt ist, gibt es andererseits einen Phasenunterschied von 120° hinsichtlich des elektrischen Winkels.
Die Statorpole 53 und 59, die in 34 gezeigt sind, können zum Ersatz in einen Statorpol 67, der in 35 gezeigt ist, kombiniert sein. Bei diesem Fall befindet sich eine Wicklung 66 außerhalb des Statorkerns. Da die Umgebungsluft einen großen magnetischen Widerstand hat, kann die Wicklung 66 lediglich eine im Wesentlichen sehr kleine elektromagnetische Wirkung auf den Motor ausüben, und kann daher entfernt sein. Wie in 35 gezeigt ist, kann folglich der Stator durch sechs Sätze von Statorpolen, wobei die Zahl gleich derselben der Phasen ist, und fünf Sätze von Wicklungen, wobei die Zahl um Eins kleiner als dieselbe der Phasen ist, strukturiert sein. Bei diesem Fall kann die inneres Drahtverbindung ebenso auf eine solche Weise vorgesehen sein, dass ein Antreiben durch Übertragen einer 3-Phasen-Wechselspannung und eines 3-Phasen-Wechselstroms auf den Motor erreicht werden kann. Der in 21 oder 35 gezeigte Motor kann daher von außen als ein 3-Phasen-Wechselmotor berücksichtigt werden.
Eine Entfernung der Wicklung 66 verursacht kein Problem, soweit dies die Drehmomenterzeugung betrifft, kann jedoch eine magnetomotorische Kraft entlang der Rotorwelle verursachen. Dies kann ein Problem steigern, dass das Pulver des weichmagnetischen Materials an der Rotorwelle befestigt ist bzw. haftet, oder dass ein elektromagnetischer Einfluss in der Nähe des Motors verursacht wird. Bei einer Verwendung, die ein Problem einer magnetomotorischen in der Nähe des Motors steigern kann, müssen daher einige Maßnahmen vorgenommen werden. Die Wicklung 66 kann beispielsweise ohne entfernt zu sein gelassen werden, oder der Motor kann aus einem nichtmagnetischen Material hergestellt sein.
Im Folgenden ist eine Konfiguration der Statorpole, die dem Luftspaltteil zwischen dem Stator und dem Rotor gegenüberliegen, und verkettete Flüsse der einzelnen Phasen beschrieben. Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, zeigt 22 durch (a) ein Beispiel einer linear entfalteten Umfangskonfiguration der Enden der Statorpole, die dem Luftspaltteil zwischen dem Stator 14 und dem Rotor 10 gegenüberliegen, für den Motor 100, der in 21 gezeigt ist. Eine Form von jedem der Statorpole 54 bis 58, der auf der Innendurchmesserseite des Stators platziert ist, ist tatsächlich ein kreisförmiger Bogen. Da jedoch die durch (a) von 22 gezeigten Statorpole in der Umfangsrichtung linear entfaltet sind, hat jeder derselben eine rechteckige Form. Eine Untersuchung wird hierin über die Drehwinkelrate des Flusses, der durch jeden Statorpol läuft, bei dem Fall vorgenommen, bei dem der Rotor 10 ein Oberflächenmagnettyp ist und eine kreisförmige Außenperipherieform, wie in 21 und durch (b) von 22 gezeigt ist, hat. Durch FA ist ein magnetischer Fluss gezeigt, der durch die Statorpole 53 und 59 läuft, durch DFA ist die Drehwinkelrate, durch FB ist ein magnetischer Fluss, der durch den Statorpol 54 läuft, durch DFB ist die Drehwinkelrate desselben, durch FC ist ein magnetischer Fluss, der durch den Statorpol 55 läuft, durch DFC ist die Drehwinkelrate desselben, durch FD ist ein magnetischer Fluss, der durch den Statorpol 56 läuft, durch DFD ist die Drehwinkelrate desselben, durch FE ist ein magnetischer Fluss, der durch den Statorpol 57 läuft, durch DFE ist die Drehwinkelrate desselben, durch FF ist ein magnetischer Fluss, der durch den Statorpol 58 läuft und durch DFF ist die Drehwinkelrate desselben gezeigt. Bei dem Fall eines idealen 6-Phasen-Wechselmotors kann eine Drehänderungsrate des Flusses von jedem Statorpol, d. h. Komponenten der Spannung, die in der Wicklung erzeugt wird, vorzugsweise eine sinusförmige Wellenformcharakteristik, wie in 36 gezeigt ist, hinsichtlich einer Drehposition θE, die durch einen elektrischen Winkel auf der horizontalen Achse gezeigt ist, haben. Jeder der Statorpole von 22 hat jedoch eine rechteckige Form, und die Drehwinkelrate von jedem Fuss stellt daher eine rechteckige Wellenformcharakteristik, die eine Menge harmonischer Komponenten umfasst, dar. Diese harmonischen Komponenten können die Ursache eines Rastdrehmoments und einer Drehmomentwelligkeit werden oder können die Drehmomenterzeugung des Motors beeinflussen.
Als ein Beispiel eines Verfahrens zum Lindern dieser Probleme kann eine Konfiguration SPS von jedem in 22 gezeigten Statorpol zu einer in 37 gezeigten Statorkonfiguration modifiziert sein. Wie in er Figur gezeigt ist, sind die Statorpole 53S, 54S, 55S, 56S, 57S, 58S und 59S entlang der Rotorwellenrichtung gestreckt und umfangsmäßig schräg. Ein Schrägstellen kann die harmonischen Komponenten der Drehwinkelrate des magnetischen Flusses, der durch jeden Statorpol läuft, reduzieren, so, dass eine Drehmomentwelligkeit oder dergleichen reduziert sein kann. Eine Streckung jedes Statorpols entlang der Rotorwelle kann ferner die Drehwinkelrate des magnetischen Flusses erhöhen, so, dass ein Drehmoment erhöht werden kann. Es sollte zu erkennen sein, dass beispielsweise bei der Form des Statorpol 54S, der in 37 gezeigt ist, der Teil, der durch eine horizontale Schraffur gezeigt ist, einem Basisteil 54SB des in 38 gezeigten Statorpols entspricht, und der Teil, der durch eine diagonale Schraffur gezeigt ist, einem Endteil 54SS des in 38 gezeigten Statorpols entspricht.
Eine Konfiguration des vertikalen Querschnitts des Stators ist daher von derselben, die in 31 gezeigt ist, zu derselben, die in 38 gezeigt ist, geändert, wodurch eine Breite in der Rotorwellenrichtung des Statorpols an dem Endteil 54SS desselben von WDD, was in 31 gezeigt ist, zu WDX, was in 38 gezeigt ist, erhöht ist. Betreffend den Basisteil 54SB des Statorpols, der sich zwischen dem Endteil 54SS des Statorpols und einem Rückjoch BY befindet, ist ein magnetischer Fluss, der durch denselben läuft, erhöht, was die Erhöhung hinsichtlich des Durchmessers des magnetischen Wegs notwendig macht.
Betreffend die Verbesserung und Modifikation der Statorpolkonfiguration SPS können verschiedene Wege, wie in 39 gezeigt ist, vorgeschlagen sein. Die Statorpolkonfiguration SPS, die durch eine Ziffer 162 gezeigt ist, ist gleich derselben, die in 22 gezeigt ist. Andererseits kann eine sinusförmige Bereichsverteilung in der Umfangsrichtung, wie durch eine Ziffer 163 gezeigt ist, wesentlich die harmonischen Komponenten reduzieren. Ein Statorpol, der durch eine Ziffer 164 gezeigt ist, ist ein Beispiel eines Schrägstellens in der Umfangsrichtung. Dieser Statorpol ist im Vergleich zu dem rechteckigen, der durch die Ziffer 162 gezeigt ist, näher zu demselben, der durch die Ziffer 163 mit einer sinusförmigen Bereichsverteilung gezeigt ist. Die in 37 gezeigte Statorpolkonfiguration ist nahe zu derselben, die durch eine Ziffer 164 gezeigt ist. Obwohl der durch eine Ziffer 165 gezeigte Statorpol trapezförmig ist, ist derselbe äquivalent zu einer schräggestellten Struktur, die durch die Ziffer 164 gezeigt ist, soweit es die Umfangsbereichsverteilung betrifft. Ein Statorpol, der durch eine Ziffer 166 gezeigt ist, hat eine rechteckige Form, die hin zu der Umfangsrichtung geneigt ist, die bei einem Fall, bei dem die Statorpole, wie in 37 gezeigt ist, angeordnet sind, besonders nützlich. Dieser Statorpol kann eine Störung zwischen benachbarten Statorpolen vermeiden und kann eine Umfangsbereichsverteilung zeigen, die zu dem trapezförmigen Statorpol, der durch die Ziffer 165 gezeigt ist, äquivalent ist, so, dass die Drehwinkelrate des magnetischen Flusses, der durch denselben läuft, erhöht werden kann, um dadurch das Drehmoment zu erhöhen. Die harmonischen Komponenten können zusätzlich verringert werden, so, dass eine Drehmomentwelligkeit oder dergleichen reduziert werden kann. Die harmonischen Komponenten können ferner durch Vorsehen von abgerundeten Ecken, wie durch getrichelte Linien in den Statorpolkonfigurationen 162, 164, 165 und 166, die in 39 gezeigt sind, gezeigt ist, reduziert werden. Die abgerundeten Formen, die durch die gestrichelten Linien gezeigt sind, können optional ausgewählt sein. In einem präzisen Sinn kann eine Umfangsbereichsverteilung sinusförmig vorgesehen sein, so, dass die gleichen Charakteristika wie dieselben der Statorpole, die durch die Ziffer 163 gezeigt sind, bei denen eine sinusförmige Bereichsverteilung in der Umfangsrichtung vorgesehen ist, erreicht werden. Eine Umfangslänge von jeder der Formen der Pole in 39, ist als 180° hinsichtlich des elektrischen Winkels gezeigt, kann jedoch länger als 180° oder kürzer als 180° sein. Bei diesem Fall können ähnlich zu den Wirkungen eines Reduzierens eines Wicklungsfaktors eines Motors mit einer herkömmlichen Struktur auf kleiner als „1” solche Wirkungen als die Reduzierung einer Störung zwischen benachbarten Statorpolen gemäß einer Theorie basierend auf einem einfachen Modell ausgeübt werden, obwohl ein Drehmoment dadurch sehr viel reduziert werden kann. Die Umfangslänge kann kleiner als 180° gemacht werden, um jedem Statorpol eine Kurzteilungswicklung zu übertragen, um spezifische harmonische Komponenten eines Drehmoments, d. h. ein Rastdrehmoment und eine Drehmomentwelligkeit, vorteilhaft zu reduzieren.
Andere wirksame Verfahren zum Reduzieren eines Rastdrehmoments und einer Drehmomentwelligkeit können eines zum Erhöhen des Luftspalts zwischen dem Stator und dem Rotor durch Bilden der Enden eines Statorpols 160 entlang des Umfangs, wie in 40 gezeigt ist, im Gegensatz zu der in 23 gezeigten Konfiguration und eines zum Abrunden der Enden entlang des Umfangs eines Permanentmagneten 161 des Rotors, um eine ausgenommene Form bei einem Grenzteil zwischen den Rotorpolen vorzusehen, umfassen. Die Verfahren zum Reduzieren der harmonischen Komponenten sind nicht nur zum Reduzieren einer Drehmomentwelligkeit oder dergleichen wirksam, sondern sind ferner zum Lindern einer drastischen Änderung einer radialen Anziehungskraft zwischen dem Rotor und dem Stator, wenn der Motor gedreht wird, oder zum Lindern einer Vibration oder eines Geräuschs des Motors wirksam.
Ein Rastdrehmoment und eine Drehmomentwelligkeit können ferner durch Kombinieren der im Vorhergehenden erwähnten Verfahren, wie das Verfahren zum Modifizieren der Statorpolkonfiguration SPS, das Verfahren zum Modifizieren einer Rotorpolkonfiguration, das Verfahren zum relativen Schrägstellen des Stators und des Rotors und das Verfahren zum umfangsmäßigen Verlagern der Umfangspositionen der Rotorpole oder Statorpole reduziert werden.
Eine Beschreibung wurde über einen 6-Phasen-Motor Bezug nehmend auf beispielsweise 21, 22 und 35 angegeben. Bei einem Motor mit einer kleineren Zahl von Phasen „Ns” ist insbesondere die Tatsache, eine Statorpolkonfiguration SPS mit einer sinusförmigen Umfangsbereichsverteilung zu haben, zum Reduzieren einer Drehmomentwelligkeit oder dergleichen wirksam. Wenn die Zahl von Paaren von Polen in dem Motor „Pn” ist, und die Zahl von Statorpolen „Nss” ist, kann die folgende Formel für eine Grundmotorstruktur, wie in 35 gezeigt ist, eingerichtet werden: Nss = Pn × Ns (31)
Wenn die Zahl von Phasen Ns groß ist, können Statorpole auf eine verteilte Art und Weise innerhalb eines elektrischen Winkels von 360° in eine Zahl gleich der Zahl der Phasen angeordnet sein. Bei diesem Fall können sich Ströme für jeweilige Wicklungen ebenfalls in Mehrphasen-Ströme mit Ns Phasen verwandeln. Bei einer einfachen Theorie wird daher, wenn die Phasenzahl Ns beispielsweise so groß wie „30” ist, eine Umfangsdiskretheit der Statorpole stark gelindert, um den Wert des Rastdrehmoments und die Drehmomentwelligkeit zu reduzieren, obwohl dies von dem strukturellen Standpunkt des Stators aus praktisch schwierig sein kann. Im Gegensatz dazu kann die Umfangsdiskretheit der Statorpole bei einem Fall eines 2-Phasen-Wechselstroms, der der Mehrphasen-Wechselstrom mit der kleinsten Zahl von Phasen ist, oder bei einem Fall eines 3-Phasen-Wechselstroms hoch sein, der von dem Standpunkt einer Wechselrichtertreiblast, einer Motorverdrahtungslast oder dergleichen aus vorteilhaft ist, was zu der Tendenz eines Erzeugens eines Rastdrehmoments und einer Drehmomentwelligkeit führt.
Dort, wo die Diskretheit hoch ist, ist die sinusförmige Bereichsverteilung entlang des Umfangs in der Statorpolkonfiguration sehr vorteilhaft, da dieselbe eine Wirkung eines Kompensierens der Umfangsdiskretheit der Statorpole hat. In der Praxis hat ein 2-Phasen-AC-Motor mit einer Phasenzahl Ns = 2 ein großes Rastdrehmoment und erfordert Maßnahmen zum Reduzieren des Rastdrehmoments. Bei dem Fall eines 3-Phasen-AC-Motors mit einer Phasenzahl Ns = 3, wie durch Nss = 3 × Pn basierend auf der Formel (31) ausgedrückt ist, oder insbesondere bei einem Fall eines 3-Phasen-Motors, bei dem drei Statorpole innerhalb eines elektrischen Winkels von 360° entlang der Umfangsrichtung angeordnet sind, ist das Verfahren zum Erreichen der sinusförmigen Form in der Umfangsbereichsverteilung bei der Statorpolkonfiguration mit einer hohen Wichtigkeit bezeichnet, um das Rastdrehmoment und die Drehmomentwelligkeit zu reduzieren. Der 3-Phasen-AC-Motor mit der Phasenzahl Ns = 3 der vorliegenden Erfindung kann in der Struktur vereinfacht sein, um dadurch die Zahl von Teilen zu reduzieren. Diese Struktur ist ferner hinsichtlich des Aufwands vorteilhaft.
Die Statorpole 53 bis 59, die in 21 und 31 gezeigt sind, sind so strukturiert, dass die Breite WDD von jedem Statorpol in der Rotorwellenrichtung leicht kleiner als die Teilung WDP von jedem Statorpol in der Rotorwellenrichtung (Intervall in der Rotorwellenrichtung) ist. Was jedoch die Drehwinkelrate des magnetischen Flusses, der durch jeden Statorpol läuft, betrifft, können mehr Vorteile durch den Statorpol mit einer größeren Länge in der Rotorwellenrichtung geliefert werden. Wie bei dem Fall des Statorpols 54S oder dergleichen, der in 38 gezeigt ist, kann daher die Anordnung vorzugsweise so vorgenommen sein, dass die Breite WDX des Statorpols in der Rotorwellenrichtung einen größeren Wert als die Teilung WDP hat, während eine Konfiguration zum Vermeiden einer Störung zwischen benachbarten Statorpolen eingesetzt wird. Besondere Formen von Endteilen von solchen Polen sind bei der in 37 gezeigten Statorpolkonfiguration, der in 39 gezeigten Statorpolkonfiguration 166 und der in 29 gezeigten Statorpolkonfiguration gezeigt.
Die in 41 gezeigten 6-Phasen-Statorpole haben Endteile 140 bis 145, bei denen eine Breite WA in der Umfangsrichtung leicht kleiner als ein elektrischer Winkel 360°/6 = 60° gemacht ist, um keine Störung zwischen benachbarten Statorpolen zu verursachen, während die Länge der 6-Phasen-Statorpole entlang der Rotorwelle die volle maximale Länge des Motors axial bedeckt, wobei diese Länge auf dem Außendurchmesser desselben basiert. Es sollte zu erkennen sein, dass beispielsweise bei der in 41 gezeigten Konfiguration der Statorpole 142 Teile mit einer horizontalen Schraffur Basen der Statorpole sind, die sich von Endteilen der Statorpole zu einem Rückjoch des Stators erstrecken, und Teile mit einer diagonalen Schraffur Endteile von Statorpolen sind. Die in 41 gezeigte Statorpolkonfiguration wird durch umfangsmäßiges und lineares Entfalten einer Innenoberflächenkonfiguration des Stators, wie von dem Luftspaltteil zwischen dem Stator und dem Rotor betrachtet, erhalten. Die in 41 gezeigte Statorkonfiguration ist besonders für einen flachen und dünnen Motor vorzuziehen, dessen Kernlänge, das heißt Länge entlang der Rotorwelle, klein ist. Diese Konfiguration kann zum Erhöhen der Drehwinkelrate des magnetischen Flusses, der durch jeden Statorpol läuft, beitragen, wodurch das Motordrehmoment erhöht werden kann.
Bei N-phasigen Statorpolgruppen MPN ist durch „Φx” eine Gesamtsumme von magnetischen Flüssen, die durch eine Gruppe von Statorpolen einer optionalen Phase X laufen, durch „dΦx/dθ” eine Drehwinkelrate von jedem Fluss Φx, durch „Ix” ein Wicklungsstrom, der eine magnetomotorische Kraft ist, die auf einen Luftspaltteil zwischen jedem Statorpol und jedem Rotorpol wirkt, durch „WTx” die Zahl von Windungen einer Wicklung und durch „Tx” eine Komponente eines erzeugten Drehmoments des Motors, die ein Produkt, das aus dΦx/dθ × Ix × WTx berechnet wird, ist, gezeigt. Betreffend eine Konfiguration einer weiteren Phase Y sind durch „Φy” die magnetischen Flüsse, die durch die Gruppe von Statorpolen laufen, durch „Iy” ein Wicklungsstrom, durch „WTy” die Zahl von Windungen einer Wicklung und durch „Ty” eine Komponente eines erzeugten Drehmoments des Motors, das ein Produkt, das aus dΦy/dθ × Iy × WTy berechnet wird, ist, gezeigt. Eine Anordnung kann vorzugsweise so vorgenommen sein, dass außer dem Phasenunterschied zwischen der X- und der Y-Phase zwei oder mehr unter den Flüssen Φx und Φy, den Wicklungsströmen Ix und Iy und der Zahl von Windungen einer Wicklung WTx und WTy, die durch einen gegenseitig gegenüberliegenden Bereich zwischen dem Statorpol und dem Rotorpol bestimmt sind, unterschiedliche Werte zwischen der X- und der Y-Phase haben, und dass die Komponenten des erzeugten Drehmoments Tx und Ty gleiche Werte haben. Wenn erforderlich ist, dass eine Statorpolkonfiguration um eines Vorteils willen für beispielsweise eine Motorabdeckung und eine Einrichtung, die zu treiben ist, zu modifizieren ist, können einzelne Parameter manchmal besser vorteilhaft geändert werden, ohne die elektromagnetischen Endwirkungen, die durch den Fluss Φx, den Strom Ix und die Zahl von Windungen einer Wicklung WTx ausgeübt werden, zu ändern.
42 zeigt ein weiteres Beispiel einer Statorpolanordnung und einer Wicklungsanordnung. Bei den gezeigten Statorpolen wurden beispielsweise in 21, 37 und 35 sechs Typen von Phasen entlang des Umfangs vorgesehen. 42 zeigt jedoch eine Konfiguration, bei der Statorpole 101 bis 112 mit zwölf Typen von Phasen mit einer Hinzufügung von Zwischenphasen-Statorpolen angeordnet sind. Betreffend die Wicklungen sind elf Ringwicklungen 113 bis 123 angeordnet. Werte der Stromvektoren der Wicklungen sind durch die Symbole an dem linken Ende der Wicklungen dargestellt. Diese Stromvektoren entsprechen denselben, die in 33 gezeigt sind und denen die gleichen Symbole zugewiesen sind. Zwei Sätze von Ringwicklungen sind für jede Phase vorbereitet, und diese Wicklungen sind so angeordnet, dass der gleiche Phasenstrom zu den Wicklungen, die bei zwei benachbarten Schlitzen vorgesehen sind, zugeführt werden kann. Auf diese Weise können gleiche Phasenwicklungen und Phasenströme durch Teilen in eine Mehrzahl von aneinander grenzenden Schlitzen angeordnet sein. Die in 41 gezeigte Konfiguration kann erlauben, dass die Statorpole in einer größeren Zahl von Phasen angeordnet sind, um die harmonischen Komponenten eines Drehmoments aufzuheben, wodurch eine Drehmomentwelligkeit reduziert wird und ein Motorantreiben gleichmäßiger durchgeführt werden kann. Unterdessen sind sechs Typen von Stromvektoren vorgesehen, die durch einen 3-Phasen-Wechselrichter durch Umkehren der Stromzufuhrrichtung betreffend die Gegenphasenstromvektoren gesteuert werden können. Eine Motorsteuervorrichtung ist daher möglicherweise nicht kompliziert.
43 zeigt ein Beispiel einer weiteren Statorpolanordnung und einer Wicklungsanordnung. Verglichen mit 42 sind die Wicklungen modifiziert. Ein präziserer Motor mit einer kleineren Drehmomentwelligkeit ist durch Ändern der Wicklungen 114, 116, 118 120 und 122, die in 42 gezeigt sind, zu denselben, die präzisere Ströme liefern können, realisiert. Wie in 44 gezeigt ist, sind Stromvektoren von Wicklungen 125 und 126 „a1” bzw. „b1”. Eine Summe der Stromvektoren a1 und b1, die durch „g” gezeigt ist, hat die gleiche Amplitude wie Stromvektoren „a” und „b” und hat eine Phase zwischen „a” und „b”. Die folgenden Beziehungen können eingerichtet werden: a1 = 1/(2 × cos30°) × a = 0,57735 × a; und b1 = 0,57735 × b. Die magnetomotorische Kraft, die gleich „Ampere × Zahl von Windungen” der Wicklungen 125 und 126 ist, kann durch Leiten des gleichen Stroms mit der Anpassung mit der Zahl von Windungen realisiert werden. Das Gleiche kann auf die Windungen 127 bis 134 angewendet werden, um die in 44 gezeigten Stromvektoren zu erhalten. 45 stellt eine Beziehung zwischen den Stromvektoren, die durch die in 43 gezeigten Wicklungen geleitet werden, dar.
Der in 43 gezeigte Motor wurde durch einen Faktor von zwei verglichen mit dem in 35 gezeigten Motor mehrphasig ausgelegt. Mit diesem mehrphasigen Auslegen werden die harmonischen Komponenten eines Drehmoments aufgehoben, eine Drehmomentwelligkeit wird reduziert und ein Antreiben des Motors kann gleichmäßiger durchgeführt werden. Bei diesem Fall kann, da eine Treibeinheit des Motors lediglich die Stromvektoren „a”, „b”, „c”, „d”, „e” und „f” erzeugen muss, dieser Motor durch einen 3-Phasen-Wechselrichter getrieben werden. Obwohl der Motor aufgrund des mehrphasigen Auslegens leicht kompliziert ist, wird der Treibeinheit keine Last auferlegt. Bei dem Fall, bei dem Stromvektoren „g”, „h”, „I”, „j”, „k” und „l” für Zwischenphasen durch die Treibeinheit erzeugt werden, ist es erforderlich, dass die Zahl von Transistoren in der Treibeinheit um meinen Faktor von zwei erhöht wird.
Die Zahl von Windungen der neu vorgesehenen Wicklungen 125, 126 und dergleichen relativ zu der Zahl von Windungen in den Wicklungen 113, 115 und dergleichen reultiert nicht in einem ganzzahligen Verhältnis, kann jedoch meistens gebrochen sein. In dieser Hinsicht kann eine Auswahl der Zahl von Windungen so nahe wie möglich zueinander eine angestrebte Wirkung und praktische Charakteristika erlangen. Es kann beispielsweise ein Fall vorliegen, bei dem ein Verhältnis der Zahlen von Windungen 1:0,57735 = 6:3,4641 ist. Die Zahl 3,4641 ist ziemlich weit weg von einer ganzen Zahl. In diesem Fall kann a1 drei Windungen haben und b1 kann 4 Windungen haben, um einen Amplitudenfehler zu reduzieren, obwohl ein Phasenfehler ein wenig groß sein kann. Die Wicklung von a1 kann alternativ 3,5 Windungen haben, das heißt, kann aus der magnetischen Schaltung gezogen sein, nachdem dieselbe 3 Windungen und eine halbe gewickelt wurde, während die Wicklung von b1 ebenfalls 3,5 Windungen haben kann und sich bei einer Drehposition umfangsmäßig versetzt von der Wicklung von a1 um 180° hinsichtlich des mechanischen Winkels befinden kann. Der gewünschte Zweck kann daher im Wesentlichen erreicht werden.
Im Folgenden ist ein Verfahren zum Verbinden der Ringwicklungen des Motors und ein Verfahren zum Einrichten einer Verbindung mit einem Wechselrichter beschrieben. Der in 21 gezeigte Motor 100 ist ein Beispiel des durch (e) von 20 gezeigten 6-Phasen-Motors. Die vorliegende Erfindung kann auf Motoren mit verschiedenen Phasen ausgedehnt angewendet werden. Der durch (b) von 20 gezeigte 3-Phasen-Motor ist durch den in 1 gezeigten Motor dargestellt, bei dem die Wicklungen 115, 116, 117 und 118, wie in 46 gezeigt ist, verbunden sein können, um durch einen 3-Phasen-Wechselrichter gesteuert zu sein. In der Fig. ist jede der Ringwicklungen 115, 116, 117 und 118 durch ein Eine-Windung-Wicklungssymbol gezeigt, um eine Wicklungsstartposition ohne Weiteres zu zeigen. Die Wicklungen 115 und 116 sind mit dem gleichen U-Phasen-Fluss verkettet, und daher ist die induzierte Spannung der Wicklungen eine negative Spannung –Vu der gleichen U-Phase. Die Wicklungen 117 und 118 sind mit dem gleichen W-Phasen-Fluss verkettet, und daher ist die induzierte Spannung der Wicklungen eine Spannung Vb der gleichen W-Phase. Der U-Phasen-Strom Iu wird daher entgegengesetzt durch die Wicklung 115 geleitet, während der W-Phasen-Strom Iw durch die Wicklung 118 vorwärts geleitet wird. Betreffend die V-Phasen-Spannung Vu wird eine Beziehung Vv = –Vu – Vw basierend auf einer Beziehung Vu + Vv + Vw = 0 eingerichtet. Der V-Phasen-Strom Iv wird demgemäß durch die Wicklung 116 vorwärts geleitet, während die Wicklung 117 in eine Anti-Reihenschaltung gebracht wird, um dem V-Phasen-Strom Iv zu erlauben, durch dieselbe entgegengesetzt zu laufen.
Eine Beziehung zwischen diesen Spannungen und Strömen ist durch das Vektordiagramm von 47 gezeigt. Eine Beziehung zwischen den Wicklungen, Strömen und Spannungen kann ebenfalls, wie in 48 gezeigt ist, gezeigt sein. Jede der Punktmarkierungen, die an den einzelnen Wicklungen vorgesehen ist, zeigt eine Windungsstartseite der Wicklung. Auf diese Weise kann der Motor durch einen 3-Phasen-Wechselrichter durch entgegengesetztes Schalten der Wicklungen in Reihe effizient betrieben werden, wobei durch diese Windungen Gegenphasenströme zu leiten sind.
Wie in 6 und 7 gezeigt ist, können die zwei Ringwicklungen 115 und 116 in die Wicklung 138 kombiniert sein, zu der ein Strom, der durch arithmetisches Aufsummieren der Ströme, die zu den Wicklungen 115 und 116 zuzuführen sind, zugeführt werden kann. Die zwei Ringwicklungen 117 und 118 können ähnlich in die Wicklung 139 kombiniert sein, zu der ein Strom, der durch arithmetisches Aufsummieren der Ströme, die zu den Wicklungen 117 und 118 zuzuführen sind, erhalten werden kann, zugeführt werden kann. Unter Bezugnahme auf 49 oder 50, 51 und 52 sind im Folgenden Spannungen und Ströme, die an die Wicklungen 138 und 139 anzulegen sind, Modelle von Wicklungen und ein Verfahren zum Verbinden der Wicklungen beschrieben. Das in 49 gezeigte Verfahren ist ein Verfahren zum getrennten und unabhängigen Steuern der Ströme der Wicklungen 138 und 139. Dieses Verfahren betrifft insbeosndere keine technische Schwierigkeit, kann jedoch die Zahl von Elementen des Wechselrichters und den Aufwand für denselben erhöhen, um die zwei Ströme getrennt zu erzeugen. Bei der in 50 gezeigten Konfiguration wird andererseits ein Strom Im = –Iu + Iv dem Windungsstart der Wicklung 138 zugeführt, ein Strom In = –Iv + Iw wird dem Wicklungsstart der Wicklung 139 zugeführt, und die Wicklungsenden der Wicklungen 138 und 139 sind derart verbunden, dass ein Strom Io = –Im – Iu = –Iw = Iu zu denselben zugeführt werden kann. Diese Ströme Im, In und Io sind voneinander hinsichtlich ihrer Phasen um 120° versetzt und sind hinsichtlich einer Amplitude um einen Faktor von 1,732 größer als die 3-Phasen-Ströme Iu, Iv und Iw. Wenn Phasenspannungen der Wicklungen 138 und 139 –Vu bzw. Vw, sind Anschlussspannungen (–Vw + Vu)/3, (–Vu + Vv)/3 und (–Vv + Vw)/3, wie zusätzlich in 50, 51 und 52 gezeigt ist. Eine Leitungs-zu-Leitungs-Spannung, die in 51 gezeigt ist, ist größer als dieselbe, die in 48 gezeigt ist, wie durch 1/1,732 ausgedrückt ist. Eine Beziehung zwischen diesen Spannungen und Strömen ist in dem Vektordiagramm von 47 gezeigt. Die Beziehung zwischen den Wicklungen, Strömen und Spannungen kann ferner, wie in 48 gezeigt ist, ausgedrückt sein. Um die Motorspannung und den Motorstrom, die in 50, 51 und 52 gezeigt sind, gleich denselben, die in 46, 47 und 48 gezeigt sind, zu machen, kann die Zahl von Windungen der Wicklungen 138 und 139 um einen Faktor von 1,732 größer als dieselbe der Wicklungen 115, 116, 117 und 118 gemacht werden. Das in 50, 51 und 52 gezeigte Ansteuern des Motors findet mit ausgeglichenen 3-Phasen-Spannungen und 3-Phasen-Strömen statt, und daher kann der Motor durch einen normalen 3-Phasen-Wechselrichter, wie in 53 gezeigt ist, angesteuert werden. In 53 ist durch eine Ziffer 150 eine Gleichspannungsquelle gezeigt, und durch Ziffern 151, 152, 153, 154, 155 und 165 sind Transistoren gezeigt, die jeweils entgegengesetzte aneinander grenzende Dioden haben.
54 zeigt ein Beispiel eines Verfahrens zum Einrichten einer Verbindung zwischen den Wicklungen 41 bis 52, die in 21 und 22 gezeigt sind, und ein Verfahren zum Einrichten einer Verbindung mit einem 3-Phasen-Wechselrichter. Wie Bezug nehmend auf das in 21 und 22 gezeigte Motormodell erklärt wurde, gehören die Statorpole 53 und 59 zu der gleichen Phase und der Statorpol 56 ist ein Gegenphasenstatorpol mit einem Phasenunterschied von 180°. Eine Verbindung zum Erlauben, dass der magnetische U-Phasen-Fluss durch die Statorpole 53, 59 und 56 läuft, und zum Erlangen einer Verkettung mit der gleichen Phase ist in der Verbindung der Wicklungen 41, 46, 47 und 52, die in 54 gezeigt ist, widergespiegelt. Um beispielsweise eine Verkettung mit dem Fluss, der durch den Statorpol 56 läuft, zu erlangen, können die Wicklungen 46 und 47, die an beiden Seiten des Statorpols 56 benachbart und axial vorgesehen sind, entgegengesetzt in Reihe geschaltet sein. Die Wicklungsrichtungen können zu den Wicklungen 52 und 41 für die jeweiligen Statorpole 59 und 53 entgegengesetzt sein.
Ein magnetischer Fluss, der durch den Statorpol 55 läuft, ist der V-Phasen-Fluss, und ein magnetischer Fluss, der durch den Statorpol 58 läuft, ist der –V-Phasen-Fluss. Dies ist in der Verbindung der Wicklungen 44, 45, 50 und 51 von 54 widergespiegelt. Um die Verkettung mit dem Fluss, der durch den Statorpol 55 läuft, zu erlangen, können die Wicklungen 44 und 45, die an beiden Seiten des Statorpols 55 benachbart und axial vorgesehen sind, entgegengesetzt in Reihe geschaltet sein. Um die Verkettung mit dem Fluss, der durch den Statorpol 58 läuft, zu erlangen, können die Wicklungen 50 und 51, die an beiden Seiten des Statorpols 58 benachbart und axial vorgesehen sind, entgegengesetzt in Reihe geschaltet sein. Die Wicklungsrichtungen der Wicklungen 44 und 45 für den Statorpol 55 können entgegengesetzt zu den Wicklungsrichtungen der Wicklungen 50 und 51 für den Statorpol 58 sein.
Ein magnetischer Fluss, der durch den Statorpol 57 läuft, ist der W-Phasen-Fluss, und ein magnetischer Fluss, der durch den Statorpol 54 läuft ist der –W-Phasen-Fluss. Dies wird in der Verbindung der Wicklungen 48, 49, 42 und 43 von 54 widergespiegelt. Um die Verkettung mit dem Fluss, der durch den Statorpol 57 läuft, zu erlangen, können die Wicklungen 48 und 49, die auf beiden Seiten des Statorpols 57 benachbart und axial vorgesehen sind, entgegengesetzt in Reihe geschaltet sein. Um die Verkettung mit dem Fluss, der durch den Statorpol 54 läuft, zu erlangen, können die Wicklungen 42 und 43, die an beiden Seiten des Statorpols 54 benachbart und axial vorgesehen sind, entgegengesetzt in Reihe geschaltet sein. Die Wicklungsrichtungen der Wicklungen 48 und 49 für den Statorpol 57 können zu den Wicklungsrichtungen der Wicklungen 42 und 43 des Statorpols 54 entgegengesetzt sein.
55 zeigt ein Beispiel eines Verfahrens zum Einrichten einer Verbindung zwischen den Ringwicklungen 61, 42, 43, 64 und 65, die in 35 gezeigt sind, und ein Verfahren zum Einrichten einer Verbindung mit einem 3-Phasen-Wechselrichter. Wie Bezug nehmend auf das in 35 gezeigte Motormodell erklärt ist, kann ein magnetischer Fluss von einer der drei Phasen mit den Wicklungen 62 und 65 durch entgegengesetztes Reihenschalten der zwei Ringwicklungen verkettet sein, und eine Spannung dieser entgegengesetzten Reihenschaltung stellt eine Phase, die durch den Vektor „e” in 33 dargestellt ist, zum Leiten des Stroms Iu dar. Ein magnetischer Fluss von einer der drei Phasen kann ferner mit den Wicklungen 61 und 64 durch entgegengesetztes Reihenschalten der zwei Ringwicklungen verkettet sein, und eine Spannung dieser entgegengesetzten Reihenschaltung stellt eine Phase, die durch den Vektor „a” in 33 dargestellt ist, zum Leiten des Stroms Iv dar. Eine Spannung der restlichen Wicklung 33 stellt eine Phase, die durch den Vektor „c” in 33 dargestellt ist, zum Leiten des Stroms Iw dar. Die Wicklung 63 befindet sich bei der Mitte des Stators, und diese einzelne Ringwicklung kann mit dem Fluss von einer der drei Phasen verkettet sein. Um es auf eine andere Weise auszudrücken, ist die Wicklung 66, die in 34 gezeigt ist, die die Spannung nicht erzeugt, weggelassen.
56 zeigt eine Beispiel eines Verfahrens zum Einrichten einer Verbindung zwischen den Ringwicklungen 96, 97, 98, 99 und 100, die in 28 gezeigt sind, und eines Verfahrens zum Einrichten einer Verbindung mit einem 3-Phasen-Wechselrichter.
Wie Bezug nehmend auf das in 28 gezeigte Motormodell erklärt wurde, wurden die Statorstruktur und die Wicklungsanordnung dieses Motors durch Modifizieren der Wicklungen 82 bis 93 in der in 27 gezeigten Statorstruktur erlangt. Ströme, die durch die Wicklungen laufen, sind H, I, J, K und L, wie in 28 gezeigt ist, und die Stärken der Ströme unterscheiden sich voneinander, wie durch die Stromvektoren bei (c) von 30 gezeigt ist. Als ein Resultat wird eine ziemlich komplizierte Beziehung zwischen den Strömen, die durch die Wicklungen laufen, und den magnetischen Flüssen der in 28 gezeigten Statorpole eingerichtet. Die Wirkungen des in 28 gezeigten Stators sind jedoch äquivalent zu denselben, die aus der Beziehung zwischen den Strömen der Wicklungen und der Flüsse der in 27 gezeigten Statorpole erhalten werden. Beispiele des Verfahrens zum Einrichten einer Verbindung zwischen den Wicklungen und des Verfahrens zum Einrichten einer Verbindung mit einem 3-Phasen-Wechselrichter sind unter der Annahme dargestellt, dass die Ströme, die durch die Wicklungen von 28 laufen, durch die durch (c) von 30 gezeigten Stromvektoren dargestellt sind. Die Stromvektoren H und K, die den Wicklungen 96 bzw. 99 zugeführt werden, haben eine Phase –U, wobei die Amplituden derart sind, das ein Strom, der eine Hälfte des Stroms, der der Wicklung 96 zugeführt wird, der Wicklung 99 zugeführt werden sollte. Die Zahl von Windungen der Wicklung 99 wird demgemäß als eine Hälfte derselben der Wicklung 69 vorgesehen, und der gleiche U-Phasen-Strom Iu wird diesen Wicklungen zugeführt. Die Stromvektoren I und L, die den Wicklungen 97 bzw. 100 zugeführt werden, haben eine Phase –V, wobei die Amplituden derart sind, dass ein Strom, der eine Hälfte des Stroms, der der Wicklung 100 zugeführt wird, der Wicklung 97 zugeführt werden sollte. Die Zahl von Windungen der Wicklung 97 ist demgemäß derart vorgesehen, um eine Hälfte derselben der Wicklung 100 zu sein, und der gleiche V-Phasen-Strom Iv wird diesen Wicklungen zugeführt. Der Stromvektor J, der der Wicklung 98 zugeführt wird, hat eine Phase –W, wobei die Amplitude gleich derselben von jeder der Wicklungen 96 und 100 ist, und der W-Phasen-Strom Iw wird der Wicklung zugeführt.
Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, sind die Windungen mit im Wesentlichen der gleichen Phase hinsichtlich des elektrischen Winkels in einer Richtung verlaufend in Reihe geschaltet, und die Wicklungen mit einem Phasenunterschied von 180° hinsichtlich des elektrischen Winkels sind entgegengesetzt in Reihe geschaltet. Die Zahl von Windungen von jeder Ringwicklung ist ferner abhängig von der Stärke des Stromvektors angepasst. Als ein Resultat können die Mehrphasen-Ströme mit weniger Stromquellen gesteuert werden, um den Motor zu treiben. Sowohl die Motorverdrahtung als auch die Treibsteuereinheit können demgemäß vereinfacht sein.
Betreffend den Wechselrichter zum Steuern von Spannungen und Strömen eines Motors ist ein Beispiel des 3-Phasen-Wechselrichters unter Verwendung von sechs Transistoren hauptsächlich in 53 bis 56 gezeigt, es können jedoch verschiedene andere Verfahren verwendet sein. Beispielsweise können drei Sätze von Wechselrichtern, wobei jeder derselben einen einzelnen Strom und eine einzelne Spannung mit vier Transistoren steuert, verwendet sein, um die 3-Phasen-Wechselsteuerung durchzuführen.
Motorkonfigurationen, die auf einer bestimmten Regelmäßigkeit basieren, wurden bisher Bezug nehmend auf beispielsweise 21, 22, 34, 35 beschrieben. Diese Motoren und Motoren, die beispielsweise durch Modifizieren dieser Motoren erhalten werden, haben einzelne Vorteile und haben zu dieser Zeit einen Raum für eine Verbesserung. Im Folgenden ist eine detailliertere Beschreibung über die Vorteile angegeben. Punkte einer Verbesserung und von Motoren mit neuen Konfigurationen sind ebenfalls beschrieben.
Der in 22 gezeigte Motor hat eine (N + 1) Zahl von Statorpolgruppen und eine N Zahl von Wicklungen, worin durch Ziffern 53 und 59 Statorpole der gleichen Phase gezeigt sind. Der in 22 gezeigte Motor ist ein 6-Phasen-Motor mit N = 6. Dieser Motor kann auf eine Weise ferner interpretiert sein, um ein 3-Phasen-Wechselmotor zu sein, wenn die Phasen, die einen Phasenunterschied von 180° haben, als zu der gleichen Phase gehörend genommen werden. Der Motor kann auf jede Weise interpretiert oder benannt werden, derselbe ist jedoch ein Motor, der mit Statorpolen von sechs Phasen innerhalb eines elektrischen Winkels von 360° angeordnet ist.
In 22, die eine linear entfaltete Umfangskonfiguration der Statorpole, die dem Rotor gegenüberliegen, darstellt, ist ein magnetischer Pol innerhalb eines elektrischen Winkels von 180° entlang des Umfangs angeordnet, es ist jedoch kein magnetischer Pol innerhalb des restlichen elektrischen Winkels von 180° entlang des Umfangs angeordnet. Dies erzeugt ein Problem, das annähernd eine Hälfte des Bereichs nicht wirksam verwendet ist. Flüsse, die aus der Seite des Rotors durch einen Raum streuen, werden ferner bei diesem nicht benutzen Teil gesammelt, und diese gestreuten Flüsse beeinträchtigen ein Drehmoment auf eine solche Weise, um das Drehmoment zu reduzieren, was ein anderen Problem aufwirft. In 22 sind die Drehwinkelraten der Flüsse, die auf die Statorpole wirken, in einem Verhältnis zu einem Drehmoment und einer Spannung, und daher ist eine Breite von jedem Statorpol entlang der Rotorwelle klein, was noch ein weiteres Problem aufwirft.
Bei der Anordnungsstruktur der in 41 gezeigten Statorpole sind die Statorpolkonfigurationen der einzelnen Phasen, die dem Rotor gegenüberliegen, entlang der Rotorwelle von einem Ende zu einem anderen angeordnet. Bei einer einfachen Logik kann diese Struktur die Drehänderungsraten der Flüsse der Statorpole maximal steigern. 37 und 38 zeigen ein Beispiel, das nicht so extrem wie dasselbe, das in 41 gezeigt ist, ist. Dieses Beispiel hat eine Konfiguration, bei der die Größe der Statorpole der einzelnen Phasen entlang der Rotorwelle etwa eine Hälfte der ganzen Größe des Motors in der Rotorwellenrichtung einnimmt. 38 ist ein vertikaler Querschnitt des Stators, bei dem die horizontale Richtung der Rotorwellenrichtung entspricht, und die vertikale Richtung entspricht der radialen Richtung des Motors. Durch 54SS ist ein Endteil eines Zahns des Statorpols 54S von 37, der dem Rotor gegenüberliegt, gezeigt, durch BY ist ein Rückjoch des Stators gezeigt, und durch 54SB ist der Zahn, der einen Fluss von dem Endteil 54S des Zahns zu dem Rückjoch BY leitet, gezeigt. Verglichen mit der in 21 und 22 gezeigten Konfiguration hat der Motor mit der in 37 und 38 gezeigten Konfiguration eine Struktur, die, bei einer einfachen Logik, der Rotoroberfläche effizient erlauben kann, den Statorpolen gegenüberzuliegen, und ferner die Drehwinkelraten der Flüsse der Statorpole steigern kann. In einem Bereich, in dem die Flussdichte der Rotoroberfläche kleiner als 1 Tesla (1 T) und der Treibstrom beispielsweise vergleichsweise klein ist, kann ein wirksames Treiben erreicht werden. Wenn jedoch gewünscht ist, dass ein großes Drehmoment durch Zuführen eines großen Stroms zu dem Motor erhalten werden soll, kann diese Anordnungsstruktur, bei der die Statorpole von jeder Phase zu den Statorpolen einer anderen Phase eng benachbart sind, dazu tendieren, der magnetomotorischen Kraft der Wicklungen zu erlauben, eine Flussstreuung zwischen den Statorpolen mit unterschiedlichen Phasen zu verursachen, so dass ein Problem erzeugt wird. Bei dieser Struktur ist ferner ein Querschnittsbereich des Zahns 54SB, der einen magnetischen Weg bildet, kleiner als ein Bereich des Zahnendteils 54SS, der dem Rotor gegenüberliegt. Diese Struktur tendiert demgemäß dazu, eine magnetische Sättigung zu verursachen, wenn Seltenerd-Magneten mit einer hohen Flussdichte verwendet werden. Teilweise aufgrund der im Vorhergehenden erwähnten Flussstreuung kann ferner eine magnetische Sättigung dazu tendieren, bei verschiedenen Teilen von dem Zahnendteil zu dem Rückjoch aufzutreten, was ein weiteres Problem erzeugt.
Verfahren zum Lindem dieser Probleme sind im Folgenden beschrieben. Um die Erklärung einfach zu machen, ist eine Beschreibung im Folgenden über ein Beispiel eines Motors mit Statorpolgruppen von drei Phasen, der in 71 gezeigt ist, angegeben. Durch Ziffern 711 und 714 sind A-Phasen-Statorpole gezeigt. Durch eine Ziffer 712 sind B-Phasen-Statorpole gezeigt, und durch 713 sind C-Phasen-Statorpole gezeigt. Obwohl nicht gezeigt ist, können verschiedene Typen von Rotoren verwendet sein, wie z. B. der Oberflächenmagnetrotor, wie in 1 und 2 gezeigt ist. Bei einer Konfiguration der Statorpole, die dem in 71 gezeigten Rotor gegenüberliegen, wird, wenn eine Länge des Motorkerns entlang der Rotorwelle MT ist, eine Länge MS von jedem Statorpol entlang der Rotorwelle größer als MT/3 gemacht, so dass die Drehwinkelrate des magnetischen Flusses, der durch den Statorpol läuft, erhöht werden kann. Dies bewerkstelligt, eine Drehwinkelrate dϕ/dθ eines magnetischen Flusses ϕ, der durch den Statorpol läuft, zu erhöhen, und die Spannung, die in der Wicklung induziert wird, und das Drehmoment, das durch den Motor erzeugt wird, zu erhöhen. Bei dem in 4 gezeigten Beispiel ist die Länge von jedem Statorpol entlang der Rotorwelle leicht kleiner als ein Drittel der Länge des Motorkerns entlang der Rotorwelle. Die Konfiguration von 71 ist was das Drehmoment betrifft vorteilhafter als dieselbe von 4.
Statorpole sind zusätzlich in dem größten Teil des Bereichs angeordnet, in dem der Stator und der Rotor einander gegenüberliegen. Betreffend die Beispiele von sechs Phasen hinterlässt dasselbe, das in 22 gezeigt ist, annähernd eine Hälfte des Raums unbenutzt. Das Beispiel von 37 ordnet die Statorpole an, um wesentlich mehr Raum einzunehmen. Die Anordnung von 71 ist analog zu der Statorpolanordnung von 37.
Zwei Wicklungen sind zwischen jeweiligen Statorpolen vorgesehen, und die Wicklungen haben in einer Synchronisation mit der Unregelmäßigkeit in der Rotorwellenrichtung der Statorpole wellige Formen. Bei dem Fall eines Konfigurierens eines Synchronmotors wird ein 3-Phasen-Wechselstrom jeder Wicklung in einer Synchronisation mit dem Rotor zugeführt, um den Motor zu treiben. Einer Wicklung 71A wird beispielsweise ein Strom I_A, der durch (a) von 72 gezeigt ist, zugeführt, und einer Wicklung 715 wird ein Strom –I_A zugeführt. Einer Wicklung 716 wird ähnlich ein Strom I_B, einer Wicklung 717 –I_B, einer Wicklung 718 ein Strom I_C und einer Wicklung 719 ein Strom –I_C zugeführt. Betreffend die Spannungen der Wicklungen ist beispielsweise eine Spannung über die entgegengesetzt verbundenen Wicklungen 71A und 715, die in Reihe geschaltet sind, eine Spannung V_A, die durch (b) von 72 gezeigt ist, eine Spannung über die entgegengesetzt verbundenen Wicklungen 716 und 717, die in Reihe geschaltet sind, ist eine Spannung V_B, und eine Spannung über die entgegengesetzt verbundenen Wicklungen 718 und 719, die in Reihe geschaltet sind, ist eine Spannung V_C. Als ein Resultat kann dieser Motor durch Zuführen von ausgeglichenen 3-Phasen-Spannungen und –Strömen getrieben werden.
Bei einem in 73 gezeigten Motor sind die zwei Wicklungen zwischen den jeweiligen Statorpolen von 71 in eine einzelne Wicklung kombiniert, und jeder einzelnen Wicklung wird ein Strom, der durch eine arithmetische Addition der zwei Ströme erhalten wird, zugeführt. Einer Wicklung 731 wird demgemäß ein Strom I_BA, der durch (a) von Fig. 74 gezeigt ist, zugeführt, einer Wicklung 732 wird ein Strom I_CB zugeführt, und einer Wicklung 733 wird ein Strom I_AC zugeführt. Wie durch (a) von 74 gezeigt ist, wird der Wicklung 731 der Strom I_BA, der die Summe von –I_A und +I_B ist, zugeführt, wobei die Stromamplitude um einen Faktor von 1,732 größer ist. Da die Dicke der Wicklung um einen Faktor von zwei erhöht werden kann, kann andererseits der Kupferverlust der Wicklung schließlich drei Viertel sein. Ein Kupferverlust kann mit anderen Worten um 25% verringert werden.
Spannungen der Wicklungen sind durch (b) von 74 gezeigt. Eine Spannung der Wicklung 731 ist –V_A/2, eine Spannung der Wicklung 732 ist V_CB und eine Spannung der Wicklung 733 ist V_A/2. Wie durch (b) von 74 gezeigt ist, sind die Spannungen der drei Wicklungen unausgeglichene 3-Phasen-Spannungen. Wenn jedoch die drei Wicklungen sterngeschaltet sind, haben die Spannungen zwischen den drei Anschlüssen gegenseitig die gleichen Amplituden V_A, V_B und V_C, um ausgeglichene 3-Phasen-Spannungen darzustellen. Die Sternschaltung richtet eine Beziehung ein, dass ein Mittelpunkt der Sternschaltung mit der Variation der 3-Phasen-Wechselspannung variiert. Als ein Resultat kann dieser Motor idealerweise durch einen normalen 3-Phasen-Wechselrichter zum Steuern von 3-Phasen-Spannungen und -Strömen getrieben werden.
75 zeigt einen Querschnitt entlang einer Linie 3DB-3DB von 73. Diese Fig. zeigt eine Konfiguration von jedem Statorpol, eine Konfiguration von jeder Wicklung und elektromagnetische Charakteristika. Durch BY ist ein Rückjoch des Stators gezeigt, und durch eine Ziffer 712 ist ein B-Phasen-Zahn gezeigt. Durch MT ist eine Länge des Motorkerns entlang der Rotorwelle gezeigt, durch MS ist eine Menge des B-Phasen-Zahns 712 entlang der Rotorwelle gezeigt, und durch MJ ist eine Menge eines Teils eines magnetischen Wegs, der sich von dem Endteil des B-Phasen-Statorpols zu dem Rückjoch BY entlang der Rotorwelle erstreckt, gezeigt. Bei dem in 75 gezeigten Beispiel ist die Konfiguration des B-Phasen-Statorpols von dem Ende desselben zu dem Rückjoch BY gleichförmig, das heißt, MS und MJ haben die gleiche Länge. Um das Drehmoment dieses Motors zu verbessern, kann MS größer als dieselbe, die in 75 gezeigt ist, gemacht werden.
Der magnetische Weg 54SB oder ein Teil eines Zahns, der in 38 gezeigt ist, hat eine Länge, die etwa ein Viertel der Länge WDX des Endteils des Statorpols entlang der Rotorwelle ist. Bei einem Fall, bei dem daher Seltenerd-Magneten mit einer hohen Flussdichte für den Rotor verwendet sind, um einen großen Strom durch die Wicklungen zu leiten, besteht die Tendenz, dass das Problem einer magnetischen Sättigung bei dem magnetischen Weg 54SB erzeugt wird. Verglichen mit 38 erlaubt die Konfiguration von 75, dass der magnetische Weg eine ausreichend große Länge MS entlang der Rotorwelle hat. Der magnetische Weg wird demgemäß einen größeren Querschnittsbereich zum Leiten eines magnetischen Flusses durch jeden Statorpol haben, um das Problem einer magnetischen Sättigung bei einem weichmagnetischen Material zu eliminieren. Der Motor mit der Konfiguration von 75 kann daher fähig sein, ein großes Drehmoment durch Leiten eines großen Stroms zu liefern. Für denn A-Phasen-Statorpol 714, der sich dahinter befindet, ist ferner sichergestellt, dass derselbe einen ausreichend großen Querschnittsbereich für den magnetischen Weg hat. Der Querschnittsbereich des magnetischen C-Phasen-Wegs ist ebenfalls ausreichend groß.
Durch 731B ist ein Querschnitt der Wicklung 731, durch 732B ist ein Querschnitt der Wicklung 732 und durch 733B ist ein Querschnitt der Wicklung 733 gezeigt. Die Fig. zeigt ein Beispiel, bei der jede der Wicklungen aus drei Windungen eines flachen Leiters gebildet ist. Diese Phasenwicklungen sind derart gelegen, um die Statorpole der einzelnen Phasen zu blockieren, um eine Wicklungskonfiguration zu liefern, bei der erlaubt ist, dass die elektromotorische Kraft auf die Nähe der Endteile der Statorpole der einzelnen Phasen wirkt, so, dass die elektromagnetische Kraft von den Statorpolen hin zu dem Rotor wirken kann. Als ein Resultat kann das Problem einer Flussstreuung zwischen den Statorpolen von unterschiedlichen Phasen, die in dem Motor von 38 erzeugt worden wäre, wesentlich reduziert werden. Die Wicklungskonfiguration ist wie beispielsweise bei der durch (a) von 76 gezeigten Wicklung 736B außerdem flach. Eine Erhöhung der Flussstreuung, wie durch einen Pfeil 761 gezeigt, kann daher einen Wirbelstrom, wie durch einen Pfeil 762 gezeigt, induzieren. Dieser Wirbelstrom übt seinerseits eine Wirkung eines Verhinderns der Erhöhung des magnetischen Flusses 761 aus. Der Fluss 761, der daher zwischen den Statorpolen von unterschiedlichen Phasen streut, kann reduziert werden. Es sollte zu erkennen sein, dass wie Wicklungskonfiguration des Motors der vorliegenden Erfindung nicht auf dieselbe, die durch (a) von 76 oder dergleichen gezeigt ist, begrenzt ist, jedoch, wie durch (b) von 76 gezeigt ist, radial geteilt ist, oder aus einem normalen runden Draht oder einem Litzendraht gebildet sein kann. Der Strom, der durch die Wicklung 732 fließt, ist ein kombinierter Strom des Wirbelstroms, der durch den Pfeil 762 gezeigt ist, und eines Phasenstroms, der der Wicklung 732 zugeführt wird. Die Phasenwicklungskonfiguration ist ferner nicht auf dieselbe, die in 75 gezeigt ist, begrenzt. Wenn lediglich die Wicklungen jeden Statorpol bis zu der Nähe eines Öffnungsteils des Statorpols bedeckend gelegen sind, dann hat diese Konfiguration eine Wirkung eines Reduzierens einer Flussstreuung zwischen den Statorpolen von unterschiedlichen Phasen.
Wie durch die Konfigurationen der in 41 oder 38 und 75 gezeigten Statorpole dargestellt ist, sind Extrema der Statorpolkonfigurationen erklärt. Motoren mit Anordnungen und Strukturen, die jedoch zwischen diesen Extrema sind, können ebenfalls realisiert sein. Bei der Statorpolkonfiguration von 37 ist jeder der Statorpole von einer B- bis zu einer F-Phase konfiguriert, um sich von einer Mitte desselben zu erstrecken und in beide Richtungen entlang der Rotorwelle vorzustehen. Die A-Phasen-Statorpole, die an beiden Enden in der Rotorwellenrichtung gelegen sind, sind unterdessen aus strukturellen Gründen in zwei geteilt, wobei sich jeder derselben zu einer Seite in der Rotorwellenrichtung ausdehnt und vorsteht. Wenn die Statorpole von 35, bei denen die Statorpole bei den Enden kombiniert sind, zu den in 37 gezeigten Statorpolen modifiziert sind, ist erforderlich, dass Statorpole, die an beiden Enden in der Rotorwellenrichtung gelegen sind, wesentlich mehr um einen Faktor von etwa zwei hin zu einer Mitte des Stators als andere Phasenstatorpole vorstehen (ausgedehnt sind). Aus diesem Grund ist eine Menge eines magnetischen Flusses bei jedem vorstehenden Teil erhöht, was ein Problem einer magnetischen Sättigung des weichmagnetischen Materials aufwirft. In diesem Punkt ist, obwohl dieselbe von den Statorpolkonfigurationen abhängen kann, eine Teilung eines Statorpols von einer Phase für einen Ort des Statorpols mit gleicher Phase an beiden Enden in der Rotorwellenrichtung, was die Konfiguration des magnetischen Wegs betrifft, wesentlich.
Im Folgenden ist eine Verbindung der Wicklungen des Motors der vorliegenden Erfindung und ein Verfahren zum Anlegen von Spannungen und Strömen durch eine Steuereinheit des Motors beschrieben. Die Beispiele der Motore der vorliegenden Erfindung, die beispielsweise in 1, 6, 7, 27, 28, 34 und 35 gezeigt sind, und Wicklungen von Motoren oder dergleichen, deren Zahl von Phasen geändert ist, zeigen Spannungen, Induktivitäten, Widerstände und dergleichen, die für die einzelnen Motoren charakteristisch sind. Solche Charakteristika sind nicht notwendigerweise gleichförmig gemacht. Da insbesondere verkettete magnetische Flüsse abhängig von den Anordnungen der Wicklungen wesentlich geändert sein können, kann insbesondere die induzierte Spannung von jeder Wicklung differenziert sein. Ein spezifisches Verfahren für eine Drahtverbindung und ein spezifisches Verfahren für ein Treiben einer Spannung und eines Stroms können abhängig von Motorkonfigurationen verwendet sein. Ein solches besonderes Verfahren kann darin bestehen, die Wicklungen in einer Treibschaltung, wie in 137 gezeigt ist, zu treiben. Bei diesem Fall ist die Spannung in einer Treibschaltung meistens gemäß einer Treibbedingung einer konstanten Leistungsversorgungsspannung getrieben. Wenn demgemäß eine Wicklung mit der Zahl von Windungen, die mit der Leistungsversorgungsspannung übereinstimmt, um den Wirkungsgrad des Treibens bzw. Ansteuerns jedes Leistungselements willen entworfen ist, kann ein effizientes Treiben realisiert werden. Wenn beispielsweise ein verketteter Fluss ϕ klein ist, kann eine Zahl von Windungen Nw erhöht werden, so, dass ein Produkt des Flusses ϕ und der Zahl von Windungen Nw, das heißt eine Zahl verketteter Flüsse Ψ, die durch Ψ = ϕ × Nw ausgedrückt sind, so groß sein wird wie dieselbe von jeder der anderen Wicklungen. Bei diesem Verfahren ist daher die Zahl von Windungen Nw einer Wicklung so eingestellt, dass die Zahl von verketteten Flüssen Ψ = ϕ × Nw von einzelnen Wicklungen annähernd das gleiche Niveau hat und die Wicklungen unabhängig in einer Treibschaltung, wie in 137 gezeigt ist, getrieben werden.
Im Folgenden ist ein Beispiel eines 5-Phasen-Motors der vorliegenden Erfindung, der in 77 gezeigt ist, beschrieben. Im Gegensatz zu dem 6-Phasen-Motor mit 7 Statorpolgruppen, der in 21 und 22 gezeigt ist, ist der Entwurf der Statorpole und Wicklungen, die in 77 gezeigt sind, einem 5-Phasen-Motor zugeordnet. Ein solcher 5-Phasen-Motor ist in einigen Punkten analog zu einem 4- oder 6-Phasen-Motor, hat jedoch aufgrund der ungeraden Zahl „5” sowie Unterschiede hinsichtlich der Charakteristika eine Zahl von Besonderheiten und Konfigurationsunterschieden.
77 stellt eine Umfangskonfiguration der Statorpole und Wicklungen, die dem Rotor gegenüberliegen, dar, die linear entfaltet wurde. Die horizontale Achse zeigt einen Umfangsdrehwinkel hinsichtlich eines elektrischen Winkels, und die vertikale Achse zeigt die Rotorwellenrichtung, wobei die Stromvektoren –A, +B, –B und +C und dergleichen der Wicklungen zusätzlich gezeigt sind. Durch Ziffern 751 und 756 sind Statorpole gezeigt, die zu einer A-Phase gehören. Eine Kombination dieser zwei Statorpole kann die Funktion des A-Phasen-Statorpols erreichen. Die Statorpole der gleichen Phase sind entlang des Umfangs in einem Intervall von 360° hinsichtlich des elektrischen Winkels angeordnet. Durch eine Ziffer 752 sind ähnlich B-Phasen-Statorpole, durch 753 sind C-Phasen-Statorpole, durch 754 sind d-Phasen-Statorpole und durch 755 sind E-Phasen-Statorpole gezeigt. Durch eine Ziffer 757 ist eine Ringwicklung gezeigt, die einen Strom eines Vektors –A, der in einem Vektordiagramm von 78 gezeigt ist, leitet. Eine Wicklung 758 leitet ähnlich einen Strom einer Phase +B, eine Wicklung 759 leitet einen Strom einer Phase –B, eine Wicklung 75A leitet einen Strom einer Phase +C, eine Wicklung 75B leitet einen Strom einer Phase –C, eine Wicklung 75C leitet eines Strom einer Phase +D, eine Wicklung 75D leitet einen Strom einer Phase –D, eine Wicklung 75E leitet einen Strom einer Phase +E und eine Wicklung 75F leitet einen Strom einer Phase –E.
Die Wicklungen 757 und 758 sind in dem gleichen Raum angeordnet und eine Summe von Strömen, die durch die zwei Wicklungen laufen, wird daher durch Subtrahieren des Vektors B von dem Vektor A, die in 78 gezeigt sind, erhalten, das heißt, kann durch einen Vektor B-A dargestellt sein. Die Wicklungen 759 und 75A sind ähnlich durch einen Vektor C-B dargestellt, die Wicklungen 75B und 75C sind durch einen Vektor D-C dargestellt, die Wicklungen 75D und 75E sind durch einen Vektor E-D dargestellt und die Wicklungen 75F und 75G sind durch einen Vektor A-E dargestellt. Für ein klareres Verständnis sind die Vektoren der einzelnen Ströme auf der linken Seite in 77 gezeigt. Basierend auf einer Vektorbeziehung von 78 kann eine 5-Phasen-Deltaschaltung ein gerichtet werden, um durch einen 5-Phasen-Wechselrichter getrieben zu werden. Die Vektoren von 78 können, wie in 79 gezeigt ist, neu geschrieben werden, wobei basierend darauf eine Sternschaltung eingerichtet werden kann, um durch einen 5-Phasen-Wechselrichter getrieben zu sein.
Unter der Annahme, dass ein Strom des Vektors (B-A) in einem Motor wirksam wirkt, ist ein Wicklungsfaktor der Wicklungen 757 und 758 durch COS((180° – 72°)/2) = 0,5878 ausgedrückt. Dies bedeutet, dass der 5-Phasen-Motor von 77 und 77 nicht groß ist. Es gibt einen Raum für eine Verbesserung bei einer Verwendung der Wicklungen.
Ein Beispiel eines Motors ist in 80 und 81 gezeigt, bei dem der Wicklungsfaktor durch Ändern der Anordnung der Wicklungen geändert ist. Bei der Wicklungsanordnung wird insbesondere ein Strom +B_S einer Wicklung 808 zugeführt, und ein Strom –B_S wird einer Wicklung 80B zugeführt, die zwischen sich und der Wicklung 808 den B-Phasen-Statorpol 752 und den C-Phasen-Statorpol 753 in der Rotorwellenrichtung anordnet. Ähnlich wird ein Strom +C_S einer Wicklung 80A zugeführt, und ein Strom –C_S wird einer Wicklung 80D zugeführt. Ein Strom +D_S wird einer Wicklung 80C zugeführt und ein Strom –C_S wird einer Wicklung 80D zugeführt. Ein Strom +E_S wird einer Wicklung 80E zugeführt, und ein Strom –E_S wird einer Wicklung 807 zugeführt. Ein Strom +A_S wird einer Wicklung 80G zugeführt und ein Strom –A_S wird einer Wicklung 809 zugeführt. Die Vektoren B-A, C-B, D-C, E-D und A-E haben zwischen 79 und 81 die gleichen Werte. Die Vektoren A_S, B_S, C_S, D_S und E_S in 81 sind die Vektoren von 5 Phasen.
Der Wicklung 807 wird daher der Strom des Vektors –E_S zugeführt, und der Wicklung 808 wird der Strom des Vektors +B_S mit einem Resultat zugeführt, das der Strom des Vektors (B-A) zwischen dem A-Phasen-Statorpol 751 und dem D-Phasen-Statorpol 752 zugeführt wird, was die gleiche elektromagnetische Wirkung wie bei dem Fall der Wicklungen 757 und 758 des in 77 gezeigten Motors ausübt. Der Wicklung 809 wird ähnlich der Strom des Vektors –A_S zugeführt und der Wicklung 80A wird der Strom des Vektors +C_S mit einem Resultat zugeführt, dass der Strom des Vektors (C-D) zwischen dem B-Phasen-Statorpol 752 und dem C-Phasen-Statorpol 753 zugeführt wird, was die gleiche elektromagnetische Wirkung wie bei dem Fall der Wicklungen 759 und 75A des in 77 gezeigten Motors ausübt. Der Wicklung 80B wird der Strom des Vektors –B_S zugeführt, und der Wicklung 80C wird der Strom des Vektors +D_S zugeführt, mit einem Resultat, dass der Strom des Vektors (D-T) zwischen dem C-Phasen-Statorpol 753 und dem D-Phasen-Statorpol 754 zugeführt wird, was die gleiche elektromagnetische Wirkung wie bei einem Fall der Wicklungen 75B und 75C des in 77 gezeigten Motors ausübt. Der Wicklung 80D wird der Strom des Vektors –C_S zugeführt, und der Wicklung 80E wird der Strom der Strom des Vektors +E_S zugeführt, mit einem Resultat, dass der Strom des Vektors (E-D) zwischen dem D-Phasen-Statorpol 754 und dem E-Phasen-Statorpol 755 zugeführt wird, was die gleiche elektromagnetische Wirkung wie bei dem Fall der Wicklungen 75B und 75C des in 77 gezeigten Motors ausübt. Der Wicklung 80F wird der Strom des Vektors –D_S zugeführt, und der Wicklung 80G wird der Strom des Vektors +A_S zugeführt, mit einem Resultat, dass der Strom des Vektors (A-E) zwischen dem E-Phasen-Statorpol 755 und dem A-Phasen-Statorpol 756 zugeführt wird, was die gleiche elektromagnetische Wirkung wie bei dem Fall der Wicklungen 75F und 75G des in 77 gezeigten Motors ausübt.
83 zeigt ein Beispiel des Motors der vorliegenden Erfindung. Bei dem in 83 gezeigten Motor ist der A-Phasen-Statorpol 756 von 80 in den Statorpol 751 kombiniert, um einen Statorpol 831 von 83 zu erhalten. Durch eine Ziffer 832 ist ein B-Phasen-Statorpol, durch 833 ist ein C-Phasen-Statorpol, durch 834 ist ein D-Phasen-Statorpol und durch 835 ist ein E-Phasen-Statorpol gezeigt. Wicklungen 837, 838, 839, 83A, 83B, 83C, 83D und 83E sind analog zu den Wicklungen von 80, die Phasen der Spannungen und Ströme sind jedoch beide um 360°/(5 × 2) = 36° versetzt, um den Statorpol 756 zu bilden. Die Wicklungen 83F und 83G, die resultierend außerhalb des Statorkerns gelegen sind, üben kaum eine elektromagnetische Wirkung auf die Drehmomenterzeugung des Motors aus und können daher weggelassen sein.
Stromvektoren der Wicklungen sind in 84 gezeigt. Der Strom –D_S, der der Wicklung 83F entspricht, und der Strom +A_S, der der Wicklung 83G entspricht, sind nicht länger notwendig. Die Reste haben die gleiche Beziehung wie die Vektoren, die in 81 gezeigt sind.
Eine Sternschaltung der Wicklungen von 83 wird, wie in 85 gezeigt ist, sein, wenn zwei Wicklungen, wobei die gleichen Ströme entgegengesetzt durch dieselben geleitet werden, entgegengesetzt in Reihe geschaltet sind, was zwei Statorpole dazwischen anordnet. Verglichen mit den Wicklungen von 82 sind die zwei Wicklungen 83F und 83G aus den Wicklungen von 85 mit einem Phasenversatz von 36° entfernt. Die Spannungsamplitude und die Stromamplitude von Anschlüssen von TA, TB, TC, TD und TE in der Sternschaltung und die relativen Phasen der einzelnen Phasen sind gleich. Ein Punkt NN, der die Mitte der Sternschaltung ist, hat ferner ein Potenzial, das gleich einer Durchschnittsspannung der fünf Anschlüsse ist.
Von dem Standpunkt einer Spannung aus, kann, da die Gegenphasenströme unter der vorhergehenden Bedingung entgegengesetzt geleitet werden, was zwei Statorpole dazwischen anordnet, eine Anti-Reihenschaltung dieser zwei Wicklungen eine Beziehung einrichten, bei der die Wicklungen mit magnetischen Flüssen, die in einen elektrischen Winkel von (72° + 72°) = 144° fallen, verkettet sind. Die Wicklungen von 81 können eine Beziehung liefern, bei der Ströme der einzelnen Wicklungen eine kombinierte magnetomotorische Kraft effizient erzeugen können, um dadurch 5-Phasen-Spannungen mit der gleichen Spannungsamplitude und einem Phasenunterschied von 72° zu liefern. Wie in 82 gezeigt ist, können daher die Wicklungen sterngeschaltet sein, um die 5-Phasen-Ströme zu steuern und zu treiben. Auf die gleiche Weise kann die Drahtverbindung zu einer Deltaschaltung geändert sein.
Die Spannung von jeder in 77 und 80 gezeigten Wicklung hat, wie in 86 gezeigt ist, abhängig von dem Schlitz, in dem die Wicklung angeordnet ist, eine andere Phase und Amplitude. Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, hat bei den fünf Sätzen von zwei Wicklungen, die entgegengesetzt in Reihe zwei Statorpole dazwischen anordnend geschaltet sind, die Spannung über jeden der fünf Sätze der zwei Wicklungen die gleiche Amplitude mit einem gegenseitigen Phasenunterschied von 72°, um dadurch ausgeglichene 5-Phasen-Spannungen zu bilden.
Bei der vorhergehenden Bedingung stellt ein Wicklungsfaktor von jeder Wicklung einen ausgezeichneten Wert von COS(180° – 144°)/2) = 0,951 ungeachtet der Weise der Verbindung der Wicklungen dar, so dass eine wesentlich verbesserte Beziehung verglichen zu derselben, die in 77 und 78 gezeigt ist, geliefert wird.
Wenn der Motor der vorliegenden Erfindung eine ungerade Zahl von Phasen hat, existieren keine Schlitze mit einem Phasenunterschied von 180° hinsichtlich des elektrischen Winkels, wenn jedoch auf die zwei Wicklungen Gegenwindungen übertragen sind und bei Positionen näher zu 180° gelegen sind, kann ein effizientes Treiben realisiert werden. Bei dem Fall eines 5-Phasen-Motors können Wicklungen der gleichen Phase zwei oder drei der Statorpole dazwischen anordnend entgegengesetzt gewickelt sein. Bei einem Fall eines 7-Phasen-Motors können Wicklungen der gleichen Phase drei oder vier Statorpole dazwischen anordnend lediglich entgegengesetzt gewickelt sein. Selbst eine Konfiguration, die zwei Statorpole dazwischen anordnet, erreicht verglichen mit einer Konfiguration, bei der ein einzelner Statorpol zwischen Wicklungen angeordnet ist, einen dramatisch guten Wirkungsgrad. Die ähnlichen Wirkungen können durch andere Motoren mit ungeraden oder geraden Zahlen von Phasen erreicht werden.
Ein Motor mit geradzahligen Phasen mit einer großen Primzahl, wie 5, 7, 9 oder 11, besitzt eine hohe Wahrscheinlichkeit in seiner Ganzheit als ein Motor, dass die harmonischen Komponenten in den einzelnen Phasen aufgehoben werden, so dass ein Motortreiben mit einer kleinen Drehmomentwelligkeit realisiert werden kann. Ein 3-Phasen-Motor tendiert beispielsweise dazu, harmonische 60°-Zyklus-Komponenten zu haben und ein 6-Phasen-Motor tendiert dazu, harmonische 60°-Zyklus-Komponenten zu haben, obwohl die Frequenz der letzteren gelindert ist. Ein 4-Phasen-Motor, dessen Primzahl „2” ist, tendiert dazu, eine große Zahl von harmonischen Komponenten zu verursachen und erfordert das Bewerkstelligen einer Weise zum Reduzieren der harmonischen Komponenten, wenn Motoren entworfen werden. In dieser Hinsicht kann ein 5- oder 7-Phasen-Motor meisten harmonische Niederpegelkomponenten aufheben, so, dass die Reduzierung der harmonischen Komponenten beim Entwerfen von Motoren ohne Weiteres durchgeführt werden kann. Ein Hochqualitätsmotor mit einer kleinen Drehmomentwelligkeit mit einem niedrigen Geräusch und einer niedrigen Vibration kann demgemäß realisiert werden. Im Gegensatz zu den Motoren, die bei einer automatisierten oder unbeaufsichtigten industriellen Maschinerie oder einer Produktionslinie verwendet sind, ist für Motoren, die an einem Ort nahe zu einem akustischen Sinn oder einem Tastsinn eines Menschen verwendet werden, eine Geräuschlosigkeit eine sehr wichtige Charakteristik.
Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, kann ein Motor mit Statorpolgruppen mit einer N Zahl von Phasen innerhalb eines elektrischen Winkels von 360°, wobei N eine ungerade Zahl ist, und mit einer Mehrzahl von Ringwicklungen, die zwischen den Statorpolgruppen angeordnet sind, den Wicklungsfaktor abhängig von den Verfahren der Drahtverbindung reduzieren und daher ein effizientes Treiben realisieren. Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, kann ferner eine Sternschaltung eine Steuerung der ausgeglichenen N-phasigen Spannungen und Ströme und ein Treiben des Motors steuern.
Wie im Folgenden beschrieben ist, kann ein Motor mit einer einzigen Ringwicklung zwischen den Statorpolgruppen ausgeglichene N-phasige Spannungen nicht auf die Wicklungen übertragen. Wie jedoch durch (a) von 93 gezeigt ist, kann ein solcher Motor ausgeglichene N-phasige Spannungen und ein Stromtreiben mit einer N Zahl von Anschlüssen in einer Sternschaltung, die aus einer (N – 1) Zahl von Wicklungen und einem Mittelpunkt derselben gebildet sind, ermöglichen. Wie ferner durch (b) von 93 gezeigt ist, können die ausgeglichenen N-phasigen Spannungen und ein Stromtreiben durch die N Zahl von Anschlüssen in einer Deltaschaltung ermöglicht werden, bei der eine Leitung der (N – 1) Zahl von Wicklungen abwesend ist.
Verfahren zum Treiben einer Motors durch Anlegen von Spannungen von Spannungen und Strömen an die Wicklungen umfassen ein Verfahren, das durch einzelnes Steuern und Treiben der Wicklungen durchgeführt wird, ein Verfahren, das durch ein N-phasiges Treiben mit einer Sternschaltung durchgeführt wird, ein Verfahren, das durch N-phasiges Treiben mit einer Deltaschaltung durchgeführt wird und andere Verfahren, die durch ein modifiziertes Treiben des Vorhergehenden durchgeführt werden.
Es kann ein Fall auftreten, bei dem Statorpolgruppen N-Typen von Phasen haben, wobei N eine gerade Zahl von „6” oder mehr ist. Nimmt man den Fall des in 34 und 35 gezeigten Motors als ein Beispiel, wobei N = 6, können zwei Wicklungen, das heißt 61 und 64, 62 und 65 und 63 und 66, die einen Phasenunterschied von 180° hinsichtlich des elektrischen Winkels haben, jeweils entgegengesetzt in Reihe geschaltet sein. Eine 3-Phasen-Sternschaltung mit drei Sätzen von Wicklungen kann daher realisiert werden, die durch einen 3-Phasen-Wechselrichter getrieben werden kann. Dort, wo N eine gerade Zahl von „6” oder mehr ist, kann daher der Motor durch einen ausgeglichenen Wechselrichter mit N/2 Phasen getrieben sein.
Dort, wo N „4” ist, können zwei Wicklungen mit einem Phasenunterschied von 180° hinsichtlich des elektrischen Winkels entgegengesetzt in Reihe geschaltet sein. Zwei Sätze der Wicklungen können jedoch nicht ein mehrphasiges und ausgeglichenes Wechselschaltungsnetz von drei oder mehr Phasen konfigurieren. Bei diesem Fall ist es daher erforderlich, dass eine besondere Schaltungskonfiguration gefertigt wird.
Dort, wo N gleich „3” ist, können zwei Wicklungen, durch die die gleichen Phasenströme geleitet werden, bei einer Motorkonfiguration, die in 1 oder 71 gezeigt ist, in Reihe geschaltet sein, wobei die Richtungen der Ströme übereinstimmen. Auf diese Weise kann eine 3-Phasen-Sternschaltung konfiguriert werden, die durch einen 3-Phasen-Wechselrichter gesteuert werden kann.
Dort, wo die Statorpolgruppen die N-Typen von Phasen haben, wobei N eine ungerade Zahl von „5” oder mehr ist, können N Sätze von Sternwicklungen vorgesehen sein, die gemäß einer bestimmten Regel verbunden und konfiguriert sind. Bei diesem Fall kann ein N-phasiges mehrphasiges und ausgeglichenes Schaltungsnetz konfiguriert sein, das durch einen N-phasigen ausgeglichenen Wechselrichter getrieben ist.
Eine Charakteristik, dass ein effizientes Treiben durch einen Mehrphasen-Wechselrichter durchgeführt werden kann, kann daher erhalten werden. Bei dem Fall der hierin erörterten Sternschaltung hat der Mittelverbindungsteil eine Spannung, die gleich einer Durchschnittsspannung an den Anschlüssen der Sternschaltung ist, Ein stationäres Potenzial kann daher vorgesehen sein, oder ein Potenzial kann stationär gemacht werden. Eine Verwendung eines Teils mit einem stationär gemachten Potenzial jeder Wicklung als ein Wicklungsstartteil für einen Motorkern kann eine Potenzialvariation zwischen der Wicklung und dem Kern reduzieren, was zu der Reduzierung einer Stromstreuung aufgrund einer Streukapazität zwischen der Wicklung und dem Kern führt. Auf diese Weise kann das Problem einer elektromagnetischen Störung oder dergleichen gelindert werden.
Die Wicklungen können für eine Steuerung durch einen Mehrphasen-Wechselrichter deltageschaltet sein. Dies kann jedoch ein Risiko eines Verursachens eines Flusses eines Schleifenstroms in der Deltaschaltung in sich bergen. Es ist daher erforderlich, dass ein Motor zu entwerfen ist, so dass verhindert werden kann, dass unausgeglichene Komponenten des Motors erzeugt werden, oder man muss vorsichtig sein, so dass kein Ungleichgewicht bei der Fertigung oder Wechselrichtersteuerung verursacht wird. Es wird demgemäß, außer wenn es besondere Gründe gibt, normalerweise eine Sternschaltung verwendet.
86 zeigt ein Beispiel des Motors der vorliegenden Erfindung. Dieser Motor ist ein 5-Phasen-Motor mit sechs Statorpolgruppen, wie in 77 und 80. Durch Ziffern 861 und 865 sind A-Phasen-Statorpole, durch 862 sind B-Phasen-Statorpole, durch 863 sind C-Phasen-Statorpole, durch 864 sind D-Phasen-Statorpole und durch 865 sind B-Phasen-Statorpole gezeigt. Durch 867, 869, 86B, 86D und 86F sind Wicklungen zwischen den Statorpolen gezeigt. Stromvektoren, die durch die Wicklungen zu leiten sind, sind B-A, C-B, D-C, E-D und A-E, die in 79 gezeigt sind. Phasenströme I_BA, I_CB, I_DC, I_ED und I_AE können durch die folgenden Formeln (31) bis (35) und 87 ausgedrückt werden, vorausgesetzt, dass eine Rotorposition einer A-Phase in der Drehrichtung durch θr = 0 ausgedrückt ist: I_BA = I_o × (sin(θr – 72°) – sin(θr)) (31) I_CB = I_o × (sin(θr – 144°) – sin(θr – 72°)) (32) I_DC = I_o × (sin(θr – 216°) – sin(θr – 144°)) (33) I_ED = I_o × (sin(θr – 288°) – sin(θr – 216°)) (34) I_AE = I_o × (sin(θr) – sin(θr – 288°)) (35)
Spannungen V_BA, V_CB, V_DC, V_ED und V_AE der Wicklungen können durch die folgenden Formeln (36) bis (40) und 88 ausgedrückt werden: V_BA = –V_o × sin(θr)/2 (36) V_CB = V_BA – V_o × sin(θr – 72°) (37) V_DC = V_CB – V_o × sin(θr – 144°) (38) V_ED = V_DC – V_o × sin(θr – 216°) (39) V_AE = V_ED – V_o × sin(θr – 288°) (40)
Wie aus der in 88 gezeigten Spannungscharakteristik zu verstehen ist, stellen die Wicklungen keine ausgeglichenen 5-Phasen-Spannungen dar. Durch V_N in 88 ist eine Durchschnittsspannung, die aus den Formeln (36) bis (40) abgeleitet ist, gezeigt. Unter der Annahme, dass die Wicklungen sterngeschaltet sind, und dass die Spannung in dem Mittelpunkt –V_N ist, resultiert eine Berechnung der Anschlussspannungen der Sternschaltung in V_BAN, V_CBN, V_DCN, V_EDN und V_AEN in 89, wie dadurch gezeigt ist. Die Anschlussspannungen der Sternschaltung stellen ausgeglichene 5-Phasen-Spannungen dar.
Auf diese Weise variiert, wenn auf den Motor von 86 eine Sternschaltung übertragen wird und Ströme von (31) bis (35) in einer Synchronisation mit der Drehung des Rotors geleitet werden, die Spannung in der Mitte der Sternschaltung wesentlich und zeigt den Wert –V_N. Die Anschlussspannungen der Sternschaltung resultieren jedoch in V_BAN, V_CBN, V_DCN, V_EDN und V_AEN in 89, wie dadurch gezeigt ist. Es werden mit anderen Worten ausgeglichene 5-Phasen-Spannungen erlangt, so, dass ein effizienter Betrieb und ein Treiben mit einem 5-Phasen-Wechselrichter bestätigt werden kann.
Obwohl die vorhergehende Beschreibung für einen 5-Phasen-Motor angegeben wurde, kann die gleiche Beziehung für Motoren mit einer anderen Zahl von Phasen als fünf eingerichtet werden. Der 3-Phasen-Motor von 73 kann ebenfalls die gleiche Beziehung erlangen.
90 zeigt ein weiteres Beispiel der vorliegenden Erfindung. Durch eine Ziffer 881 sind A-Phasen-Statorpole mit einer Konfiguration, die durch Kombinieren der A-Phasen-Statorpole 866 und 861 von 86 erhalten werden, gezeigt. Durch 882 sind B-Phasen-Statorpole, durch 883 sind C-Phasen-Statorpole, durch 884 sind D-Phasen-Statorpole und durch 885 sind E-Phasen-Statorpole gezeigt. Ein Strom, der durch einen Vektor B-A in 91 und 92 gezeigt ist, wird durch eine Wicklung 887 geleitet, ein Strom, der durch einen Vektor C-B gezeigt ist, wird durch eine Wicklung 889 geleitet, ein Strom, der durch einen Vektor D-C gezeigt ist, wird durch eine Wicklung 88B geleitet und ein Strom, der durch einen Vektor E-D gezeigt ist, wird durch eine Wicklung 88D geleitet. Es ist nicht erforderlich, dass ein Strom IN, der durch einen Vektor A-E in 91 und 92 gezeigt ist, direkt zu dem Motor geleitet wird. Wenn jedoch die Wicklungen wie durch (a) von 93 gezeigt ist, sterngeschaltet sind, wird eine Summe der Ströme der vier Wicklungen zu einer Mitte NN der Sternschaltung geleitet. Ein negativer Wert des aufsummierten Stroms entspricht einem Strom I_N, der durch den Vektor A-E dargestellt ist. Als ein Resultat kann, obwohl es keine Wicklung zum direkten Durchlassen des Stroms I_N, der durch den Vektor A-E dargestellt ist, gibt, der Motor als mit dem Strom I_N versorgt angesehen werden.
Spannungscharakteristika der einzelnen Wicklungen unterscheiden sich von denselben, die in 88 gezeigt sind, und können durch die folgenden Formeln (51) bis (54) ausgedrückt sein: V_BA = –V_o × sin(θr) (51) V_CB = V_BA – V_o × sin(θr – 72°) (52) V_DC = V_CB – V_o × sin(θr – 144°) (53) V_ED = V_DC – V_o × sin(θr – 216°) (54)
Ein Wert, der durch die Addition der vorhergehenden vier Werte gefolgt von einer Division durch fünf erhalten wird, ist durch V_N in 95 gezeigt. V_N = (V_BA + V_CB + V_DC + V_ED + 0)/5 (55)
Wenn die Wicklungen wie durch (a) von 93 gezeigt verbunden sind und ein Potenzial V_NN an der Mitte NN liegt, das durch V_NN = –V_N (56) ausgedrückt ist und zu den Formeln (51) bis (54) addiert wird, um die Anschlussspannungen V_BAN, V_CBN, V_DCN und V_EDN neu zu berechnen, resultieren die einzelnen Spannungen, die die Spannung V_NN umfassen in den in 96 gezeigten ausgeglichenen 5-Phasen-Spannungen.
Auf diese Weise wird, wenn dem Motor von 90 eine Sternschaltung übertragen wird und Ströme von Formeln (31) bis (35) zu den vier Anschlüssen und dem Mittelpunkt NN der Sternschaltung in einer Synchronisation mit der Drehung des Rotors geleitet werden, die Spannung in dem Mittelpunkt der Sternschaltung wesentlich variiert und zeigt den Wert –V_N. Die Anschlussspannungen der Sternschaltung resultieren jedoch in, wie durch V_BAN, V_CBN, V_DCN, V_EDN and V_NN in 96 gezeigt ist, so, dass ein effizienter Betrieb und ein Treiben mit einem 5.Phasen-Wechselrichter bestätigt werden kann.
Obwohl die vorhergehende Beschreibung für einen 5-Phasen-Motor angegeben ist, kann die gleiche Beziehung für Motoren mit einer anderen Zahl von Phasen als fünf eingerichtet sein. Die gleiche Beziehung kann betreffend den Motor, bei dem die zwei Wicklungen in jedem Satz der Wicklungen, wie in 1 gezeigt ist, in eine einzige Wicklung, wie in 7 gezeigt ist, kombiniert sind, erlangt werden.
Berechnungsmäßig sind Werte eines Drehmoments und einer Leistung zwischen den in 86 und 90 gezeigten Motoren vollständig gleich.
97 zeigt ein Beispiel einer praktischeren Anordnung der Statorpole des 5-Phasen-Motors gemäß der vorliegenden Erfindung. Der Motor von 97 hat prinzipiell die gleiche relative Positionsbeziehung wie der in 86 gezeigte Motor. Die Konfiguration, Anordnung und dergleichen des ersteren unterscheidet sich jedoch beträchtlich von denselben des letzteren, und daher zeigt der erstere sich beträchtlich unterscheidende Charakteristika. Durch Ziffern 951 und 956 sind A-Phasen-Statorpole, durch 952 sind B-Phasen-Statorpole, durch 953 sind C-Phasen-Statorpole, durch 954 sind D-Phasen-Statorpole und durch 955 sind E-Phasen-Statorpole gezeigt. Ein Strom, der durch den Vektor B-A in 91 und 92 gezeigt ist, wird durch eine Wicklung 957 geleitet, eine Strom, der durch den Vektor C-B gezeigt ist, wird durch eine Wicklung 958 geleitet, ein Strom, der durch den Vektor D-C gezeigt ist, wird durch eine Wicklung 959 geleitet, ein Strom, der durch den Vektor E-D gezeigt ist, wird durch eine Wicklung 95A geleitet, und ein Strom, der durch den Vektor A-E gezeigt ist, wird durch eine Wicklung 95B geleitet.
Einer der Unterschiede dieses Motors von demselben, der in 86 gezeigt ist, ist eine Statorkonfiguration, die dem Rotor gegenüberliegt. 98 ist ein Querschnitt entlang einer Linie 5BD-5BD. Da die vertikale Achse von 97 die Rotorwellenrichtung zeigt, steht dieser 5BD-5BD-Querschnitt schief zu der Rotorwellenrichtung, die relative Größe bleibt jedoch gleich. Durch BY ist ein Rückjoch gezeigt, durch MTY ist eine Länge des Rückjochs entlang der Rotorwelle gezeigt, und durch MSY ist eine Länge des B-Phasen-Statorpols 957, der dem Rotor gegenüberliegt, gezeigt. Die Länge MSY ist größer als MTY/5. In 97 und 98 ist die Länge MSY größer als 2 × MTY/5. Eine Drehrate des Flusses, der durch den Statorpol 957 läuft, ist demgemäß so hoch, dass ein großes Drehmoment erwartet werden kann. Eine Dicke MJY eines magnetischen Wegs, der sich von dem Statorpol 957 in der Nähe der Rotoroberfläche zu dem Rückjoch BY erstreckt, ist gleich der MSY an dem Ende des Statorpols, wodurch eine Struktur geliefert wird, von der es unwahrscheinlich ist, dass dieselbe eine magnetische Sättigung verursacht. Verglichen mit dem magnetischen Weg 54SB von 38 ist der magnetische Weg dieses Motors um einen Faktor von zwei oder mehr größer. Die Wicklungen 958, 959 und 95A von 98 befinden sich zwischen dem B-Phasen-Statorpol und dem E-Phasen-Statorpol, um sich vollständig zu einem Öffnungsteil der Statorpole, die dem Rotor gegenüberliegen, auszudehnen, wodurch eine Anordnungsstruktur geliefert wird, von der es unwahrscheinlich ist, dass dieselbe eine Flussstreuung zwischen den Statorpolen von unterschiedlichen Phasen verursacht. Bei der Anordnungsstruktur von 97 befinden sich die Wicklungen zwischen den Statorpolen der einzelnen Phasen auf eine ähnliche Art, um eine Flussstreuung so weit wie möglich zwischen den Statorpolen unterschiedlicher Phasen zu reduzieren. Die Wicklungskonfiguration besitzt in der Rotorwellenrichtung mit der Struktur, die in 76 gezeigt ist, eine Unregelmäßigkeit, so, dass die gleiche Wirkung ausgeübt werden kann. Der Motor mit der in 97 und 98 gezeigten Struktur ist angepasst, um ein großes Spitzendrehmoment zu erhalten.
99 zeigt ein weiteres Beispiel der vorliegenden Erfindung. Dieser Motor entspricht einer 4-Phasen-Version des in 86 gezeigten 5-Phasen-Motors. Durch A21 und A25 sind A-Phasen-Statorpole, durch A22 sind B-Phasen-Statorpole, durch A23 sind C-Phasen-Statorpole und durch A24 sind D-Phasen-Statorpole gezeigt. Ein Strom, der durch einen Vektor B-A in 100 dargestellt ist, wird durch eine Wicklung A27 geleitet, ein Strom, der durch einen Vektor C-B dargestellt ist, wird durch eine Wicklung A29 geleitet, ein Strom, der durch einen Vektor D-C dargestellt ist, wird durch eine Wicklung A2B geleitet und ein Strom, der durch einen Vektor A-D dargestellt ist, wird durch eine Wicklung A2D geleitet.
101 zeigt eine Sternschaltung der Wicklungen. Spannungen der einzelnen Wicklungen haben eine Amplitude, die nicht so konstant wie bei dem in 88 gezeigten 5-Phasen-Beispiel ist, Zwischenanschlussspannungen sind jedoch ausgeglichene 4-Phasen-Spannungen. Die einzige Beschränkung der 4-Phasen-Sternschaltung besteht darin, dass eine Summe der Ströme der vier Wicklungen null sein sollte, und eine Steuerung zum beispielsweise Addieren von harmonischen Komponenten zu den Phasenströmen kann daher durchgeführt werden. Während eine orthogonale Beziehung zwischen den zwei Phasen beibehalten wird, können andere zwei Phasen um 45° für eine Verbesserung, wie z. B. eine Reduzierung einer Drehmomentwelligkeit, gedreht werden. Eine Solche Verbesserung kann bei einem Verfahren zum Liefern von zwei Sätzen von Wicklungen unter den in 99 gezeigten Wicklungen nicht realisiert werden, wobei in jedem Satz die Wicklungen, die einen Phasenunterschied von 180° haben, entgegengesetzt in Reihe geschaltet sind. Die Anordnung und Struktur der Statorpole und Wicklungen kann, wie in 97 und 98 gezeigt ist, geändert sein.
102 und 103 zeigen ein weiteres Beispiel der vorliegenden Erfindung. Durch A41 sind A-Phasen-Statorpole mit einer durch Kombinieren der A-Phasen-Statorpole A21 und A25, die in 99 gezeigt sind, erhaltenen Konfiguration gezeigt. Durch A42 sind B-Phasen-Statorpole, durch A43 sind C-Phasen-Statorpole und durch A44 sind D-Phasen-Statorpole gezeigt. Der Strom, der durch den Vektor B-A von 100 dargestellt ist, wird durch eine Wicklung A47 geleitet, der Strom, der durch den Vektor C-B dargestellt ist, wird durch eine Wicklung A49 geleitet, und der Strom, der durch den Vektor D-C dargestellt ist, wird durch eine Wicklung A4D geleitet. Für den Strom IN, der durch den Vektor A-D in 91 und 92 dargestellt ist, ist es nicht erforderlich, dass derselbe direkt zu dem Motor geleitet wird. Wenn jedoch die Wicklungen, wie in 103 gezeigt, sterngeschaltet sind, wird eine Summe der Ströme der drei Wicklungen zu einer Mitte NN einer Sternschaltung geleitet. Ein negativer Wert des aufsummierten Stroms entspricht einem Strom I_N, der durch den Vektor A-D dargestellt ist. Als ein Resultat kann, obwohl es keine Wicklung zum direkten Leiten des Stroms I_N, der durch den Vektor D-E dargestellt ist, gibt, der Motor als mit dem Strom I_N versorgt angesehen werden. Verglichen mit dem in 99 gezeigten Motor ist die Zahl der Wicklungen des in 102 gezeigten Motors um eins kleiner und daher kann der letztere Motor eine Wirkung eines Reduzierens eines Kupferverlustes ausüben. Betrachtet man, dass die Wicklungen in dem gleichen Raum angeordnet sind, ist der Wicklungswiderstand auf drei Viertel reduziert, das heißt, Widerstände können an sich von vier auf drei reduziert werden. Als ein Resultat kann der Kupferverlust auf neun Sechzehntel im Gesamten reduziert werden. Die Anordnung und Struktur der Statorpole und Wicklungen kann, wie in 97 und 98 gezeigt ist, geändert sein.
104 und 105 zeigen ein weiteres Beispiel der vorliegenden Erfindung. Durch A61 sind A-Phasen-Statorpole, durch A62 sind B-Phasen-Statorpole, durch A63 sind C-Phasen-Statorpole und durch A64 sind D-Phasen-Statorpole gezeigt. Die Wicklung A49 von 102 ist in zwei Wicklungen A69 und A6B geteilt. Eine Sternschaltung wird ferner, wie in 105 gezeigt ist, erreicht. Der Strom, der durch den Vektor B-A von 100 dargestellt ist, wird durch die Wicklung A67 geleitet, der Strom der Phase, der durch den Vektor C-B dargestellt ist, wird durch die Wicklung A6B geleitet, und der Strom, der durch den Vektor D-C dargestellt ist, wird durch die Wicklung A6B geleitet. Die Zahl von Windungen der Wicklungen A69 und A6B kann eine Hälfte anderer Wicklungen sein, um eine Spannungsamplitude auszugleichen. Die Anordnung und Struktur der Statorpole und Wicklungen kann, wie in 97 und 98 gezeigt ist, geändert sein.
106 und 107 zeigen ein weiteres Beispiel der vorliegenden Erfindung. Dieses Beispiel einer Statorpolkonfiguration entspricht einer 4-Phasen-Version der 6-Phasen-Statorpolkonfiguration, die in 28 gezeigt ist, wobei zwei Wicklungen zwischen den jeweiligen Statorpolen, wie in 27 gezeigt ist, vorgesehen sind. Durch A81 sind A-Phasen-Statorpole, durch A82 sind C-Phasen-Statorpole, durch A83 sind B-Phasen-Statorpole und A84 sind D-Phasen-Statorpole gezeigt. Durch Vorsehen einer Konfiguration, bei der die Statorpole, die einen Phasenunterschied von 180° haben, benachbart entlang der Rotorwelle angeordnet sind, können die Statorpole der einzelnen Phasen ohne Weiteres zu freien Räumen von 106 entlang der Rotorwelle ausgedehnt werden. Ein Strom, der einem Vektor A, der durch (a) von 107 gezeigt ist, entspricht, wird durch die Wicklung A87 geleitet, ein Strom, der einem Vektor C entspricht, wird durch die Wicklung A88 geleitet, ein Strom, der einen Vektor –C entspricht, wird durch die Wicklung A89 geleitet, ein Strom, der einem Vektor B entspricht, wird durch die Wicklung A8A geleitet, ein Strom, der einem Vektor –B entspricht, wird durch die Wicklung A8B geleitet, und ein Strom, der einem Vektor DC entspricht, wird durch die Wicklung A8C geleitet.
Bei diesem Fall können die Wicklungen A87 und A88 in eine einzelne Wicklung kombiniert sein, um einen Strom, der durch einen Vektor C-A, der durch (b) von 107 gezeigt ist, dargestellt ist, zu leiten, die Wicklungen A89 und A8A können in eine einzelne Wicklung kombiniert sein, um einen Strom, der durch einen Vektor B-C, der durch (b) von 107 gezeigt ist, dargestellt ist, zu leiten, und die Wicklungen A8B und A8C können in eine einzelne Wicklung kombiniert sein, um einen Strom, der durch einen Vektor D-B, der durch (b) von 107 gezeigt ist, dargestellt ist, zu leiten. Auf diese Weise kann ein Kupferverlust auf etwa fünf Sechstel reduziert werden.
108 zeigt einen Statorpol und eine Wicklungskonfiguration, die die Verbesserung der in 106 gezeigten Konfiguration ist. Durch AA1 sind A-Phasen-Statorpole, durch AA2 sind C-Phasen-Statorpole, durch AA3 sind B-Phasen-Statorpole und durch AA4 sind D-Phasen-Statorpole gezeigt. Im Gegensatz zu der in 106 gezeigten Statorpolkonfiguration sind die Statorpole im Wesentlichen die ganze Oberfläche, die dem Rotor gegenüberliegt, bedeckend angeordnet. Magnetische Flüsse von dem Rotor können demgemäß hin zu dem Stator für eine Verkettung mit den Wicklungen effizient geleitet werden, so, dass erwartet werden kann, dass ein großes Drehmoment erzeugt wird. Ein Strom, der einem Vektor C-A, der durch (a) von 110 gezeigt ist, entspricht, wird durch eine Wicklung AA7 geleitet. Die Zahl von Windungen der Wicklung AA9 ist eine Hälfte derselben der Wicklungen AA7 und AAB. Die Wicklung AA9 wird mit einem Strom versorgt, der einem Vektor 2 × (B – C) entspricht, während die Wicklung AAB mit einem Strom versorgt wird, der einem Vektor D-B entspricht. Eine solche Konfiguration kann eine Summe der drei Ströme der drei Wicklungen konstant auf null einstellen. Eine Beziehung der Vektoren C-A, D-B und 2 × (B – C) kann, wie durch (a) von 110 gezeigt ist, eingerichtet werden. Eine Sternschaltung, wie in 111 gezeigt ist, kann daher eine Verwendung eines 3-Phasen-Wechselrichters ermöglichen. Durch TE, TG und TF sind Anschlüsse der Sternsteuerschaltung gezeigt.
Die Spannungen der Wicklungen haben beispielsweise die durch (b) von 110 gezeigten Charakteristika, worin durch E eine Spannung der Wicklung AA7 und durch G eine Spannung der Wicklung AAB gezeigt sind. Eine Spannung der Wicklung AA9, die mit einer Zeitrate des gestreuten Flusses erzeugt wird, ist grundsätzlich null, da der Strom 2 × (B – C) durch die Wicklung AA9 geleitet wird, so, dass kein Fluss damit verkettet ist. Wie durch ein Symbol F bei (b) von 110 gezeigt ist, ist an die Wicklung AA9 eine Spannung leicht angelegt, die einem Spannungsabfall eines Wicklungswiderstands und einer Spannung entspricht, die mit einer Zeitrate des gestreuten Flusses erzeugt wird. Die meiste Zeit können daher dreiphasige Spannungen geliefert werden, die die Summe der Ströme an den drei Anschlüssen auf null einstellen können, was ein Treiben durch einen 3-Phasen-Wechselrichter ermöglicht.
Genauer gesagt hat jedoch die Beziehung zwischen den Zwischenanschlussspannungen der drei Anschlüsse TE, TG und TF eine Beziehung von 2:2:2,828, wie aus (b) von 110 zu sehen ist, was 3-Phasen-Wechselspannungen, die nicht ausgeglichen sind, liefert. In dieser Hinsicht zeigen 112 und 113 ein Verfahren zum effizienten Verwenden der 3-Phasen-Wechselspannungen und -ströme. In 112 sind Stromvektoren B21, B22, B23 und B24 3-Phasen-Vektoren mit einem Phasenunterschied von 120° zueinander. Ein Vektor C-A ist eine Kombination der Vektoren B21 und B22. Ein Vektor D-B ist eine Kombination des Vektors B23 und B24. Die in 113 gezeigte Drahtverbindung erlaubt einem Vektor B25 die gleiche Amplitude wie die Vektoren B21 und B23 zu haben. Um daher die Stromvektoren von 112 in Übereinstimmung zu bringen, ist es erforderlich, dass die Zahl von Windungen der in 111 gezeigten Wicklungen neu berechnet wird. Bei diesem Beispiel können für die Zahl von Windungen der Wicklung AA7 die Zahlen von Windungen der Wicklungen B31 und B33 durch einen Faktor von 0,8165 gezeigt sein, bei den Wicklungen B82 und B84 die Zahlen von Windungen durch einen Faktor von etwa 0,3 gezeigt sein, bei der Wicklung AA9 kann die Zahl von Windungen durch einen Faktor von 0,866 gezeigt sein. Diese Konfiguration kann den Strömen an den Anschlüssen TE, TF und TG, die in 113 gezeigt sind, erlauben, ausgeglichene 3-Phasen-Wechselströme zu sein, um durch einen 3-Phasen-Wechselrichter effizient betrieben und getrieben zu werden. Bei diesem Fall kann die Anordnung der Wicklungen derart sein, dass die Wicklung AA7 durch die zwei Wicklungen B31 und B32 ersetzt ist, die Wicklung AA9 durch die Wicklung B35 ersetzt ist und die Wicklung AAB durch die Wicklungen B33 und B34 ersetzt ist.
Selbstverständlich können als ein anderes Verfahren der Drahtverbindung die Wicklungen wie in 103 gezeigt ist, angeordnet sein. Bei diesem Fall ist ein 4-Phasen-Wechselrichter erforderlich.
Ein Querschnitt entlang einer Linie 4GD-4GD von 108 hat eine in 109 gezeigte Konfiguration. Einer der Unterschiede dieses Motors gegenüber dem Motor, der in 106 gezeigt ist, ist die Statorpolkonfiguration in der Ebene, die dem Rotor gegenüberliegt. Durch BY ist ein Rückjoch des Stators, durch MTZ ist eine Länge des Rückjochs entlang der Rotorwelle und durch MSZ ist eine Länge eines Teils des B-Phasen-Statorpols AA1, der dem Rotor gegenüberliegt, gezeigt. Die Länge MSZ ist größer als MTZ/4. In 97 und 98 hat die Länge MSZ einen Wert nahe zu 2 × MTZ/4. Die Drehrate des Flusses, der durch den Statorpol AA1 läuft, ist demgemäß so hoch, dass ein großes Drehmoment erwartet werden kann. Eine Dicke MJZ eines magnetischen Wegs, der sich von dem Statorpol AA1 in der Nähe der Rotoroberfläche zu dem Rückjoch BY erstreckt, ist gleich MSZ an dem Ende des Statorpols, wodurch eine Struktur vorgesehen ist, für die es unwahrscheinlich ist, eine magnetische Sättigung zu verursachen. Verglichen mit der Breite des magnetischen Wegs WDT des in 29 gezeugten Statorpols 144 ist der magnetische Weg dieses Motors um einen Faktor von Zwei oder mehr größer. Die Wicklungen AA7, AA9 und AAB von 109 befinden sich zwischen dem B-Phasen-Statorpol und dem D-Phasen-Statorpol, um sich vollständig zu einem Öffnungsteil des Statorpols, der dem Rotor gegenüberliegt, nach oben zu erstrecken, wodurch eine Anordnungsstruktur vorgesehen ist, von der es unwahrscheinlich ist, dass dieselbe eine Flussstreuung zwischen den Statorpolen von unterschiedlichen Phasen verursacht. Bei der Anordnungsstruktur von 108 befinden sich die Wicklungen auf ähnliche Art zwischen den Statorpolen der einzelnen Phasen, um eine Flussstreuung so weit wie möglich zwischen den Statorpolen der unterschiedlichen Phasen zu reduzieren. Die Wicklungskonfiguration hat in der Rotorwellenrichtung eine Unregelmäßigkeit, d. h., hat die Struktur, wie in 76 gezeigt ist, so dass die gleiche Wirkung ausgeübt werden kann. Der Motor mit der in 108 und 109 gezeigten Struktur ist daher angepasst, um ein großes Spitzendrehmoment zu erhalten.
Der Statorpol von 108 hat eine spezielle Form nahe zu einem Rechteck, kann jedoch in verschiedene Formen modifiziert sein. Wenn beispielsweise elektromagnetische Stahlplatten für jeden Statorpol verwendet werden, indem dieselben in der Rotorwellenrichtung gestapelt sind, sollte das Material betrachtend oder zum Vorteil der Fertigung der in 108 gezeigte Statorpol besser eine rechteckige Form haben, um die Fertigung durch Pressen und Stanzen zu erleichtern und ein Stapeln zu erleichtern. Wenn andererseits jeder Statorpol durch Pressformen eines Pulverkerns mit einer Form gefertigt ist, kann ein Statorpol einen hohen Freiheitsgrad hinsichtlich seiner Form haben. Bei diesem Fall ist die in 108 gezeigte gekrümmte Form für ein Pressformen vorteilhaft.
Im Folgenden sind Ströme und Spannungen des 6-Phasen-Motors der vorliegenden Erfindung, der in 35 gezeigt ist, beschrieben. Wie im Vorhergenden beschrieben ist, wird bei diesem Motor ein Strom durch eine Wicklung geleitet, und ein Strom einer entgegengesetzten Richtung wird durch eine andere Wicklung mit einem Phasenunterschied von 180° geleitet, und diese Wicklungen sind entgegengesetzt in Reihe geschaltet, um durch einen 3-Phasen-Wechselrichter gesteuert und getrieben zu werden. Ein Motor kann unter Verwendung von anderen Verfahren als diese, um eine in 114 bis 118 gezeigte Konfiguration oder eine in 119 und 120 gezeigte Konfiguration vorzusehen, konfiguriert sein.
Die Wicklungen 61, 62, 63, 64 und 65 von 35 sind wie in 115 gezeigt ist, sterngeschaltet, um einen Mittelpunkt NN sowie sechs Anschlüsse Ta, Tb, Tc, Td, Te und TN zu haben. Diesen Wicklungen werden Ströme Ia, Ib, Ic, Id und Ie, die in 116 gezeigt sind, zugeführt, und dem Anschluss TN wird ein Strom In zugeführt. Spannungen, die an die Wicklungen angelegt sind, sind Va, Vb, Vc, Vd und Ve, wie in 117 gezeigt ist. Diese fünf Spannungen werden aufaddiert und durch Sechs geteilt, um einen Wert Vn zu erhalten. Mit –Vn als ein Potenzial in dem Mittelpunkt NN der Sternschaltung werden Potenziale an den einzelnen Anschlüssen erhalten, wie durch Van, Vbn, Vcn, Vdn, Ven und Vnn, wie in 118 gezeigt ist, dargestellt ist. Unter solchen Bedingungen hat das Anlegen von 6-Phasen-Spannungen und -Strömen an die 6 Anschlüsse der in 115 gezeigten Sternschaltung gezeigt, dass der in 35 gezeigte Motor effizient getrieben werden kann. Ein 6-Phasen-Wechselrichter kann daher zum Treiben verwendet sein.
Im Folgenden ist ein Verfahren zum Realisieren eines Motors mit einer kleinen Drehmomentwelligkeit, Vibration und einem Geräusch durch Aufheben der harmonischen Komponenten der einzelnen Phasen des Motors beschreiben, wobei der Motor eine N Zahl von Phasen hat, wobei N eine gerade Zahl von „4” oder mehr ist, wie in 34 gezeigt ist. In 119 werden Vektoren „a”, „c” und „e” gelassen, da durch dieselben ausgeglichene 3-Phasen-Ströme geleitet werden sollen. Unter dessen werden die Vektoren „b”, „d” und „f” in einer Uhrzeigerrichtung CW um 30° gedreht, um Vektoren „ab”, „cd” und „ef” zu erhalten, durch die ausgeglichenen 3-Phasen-Ströme geleitet werden. Eine solche Konfiguration kann eine Wirkung als ein 12-Phasen-Motor gegen die harmonischen Komponenten, wie eine Drehmomentwelligkeit, ausüben. Ein Motor mit einer kleinen Drehmomentwelligkeit, Vibration und einem kleinen Geräusch kann daher realisiert werden. Auf die gleiche Art werden die Statorpole von 35 um 120° hinsichtlich des elektrischen Winkels bewegt oder entlang des Umfangs um 30° hinsichtlich des elektrischen Winkels für drei Phasen der Statorpolgruppen mit unterschiedlichen Phasen bewegt. Bei der vorhergehenden Beschreibung wurden sowohl Ströme, die drei Phasen entsprechen, als auch Statorpole, die drei Phasen entsprechen, variiert, eine Variation von lediglich Strömen oder Statorpolen kann jedoch gute Wirkungen ausüben.
Eine Beziehung zwischen der Zahl von Phasen eines Wechselrichters und dem Aufwand ist erklärt. Bei dem Fall eines Treibens eines Motors mit einer großen Ausgangskapazität, wie z. B. eines Motors von 50 kW oder mehr, werden häufig Leistungstransistoren parallel verwendet. Bei diesem Fall bleibt, selbst wenn die Zahl von Phasen um einen Faktor von Zwei erhöht wird, wie z. B. von drei Phasen auf sechs Phasen, die Zahl der Leistungstransistoren unverändert, was lediglich eine kleine Last eines Aufwands auferlegt. Die große Zahl von Phasen kann solche Vorzüge wie eine Reduzierung der harmonischen Komponenten des Motors oder eine Reduzierung der Drehmomentwelligkeit liefern.
Bei dem Fall eines Motors mit kw oder weniger varriert im Gegensatz dazu der Aufwand des Wechselrichters häufig durch die Zahl der Elemente. Dies bedeutet, dass die große Zahl von Phasen so weit es den Aufwand betrifft nachteilhaft ist. Bei diesem Fall ist daher ein 3-Phasen-Wechseltreiben zum Treiben eines Motors mit einer kleinen Kapazität vorzuziehen.
Ein weiteres Beispiel der vorliegenden Anmeldung ist beschrieben. Der in 27 gezeigte Motor hat sieben Statorpolgruppen entlang der Rotorwelle mit einem Phasenunterschied von 180° zwischen denselben und mit sechs Typen von Phasen innerhalb von 360° hinsichtlich des elektrischen Winkels. Zwei Wicklungen sind zwischen den jeweiligen Statorpolgruppen angeordnet. Diese zwei Wicklungen sind in einer einzelnen Wicklung kombiniert, und ein Strom, der äquivalent zu einem arithmetischen Additionswert der Ströme, die durch die zwei Wicklungen geleitet werden, ist, wird durch die einzelne Wicklung geleitet, um einen äquivalenten Motor zu realisieren. Bei diesem Fall kann der Kupferverlust reduziert werden und der Wirkungsgrad verbessert werden, es sei denn, die zwei Stromtypen haben die gleiche Phase oder die gleiche Stromdichte. 27 zeigt durch gestrichelte Linien eine teilweise Erweiterung der Statorpole entlang der Rotorwelle, die zu der Erhöhung eines Bereichs von jedem Statorpol, der dem Rotor gegenüberliegt, beitragen kann, wie durch Ziffern 140 und 141 in 29 gezeigt ist. Wie ferner in 108 und 109 gezeigt ist, kann jeder Zahn als Ganzes entlang der Rotorwelle vorstehen, oder der Zahn kann alternativ in eine Form zwischen derselben, die in 29 gezeigt ist, und derselben, die in 108 und 109 gezeigt ist, gebildet sein. Das Beispiel der in 27 gezeigten Statorpole hat eine N Zahl von Phasen, wobei N „6” ist. Die ähnliche Konfiguration kann erreicht werden, wenn N eine gerade Zahl von „4” oder mehr ist.
Das Beispiel des in 18 gezeigten Motors wird durch Kombinieren der Statorpole an beiden Enden in der Rotorwellenrichtung in einen für einen Ort an einem Ende und durch Kombinieren der zwei Wicklungen zwischen den Statorpolen in eine einzelne Wicklung erhalten. Bei der Konfiguration von 28 kann die Zahl von Wicklungen zwischen den Statorpolen Zwei sein. 106 und 107 zeigen ein Beispiel einer 4-Phasen-Version einer solchen Konfiguration. Bei diesem Beispiel sind die Wicklungen A88 und A89, durch die die Ströme der gleichen Phase geleitet werden, entgegengesetzt in Reihe geschaltet, und die Wicklungen A8A und A8B sind entgegengesetzt in Reihe geschaltet, um zusammen mit anderen Wicklungen A87 und A8C eine Sternschaltung zu bilden, die aus vier Typen von Wicklungen gebildet ist, die ein ausgeglichenes Treiben mit einem 4-Phasen-Wechselrichter ermöglichen.
121 zeigt ein nicht zur vorliegenden Erfindung gehöriges Beispiel. Durch J1C ist eine Rotorwelle gezeigt. Diese Figur ist ein Querschnitt einer linken Hälfte von der Rotorwelle. Der Rotor ist mit zwei Rotoren versehen, die magnetisch voneinander getrennt angeordnet sind. Durch J11 und J12 sind ein erster Rotor und Permanentmagneten desselben jeweils gezeigt, und durch J13 und J14 sind ein zweiter Rotor und Permanentmagneten desselben jeweils gezeigt. Die Permanentmagneten sind entlang des Umfangs mit einer Abwechslung von N-Polen und S-Polen, wie in 2 gezeigt ist, vorgesehen. Durch J25 ist ein A-Phasen-Statorpol, durch J26 ist ein C-Phasen-Statorpol, durch J27 ist ein B-Phasen-Statorpol und durch J28 ist ein D-Phasen-Statorpol gezeigt. Durch J29 ist eine Ringwicklung, die für eine Verkettung mit A- und C-Phasen-Flüssen angeordnet ist, und durch J2A ist eine Ringwicklung, die für eine Verkettung mit B- und D-Phasen-Flüssen angeordnet ist, gezeigt. Durch J2B ist ein nichtmagnetischer Abstandhalter zum magnetischen Trennen von beiden Statorkernen voneinander gezeigt. Ein magnetischer C-Phasen-Fluss ϕC läuft durch einen magnetischen Weg J2C, und ein magnetischer Fluss ϕB läuft durch einen magnetischen Weg J2D. Die magnetische Beziehung ist gleich denselben, die in 106 und 108 gezeigt sind, obwohl sich die Konfigurationen unterscheiden. Die Konfiguration von 121 kann die Wicklungen, die den Wicklungen A89, A8A und AA9 entsprechen, weglassen, und kann daher einen Kupferverlust und eine Größe reduzieren. Die Statorkerne und Wicklungen von 121 können, wie in 108 gezeigt ist, modifiziert sein, um ein höheres Drehmoment zu realisieren.
In 121 sind sowohl die Rotorseite als auch die Statorseite in der Rotorwellenrichtung magnetisch getrennt. Gemäß einer einfachen Theorie, die die Flussstreuung zwischen dem Rotor und dem Stator ignoriert, wenn lediglich entweder die Rotorseite oder die Statorseite getrennt ist, können jedoch zwei Sätze eines Rotors und eines Stators funktionieren, die elektromagnetisch unabhängig sind. 122 zeigt eine Struktur, bei der die Rotorseite magnetisch getrennt ist und die Statorseite ohne einen Abstandshalter J2B vorgesehen ist, um die zwei Statoren in einen engen Kontakt miteinander zu bringen. Durch J15 ist ein A-Phasen-Statorpol, durch J16 ist ein C-Phasen-Statorpol, durch J17 ist ein B-Phasen-Statorpol und durch J18 ist ein D-Phasen-Statorpol gezeigt. Bei diesem Fall laufen ein magnetischer C-Phasen-Fluss ϕC und ein magnetischer B-Phasen-Fluss ϕB resultierend durch einen magnetischen Weg J1B. Da ϕC und ϕB einen Phasenunterschied von 45° haben, kann der magnetische Weg um einen Faktor von 0,707 verglichen mit den Wegen J2C und J2D in 121 kleiner sein. Die Motorgröße kann daher reduziert sein. Die Statorkerne und Wicklungen von 121 können ferner, wie in 108 gezeigt ist, modifiziert sein, um ein höheres Drehmoment zu realisieren.
123 und 124 zeigen einen 6-Phasen-Motor mit einer Struktur, bei der die Rotorseite in drei magnetisch getrennt ist, und die Statorseitenkerne von einzelnen Phasen an dem Rückjoch miteinander verkettet sind. Durch B31 ist ein A-Phasen-Statorpol, durch B32 ist ein D-Phasen-Statorpol, durch B33 ist ein F-Phasen-Statorpol, durch B34 ist ein C-Phasen-Statorpol, durch B35 ist ein E-Phasen-Statorpol und durch B36 ist ein B-Phasen-Statorpol gezeigt. Durch K6D und K61 sind ein erster Rotor und Permanentmagneten desselben jeweils gezeigt, durch K6E und K62 sind ein zweiter Rotor und Permanentmagneten desselben jeweils gezeigt, und durch KF6 und K63 sind ein dritter Rotor und Permanentmagneten desselben jeweils gezeigt. Ein magnetischer A-Phasen-Fluss läuft durch einen magnetischen Weg KJ6, und ein magnetischer B-Phasen-Fluss läuft durch einen Weg K6K. Magnetische D- und F-Phasen-Flüsse sind unterdessen angepasst, um durch einen magnetischen Weg K6G, der innerhalb des Stators angeordnet ist, zu laufen. Eine Kombination dieser zwei Flüsse kann fördern, dass der Phasenunterschied zwischen denselben groß ist. Der Phasenunterschied zwischen diesen Flüssen ist daher 120° hinsichtlich des elektrischen Winkels, so, dass eine Summe der D- und F-Phasen-Flüsse äquivalent zu der Größe des Flusses einer einzelnen Phase ist. Der Weg K6G, durch den demgemäß ein Fluss äquivalent zu den Flüssen der zwei Phasen geleitet wird, kann die gleiche Dicke wie derselbe des Wegs K6J, durch den der A-Phasen-Fluss geleitet wird, haben. Das Gleiche gilt für einen magnetischen Weg K6H. D. h., durch den Weg K6H werden die C- und E-Phasen-Flüsse mit einem Phasenunterschied von 120° hinsichtlich des elektrischen Winkels geleitet, während die Dicke des Wegs K6H gleich derselben des Wegs K6J, durch den der A-Phasen-Fluss geleitet wird, ist. Auf diese Weise kann durch Bewerkstelligen der Konfiguration und der Anordnung des Rotors die Größe des Stators teilweise reduziert werden, um einen Motor zu realisieren, der hinsichtlich der Größe und des Aufwands reduziert ist. Die Statorkerne und Wicklungen von 121 können ferner modifiziert sein, wie in 108 und 109 gezeigt ist, um ein höheres Drehmoment zu realisieren.
125 und 126 zeigen ein weiteres Beispiel einer nicht zur Erfindung gehörigen Konstruktion. Durch B51 sind A-Phasen-Statorpole, durch B52 sind C-Phasen-Statorpole, durch B53 sind E-Phasen-Statorpole, durch B54 sind B-Phasen-Statorpole und durch B55 sind D-Phasen-Statorpole gezeigt. 126 stellt Ströme, magnetische Flüsse und dergleichen vektoriell dar. In der Fig. sind durch A, B, C, D und E Vektoren, die fünf Grundphasen darstellen, gezeigt. Ein Strom, der durch einen Vektor C-A dargestellt ist, wird durch eine Wicklung B57 geleitet, ein Strom, der durch einen Vektor E-C dargestellt ist, wird durch eine Wicklung B59 geleitet, ein Strom, der durch einen Vektor B-E dargestellt ist, wird durch eine Wicklung B5B geleitet, und ein Strom, der durch einen Vektor D-B dargestellt ist, wird durch eine Wicklung B5D geleitet. Die Vektoren werden, wie in 127 dargestellt ist, neu angeordnet, um eine Sternschaltung, wie darin gezeigt ist, zu liefern, wobei die Schaltung einen Strom durchleiten kann, der durch einen Vektor A-D durch eine Mitte NN dargestellt ist. Bei diesem Fall ist eine Beziehung zwischen den Wicklungen gleich derselben, die in 90 bis 96 gezeigt ist. Ein effizientes Treiben kann daher durch einen 5-Phasen-Wechselrichter erreicht werden. Da der Phasenunterschied zwischen benachbarten Statorpolen 144° ist, können die Statorpole, die der Rotoroberfläche gegenüberliegen, ohne Weiteres ausgedehnt werden, wie durch gestrichelte Linien in 157 gezeigt ist, um dadurch ein größeres Drehmoment zu erzeugen.
Der in 125 gezeigte Motor kann zu einem 5-Phasen-Motor mit sechs Statorpolen und fünf Wicklungen modifiziert sein. Die Statorkerne und Wicklungen von 121 können ferner, wie in 108 und 109 gezeigt ist, modifiziert sein, um ein höheres Drehmoment zu realisieren.
128 zeigt ein weiteres Beispiel der vorliegenden Erfindung. Durch B91 sind A-Phasen-Statorpole, durch B92 sind B-Phasen-Statorpole, durch B93 sind C-Phasen-Statorpole, durch B94 sind D-Phasen-Statorpole, durch B95 sind E-Phasen-Statorpole und durch B96 sind F-Phasen-Statorpole gezeigt. Bei dieser Konfiguration sind zwei Rotoren verwendet, die voneinander, wie in 121 gezeigt ist, magnetisch isoliert sind. Statorpole B91, B93 und B95 bilden einen 3-Phasen-Motor, und Statorpole B92, B94 und B96 bilden den anderen Motor, um eine Konfiguration vorzusehen, in der die zwei Motoren aufgenommen sind. Ein Strom, der durch einen Vektor C-A in einem Vektordiagramm von 129 dargestellt ist, wird durch eine Wicklung B97 geleitet. Ein Strom, der durch einen Vektor E-C dargestellt ist, wird ähnlich durch eine Wicklung B98 geleitet, ein Strom, der durch einen Vektor F-B dargestellt ist, wird durch eine Wicklung B99 geleitet, und ein Strom, der durch einen Vektor D-F dargestellt ist, wird durch eine Wicklung B9A geleitet. Diese Konfiguration entspricht einer Konfiguration, bei der zwei Motoren, die die in 1, 2 und 7 gezeigte Konfiguration haben, getrieben werden, wobei dieselben aneinander grenzen. Diesen zwei Motoren mit einem relativen Phasenunterschied von 60° werden Charakteristika, die äquivalent zu einem 6-Phasen-Motor sind, übertragen, und können daher eine Motorkonfiguration zum Reduzieren einer Drehmomentwelligkeit erlangen. Wie in 129 gezeigt ist, sind die weggelassenen Wicklungen und Ströme, die den entgegengesetzten Vektoren D-B und F-B entsprechen, durch einander aufgehoben. Als ein Resultat ist die elektromagnetische Kraft entlang der Rotorwelle, die durch alle Ströme erzeugt wird, auf Null eingestellt. D. h., dass keine elektromotorische Kraft entlang der Rotorwelle erzeugt wird. Es besteht daher kein Risiko eines Magnetisierens der peripheren Komponenten des Motors, was zu einem Eliminieren eines Problems eines Befestigens von Eisenpulver, das in dem umgebenden Bereich vorhanden ist, führt.
Ein weiteres Beispiel der vorliegenden Erfindung ist beschrieben. Eine Konfiguration eines 5-Phasen-Motors wurde unter Bezugnahme auf 125 beschrieben. Bei dem Fall eines Motors einer 7-Phasen-Version sind 7-Phasen-Statorpole mit Phasen A, B, C, D, E, F und G angeordnet. Bei dem Fall von sieben Phasen ist eine Breite von einer Phase hinsichtlich eines elektrischen Winkels 51,43°, und eine ganze Zahl für eine Polbreite nahe 180° ist „3”, was eine Gleichung 3 × 51,43 = 154,3° einrichtet. Wenn demgemäß Phasen mit der Idee des in 125 gezeigten Motors auf sieben erhöht werden, können die Phasen in der Reihenfolge A, D, G, C, F, B und E entlang der Rotorwelle mit zwei Phasen, die zwischen benachbarten Statorpolen ausgelassenen werden, besser neu angeordnet werden. Eine solche Konfiguration kann die Drehmomenterzeugung erhöhen und kann vergleichsweise einfach eine Anordnung der Ringwicklungen ermöglichen, die eine Unregelmäßigkeit in der Rotorwellenrichtung ergeben.
130 zeigt ein weiteres Beispiel des Motors der vorliegenden Erfindung. Bei jedem de verschiedenen Motoren der vorliegenden Erfindung sind die Statorpole von jeder Phase nicht in dem gleichen Umfang angeordnet, und daher kann eine Drehmomentwelligkeit möglicherweise durch einige Ursachen auftreten. Die Ursachen umfassen Faktoren, die der Anordnungsreihenfolge der Statorpole der einzelnen Phasen entspringen, und Faktoren, die dem Unterschied zwischen den Bedingungen an beiden Enden des Rotors in der Rotorwellenrichtung und den Bedingungen bei anderen Teilen des Rotors als die beiden Enden entspringen. Als ein Verfahren zum Reduzieren einer Drehmomentwelligkeit, die durch diese Faktoren induziert wird, kann der Umfang in eine Mehrzahl von Teilen für einen gegenseitigen Ersatz geteilt sein, so dass die harmonischen Komponenten aufgehoben werden können.
130 zeigt eine Struktur zum gegenseitigen Verlagern der Positionen der Statorpole und Wicklungen entlang des halben Umkreises des in 108 gezeigten Motors. Durch DD1 ist ein A-Phasen-Statorpol und durch DD2 ist ein C-Phasen-Statorpol gezeigt. Auf der rechten Seite von 130 sind die Statorpole und Wicklungen zu den gegenüberliegenden Seiten entlang der Rotorwelle gegenseitig verlagert. DD9 und DDB sind in A-Phasen-Statorpole verwandelt, und DDA ist in einen C-Phasen-Statorpol verwandelt. Durch DD3 ist ein B-Phasen-Statorpol und durch DD4 ist ein D-Phasen-Statorpol gezeigt. Als ein Resultat der Verlagerung sind DD5 und DD7 in B-Phasen-Statorpole verwandelt, und DD6 und DD8 werden in D-Phasen-Statorpole verwandelt. Die Statorpole von jeder Phase sind angeordnet, um zu der gleichen Phase hinsichtlich des elektrischen Winkels zu gehören, die Beziehung zwischen dem Mittelteil des Stators und dem Ende desselben in der Rotorwellenrichtung ist jedoch invertiert. Ein abgerundeter Teil des A-Phasen-Statorpols DD1 nahe zu einer Wicklung DDC ist insbesondere im Wesentlichen in der Mitte des Stators positioniert. Wie für DD9 ist jedoch der abgerundete Teil bei einem Ende in der Rotorwellenrichtung positioniert, d. h. an einem unteren Ende von 130. Auf diese Weise kann eine Verlagerung entlang der Rotorwelle eine Struktur liefern, die in der Lage ist, die elektromagnetischen Effekte des Rotors und des Stators aufzuheben, die an den Enden derselben entlang der Rotorwelle und der Mitte derselben ausgeübt würden. Als ein Resultat kann eine Drehmomentwelligkeit reduziert werden und es kann eine stationäre Drehmomentausgabe realisiert werden.
In 130 sind freie Räume aufgrund der Verlagerung der Statorpole anwesend. Diese Räume können für eine Drehmomenterzeugung durch beispielsweise ein Platzieren von geringfügig kleineren Statorpolen wirksam benutzt werden.
In 130 wurde ein Beispiel eines 4-Phasen-Motors beschrieben. Bei dem Fall einer 3-Phasen-Version mit Phasen A, B und C können die A-, B- und C-Phasen für eine Reduzierung der Drehmomentwelligkeit aufeinander folgend verlagert werden.
Im Folgenden ist ein Motor beschrieben, der durch Kombinieren des Folgenden erhalten wird: einen Rotor mit einer magneteingebetteten Struktur, wie in 14 bis 16 gezeigt ist, der in der Lage ist, ein Drehmoment durch die Permanentmagneten und ein Reluktanzdrehmoment durch Benutzen eines sogenannten weichmagnetischen Materials zu erzeugen; oder einen in 17 gezeigten Magnet-Einlegeteil-Typ-Rotor; mit einem Stator, wie beispielsweise in 21, 22, 34, 35, 42 und 43 gezeigt. Die Rotoren mit diesen Konfigurationen unterscheiden sich hinsichtlich der Charakteristika voneinander und werden daher für die beabsichtigten Zwecke geeignet verwendet. Im Gegensatz zu diesen Rotoren hat jeder der Oberflächenmagnetrotoren, die in 21 und 22 gezeigt sind, eine Struktur, bei der die Verteilung des magnetischen Flusses häufig abhängig von den Charakteristika der eingesetzten Permanentmagneten bestimmt wird. Ein solcher Oberflächenmagnetrotor hat demgemäß eine solche Charakteristik, dass die magnetomotorische Kraft, die durch jede Wicklung des Stators erzeugt wird, wenig mit der Flussdichte bei Teilen in dem Motor zu tun hat. Das bedeutet, dass ein solcher Oberflächenmagnetrotor häufig ein sogenanntes Magnetdrehmoment und kaum ein Reluktanzdrehmoment erzeugt.
Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, hat ein sogenannter Stator mit einer konzentrierten Wicklung, wie in 73 gezeigt ist, eine Polbreite von etwa 120° hinsichtlich des elektrischen Winkels, und daher eine Schwierigkeit beim Liefern einer sinusförmigen Verteilung der magnetomotorischen Kraft entlang des Umfangs. Bei dem Fall eines in 14 bis 17 gezeigten Rotors, kann demgemäß ein ausreichendes Reluktanzdrehmoment nicht häufig erhalten werden. Ein Rastdrehmoment und eine Drehmomentwelligkeit tendieren ferner dazu, erhöht zu werden. Ein solcher Rotor hat zusätzlich ferner eine Schwierigkeit beim Durchführen einer Steuerung für eine konstante Leistung unter Verwendung der magnetischen Charakteristika des Teils aus weichmagnetischem Material des Rotors.
Der gezeigte Stator der Erfindung ermöglicht jedoch beispielsweise in 35 eine Statorpolanordnung mit einer vergleichsweisen kleinen Diskretheit von 60° hinsichtlich des elektrischen Winkels entlang des Umfangs. Dieser Stator ermöglicht ferner eine Erzeugung eines gleichmäßigen Drehfeldes aus der magnetomotorischen Kraft, die die Statorpole bewirkt, durch Steuern der Amplitude und der Phasen eines Stroms, der durch jede Wicklung läuft. Eine Kombination eines solchen Stators mit einem Rotor, wie in 14 bis 17 gezeigt ist, kann ein großes Drehmoment erlangen. Eine Steuerung einer flexiblen magnetomotorischen Kraft gemäß einer Drehposition des Rotors kann ferner die Konstantleistungssteuerung realisieren, wie sie durch den in 74 gezeigten Stator erhalten wird. Das gleichmäßige Drehfeld kann zusätzlich vergleichsweise ohne Weiteres das Rastdrehmoment und die Drehmomentwelligkeit reduzieren.
Der in 74 gezeigte Stator hat andererseits Schlitze mit schmalen Öffnungen, und tendiert daher dazu, die Anordnung der 3-Phasen-Wicklungen zu verkomplizieren. Dies kann beispielsweise zu den Problemen eines niedrigen Raumfaktors der Wicklungen, schlechten Zusammenbaueigenschaften der Wicklungen und einer Tendenz, zu erlauben, dass die Spulenenden lang sind, mit der resultierenden Erhöhung der Motorgröße führen. Der beispielsweise in 35 gezeigte Stator der vorliegenden Erfindung hat beispielsweise eine solche Charakteristik, dass derselbe die Menge der Wicklungen für die Reduzierung des Kupferverlusts reduzieren kann, und eine Fertigung erleichtern kann, da die Wicklungen einfache Ringwicklungen sind. Im Gegensatz zu dem Stator, der in 73 und 74 gezeigt ist, hat insbesondere der Stator von 35 keine axial angeordneten Wicklungen und kann daher möglicherweise nicht die Querschnittsfläche bzw. der Querschnittsbereich zum Anordnen der Wicklungen reduzieren, selbst wenn derselbe mehrpolarisiert ist. Aus diese Weise hat der Stator von 35 solche Charakteristika, dass beispielsweise eine Mehrpolarisierung des Querschnittsbereichs zum Anordnen der Wicklungen nicht reduziert, die Mehrpolarisierung jedoch ein hohes Drehmoment erreichen kann, und dass die Eliminierung von Spulenenden die Motorgröße reduzieren kann.
Es sollte zu erkennen sein, dass verwendbare weichmagnetische Materialien elektromagnetische Stahlplatten oder Pulverkerne, die durch elektrisches Isolieren der Oberflächen von pulverisierten weichmagnetischen Materialien gefolgt von einem Pressen erhalten werden, umfassen.
Im Folgenden ist ein Motor beschrieben, der eine Kombination eines Stators der vorliegenden Erfindung, wie beispielsweise in 35 gezeigt ist, und eines Rotors eines Synchronreluktanzmotors, wie in 74 gezeigt ist, ist. Es sollte zu erkennen sein, dass ein Spaltteil eines Schlitzes 58 des Rotors aus einem nichtmagnetischen Material hergestellt sein kann, oder ein Permanentmagnet kann in den Spaltteil für den Zweck des Erhaltens eines hohen Drehmoments eingeführt sein.
Die Charakteristika, die durch die Kombination eines 4-Pol-Stators mit einer sogenannten konzentrierten Wicklung, wie in 73 gezeigt ist, und des 4-Pol-Rotors, der in 74 gezeigt ist, erzeugt werden, können ferner ein Problem eines Erzeugens einer großen Drehmomentwelligkeit erzeugen. Es ist bekannt, dass gute Charakteristika durch Kombinieren des Stators von 74, der jedoch das im Vorhergehenden erwähnte Problem des Stators betrifft, erhalten werden können. Synchronreluktanzmotoren haben insbesondere solche ausgezeichneten Charakteristika, dass dieselben mit einem niedrigen Aufwand ohne ein Verwenden von aufwendigen Materialien, wie ein Permanentmagnet, oder durch ein Verwenden einer kleinen Menge eines Permanentmagneten realisiert werden können, und dass dieselben eine Feldschwächungssteuerung durchführen können und damit eine Steuerung eines niedrigen Ausgangssignals durchführen können. Das im Vorhergehenden erwähnte Problem des in 74 gezeigten Stators beeinträchtigt die Konkurrenzfähigkeit dieses Motors.
Durch Kombinieren des beispielsweise in 35 gezeigten Stators der vorliegenden Erfindung kann jedoch ein ausgezeichneter Motor realisiert werden, der eine Kombination der Charakteristika des Rotors, des Synchronreluktanzmotors und der Charakteristika des Stators der beispielsweise in 35 gezeigten Erfindung hat.
Eine Rotorstruktur des Motors der vorliegenden Erfindung wird beschrieben. 131 stellt einen Querschnitt des Rotors dar.
Rotorpole sind durch Stapeln von elektromagnetischen Stahlplatten, wie durch (a) von 131 gezeigt ist, strukturiert. Durch D13 ist eine Rotorwelle und durch D12 ist ein Trägerglied zum Tragen von magnetischen Wegen des Rotors gezeigt. Durch D11 sind elektromagnetische Stahlplatten gezeigt, die jeweils eine gebogene Form, wie durch (a) von 132 gezeigt ist, haben und parallel zu der Rotorwelle angeordnet sind. Die elektromagnetischen Stahlplatten, die analoge Formen und unterschiedliche Größen haben, sind gestapelt, um eine 8-Pol-Rotorkonfiguration zu bilden. Spalten, die zwischen den gestapelten elektromagnetischen Stahlplatten hergestellt sind, werden frei gelassen oder mit nichtmagnetischen Gliedern angeordnet. Dies führt zu der Erhöhung des magnetischen Widerstands zwischen den einzelnen magnetischen Wegen, die durch die elektromagnetischen Stahlplatten gebildet sind, und zu der Verringerung eines magnetischen Widerstands von einem Rotorpol zu einem andern Rotorpol. Als ein Resultat ist eine d-Achsen-Induktivität Ld des Motors erhöht, während ein magnetischer Widerstand von einer Rotorpolgrenze zu einer benachbarten Rotorpolgrenze erhöht ist, um eine q-Achsen-Induktivität Lq des Motors zu verringern. Es sollte zu erkennen sein, dass der Spalt oder das nichtmagnetische Glied für den Raum für jede Mehrzahl von elektromagnetischen Stahlplatten angeordnet sein kann.
Obwohl die Rotorkonfiguration von 131 nicht zeigt, wie die elektromagnetischen Stahlplatten fest gemacht sind, können diese Platten auf verschiedene Weisen beispielsweise durch Festmachen der Platten an der Rotorwelle mit Schrauben oder durch Festmachen der Platten mit einem Haftmittel oder durch Imprägnieren der Platten mit einem Harz festgemacht werden. Diese Figur zeigt lediglich die elektromagnetischen Faktoren.
Die im Vorhergehenden gezeigten Motoren der vorliegenden Erfindung haben häufig Strukturen, bei denen magnetische Flüsse nicht nur in der Umfangsrichtung und der radialen Richtung, sondern ferner in der Rotorwellenrichtung laufen. In dieser Hinsicht können die elektromagnetischen Stahlplatten, die jeweils die in 131 und 132 gezeigten Formen haben, zulassen, dass die magnetischen Flüsse entlang der Formen der elektromagnetischen Stahlplatten laufen, selbst wenn die Flüsse entlang der Rotorwelle laufen. Die elektromagnetischen Stahlplatten können daher ohne Weiteres die Flüsse entlang der Rotorwelle leiten und können daher eine Konfiguration eines magnetischen Wegs vorsehen, die für die Statorstruktur der vorliegenden Erfindung besonders vorteilhaft ist. Eine Verbesserung kann beispielsweise ferner durch Erhöhen der Zahl der elektromagnetischen Stahlplatten oder Übertragen einer äußeren Konfiguration, bei der eine Bogenform für jeden Rotorpol vorgesehen ist, auf die Rotoroberfläche vorgenommen werden. Für einen Motor, der ein solches Reluktanzdrehmoment einsetzt, ist es wichtig, eine Verbesserung an der äußeren Form des Motors vorzunehmen, um die Drehmomentwelligkeit zu reduzieren.
Wenn ein Rotor, der durch die elektromagnetischen Stahlplatten, die durch (a) von 132 gezeigt sind, strukturiert ist, verwendet wird, ändert sich ein magnetischer Fluss in der Nähe der Rotoroberfläche entlang des Umfangs des Rotors während der Drehung mit hohem Drehmoment des Motors. Als ein Resultat wird ein Wirbelstrom durch den magnetischen Fluss induziert, der in der Richtung einer Dicke der elektromagnetischen Stahlplatten schwankt, was ein Problem eines Wirbelstromverlustes mit sich bringt.
Dieses Problem kann durch Vorsehen von sehr kleinen Schlitzen, wie durch (b) von 132 gezeigt ist, bei Teilen der elektromagnetischen Stahlplatten, die in der Nähe der Rotoroberfläche positioniert sind, für die Reduzierung des Wirbelstroms wirksam gelöst werden. Solche sehr kleinen radialen Schlitze erzeugen fast kein Problem von dem Standpunkt von entweder der Menge des magnetischen Flusses oder der Stärke der Zentrifugalkraft.
Die Rotorkonfiguration von 131 kann ein Problem erzeugen, dass die Zentrifugalkraft, die auf Teile des Rotors bei einer Drehung mit einer hohen Geschwindigkeit ausgeübt wird, die Festigkeit des Rotors bedrohen kann. Dieser Rotor mit einer ein wenig komplizierten Konfiguration erfordert einige Maßnahmen zum Festigen des Rotors, wenn derselbe bei einer Drehung mit einer hohen Geschwindigkeit verwendet wird. Wenn die in 131 gezeigte Motorstruktur zu einem Außenrotortyp modifiziert ist, kann ein starkes Ringstahlglied bei einer Außenperipherie des Rotors angeordnet sein, um das Problem der Zentrifugalkraft zu lindern.
Nun Bezug nehmend auf 133 ist im Folgenden ein Verfahren zum Verbessern des Drehmoments eines Motors mit dem in 131 und 132 gezeigten Rotor beschrieben. Wie durch D31 gezeigt ist, können beispielsweise Permanentmagneten D31 und D32, die wie in der Figur gezeigt ausgerichtet sind, bei den einzelnen Statorpolen angeordnet sein. Bei diesem Fall ist es erforderlich, dass die Magneten, die bei den magnetischen Polen in entgegengesetzten Richtungen angeordnet sind, entgegengesetzt ausgerichtet sind. Bei dem in 131 gezeigten Rotor kann die Flussstreuung in einer Stapelrichtung der elektromagnetischen Stahlplatten zu der Zeit eines großen Stromflusses eine Reduzierung des Leistungsfaktors mit sich bringen, was zu einer Drehmomentreduzierung führt. In dieser Hinsicht kann eine Hinzufügung von Permanentmagneten D31 eine Wirkung eines Kompensierens der Flussstreuung haben. Die Permanentmagneten D31 haben ferner eine Wirkung eines positiven Zuführens eines Drehmomentflusses, was die Erhöhung eines Drehmoments realisiert.
Das Beispiel zeigt, dass die Permanentmagneten D31 im Wesentlichen die ganzen Oberflächen der elektromagnetischen Stahlplatten bedeckend eingeführt sind. Kurze Permanentmagneten können alternativ bei Teilen zwischen den elektromagnetischen Stahlplatten, wie durch D32 gezeigt ist, angeordnet sein. Permanentmagneten können alternativ teilweise angeordnet sein, ohne bei allen Räumen zwischen den elektromagnetischen Stahlplatten angeordnet zu sein, was ferner wesentliche Wirkungen erlangen kann. Anordnungen können daher abhängig von den für Motoren erforderlichen Charakteristika, einer Herstellbarkeit von Motoren sowie den Typen und den Charakteristika von Magneten vorgenommen werden.
Der Rotor mit ausgeprägten Polen, der aus einem weichmagnetischen Material, wie in 18 gezeigt ist, hergestellt ist, kann mit dem beispielsweise in 35 gezeigten Stator kombiniert sein, um einen stabilen Motor zu realisieren, der eine Steuerung bei der Drehung mit einer hohen Geschwindigkeit vereinfachen kann. Es sollte zu erkennen sein, dass die Form von jedem ausgeprägten Pol eines Rotors nicht begrenzt ist, jedoch durch zusätzliches Vorsehen von Schlitzen in dem Rotor oder durch zusätzliches Vorsehen von Permanentmagneten modifiziert sein kann.
Im Folgenden ist ein Motor der vorliegenden Erfindung beschrieben, der beispielsweise eine Kombination des in 35 gezeigten Stators und des in 19 gezeigten Induktionsmotorrotors ist. Für den in 19 gezeigten Rotor können die Leiter 170 durch Druckgussaluminium gebildet sein, oder können durch Einführen von Kupferstäben in die Schlitze gebildet sein. Bei jeder der Bildungen ist der Rotor so gefertigt, dass die Spulenendteile der Wicklungen kurzgeschlossen sind, so, dass ein induzierter Strom fließen kann. Sekundäre Leiter des Rotors können alternativ unter Verwendung von oberflächenisolierten Kupferdrähten, die ferner die Wicklungen des Stators strukturieren, strukturiert sein. Induktionsmotoren werden allgemein weit verbreitet verwendet, die die in 74 gezeigte Statorkonfiguration und die in 19 gezeigte Rotorkonfiguration einsetzen. Ein solcher Induktionsmotor hat solche Charakteristika, dass derselbe stabil ist und hinsichtlich der Leistung einer Feldschwächungs-Steuerung mit konstanter Leistung ausgezeichnet ist und eine kommerzielle Leistungsquelle von 50 oder 60 Hz durch Öffnen/Schließen eines elektromagnetischen Kontaktgebers bzw. Schütz ohne Weiteres treiben und stoppen kann. Wie Bezug nehmend auf den in 74 gezeigten Stator beschrieben wurde, gibt es jedoch einige Probleme hinsichtlich des Wirkungsgrads, der Produktivität, der Motorgröße und des Aufwands.
Eine Kombination des beispielsweise in 35 gezeigten Stators und des in 19 gezeigten Induktionsmotorrotors kann jedoch die vorhergehenden Probleme eliminieren, während die Charakteristika eines Induktionsmotors beibehalten werden, wodurch ein ausgezeichneter Induktionstypmotor vorgesehen wird.
Der in 57 gezeigte Rotor hat eine Struktur des in 17 gezeigten Rotors mit einer Hinzufügung von induktiven Wicklungen 172 und 173. eine Hinzufügung der induktiven Wicklungen 172 und 173 zu dem Rotor eines solchen Synchronmotors kann ein Starten und Stoppen des Motors durch Ein-/Ausschalten einer kommerziellen Leistungsquelle von 50 oder 60 Hz ermöglichen und kann daher als ein Synchronmotor bei einem normalen Betrieb effizient betrieben werden. Durch eine Ziffer 171 sind Permanentmagneten gezeigt, und durch 170 ist ein weichmagnetisches Material gezeigt. Die induktiven Wicklungen 172 und 173 können ferner zusätzlich an den Rotoren, die in 14 bis 18 gezeigt sind, vorgesehen sein.
Ein weiteres Problem der Induktionsmotoren ist ein sekundärer Kupferverlust, der durch den induzierten Strom, der durch die sekundären Leiter des Rotors fließt, induziert wird. Der sekundäre Kupferverlust kann zu einem Problem eines Absenkens eines Motorwirkungsgrades oder abhängig von der Verwendung zu einem Problem eines Temperaturanstiegs führen. 58 zeigt einen Motor, der das Problem lösen kann oder den sekundären Kupferverlust des Rotors reduzieren kann. Ein in 58 gezeigter Stator 176 ist gleich dem in 21 gezeigten Stator 14. Statorwicklungen 177, die in 58 gezeigt sind, können zu denselben des in 35 gezeigten Stators modifiziert sein, um eine Wärmeerzeugung bei den Statorwicklungen zu reduzieren und ebenso einen Kupferverlust zu reduzieren. Der in 58 gezeigte Rotor wurde durch Umkehren der Idee von Innen- und Außendurchmessern betreffend die in 34 gezeigte Statorstruktur gefertigt. In 58 sind Wicklungen 178 bis 183 kurzgeschlossene Ringwicklungen zum Leiten des sekundären induzierten Stroms. Die Anzahl von Windungen der Wicklungen 178 bis 183 kann von einer Windung zu einer Mehrzahl von Windungen optional ausgewählt sein. Wenn diese Wicklungen durch Druckgussaluminium gefertigt werden, kann jede Wicklung eine Windung haben und kurzgeschlossen sein.
Der in 58 gezeigte Motor ist dadurch charakterisiert, dass sowohl der Stator als auch der Rotor Strukturen unter Verwendung der Ringwicklungen haben. Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, kann der Motor die Menge der Wicklungen für die Reduzierung des Kupferverlusts reduzieren und kann eine Fertigung erleichtern, da die Wicklungen einfache Ringwicklungen sind. Im Gegensatz zu dem in 73 und 74 gezeigten Stator hat insbesondere der Motor von 58 keine axial angeordneten Wicklungen und kann daher die Querschnittsfläche zum Anordnen der Wicklungen selbst dann nicht reduzieren, wenn derselbe mehrpolarisiert ist. Auf diese Weise hat der Motor von 58 solche Charakteristika, dass derselbe ein hohes Drehmoment mit einer Mehrpolarisierung erreichen kann und die Motorgröße reduzieren kann, da es kein Spulenende gibt. Wenn insbesondere der Motor mehrpolarisiert ist, kann der Rotor von 58 wesentlich mehr zum einem Reduzieren eines Kupferverlustes als der Rotor von 19 beitragen.
Der Motor von 58 ist dargestellt, um die gleiche Zahl von Zähnen und die gleiche Zahl von Schlitzen zwischen dem Stator und dem Rotor zu haben, um zu demonstrieren, dass der Stator und der Rotor Strukturen basierend auf der gleichen Idee haben. Eine Kombination eines Stators und eines Rotors mit analogen Konfigurationen kann jedoch ein Problem aufwerfen, dass eine Drehmomentwelligkeit möglicherweise verursacht wird. In diesem Sinn ist es vorzuziehen, dass bei dem in 58 gezeigten Motor der Stator und der Rotor eine unterschiedliche Zahl von Zähnen, Schlitzen und Wicklungen haben.
Im Folgenden ist eine Statorkonfiguration mit drei Phasen beschrieben und erfüllt die Beziehung, die durch die Formel (31) ausgedrückt ist, d. h. Nss = Pn × Ns. D. h., es wird eine Beschreibung über einen Motor angegeben, der eine Kombination eines Stators mit einer Konfiguration, die durch Nss = Pn × Ns ausgedrückt ist, und eines in 14 bis 19 oder 57 gezeigten Rotors ist. Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, enthält eine Oberfläche von jedem Rotor weichmagnetische Materialien, um eine Struktur zu liefern, die ohne Weiteres die Rotorflussverteilung durch den Strom des Stators ändern kann oder wirksam in Betrieb sein kann, wenn eine sinusförmige Verteilung einer elektromotorischen Kraft auf den Stator entlang des Umfangs angewendet ist. Der in 35 gezeigte 6-Phasen-Stator hat andererseits eine Verteilung einer magnetomotorischen Kraft mit einer 60°-Teilung mit einer niedrigen Diskretheit. Dieser Stator kann demgemäß eine sinusförmige Verteilung einer magnetomotorischen Kraft entlang der Umfangsrichtung mit einer vergleichsweise hohen Präzision anwenden, und kann daher wirksam in Kombination mit dem in 14 bis 19 oder 57 gezeigten Rotor getrieben werden. Wenn die in 35 gezeigte Statorkonfiguration zu einer 3-Phasen-Konfiguration modifiziert wird, ist die Diskretheit des Stators 120°, was um einen Faktor von Zwei größer ist. Dies kann ein Problem einer Verringerung eines Durchschnittsdrehmoments und einer Erhöhung einer Drehmomentwelligkeit erzeugen, wenn der in 14 bis 19 oder 57 gezeigte Rotor getrieben wird, d. h., ein Problem, dass der Motor nicht wirksam getrieben werden kann. Um damit fertig zu werden können, die Statorpolkonfigurationen SPS, wie in 39 gezeigt ist, benutzt werden, um die Umfangsbereichsverteilung von jeder Statorpolkonfiguration SPS bei der Innenperipherie des Stators nahe an die sinusförmige Verteilung zu bringen. Auf diese Weise kann die sinusförmige Verteilung einer magnetomotorischen Kraft entlang des Umfangs des Rotors angewendet sein, um ein wirksameres Treiben des Rotors zu ermöglichen.
Um den Wunsch zu erfüllen, dass die Verteilung einer magnetomotorischen Kraft, die auf den Rotor angewendet ist, sinusförmig in der Umfangsrichtung sein sollte, können einige wirksame Verfahren eingesetzt sein. Bei der radialen Konfiguration des Rotors kann beispielsweise eine Ausnehmung zwischen den Polgrenzen, wie in 40 gezeigt ist, vorgesehen sein, oder beide Enden von jedem Statorpol entlang des Umfangs können einen größeren Radius für die Mitte des Stators haben, wie in 40 gezeigt ist, so, dass diese beiden Enden hin zu der Außendurchmesserseite gleichmäßig gemacht sind. Diese Verfahren können kombiniert sein.
Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, hat der in 35 gezeigte Stator eine ausgezeichnete Leistung, hat jedoch aufgrund der großen Zahl von Phasen eine ein wenig komplizierte Konfiguration. In dieser Hinsicht kann die Struktur die durch Modifizieren des Stators von 35 zu einem 3-Phasen-Stator und Erlauben, dass der Stator eine sinusförmige Bereichsverteilung entlang des Umfangs bei der Statorkonfiguration SPS an der Innenperipherie hat, eine sinusförmige magnetomotorische Kraft entlang des Umfangs liefern und kann daher den in 14 bis 19 oder 57 gezeigten Rotor wirksam treiben. Obwohl demgemäß der Stator vereinfacht ist, kann ein wirksames Treiben mit einem Erreichen von sowohl einem niedrigen Aufwand als auch einer hohen Leistung realisiert werden.
Die Statorstruktur und die Konfigurationen der einzelnen Teile derselben, bei der der Stator die 3-Phasen-Version des in 35 gezeigten Stators ist, wobei die Statorpolkonfigurationen SPS dieselbe von 39 sind, ist äquivalent zu der Struktur, bei der der Stator der in 1 gezeigte Stator ist, wobei die Innenoberflächen-Statorpolkonfigurationen SPS dieselben von 11 bis 13 oder der Statorpolkonfigurationen, die in 39 gezeigt sind, sind.
Nun auf 59 Bezug nehmend, ist im Folgenden eine Konfiguration eines sogenannten Außenrotormotors beschreiben, bei dem eine Beziehung zwischen Innen- und Außendurchmesserseiten des Stators bzw. des Rotors umgekehrt ist, und die Außendurchmesserseite gedreht ist. Durch eine Ziffer 187 ist ein Stator gezeigt, der auf der Innendurchmesserseite angeordnet ist, wobei die Ringwicklungen 189 bis 194 innerhalb derselben angeordnet sind. Bei dem in der Figur gezeigten Beispiel, sind zwei Sätze von Ringwicklungen in einem Schlitz angeordnet, diese Windungen können jedoch auf die gleiche Art wie die in 34 und 35 gezeigten Wicklungen kombiniert sein. Durch eine Ziffer 186 ist ein drehbares Lager zum Tragen eines Rotors, durch 185 ist eine Ausgangwelle eines Rotors und durch 203 ist ein Rotor gezeigt. Durch eine Ziffer 195 sind Permanentmagneten, die an der Innendurchmesserseite des Rotors festgemacht sind und eine lineare umfangsmäßige Entfaltungskonfiguration ähnlich zu derselben der durch (b) von 22 gezeigten Permanentmagneten 12 haben, gezeigt, obwohl sich die Innen- und Außendurchmesser unterscheiden. Der in 59 gezeigte Motor hat zusätzlich zu den Charakteristika, dass die Außendurchmesserseite nur gedreht werden kann, solche Charakteristika, dass die Ausgabe desselben erhöht werden kann. Dies liegt daran, dass eine elektromagnetische Schaltung bis zu der Innendurchmesserseite des Motors wirksam strukturiert werden kann, um den Querschnitt der Wicklungen 189 bis 194 größer als denselben der Wicklungen 41 bis 52 des in 21 gezeigten Motors zu machen, und um die Versorgungsströme größer zu machen. Betreffend die Menge eines elektromagnetisch funktionierenden magnetischen Flusses als ein Motor werden sowohl der Strom als auch der magnetische Fluss erhöht, da die Permanentmagneten 195 verglichen mit den in 21 gezeigten Permanentmagneten 12 auf der Außendurchmesserseite angeordnet sein können, um dadurch das Ausgangsdrehmoment zu erhöhen. Der in 59 gezeigte Außenrotormotor kann ein Problem abhängig von dem Zweck der Verwendung des Motors und der umgebenden Umwelt, in der der Motor verwendet ist, erzeugen. Ein Motorgehäuse, das nicht in 59 dargestellt ist, kann beispielsweise abhängig von dem Zweck der Verwendung erforderlich sein. Es ist ferner erforderlich, dass die Position eines Anordnens des Rotorlagers ausgedacht wird, was häufig die Steifigkeit der Rotorwelle reduzieren kann.
60 zeigt ein Beispiel eines Motors, der durch Modifizieren des in 35 gezeigten zylindrischen Stators in scheibenähnliche Statoren erhalten wurde. Statoren 196 und 231 sind bei axialen Enden eines Rotors 194, der aus Permanentmagneten gebildet ist, angeordnet. Durch eine Ziffer 195 ist ein Statorgehäuse gezeigt, das aus einem nichtmagnetischen Material gebildet ist. Durch eine Ziffer 11 ist eine Rotorwelle, die aus einem nichtmagnetischen Material hergestellt ist, gezeigt, und durch 197 ist ein Lager gezeigt. Durch Ziffern 198 bis 202 sind Ringwicklungen der einzelnen Phasen gezeigt. 61 ist ein Anordnungsplan des Stators 196, betrachtet von einer Seite, die der Seite, von der die Rotorwelle 11 geladen wird, gegenüberliegt. Durch eine Ziffer 237 sind Erste-Phase-Statorpole, durch 238 sind Zweite-Phase-Statorpole, durch 239 sind Dritte-Phase-Statorpole, durch 240 sind Vierte-Phase-Statorpole, durch 241 sind Fünfte-Phase-Statorpole und durch 242 sind Sechste-Phase-Statorpole gezeigt. Die Statorpole der einzelnen Phasen sind angeordnet, um einen relativen Phasenunterschied von 60° hinsichtlich des elektrischen Winkels zu haben. Eine Anordnung der Wicklungen 198 bis 202 des Stators 196 ist in 61 durch die gleichen Bezugsziffern gezeigt. Ebenso den Stator 231 betreffend, ist die Anordnung betrachtet von der Seite, die der Seite, von der die Rotorwelle 11 geladen wird, gegenüberliegt, gleich derselben, die in 61 gezeigt ist. Abstände von der Mitte des Motors zu den einzelnen Statorpolen unterscheiden sich voneinander. Eine radiale Breite der Statorpole von jeder Phase ist demgemäß so bestimmt, dass die Fläche bzw. der Bereich der Statorpole von jeder Phase gleich denselben von jeder der anderen Phasen ist. 62 zeigt eine Konfiguration des Rotors 196 betrachtet von der Seite, die der Seite, von der die Rotorwelle 11 geladen wird, gegenüberliegt. In der Figur sind N-Pole 243 und S-Pole 244 der Permanentmagneten entlang des Umfangs abwechselnd angeordnet, um einen 8-Pol-Rotor zu bilden. Elektromagnetische Anziehungen entlang der Rotorwelle werden auf den Rotor 196 von den Seiten beider Statoren 196 und 231 ausgeübt. Daher werden die Anziehungen ausgeglichen. Im Gesamten ist daher die Struktur angepasst, um keine große Kraft entlang der Rotorwelle, d. h. eine große Schubkraft, zu erzeugen.
Der in 60 gezeigte Motor ist mit den Statoren 196 und 231 versehen, die die Phasenwicklungen umfassen, die elektromagnetischen Wirkungen sind jedoch gleich denselben des in 35 gezeigten Stators. Betreffend die Statorpolkonfiguration, die Ringwicklungen und den Rotor können die verschiedenen im Vorhergehenden beschriebenen Modifikation angewandt sein. Den Statoren 196 und 231 können ferner unterschiedliche Konfigurationen übertragen sein. Einer der Statoren kann beispielsweise eine Scheibe eines weichmagnetischen Materials ohne Wicklungen zu umfassen sein. Die Statoren 196 und 231 können durch zwei Rotoren ersetzt sein, und der Rotor 196 kann durch einen Stator ersetzt sein. Das im Vorhergehenden beschriebene Beispiel hat sechs Phasen und acht Pole, wobei jedoch die Zahl von Phasen und Polen optional ausgewählt ist, z. B. drei Phasen und sechzehn Pole.
Motoren mit der in 60 gezeigten Struktur, werden flach und dünn sein. Im Vergleich zu den in 21 und 35 gezeigten Motoren kann der in 60 gezeigte Motor mit relativ großen Permanentmagneten versehen sein, so, dass der magnetische Fluss, der mit jeder Wicklung verkettet ist, groß sein kann und daher ein großes Drehmoment erzeugt werden kann.
63 zeigt ein Beispiel eines Motors, der zwei Motoren aufnimmt, wobei jeder derselben die in 35 gezeigte Statorkonfiguration hat. In den in 63 gezeigten Motor sind zwei Motoren aufgenommen, die bei oberen und unteren Seiten der Figur definiert durch eine horizontale Strichpunktlinie gezeigt sind. Ähnlich zu 35 ist 64 eine lineare Entfaltung von Innenperipheriekonfigurationen der Statoren betrachtet von der Rotorseite. Ein Motor einer oberen Hälfte, der in 63 gezeigt ist, umfasst Statorpole 67, 54, 55, 56, 57 und 58 und Ringwicklungen 61 bis 65, die die gleiche Statorkonfiguration, wie in 35 gezeigt ist, bilden. Der Motor der oberen Hälfte hat insbesondere eine Struktur der Wicklungen mit ausgeglichenen 6-Phasen-Strömen, wie durch die Stromvektoren von 33 gezeigt ist, wobei jedoch die Wicklung, die dem Stromvektor „f” mit einer magnetomotorischen Kraft äquivalent zu der Stromunausgeglichenheit, die entlang der Rotorwelle erzeugt wird, entspricht, weggelassen ist. Verglichen mit der Statorkonfiguration von 35 ist die Konfiguration eines Motors einer unteren Hälfte, der in 63 gezeigt ist, hinsichtlich der Anordnungsreihenfolge der Statorpole in der Reihenfolge von Strömen, die den Ringwicklungen zuzuführen sind, und der Polarität umgekehrt, wobei die magnetomotorische Kraft, die äquivalent zu dem Stromungleichgewicht ist, in einer Richtung entgegengesetzt zu derselben in dem Motor der oberen Hälfte erzeugt wird. Die Richtung und die Stärke des Drehmoments, das durch den Motor der unteren Hälfte von 63 erzeugt wird, sind angepasst, um gleich denselben des Drehmoments, das durch den Motor der oberen Hälfte von 63 erzeugt wird zu sein. Die Stromvektoren „a”, „b”, „c”, „d”, „e”, „–a”, „–b”, „–c”, „–d” und „–e”, die an den linken Enden der in 64 gezeigten Ringwicklungen gezeigt sind, die die Stromvektoren sind, die in 33 gezeigt sind, sind die Ströme, die den einzelnen Wicklungen zuzuführen sind. Auf diese Weise kann die Aufnahme von zwei Motoren die axialen magnetomotorischen Kräfte, die in den einzelnen Motoren erzeugt werden, aufheben oder gegenausgleichen. Eine Verwendung eines solchen Motors, der zwei Motoren aufnimmt, ist daher unter den Umständen, bei denen ein Eisenpulver, das in dem umgebenden Bereich anwesend ist, an der Motorausgangswelle befestigt wird, sowie die Rotorwelle axial magnetisiert wird, oder bei denen ein magnetischer Codierer an der Rotorwelle angebracht ist, und daher die magnetomotorischen Kräfte entlang der Rotorwelle problematisch werden, vorteilhaft. Drei oder mehr elektromagnetisch unausgeglichene Motoren können alternativ koaxial angeordnet sein, um das elektromagnetische Gleichgewicht beizubehalten.
In 63 sind die elektromagnetischen Wirkungen, die durch die Motoren der oberen Hälfte und der unteren Hälfte, die durch die Strichpunktlinie definiert sind, ausgeübt werden, angepasst, um hinsichtlich einer Ebene bei der Strichpunktlinie ebenensymmetrisch zu sein. Das Beispiel von 63 verursacht demgemäß keine elektromagnetische Störung zwischen den zwei Motoren, selbst wenn die Statoren nah angeordnet sind. Andere Strukturen, von denen jede aus zwei Motoren gebildet ist, können ferner die magnetomotorische Kraft entlang der Rotorwelle aufheben. Wenn keine elektromagnetisch symmetrische Konfiguration hinsichtlich der Ebene bei der Strichpunktlinie vorgesehen ist, kann ein Raum zwischen den zwei Statoren vorgesehen sein, um eine elektromagnetische Trennung zu erlangen.
Eine Aufnahme und eine Verbindung einer Mehrzahl von Motoren ist ferner für den Zweck eines Reduzierens der Größe des Motors in seiner Ganzheit durch die effiziente Verwendung der Räume für den Zweck des Vereinfachens des Motors durch eine gemeinsame Verwendung von Komponenten und für den Zweck eines Reduzierens eines Aufwands vorteilhaft. Bei dem Fall, bei dem eine Mehrzahl von Motoren axial verbunden sind, kann eine längliche Motorstruktur ohne Weiteres erhalten werden. Bei dem Fall, bei dem eine Mehrzahl von Motoren radial verbunden sind, kann eine flache Motorstruktur ohne Weiteres erhalten werden. Wenn beispielsweise zwei Motoren radial aufgenommen sind, ist ein Außenrotormotor innerhalb angeordnet, und ein Innenrotormotor ist außerhalb zur Integration von beiden Rotoren angeordnet. Bei diesem Fall werden, da sich der Innendurchmesserseitenmotor und der Außendurchmesserseitenmotor wesentlich hinsichtlich der Formen unterscheiden, Motoren des Typs, der für die einzelnen Formen geeignet ist, verwendet. Von dem Standpunkt der Räume und Ausgabedichten der Motoren kann daher eine wirksame Konfiguration erreicht werden. Jede Kombination von Motoren kann zum Erlangen der Aufnahme, die im Vorhergehenden beschrieben ist, verfügbar sein, wie eine Kombination zwischen den Motoren der vorliegenden Erfindung, oder eine Kombination der Motoren der vorliegenden Erfindung und von Motoren der herkömmlichen Technik. Durch ein Kombinieren der Vorzüge und Mangel einer Mehrzahl von Motoren können Zwecke und Leistungen der Verwendung erlangt werden.
Bezug nehmend auf 65 ist im Folgenden ein Rotor beschrieben, der in demselben mit elektromagnetischen Stahlplatten, die parallel zu der Rotorwell angeordnet sind, versehen ist. Bei dem in 14 gezeigten Rotor zeigt eine Ziffer 265 die elektromagnetischen Stahlplatten, die entlang der Rotorwelle gestapelt sind, und eine Ziffer 266 zeigt die weichmagnetische Rotorwelle. Ziffern 262 und 263 sind Permanentmagneten, die einzeln polarisiert sind, wie es durch die N- und S-Pole auf der Außenperipherie des Rotors gezeigt ist. Der in 14 gezeigte Rotor ist so konfiguriert, dass Wirbelströme in den elektromagnetischen Stahlplatten kaum übermäßig groß werden, selbst wenn der magnetische Fluss in dem Rotor in die Umfangsrichtung oder radiale Richtung gerichtet ist. Wenn jedoch dieser Rotor bei einer Kombination mit dem in 35 gezeigten Stator verwendet ist, wird der magnetische Fluss der elektromagnetischen Stahlplatten 265 entlang der Rotorwelle unvermeidbar variiert. Als ein Resultat können die Wirbelströme in den elektromagnetischen Stahlplatten 265 bei einer Drehung groß werden, um einen problematischen Wirbelstromverlust zu verursachen.
Der Rotor, dessen transversaler Querschnitt in 65 gezeigt ist, hat eine Struktur, bei der Löcher in den in 14 gezeigten elektromagnetischen Stahlplatten 265 gebildet sind und gestapelte elektromagnetische Stahlplatten 264 in diesen Löchern angeordnet sind. Jeder Stapel der elektromagnetischen Stahlplatten 264 hat eine in 66 gezeigte Konfiguration. Bei der Konfiguration sind dünne elektromagnetische Stahlplatten, von denen an jeder ein isolierender Film an der Oberfläche derselben angebracht ist, gestapelt, um eine Struktur zu liefern, die kaum einen Wirbelstrom leitet, wenn ein magnetischer Fluss senkrecht zu der Richtung des Stapelns erhöht/verringert wird, wodurch eine Struktur geliefert wird, die einen Eisenverlust verringern kann. Die gestapelten elektromagnetischen Stahlplatten 264, die, wie in 65 gezeigt ist, angeordnet sind, sind ausgerichtet, um im Wesentlichen senkrecht zu der Umfangsrichtung zu sein. Durch diese Anordnung kann der Eisenverlust selbst dann reduziert werden, wenn der magnetische Fluss in eine andere Richtung als die Umfangsrichtung gerichtet ist, oder selbst wenn der magnetische Fluss in die Rotorwellenrichtung oder radiale Richtung gerichtet ist. Auf diese Weise ist der in 65 gezeigte Rotor so angeordnet, dass die gestapelten elektromagnetischen Stahlplatten 264 und 265 sich als permeable magnetische Wege gegenseitig schneiden. Der Rotor von 65 ist daher konfiguriert, um Wirbelströme selbst dann kaum zu erzeugen, wenn die magnetischen Flüsse der Rotorpole in der Rotorwellenrichtung erhöht/verringert werden. Bei einem Motor, der durch Kombinieren des in 65 gezeigten Motors und des beispielsweise in 35 gezeigten Motors erhalten wird, können die magnetischen Flüsse, die durch die Permanentmagneten 262 und 263 erzeugt werden, wirksam zu den Statorpolen 67, 54, 55, 56, 57 und 58, die in 35 gezeigt sind, gerichtet werden, um den Wirbelstromverlust, wenn derselbe gedreht wird, vorteilhaft zu reduzieren.
Obwohl die elektromagnetischen Stahlplatten 264 gestapelt angeordnet sind, ist das Stapeln nicht wesentlich. Lediglich eine Menge von elektromagnetischen Stahlplatten, die zum Leiten eines magnetischen Flusses erforderlich ist, kann geteilt oder verteilt angeordnet sein. Statt der elektromagnetischen Stahlplatten kann ein sogenannter Pulverkern, der ein Material mit einem kleineren Wirbelstrom ist und durch Pressen von weichmagnetischem Pulver erhalten werden kann, verwendet sein, um einen magnetischen Fluss entlang der Rotorwelle mit einem niedrigen Eisenverlust zu richten. Der ganze Teil aus weichmagnetischem Material des Rotors kann alternativ aus dem Pulverkern gebildet sein.
Jede der Statorpolkonfigurationen, die in 21 und 35 gezeigt sind, liefert eine Struktur, bei der die Breite WDD von jedem Statorpol entlang der Rotorwelle kleiner als der Abstand WDP zwischen den Statorpolen entlang der Rotorwelle wie bei der in 31 gezeigten Statorpolkonfiguration ist. Bei einem Fall eines Erhaltens einer großen Drehmomenterzeugung durch Richten von wesentlich mehr magnetischen Flüssen von dem Rotor ist es jedoch vorteilhaft, eine Struktur vorzusehen, die erlauben kann, dass die Breite WDX des Statorpols entlang der Rotorwelle wie bei der in 38 gezeigten Statorpolkonfiguration 54SS groß ist. Bei diesem Fall wird jedoch die radiale Dicke HD1 des Endteils des in 31 gezeigten Statorpols so groß wie die radiale Dicke HD2 des Endteils des in 38 gezeigten Statorpols, um wesentlich mehr magnetische Flüsse entlang der Rotorwelle zu leiten. Ein Querschnittsbereich von jedem benachbarten Schlitz kann demgemäß klein werden, was ein Reduzieren der Drahtdicke notwendig machen kann, so dass ein Problem eines Reduzierens einer Stromtragefähigkeit erzeugt wird.
Um mit diesem Problem fertig zu werden, können der in 38 gezeigte Stator und der in 65 gezeigte Rotor kombiniert sein. Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, kann der magnetische Fluss in dem in 65 gezeigten Rotor ohne Weiteres entlang der Rotorwelle laufen, was zu einem Reduzieren der radialen Dicke HD2 des in 38 gezeigten Statorpols beitragen kann. Der Querschnittsbereich von jedem Schlitz und der Querschnittsbereich von jedem Draht können demgemäß groß gemacht werden, wodurch der Kupferverlust reduziert und die Ausgabe erhöht werden kann.
Die Hinzufügung der elektromagnetischen Stahlplatten 246 ist basierend auf dem in 14 gezeigten Rotor erklärt. Eine solche Hinzufügung ist bei anderen Typen von beispielsweise in 15 bis 18 gezeigten Rotoren möglich. Betreffend die Konfiguration des zusätzlich vorgesehenen weichmagnetischen Materials ist ein Beispiel der gestapelten elektromagnetischen Stahlplatten 264 in 66 gezeigt. Verschiedene Konfigurationen können jedoch nutzbar sein, wenn lediglich die Konfigurationen kleinere Wirbelströme verursachen.
Nun Bezug nehmend auf 67 ist im Folgenden eine Rotorstruktur beschrieben, bei der der Teil des weichmagnetischen Materials der Rotorpole mit Spaltteilen oder Teilen eines nichtmagnetischen Materials zum Begrenzen der Drehrichtungsfreiheit von magnetischen Flüssen versehen ist. Der in 67 gezeigte Rotor wird durch Bilden der Spaltteile, die durch Ziffern 267 und 268 gezeigt sind, oder nichtmagnetischen Materialteilen in dem Teil 265 aus nichtmagnetischem Material des in 14 gezeigten Rotors erhalten. Bei der Außenperipheriekonfiguration des Rotors hat jede Grenze zwischen den Polen eine ausgenommene Form, um einer Außenperipherie von jedem Rotorpol eine gleichmäßige kreisförmige Form zu übertragen, deren Radius kleiner als derselbe des Rotorradius ist. Die Spalten 267 und 268 begrenzen die Drehrichtungsfreiheit der Flüsse in den magnetischen Wegen 269 und 270, die zwischen diesen Spaltteilen angeordnet sind, so dass sich die magnetischen Flüsse entlang des Umfangs nicht frei bewegen können. Die Spaltteile 267 und 268 sind auf eine solche Weise angeordnet und strukturiert, dass die Schlitze der Spaltteile Formen haben können, die die magnetischen Flüsse von den Permanentmagneten 262 und 263 sammeln können, so, dass die Flussdichte in der Mitte der Rotorpole erhöht sein kann. Der Rotor ist daher strukturiert, um eine Flussverteilung vergleichsweise nahe zu einer sinusförmigen Verteilung an der Oberfläche von jedem Rotorpol zu liefern, so, dass die Flussdichte in der Nähe der Mitte hoch sein kann und bei jeder Grenze zwischen den Polen niedrig sein kann. Die Form von jeder Grenze zwischen den Rotorpolen hat eine niedrige Rate eines Beitrags beim Erlauben, dass der Fluss derselben ein Motordrehmoment erzeugt. Eine hohe Flussdichte an der Grenze kann im Gegensatz dazu dazu tendieren, ein Faktor zu sein, eine Drehmomentwelligkeit zu verursachen. Aus diesem Grund sind die Grenzen ausgenommen bzw. ausgespart, um die Flussdichte der Flüsse, die durch dieselben zu dem Stator laufen, zu reduzieren.
Jeder Pol ist mit drei Spaltteilen 267 und vier Spaltteilen 268 versehen, während eine Umfangsteilung SPP der Spaltteile gerade ist. Die Spaltteile 267 und 268 sind in der Umfangsrichtung um SPP/2 hinsichtlich der Polmitte relativ versetzt. Als ein Resultat sind ein Rastdrehmoment und eine Drehmomentwelligkeit, die durch die Spaltteile induziert wird, gegenausgeglichen, um eine gleichmäßigere Rotordrehung zu realisieren.
Im Folgenden ist ein Verfahren zum Entfernen von Teilen der Statorpole des Motors der vorliegenden Erfindung beschrieben, um die Räume zum Anordnen der Spulenenden der Ringwicklungen oder zum Anordnen eines Posititonsdetektors, eines Temperatursensors oder dergleichen zu nutzen.
Bei den meisten der herkömmlichen Verfahren ist ein Sensor, wie z. ☐. ein Codierer oder dergleichen zum Erfassen einer Rotorposition bei einem axialen hinteren Ende eines Motors angeordnet. Dies hat jedoch ein Problem aufgeworfen, dass die Gesamtlänge des Motors groß sein wird. Für den Stator eines in 71 gezeigten herkömmlichen Motors wurden Räume nahe den Spulenenden 5 oftmals verwendet, um eine Verdrahtung von Spulenenden einzubauen oder verschiedene Typen von Sensoren anzuordnen. Für einen Motor mit Spulenenden, deren axiale Länge kurz ist, oder für einen Motor ohne Spulenendteilen, wie die in 1 und 21 gezeigten Motoren der vorliegenden Erfindung, wird jedoch die axiale Länge des Motors problematisch erhöht, wenn eine Verdrahtung von Spulenenden in einem axialen Ende des Motors eingebaut wird, oder wenn verschiedene Typen von Sensoren angeordnet werden.
Es können einige Maßnahmen vorgenommen werden, um dieses Problem zu lösen. Bei einem Fall, bei dem die Statorpole den größten Teil einer inneren peripheren Oberfläche eines Stators, wie bei den in 10, 11, 12 und 13 gezeigten Statorpolkonfigurationen, bedeckend umfangsmäßig und benachbart angeordnet sind, können mehrere der Statorpole entfernt werden oder ein Teil der Statorkonfiguration kann durch Ausnehmen eines Teils von jedem Statorpol entfernt werden, so dass einige Räume gehalten werden können, obwohl dies in den Figuren nicht besonders gezeigt ist. Die Räume können für ein Anordnen von Spulenenden der Ringwicklungen, die einem Biegeverfahren ausgesetzt wurden, oder zum Einrichten einer Verbindung mit Drähten, die Wärmewiderstands- und Isolierungsverfahren ausgesetzt wurden, verwendet werden. Durch ein Benutzen der Räume können ferner verschiedene Typen von Sensoren, wie ein Stromsensor, ein Spannungssensor, ein Flusssensor, ein Beschleunigungsdetektor, ein Geschwindigkeitsdetektor, ein Positionsdetektor, ein Temperatursensor und ein Vibrationssensor, angeordnet werden.
Der in 1 gezeigte Motor ist ein 3-Phasen-8-Pol-Motor mit den U-Phasen-Statorpolen 119, den V-Phasen-Statorpolen 120 und den W-Phasen-Statorpolen 121. 4 zeigt die linear entfaltete Umfangskonfiguration der Innenperipherieoberfläche des Motors. Bei diesem Fall ist das Intervall zwischen den benachbarten Statorpolen klein. Eine Flussstreuung kann daher beispielsweise zwischen den Statorpolen, wie z. B. eine Flussstreuung von den U-Phasen-Statorpolen 119 zu den V-Phasen-Statorpolen 120, auftreten. Dies kann ein Problem aufwerfen, dass der durch beispielsweise die Permanentmagneten des Rotors erzeugte Feldfluss ausstreuen kann, um die Verkettung der Komponenten mit den Motorwicklungen zu reduzieren. Als ein Resultat ist das Motordrehmoment reduziert. Ein weiteres Problem kann ferner aufgeworfen werden, dass der gestreute Fluss, d. h. eine Streuinduktivität Lx, die durch die magnetomotorische Kraft, die durch den Strom I von jeder Wicklung erzeugt wird, induziert wird, nicht ignorierbar groß wird, um einen Spannungsabfall Vx = ω × Lx × I mit sich zu bringen, wobei ω eine Drehung mit einer hohen Geschwindigkeit ist und I ein großer Strom ist, um das Ausgangsdrehmoment bei einer Drehung mit einer hohen Geschwindigkeit schließlich zu reduzieren. Es kann noch ein weiteres Problem geben, dass, sowie die Streuinduktivität Lx groß wird, ein Stromansprechen in einer Motorsteuereinheit verschlechtert werden kann.
Diese Probleme können durch Modifizieren der in 4 gezeigten Konfiguration auf dieselbe, die in 68 gezeigt ist, gelöst werden, bei der ein Intervall zwischen den Statorpolen so groß gemacht ist, um eine Flussstreuung zwischen den Statorpolen zu reduzieren. Sowohl 4 als auch 68 zeigen einen 8-Pol-Motor, wobei die horizontale Achse einen mechanischen Winkel, der von 0° bis 360° reicht, zeigt, der 360° × 4 = 1440° hinsichtlich des elektrischen Winkels entspricht. Durch eine Ziffer 271 sind U-Phasen-Statorwinkel und durch 272 sind V-Phasen-Statorwinkel gezeigt. Verglichen mit 4 sind die Statorpole der einzelnen Phasen abwechselnd angeordnet, und die Zahl der Pole ist um eine Hälfte reduziert, d. h. von vier auf zwei. Eine Umfangsteilung zum Anordnen der Statorpole der gleichen Phase ist 720° hinsichtlich des elektrischen Winkels. Da das Intervall zwischen den Statorpolen groß ist, kann eine Flussstreuung reduziert werden. Die im Vorhergehenden erwähnten Probleme können demgemäß ebenfalls gelöst werden. Die reduzierte Zahl von Statorpolen kann jedoch ein neues Problem einer Drehmomentreduzierung erzeugen. Dieses Problem kann wirksam durch Kombinieren der vorhergehenden Lösung mit einer solchen Lösung, wie beispielsweise dem Erweitern der Statorkonfiguration in die freien Räume oder dem Erhöhen der Zahl der Pole des Motors, wirksam gelöst werden. Auf diese Weise kann das Problem der Flussstreuung zwischen den Statorpolen durch einen Lösungsansatz gelöst werden, und das Problem der Reduzierung eines erzeugten Drehmoments kann durch einen weiteren Lösungsansatz gelöst werden.
Die in 4 gezeigte Statorpolkonfiguration, die die verketteten Flüsse der Phasenwicklungen erhöhen und daher ein Drehmoment erhöhen kann, kann zu verschiedenen Statorpolkonfigurationen modifiziert sein, wie z. B. dieselben, die in 10 bis 13 gezeigt sind. Jede dieser Statorpolkonfigurationen hat jedoch im Vergleich mit der in 4 gezeigten Statorpolkonfiguration größere angrenzende Bereiche zwischen den Statorpolen der einzelnen Phasen. Die Flussstreuung wird demgemäß zwischen den Phasen erhöht, um das Flussstreuungsproblem von 4 ernster zu machen. Es kann ferner ein weiteres Problem bestehen, dass Räume für magnetische Wege knapp werden. Diese Räume bilden magnetische Wege zum Leiten von Rotorflüssen durch dieselben zu dem Rückjoch des Stators, wobei die Rotorflüsse an der Innenperipherieoberfläche des Stators, umfassend die Statorpole 122 bis 136, gesammelt werden. Ein Knappwerden von solchen Räumen für magnetische Wege kann eine magnetische Sättigung in den magnetischen Wegen verursachen, durch die ein Drehmoment reduziert werden kann.
Diese Probleme können wie folgt gelöst werden. Für die in 11 gezeigten Statorpole kann beispielsweise die Umfangsteilung der Gleichphasen-Statorpole 720° hinsichtlich des elektrischen Winkels sein, wie in 69 gezeigt ist. Der in 69 gezeigte Motor ist ebenfalls ein 3-Phasen-8-Pol-Motor. Die horizontale Achse in jeder der 10 bis 13 zeigt einen mechanischen Winkel, der von 0° bis 360° reicht, der 360° × 4 = 1440° hinsichtlich des elektrischen Winkels entspricht. Die in 69 gezeigte Statorpolkonfiguration kann das Intervall zwischen benachbarten Statorpolen offensichtlich erhöhen, um die Flussstreuung dazwischen zu verringern. Als ein Resultat kann eine Reduzierung der ungünstigen Effekte, die solchen Problemen zugeschrieben sind, wie die Drehmomentreduzierung, die durch die Flusstreuung induziert bzw. hervorgerufen wird, die Hochgeschwindigkeitsdrehung, die durch die Streuinduktivität induziert wird, und der Induktivitätsspannungsabfall, der durch einen großen Strom induziert wird, erlangt werden. Das Problem, dass die Räume für magnetische Wege, die sich von der Innenperipherieoberfläche der Statorpole zu dem Rückjoch des Stators ausdehnen, betrifft, kann durch Erweitern der Räume zwischen den Statorpolen, wie in 69 gezeigt ist, gelöst werden. Ein Sicherstellen von solchen ausreichend großen Räumen für magnetische Wege kann ferner das Problem einer magnetischen Sättigung lösen. Verglichen mit 11 ist jedoch die Zahl von Statorpolen um eine Hälfte in 69 reduziert. Ein Problem einer Drehmomentreduzierung wird daher neu aufgeworfen. Dieses Problem kann durch Kombinieren der vorherhergehenden Lösung mit einer solchen Lösung, wie beispielsweise dem Erweitern der Statorkonfiguration in die freien Räume oder dem Erhöhen der Zahl der Pole des Motors, wirksam gelöst werden. Auf diese Weise kann das Problem einer Flussstreuung zwischen den Statorpolen durch einen Lösungsansatz gelöst werden, und das Problem der Reduzierung eines erzeugten Drehmoments kann durch einen weiteren Lösungsansatz gelöst werden.
Auf eine ähnliche Art kann die in 12 gezeigte Statorpolkonfiguration zu einer 3-Phasen-8-Pol-Motorkonfiguration, die in 70 gezeigt ist, modifiziert sein, die mit U-Phasen-Statorpolen 277, V-Phasen-Statorpolen 278 und W-Phasen-Statorpolen 279 versehen ist, wobei eine Statorpolteilung 720° hinsichtlich des elektrischen Winkels und ein Umfangsdurchschnittsintervall zwischen benachbarten Statorpolen 240° sind. Die bisherige Beschreibung hat vier 8-Pol-Beispiele geliefert, die Zahl kann jedoch optional gewählt sein. Für den Motor der vorliegenden Erfindung, der Ringwicklungen hat, kann insbesondere, je größer die Zahl der Pole möglicherweeise ist, möglicherweise desto größer das erzeugte Drehmoment werden. Was daher die Drehmomenterzeugung betrifft, können vorteilhafte Resultate durch eine größere Zahl von Polen erhalten werden.
Der vorhergehende Lösungsansatz kann auf Motoren mit anderen verschiedenen Typen von Statorpolkonfigurationen angewendet sein. Bei dem Fall, bei dem die Zahl der Phasen Zwei ist, können die Umfangsintervalle zwischen den Statorpolen mit gleicher Phase 720° hinsichtlich des elektrischen Winkels sein. Da der Phasenunterschied 90° bei dem Fall der Zwei Phasen ist, können die Umfangsintervalle zwischen benachbart vorgesehenen Statorpolen eine Wiederholung von 360° + 90° = 450° und 360° – 90° = 270° sein. Obwohl die Wiederholung ein wenig anomal ist, kann eine regelmäßige Anordnung erlangt werden.
Wenn die Zahl der Phasen eine ungerade Zahl, wie „5”, „7” oder „9”, ist, kann eine regelmäßige Anordnung erlangt werden, wobei die Umfangsintervalle zwischen den Statorpolen mit gleicher Phase 720° hinsichtlich des elektrischen Winkels sind. Betreffend die Mehrphasenmotoren mit vier oder mehr Phasen können verschiedene Entfernungsverfahren, wie z. B. ein Verfahren zum umfangsmäßigen Entfernen von jedem dritten Statorpol und ein Verfahren zum umfangsmäßigen Entfernen von jedem vierten Statorpol, verwendet sein. Bei einem dieser Verfahren kann ein Raum in der Nähe von jedem Statorpol gebildet sein. Ein solcher Raum kann einen Raum zum Reduzieren einer Flussstreuung, die in dem magnetischen Weg, der sich von der Innenperipherieseite jedes Statorpols zu dem Rückjoch ausdehnt, verursacht wird, bilden. Gleichzeitig kann ein Querschnittsbereich von jedem magnetischen Weg, der sich von der Innenperipherieoberfläche jedes Statorpols zu dem Rückjoch ausdehnt, gehalten werden, um keine magnetische Sättigung in dem Weg zu verursachen.
Betreffend die Verfahren zum Entfernen von Statorpolen, können, wenn eine identische und regelmäßige Entfernung entlang des ganzen Umfangs bewirkt werden kann, ausgezeichnete Charakteristika erwartet werden, die nahe an der Theorie eines Mehrphasen-Sinuswellen-Wechselstroms sind. Selbst wenn eine Statorpolkonfiguration etwas unregelmäßig und unausgeglichen entlang des Umfangs ist, kann die Bildung der Räume die Flussstreuung zwischen den Statorpolen reduzieren oder kann den Querschnittsbereich von jedem magnetischen Weg, der sich von der Innenperipherieoberfläche jedes Statorpols zu dem Rückjoch ausdehnt, halten.
Verschiedene Arten der vorliegenden Erfindung wurden bisher beschrieben. Die vorliegende Erfindung kann auf verschiedene Weisen modifiziert sein, und diese Modifikationen sind in der vorliegenden Erfindung umfasst sein. Betreffend die Zahl der Phasen ist die Beschreibung hierin beispielsweise meistens über drei Phasen und sechs Phasen angegeben. Die vorliegende Erfindung kann jedoch auf einen 2-, 4-, 5- oder 7-Phasen-Motor oder einen Mehrphasen-Motor mit einer größeren Zahl von Phasen angewandt sein. Es ist für eine Maschinerie mit einer kleinen Kapazität vorzuziehen, eine kleinere Zahl von Komponenten von dem Standpunkt des Aufwands zu haben, und daher kann eine kleine Zahl von Phasen, wie z. B. zwei oder drei Phasen, vorteilhaft verwendet sein. Von dem Standpunkt von beispielsweise der Drehmomentwelligkeit kann jedoch eine große Zahl von Phasen oftmals vorteilhafter sein. Eine große Zahl von Phasen kann ferner von dem Standpunkt der maximalen Strombegrenzung in einer 1-Phasen-Leistungsvorrichtung bei einer Maschinerie mit einer großen Kapazität vorteilhafter sein. Die Zahl der Phasen kann ferner nicht begrenzt sein. Bei den Arten der Motoren der vorliegenden Erfindung kann insbesondere eine große Zahl von Polen hauptsächlich vorteilhaft sein. Eine geeignete Zahl von Polen kann jedoch abhängig von der Verwendung und der Motorgröße beispielsweise die physischen Grenzen, ungünstige Wirkungen einer Flussstreuung, eine Erhöhung des Eisenverlusts aufgrund einer Mehrpolarisierung und eine Begrenzung einer Steuereinheit aufgrund der Mehrpolarisierung betrachtend gewünscht ausgewählt sein.
Rotortypen wurden Bezug nehmend auf 14 bis 19, 73 und 74 beschrieben. Die vorliegende Erfindung kann jedoch auf viele verschiedene Typen von Rotoren, wie z. B. einen Wicklungsfeldtyprotor mit Wicklungen und einen Rotor mit einer sogenannten Klauenpolstruktur, bei der jede Feldwicklung an einem axialen Ende festgemacht ist und ein magnetischer Fluss durch einen Spalt erzeugt wird, angewendet sein. Typen und Formen von Permanentmagneten sind ferner möglicherweise nicht begrenzt.
Ebenso die Art des Motors betreffend können verschiedene Modifikationen verfügbar sein. Hinsichtlich der Luftspaltkonfiguration zwischen dem Stator und dem Rotor können die Modifikationen beispielsweise einen Innenrotormotor oder einen Außenrotormotor mit einer zylindrischen Luftspaltkonfiguration und einen Motor mit einem axialen Spalt mit einer scheibenähnlichen Luftspaltkonfiguration umfassen. Alternativ kann der Motor mit der zylindrischen Luftspaltkonfiguration modifiziert sein, um eine leicht verjüngte Luftspaltkonfiguration zu haben. Bei diesem Fall können insbesondere der Stator und der Rotor axial bewegt werden, um die Länge des Luftspalts zu variieren, so dass die Größe des Feldmagneten variiert werden kann und daher die Motorspannung variiert werden kann. Die Luftspaltvariabilität kann eine Steuerung eines konstanten Ausgangssignals realisieren.
Eine Mehrzahl von Motoren, die den Motor der vorliegenden Erfindung umfassen, kann in einen einzelnen Motor aufgenommen sein. Beispielsweise können zwei Motoren auf einer Innen- bzw. Außendurchmesserseite angeordnet sein. Eine Mehrzahl von Motoren kann alternativ in einer Reihe axial angeordnet sein. Der Motor der vorliegenden Erfindung kann alternativ eine Struktur mit einer Weglassung/Entfernung von Teilen desselben haben. Anders als gewöhnliche Siliziumstahlplatten können beispielsweise als weichmagnetische Materialien amorphe elektromagnetische Stahlplatten und Pulverkerne, die durch Pressformen von pulverisiertem weichem Eisen erhalten werden, verwendet sein. Bei einem kleinen Motor kann insbesondere eine dreidimensionale Komponente beispielsweise durch Stanzen, Biegen und Schmieden von elektromagnetischen Stahlplatten gebildet sein, um einen Teil der Konfiguration des Motors gemäß der vorliegenden Erfindung zu liefern.
Betreffend die Wicklungen des Motors ist meistens eine Beschreibung über die Ringwicklungen angegeben. Die Wicklungen müssen jedoch nicht notwendigerweise kreisförmig sein, dieselben können jedoch etwas modifiziert sein, um beispielsweise elliptisch oder polygonal zu sein, oder können in eine entlang der Rotorwelle teilweise unregelmäßige Konfiguration zum Vorteil von magnetischen Schaltungen modifiziert sein. Bei dem Fall, bei dem beispielsweise ein Stator darin mit Ringwicklungen mit einem Phasenunterschied von 180° vorgesehen ist, kann alternativ eine geschlossene Schaltung durch Verbinden von halbkreisförmigen Wicklungen mit unterschiedlichen halbkreisförmigen Wicklungen, die einen Phasenunterschied von 180° haben, gebildet sein, so dass die Ringwicklungen in halbkreisförmige Wicklungen modifiziert werden können. Die halbkreisförmigen Wicklungen können alternativ ferner in Bögen geteilt sein. Ferner wurde bisher eine Beschreibung einer Motorstruktur, bei der die Ringwicklungen in den Schlitzen angeordnet sind, angegeben. Bei einer Struktur ohne Schlitze können jedoch dünne Wicklungen in der Nähe der Oberfläche des Stators, der dem Rotor gegenüberliegt, angeordnet sein, um eine sogenannte kernlose Motorstruktur vorzusehen. Betreffend die Ströme, die zu dem Motor zu speisen sind, wurde eine Beschreibung über die Annahme angegeben, dass die Phasenströme eine sinusförmige Wellenform haben. Eine Steuerung kann jedoch ferner mit verschiedenen anderen Wellenformen als der sinusförmigen Wellenform möglich sein. Betreffend die Motoren von solchen verschiedenen Modifikationen sollten die Modifikationsverfahren in der vorliegenden Erfindung umfasst sein, soweit die Verfahren in den Geist des Motors der vorliegenden Erfindung fallen.
Im Folgenden ist ein Lösungsansatz zum Reduzieren einer Drehmomentwelligkeit durch Bewerkstelligen der Statorstruktur beschrieben. Beim einem Fall eines Reduzierens einer Drehmomentwelligkeit in der Größenordnung RN1 ist beispielsweise eine Mehrzahl von A-Phasen-Statorpolen in eine N1 Zahl von Gruppen geteilt. Die Statorpolpositionen in der Drehrichtung von jeder Gruppe werden dann um ein ganzzahliges Vielfaches von 360°/(RN1 × N1) hinsichtlich des elektrischen Winkels relativ verschoben. Die Statorpolpositionen von anderen Phasen werden ebenfalls in der Drehrichtung auf eine zu den A-Phasen-Statorpolen ähnlich verschoben.
134 zeigt ein spezifisches Beispiel eines Verschiebens der Statorpolpositionen, das zum Reduzieren einer Drehmomentwelligkeit ausgeführt wird. Diese Figur zeigt ein spezifisches Beispiel der A-Phasen-Statorpole. Da das Gleiche für die Statorpole von anderen Phasen, wie B- und C-Phasen-Statorpole, gilt, sind detaillierte Darstellungen weggelassen. Die horizontale Achse von 134 zeigt elektrische Winkel entlang des Umfangs des Stators. Eine Erklärung ist beispielsweise über eine Statorkonfiguration angegeben, die Komponenten einer Drehmomentwelligkeit einer sechsten Ordnung (RN1 = 6) entfernen kann. Die vier in 134 gezeigten A-Phasen-Statorpole sind in zwei Sätze klassifiziert, das heißt einen Satz von A-1 und A-3 und einen Satz von A-2 und A-4 (wobei N1 = 2). Da 360°/(RN1 × N1) = 360°/(6 × 2)=30° eingerichtet ist, können die Umfangspositionen der Statorpole A-2 und A-4 lediglich um einen elektrischen Winkel von 30°, wie in 30 gezeigt ist, umfangsmäßig verschoben sein. Bei dem durch die U-Phasen-Statorpole 19 in jedem der zwei Sätze erzeugten Drehmoment, haben die sechsten harmonischen Komponenten einen Phasenunterschied von 180° zueinander. Als ein Resultat werden die sechsten harmonischen Komponenten, das heißt die Drehmomentwelligkeit von einem 60°-Zyklus, hinsichtlich des elektrischen Winkels gesamt in dem bürstenlosen Motor 100 aufgehoben.
Um weiter eine Mehrzahl von Komponenten einer Drehmomentwelligkeit aus diesem Zustand zu reduzieren, kann die in 34 gezeigte Idee weiter überlagert werden. Man sollte jedoch bei diesem Fall vorsichtig sein, so dass die Schemata zum Reduzieren der Mehrzahl von Drehmomentwelligkeiten möglicherweise nicht unabhängig funktionieren, um einander zustören.
Da der Stator und der Rotor relativ angeordnet sind, kann das gleiche Schema zum Reduzieren einer Drehmomentwelligkeit, das in 134 gezeigt ist, durch Ändern der Statorpolanordnung und -Konfiguration auf den Rotor angewendet sein, um eine Wirkung einer Drehmomentwelligkeitsreduzierung zu erreichen. Eine Komponente einer Drehmomentwelligkeit kann alternativ durch die Anordnung und Konfiguration des Stators reduziert sein, und eine andere Komponente einer Drehmomentwelligkeit kann durch die Anordnung und Konfiguration von Rotorpolen reduziert sein. Für jeden der Motoren, der große Drehmomentwelligkeitskomponenten von zwei oder mehr hat, kann ein Schema zum Reduzieren der Drehmomentwelligkeit auf sowohl der Stator- als auch der Rotorseite wirksam sein.
Im Folgenden ist ein Verfahren zum Verbessern eines Drehmoments durch Verbessern der Rotor- und Statorpolkonfigurationen beschrieben. 135 zeigt eine Beispiel eines 4-Phasen-Motors. Durch D51, D53, D55 und D57 sind A-, B-, C- und D-Phasen-Rotorpole gezeigt. Durch D52, D54, D56 und D58 sind A-, B-, C- und D-Phasen-Statorpole gezeigt. Die Drehänderungsrate dϕ/dθ des magnetischen Flusses ϕ von jeder Phase ist proportional zu dem Drehmoment. In einem Bereich, in dem demgemäß die Rotorpole und die Statorpole einander gegenüberliegen, beeinflusst die Länge des Bereichs entlang der Rotorfläche insbesondere wesentlich die Drehänderungsrate dϕ/dθ des magnetischen Flusses ϕ von jeder Phase und ist daher eng auf die Stärke des Drehmoments bezogen. In dieser Hinsicht kann, wie in 135 gezeigt ist, jedem der Rotorpole und jedem der Statorpole, die einander gegenüberliegen, eine Trapezform übertragen sein. Die auf diese Weise erhaltene Konfiguration kann mehr Flüsse leiten und das Drehmoment erhöhen. Die Form von jedem Pol kann ferner von derselben, die in 135 gezeigt ist, modifiziert sein. Jeder Pol kann beispielsweise eine Dreiecksform oder eine einfache Konkav-Konvexe-Form haben.
Die Form der in 135 gezeigten Pole stellt jedoch eine Verkomplizierung dar und kann daher ein Problem bei der Fertigung und dem Zusammenbauen erzeugen. Ein Schema kann daher zum Sicherstellen von Fertigungseigenschaften erforderlich sein. Verschiedene Schemata können beim Herstellen von solchen Motoren verfügbar sein. Ein Teilen eines Teils entlang der Rotorwelle zwischen dem Stator und dem Rotor kann beispielsweise zu der Mitte von jedem Statorpol gebracht sein, oder jedes der Elemente kann mit Stufen einer Konkavität und Konvexität oder dergleichen versehen sein, um eine Zusammenbaugenauigkeit und eine Motorfestigkeit zu behalten.
Bei der Motorkonfiguration von 135 sind durch D59, D5A und D5B Wicklungen gezeigt. Jede dieser Wicklungen hat eine Schleifenform und einen Schub in den Rotor. Was die effiziente Verwendung der freien Räume des Rotors betrifft, kann diese Konfiguration einen Vorteil dahingehend liefern, dass ein Kupferverlust reduziert sein kann, da der Rotor einen kleineren Durchmesser hat und weil daher die Drahtlänge für den gleichen Strom klein ist. Als ein Resultat kann ein kleiner Motor mit einem hohen Wirkungsgrad und einem hohen Drehmoment realisiert werden.
136 zeigt ein Beispiel, bei dem die Wicklungen B37, B38 und B39 des in 124 gezeigten Motors durch Rohrwicklungen ersetzt wurden. Durch eine Ziffer D61 sind Rohre gezeigt, die beispielsweise auf Kupfer hergestellt sind. Wenn Strom geleitet wird, kann beispielsweise Kühlwasser, Kühlluft oder Gas gleichzeitig durch den Mittelteil des Motors durch Benutzen der Rohre geleitet werden. Ein Kühlmittel für ein Kühlsystem kann ferner durch die Rohre geleitet werden. Es ist erforderlich, dass die Rohre voneinander durch beispielsweise Anwenden einer Isolationsbehandlung der Oberfläche der Rohre elektrisch isoliert werden. Dies ist beim Erhöhen eines kontinuierlichen Ausgangsdrehmoments wirksam.
Bei dem Fall, bei dem Kupfer als ein leitfähiges Material für die Rohre verwendet ist, wird eine Widerstandsvariation des Kupfers, die der Temperatur zugeschrieben ist, bis etwa 40%/100°. Ebenso kann in einem Sinn eines Reduzierens eines Kupferverlustes daher das Kühlen des leitfähigen Materials eine große Wirkung ausüben.
Was die Dicke der Drähte betrifft, scheint die in 136 gezeigte Konfiguration bei herkömmlichen Motoren nicht zu realistisch zu sein. Der Motor der vorliegenden Erfindung kann jedoch vergleichsweise einfach eine Mehrpolarisierung ermöglichen, und die Zahl von Windungen von jeder Motorwicklung reduzieren, und kann daher praktisch erlauben, dass jede Wicklung eine Dicke fast so groß wie die Dicke eines Rohrs hat.
Eine Steuereinheit des Motors der vorliegenden Erfindung ist im Folgenden beschrieben. 137 zeigt eine Steuereinheit mit einfach strukturierten Treiben, deren Zahl gleich derselben der Wicklungen ist, wobei die Zahl der letzteren nicht spezifiziert ist. Durch D70 ist eine Gleichspannungsleistungsquelle gezeigt und durch D75, D76, D77 und D88 sind Motorwicklungen, deren Zahl nicht spezifiziert ist, gezeigt. Durch D71 und D72 sind Leistungstransistoren, z. B. sogenannte IGBT, Leistungs-MOS und FET gezeigt. Diese zwei Transistoren sind für die Steuerung der Spannung bei gegenseitig verbundenen Ausgangsteilen gepaart, um eine spannungsvariable Einheit zum Zuführen eines positiven oder eines negativen Stroms zu bilden. Jedes von Paaren D73 und D74, D7A und D7B und D7C und D7D bildet ähnlich eine spannungsvariable Einheit. Wie in 173 gezeigt ist, können zwei spannungsvariable Einheiten unterschiedlich eine Spannung und einen Strom jeder Wicklung zuführen. Bei der in der Fig. gezeigten Konfiguration grenzen vergleichsweise einfach strukturierte spannungsvariable Einheiten durch die Zahl der Wicklungen aneinander an. Diese Konfiguration wirft jedoch ein Problem auf, dass die Zahl der Transistoren groß ist.
Eine Steuereinheit zum Treiben eines 5-Phasen-Motors ist im Folgenden beschrieben. 138 zeigt eine Konfiguration zum Steuern des Motors mit in 83, 84 und 85 gezeigten 5-Phasen-Wicklungen. Die Wicklungen sind zwischen den fünf Statorpolen angeordnet, und die Wicklungen, die zwei Statorpole zwischen sich anordnen, werden der Reihe nach entgegengesetzt gesteuert, um eine Phase zu bilden. Wie im Vorhergehenden beschrieben ist, kann die in 85 gezeigte Sternschaltung eine 5-Phasen-Spannung darstellen, bei der Spannungen an den einzelnen Anschlüssen in der Sternschaltung ausgeglichen sind. Der Motor kann daher durch den in 138 gezeigten 5-Phasen-Wechselrichter effizient gesteuert werden. Es sollte zu erkennen sein, dass dieser 5-Phasen-Wechselrichter fünf aneinander grenzende im Vorhergehenden erwähnte spannungsvariable Einheiten hat, wobei jeder der Transistoren mit entgegengesetzt gerichteten Dioden zum Zuführen von entgegengesetzt gerichteten Strömen parallel geschaltet ist.
Da die Spannungen Ströme der Wicklungen der in 85 gezeigten Sternschaltung zwischen den 5 Phasen ausgeglichen sind, kann eine Steuerung mit einer Deltaschaltung bewirkt werden. Bei diesem Fall sollte man jedoch auf die harmonischen Komponenten des Motors und die unausgeglichenen Komponenten der Steuereinheit achten, da ein zirkulierender Strom durch die Deltaschaltung läuft.
Betreffend die Motoren mit anderen Phasen als fünf oder Motoren mit drei oder mehr Phasen kann eine ähnliche Konfiguration durch Verwenden der spannungsvariablen Einheiten, die durch die Zahl der Motorphasen angegeben sind, dargestellt sein.
Im Folgenden ist eine Treibeinheit für einen 5-Phasen-Motor mit Wicklungen einer ungeraden Spannungsamplitude beschrieben. 139 zeigt eine Konfiguration zum Steuern des 5-Phasen-Motors mit in 86 bis 89 gezeigten fünf Wicklungen. Wie bereits beschrieben wurde, zeigen die Wicklungen nicht ausgeglichene Spannungen und Phasen, wie in 88 gezeigt ist. Wie jedoch in 89 gezeigt ist, erlaubt eine Sternschaltung der Wicklungen, dass die Spannungen/Ströme an den einzelnen Anschlüssen ausgeglichen sind, um ein effizientes Treiben zu realisieren.
Wenn jedoch eine präzise Steuerung für jede Wicklung erforderlich ist, ist es notwendig, eine Steuerung basierend auf der in 83 gezeigten Spannungsbeziehung durchzuführen. Bei beispielsweise einem Fall, bei dem für jede Wicklung ein Strom einer bestimmten harmonischen überlagert wird, ist es notwendig, eine Vorwärtssteuerung bzw. offene Steuerung für jede Wicklung durchzuführen, wie es aus der Spannungsbeziehung von 88 berechnet wird.
Die Sternschaltung kann in eine Deltaschaltung, obwohl dieselbe unausgeglichen ist, durch Einrichten einer Reihenschaltung in der Reihenfolge der Phasen verwandelt werden. Die unausgeglichenen Spannungen der Wicklungen können jedoch den Treibwirkungsgrad des Wechselrichters ziemlich verschlechtern.
Betreffend die Motoren mit anderen Phasen als fünf oder Motoren mit drei oder mehr Phasen kann eine Konfiguration auf die ähnliche Art unter Verwendung der spannungsvariablen Einheiten, die durch die Zahl der Motorphasen vorgegeben sind, gezeigt werden.
Im Folgenden ist eine Treibeinheit für einen 5-Phasen-Motor der vorliegenden Erfindung mit einer kleineren Zahl von Wicklungen als die Zahl der Phasen und mit einer ungeraden Spannungsamplitude zwischen den Wicklungen beschrieben. 139 zeigt eine Konfiguration zum Steuern des 5-Phasen-Motors mit in 90 bis 96 gezeigten 4 Wicklungen. Wie bereits beschrieben wurde, stellen die Wicklungen unausgeglichene Spannungen und Phasen, wie in 95 gezeigt ist, dar. Wie durch (a) von 93 gezeigt ist, können jedoch durch Erlauben, dass der Mittelpunkt NN der Sternschaltung als ein Anschluss des Motors dient, die Spannungen/Ströme der einzelnen Anschlüsse, wie in 96 gezeigt ist, ausgeglichen werden, um dadurch ein effizientes Treiben durchzuführen.
Wenn jedoch eine präzise Steuerung für jede Wicklung erforderlich ist, ist es notwendig, eine Steuerung basierend auf der in 95 gezeigten Spannungsbeziehung durchzuführen. Bei einem Fall, bei dem ein Strom einer bestimmten Harmonischen beispielsweise jeder Wicklung überlagert ist, ist es notwendig, eine Vorwärtssteuerung für jede Wicklung, die aus der Spannungsbeziehung von 95 berechnet wird, durchzuführen.
Die Sternschaltung kann in eine Deltaschaltung, obwohl diese unausgeglichen ist, durch Einrichten einer Reihenschaltung in der Reihenfolge der Phasen verwandelt werden. Bei diesem Fall kann es jedoch, wie bei der durch (b) von 93 gezeigten Verbindung, erlaubt sein, dass zwei Anschlüsse an den Enden des abwesenden Anschlusses als Anschlüsse der Deltaschaltung dienen. Der Motor kann daher mit einer Deltaschaltung getrieben werden. Die unausgeglichenen Spannungen der Wicklungen können jedoch den Treibwirkungsgrad des Wechselrichters ziemlich verschlechtern.
Betreffend Motoren mit anders als fünf Phasen oder Motoren mit drei oder mehr Phasen kann eine Konfiguration auf die ähnliche Art durch Verwenden der spannungsvariablen Einheiten, die durch die Zahl der Motorphasen vorgesehen sind, gezeigt werden.

Claims

Mehrphasiger bürstenloser Elektromotor mit einem Rotor und einem Stator, welche sich über einen Luftspalt in Radialrichtung gegenüberstehen, wobei der Rotor Rotorpolgruppen aufweist, bei denen in Umfangsrichtung zum Luftspalt hin abwechselend Nordpole und Südpole angeordnet sind, der Stator eine Anzahl von (N + 1) Statorpolgruppen aufweist (N ist eine ganze Zahl größer als 2 und entspricht der Phasenzahl des elektrischen Motors), wobei jede Statorpolgruppe zum Luftspalt hin Statorpole aufweist, von denen korrespondierende Statorpole unterschiedlicher Phasen um einen bestimmten elektrischen Winkel gegeneinander versetzt am Umfang angeordnet sind; eine Anzahl von im Wesentlichen ringförmigen Wicklungen derart am Stator angeordnet ist, dass jede Statorpolgruppe in Axialrichtung gesehen mindestens einer ringförmigen Wicklung zugeordnet ist; die Statorpole jeder der Statorpolgruppen in einem entsprechenden zugeordneten Abschnitt der Axiallänge des Stators gelegen sind; und die Lagen der Statorpole der Statorpolgruppen in Axialrichtung des Motors fortschreitend, relativ zueinander in einer Folge von Beträgen entsprechend dem genannten bestimmten elektrischen Winkel in Umfangsrichtung versetzt sind.
Mehrphasiger bürstenloser Elektromotor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl von ringförmigen Wicklungen 2 N beträgt, welche derart am Stator angeordnet sind, dass je zwei der ringförmigen Wicklungen in einem Schlitz angeordnet sind, der zwischen je zwei benachbarten Statorpolgruppen in Axialrichtung gebildet ist.
Mehrphasiger bürstenloser Elektromotor nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Zahl von (N + 1) Statorpolgruppen so ausgebildet ist, dass die Summe der in Axialrichtung gesehenen Breiten der Oberflächen der Statorpole der beiden an den axialen Enden des Stators gelegenen Statorpolgruppen im Wesentlichen gleich der in Axialrichtung gesehenen Breite der Oberflächen der Statorpole der nicht an den axialen Enden des Stator gelegenen Statorpolgruppen bezüglich der dem Rotor zugewandten Flächen ist.
Mehrphasiger bürstenloser Elektromotor nach Anspruch 1 oder den Ansprüchen 1 und 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl von ringförmigen Wicklungen N beträgt, welche derart an dem Stator angeordnet sind, dass jeweils eine ringförmige Wicklung in einem Schlitz angeordnet ist, der zwischen je zwei benachbarten der Statorpolgruppen in Axialrichtung gebildet ist.
Mehrphasiger bürstenloser Elektromotor nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass unter den ringförmigen Wicklungen zwei ringförmige Wicklungen, welche jeweils in solchen Schlitzen zwischen zwei Statorpolgruppen angeordnet sind, die voneinander durch zwei oder mehr Statorpolgruppen mit Bezug auf die Axialrichtung getrennt sind, elektrisch miteinander in Reihe geschaltet sind, so dass sie hintereinander von demselben Strom durchflossen sind.
Mehrphasiger bürstenloser Elektromotor mit einem Rotor und einem Stator, die sich über einen Luftspalt in Radialrichtung gegenüberstehen, wobei der Rotor Rotorpolgruppen aufweist, bei denen in Umfangsrichtung zu dem Luftspalt hin abwechselnd Nordpole und Südpole angeordnet sind; der Stator eine Anzahl von N Statorpolgruppen aufweist (N ist eine ganze Zahl größer als 2, die der Phasenzahl des Elektromotor entspricht), wobei jede Statorpolgruppe zum Luftspalt hin Statorpole aufweist und korrespondierende Statorpole unterschiedlicher Phasen um einen bestimmten elektrischen Winkel gegeneinander versetzt am Umfang angeordnet sind; eine Anzahl von (N – 1) im Wesentlichen ringförmiger Wicklungen derart am Stator angeordnet ist, dass je eine der ringförmigen Wicklungen in einem Schlitz angeordnet ist, der zwischen je zwei benachbarten der Statorpolgruppen in Axialrichtung gebildet ist; die Statorpole jeder Statorpolgruppe in einem entsprechendnen zugeordneten axialen Längenabschnitt des Stators angeordnet sind; und die Lagen der Statorpole der Statorpolgruppen in Axialrichtung des Motors fortschreitend, relativ zueinander in einer Folge von Beträgen entsprechend dem genannten bestimmten elektrischen Winkel in Umfangsrichtung versetzt sind.
Mehrphasiger bürstenloser Elektromotor nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die (N – 1) ringförmigen Wicklungen miteinander derart in Stern geschaltet sind, dass eine Zahl von N Verbindungsanschlüssen entsteht, wobei die Zahl von N Verbindungsanschlüssen den Mittelpunkt der Sternschaltung enthält, oder dass die Anzahl von (N – 1) ringförmigen Wicklungen unter Herausnahme einer ringförmigen Wicklung zu einer Polygonkonfiguration zusammengeschaltet sind, so dass eine Anzahl von N Anschlußpunkten entsteht, wobei die Anschlußpunkte, welche mit der herausgenommenen ringförmigen Wicklung in der Polygonkonfiguration zu verbinden wären, die Stromanschlusspunkte des Elektromotors sind.
Mehrphasiger bürstenloser Elektromotor nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl der Statorpolgruppen vier beträgt.
Mehrphasiger bürstenloser Elektromotor nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass jeder der Statorpole eine dem Rotor zugewandte Fläche hat, die in Axialrichtung eine Länge besitzt, die größer als der Abstand zwischen in Axialrichtung benachbarten Statorpolen ist.
Mehrphasiger bürstenloser Elektromotor mit einem Rotor und einem Stator, welche sich über einen Luftspalt in Radialrichtung gegenüberstehen, wobei der Rotor Rotorpolgruppen aufweist, bei denen in Umfangsrichtung zum Luftspalt hin abwechselnd Nordpole und Südpole angeordnet sind, der Stator eine Anzahl von N Statorpolgruppen aufweist (N ist eine ganze Zahl größer als 2 und entspricht der Phasenzahl des elektrischen Motors), wobei jede Statorpolgruppe zum Luftspalt hin Statorpole aufweist von denen korrespondierende Statorpole unterschiedlicher Phasen um einen bestimmten elektrischen Winkel gegeneinander versetzt am Umfang angeordnet sind; eine Anzahl von 2(N – 1) im Wesentlichen ringförmigen Wicklungen derart am Stator angeordnet ist, dass je zwei der ringförmigen Wicklungen in einem Schlitz angeordnet sind, der zwischen je zwei benachbarten der Statorpolgruppen mit Bezugt auf die Axialrichtung des Motors gebildet ist; die Statorpole jeder der Statorpolgruppen in einem entsprechenden zugeordneten Abschnitt der Axiallänge des Stators gelegen sind; die Lagen der Statorpole der Statorpolgruppen in Axialrichtung des Motors fortschreitend relativ zueinander in einer Folge von Beträgen entsprechend dem genannten bestimmten elektrischen Winkel in Umfangsrichtung versetzt sind; wobei die Summe der in Axialrichtung gesehenen Breiten der Oberflächen der Statorpole der beiden an den axialen Enden des Stators gelegenen Statorpolgruppen im Wesentlichen gleich der in Axialrichtung gesehenen Breite der Oberflächen der Statorpole der nicht an den axialen Enden des Stators gelegenen Statorpolgruppen bezüglich der dem Rotor zugewandten Flächen ist; und unter den ringförmigen Wicklungen zwei ringförmige Wicklungen, welche jeweils in solchen Schlitzen zwischen zwei benachbarten Statorpolgruppen angeordnet sind, die voneinander durch zwei oder mehr Statorpolgruppen in Axialrichtung getrennt sind, elektrisch miteinander in Reihe geschaltet sind, so dass sie nacheinander durch denselben Strom durchflossen sind.
Mehrphasiger bürstenloser Elektromotor nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass ein Teil oder die Gesamtheit der ringförmigen Wicklungen des Motors aus Metallröhren gebildet sind und die Metallröhren, welche als Leiter dienen, einem Kühlsystem zugeordnet sind, welches derart ausgebildet ist, dass eine Flüssigkeit oder ein Gas durchgeleitet wird.