DE102013219067B4

DE102013219067B4 - Elektrische drehmaschine mit innenliegenden dauermagneten

Info

Publication number: DE102013219067B4
Application number: DE102013219067.0A
Authority: DE
Inventors: Masahiro Aoyama
Original assignee: Suzuki Motor Corp
Current assignee: Suzuki Motor Corp
Priority date: 2012-09-28
Filing date: 2013-09-23
Publication date: 2020-08-06
Anticipated expiration: 2033-09-24
Also published as: DE102013219067A1; CN103715852B; CN103715852A

Abstract

Elektrische Drehmaschine mit innenliegenden Dauermagneten (IPM), umfassend:einen Stator (11), der zur Aufnahme von Statorwicklungen in Schlitzen (18) zwischen Statorzähnen (15) eingerichtet ist;einen Rotor (12), der relativ zu dem Stator (11) (12)um eine Rotorachse drehbar ist, wobei der Rotor (12) einen Außenumfang (12a) aufweist;mehrere Paare von Dauermagneten (16) in dem Rotor (12), wobei die Dauermagnete (16) jedes Paars einen Magnetpol bilden und in Magnetöffnungen (17a) in dem Rotor (12) aufgenommen sind;Öffnungen (17c) mit einer geringen Permeabilität, wobei jede den in einem vorbestimmten Bereich befindlichen Abschnitt eines der Dauermagnete (16) ersetzt, der so gerichtete Magnetflusslinien erzeugen würde, dass von dem Stator (11) ausgehende Magnetflusslinien benachbart zu einer Längsachse eines der Magnetpole ausgelöscht würden, wenn sich der Dauermagnet (16) in dem vorbestimmten Bereich befinden würde,wobei die Öffnung (17c) einen zusätzlichen Raum umfasst, der in einer der Magnetöffnungen (17a) aufgrund einer Verkürzung der Länge des in der Magnetöffnung (17a) aufgenommenen Dauermagnets (16) entlang der Magnetöffnung (17a) ausgebildet ist,wobei sich die Öffnung (17c) von dem zusätzlichen Raum hin zu einer Achse des Rotors (12) erstreckt; undRegulierungsnuten (21) in dem Außenumfang (12a) des Rotors (12), wobei sich die Regulierungsnuten (21) jeweils auf den Längsachsen befinden und parallel zu der Rotorachse liegen, wobei jede der Regulierungsnuten (21) dazu gestaltet ist, die Dichte der benachbart zu einer der Längsachsen mit dem Rotor (12) verketteten Magnetflusslinien zwischen dem Rotor (12) und einem der Statorzähne (15) zu verringern,wobei an der Öffnung (17c) ein Haltevorsprung für den Dauermagneten (16) vorgesehen ist, der einen um eine Ecke des Dauermagnets (16) herum laufenden und sich an den Dauermagneten (16) anschmiegenden Abschnitt und einen daran anschließenden geraden Endabschnitt umfasst;wobei der Haltevorsprung im Wesentlichen senkrecht von einer Berandung der Öffnung (17c) in die Öffnung (17c) hinein ragt.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft eine elektrische Drehmaschine mit innenliegenden Dauermagneten (IPM) und genauer eine elektrische IPM-Drehmaschine mit einem hocheffizienten Betrieb in einem Antriebsmodus.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Elektrische Drehmaschinen müssen verschiedene Ausgangsleistungseigenschaften erfüllen, um verschiedene Anforderungen durch Vorrichtungen, woran sie angebracht sind, zu erfüllen. Wenn eine elektrische Drehmaschine zum Beispiel in einem Hybridelektrofahrzeug (HEV: Hybrid Electric Vehicle, Hybridfahrzeug) als Kraftquelle in Zusammenwirkung mit einem Verbrennungsmotor oder in einem Elektrofahrzeug (EV: Electric Vehicle, Elektrofahrzeug) als einzige Kraftquelle die Funktion eines Traktionsmotors durchführen soll, muss der Traktionsmotor in einem Antriebsmodus bei einer veränderlichen Geschwindigkeit über einen weiten Geschwindigkeitsbereich arbeiten und bei geringen Geschwindigkeiten ein ausreichend hohes Drehmoment bereitstellen.
Bei den Fahrzeugen der obigen Art verlangt eine Verbesserung im Hinblick auf die Kraftstoffersparnis eine Verbesserung bei der Effizienz der Energieumwandlung eines jeden der Bestandteile einschließlich einer elektrischen Drehmaschine, und im Fall einer fahrzeugeigenen elektrischen Drehmaschine insbesondere eine Verbesserung der Effizienz in einem häufig verwendeten Bereich. Ferner muss die fahrzeugeigene elektrische Drehmaschine von dem Gesichtspunkt von Beschränkungen hinsichtlich des Platzes für ihre Montage und von dem Gesichtspunkt der Miniaturisierung her einen kompakteren Aufbau mit einer hohen Energiedichte aufweisen.
Übrigens arbeitet eine elektrische Drehmaschine in HEVs oder EVs in einem normalen Antriebsmodus im Allgemeinen bei geringen Geschwindigkeiten unter geringen Belastungsbedingungen. Aus diesem Grund besteht die Tendenz, für eine hohe Effizienz starke Dauermagnete zu verwenden, da das magnetische Moment mehr zu der Erzeugung von Drehmoment für die fahrzeugeigene elektrische Drehmaschine beiträgt als das Reluktanzmoment, das mit der Amplitude der Ströme durch die Statorwicklungen veränderlich ist.
Diese Tendenz zeigt sich in der zunehmenden Verwendung von Synchronmotoren vom Dauermagnettyp, die einen Neodym-Magnet mit einer hohen Remanenz umfassen, der in einen Magnetkern eingebettet ist, und als IPM-Synchronmotoren (Synchronmotoren mit innenliegenden Dauermagneten) bezeichnet werden. Bei einer solchen elektrischen IPM-Drehmaschine wird vorgeschlagen, mehrere Paare von Dauermagneten auf eine solche Weise in einen Rotor einzubetten, dass die Dauermagnete jedes Paars in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, die sich zu einem Außenumfang des Rotors hin öffnet, um einen Magnetkreis zu erzeugen, der fähig ist, aktiv sowohl das Reluktanzmoment als auch das magnetische Moment zu benutzen (siehe zum Beispiel die Patentliteratur 1 und 2). Ferner wird bei elektrischen IPM-Drehmaschinen auch vorgeschlagen, in einem Außenumfang eines Rotors Nuten oder Furchen zu bilden, um den magnetischen Widerstand zwischen dem Rotor und einem Stator zu regulieren (siehe zum Beispiel die Patentliteratur 3 bis 5) .
STAND DER TECHNIK

Patentliteratur 1: JP 2006 - 254 629 A
Patentliteratur 2: JP 2012 - 39 775 A
Patentliteratur 3: JP 2004 - 328 956 A
Patentliteratur 4: JP 2008 - 206 308 A
Patentliteratur 5: JP 2008- 312 316 A

Der Typus des permanent hilfserregten IPM-Rotors, der Permanentmagnetfelder und auch Reluktanzmomente nutzt, ist der Fachwelt bekannt. Vgl. dazu die allgemein zusammenfassende Schrift Meixner et al., Elektrische Kraftfahrzeugantriebstechnik, Erfinderaktivitäten 2011, Deutsches Patent und Markenamt, Oktober 2012, ISSN 2193-8180, S. 51-52, die die Feldverteilungen bei solchen Rotoren anhand der DE 696 29 419 T2 diskutiert.
Die 8 der US 2012 / 0 200 193 A1 zeigt einen eher konventionellen V-Magnet Rotor mit kleineren Fluss-Sperren an der Spitze des V.
Die JP 2012 - 34 432 A oder die US 2012 / 0 139 378 A1 oder die US 2011 / 0 241 468 A1 zeigt einen IPM-Rotor mit V-Magneten mit vergrößerten Fluss-Sperren, zum Einsparen von Magnetmaterial.
Aus der Schrift Müller et al., Berechnung elektrischer Maschinen, 6. Auflage, WILEY VCH Verlag, 2008, S. 4, 5, 21 ist zu entnehmen, wie die Lochzahl eines Stators definiert wird.
Aus der Schrift Breimer et al., Fachkunde Elektrotechnik, Verlag Willing & Co., 7. Auflage, 1965, S. 202 sind gängige Werte für die Nutzahl und die Polzahl von Statoren zu entnehmen, z. B. 48 und 2.
Es ist der Fachwelt bekannt, dass Permanentmagnete nicht weiter aufmagnetisiert werden können, also differentiell sich wie Luft verhalten und nicht wie Eisen, was auch aus den Feldbildern hervorgeht, siehe dazu auch die Schrift Beckert, Berechnung magnetischer Kreise mit Permanentmagneten, Skriptum für Nichtelektrotechniker, TU Bergakademie Freiberg, Januar 2008, S. 4, relative Permeabilität von NdFeB und SmCo Magneten.
Es ist bekannt, dass störende Harmonische durch Kerben oder Vertiefungen im Rotor, die an bestimmten Stellen und mit bestimmten Abmessungen unterzubringen sind, kompensiert werden können. Die Schrift Studer et al., Study of Cogging Torque in Permanent Magnet Machines, IEEE, Industry Applications Conference, Conference Record of the Thirty-Second IAS Annual Meeting, 1997 zeigt explizit die Berechnung des Effektes von Kerben am Rotorumfang bei den Magneten und auch die Effekte bei Modifikation dieser Kerben.
Solches wird auch in der JP 2004 - 328 956 A , JP 2002 - 165 394 A oder US 2005 / 0 121 990 A1 gezeigt.
Die letztere zeigt insbesondere auch Kerben am Rand und in der Polmitte von Magnetpolen (vgl. 2A und 2B), sowie auch eine besonders große, „rund“ geformte Kerbe in der Polmitte (vgl. 13).
Einige Fachveröffentlichungen zeigen die effizienten und schnell durchführbaren Finite-Elemente Berechnungen als lang etablierte Methoden, wie die Schrift Miller, Small motor drives expand their technology horizons, Power Engineering Journal, Sep. 1987, S. 283-289, oder die Schrift Miller et al., Finite Elements applied to synchronous and switched reluctance motors, IEE Seminar Current trends in the use of finite elements (FE) in electromechanical analysis and design, IEE Savoy Place, 2000, oder die Schrift Reece, Electrical machines and electromagnetics - computer aids to design, Power Engineering Journal, Nov. 1988, S. 315-321.
Dies schlägt sich auch in der Lehre nieder, z. B. in der Studienordnung der Fachhochschule Dortmund, 1999, S. 7, Wahlpflichtkatalog EU2, NBE Numerische Berechnung elektrischer Maschinen, FEM Finite- Elemente-Theorie und -Anwendung, oder in der Schrift Aschendorf, Erst berechnen, dann bauen, Zeitschrift Konstruktionspraxis, Nr. 6., 7. Jahrgang, Juni 1996, S. 16 -19, oder in der Schrift Aschendorf, Amperehaltiger Röntgenblick, Zeitschrift KEM, 2001, S. 56 ff.
Übrigens kommen in neueren elektrischen Drehmaschinen vermehrt Dauermagnete, die Seltenerdelemente wie Nd, Dy und Tb enthalten, zum Einsatz, um den Magnetismus und die Wärmebeständigkeit zu erhöhen, doch verursachen steigende Preise, die durch ihre Seltenheit und die Instabilität ihres Vertriebs verursacht werden, einen zunehmenden Bedarf an einer Verbesserung der Effizienz bei einer Verringerung der Verwendungsmenge dieser Seltenerdelemente.
Doch da eine elektrische Drehmaschine in HEVs und EVs in einem normalen Antriebsmodus bei geringen Geschwindigkeiten unter geringen Belastungsbedingungen arbeitet, besteht die Tendenz, selbst in IPM-Motoren wie den in der Patentliteratur 1 bis 4 beschriebenen die Verwendungsmenge von Dauermagneten mit hohem Magnetismus zu erhöhen, um das magnetische Moment, das im Antriebsmodus zum Betrieb bei geringen Geschwindigkeiten unter geringen Belastungsbedingungen beiträgt, zu erhöhen. Dieser Ansatz entfernt sich von der Erfüllung der Aufgabe einer Verringerung der Verwendungsmenge von Seltenerdelementen.
Ferner kann das in der Patentliteratur 3 und 4 dargelegte Bilden der Öffnungen in einem Rotor den Verlauf der Magnetfluss-Fließwege beeinträchtigen und nicht zu einer Erhöhung des Drehmoments beitragen.
KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Daher ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine preiswerte elektrische Drehmaschine mit hoher Energiedichte bereitzustellen, die in einem Antriebsmodus einen hocheffizienten Betrieb umsetzt, während die Verwendungsmenge der Dauermagnete verringert ist.
Nach einem ersten Gesichtspunkt der Erfindung umfasst eine elektrische Drehmaschine mit innenliegenden Dauermagneten (IPM) Folgendes:

einen Stator, der zur Aufnahme von Statorwicklungen in Schlitzen zwischen Statorzähnen eingerichtet ist;
einen Rotor, der relativ zu dem Stator um eine Rotorachse drehbar ist, wobei der Rotor einen Außenumfang aufweist;
mehrere Paare von Dauermagneten in dem Rotor, wobei die Dauermagnete jedes Paars einen Magnetpol bilden und in Magnetöffnungen in dem Rotor aufgenommen sind;
eine Öffnung mit einer geringen Permeabilität, die den in einem vorbestimmten Bereich befindlichen Abschnitt eines jeden der Dauermagnete ersetzt, der so gerichtete Magnetflusslinien erzeugen würde, dass von dem Stator ausgehende Magnetflusslinien in der Nähe einer Längsachse des Magnetpols ausgelöscht würden, wenn sich der Dauermagnet in dem vorbestimmten Bereich befinden würde,
wobei die Öffnung einen zusätzlichen Raum umfasst, der in einer der Magnetöffnungen aufgrund einer Verkürzung der Länge des in der Magnetöffnung aufgenommenen Dauermagnets entlang der Magnetöffnung ausgebildet ist,
wobei sich die Öffnung von dem zusätzlichen Raum zu einer Achse des Rotors erstreckt; und
Regulierungsnuten in einem Außenumfang des Rotors, wobei sich die Regulierungsnuten jeweils auf den Längsachsen befinden und parallel zu der Achse des Rotors liegen, wobei jede der Regulierungsnuten dazu gestaltet ist, die Dichte der benachbart zu einer der Längsachsen mit dem Rotor verketteten Magnetflusslinien zwischen dem Rotor und einem der Statorzähne zu verringern,
wobei an der Öffnung ein Haltevorsprung für den Dauermagneten vorgesehen ist, der einen um eine Ecke des Dauermagnets herum laufenden und sich an den Dauermagneten anschmiegenden Abschnitt und einen daran anschließenden geraden Endabschnitt umfasst;
wobei der Haltevorsprung im Wesentlichen senkrecht von einer Berandung der Öffnung in die Öffnung hinein ragt.

Nach einem zweiten Aspekt
erfüllt jede der Regulierungsnuten eine als $0,98 ≦ R4/R1 < 1,0$

ausgedrückte Beziehung,
wobei R1 der Außenradius ausgehend von der Achse des Rotors zu dem Außenumfang des Rotors ist und R4 der radiale Abstand von der Achse des Rotors zu einem Nutenboden der Regulierungsnut ist.
Nach einem dritten Aspekt
weist jede der Regulierungsnuten Formabmessungen auf, die so ausgeführt sind, dass sie Folgendes erfüllen:

(Außenwinkel 1) = 2×tan^-1{(TB/2)/(R1+AG)},
(Außenwinkel 2) = (Innenwinkel 2) = 2 × tan^-1 [{SO + (TB/2)}/(R1 + AG)}]
(Innenwinkel 1) = 0°, und
TW ≦ TB,
wenn
(Außenwinkel 1) ≦ θa (elektrischer Winkel) ≦ (Außenwinkel 2), und
(Innenwinkel 1) ≦ θb (elektrischer Winkel) ≦ (Innenwinkel 2),

Da nach dem ersten Aspekt eine Öffnung mit einer geringen Permeabilität den in einem vorbestimmten Bereich befindlichen Abschnitt eines jeden der Dauermagnete ersetzt, der so gerichtete Magnetflusslinien erzeugen würde, dass von dem Stator ausgehenden Magnetflusslinien benachbart zu jeder der Längsachsen der Magnetpole entgegengewirkt würde, wirken Magnetflusslinien der Magnete benachbart zu der Längsachse nicht gegen Magnetflusslinien der Statorwicklungen und wird der Durchgang der Magnetflusslinien durch den vorbestimmten Bereich beschränkt. Daher wird sowohl das magnetische Moment als auch das Reluktanzmoment wirksam verwendet, indem Magnetflusslinien der Magnete, die benachbart zu der Längsachse Magnetflusslinien des Stators unnütz machen würden, beseitigt werden, und es wird die Verwendungsmenge der Dauermagnete verringert, während ein Drehmoment erhalten wird, das gleich oder größer als vor dem Ersatz des Abschnitts eines jeden der Dauermagnete durch eine Öffnung ist.
Darüber hinaus verbessert der Ersatz des Abschnitts eines jeden der Dauermagnete durch die Öffnung die Ausgangsleistung bei hohen Geschwindigkeiten, da eine Verringerung der Magnetflusslinien der Magnete eine Verringerung der induzierten Spannungskonstanten verursacht. Zusätzlich verursacht eine Gewichtsersparnis eine Verringerung der Trägheit.
Eine Verringerung der Magnetflusslinien der Magnete verursacht eine Verringerung der Raumharmonischen, welche Magnetostriktion verursachen, und zwar wegen einer Verminderung des Feldschwächebereichs. Dies beschränkt die Erzeugung von Wärme, indem die Erzeugung von Wirbelströmen eingeschränkt wird, und beschränkt die Entmagnetisierung, die durch eine Temperaturveränderung der Dauermagnete verursacht wird, was zu geringeren Kosten führt, da der Grad der Wärmebeständigkeit gesenkt werden kann.
Zusätzlich beschränkt diese Öffnung durch das Bilden eines zusätzlichen Raums hin zu der Längsachse, so dass dieser eine solche Konfiguration aufweist, dass er sich zu der Achse des Rotors hin erstreckt, einen Umgehungspfad der Magnetflusslinien der Statorwicklungen, die von der Seite einer Querachse an einer Seite eines Magnetpols einwärts in den Rotor eindringen, zu der äußeren Umfangsseite des Magnetpols, wodurch verursacht wird, dass die Magnetflusslinien der Statorwicklungen zu der anderen Querachse an der anderen Seite des Magnetpols hin herum verlaufen, was eine Sättigung vermeidet, die durch eine Verbindung mit Magnetflusslinien durch die Magnete, die sich zu der äußeren Umfangsseite des Magnetpols hin erstrecken, verursacht wird. Daher erhöht dies das gesamte Drehmoment, da das von den Magnetflusslinien der Statorwicklungen erlangte Reluktanzmoment wirksam benutzt wird.
Da ferner zusätzlich zu einer Verringerung des Magnetflusses benachbart zu der Längsachse wegen der oben erwähnten Öffnung die Regulierungsnuten eine Zunahme der Reluktanz zwischen dem Rotor und den Statorzähnen benachbart zu der Längsachse regulieren können, kann eine Zunahme des verkettenden Magnetflusses durch die Statorwicklungen beschränkt werden. Daher ist es möglich, einen Abfall der Antriebseffizienz, der durch eine Zunahme der Drehmomentwelligkeit und der Eisenverluste verursacht wird, zu verhindern.
Folglich wird eine preiswerte elektrische Drehmaschine verwirklicht, die im Antriebsbetrieb einen qualitativ hochwertigen Betrieb mit einer hohen Energiedichte bereitstellt. Da die Regulierungsnuten zudem während der Positionierung als Markierung benutzt werden können, wird die Tätigkeit des Zusammenbaus einfach.
Da nach dem zweiten Aspekt jede der Regulierungsnuten eine als 0,98 ≦ R4/R1 < 1,0 ausgedrückte Beziehung erfüllt, werden die Drehmomentwelligkeit und harmonische Drehmomentkomponenten verringert.
Nach dem dritten Aspekt weist jede der Regulierungsnuten Formabmessungen auf, die so ausgeführt sind, dass Folgendes erfüllt wird:
2×tan^-1{(TB/2)/(R1+AG)}≦θa (elektrischer Winkel)
≦ 2 × tan^-1[{SO + (TB/2)}/(R1 + AG)}],
0°≦θb (elektrischer Winkel) ≦ (2×tan^-1[{SO+(TB/2)}/(R1+AG)}], und
TW ≦ TB.
Dadurch werden die Drehmomentwelligkeit und harmonische Drehmomentkomponenten während des Betriebs in einem Antriebsmodus unter einer geringen Belastung und unter einer Höchstbelastung verringert.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist eine Draufsicht auf einen Rotor und einen Stator einer elektrischen IPM-Drehmaschine, die Merkmale der Erfindung verkörpert.
2 ist eine schematische Ansicht eines Rotors, der Merkmale der Erfindung verkörpert, wobei der Stator mit elektrischem Strom bestromte Wicklungen aufweist, aber wobei die Dauermagnete nicht enthalten sind und die Magnetflusslinien (ψ_r ) nur durch die nicht dargestellten bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungsbedingungen.
3 ist eine der 2 ähnliche Ansicht, wobei der Stator keinen Strom aufweist und die Magnetflusslinien (ψ_m ) von den Nordpolen (N) zu den Südpolen (S) nur durch die Dauermagnete, die in Magnetöffnungen in dem Rotor aufgenommen sind, erzeugt werden, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungsbedingungen.
4 ist eine Darstellung, die Drehmomenteigenschaften in Bezug auf verschiedene Grade von Stromphasen für einen IPM-Motor vom V-Typ zeigt, der einen herkömmlichen Rotor umfasst, welcher mit einer Öffnung ausgeführt ist, die nicht groß ist und sich bei jedem der Dauermagnete an der Seite der Längsachse befindet;
5A ist eine schematische Ansicht des herkömmlichen Rotors, wobei der Stator keinen Strom aufweist und die Magnetflusslinien (ψ_m ) nur durch die Dauermagnete, die in Magnetöffnungen in dem Rotor aufgenommen sind, erzeugt werden.
5B ist eine vergrößerte Ansicht eines Bereichs benachbart zu einer jeden der Längsachsen des in 5A gezeigten Rotors, die ein Vektorfeld (V_m ) angibt, das nur durch die Magnetflusslinien, die durch die Dauermagnete erzeugt werden, ausgebildet ist.
6A ist eine der 5A ähnliche Ansicht, wobei der Stator mit elektrischem Strom bestromte Statorwicklungen aufweist, aber wobei die Dauermagnete nicht enthalten sind und die Magnetflusslinien (ψ_r ) nur durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter Höchstbelastung.
6B ist eine der 5B ähnliche vergrößerte Ansicht, die ein Vektorfeld (v_r ) angibt, das durch die Magnetflusslinien ausgebildet ist, die nur durch bestromte Statorwicklungen erzeugt werden.
7 ist ein Diagramm eines Modells, das eine Beziehung der Vektorverteilung durch die Dauermagnete jedes Paars, das einen Magnetpol bildet, in Bezug auf die Vektorverteilung durch die bestromten Statorwicklungen in einem Bereich an der äußeren Umfangsseite des Magnetpols des in 5A gezeigten herkömmlichen Rotors während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter Höchstbelastung zeigt.
8 ist eine Darstellung, die die Korrespondenz des Drehmoments mit der Phase des Eingangsstroms bei dem IPM-Motor vom V-Typ, der den in 5A gezeigten Rotor enthält, zeigt.
9 ist eine der 5A und 6A ähnliche Ansicht, wobei die Magnetflusslinien (ψ_r ) nur durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringer Belastung.
10 ist eine der 5A, 6A und 9 ähnliche Ansicht, die aber zusätzlich zu den synthetischen Magnetflusslinien (ψ_s ), welche durch die kombinierte Wirkung von Magnetflusslinien (ψ_m ), die durch die Dauermagnete erzeugt werden, und Magnetflusslinien (ψ_r ), die durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, ausgebildet sind, Flussfließwege enthält, die durch die Flussfließverteilung der synthetischen Magnetflusslinien (ψ_s ) definiert sind, in einem Antriebsmodus unter geringer Belastung.
11 ist ein Diagramm, das die Variation des Ausgangsdrehmoments und die Rate der Verringerung der Drehmomentwelligkeit zeigt, wenn jeder der eingebetteten Dauermagnete in einem Rotor, der Merkmale der Erfindung verkörpert, verkürzt ist, wobei der in 5A, 6A und 9 gezeigte herkömmliche Rotor zum Vergleich und als Basiseinheit verwendet wird.
12 ist ein Diagramm, das die Variation der Raumharmonischen der 5. Ordnung zeigt, wenn jeder der eingebetteten Dauermagnete in dem Rotor, der die Merkmale der Erfindung verkörpert, verkürzt ist.
13 ist ein Diagramm, das einen Vergleich von Prozentsätzen von Drehmomenten, die erzeugt werden, wenn der in 5A, 6A und 9 gezeigte herkömmliche Rotor während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungen verwendet wird, mit Prozentsätzen von Drehmomenten, wenn der Rotor, der die Merkmale der Erfindung verkörpert, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungen verwendet wird, zeigt.
14 ist ein der 13 ähnliches Diagramm, das aber einen Vergleich von Prozentsätzen von Drehmomenten, die erzeugt werden, wenn der in 5A, 6A und 9 gezeigte herkömmliche Rotor während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung verwendet wird, mit Prozentsätzen von Drehmomenten, wenn der Rotor, der die Merkmale der Erfindung verkörpert, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung verwendet wird, zeigt.
15 ist eine der 2 ähnliche Ansicht, wobei der Stator mit elektrischem Strom bestromte Statorwicklungen aufweist, aber wobei die Dauermagnete nicht enthalten sind und die Magnetflusslinien (ψ_r ) nur durch die nicht dargestellten bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung.
16 ist eine der 2 und 15 ähnliche Ansicht, die aber synthetische Magnetflusslinien (ψ_s ) enthält, welche durch die kombinierte Wirkung von Magnetflusslinien, die durch die Dauermagnete erzeugt werden, und Magnetflusslinien, die durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, ausgebildet sind, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungen.
17 ist eine der 2, 15 und 16 ähnliche Ansicht, die aber synthetische Magnetflusslinien (ψ_s ) enthält, welche durch die kombinierte Wirkung von Magnetflusslinien, die durch die Dauermagnete erzeugt werden, und Magnetflusslinien, die durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, ausgebildet sind, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung.
18A ist eine der 5A ähnliche Ansicht, die nur durch Dauermagnete erzeugte Magnetflusslinien (ψ_m ) enthält, wobei der herkömmliche Rotor mit einer nicht großen Öffnung ausgeführt ist, die sich bei jedem Dauermagnet an der Seite der Längsachse befindet, aber nicht mit Mittelnuten ausgeführt ist.
18B ist ein Vektorfeld für die synthetischen Magnetflusslinien, die durch die kombinierte Wirkung der durch die Dauermagnete erzeugten Magnetflusslinien und der durch die bestromten Statorwicklungen erzeugten Magnetflusslinien ausgebildet sind, benachbart zu einer Längsachse, wenn der IPM-Motor vom V-Typ, der den herkömmlichen Rotor umfasst, welcher mit der nicht großen Öffnung ausgeführt ist, die sich bei jedem Dauermagnet an der Seite der Längsachse befindet, in einem Antriebsmodus unter Höchstbelastung arbeitet, wobei der herkömmliche Rotor nicht mit Mittelnuten ausgeführt ist.
19A ist eine schematische Ansicht, die Magnetflusslinien angibt, welche nur durch Dauermagnete eines IPM-Motors vom V-Typ erzeugt werden, der einen weniger bevorzugten Rotor umfasst, welcher mit einer großen Öffnung ausgeführt ist, die sich bei jedem Dauermagnet an der Seite der Längsachse befindet, wobei der weniger bevorzugte Rotor nicht mit Mittelnuten ausgeführt ist.
19B ist ein Vektorfeld für die synthetischen Magnetflusslinien, die durch die kombinierte Wirkung der durch die Dauermagnete erzeugten Magnetflusslinien und der durch die bestromten Statorwicklungen erzeugten Magnetflusslinien ausgebildet werden, benachbart zu einer Längsachse, wenn der IPM-Motor vom V-Typ, der den weniger bevorzugten Rotor umfasst, welcher mit der großen Öffnung ausgeführt ist, die sich bei jedem Dauermagnet an der Seite der Längsachse befindet, in einem Antriebsmodus unter Höchstbelastung arbeitet, wobei der weniger bevorzugte Rotor nicht mit Mittelnuten ausgeführt ist.
20 ist eine Darstellung der Magnetflusswellenform des mit einem Zahn verketteten Flusses in Bezug auf den elektrischen Winkel, um den in 18A gezeigten herkömmlichen Rotor, der mit der nicht großen Öffnung ausgeführt ist, die sich bei jedem Dauermagnet an der Seite der Längsachse befindet, wobei der herkömmliche Rotor mit keinerlei Mittelnuten ausgeführt ist, zu vergleichen mit dem in 19A gezeigten weniger bevorzugten Rotor, der mit der großen Öffnung ausgeführt ist, die sich bei jedem Dauermagnet an der Seite der Längsachse befindet, wobei der weniger bevorzugte Rotor nicht mit Mittelnuten ausgeführt ist.
21 ist ein Diagramm, das den Prozentsatz des Gehalts jeder der Raumharmonischen, die in einer mit einem Statorzahn verketteten Magnetflusswellenform enthalten sind, nach einer Fourier-Transformation der in 20 gezeigten Flusswellenformen zeigt.
22 ist ein Vektorfeld für die synthetischen Magnetflusslinien, die durch die kombinierte Wirkung der durch die Dauermagnete erzeugten Magnetflusslinien und der durch die bestromten Statorwicklungen erzeugten Magnetflusslinien ausgebildet sind, benachbart zu einer Längsachse, wenn ein IPM-Motor vom V-Typ, der einen Rotor umfasst, welcher Merkmale der Erfindung verkörpert, in einem Antriebsmodus unter Höchstbelastung arbeitet, wobei der Rotor zusätzlich zu einer großen Öffnung, die sich bei jedem Dauermagnet an der Seite der Längsachse befindet, mit Mittelnuten ausgeführt ist.
23 ist eine Darstellung des Drehmoments in Bezug auf den elektrischen Winkel, um die vorliegende Ausführungsform mit dem in 19A gezeigten Aufbau zu vergleichen, bei dem der weniger bevorzugte Rotor nicht mit Mittelnuten ausgeführt ist.
24 ist ein Diagramm, das den Grad einer jeden harmonischen Drehmomentkomponente zeigt, die die Drehmomentwellenform, welche nach einer Fourier-Transformation der in 23 gezeigten Wellenformen gegeben ist, überlagert.
25 ist eine vergrößere fragmentarische Ansicht eines Magnetpols des Rotors, die Parameter zeigt, welche verwendet werden, um die Formabmessungen einer jeden der Mittelnuten zu bestimmen.
26 ist ein Diagramm, das die Variation der Drehmomentwelligkeit zeigt, wenn das in 25 gezeigte, für die Formabmessungen der Mittelnut verwendete Verhältnis von R4 zu dem Außenradius R1 als Parameter variiert wird.
27 ist ein Diagramm, das Phasenspannungswellenformen und eine Leistungsspannungswellenform zeigt, wenn ein äußerer Bogenwinkel θ_a als Parameter variiert wird.
28 ist eine Darstellung des Drehmoments in Bezug auf den elektrischen Winkel, um die vorliegende Ausführungsform mit dem in 19A gezeigten Aufbau zu vergleichen, bei dem der weniger bevorzugte Rotor nicht mit Mittelnuten ausgeführt ist, wobei die Drehmomentwellenformen während des Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungen gezeigt sind.
29 ist ein Diagramm, das den Grad einer jeden harmonischen Drehmomentkomponente zeigt, die die Drehmomentwellenform, welche nach einer Fourier-Transformation der in 28 gezeigten Wellenformen gegeben ist, überlagert.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen wird eine (werden) Ausführungsform(en) der vorliegenden Erfindung beschrieben. 1 bis 29 zeigen eine Ausführungsform einer elektrischen IPM-Drehmaschine nach der vorliegenden Erfindung. In der folgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform dreht sich ein Rotor nur zu Erläuterungszwecken in eine solche Richtung, dass er sich zum Beispiel in Bezug auf einen Stator in eine Richtung gegen den Uhrzeigersinn (CCW: counterclockwise) dreht.
In 1 umfasst eine elektrische Drehmaschine oder ein Motor 10 einen Stator 11, der in der Form einer im Allgemeinen zylinderförmigen Konfiguration geformt ist, und einen Rotor 12, der von diesem Stator 11 umgeben ist, auf einer Drehachse oder einer Rotorachse drehbar ist, und fest mit einer Antriebswelle 13, die koaxial mit der Drehachse angeordnet ist, gekoppelt ist. Die elektrische Drehmaschine 10 erzeugt eine Leistung, die an Spezifikationen angepasst ist, welche für eine Kraftquelle eines Hybridfahrzeugs (HEV) oder eines Elektrofahrzeugs (EV) erforderlich sind, so wie ein Verbrennungsmotor für ein Fahrzeug als Kraftquelle erforderlich ist, oder an Spezifikationen angepasst ist, die für eine eingebaute Kraftquelle in jedem der Antriebsräder eines Fahrzeugs erforderlich sind.
Der Stator 11 ist mit mehreren Statorzähnen 15 ausgeführt, die sich auf eine solche Weise in radialen Richtungen von der Rotorachse erstrecken, dass ein Innenumfang 15a des Stators 11 und ein Außenumfang 12a des Rotors 12 einander mit einem dazwischen befindlichen Zwischenraum G gegenüberliegen. Der Stator 11 ist mit dreiphasigen Wicklungen umwickelt, die jeweils für jede Phase eine verteilte Wicklung darstellen (nicht dargestellt), um Statorwicklungen zu bilden, die fähig sind, einen Magnetfluss zu erzeugen, der mit dem Rotor 12 in Wechselwirkung tritt, um ein Rotordrehmoment zu erzeugen.
Der Rotor 12 ist als Rotor eines IPM-Motors (Motors mit innenliegenden Dauermagneten) ausgeführt. Darin sind mehrere Sätze von Dauermagneten 16 eingebettet, wobei jeder Satz pro Pol ein Paar von Dauermagneten 16 aufweist, die in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, die sich zu dem Außenumfang 12a hin öffnet. Für die Dauermagnete jedes Paars ist der Rotor 12 mit einem Satz von Öffnungen 17 ausgeführt, die in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, welche sich zu dem Außenumfang 12a hin öffnet, um die Dauermagnete 16, die jeweils über ihre Länge hinweg das gleiche rechteckige Querschnittprofil aufweisen und sich axial entlang der Rotorachse erstrecken, fest aufzunehmen, indem ermöglicht wird, dass ihre Ecken 16a in den Satz von Öffnungen 17 eingesetzt werden.
Die Öffnungen 17 jedes Satzes, die in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, umfassen Magnetöffnungen 17a, die so gestaltet sind, dass sie die Dauermagnete 16 des entsprechenden Paars aufnehmen und einschließen, und Öffnungen 17b und 17c, die über jeden der Dauermagnete 16 hinweg angeordnet sind und voneinander in der Richtung seiner Breite getrennt sind und als Flussbarrieren dienen, um zu verhindern, dass sich der Magnetfluss um den Dauermagnet 16 dreht (nachstehend als „Flussbarrieren“ 17b und 17c bezeichnet). Jeder Satz von Öffnungen 17, die in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, weist eine Mittelbrücke 20 auf, die sich zwischen den Öffnungen 17c, welche sich zwischen den Dauermagneten 16 jedes Paars befinden, in einer radialen Richtung von der Rotorachse erstreckt, um die Innen- und die Außenkante zu verbinden, welche die Öffnung definieren, um die Dauermagnete gegen die Zentrifugalkraft, die erzeugt wird, wenn sich der Rotor 12 mit einer hohen Geschwindigkeit dreht, in Position zu halten.
In dieser elektrischen Drehmaschine 10 bilden Öffnungen, die sich jeweils zwischen zwei benachbarten Statorzähnen 15 des Stators 11 befinden, Schlitze 18, in die Statorwicklungen eingesetzt sind, um Spulengruppen um die Statorzähne 15 zu bilden. Andererseits ist jeder der acht Sätze von Dauermagneten 16 an dem Rotor 12 zu den entsprechenden sechs der Statorzähne 15 des Stators 11 gerichtet. Kurz gesagt ist diese elektrische Drehmaschine 10 so gestaltet, dass jeder Magnetpol, der durch Dauermagnete 16 eines Paars an dem Rotor 12 gebildet ist, den benachbarten sechs Schlitzen 18 des Stators 11 gegenüber liegt. Das bedeutet, dass die elektrische Drehmaschine 10 als Drehstrom-IPM-Motor ausgeführt ist, in dem die beiden zueinander gerichteten Seiten eines Paars von Magneten in jedem zweiten Magnetpol die Nordpole aufweisen, während die beiden zueinander gerichteten Seiten eines Paars von Magneten in dem benachbarten Magnetpol die Südpole aufweisen, und ein 48-Schlitz-Stator in verteilten Wicklungen umwickelt ist, um Spulen zu bilden, wobei jede unter jeder Phase einen Spulenabstand in elektrischen Grad von fünf Statorzähnen aufweist, wodurch 8 Magnetpole (4 Paare von Magnetpolen) gebildet werden. Mit anderen Worten ist die elektrische Drehmaschine 10 als Aufbau vom IPM-Typ ausgeführt, in dem (Schlitzanzahl pro Pol und Phase q) = {(Schlitzanzahl)/(Polanzahl)}/(Phasenanzahl) = 2 ist.
Dies ermöglicht, dass der Rotor 12 in einem Antriebsmodus arbeitet, indem die Statorwicklungen, die in Schlitzen 18 des Stators 11 aufgenommen sind, bestromt werden, um Magnetflusslinien zu erzeugen, die sich von den Statorzähnen 15 radial einwärts gerichtet in den gegenüberliegenden Rotor 12 erstrecken. In diesem Fall wird bei der elektrischen Drehmaschine 10 (Stator 11 und Rotor 12) ein Reluktanzmoment, das auf eine Verkürzung des Flussfließwegs abzielt, mit einem magnetischen Moment, das von den Anziehungs- und Abstoßungskräften zwischen den Dauermagneten 16 stammt, kombiniert, um ein zusammengesetztes Drehmoment zu erzeugen. Daher wird elektrische Energie, die durch einen Strom erzeugt wird, der in die Statorwicklungen eingespeist wird, von einer Antriebswelle, die in Bezug auf den Stator 11 mit dem Rotor 12 drehbar ist, als mechanische Energie entnommen.
Jeder aus dem Stator 11 und dem Rotor 12 umfasst mehrere Schichten, die in einer gestapelten Beziehung angeordnet sind. Jede der Schichten ist aus einem elektrischen Stahl wie etwa Siliziumstahl gebildet. Die Schichten werden durch Befestigungsmittel 19 zu einer passenden axialen Dicke für ein gewünschtes Ausgangsdrehmoment gestapelt.
Die elektrische Drehmaschine 10 weist für jede Phase eine Spulengruppe auf, die in Schlitzen 18 in einer verteilten Wicklung aufgenommen ist, so dass, wie in 2 veranschaulicht, für jeden Satz von Statorzähnen 15, die zu einem Paar von Dauermagneten 16, welche einen Magnetpol bilden, gerichtet sind, eine durch die bestromten Statorwicklungen erzeugte Flussfließverteilung einen Flussfließweg (von Magnetflusslinien, die nur durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden) definiert, der zwischen den Schlitzen 18 durch den Stator 11 radial einwärts verläuft, nachdem er sich in der Nähe des Außenumfangs des Stators 11, d.h. hinter dem Satz von Statorzähnen 15, in einer Umfangsrichtung bewegt hat, um in den Rotor 15 einzudringen und durch diesen zu verlaufen. Die Dauermagnete 16 jedes Paars sind in den Magnetöffnungen 17a eines in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordneten Satzes von Öffnungen 17 aufgenommen, die entlang des Flussfließwegs der Magnetflusslinien ψ_r , welche nur durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, gebildet sind, mit anderen Worten so gebildet sind, dass sie den Aufbau dieser Magnetflusslinien ψ_r nicht verhindern.
Die durch die Dauermagnete 16 erzeugten Flussfließwege (der Magnetflusslinien ψ_m , die nur durch die Dauermagnete erzeugt werden), die durch eine in 3 veranschaulichte Flussfließverteilung definiert sind, verlaufen nur senkrecht von den Nordpolen (N-Polen) an den einen Seiten der Dauermagnete 16 jedes Paars, das einen Magnetpol bildet, und dringen senkrecht in die Südpole (S-Pole) an entgegengesetzten Seiten der Dauermagnete 16 ein. Im Besonderen verläuft jeder der Flussfließwege, nach dem Eindringen in den Stator 11 an dem entsprechenden Statorzahn 15, in der Nähe des Außenumfangs des Stators 11 in einer Umfangsrichtung.
Bei dem IPM-Aufbau, in dem die Dauermagnete 16 jedes Paars in den Rotor 12 eingebettet sind und in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, wird eine Richtung der Flusslinien, die durch jeden der Magnetpole gebildet wird, d.h. eine Mittelachse zwischen den Dauermagneten 16 jedes Paars, die in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, als eine Längsachse (d-Achse) bezeichnet, und wird eine Mittelachse, die in Bezug auf die Längsachse elektrische und magnetische Orthogonalität zeigt, zwischen benachbarten Dauermagneten 16 zwischen benachbarten Magnetpolen als Querachse (q-Achse) bezeichnet. In dem Rotor 12 erstrecken sich radial innere Öffnungen 17c, die sich an der Seite der Längsachse jedes Satzes von Öffnungen 17, die in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, befinden, radial einwärts zu der Rotorachse, und sie sind dazu gestaltet, die Funktion von Flussbarrieren 12c auszuführen. Passende Formabmessungen der Flussbarrieren 17c jedes Satzes von Öffnungen 17, die in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, werden später beschrieben.
In dieser elektrischen Drehmaschine 10 ermöglicht dies, dass sich durch die Statorwicklungen erzeugte Flusslinien ψ_r , die in radial einwärts gerichteten Richtungen von den Statorzähnen 15 in den Rotor 12 eingedrungen sind, nahe an dem Innenumfang (der Rotorachse) auf eine solche Weise weiter einwärts bewegen, dass sie nicht in den radial auswärts befindlichen Bereich der Öffnungen 17 jedes Satzes, die in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, eindringen, bevor sie zu den Statorzähnen 15 zurückkehren, wie in 2 veranschaulicht ist. Somit ist die elektrische Drehmaschine 10 als IPM-Motor vom V-Typ ausgeführt, der einen Rotor 12 umfasst, welcher in der Nähe der Längsachsen mit Öffnungen ausgeführt ist.
Ferner umfasst die elektrische Drehmaschine 10 zur Verhinderung einer schweren Überlagerung der 5. und die 7. Raumharmonischen auf den Flusslinien ψ_r , die durch die Statorwicklungen erzeugt werden und von Statorzähnen 15, die den Längsachsen entsprechen, in radial einwärts gerichteten Richtungen in den Rotor 12 eindringen, Mittelnuten (Regulierungsnuten) 21, die in dem Außenumfang des Rotors 12 gebildet sind und sich jeweils auf Längsachsen befinden. Jede der Mittelnuten 21 erstreckt sich parallel zu dem Innenumfang 15a eines der entsprechenden Statorzähne 15 (in einer Richtung entlang der Rotorachse). Passende Formabmessungen für jede der Mittelnuten 21 werden später beschrieben.
In der elektrischen Drehmaschine 10 mit dem IPM-Aufbau, in dem Dauermagnete 16 in einer „V“-förmigen Konfiguration in den Rotor 12 eingebettet sind, ist das Drehmoment T durch die folgende Gleichung (1) ausgedrückt $T = P_{p} {ψ_{m} i_{q} + (L_{d} - L_{q}) i_{d} i_{q}}$
wobei

P_p die Anzahl der Polpaare ist, ψ_m die Flusslinien von Magneten sind, die mit dem Stator (Statorzähnen 15) verkettet sind,
i_d der Längsachsen-Strom ist, i_q der Querachsen-Strom ist,
L_d die Längsachsen-Induktivität ist, und L_q die Querachsen-Induktivität ist.

Wie in 4 gezeigt, wird durch einen Betrieb mit der Stromphase, bei der die Summe des magnetischen Moments T_m und des Reluktanzmoments T_r den Höchstwert erreicht, ein hocheffizienter Betrieb mit einem hohen Drehmoment der elektrischen Drehmaschine 10 bereitgestellt.
Unter Bezugnahme auf 5A bis 6B sind im Fall eines Vergleichsrotors 12A nach der verwandten Technologie die Flussbarrieren 17c (siehe 1 bis 3) in der Form von Öffnungen, die sich an der Seite der Längsachse befinden, durch Flussbarrieren 17d ersetzt. Die Flussbarrieren 17d sind hinsichtlich der Formabmessungen im Allgemeinen mit Flussbarrieren 17b identisch, die sich an den radial äußeren Seiten der in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordneten Öffnungen 17 jedes Satzes befinden. Im Hinblick auf den Vergleichsrotor 12A sind die Flussfließwege der Dauermagnete 16 durch eine in 5A veranschaulichte Flussfließverteilung definiert. Die Magnetflusslinien ψ_m , die durch die Magnete erzeugt werden, definieren Vektoren V_m , die die durch ein Vektorfeld in 5B angegebenen Richtungen aufweisen. Zusätzlich sind Magnetflusslinien ψ_r , die durch bestromte Statorwicklungen, welche in Schlitzen 18 aufgenommen sind, erzeugt werden, durch eine in 6A veranschaulichte Flussfließverteilung angegeben und sie definieren Vektoren V_r , die die durch ein Vektorfeld in 6B angegebenen Richtungen aufweisen.
Die elektrische Drehmaschine, die den Rotor 12A von der oben genannten Art umfasst, wird durch Vorrücken eines Phasenwinkels des Stroms betrieben, um im Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung ein hohes Drehmoment mit einer hohen Effizienz zu erzeugen. Unter dieser Bedingung wird der Rotor 12A nach der verwandten Technologie in einem Zustand betrieben, in dem Magnetflusslinien ψ_m der Magnete und Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen in einem kleinen Bereich A1 (siehe 6B), der sich von dem Satz der in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordneten Öffnungen 17 radial auswärts und benachbart zu der Längsachse befindet, entgegengesetzte Felder erzeugen, so dass das Reluktanzmoment T_r das magnetische Moment T_m aufhebt (ausgleicht), wie durch die veranschaulichten Vektorfelder in 5B und 6B gezeigt ist. Kurz gesagt ist dieser kleine Bereich A1, wie in 7 gezeigt, ein Wechselwirkungsbereich, in dem Magnetflusslinien ψ_m der Magnete und Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen mit einem induzierten Winkel, der gleich oder größer als 90 Grad ist, gegeneinander wirken, so dass die Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen verschwendet werden, da sie jenen Magnetflusslinien ψ_m der Magnete entgegenwirken (sie auslöschen), die ausgehen von in der Nähe der Längsachse befindlichen Bereichen B der Dauermagnete 16 jedes Paars, welche angrenzen an den kleinen Bereich A1, der sich radial auswärts von dem Satz der in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordneten Öffnungen 17 befindet.
Aus diesem Grund lässt sich sagen, dass es wegen des Umstands, dass es den Bereichen B der Dauermagnete 16, die sich in der Nähe der Längsachse befinden, nicht gelingt, irgendeinen aktiven Beitrag zur Erzeugung von Drehmoment T zu leisten, möglich ist, die Verwendungsmenge der Dauermagnete 16 an sich zu verringern, indem das Volumen der Bereiche B, in der Nähe der Längsachse, der Dauermagnete 16 reduziert wird, während ein Verhältnis der Schenkeligkeit (Saliency-Ratio) in dem magnetischen Kreis so hoch wie das frühere Verhältnis der Schenkeligkeit gehalten wird.
Nun wird das durch die vorher genannte Gleichung (1) ausgedrückte Drehmoment T bei einer Verringerung der Verwendungsmenge der Dauermagnete 16 so hoch gehalten wie das frühere Drehmoment, das vor der Verringerung der Verwendungsmenge der Dauermagnete 16 erzeugt worden war, indem das Reluktanzmoment T_r erhöht wird. Dieses Reluktanzmoment T_r wird erhöht, indem ein Unterschied zwischen der Längsachsen-Induktivität L_d und der Querachsen-Induktivität L_q erhöht wird, das heißt, indem ein Verhältnis der Schenkeligkeit erhöht wird.
Daher wird das Drehmoment T nach der vorliegenden Ausführungsform des Rotors 12 so hoch wie das frühere Drehmoment gehalten, indem jeder der Bereiche B, in der Nähe der Längsachse, der Dauermagnete 16 durch eine Öffnung mit einer geringen magnetischen Permeabilität (als „beschränkter Bereich“ bezeichnet) ersetzt wird, um ein Verhältnis der Schenkeligkeit zu erhöhen, während die Verwendungsmenge der Dauermagnete 16 verringert wird. Von einem anderen Blickwinkel her betrachtet wird das Reluktanzmoment T_r erhöht, indem jener Anteil der Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen, der durch die Wirkung gegen die Magnetflusslinien ψ_m , der Dauermagnete, die von den in der Nähe der Längsachse befindlichen Bereichen B ausgehen, verschwenderisch verwendet wurde, wirksam verwendet wird, so dass das Drehmoment T trotz der Verringerung der Verwendungsmenge der Dauermagnete 16 unverändert bleibt.
Das Drehmoment T kann auch durch die folgende Gleichung (2) ausgedrückt werden. Der Anteil des magnetischen Moments Tm wird unter geringen Belastungsbedingungen, unter denen die Amplitude des Stroms I_a verringert wird, hoch. Wie in 8 gezeigt, nähert sich der Phasenwinkel des Stroms β, bei dem das Drehmoment den Höchstwert annimmt, um so mehr Null, je geringer die Amplitude des Stroms I_a ist. Die veranschaulichten Wellenformen i, ii, iii, iv und v in 8 sind charakteristische Kurven, die jeweils die Beziehung zwischen dem Drehmoment und dem Phasenwinkel des Stroms bei einer von verschiedenen Amplituden des Stroms I_a(i), I_a(ii), I_a(iii), I_a(iv) und I_a(v) zeigen, wobei die Amplituden der Ströme die Beziehung der folgenden Ungleichheitsrelation aufweisen: i < ii < iii < iv < v. Daher ist es trotz des Umstands, dass der Anteil des (die Abhängigkeit von dem) magnetischen Moments T_m während des Betriebs unter geringen Belastungsbedingungen naturgemäß hoch ist, erwünscht, einen Magnetkreis herzustellen, der die wirksame Verwendung dieses magnetischen Moments T_m maximiert. $T = P_{p} (ψ_{m} I_{a} cos β+ \frac{1}{2} (L_{d} - L_{q}) I_{a}^{2} sin2 β)$
wobei β der Phasenwinkel des Stroms ist und I_a die Amplitude des Phasenstroms ist.
Wie in 9 gezeigt, nimmt die Anzahl der Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen bei dem Rotor 12A nach der verwandten Technologie an jeder der Querachsen zwischen den benachbarten beiden Magnetpolen (zwischen den Dauermagneten 16 der benachbarten beiden unterschiedlichen Magnetpole) zu, da der Phasenwinkel des Stroms β während des Betriebs unter geringen Belastungsbedingungen mit einer geringen Amplitude des Stroms nahe an Null liegt. Daher ist es ideal, wenn ein Magnetkreis verläuft über in 10 gezeigte Flussfließwege MP1 und MP2 als Route der überlagerten Flusslinien ψ_s die durch die kombinierte Wirkung der Magnetflusslinien ψ_m der Magnete und der oben genannten Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen ausgebildet sind. Dies ermöglicht eine aktive Verwendung der Reluktanzmoments T_r , da die überlagerten Flusslinien ψ_s die Querachsen-Induktivität L_q entlang jeder Querachse erhöhen, und zwar durch Verteilen des Querachsen-Flussfließwegs (Magnetflusslinien durch die Querachse), der sich entlang der Querachse erstreckt (ohne irgendeine Sättigung zu induzieren).
Nach dem Eindringen des Flussfließweg MP1 in den Rotor 12A in dem interpolaren Abschnitt zwischen den benachbarten beiden Magnetpolen über den Luftspalt G von einem der Statorzähne 15 in einer verkettenden Beziehung, biegt dieser Flussfließweg in eine Richtung zu dem benachbarten Dauermagneten eines Paars von Dauermagneten 16 ab, die in Bezug auf die Drehrichtung des Rotors einen vorangehenden der beiden Magnetpole bilden (in 10 gesehen zur linken Seite), und verläuft durch diesen von dessen Seite in der Nähe des Innenumfangs des Rotors 12A hindurch. Der Flussfließweg MP1 quert dann den äußeren Umfangsbereich A2 des Magnetpols und kehrt über den Luftspalt G erneut zu einem anderen der Statorzähne 15 zurück.
Nachdem der Flussfließweg MP2 auf die gleiche Weise wie der Flussfließweg MP1 in dem interpolaren Abschnitt in den Rotor 12A eingedrungen ist, biegt dieser Flussfließweg in einer Umfangsrichtung zu dem entfernten der Dauermagnete 16 ab, die in Bezug auf die Drehrichtung des Rotors den vorangehenden der beiden Magnetpole bilden, und verläuft durch disen von dessen Seite in der Nähe des Innenumfangs des Rotors 12A hindurch. Der Flussfließweg MP2 quert dann den äußeren Umfangsbereich A2 des Magnetpols und kehrt über den Luftspalt G erneut zu einem anderen der Statorzähne 15 zurück.
Wenn die Dauermagnete 16 jedes Paars einwärts gerichtet zueinander hin angeordnet sind, indem Abschnitte, die von ihren entferntesten beiden Enden (den radial äußeren Enden des Magnetpols) einwärts liegen, entfernt wurden, wird es den Flussfließwegen MP1 und MP2 nicht gelingen, den gesamten äußeren Umfangsbereich A2 des Magnetpols wirksam zu verwenden, da sich große Flussbarrieren, die an die entferntesten beiden Enden der Dauermagnete des Paars angrenzen, benachbart zu der Mitte des Magnetpols konzentrieren, was es für die Flussfließwege schwierig macht, sich insbesondere durch die rechte Hälfte des äußeren Umfangsbereichs A2 zu erstrecken.
Wenn die Dauermagnete 16 andererseits nach außen angeordnet sind, indem Abschnitte, die von ihren am nächsten befindlichen Enden (den radial inneren Enden des Magnetpols) in der Nähe der Mittelachse der Dauermagnete einwärts liegen, entfernt wurden, treten in der Nähe der Mittelachse der Dauermagnete große Flussbarrieren auf, was verursacht, dass die Flussfließwege divergieren, so dass sie durch beide Seitenabschnitte des Magnetpols verlaufen, weshalb die Magnetflusslinien gleichmäßig durch den äußeren Umfangsbereich A2 des Magnetpols verlaufen, indem sie wirksam den gesamten äußeren Umfangsbereich A2 einschließlich seiner rechten Hälfte verwenden. Bei diesem Aufbau verbindet ein Flussfließweg MP3 die benachbarten beiden Magnetpole von dem Nordpol (N-Pol) eines Dauermagnets 16 des nachfolgenden der benachbarten beiden Magnetpole zu dem Südpol (S-Pol) des benachbarten Dauermagnets 16 des vorangehenden der benachbarten beiden Magnetpole in Bezug auf die Drehrichtung des Rotors, nachdem er durch den Dauermagnet 16 des nachfolgenden Magnetpols - von dessen Außenseite in der Nähe des Außenumfangs des Rotors zu seiner Innenseite in der Nähe des Innenumfangs des Rotors - verlaufen ist. Ähnlich zu dem Flussfließweg MP1, erstreckt sich der Flussfließweg MP3 durch den äußeren Umfangsbereich A2 des vorangehenden Magnetpols in Bezug auf die Drehrichtung des Rotors, was verursacht, dass die Effizienz der Dezentralisierung der Magnetflusslinien hoch wird.
Aus diesem Grund ist es günstig, wenn ein Rotor 12 für den Aufbau zur Einbettung der Dauermagnete 16 jedes Paars, das einen Magnetpol bildet, die Konfiguration einsetzt, bei der die Dauermagnete 16 des Paars nach außen zu ihren entferntesten beiden Enden (den radial äußersten Enden des Magnetpols) angeordnet sind, während die „V“-förmige Konfiguration der Dauermagnete 16 beibehalten wird, um die Verteilung der Magnetflusslinien ψ_r , die das Reluktanzmoment T_r erzeugen, nicht zu beeinträchtigen. Ferner ist es günstig, die Gestaltung einzusetzen, bei der zwischen den Dauermagneten 16 des Paars (den radial inneren Enden des Magnetpols) Flussbarrieren 17c gebildet sind, um den Kurzschlusspfad der Magnetflusslinien zu beschränken. Zusätzlich ist es günstig, die Gestaltung einzusetzen, bei der sich an jeder der Längsachsen eine Mittelnut 21 in der äußeren Umfangsfläche des Rotors 12 befindet, um die Erzeugung einer Sättigung der Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen, die von den Statorzähnen 15 des Stators 11 kommen, zu beschränken oder, mit anderen Worten, um die Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen zu teilen. Durch das Einsetzen dieser Gestaltungen kann der Rotor 12 das Reluktanzmoment T_r aktiv benutzen, indem die Querachsen-Flussfließwege (Magnetflusslinien) geteilt werden, um die Querachsen-Induktivität L_q zu erhöhen.
Der optimale Wert für eine in den beiliegenden Zeichnungen longitudinale Länge W_pm (Breite) eines jeden der Dauermagnete 16 wird nach einem Vergleich mit dem Standardfall, in dem die longitudinale Länge W_pm nicht verlängert ist, bestimmt.
Im Besonderen wird sie bestimmt, indem ein Verhältnis δ, das durch Berechnen der folgenden Gleichung (3) gegeben ist, variiert wird, wobei eine Polanzahl P fest ist, ein Außenradius R1, der sich von der Achse des Rotors 12 zu dessen Außenumfang erstreckt, fest ist, und die Länge W_pm eines jeden Dauermagnets 16 eines Paars, der an einem äußeren Endabschnitt eines Magnetpols angeordnet ist, variabel gestaltet wird. Das heißt, die Position eines jeden der inneren Enden der Dauermagnete 16 des Paars wird variiert. Als bestimmende Faktoren des Verhältnisses sind die Variation des Drehmoments T pro Einheit unter der Bedingung der Höchstbelastung in Bezug auf das Verhältnis δ und die Variation der Rate der Verringerung der Schwankung dieses Drehmoments T, d.h. der Drehmomentwelligkeit, in Bezug auf das Verhältnis δ nach einer Magnetfeldanalyse gegeben und, wie in der Darstellung von 11 gezeigt, graphisch dargestellt. In dem „pro-Einheit“-System bedeutet zum Beispiel 1,0 [pro Einheit], dass diese Größe zu einer Basiseinheit äquivalent ist. $δ= (P \times W_{pm}) /R1$
In 11 stellt das Verhältnis δ von 1,84 (δ = 1,84) den Fall dar, in dem jeder der Dauermagnete 16 eine Formabmessung aufweist, bei der eine Länge W_pm des Dauermagnets 16 nicht verkürzt ist (d.h. eine Verringerung der Menge des Dauermagnetmaterials 0 % beträgt). Es ist ersichtlich, dass dann, wenn die Formabmessung das Verhältnis von δ = 1,38 erfüllt (d.h. wenn die Verringerung der Menge des Dauermagnetmaterials 24,7 % beträgt), das erzeugte Drehmoment T dem Drehmoment entspricht, das durch den Rotor 12A der verwandten Technologie mit Dauermagneten 16, deren Länge W_pm nicht verkürzt ist, erzeugt wird (d.h. das Drehmoment T beträgt 1,0 [pro Einheit]). Mit den Dauermagneten 16 wird dann, wenn das Verhältnis δ 1,38 beträgt (δ = 1,38), im Betrieb selbst bei langsamen Geschwindigkeiten unter geringen Belastungsbedingungen, die gewöhnlich verwendet werden, das gleiche Drehmoment erzeugt.
In 11 wird der Rotor 12A der verwandten Technologie zum Vergleich verwendet. Bei diesem Vergleichsrotor 12A definiert jeder Satz von in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordneten Öffnungen 17 an seinen radial äußeren und inneren Enden äußere und innere Flussbarrieren 17b und 17d von der gleichen Größe. Im Gegensatz dazu teilt und trennt der Rotor 12 nach der vorliegenden Ausführungsform die Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen wegen der Bereitstellung der Flussbarrieren 17c und einer Mittelnut 21 pro Magnetpol wirksam in zwei. Dies verursacht, dass der Rotor wirksam ein Reluktanzmoment T_r erzeugt und die Drehmomentwelligkeit beschränkt wird, während das Drehmoment T bei dem Verhältnis δ = 1,84, bei dem die Länge W_pm eines jeden der Dauermagnete 16 nicht verkürzt ist, d.h. die Dauermagnete 16 in der Länge W_pm jenen des Rotors 12A gleich sind, verbessert wird. Mit anderen Worten zeigt 11 die Variationen des Drehmoments und der Drehmomentwelligkeit bei unterschiedlichen Werten für das Verhältnis δ, wenn die Länge W_pm eines jeden der Dauermagnete 16 im Aufbau des Rotors 16 nach der vorliegenden Ausführungsform verkürzt wird. Es wird angenommen, dass über den Bereich des Verhältnisses δ von 1,84 bis in die Nähe von 1,38 keine merkliche Variation im Drehmoment T auftritt, d.h. das Drehmoment T bleibt im Wesentlichen 1,0 [pro Einheit], wenn die Länge W_pm eines jeden der Dauermagnete 16 in dem Aufbau des Rotors 12A der verwandten Technologie verkürzt wird.
In elektrischen Drehmaschinen kommt es mit der Drehung eines Rotors aufgrund einer Magnetostriktion, die von einer Feldschwächung bei Erzeugung einer induzierten Spannung (d.h. einer umgekehrten Spannung), deren Amplitude je nach der Verwendungsmenge der eingebetteten Dauermagnete variabel ist, stammt, zu einer Überlagerung von Raumharmonischen. Die Raumharmonischen verursachen eine Zunahme des Eisenverlusts, da die 5., 7., 11. und 13. Raumharmonische die Erzeugung einer Drehmomentwelligkeit verursachen. Die Erzeugung der 5. Raumharmonischen ist, wie in 12 gezeigt, graphisch pro Einheit in Bezug auf das Verhältnis δ dargestellt. Aus 12 ist ersichtlich, dass die Erzeugung der 5. Raumharmonischen um so mehr verringert wird, je geringer das Verhältnis δ ab 1,75 wird (δ = 1,75). In diesem Fall ist die Verwendungsmenge der Dauermagnete 16 um 4,7 % oder mehr verringert und es ist die Erzeugung von Wärme verringert, indem wegen einer Verbesserung der Effizienz, die sich aus einer Verringerung des Eisenverlusts infolge der Verringerung der durch eine Magnetostriktion verursachten Raumharmonischen ergibt, Wirbelströme in den Dauermagneten 16 beschränkt werden.
Daraus folgt, dass es bei dem Rotor 12 nach der vorliegenden Ausführungsform zur Verringerung der Menge des Dauermagnetmaterials, das zur Herstellung der Dauermagnete 16 verwendet wird, während das ausgegebene Drehmoment so hoch wie beim dem Rotor 12A der verwandten Technologie gehalten wird, günstig ist, dass das Verhältnis δ durch Verkürzen der Länge W_pm eines jeden der Dauermagnete auf etwa 1,38 eingerichtet wird, d.h. dass δ ≒ 1,38 beträgt (Verringerung der Menge des Dauermagnetmaterials um 24,7 %). Dies verringert auch die Drehmomentwelligkeit. Kurzum können die Formabmessungen eines jeden der Dauermagnete 16 so gewählt werden, dass sie für eine gewünschte Eigenschaft des ausgegebenen Drehmoments T und der Drehmomentwelligkeit passend sind, so dass das Verhältnis δ in einen Bereich von δ = 1,38 (eine Verringerung der Menge des Dauermagnetmaterials von 24,7 %) bis δ = 1,75 (eine Verringerung der Menge des Dauermagnetmaterials von 4,7 %) fällt.
Eine magnetische Analyse von zwei unterschiedlichen IPM-Motoren, die fähig sind, das gleiche Drehmoment zu erzeugen, wobei die Länge W_pm der Dauermagnete 16 jedes Paars, das in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet ist, in einem Motor so verkürzt ist, um in der Nähe jeder Längsachse (d-Achse) Öffnungen zu belassen, so dass Formabmessungen bereitgestellt werden, bei denen das Verhältnis δ = 1,38 beträgt, während die Dauermagnete 16 jedes Paars, das in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet ist, in dem anderen Motor nicht verkürzt sind, zeigt, dass, wie in 13 und 14 gezeigt, die elektrische Drehmaschine 10 im Wesentlichen das gleiche Drehmoment T erzeugt, wenn das Verhältnis des Reluktanzmoments T_r zu dem magnetischen Moment T_m variiert wird. Der IPM-Motor vom V-förmigen Typ mit Öffnungen in der Nähe jeder Längsachse ist so gestaltet, dass Flussbarrieren 17c große Öffnungen, die sich in der Nähe jeder Längsachse befinden, einnehmen, während der IPM-Motor vom bloßen V-förmigen Typ so gestaltet ist, dass Flussbarrieren 17d kleine Öffnungen, die sich in der Nähe jeder Längsachse befinden, einnehmen.
13 zeigt ein Verhältnis zwischen dem Moment T_m und dem Moment T_r während des Betriebs im Bereich mit geringer Belastung, während 14 ein Verhältnis zwischen dem Moment T_m und dem Moment T_r während des Betriebs im Höchstbelastungsbereich zeigt. Wie 13 und 14 zeigen, nimmt im Fall des IPM-Motors von dem V-förmigen Typ mit großen Öffnungen in der Nähe jeder Längsachse der Anteil des Reluktanzmoments T_r in beiden Belastungsbereichen bei einer Verringerung des Anteils des magnetischen Moments T_m , die durch eine Verkürzung der Länge jedes Dauermagnets 16 verursacht wird, zu. In einem kleinen Bereich A1, der sich wie in 6B und 7 gezeigt in der Nähe des Außenumfangs jedes Pols befindet, werden durch das Bilden der Flussbarrieren 17c, die große Öffnungen einnehmen, anstelle von Dauermagneten 16 in der Nähe der Längsachse und auch das Bilden einer Mittelnut 21 die Magnetflusslinien ψ_m der Magnete, die den Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen entgegenwirken, verringert. Dies führt zu einer Zunahme der Querachsen-Induktivität L_q (q-Achse), die verursacht, dass ein Unterschied zwischen der Querachsen-Induktivität L_q (q-Achse) und der Längsachsen-Induktivität L_d (oder das Verhältnis der Schenkeligkeit) größer als jener (oder das Verhältnis der Schenkeligkeit) des IPM-Motors von dem V-förmigen Typ mit nicht verkürzten Dauermagneten wird, was es ermöglicht, dass die elektrische Drehmaschine 10 durch wirksames Nutzen des Reluktanzmoments T_r ein äquivalentes Drehmoment erzeugt.
Wie durch die Flussfließverteilung in 15 gezeigt, gestattet dieser Aufbau, dass die elektrische Drehmaschine 10 einige der Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen, die in dem kleinen Bereich A1 konzentriert sind, der sich radial auswärts von den Dauermagneten jedes Paars, das einen Magnetpol bildet, befindet, wirksam von dem Flussfließweg M_r1, der durch den radial auswärts befindlichen kleinen Bereich A1 verläuft, in den Flussfließweg M_r2 umlenkt (abtrennt), welcher um die in der Nähe der Längsachse befindliche radial einwärts angeordnete Seite der Öffnungen 17c eines Satzes von Öffnungen 17, die in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, verläuft. Als Ergebnis verringert die magnetische Drehmaschine 10 die magnetische Wechselwirkung zwischen Magnetflusslinien ψ_m der Magnete und Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen (d-Achse, q-Achse), um eine lokale magnetische Sättigung an der vorangehenden Seite in Bezug auf die Drehrichtung des radial auswärts befindlichen kleinen Bereichs A1 des Magnetpols zu vermeiden, wodurch sie wirkungsvoll zur Erzeugung von Drehmoment T beitragen können.
Daher verläuft, wie durch die Flussfließverteilung in 16 veranschaulicht, der Großteil der synthetischen Magnetflusslinien ψ_s , die durch die kombinierte Wirkung der Magnetflusslinien ψ_m der Magnete und der Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen ausgebildet sind, durch Flussfließwege MP0, die sich durch die Dauermagnete 16 jedes Paars erstrecken, wenn die elektrische Drehmaschine 10 in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungen arbeitet, während sich die synthetischen Magnetflusslinien ψ_s , wie durch die Flussfließverteilung von 17 veranschaulicht, in einen Flussfließweg MP1 und einen Flussfließweg MP2 teilen, wenn sie im Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung arbeitet. Als Ergebnis verwirklicht die elektrische Drehmaschine 10 die Vermeidung einer lokalen magnetischen Sättigung zusammen mit einer Verringerung der magnetischen Wechselwirkung, um wirksam den gleichen oder einen höheren Grad an Drehmoment T zu erzeugen als der IPM-Motor von V-förmigen Typ mit nicht verkürzten Dauermagneten, während eine Verringerung der Menge des Dauermagnetmaterials der Dauermagnete 16 erzielt wird. Während des Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungsbedingungen machen die Magnetflusslinien ψ_m der Magnete verglichen mit den Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen in den synthetischen Magnetflusslinien ψ_s einen hohen Prozentsatz aus.
Wenn die Dauermagnete 16 zum Beispiel derartige Formabmessungen aufweisen, dass das Verhältnis δ = 1,44 beträgt und die Menge des Dauermagnetmaterials um 23 % verringert ist und durch Flussbarrieren 17c mit einer geringen magnetischen Permeabilität ersetzt ist (Verringerung der Magnetflusslinien ψ_m der Magnete), dann macht es eine Verringerung der Gegen-EMK-Konstanten von etwa 13,4 %, die von einer Verringerung der Trägheit begleitet wird, für die elektrische Drehmaschine 10 möglich, dass ihre Ausgangsleistung bei hohen Umdrehungsgeschwindigkeiten zunimmt. Daneben verringert eine Reduktion der Raumharmonischen, die eine Magnetostriktion verursachen, die Wärme und den Eisenverlust in den Dauermagneten 16 infolge von Wirbelströmen, und sie beschränkt das elektromagnetische Rauschen.
Da unter nun folgender Bezugnahme auf den in 18A gezeigten Rotor 12A die Dauermagnete 16 jedes Paars, das einen Magnetpol bildet, selbst in der Nähe einer Längsachse zwischen ihnen vorhanden sind, werden durch die Dauermagnete 16 in dem radial auswärts befindlichen Bereich A2 des Magnetpols viele Magnetflusslinien ψ_m erzeugt. Andererseits kann sich im Hinblick auf einen in 19A gezeigten Rotor 12C, der nicht mit einer Mittelnut 21 pro Magnetpol ausgeführt ist, die Eigenschaft des geraden Verlaufs der durch die Dauermagnete 16 erzeugten Magnetflusslinien ψ_m verschlechtern, da er benachbart zu einer Längsachse zwischen den Dauermagneten jedes Paars mit Flussbarrieren 17c ausgeführt ist, die jeweils die Form einer Öffnung aufweisen. Mit anderen Worten ist die Flussdichte der Magnetflusslinien ψ_m benachbart zu der Längsachse gering. Da der magnetische Widerstand benachbart zu der Längsachse gering ist, wird daher die Induktivität für einen Flussfließweg ψ_q, der die Längsachse kreuzt, hoch. Als Folge führt in dem Rotor 12C eine Überlagerung des mit dem Außenumfang 12a verkettenden Magnetflusses mit Harmonischen, die durch das Auftreten eines Dichteunterschieds des Magnetflusses verursacht wird, infolge einer vermehrten Drehmomentwelligkeit und eines vermehrten Kernverlusts eine Abnahme der Effizienz herbei.
Unter Bezugnahme auf ein in 18B gezeigtes Flussvektorfeld, das während des Betriebs unter Höchstbelastung ausgebildet ist, ist die Dichte des verkettenden Magnetflusses von dem gegenüberliegenden Statorzahn 15D, der dem Flussfließweg der Magnetflusslinien ψ_r der Magnete entspricht, benachbart zu der Längsachse des Rotors 12A nicht hoch. Andererseits wird unter Bezugnahme auf das in 19B gezeigte Flussvektorfeld, das während des Betriebs unter einer Höchstbelastung ausgebildet ist, die Dichte des verkettenden Magnetflusses benachbart zu der Längsachse des Rotors 12C höher als jene des Magnetflusses, der in dem Statorzahn 15D verbleibt, was einen vermehrten Zustrom des Magnetflusses verursacht.
Dies ist aus den Darstellungen in 20 ersichtlich, die sich ergeben aus einem Vergleich des Rotors 12C (Flussbarrieren 17c, keine Mittelnut 21) mit dem Rotor 12A (Flussbarrieren 17d, keine Mittelnut 21) hinsichtlich der Wellenform des verkettenden Magnetflusses von einem Statorzahn, d.h. Magnetflusslinien, die den Luftspalt G von einem Statorzahn 15D her überqueren, wobei der Rotor 12C insofern weniger bevorzugt als der Rotor 12A ist, als die Magnetflusslinien den Luftspalt G an einem Punkt „P“, an dem sie durch die Nachbarschaft der Längsachse beeinflusst werden, leichter überqueren können, was eine erhöhte Tendenz zu einer Überlagerung durch Harmonische verursacht. Wie auch aus den in 21 gezeigten Ergebnissen nach einer Verarbeitung der in 20 gezeigten Wellenformen durch eine Fourier-Reihenentwicklung ersichtlich ist, enthält die durch den Rotor 12C erzeugte Magnetflusswellenform beträchtlich mehr an 5. und 7. Raumharmonischen, als dies bei der Magnetflusswellenform, die durch den Rotor 12A erzeugt wird, der Fall ist.
Daher ist der Rotor 12 bei der elektrischen Drehmaschine 10 an seinem Außenumfang 12a mit Mittelnuten 21 ausgeführt, die sich jeweils auf einer der Längsachsen befinden, um den magnetischen Widerstand an dem gemeinsam mit dem Innenumfang des Statorzahns 15 gebildeten Luftspalt G zu regulieren. Wie durch ein in 22 gezeigtes Flussvektorfeld, das während des Betriebs unter einer Höchstbelastung ausgebildet ist, angegeben, beschränkt der mit solchen Mittelnuten 21 ausgeführte Rotor 12 eine Zunahme des Zustroms des Magnetflusses von Statorzähnen 15, die dem Rotor nacheinander gegenüber zu liegen kommen, benachbart zu der Längsachse.
Wie ersichtlich ist aus den Darstellungen in 23, die sich ergeben aus einem Vergleich der durch diesen Rotor 12 (mit Mittelnuten 21) erzeugten Drehmomentwellenform mit jener durch den Rotor 12C (ohne Mittelnuten 21) unter Verwendung des Rotors 12C als Basiseinheit, 1,0 (pro Einheit), verringert der Rotor 12 mit Mittelnuten 21 die Amplitude der Drehmomentwellenform stärker, um die Drehmomentwelligkeit zu beschränken, als es bei dem Rotor 12C der Fall ist. Wie aus den in 24 gezeigten Ergebnissen nach einer Verarbeitung der in 23 gezeigten Wellenformen durch eine Fourier-Reihenentwicklung ersichtlich ist, sind die 6., 12., 18. und 24. harmonische Drehmomentkomponente der durch den Rotor 12 mit Mittelnuten 21 erzeugten Wellenform beträchtlich verringert. In 23 ist die Drehmomentwellenform des instantanen Drehmoments unter Verwendung des durchschnittlichen Drehmoments, das durch den Rotor 12C erzeugt wird, als Basiseinheit - 1,0 (Basiseinheit) - veranschaulicht.
Übrigens ist ersichtlich, dass in der elektrischen Drehmaschine 10 die Drehmomentwelligkeit, die im Fall von drei Phasen verursacht ist durch Raumharmonische, welche eine Flusswellenform pro Phase pro Magnetpol überlagern, und durch Zeitharmonische, die in Phasenströmen enthalten sind, in elektrischen Grad bei der Komponente der 6f-ten Ordnung (wobei f eine natürliche Zahl von 1, 2, 3, ... ist) erzeugt wird.
Wenn nachstehend der Grund für die Erzeugung der Drehmomentwelligkeit beschrieben wird, können der dreiphasige Ausgang (die elektrische Leistung) P(t) und das Drehmoment τ_t durch die Formeln (4) und (5) ausgedrückt werden: $P (t) = E_{u} (t) I_{u} (t) + E_{v} (t) I_{v} (t) + E_{w} (t) I_{w} (t)$
$\begin{matrix} τ (t) = P (t) / ω_{m} \\ = [E_{u} (t) I_{u} (t) + E_{v} (t) I_{v} (t) + E_{w} I_{w} (t)] \end{matrix}$
wobei ω_m die Winkelgeschwindigkeit ist, E_u(t), E_v(t) und E_w(t) die induzierten elektromotorischen Kräfte der Phase U, der Phase V bzw. der Phase W sind, und I_u(t), I_v(t) und I_w(t) der Strom der Phase U, der Phase V bzw. der Phase W ist.
Das dreiphasige Drehmoment ist die Summe des Drehmoments der Phase U, des Drehmoments der Phase V und des Drehmoments der Phase W. Wenn der Strom I_u(t) der Phase U durch die Formel (6) ausgedrückt wird, in der „m“ die Ordnung der in dem Strom enthaltenen harmonischen Komponente ist und „n“ die Ordnung der in der Spannung enthaltenen harmonischen Komponente ist, kann das Drehmoment τ_u(t) der Phase U durch die folgende Formel (7) ausgedrückt werden: $I_{u} (t) = \sum_{m = 1}^{m} I_{m} sin m \cdot (θ + β_{m})$
$τ_{u} (t) = \frac{1}{ω_{m}} [\sum_{n = 1}^{n} \sum_{m = 1}^{m} E_{m} I_{m} {- \frac{1}{2} (cos ((n + m) θ+ n α_{n} + m β_{m}) - cos ((n - m) θ + n α_{n} - m β_{m})}]$
Sowohl der Phasenstrom I(t) als auch die Phasenspannung E(t) sind symmetrische Wellen, weshalb es nötig ist, dass m und n ungerade sind. Im Hinblick auf die anderen Drehmomente als jenes der Phase U - das Drehmoment der Phase V und das Drehmoment der Phase W - betragen die Phasenverschiebung des Drehmoments der Phase V von der induzierten Spannung E_u(t) der Phase U und dem Strom I_u(t) der Phase U und die Phasenverschiebung des Drehmoments der Phase W von ihnen +2π/3 (rad.) bzw. -2π/3 (rad.). Das sich ergebende Drehmoment ist durch Streichen der Glieder mit Ausnahme von Gliedern mit einem Koeffizienten von „6“ gegeben und kann durch die folgende Formel (8) ausgedrückt werden. $τ (t) = \frac{1}{ω_{m}} [\sum_{n = 1}^{n} \sum_{m = 1}^{m} E_{m} I_{m} {- \frac{1}{2} {3 cos (6 f θ+ s) - 3 cos (6 f θ + t)}}]$
wobei 6f = n ± m (f ist eine natürliche Zahl) ist, s = nα_n + mβ_m ist, und t = nα_n - mβ_m ist.
Da eine Induktionsspannung eine Zeitableitung eines Magnetflusses ist, treten zusätzlich harmonische Komponenten der gleichen Ordnung wie die in einer Induktionsspannung in jeder Phase enthaltenen auch in einem Magnetfluss pro Pol pro Phase auf. Daraus folgt, dass in einem Drehstrommotor die 6f-te Drehmomentharmonische als Drehmomentwelligkeit erscheint, wenn n, d.h. die Zahl der Ordnung der Raumharmonischen, die im Magnetfluss (der Induktionsspannung) enthalten ist, und m, d.h. die Zahl der Ordnung der Zeitharmonischen, die in dem Phasenstrom enthalten ist, so kombiniert sind, dass sie 6f ergeben.
Da bei dieser elektrischen Drehmaschine 10 eine Drehmomentwelligkeit auftritt, wenn die Gleichung 6f = n ± m erfüllt wird, wenn ein Magnetfluss pro Pol pro Phase die n-te Raumharmonische enthält und ein Phasenstrom die m-te Zeitharmonische enthält, entsteht als Reaktion auf eine Kombination aus, zum Beispiel, der überlagernden 11. und 13. Raumharmonischen (n = 11, 13) und der Grundwelle (m = 1) eines Phasenstroms das 12. harmonische Drehmoment.
Somit werden in der elektrischen Drehmaschine 10 die passenden Formabmessungen einer jeden der Mittelnuten 21 auf Basis von Drehmomenteigenschaften wie der oben genannten Drehmomentwelligkeit bestimmt.
Im Hinblick auf die Mittelnut 21 werden die passenden Formabmessungen bestimmt nach dem Auswerten der in 26 gezeigten Drehmomentwelligkeit durch Variation eines in 25 gezeigten radialen Abstands R4 eines Nutenbodens 21a der Mittelnut 21 von der Rotorachse in dem Verhältnis R4/R1, das als Parameter verwendet wird, wobei R1 der Außenradius zu dem Außenumfang des Rotors 12 ist.
Zuerst wird im Hinblick auf die Tiefe der Mittelnut 21 unter Verwendung der Formabmessung für den Rotor ohne Mittelnuten 21 als Standard (R4/R1 = 1,0) die Tiefe mit der folgenden Formabmessung ausgeführt,
0,98 ≦ R4/R1 < 1,0,
um eine Verringerung der Drehmomentwelligkeit, die unter einem Betrieb mit einer Höchstbelastung erzeugt wird, zu ermöglichen.
Dann ist im Hinblick auf die Mittelnut 21 des Rotors 12 für ihre Formabmessungen eine Bestimmung ihrer relativen Beziehung zu den Statorzähnen 15 des Stators 11 erforderlich, wobei sie definiert werden kann durch einen äußeren Bogenwinkel θ_a für die Mittelnut 21 um die Achse des Rotors 12 und einen inneren Bogenwinkel θ_b für den Nutenboden 21a.
Unter fortgesetzter Bezugnahme auf den Rotor 12 werden die Phasenspannungen und die Leitungsspannung, wie durch ihre Darstellungen in 27 angegeben, an Punkten, die durch Spitzen F und Scheitelabschnitte V angegeben sind, beeinflusst, wenn der Außenwinkel θ_a für die Mittelnut 21 als Parameter variiert wird.
Im Besonderen variiert eine Periode zwischen G1 und G3 der Spannungswellenform der U-Phase aufgrund der Positionsbeziehung zwischen dem Stator 11 und dem Rotor 12 je nach der Breite des äußeren Bogenwinkels θ_a für die Mittelnut 21. Die Spannungswellenform der U-Phase wird zu einer Wellenform, in der die Periode zwischen G1 und G3 verengt wird, um zu einem Scheitel zugespitzt zu werden, wenn der äußere Bogenwinkel θ_a verengt wird, und die Wellenform der Leitungsspannung wird zu einer Wellenform, die sich einer Dreieckswellenform annähert, während sich die Spitzen F dem Scheitelabschnitt W nähern. Andererseits wird die Spannungswellenform der Phase U zu einer Wellenform, in der ein Abschnitt in der Periode zwischen G1 und G3 abgeflacht ist, wenn der äußere Bogenwinkel θ_a erweitert wird, und die Wellenform der Leitungsspannung wird zu einer Wellenform, die sich einer Trapezwellenform annähert, während die Spitzen F den Scheitelabschnitt W verlassen, was zu der Tendenz einer Überlagerung durch die 5. und die 7. Raumharmonische führt.
Im Hinblick auf die Mittelnut 21, wie oben erwähnt, erfordert der Spalt G zwischen dem Rotor 12 und den Statorzähnen 15 einen hohen magnetischen Widerstand (oder eine geringe Permeabilität), doch da die Tendenz zu einer Überlagerung durch die 5. und die 7. Raumharmonische erhöht wird, wenn er zu sehr erweitert wird, muss der äußere Bogenwinkel θ_a eine minimale erforderliche Formabmessung aufweisen.
Unter Bezugnahme auf 25 soll SO die Breite von jedem der Schlitze, gemessen an dessen zu dem Rotor 12 gerichteten offenen Ende, darstellen, TB soll die Stirnbreite des Innenumfangs eines jeden der Statorzähne 15 darstellen, TW soll die Endabschnittsbereite des Statorzahns 15 darstellen, die an dessen Restabschnitt einwärts von dem Innenumfang des Statorzahns 15 gemessen ist, und AG soll die Spaltbreite über den Spalt G zwischen dem Rotor 12 und den Statorzähnen 15 sein. Dann werden der Rotor 12 und der Stator 15 so gestaltet, dass sie die folgende Beziehungen erfüllen.
Zuerst müssen die Mittelnuten 21, die jeweils eine Breite aufweisen, die gleich oder größer als die Stirnbreite TB eines der Statorzähne 15 ist, die Anforderung eines erhöhten magnetischen Widerstands über den Spalt G erfüllen. Daraus folgt, dass die untere Grenze für den äußeren Bogenwinkel θ_a als $2 \times {tan}^{- 1} {(TB/2) / (R1 + AG)} ≦ θ_{a}$
ausgedrückt ist, da die Form, die durch die Stirnbreite TB und die Rotorachse eingeschlossen ist, einem gleichschenkligen Dreieck (2 × einem rechtwinkligen Dreieck) gleicht.
Zusätzlich ist es im Hinblick auf ein automatisches Einsetzen der Statorwicklungen und die erforderliche Energiedichte nötig, dass die Öffnungsbreite SO jedes Schlitzes 18 größer als die Spaltbreite AG der Luftspaltbreite G ist, d.h. SO > AG. Gemäß dieser Beziehung ist der magnetische Widerstand an dem Spalt G geringer als jener an dem Öffnungsraum des Schlitzes 18, was eine Verringerung der Dichte der mit dem Rotor 12 wechselwirkenden Magnetflusslinien von einem spitzen Eckenabschnitt K (siehe 22) eines jeden der Statorzähne 15 erforderlich macht. Daher ist es nötig, dass sich jede der Mittelnuten 21 auf einem Bogen befindet, der in Bogengrad gleich oder kleiner als ein Bogen zwischen den benachbarten beiden inneren Umfangsabschnitten 15a an jedem zweiten Statorzahn 15 ist. Daraus folgt, dass die obere Grenze des äußeren Bogenwinkels θ_a ähnlich ausgedrückt wird als $θ_{a} ≦ 2 \times {tan}^{- 1} [{SO+ (TB/2)} / (R 1 + AG)] .$
Als nächstes definiert der innere Bogenwinkel θ_b für den Boden 21a der Mittelnut 21 einen Bogen zwischen den benachbarten beiden inneren Umfangsabschnitten 15a an jedem zweiten Statorzahn 15 als seine Obergrenze, weshalb die Obergrenze ähnlich wie bei dem äußeren Bogenwinkel θ_a als θ_b ≦2×tan^-1[{SO+(TB/2)}/(R1+AG)}] ausgedrückt ist.
Da der Bogen für die Untergrenze des äußeren Bogenwinkels θ_a andererseits die Stirnbreite TB des Statorzahns 15 ist, um die Reluktanz an dem Spalt G so zu regulieren, dass sie zunimmt, kann die Mittelnut 21 auf den Nutenboden 21a verzichten, weshalb die untere Grenze des inneren Bogenwinkels θ_b als 0° ≦ θ_b ausgedrückt werden kann.
Zusätzlich sollen die Stirnbreite TB und die Endabschnittsbreite TW des Statorzahns 15 TW ≦ TB erfüllen, da die oben genannten Bedingungen nicht erfüllt würden, wenn der Endabschnitt eines jeden der Statorzähne 15 zugespitzt wäre.
Auf ähnliche Weise, während des Betriebs im Antriebsmodus unter geringen Belastungsbedingungen, wie aus den Darstellungen in 28 ersichtlich, die sich aus einem Vergleich der durch diesen Rotor 12 erzeugten Drehmomentwellenform mit jener durch den Rotor 12C ohne Mittelnuten 21 unter Verwendung des Rotors 12C als Basiseinheit - 1,0 (pro Einheit) - ergeben, verringert der Rotor 12 mit Mittelnuten 21 die Amplitude der Drehmomentwellenform stärker, wodurch die Drehmomentwelligkeit beschränkt wird, als es bei dem Rotor 12C der Fall ist. Wie aus den in 29 gezeigten Ergebnissen nach einer Verarbeitung der in 28 gezeigten Wellenformen durch eine Fourier-Reihenentwicklung ersichtlich ist, ist die 6. harmonische Drehmomentkomponente der Drehmomentwellenform, die durch den Rotor 12 mit Mittelnuten 21 erzeugt wird, beträchtlich verringert.
Zusätzlich ist im Vorhergehenden hauptsächlich der Einfluss der Mittelnuten 21 auf die Drehmomenteigenschaften beschrieben, doch sind die Mittelnuten 21 als Markierungen bei der Herstellung, wie etwa dem Zusammenbau, nützlich. Zum Beispiel ist es beim Verdrehen, um die Dauermagnete 16 in verschiedene Positionsbeziehungen entlang der axialen Rrichtung zu drehen, möglich, das Vorhandensein des Verdrehens aus der durch die Mittelnuten 21 erzeugten Geradheit zu bestätigen.
Nach dem Beseitigen jenes Abschnitts eines jeden der Dauermagnete 16 jedes Paars, das einen Magnetpol bildet, der sich in einem Bereich B befindet, welcher an der Seite in der Nähe einer Längsachse zwischen den Dauermagneten 16 gelegen ist, eliminiert somit gemäß der vorliegenden Ausführungsform das Ersetzen des beseitigten Abschnitts durch eine beträchtliche Flussbarriere 17c den Magnetfluss ψ_m der Dauermagnete 16, der in solche Richtungen abgegeben wird, dass er gegen den Magnetfluss ψ_r der Statorwicklungen wirkt, wodurch verhindert wird, dass sie einander entgegenwirken (auslöschen), und es wird auch der Verlauf des Magnetflusses ψ_r durch den Bereich B eingeschränkt.
Dies stellt große Beträge an magnetischem Moment T_m und Reluktanzmoment T_r bereit, während eine wesentliche Verringerung der Verwendungsmenge der Dauermagnete 16 bereitgestellt wird, indem die Magnetflüsse ψ_r und ψ_m eines jeden der Dauermagnete 16 des Paars auf Seiten der Längsachse genutzt werden, während die Verwendungsmenge der Dauermagnete 16 verringert wird. Zusätzlich erhöht dies wegen einer Verringerung der induzierten Spannungskonstanten die Ausgangsleistung bei hohen Geschwindigkeiten, und es wird durch eine Senkung des Grads der Wärmebeständigkeit, die sich aus einer Beschränkung der durch Temperaturveränderungen verursachten Entmagnetisierung infolge einer Beschränkung der von Wirbelströmen stammenden Wärmeerzeugung durch die Dauermagnete 16 ergibt, auch zu einer Kostenverringerung beigetragen.
Zusätzlich kann durch die Bereitstellung der in dem Rotor 12 gebildeten Mittelnuten 21 die Drehmomentwelligkeit wirksam verringert werden, indem harmonische Drehmomentkomponenten unterdrückt werden, wenn das Verhältnis des radialen Abstands R4 zu dem Nutenboden 21a in Bezug auf den Außenradius R1 des Rotors 12 so ausgeführt wird, dass es in den Bereich von 0,98 ≦ R4/R1 < 1,0 fällt. Darüber hinaus kann jede der Mittelnuten 21 die Drehmomentwelligkeit weiter verringern, indem mehr harmonische Drehmomentkomponenten unterdrückt werden, wenn ihre Formabmessungen so ausgeführt werden, dass sie Folgendes erfüllen:
2×tan^-1{(TB/2)/(R1 + AG)} ≦ θ_a ≦ 2×tan^-1[{SO + (TB/2)}/(R1 + AG)}],
0° ≦ θ_b ≦ 2× tan^-1[{SO + (TB/2)}/(R1 + AG)}], und
TW ≦ TB.
Folglich wird eine preiswerte elektrische Drehmaschine verwirklicht, die in einem Antriebsmodus einen qualitativ hochwertigen Betrieb mit einer hohen Energiedichte bereitstellt.
Bei der vorliegenden Ausführungsform wurde eine elektrische Drehmaschine 10 in der Form eines Motors mit 8 Polen und 48 Schlitzen als Beispiel herangezogen, doch wird bemerkt, dass die vorliegende Erfindung nicht auf diese Ausführungsform beschränkt ist, sondern vorzugsweise auf jeden beliebigen Aufbau angewendet werden kann, bei dem der Wert q der Schlitze pro Phase pro Pol 2 beträgt (q = 2). Zum Beispiel kann die vorliegende Erfindung ohne jegliche Abänderungen auf Motoraufbauten mit 6 Polen und 36 Schlitzen oder 4 Polen und 24 Schlitzen oder 10 Polen und 60 Schlitzen angewendet werden.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die beschriebene und veranschaulichte beispielhafte Ausführungsform beschränkt, sondern umfasst alle Ausführungsformen, die Effekte hervorbringen, welche jenen, auf die die vorliegende Erfindung abzielt, gleichwertig sind. Ferner ist die vorliegende Erfindung nicht auf Kombinationen von Merkmalen der Gegenstände, die durch die einzelnen Ansprüche definiert sind, beschränkt, sondern sie wird durch alle beliebigen gewünschten Kombinationen von spezifischen Merkmalen aus allen offenbarten Merkmalen definiert.
Im Vorhergehenden wurde eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben, doch ist die vorliegende Erfindung nicht auf die oben genannte Ausführungsform beschränkt, sondern kann sie innerhalb der technischen Ideen der vorliegenden Erfindung in verschiedensten Formen ausgeführt werden.

Claims

Elektrische Drehmaschine mit innenliegenden Dauermagneten (IPM), umfassend: einen Stator (11), der zur Aufnahme von Statorwicklungen in Schlitzen (18) zwischen Statorzähnen (15) eingerichtet ist; einen Rotor (12), der relativ zu dem Stator (11) (12)um eine Rotorachse drehbar ist, wobei der Rotor (12) einen Außenumfang (12a) aufweist; mehrere Paare von Dauermagneten (16) in dem Rotor (12), wobei die Dauermagnete (16) jedes Paars einen Magnetpol bilden und in Magnetöffnungen (17a) in dem Rotor (12) aufgenommen sind; Öffnungen (17c) mit einer geringen Permeabilität, wobei jede den in einem vorbestimmten Bereich befindlichen Abschnitt eines der Dauermagnete (16) ersetzt, der so gerichtete Magnetflusslinien erzeugen würde, dass von dem Stator (11) ausgehende Magnetflusslinien benachbart zu einer Längsachse eines der Magnetpole ausgelöscht würden, wenn sich der Dauermagnet (16) in dem vorbestimmten Bereich befinden würde, wobei die Öffnung (17c) einen zusätzlichen Raum umfasst, der in einer der Magnetöffnungen (17a) aufgrund einer Verkürzung der Länge des in der Magnetöffnung (17a) aufgenommenen Dauermagnets (16) entlang der Magnetöffnung (17a) ausgebildet ist, wobei sich die Öffnung (17c) von dem zusätzlichen Raum hin zu einer Achse des Rotors (12) erstreckt; und Regulierungsnuten (21) in dem Außenumfang (12a) des Rotors (12), wobei sich die Regulierungsnuten (21) jeweils auf den Längsachsen befinden und parallel zu der Rotorachse liegen, wobei jede der Regulierungsnuten (21) dazu gestaltet ist, die Dichte der benachbart zu einer der Längsachsen mit dem Rotor (12) verketteten Magnetflusslinien zwischen dem Rotor (12) und einem der Statorzähne (15) zu verringern, wobei an der Öffnung (17c) ein Haltevorsprung für den Dauermagneten (16) vorgesehen ist, der einen um eine Ecke des Dauermagnets (16) herum laufenden und sich an den Dauermagneten (16) anschmiegenden Abschnitt und einen daran anschließenden geraden Endabschnitt umfasst; wobei der Haltevorsprung im Wesentlichen senkrecht von einer Berandung der Öffnung (17c) in die Öffnung (17c) hinein ragt.
Elektrische IPM-Drehmaschine nach Anspruch 1, wobei: jede der Regulierungsnuten (21) eine als 0,98 ≦ R4/R1 < 1,0 ausgedrückte Beziehung erfüllt, wobei R1 der Außenradius ausgehend von der Achse des Rotors (12) zu dem Außenumfang (12a) des Rotors (12) ist und R4 der radiale Abstand von der Achse des Rotors (12) zu einem Nutenboden (21a) der Regulierungsnut (21) ist.
Elektrische IPM-Drehmaschine nach Anspruch 2, wobei jede der Regulierungsnuten (21) Formabmessungen aufweist, die so ausgeführt sind, dass sie Folgendes erfüllen: (Außenwinkel 1) = 2×tan^-1{(TB/2)/(R1+AG)}, (Außenwinkel 2) = (Innenwinkel 2) = 2 × tan^-1 [{SO + (TB/2)}/(R1 + AG)}] (Innenwinkel 1) = 0°, und TW ≦ TB, wenn (Außenwinkel 1) ≦ θa (elektrischer Winkel) ≦ (Außenwinkel 2), und (Innenwinkel 1) ≦ θ_b (elektrischer Winkel) ≦ (Innenwinkel 2), wobei θa der äußere Bogenwinkel der Regulierungsnut (21) um die Achse des Rotors (12) ist, θ_b der innere Bogenwinkel des Nutenbodens (21a) der Regulierungsnut (21) um die Achse des Rotors (12) ist, SO die an dessen zu dem Rotor (12) gerichteten offenen Ende gemessene Breite eines jeden der Schlitze (18) ist, TB die Stirnbreite des Innenumfangs (15a) eines jeden der Statorzähne (15) ist, TW die Endabschnittsbereite des Statorzahns (15) ist, die an dessen Restabschnitt einwärts von dem Innenumfang (15a) des Statorzahns (15) gemessen ist, und AG die Spaltbreite über einen Luftspalt (G) zwischen dem Rotor (12) und den Statorzähnen (15) ist.