DE102013219260B4

DE102013219260B4 - Elektrische Drehmaschine mit innenliegenden Dauermagneten

Info

Publication number: DE102013219260B4
Application number: DE102013219260.6A
Authority: DE
Inventors: Masahiro Aoyama
Original assignee: Suzuki Motor Corp
Current assignee: Suzuki Motor Corp
Priority date: 2012-09-28
Filing date: 2013-09-25
Publication date: 2020-08-06
Anticipated expiration: 2033-09-26
Also published as: DE102013219260A1; CN103715851B; CN103715851A

Abstract

Elektrische Drehmaschine mit innenliegenden Dauermagneten (IPM), die einen Wert der Schlitze pro Phase pro Pol von 2 aufweist, umfassend:einen Stator (11), der dazu eingerichtet ist, Statorwicklungen in Schlitzen (18) zwischen Statorzähnen (15) aufzunehmen;einen Rotor (12), der relativ zu dem Stator (11) um eine Rotorachse drehbar ist und einen Außenumfang (12a) aufweist;mehrere Paare von Dauermagneten (16) in dem Rotor (12), wobei die Dauermagnete (16) jedes Paars in einer „V“förmigen Konfiguration angeordnet sind, die sich zu dem Außenumfang (12a) hin öffnet, einen Magnetpol bilden und in Magnetöffnungen (17a) in dem Rotor (12) aufgenommen sind; undÖffnungen (17c) mit einer geringen Permeabilität, wobei jede davon den in einem vorbestimmten Bereich befindlichen Abschnitt eines der Dauermagnete (16) ersetzt, der so gerichtete Magnetflusslinien erzeugen würde, dass von dem Stator (11) ausgehende Magnetflusslinien benachbart zu einer Längsachse eines der Magnetpole ausgelöscht würden, wenn sich der Dauermagnet (16) in dem vorbestimmten Bereich befinden würde,wobei die Öffnung (17c) einen Erstreckungsraum umfasst, der sich an der Seite des Dauermagnets (16) befindet, die an der Längsachse liegt,wobei sich die Öffnung (17c) von dem Erstreckungsraum zu der Rotorachse hin erstreckt,wobei sich die Öffnung (17c) von einem Bereich benachbart zum Dauermagneten (16) zu einer Querachse hin erstreckt,wobei an der Öffnung (17c) ein Haltevorsprung (12f) für den Dauermagneten (16) vorgesehen ist, der einen um eine Ecke (16a) des Dauermagnets (16) herum laufenden und sich an den Dauermagneten (16) anschmiegenden Abschnitt und einen daran anschließenden geraden Endabschnitt umfasst;wobei der Haltevorsprung (12f) im Wesentlichen senkrecht von einer Berandung der Öffnung (17c) in die Öffnung (17c) hinein ragt.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft eine elektrische Drehmaschine mit innenliegenden Dauermagneten (IPM) und genauer eine elektrische IPM-Drehmaschine mit einem hocheffizienten Betrieb in einem Antriebsmodus.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Elektrische Drehmaschinen müssen verschiedene Ausgangsleistungseigenschaften erfüllen, um verschiedene Anforderungen durch Vorrichtungen, woran sie angebracht sind, zu erfüllen. Wenn eine elektrische Drehmaschine zum Beispiel in einem Hybridelektrofahrzeug (HEV: Hybrid Electric Vehicle, Hybridfahrzeug) als Kraftquelle in Zusammenwirkung mit einem Verbrennungsmotor oder in einem Elektrofahrzeug (EV: Electric Vehicle, Elektrofahrzeug) als einzige Kraftquelle die Funktion eines Traktionsmotors durchführen soll, muss der Traktionsmotor in einem Antriebsmodus bei einer veränderlichen Geschwindigkeit über einen weiten Geschwindigkeitsbereich arbeiten und bei geringen Geschwindigkeiten ein ausreichend hohes Drehmoment bereitstellen.
Bei den Fahrzeugen der obigen Art verlangt eine Verbesserung im Hinblick auf die Kraftstoffersparnis eine Verbesserung bei der Effizienz der Energieumwandlung eines jeden der Bestandteile einschließlich einer elektrischen Drehmaschine, und im Fall einer fahrzeugeigenen elektrischen Drehmaschine insbesondere eine Verbesserung der Effizienz in einem häufig verwendeten Bereich. Ferner muss die fahrzeugeigene elektrische Drehmaschine von dem Gesichtspunkt von Beschränkungen hinsichtlich des Platzes für ihre Montage und von dem Gesichtspunkt der Miniaturisierung her einen kompakteren Aufbau mit einer hohen Energiedichte aufweisen.
Übrigens arbeitet eine elektrische Drehmaschine in HEVs oder EVs in einem normalen Antriebsmodus im Allgemeinen bei geringen Geschwindigkeiten unter geringen Belastungsbedingungen. Aus diesem Grund besteht die Tendenz, für eine hohe Effizienz starke Dauermagnete zu verwenden, da das magnetische Moment mehr zu der Erzeugung von Drehmoment für die fahrzeugeigene elektrische Drehmaschine beiträgt als das Reluktanzmoment, das mit der Amplitude der Ströme durch die Statorwicklungen veränderlich ist.
Diese Tendenz zeigt sich in der zunehmenden Verwendung von Synchronmotoren vom Dauermagnettyp, die einen Neodym-Magnet mit einer hohen Remanenz umfassen, der in einen Magnetkern eingebettet ist, und als IPM-Synchronmotoren (Synchronmotoren mit innenliegenden Dauermagneten) bezeichnet werden. Bei einer solchen elektrischen IPM-Drehmaschine wird vorgeschlagen, mehrere Paare von Dauermagneten auf eine solche Weise in einen Rotor einzubetten, dass die Dauermagnete jedes Paars in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, die sich zu einem Außenumfang des Rotors hin öffnet, um einen Magnetkreis zu erzeugen, der fähig ist, aktiv sowohl das Reluktanzmoment als auch das magnetische Moment zu benutzen (siehe zum Beispiel die Patentliteratur 1). Ferner wird bei elektrischen IPM-Drehmaschinen vorgeschlagen, Flussbarrieren bereitzustellen, die von beiden äußeren Enden der Dauermagnete jedes Paars zu einem Außenumfang eines Rotors vorspringen, und es wird auch vorgeschlagen, einen Raum einer jeden der Flussbarrieren zu dem Außenumfang hin zu erweitern (siehe das Patentliteratur 2).
STAND DER TECHNIK

Patentliteratur 1: JP 2006 - 254 629 A
Patentliteratur 2: JP 2012- 29 524 A

Der Typus des permanent hilfserregten IPM-Rotors, der Permanentmagnetfelder und auch Reluktanzmomente nutzt, ist der Fachwelt bekannt. Vgl. dazu die allgemein zusammenfassende Schrift Meixner et al., Elektrische Kraftfahrzeugantriebstechnik, Erfinderaktivitäten 2011, Deutsches Patent und Markenamt, Oktober 2012, ISSN 2193-8180, S. 51-52, die die Feldverteilungen bei solchen Rotoren anhand der DE 696 29 419 T2 diskutiert.
Die 8 der US 2012 / 0 200 193 A1 zeigt einen eher konventionellen V-Magnet Rotor mit kleineren Fluss-Sperren an der Spitze des V.
Die JP 2012 - 34 432 A oder die US 2012 / 0 139 378 A1 oder die US 2011 / 0 241 468 A1 zeigt einen IPM-Rotor mit V-Magneten mit vergrößerten Fluss-Sperren, zum Einsparen von Magnetmaterial.
Aus der Schrift Müller et al., Berechnung elektrischer Maschinen, 6. Auflage, WILEY VCH Verlag, 2008, S. 4, 5, 21 ist zu entnehmen, wie die Lochzahl eines Stators definiert wird.
Aus der Schrift Breimer et al., Fachkunde Elektrotechnik, Verlag Willing & Co., 7. Auflage, 1965, S. 202 sind gängige Werte für die Nutzahl und die Polzahl von Statoren zu entnehmen, z. B. 48 und 2.
Es ist der Fachwelt bekannt, dass Permanentmagnete nicht weiter aufmagnetisiert werden können, also differentiell sich wie Luft verhalten und nicht wie Eisen, was auch aus den Feldbildern hervorgeht, siehe dazu auch die Schrift Beckert, Berechnung magnetischer Kreise mit Permanentmagneten, Skriptum für Nichtelektrotechniker, TU Bergakademie Freiberg, Januar 2008, S. 4, relative Permeabilität von NdFeB und SmCo Magneten.
Es ist bekannt, dass störende Harmonische durch Kerben oder Vertiefungen im Rotor, die an bestimmten Stellen und mit bestimmten Abmessungen unterzubringen sind, kompensiert werden können. Die Schrift Studer et al., Study of Cogging Torque in Permanent Magnet Machines, IEEE, Industry Applications Conference, Conference Record of the Thirty-Second IAS Annual Meeting, 1997 zeigt explizit die Berechnung des Effektes von Kerben am Rotorumfang bei den Magneten und auch die Effekte bei Modifikation dieser Kerben.
Solches wird auch in der JP 2004 - 328 956 A , JP 2002 - 165 394 A oder US 2005 / 0 121 990 A1 gezeigt.
Die letztere zeigt insbesondere auch Kerben am Rand und in der Polmitte von Magnetpolen (vgl. 2A und 2B), sowie auch eine besonders große, „rund“ geformte Kerbe in der Polmitte (vgl. 13).
Einige Fachveröffentlichungen zeigen die effizienten und schnell durchführbaren Finite-Elemente Berechnungen als lang etablierte Methoden, wie die Schrift Miller, Small motor drives expand their technology horizons, Power Engineering Journal, Sep. 1987, S. 283-289, oder die Schrift Miller et al., Finite Elements applied to synchronous and switched reluctance motors, IEE Seminar Current trends in the use of finite elements (FE) in electromechanical analysis and design, IEE Savoy Place, 2000, oder die Schrift Reece, Electrical machines and electromagnetics - computer aids to design, Power Engineering Journal, Nov. 1988, S. 315-321.
Dies schlägt sich auch in der Lehre nieder, z. B. in der Studienordnung der Fachhochschule Dortmund, 1999, S. 7, Wahlpflichtkatalog EU2, NBE Numerische Berechnung elektrischer Maschinen, FEM Finite- Elemente-Theorie und -Anwendung, oder in der Schrift Aschendorf, Erst berechnen, dann bauen, Zeitschrift Konstruktionspraxis, Nr. 6., 7. Jahrgang, Juni 1996, S. 16 -19, oder in der Schrift Aschendorf, Amperehaltiger Röntgenblick, Zeitschrift KEM, 2001, S. 56 ff.
Übrigens kommen in neueren elektrischen Drehmaschinen vermehrt Dauermagnete, die Seltenerdelemente wie Nd, Dy und Tb enthalten, zum Einsatz, um den Magnetismus und die Wärmebeständigkeit zu erhöhen, doch verursachen steigende Preise, die durch ihre Seltenheit und die Instabilität ihres Vertriebs verursacht werden, einen zunehmenden Bedarf an einer Verbesserung der Effizienz bei einer Verringerung der Verwendungsmenge dieser Seltenerdelemente.
Doch da eine elektrische Drehmaschine in HEVs und EVs in einem normalen Antriebsmodus bei geringen Geschwindigkeiten unter geringen Belastungsbedingungen arbeitet, besteht die Tendenz, selbst in IPM-Motoren wie dem in der Patentliteratur 1 beschriebenen die Verwendungsmenge von Dauermagneten mit hohem Magnetismus zu erhöhen, um das magnetische Moment, das im Antriebsmodus zum Betrieb bei geringen Geschwindigkeiten unter geringen Belastungsbedingungen beiträgt, zu erhöhen. Dieser Ansatz entfernt sich von der Erfüllung der Aufgabe einer Verringerung der Verwendungsmenge von Seltenerdelementen.
Da sich ferner bei einer in der Patentliteratur 2 beschriebenen elektrische IPM-Drehmaschine Flussbarrieren an beiden äußeren Endseiten der Dauermagnete jedes Paars unnötig zu dem Außenumfang eines Rotors hin erweitern, nimmt die magnetische Reluktanz zwischen einer jeden der Flussbarrieren und dem Außenumfang zu, was verursacht, dass schnell eine magnetische Sättigung auftritt. Infolge einer raschen Änderung der Magnetflussdichte nimmt das Rastmoment zu, was eine qualitativ hochwertige Drehung in einem Antriebsmodus beeinträchtigt. Daraus folgt, dass die elektrische IPM-Drehmaschine den Magnetfluss auf Flussfließwege durch den Rotor und den Stator legen muss, um das Auftreten einer magnetischen Sättigung zu verhindern.
KURZDARSTELLUNG
Daher ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine preiswerte elektrische Drehmaschine mit hoher Energiedichte bereitzustellen, die in einem Antriebsmodus einen hocheffizienten und qualitativ hochwertigen Betrieb umsetzt, indem Flussfließwege gebildet werden, die so angeordnet sind, dass das Auftreten einer magnetischen Sättigung verhindert wird, während die Verwendungsmenge der Dauermagnete verringert ist.
Nach einem ersten Aspekt der Erfindung wird eine elektrische Drehmaschine mit innenliegenden Dauermagneten (IPM), die einen Wert der Schlitze pro Phase pro Pol von 2 aufweist, bereitgestellt, die umfasst:

einen Stator, der dazu eingerichtet ist, Statorwicklungen in Schlitzen zwischen Statorzähnen aufzunehmen;
einen Rotor, der relativ zu dem Stator um eine Rotorachse drehbar ist und einen Außenumfang aufweist;
mehrere Paare von Dauermagneten in dem Rotor, wobei die Dauermagnete jedes Paars in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, die sich zu dem Außenumfang hin öffnet, einen Magnetpol bilden und in Magnetöffnungen in dem Rotor aufgenommen sind; und
Öffnungen mit einer geringen Permeabilität, wobei jede davon den in einem vorbestimmten Bereich befindlichen Abschnitt eines der Dauermagnete ersetzt, der so gerichtete Magnetflusslinien erzeugen würde, dass von dem Stator ausgehende Magnetflusslinien benachbart zu einer Längsachse (direkten Achse) eines der Magnetpole ausgelöscht würden, wenn sich der Dauermagnet in dem vorbestimmten Bereich befinden würde,
wobei die Öffnung einen Erstreckungsraum umfasst, der sich an der Seite des Dauermagnets befindet, die an der Längsachse liegt,
wobei sich die Öffnung von dem Erstreckungsraum zu der Rotorachse hin erstreckt,
wobei sich die Öffnung von einem Bereich benachbart zum Dauermagneten zu einer Querachse (Quadraturachse) hin erstreckt, wobei an der Öffnung ein Haltevorsprung für den Dauermagneten vorgesehen ist, der einen um eine Ecke des Dauermagnets herum laufenden und sich an den Dauermagneten anschmiegenden Abschnitt und einen daran anschließenden geraden Endabschnitt umfasst; wobei der Haltevorsprung im Wesentlichen senkrecht von einer Berandung der Öffnung in die Öffnung hinein ragt.

Nach einem zweiten Aspekt der Erfindung sind zusätzlich zu der Spezifikation gemäß dem oben genannten ersten Aspekt 1,2 < DLw/DLb < 2,5 und Tw < DLw erfüllt,
wobei TW die Breite eines jeden der Statorzähne ist, DLw der Abstand zwischen der Innenwand der Öffnung und der Innenwand der benachbarten Öffnung ist, wobei die Öffnungen einander über die Querachse hinweg gegenüberliegen, und DLb der Abstand zwischen dem rotorachsenseitigen Randabschnitt der Öffnung und dem Innenumfang des Rotors ist.
Nach einem dritten Aspekt der Erfindung wird eine elektrische Drehmaschine mit innenliegenden Dauermagneten (IPM) bereitgestellt, die einen Wert der Schlitze pro Phase pro Pol von 2 aufweist, die umfasst:

einen Stator, der dazu eingerichtet ist, Statorwicklungen in Schlitzen zwischen Statorzähnen aufzunehmen;
einen Rotor, der relativ zu dem Stator um eine Rotorachse drehbar ist und einen Außenumfang aufweist;
mehrere Paare von Dauermagneten in dem Rotor, wobei die Dauermagnete jedes Paars in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, die sich zu dem Außenumfang hin öffnet, einen Magnetpol bilden und in Magnetöffnungen in dem Rotor aufgenommen sind; und
Öffnungen mit einer geringen Permeabilität, wobei jede davon den in einem vorbestimmten Bereich befindlichen Abschnitt eines der Dauermagnete ersetzt, der so gerichtete Magnetflusslinien erzeugen würde, dass von dem Stator ausgehende Magnetflusslinien benachbart zu einer Längsachse eines der Magnetpole ausgelöscht würden, wenn sich der Dauermagnet in dem vorbestimmten Bereich befinden würde,
wobei der Stator und der Rotor eine Beziehung von 0,63 < R1/Ros < 0,76 erfüllen,
wobei R1 der Außenradius ausgehend von der Rotorachse des Rotors zu einem Außenumfang des Rotors ist, und Ros der Außenradius ausgehend von der Rotorachse des Rotors zu einem Außenumfang des Stators ist, wobei an der Öffnung ein Haltevorsprung für den Dauermagneten vorgesehen ist, der einen um eine Ecke des Dauermagnets herum laufenden und sich an den Dauermagneten anschmiegenden Abschnitt und einen daran anschließenden geraden Endabschnitt umfasst;
wobei der Haltevorsprung im Wesentlichen senkrecht von einer Berandung der Öffnung in die Öffnung hinein ragt.

Da nach den oben genannten ersten bis dritten Aspekten der vorliegenden Erfindung eine Öffnung mit einer geringen Permeabilität den in einem vorbestimmten Bereich befindlichen Abschnitt eines der Dauermagnete ersetzt, der so gerichtete Magnetflusslinien erzeugen würde, dass von dem Stator ausgehenden Magnetflusslinien benachbart zu einer Längsachse eines Magnetpols entgegengewirkt würde (sie ausgelöscht würden), wirken Magnetflusslinien der Magnete nicht gegen Magnetflusslinien der Statorwicklungen (löschen sie diese nicht aus) benachbart zu einer Längsachse und es wird der Durchgang der Magnetflusslinien durch den vorbestimmten Bereich beschränkt. Daher wird sowohl das magnetische Moment als auch das Reluktanzmoment wirksam verwendet, indem Magnetflusslinien der Magnete, die benachbart zu der Längsachse Magnetflusslinien des Stators unnütz machen würden, beseitigt werden, und es wird die Verwendungsmenge der Dauermagnete verringert, während ein Drehmoment erhalten wird, das gleich oder größer als vor dem Ersatz des Abschnitts eines jeden der Dauermagnete durch eine Öffnung ist.
Darüber hinaus verbessert der Ersatz des Abschnitts eines jeden der Dauermagnete durch die Öffnung die Ausgangsleistung bei hohen Geschwindigkeiten, da eine Verringerung der Magnetflusslinien der Magnete eine Verringerung der induzierten Spannungskonstanten verursacht. Zusätzlich verursacht eine Gewichtsersparnis eine Verringerung der Trägheit.
Eine Verringerung der Magnetflusslinien der Magnete verursacht eine Verringerung der Raumharmonischen, welche Magnetostriktion verursachen, und zwar wegen einer Verminderung des Feldschwächebereichs (einer Verringerung in dem Ausmaß der Feldabschwächung). Dies beschränkt die Erzeugung von Wärme, indem die Erzeugung von Wirbelströmen eingeschränkt wird, und beschränkt die Entmagnetisierung, die durch eine Temperaturveränderung der Dauermagnete verursacht wird, was zu geringeren Kosten führt, da der Grad der Wärmebeständigkeit gesenkt werden kann.
Insbesondere indem nach dem oben genannten ersten Aspekt der Erfindung ein Erstreckungsraums an der Seite des Dauermagnets, die an der Längsachse liegt, so ausgebildet wird, dass dieser eine Konfiguration aufweist, die sich zu der Achse des Rotors hin erstreckt, beschränkt diese Öffnung einen Umgehungspfad der Magnetflusslinien der Statorwicklungen, die von der Seite einer Querachse an einer Seite eines Magnetpols einwärts in den Rotor eindringen, zu dem Außenumfang des Magnetpols, wodurch verursacht wird, dass sich die Magnetflusslinien der Statorwicklungen zu der anderen Querachse an der anderen Seite des Magnetpols herum erstrecken, und vermeidet dadurch eine Sättigung, die durch eine Verbindung mit Magnetflusslinien der Magnete, die sich zur Seite des Außenumfangs des Magnetpols hin erstrecken, verursacht wird. Daher erhöht dies das gesamte Drehmoment, indem das von den Magnetflusslinien der Statorwicklungen erlangte Reluktanzmoment wirksam verwendet wird.
Diese Öffnung erstreckt sich zusätzlich zu dem Erstreckungsraum an der Seite der Längsachse auch zur Seite der Querachse hin, um eine derartige Gleichrichtung vorzunehmen, dass nicht nur während eines Betriebs unter geringen Belastungen, sondern auch unter hohen Belastungen ein Drehmoment erzeugt wird, während eine magnetische Sättigung der magnetischen Statorflusslinien, die von Seiten der Querachse einwärts in den Rotor eindringen, beschränkt wird. Dies macht es möglich, das Reluktanzmoment durch die magnetischen Statorflusslinien wirksam zu verwenden, während die Drehmomentwelligkeit wirksam beschränkt wird.
Nach dem oben genannten zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird durch das Einrichten des Verhältnisses (Querachsenseitiger Flussfließweg DLw)/(rotorachsenseitiger Flussfließweg DLb) auf einen Bereich von 1,5 bis 2,5 und einen Wert für DLw, der größer als jener für TW ist, die Drehmomentwelligkeit noch wirksamer verringert.
Nach dem oben genannten dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird es ermöglicht, ein Verhältnis (Rotoraußenradius R1)/(Statoraußenradius Ros) ohne jegliches Auftreten einer magnetischen Sättigung auf einen Bereich von 0,63 bis 0,76 einzurichten, wodurch das Drehmoment erhöht wird, während ein qualitativ hochwertiger Betrieb beibehalten wird.
Als Ergebnis wird eine preiswerte elektrische Drehmaschine mit hoher Energiedichte bereitgestellt, die in einem Antriebsmodus einen qualitativ hochwertigen Betrieb bereitstellt.
Indem ein Erstreckungsraums zu der Längsachse hin so gebildet wird, dass dieser eine Konfiguration aufweist, die sich zu dem Außenumfang des Rotors hin erstreckt, ermöglicht diese Öffnung ferner, zusätzlich zu den oben genannten Aspekten, die Vornahme einer passenden Einstellung der Richtung jenes Teils der Magnetflusslinien der Magnete, der kein Auslöschen von Magnetflusslinien der Statorwicklungen mit sich bringt, aber nicht wirksam mit den Magnetflusslinien der Statorwicklungen zusammenwirken kann, an der Seite der Längsachse des Magnetpols. Daher erhöht dies das gesamte Drehmoment weiter, da die synthetischen Magnetflusslinien, die durch die kombinierte Wirkung der Magnetflusslinien der Statorwicklungen und der Magnetflusslinien der Magnete ausgebildet sind, dazu gebracht werden, über einen Flussfließweg zu verlaufen, der zu einer wirksamen Erzeugung von Drehmoment beiträgt.
In dem Außenumfang des Rotors sind mittlere Regulierungsnuten gebildet, die sich jeweils parallel zu der Rotorachse auf einer der Längsachsen befinden. Da die mittleren Regulierungsnuten eine Zunahme der Reluktanz zwischen dem Rotor und den Statorzähnen benachbart zur Längsachse regulieren, wird zusätzlich zu einer Verringerung der magnetischen Rotorflusslinien benachbart zu der Längsachse wegen der oben genannten Öffnung eine Zunahme der verketteten magnetischen Statorflusslinien beschränkt. Daher ist es möglich, einen Abfall der Antriebseffizienz, der durch eine Zunahme der Drehmomentwelligkeit und des Kernverlusts verursacht wird, zu verhindern.
Indem ein Paar von seitlichen Regulierungsnuten in dem Außenumfang des Rotors parallel zu der Rotorachse ausgebildet wird, werden zusätzlich Harmonische, die die verkettete Magnetflusswellenform überlagern, beschränkt, indem die magnetische Reluktanz benachbart zu beiden äußeren Enden der Dauermagnete jedes Paars, die in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, erhöht wird. Daher ist es möglich, nicht nur das Rastmoment zu beschränken, sondern auch einen Abfall der Antriebseffizienz, der durch eine Zunahme der Drehmomentwelligkeit und des Kernverlusts verursacht wird, zu verhindern.
Im Hinblick auf die Flussbarrieren, die sich von beiden äußeren Enden der Dauermagnete jedes Paars, das einen Magnetpol bildet, zu dem Außenumfang des Rotors hin erstrecken, können durch das Einrichten eines Einschlusswinkels θ6 (elektrischer Winkel) zwischen den beiden äußeren Enden der Dauermagnete des Paars auf einen Bereich von 144 Grad bis 154,3 Grad die 5. und die 7. Raumharmonische beschränkt werden. Zusätzlich kann durch das Einrichten eines Einschlusswinkels θ2 (mechanischer Winkel) zwischen der Längsachse und einer Außenfläche des Dauermagnets auf Seiten des Außenumfangs auf einen Bereich von 27,5 Grad bis 72,5 Grad oder auf einen Bereich von 37,5 Grad bis 82,5 Grad oder auf einen Bereich von 37,5 Grad bis 72,5 Grad das Drehmoment unter einer Höchstbelastungsbedingung und unter geringen Belastungsbedingungen hoch gestaltet werden und es werden die Drehmomentwelligkeit und die 6. und die 12. harmonische Drehmomentkomponente beschränkt, wodurch elektromagnetische Schwingungen und das elektromagnetische Rauschen verringert werden.
Bei dem Aufbau, bei dem der Wert der Schlitze pro Phase pro Pol 2 beträgt, kann im Hinblick auf eine Seitenbrücke, die zwischen der äußeren endseitigen Innenfläche einer jeden der Flussbarrieren und dem Außenumfang des Rotors gebildet ist, um die Seite an der Querachse und die Seite an der Längsachse zu verbinden und zu stützen, durch das Einrichten eines Einschlusswinkels θ8 (elektrischer Winkel) zwischen dem intermediären Punkt der Seitenbrücke zwischen dem Innenflächenabschnitt auf Seiten der Längsachse und dem Innenflächenabschnitt auf Seiten der Querachse und der Längsachse auf einen Bereich von 64,7 Grad bis 74,2 Grad und durch das Einrichten eines Einschlusswinkels θ9 (mechanischer Winkel) zwischen der Verlängerungsebene des Innenflächenabschnitts auf Seiten der Längsachse und des Innenflächenabschnitts auf Seiten der Querachse auf einen Bereich von 0 Grad bis 37 Grad das Rastmoment verringert werden, während die Verringerung des Drehmoments klein gehalten werden kann.
Figurenliste

1 ist eine Draufsicht auf einen Rotor und einen Stator einer elektrischen IPM-Drehmaschine, die Merkmale der Erfindung verkörpert.
2 ist eine schematische Ansicht eines Rotors, der Merkmale der Erfindung verkörpert, wobei der Stator mit elektrischem Strom bestromte Wicklungen aufweist, aber wobei die Dauermagnete nicht enthalten sind und die Magnetflusslinien (ψ_r ) nur durch die nicht dargestellten bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungsbedingungen.
3 ist eine der 2 ähnliche Ansicht, wobei der Stator keinen Strom aufweist und die Magnetflusslinien (ψ_m ) von den Nordpolen (N) zu den Südpolen (S) nur durch die Dauermagnete, die in Magnetöffnungen in dem Rotor aufgenommen sind, erzeugt werden, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungsbedingungen.
4 ist eine Darstellung, die Drehmomenteigenschaften in Bezug auf verschiedene Grade von Stromphasen für einen IPM-Motor vom V-Typ zeigt, der einen herkömmlichen Rotor umfasst, welcher mit einer Öffnung ausgeführt ist, die nicht groß ist und sich an der Seite jedes der Dauermagnete befindet, die an der Längsachse liegt;
5A ist eine schematische Ansicht des herkömmlichen Rotors, wobei der Stator keinen Strom aufweist und die Magnetflusslinien (ψ_m ) nur durch die Dauermagnete, die in Magnetöffnungen in dem Rotor aufgenommen sind, erzeugt werden.
5B ist eine vergrößerte Ansicht eines Bereichs in der Nachbarschaft einer jeden der Längsachsen des in 5A gezeigten Rotors, die ein Vektorfeld (V_m ) angibt, das nur durch die Magnetflusslinien, die durch die Dauermagnete erzeugt werden, ausgebildet ist.
6A ist eine der 5A ähnliche Ansicht, wobei der Stator mit elektrischem Strom bestromte Statorwicklungen aufweist, aber wobei die Dauermagnete nicht enthalten sind und die Magnetflusslinien (ψ_r ) nur durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter Höchstbelastung.
6B ist eine vergrößerte Ansicht eines Bereichs benachbart zu einer jeden der Längsachsen des in 6A gezeigten Rotors, die ein Vektorfeld (V_r ) angibt, das nur durch die Magnetflusslinien, die durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, ausgebildet ist.
7 ist ein Diagramm eines Modells, das eine Beziehung der Vektorverteilung durch die Dauermagnete jedes Paars, das einen Magnetpol bildet, relativ zu der Vektorverteilung durch die bestromten Statorwicklungen in einem Bereich an der äußeren Umfangsseite des Magnetpols des in 5A gezeigten herkömmlichen Rotors während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter Höchstbelastung zeigt.
8 ist eine Darstellung, die die Korrespondenz des Drehmoments mit der Phase des Eingangsstroms bei dem IPM-Motor vom V-Typ, der den in 5A gezeigten Rotor enthält, zeigt.
9 ist eine der 5A und 6A ähnliche Ansicht, wobei die Magnetflusslinien (ψ_r ) nur durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringer Belastung.
10 ist eine der 5A, 6A und 9 ähnliche Ansicht, die aber zusätzlich zu den synthetischen Magnetflusslinien (ψ_s ), welche durch die kombinierte Wirkung von Magnetflusslinien (ψ_m ), die durch die Dauermagnete erzeugt werden, und Magnetflusslinien (ψ_r ), die durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, ausgebildet sind, Flussfließwege enthält, die durch die Flussfließverteilung der synthetischen Magnetflusslinien (ψ_s ) definiert sind, in einem Antriebsmodus unter geringer Belastung.
11 ist ein Diagramm, das die Variation des Ausgangsdrehmoments und die Rate der Verringerung der Drehmomentwelligkeit zeigt, wenn jeder der eingebetteten Dauermagnete in einem Rotor, der Merkmale der Erfindung verkörpert, verkürzt ist.
12 ist ein Diagramm, das die Variation der Raumharmonischen der 5. Ordnung zeigt, wenn jeder der eingebetteten Dauermagnete in dem Rotor, der die Merkmale der Erfindung verkörpert, verkürzt ist.
13 ist ein Diagramm, das einen Vergleich von Prozentsätzen von Drehmomenten, die erzeugt werden, wenn der in 5A, 6A und 9 gezeigte herkömmliche Rotor während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungen verwendet wird, mit Prozentsätzen von Drehmomenten, wenn der Rotor, der die Merkmale der Erfindung verkörpert, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungen verwendet wird, zeigt.
14 ist ein der 13 ähnliches Diagramm, das aber einen Vergleich von Prozentsätzen von Drehmomenten, die erzeugt werden, wenn der in 5A, 6A und 9 gezeigte herkömmliche Rotor während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung verwendet wird, mit Prozentsätzen von Drehmomenten, wenn der Rotor, der die Merkmale der Erfindung verkörpert, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung verwendet wird, zeigt.
15 ist eine der 2 ähnliche Ansicht, wobei der Stator mit elektrischem Strom bestromte Statorwicklungen aufweist, aber wobei die Dauermagnete nicht enthalten sind und die Magnetflusslinien (ψ_r ) nur durch die nicht dargestellten bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung.
16 ist eine der 2 und 15 ähnliche Ansicht, die aber synthetische Magnetflusslinien (ψ_s ) enthält, welche durch die kombinierte Wirkung von Magnetflusslinien, die durch die Dauermagnete erzeugt werden, und Magnetflusslinien, die durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, ausgebildet sind, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungen.
17 ist eine der 2, 15 und 16 ähnliche Ansicht, die aber synthetische Magnetflusslinien (ψ_s ) enthält, welche durch die kombinierte Wirkung von Magnetflusslinien, die durch die Dauermagnete erzeugt werden, und Magnetflusslinien, die durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, ausgebildet sind, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung.
18 ist eine schematische Ansicht eines Vergleichsaufbaus eines Rotors zum Vergleich mit dem Aufbau der in 17 gezeigten Ausführungsform, die synthetische Magnetflusslinien (ψ_s ) enthält, welche durch die kombinierte Wirkung von Magnetflusslinien, die durch die Dauermagnete erzeugt werden, und Magnetflusslinien, die durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, ausgebildet sind, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung.
19 ist eine Darstellung des instantanen Drehmoments in dem durchschnittlichen Drehmoment in Bezug auf den elektrischen Winkel, das durch den Aufbau A der in 17 gezeigten Ausführungsform erzeugt wird, und jenes des in 18 gezeigten Vergleichsaufbaus B.
20 ist ein Diagramm, das den Prozentsatz jeder Harmonischen, die die in 19 gezeigte Wellenform des instantanen Drehmoments überlagert, für jeden aus dem in 17 gezeigten Aufbau A der vorliegenden Ausführungsform und dem in 18 gezeigten Vergleichsaufbau B zeigt.
21 ist ein Diagramm, das den Prozentsatz jedes Gehalts der mit einem Zahn verketteten Flusswellenform für jeden aus dem in 17 gezeigten Aufbau A der vorliegenden Ausführungsform und dem in 18 gezeigten Vergleichsaufbau B zeigt.
22 ist eine Darstellung des Drehmoments in Bezug auf R2/R1 als Parameter, wobei R2 der radiale Abstand jener Endwand einer jeden der Flussbarrieren 17c, die sich näher an der Rotorachse befindet, von der Rotorachse ist, und R1 der Außenradius des Rotors ist.
23 ist eine Darstellung des Drehmoments in Bezug auf R3/R2 als Parameter, wobei R3 der Innenradius des Rotors ist, und R2 der radiale Abstand jener Endwand einer jeden der Flussbarrieren 17c, die sich näher an der Rotorachse befindet, von der Rotorachse ist.
24 ist eine schematische Ansicht eines Teils eines Rotors, der Aspekte der Erfindung verkörpert, benachbart zu den Ecken von Dauermagneten jedes Paars, die sich nahe an einer Längsachse befinden, die ein Modell umfasst, das eine Beziehung der Vektorverteilung durch die Dauermagnete relativ zu der Vektorverteilung durch bestromte Wicklungen während des Betriebs in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung angibt, wobei der Rotor mit einer großen Öffnung ausgeführt ist, die einen Erstreckungsraum in einer Magnetöffnung umfasst, der aufgrund einer Verkürzung der Länge des zugehörigen der Dauermagnete entlang der Magnetöffnung ausgebildet ist, wobei sich die große Öffnung nicht über den Rand des Dauermagnets hinaus zu dem Außenumfang des Rotors hin erstreckt.
25 ist eine der 24 ähnliche Ansicht, die aber einen Rotor enthält, der Aspekte der Erfindung verkörpert, wobei der Rotor mit einer großen Öffnung ausgeführt ist, die einen Erstreckungsraum in einer Magnetöffnung umfasst, der aufgrund einer Verkürzung der Länge des zugehörigen Dauermagnets entlang der Magnetöffnung ausgebildet ist, wobei sich die große Öffnung von dem Erstreckungsraum über den Rand des Dauermagnets hinaus zu dem Außenumfang des Rotors hin erstreckt.
26 ist ein Diagramm, das vergrößert ist und Parameter enthält, die verwendet werden, um Formabmessungen jenes Abschnitts der Öffnung zu bestimmten, der sich von dem Erstreckungsraum über den Rand des zugehörigen Dauermagnets hinaus zu dem Außenumfang des Rotors hin erstreckt.
27 ist ein Diagramm von Beispielen für Konfigurationsmodelle, wenn ein in 26 gezeigter Parameter DL_d variiert wird.
28 ist eine Darstellung, die die Variation des Drehmoments und die Variation der harmonischen Drehmomentkomponenten zeigt, wenn ein Verhältnis von DL_d zu einem Außenradius R1 des Rotors als Parameter variiert wird.
29 ist eine Darstellung, die die Variation der Drehmomentwelligkeit zeigt, wenn das Verhältnis von DL_d zu dem Außenradius R1 variiert wird.
30 ist eine Darstellung, die die Variation des Drehmoments und die Variation der harmonischen Drehmomentkomponenten zeigt, wenn ein Verhältnis θ1/θ2 als Parameter variiert wird.
31 ist eine Darstellung, die die Variation der Drehmomentwelligkeit zeigt, wenn das Verhältnis θ1/θ2 variiert wird.
32 ist eine Darstellung des instantanen Drehmoments in dem durchschnittlichen Drehmoment in Bezug auf den elektrischen Winkel, um den Fall der Erstreckung von Flussbarrieren in der Form von Öffnungen mit dem Fall, in dem sich keine Flussbarrieren erstrecken, zu vergleichen.
33 ist eine Darstellung, die den Prozentsatz jeder harmonischen Komponente, welche die in 32 gezeigte Wellenform des instantanen Drehmoments überlagert, zeigt.
34A ist eine der 5A ähnliche Ansicht, die nur durch Dauermagnete erzeugte Magnetflusslinien (ψ_m ) enthält, wobei der herkömmliche Rotor mit einer nicht großen Öffnung ausgeführt ist, die sich bei jedem Dauermagnet an der Seite jedes Dauermagneten befindet, die an der Längsachse liegt, aber nicht mit mittleren Nuten ausgeführt ist.
34B ist ein Vektorfeld für die synthetischen Magnetflusslinien, die durch die kombinierte Wirkung der durch die Dauermagnete erzeugten Magnetflusslinien und der durch die bestromten Statorwicklungen erzeugten Magnetflusslinien ausgebildet sind, benachbart zu einer Längsachse, wenn der IPM-Motor vom V-Typ, der den herkömmlichen Rotor umfasst, welcher mit der nicht großen Öffnung ausgeführt ist, die sich an der Seite jedes Dauermagneten befindet, die an der Längsachse liegt, in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung arbeitet, wobei der herkömmliche Rotor nicht mit mittleren Nuten ausgeführt ist.
35A ist eine schematische Ansicht, die Magnetflusslinien angibt, welche nur durch die Dauermagnete eines IPM-Motors vom V-Typ erzeugt werden, der einen weniger bevorzugten Rotor umfasst, welcher mit einer großen Öffnung ausgeführt ist, die sich an der Seite jedes Dauermagneten befindet, die an der Längsachse liegt, wobei der weniger bevorzugte Rotor nicht mit mittleren Nuten ausgeführt ist.
35B ist ein Vektorfeld für die synthetischen Magnetflusslinien, die durch die kombinierte Wirkung der durch die Dauermagnete erzeugten Magnetflusslinien und der durch die bestromten Statorwicklungen erzeugten Magnetflusslinien ausgebildet sind, benachbart zu einer Längsachse, wenn der IPM-Motor vom V-Typ, der den weniger bevorzugten Rotor umfasst, welcher mit der großen Öffnung ausgeführt ist, die sich an der Seite jedes Dauermagneten befindet, die an der Längsachse liegt, in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung arbeitet, wobei der weniger bevorzugte Rotor nicht mit mittleren Nuten ausgeführt ist.
36 ist eine Darstellung der Magnetflusswellenform des mit einem Zahn verketteten Flusses in Bezug auf den elektrischen Winkel, um den in 34A gezeigten herkömmlichen Rotor, der mit der nicht großen Öffnung ausgeführt ist, die sich an der Seite jedes Dauermagneten befindet, die an der Längsachse liegt, wobei der herkömmliche Rotor mit keinerlei mittleren Nuten ausgeführt ist, zu vergleichen mit dem in 35A gezeigten weniger bevorzugten Rotor, der mit der großen Öffnung ausgeführt ist, die sich an der Seite jedes Dauermagneten befindet, die an der Längsachse liegt, wobei der weniger bevorzugte Rotor nicht mit mittleren Nuten ausgeführt ist.
37 ist ein Diagramm, das den Prozentsatz des Gehalts jeder der Raumharmonischen, die in einer mit einem Statorzahn verketteten Magnetflusswellenform enthalten sind, nach einer Fourier-Transformation der in 36 gezeigten Flusswellenformen zeigt.
38 ist ein Vektorfeld für die synthetischen Magnetflusslinien, die durch die kombinierte Wirkung der durch die Dauermagnete erzeugten Magnetflusslinien und der durch die bestromten Statorwicklungen erzeugten Magnetflusslinien ausgebildet sind, benachbart zu einer Längsachse, wenn ein IPM-Motor vom V-Typ, der einen Rotor umfasst, welcher Merkmale der Erfindung verkörpert, in einem Antriebsmodus unter Höchstbelastung arbeitet, wobei der Rotor zusätzlich zu einer großen Öffnung, die sich bei jedem Dauermagnet an der Seite der Längsachse befindet, mit mittleren Nuten ausgeführt ist.
39 ist eine Darstellung des Drehmoments in Bezug auf den elektrischen Winkel, um die vorliegende Ausführungsform mit dem in 35A gezeigten Aufbau zu vergleichen, wobei der weniger bevorzugte Rotor nicht mit mittleren Nuten ausgeführt ist.
40 ist ein Diagramm, das den Grad einer jeden harmonischen Drehmomentkomponente zeigt, die die Drehmomentwellenform, welche nach einer Fourier-Transformation der in 39 gezeigten Wellenformen gegeben ist, überlagert.
41 ist eine vergrößerte fragmentarische Ansicht eines Magnetpols des Rotors, die Parameter zeigt, welche verwendet werden, um die Formabmessungen einer jeden der mittleren Nuten zu bestimmen.
42 ist ein Diagramm, das die Variation der Drehmomentwelligkeit zeigt, wenn das in 41 gezeigte, für die Formabmessungen der mittleren Nut verwendete Verhältnis von R4 zu dem Außenradius R1 als Parameter variiert wird.
43 ist ein Diagramm, das Phasenspannungswellenformen und eine Leitungsspannungswellenform zeigt, wenn ein äußerer Bogenwinkel θ_a als Parameter variiert wird.
44 ist eine Darstellung des Drehmoments in Bezug auf den elektrischen Winkel, um die vorliegende Ausführungsform mit dem in 35A gezeigten Aufbau zu vergleichen, bei dem der weniger bevorzugte Rotor nicht mit mittleren Nuten ausgeführt ist, wobei die Drehmomentwellenformen während des Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungen gezeigt sind.
45 ist ein Diagramm, das den Grad einer jeden harmonischen Drehmomentkomponente zeigt, die die Drehmomentwellenform, welche nach einer Fourier-Transformation der in 44 gezeigten Wellenformen gegeben ist, überlagert.
46 ist ein Diagramm eines Aufbaus, der ohne jegliche seitliche Nuten ausgeführt ist, wobei eine Positionsbeziehung eines Magnetpols zu Statorzähnen gezeigt ist.
47 ist eine Darstellung einer Spaltmagnetflusswellenform, die erzeugt wird, wenn der in 46 gezeigte Aufbau, der ohne jegliche seitliche Nuten ausgeführt ist, unter einer Nichtbelastungsbedingung arbeitet.
48 ist eine Darstellung einer Spaltmagnetflusswellenform, die erzeugt wird, wenn der in 46 gezeigte Aufbau, der ohne jegliche seitliche Nuten ausgeführt ist, unter einer Höchstbelastungsbedingung arbeitet.
49 ist eine vergrößere fragmentarische Ansicht eines Magnetpols des Rotors, die Parameter zeigt, welche verwendet werden, um die Formabmessungen einer jeden der seitlichen Nuten, welche in dem Außenumfang des Rotors gebildet werden sollen, zu bestimmen.
50 ist ein Diagramm, das die Variationen des durchschnittlichen Drehmoments, der harmonischen Drehmomentkomponenten und der Drehmomentwelligkeit zeigt, wenn das Verhältnis θ5 (innerer Einschlusswinkel ausgehend von der Längsachse)/θ4 (äußerer Einschlusswinkel ausgehend von der Längsachse) bei den Formabmessungen für jede der in 49 gezeigten seitlichen Nuten als Parameter während eines Betriebs unter einer Höchstbelastungsbedingung variiert wird.
51 ist ein Diagramm, das die Veränderungen des durchschnittlichen Drehmoments, der harmonischen Drehmomentkomponenten und der Drehmomentwelligkeit zeigt, wenn das Verhältnis θ5 (innerer Einschlusswinkel ausgehend von der Längsachse)/θ4 (äußerer Einschlusswinkel ausgehend von der Längsachse) bei den Formabmessungen für jede der in 49 gezeigten seitlichen Nuten als Parameter während eines Betriebs unter geringen Belastungsbedingungen verändert wird.
52 ist ein Diagramm, das die Veränderungen des durchschnittlichen Drehmoments und der Drehmomentwelligkeit zeigt, wenn das Verhältnis RG (Nutentiefe)/AG (Luftspaltbreite) bei den Formabmessungen für jede der in 49 gezeigten seitlichen Nuten als Parameter während eines Betriebs unter einer Höchstbelastungsbedingung variiert wird.
53 ist ein Diagramm, das Spaltmagnetflusswellenformen, wovon eine durch den Aufbau mit seitlichen Nuten erzeugt wird und die andere durch den Aufbau ohne seitliche Nuten erzeugt wird, während eines Betriebs unter einer Nichtbelastungsbedingung zeigt, um die Amplituden der überlagernden Harmonischen zu vergleichen.
54 ist ein Diagramm, das Drehmomentwellenformen, wovon eine durch den Aufbau mit seitlichen Nuten erzeugt wird und die andere durch den Aufbau ohne seitliche Nuten erzeugt wird, während eines Betriebs unter einer Höchstbelastungsbedingung zeigt, um die Amplituden der Drehmomentwelligkeiten zu vergleichen.
55 ist ein Diagramm, das Drehmomentwellenformen, wovon eine durch den Aufbau mit seitlichen Nuten erzeugt wird und die andere durch den Aufbau ohne seitliche Nuten erzeugt wird, während eines Betriebs unter geringen Belastungsbedingungen zeigt, um die Amplituden der Drehmomentwelligkeiten zu vergleichen.
56 ist ein Diagramm, das Rastmomentwellenformen, wovon eine durch den Aufbau mit seitlichen Nuten erzeugt wird und die andere durch den Aufbau ohne seitliche Nuten erzeugt wird, während eines Betriebs unter einer Nichtbelastungsbedingung zeigt, um eine Verringerung des Rastmoments zu überprüfen.
57 ist eine vergrößerte fragmentarische Ansicht eines Magnetpols des Rotors, die einen Polöffnungswinkel θ6 und einen Magnetöffnungswinkel θ2 zeigt.
58 ist ein Diagramm einer approximierten Wellenform des mit einem Zahn verketteten Spaltmagnetflusses.
59 ist ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen der approximierten Wellenform des mit einem Zahn verketteten Magnetflusses, dem Polöffnungswinkel und dem Magnetöffnungswinkel veranschaulicht.
60 ist ein Diagramm, das eine tatsächliche Wellenform des mit einem Zahn verketteten Spaltmagnetflusses in Überlappung mit seiner idealen Wellenform zeigt.
61 ist ein Diagramm, das die Variationen des durchschnittlichen Drehmoments, der harmonischen Drehmomentkomponenten und der Drehmomentwelligkeit zeigt, wenn der Magnetöffnungswinkel θ2 als Parameter während des Betriebs unter einer Höchstbelastungsbedingung variiert wird.
62 ist ein Diagramm, das die Variationen des durchschnittlichen Drehmoments, der harmonischen Drehmomentkomponenten und der Drehmomentwelligkeit zeigt, wenn der Magnetöffnungswinkel θ2 als Parameter während des Betriebs unter geringen Belastungsbedingungen variiert wird.
63 ist eine vergrößerte fragmentarische Ansicht eines Magnetpols des Rotors, die die Form einer jeden der Seitenbrücken zeigt.
64 ist eine vergrößerte Ansicht eines Bereichs in der Nähe einer Seitenbrücke, die ein Vektorfeld (V_m ) angibt, das nur durch die Magnetflusslinien, die durch die Dauermagnete erzeugt werden, ausgebildet ist, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus ohne Belastungsbedingung.
65A ist eine Darstellung der Wellenform der Magnetflussdichte, die in einem Luftspalt zwischen einem Rotor und einem Stator erzeugt wird, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus ohne Belastungsbedingung.
65B ist eine fragmentarische vergrößerte Ansicht von 65A, die eine Darstellung eines Anstiegsbereichs der in 65A gezeigten Wellenform der Magnetflussdichte angibt.
66 ist eine vergrößerte Ansicht eines Bereichs in der Nähe einer Seitenbrücke, die ein Vektorfeld (V_r ) abgibt, das nur durch die Magnetflusslinien, die durch die Statorwicklungen erzeugt werden, ausgebildet ist, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastungsbedingung.
67 ist ein Umrissdiagramm von analytischen Ergebnissen der mechanischen Stärke, das Stellen angibt, an denen die induzierte Von-Mises-Spannung während des Betriebs des IPM-Motors vom V-Typ in einem Antriebsmodus bei hohen Geschwindigkeiten groß wird.
68 ist eine Darstellung des Rastmoments, das variiert, wenn ein Biegepunkt an einer äußeren endseitigen Innenfläche einer jeden der Flussbarrieren an der Außenseite variiert wird.
69 ist eine Darstellung des Drehmoments und der Drehmomentwelligkeit, die variieren, wenn der Biegepunkt an der äußeren endseitigen Innenfläche der Flussbarriere an der Außenseite variiert wird.
70 ist eine Darstellung des Drehmoments und der Drehmomentwelligkeit, die variieren, wenn das Ausmaß der Biegung an der äußeren endseitigen Innenfläche der Flussbarriere an der Außenseite variiert wird.
71 ist ein Diagramm, das Formabmessungen eines Stators und eines Rotors und Formen von Flussbarrieren in dem Rotor angibt.
72 ist eine vergrößerte fragmentarische Ansicht von 71, die die Formen der Flussbarrieren angibt.
73 ist eine der 2, 15 und 16 ähnliche Ansicht, die aber synthetische Magnetflusslinien (ψ_s ) enthält, die durch die kombinierte Wirkung der durch die Dauermagnete erzeugten Magnetflusslinien und der durch die bestromten Statorwicklungen erzeugten Magnetflusslinien ausgebildet sind, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter Höchstbelastung.
74 ist eine der 73 ähnliche Ansicht, die aber synthetische Magnetflusslinien (ψ_s ) enthält, die durch die kombinierte Wirkung der durch die Dauermagnete erzeugten Magnetflusslinien und der durch die bestromten Statorwicklungen erzeugten Magnetflusslinien ausgebildet sind, während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungen.
75 ist eine Darstellung des Drehmoments, das variiert, wenn das Verhältnis (DL_w/DL_b ) für die Form der Flussbarrieren verändert wird.
76 ist eine der 73 ähnliche Ansicht, die aber Magnetflusslinien enthält, welche die Größe des Magnetismus bei Optimierung des Verhältnisses (DL_w/DL_b ) für die Form der Flussbarrieren angeben.
77A ist eine Darstellung des Drehmoments und der Drehmomentwelligkeit während eines Betriebs unter geringen Belastungen, wenn der Luftspalt zwischen dem Rotor und dem Stator variiert wird.
77B ist eine Darstellung des Drehmoments und der Drehmomentwelligkeit während eines Betriebs unter einer Höchstbelastung, wenn der Luftspalt zwischen dem Rotor und dem Stator variiert wird.
78 ist eine Darstellung des Drehmoments, das variiert, wenn das Verhältnis zwischen dem Außenradius eines Rotors und dem Außenradius eines Stators (R1/R_os ) varriert wird.
79A ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen dem Drehmoment T und dem Phasenwinkel β des Stroms, d.h. die β-T-Eigenschaften, zeigt.
79B ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen der Rate der Drehmomentwelligkeit und dem Phasenwinkel β des Stroms, d.h. die β-Drehmomentwelligkeit-Eigenschaften, zeigt.
80A ist eine Darstellung des Drehmoments, das variiert, wenn der Phasenwinkel β des Stroms variiert wird.
80B ist eine Darstellung der Drehmomentwelligkeit, die variiert, wenn der Phasenwinkel β des Stroms variiert wird.
81 ist eine der 76 ähnliche Ansicht, die aber Magnetflusslinien enthält, die die Magnetflussdichte benachbart zu einer jeden der Seitenbrücken des Rotors nach der Ausführungsform angeben.
82 ist eine der 9 ähnliche Ansicht, die aber Magnetflusslinien enthält, die die Magnetflussdichte benachbart zu einer jeden der Seitenbrücken des Vergleichsrotors, mit dem der Rotor nach der Ausführungsform verglichen wird, angeben.
83 ist ein Diagramm, das den Prozentsatz für jede der überlagernden harmonischen Drehmomentkomponenten für den in 81 gezeigten Aufbau und den in 82 gezeigten Aufbau zeigt.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG
Unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen wird eine (werden) Ausführungsform(en) der vorliegenden Erfindung beschrieben. 1 bis 83 zeigen eine Ausführungsform einer elektrischen IPM-Drehmaschine nach der vorliegenden Erfindung. In der folgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform dreht sich ein Rotor nur zu Erläuterungszwecken in eine solche Richtung, dass er sich zum Beispiel in Bezug auf einen Stator in eine Richtung gegen den Uhrzeigersinn (CCW: counterclockwise) dreht.
In 1 umfasst eine elektrische Drehmaschine oder ein Motor 10 einen Stator 11, der in der Form einer im Allgemeinen zylinderförmigen Gestaltung geformt ist, und einen Rotor 12, der von diesem Stator 11 umgeben ist, der auf einer Drehachse oder einer Rotorachse drehbar ist und der fest mit einer Antriebswelle 13, die koaxial mit der Drehachse angeordnet ist, gekoppelt ist. Die elektrische Drehmaschine 10 erzeugt eine Leistung, die an Spezifikationen angepasst ist, welche für eine Kraftquelle eines Hybridfahrzeugs (HEV) oder eines Elektrofahrzeugs (EV) erforderlich sind, so wie ein Verbrennungsmotor für ein Fahrzeug als Kraftquelle erforderlich ist, oder die an Spezifikationen angepasst ist, die für eine eingebaute Kraftquelle in jedem der Antriebsräder eines Fahrzeugs erforderlich sind.
Der Stator 11 ist mit mehreren Statorzähnen 15 ausgeführt, die sich auf eine solche Weise in radialen Richtungen von der Rotorachse erstrecken, dass ein Innenumfang 15a des Stators 11 und ein Außenumfang 12a des Rotors 12 einander mit einem dazwischen befindlichen Spalt G gegenüberliegen. Der Stator 11 ist mit dreiphasigen Wicklungen umwickelt, die jeweils für jede Phase eine verteilte Wicklung darstellen (nicht dargestellt), um Statorwicklungen zu bilden, die fähig sind, einen Magnetfluss zu erzeugen, der mit dem Rotor 12 in Wechselwirkung tritt, um ein Rotordrehmoment zu erzeugen.
Der Rotor 12 ist als Rotor eines IPM-Motors (Motors mit innenliegenden Dauermagneten) ausgeführt. In diesem sind mehrere Sätze von Dauermagneten 16 eingebettet, wobei jeder Satz pro Pol ein Paar von Dauermagneten 16 aufweist, die in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, die sich zu dem Außenumfang 12a hin öffnet. Für die Dauermagnete jedes Paars ist der Rotor 12 mit einem Satz von Öffnungen 17 ausgeführt, die in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, welche sich zu dem Außenumfang 12a hin öffnet, um die Dauermagnete 16, die jeweils über ihre Länge hinweg das gleiche rechteckige Querschnittprofil aufweisen und sich axial entlang der Rotorachse erstrecken, fest aufzunehmen, indem ermöglicht wird, dass ihre Ecken 16a in den Satz von Öffnungen 17 eingesetzt werden.
Die Öffnungen 17 jedes Satzes, die in einer „V“förmigen Konfiguration angeordnet sind, umfassen Magnetöffnungen 17a, die so gestaltet sind, dass sie die Dauermagnete 16 des entsprechenden Paars aufnehmen und einschließen, und Öffnungen 17b und 17c, die über jeden der Dauermagnete 16 hinweg angeordnet sind und voneinander in der Richtung seiner Breite getrennt sind und als Flussbarrieren dienen, um zu vermeiden, dass sich der Magnetfluss um den Dauermagnet 16 dreht (nachstehend als „Flussbarrieren“ 17b und 17c bezeichnet). Jeder Satz von Öffnungen 17, die in einer „V“förmigen Konfiguration angeordnet sind, weist eine Mittelbrücke 20 auf, die sich zwischen den Öffnungen 17c, welche sich zwischen den Dauermagneten 16 jedes Paars befinden, in einer radialen Richtung von der Rotorachse erstreckt, um die Innen- und die Außenkante zu verbinden, welche die Öffnung definiert, um die Dauermagnete gegen die Zentrifugalkraft, die erzeugt wird, wenn sich der Rotor 12 mit einer hohen Geschwindigkeit dreht, in Position zu halten. Seitenbrücken 30, die die gleiche Funktion wie die Mittelbrücke 20 aufweisen, werden später beschrieben.
In dieser elektrischen Drehmaschine 10 bilden Öffnungen, die sich jeweils zwischen zwei benachbarten Statorzähnen 15 des Stators 11 befinden, Schlitze 18, in die Statorwicklungen eingesetzt sind, um Spulengruppen um die Statorzähne 15 zu bilden. Andererseits ist jeder der acht Sätze von Dauermagneten 16 an dem Rotor 12 zu den entsprechenden sechs der Statorzähne 15 des Stators 11 gerichtet. Kurz gesagt ist diese elektrische Drehmaschine 10 so gestaltet, dass jeder Pol, der durch ein Paar von Dauermagneten 16 an dem Rotor 12 gebildet ist, den benachbarten sechs Schlitzen 18 des Stators 11 gegenüberliegt. Das bedeutet, dass die elektrische Drehmaschine 10 als Drehstrom-IPM-Motor ausgeführt ist, in dem die beiden aufeinander gerichteten Seiten eines Paars von Magneten in jedem zweiten Magnetpol die Nordpole aufweisen, während die beiden aufeinander gerichteten Seiten eines Paars von Magneten in dem benachbarten Magnetpol die Südpole aufweisen, und ein 48-Schlitz-Stator in verteilten Wicklungen umwickelt ist, um Spulen zu bilden, wobei jede unter jeder Phase einen Spulenabstand in elektrischen Grad von fünf Statorzähnen aufweist, wodurch 8 Magnetpole (4 Paare von Magnetpolen) gebildet werden. Mit anderen Worten ist die elektrische Drehmaschine 10 als Aufbau vom IPM-Typ ausgeführt, in dem (Wert q der Schlitze pro Pol und Phase) = {(Schlitzanzahl)/(Polanzahl)}/(Phasenanzahl) = 2 ist.
Dies ermöglicht, dass der Rotor 12 in einem Antriebsmodus arbeitet, indem die Statorwicklungen, die in Schlitzen 18 des Stators 11 aufgenommen sind, bestromt werden, um Magnetflusslinien zu erzeugen, die sich von den Statorzähnen 15 radial einwärts gerichtet in den gegenüberliegenden Rotor 12 erstrecken. In diesem Fall wird bei der elektrischen Drehmaschine 10 (Stator 11 und Rotor 12) ein Reluktanzmoment, das auf die Verkürzung des Flussfließwegs abzielt, mit einem magnetischen Moment, das von den Anziehungs- und Abstoßungskräften zwischen den Dauermagneten 16 stammt, kombiniert, um ein zusammengesetztes Drehmoment zu erzeugen. Daher wird elektrische Energie, die durch einen Strom erzeugt wird, der in die Statorwicklungen eingespeist wird, von einer Antriebswelle, die in Bezug auf den Stator 11 mit dem Rotor 12 drehbar ist, als mechanische Energie entnommen.
Jeder aus dem Stator 11 und dem Rotor 12 umfasst mehrere Schichten, die in einer gestapelten Beziehung angeordnet sind. Jede der Schichten ist aus einem elektrischen Stahl wie etwa Siliziumstahl gebildet. Die Schichten werden durch Befestigungsmittel 19 zu einer passenden axialen Dicke für ein gewünschtes Ausgangsdrehmoment gestapelt.
Die elektrische Drehmaschine 10 weist für jede Phase eine Spulengruppe auf, die in Schlitzen 18 in einer verteilten Wicklung aufgenommen ist, so dass, wie in 2 veranschaulicht, für jeden Satz von Statorzähnen 15, die zu einem Paar von Dauermagneten 16, welche einen Magnetpol bilden, gerichtet sind, eine durch die bestromten Statorwicklungen erzeugte Flussfließverteilung einen Flussfließweg (von Magnetflusslinien ψ_r , die nur durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden) definiert, der zwischen den Schlitzen 18 durch den Stator 11 radial einwärts verläuft, nachdem er sich in der Nähe des Außenumfangs des Stators 11, d.h. hinter dem Satz von Statorzähnen 15, in einer Umfangsrichtung bewegt hat, um in den Rotor 15 einzudringen und durch diesen zu verlaufen. Die Dauermagnete 16 jedes Paars sind in den Magnetöffnungen 17a eines in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordneten Satzes von Öffnungen 17 aufgenommen, die entlang des Flussfließwegs der Magnetflusslinien ψ_r , welche nur durch die bestromten Statorwicklungen erzeugt werden, gebildet sind, mit anderen Worten so gebildet sind, dass sie die Erzeugung dieser Magnetflusslinien ψ_r nicht verhindern.
Die durch die Dauermagnete 16 erzeugten Flussfließwege (der Magnetflusslinien ψ_m , die nur durch die Dauermagnete erzeugt werden), die durch eine in 3 veranschaulichte Flussfließverteilung definiert sind, verlaufen nur senkrecht von den Nordpolen (N-Polen) an den einen Seiten der Dauermagnete 16 jedes Paars, das einen Magnetpol bildet, und dringen senkrecht in die Südpole (S-Pole) an entgegengesetzten Seiten der Dauermagnete 16 ein. Im Besonderen verläuft jeder der Flussfließwege, nach dem Eindringen in den Stator 11 an dem entsprechenden Statorzahn 15, in einer Umfangsrichtung in der Nähe des Außenumfangs des Stators 11.
Bei dem IPM-Aufbau, in dem die Dauermagnete 16 jedes Paars in den Rotor 12 eingebettet sind und in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, wird eine Richtung der Flusslinien, die durch jeden der Magnetpole gebildet wird, d.h. eine Mittelachse zwischen den Dauermagneten 16 jedes Paars, die in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, als eine Längsachse (d-Achse) bezeichnet, und wird eine Mittelachse, die zu der Längsachse elektrische und magnetische Orthogonalität zeigt, zwischen benachbarten Dauermagneten 16 zwischen benachbarten Magnetpolen als Querachse (q-Achse) bezeichnet. In dem Rotor 12 erstrecken sich radial innere Öffnungen 17c, die sich an der Seite der Längsachse jedes Satzes von Öffnungen 17, die in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, befinden, radial einwärts zu der Rotorachse, und sie sind dazu gestaltet, die Funktion von Flussbarrieren 12c auszuführen. Passende Formabmessungen der Flussbarrieren 17c jedes Satzes von Öffnungen 17, die in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, werden später beschrieben.
In dieser elektrischen Drehmaschine 10 ermöglicht dies, dass sich durch die Statorwicklungen erzeugte Flusslinien ψ_r , die in radial einwärts gerichteten Richtungen von den Statorzähnen 15 in den Rotor 12 eingedrungen sind, nahe an den Innenumfang (Rotorachse) auf eine solche Weise weiter einwärts bewegen, dass sie nicht in den radial auswärts befindlichen Bereich der Öffnungen 17 jedes Satzes, die in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, eindringen, bevor sie zu den Statorzähnen 15 zurückkehren, wie in 2 veranschaulicht ist. Somit ist die elektrische Drehmaschine 10 als IPM-Motor vom V-Typ ausgeführt, der einen Rotor 12 umfasst, welcher in der Nähe der Längsachsen mit Öffnungen ausgeführt ist.
Ferner umfasst die elektrische Drehmaschine 10 zur Verhinderung einer schweren Überlagerung der 5. und der 7. Raumharmonischen auf den Flusslinien ψ_r , die durch die Statorwicklungen erzeugt werden und von Statorzähnen 15, die den Längsachsen entsprechen, in radial einwärts gerichteten Richtungen in den Rotor 12 eindringen, mittlere Nuten (mittlere Regulierungsnuten) 21, die in dem Außenumfang des Rotors 12 gebildet sind und sich jeweils parallel zu dem Innenumfang 15a eines der entsprechenden Statorzähne 15 (in einer Richtung entlang der Rotorachse) erstrecken. Passende Formabmessungen für jede der mittleren Nuten 21 werden später beschrieben.
Ferner umfasst die elektrische Drehmaschine 10 pro Magnetpol ein Paar von seitlichen Nuten (seitlichen Regulierungsnuten) 22, die an Stellen in der Nähe der radial äußeren Enden der Dauermagnete jedes Paars, das einen Magnetpol bildet, in dem Außenumfang 12a des Rotors gebildet sind, um das Pulsieren des Motordrehmoments über den gesamten Betriebsbereich in einem Antriebsmodus abzuschwächen, indem das Rastmoment unter Nichtbelastung und die Drehmomentwelligkeit unter geringen Belastungsbedingungen und einer Höchstbelastung verringert werden, während eine Verringerung des Drehmoments minimiert wird. Passende Formabmessungen für jede der seitlichen Nuten 22 werden später beschrieben.
In der elektrischen Drehmaschine 10 mit dem IPM-Aufbau, in dem Dauermagnete 16 in einer „V“-förmigen Konfiguration in den Rotor 12 eingebettet sind, wird das Drehmoment T durch die folgende Gleichung (1) ausgedrückt $T = P_{p} {ψ_{m} i_{q} + (L_{d} - L_{q}) i_{d} i_{q}}$
wobei

P_P die Anzahl der Polpaare ist, ψ_m die Flusslinien von Magneten sind, die mit dem Stator (Statorzähnen 15) verkettet sind,
i_d der Längsachsen-Strom ist, i_q der Querachsen-Strom ist,
L_d die Längsachsen-Induktivität ist, und L_q die Querachsen-Induktivität ist.

Wie in 4 gezeigt, wird durch einen Betrieb mit der Stromphase, bei der die Summe des magnetischen Moments T_m und des Reluktanzmoments T_r den Höchstwert erreicht, ein hocheffizienter Betrieb mit einem hohen Drehmoment der elektrischen Drehmaschine 10 bereitgestellt.
Unter Bezugnahme auf 5A bis 6B sind im Fall eines Vergleichsrotors 12A nach der verwandten Technologie die Flussbarrieren 17c (siehe 1 bis 3) in der Form von Öffnungen, die sich an der Seite der Längsachse befinden, durch Flussbarrieren 17d ersetzt. Die Flussbarrieren 17d sind hinsichtlich der Formabmessungen im Allgemeinen mit Flussbarrieren 17b identisch, die sich an den radial äußeren Seiten der in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordneten Öffnungen 17 jedes Satzes befinden. Im Hinblick auf den Vergleichsrotor 12A sind die Flussfließwege der Dauermagnete 16 durch eine in 5A veranschaulichte Flussfließverteilung definiert. Die Magnetflusslinien ψ_m , die durch die Magnete erzeugt werden, definieren Vektoren V_m , die die durch ein Vektorfeld in 5B angegebene Richtungen aufweisen. Zusätzlich sind Magnetflusslinien ψ_r , die durch bestromte Statorwicklungen, welche in Schlitzen 18 aufgenommen sind, erzeugt werden, durch eine in 6A veranschaulichte Flussfließverteilung angegeben und sie definieren Vektoren V_r , die die durch ein Vektorfeld in 6B angegebene Richtungen aufweisen.
Die elektrische Drehmaschine, die den Rotor 12A von der oben genannten Art umfasst, wird durch Vorrücken eines Stromphasenwinkels im Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung betrieben, um ein hohes Drehmoment mit einer hohen Effizienz zu erzeugen. Unter dieser Bedingung wird der Rotor 12A nach der verwandten Technologie in einem Zustand betrieben, in dem Magnetflusslinien ψ_m der Magnete und Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen in einem kleinen Bereich A1 (siehe 6B), der sich von dem Satz der in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordneten Öffnungen 17 radial auswärts und benachbart zu der Längsachse befindet, entgegengesetzte Felder erzeugen, so dass das Reluktanzmoment T_r das magnetische Moment T_m aufhebt (ausgleicht), wie durch die veranschaulichten Vektorfelder in 5B und 6B gezeigt ist. Kurz gesagt ist dieser kleine Bereich A1, wie in 7 gezeigt, ein Wechselwirkungsbereich, in dem Magnetflusslinien ψ_m der Magnete und Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen mit einem induzierten Winkel, der gleich oder größer als 90 Grad ist, gegeneinander wirken, so dass Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen verschwendet werden, da sie jenen Magnetflusslinien ψ_m der Magnete entgegenwirken (oder auslöschen), die ausgehen von in der Nähe der Längsachse befindlichen Bereichen B der Dauermagnete 16 jedes Paars, welche angrenzen an den kleinen Bereich A1, der sich radial auswärts von dem Satz der in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordneten Öffnungen 17 befindet.
Aus diesem Grund lässt sich sagen, dass es wegen des Umstands, dass es den Bereichen B der Dauermagnete 16, die sich in der Nähe der Längsachse befinden, nicht gelingt, irgendeinen aktiven Beitrag zur Erzeugung von Drehmoment T zu leisten, möglich ist, die Verwendungsmenge der Dauermagnete 16 an sich zu verringern, indem das Volumen der Bereiche B der Dauermagnete 16 in der Nähe der Längsachse reduziert wird, während ein Verhältnis der Schenkeligkeit (Saliency-Ratio) in dem magnetischen Kreis so hoch wie das frühere Verhältnis der Schenkeligkeit gehalten wird.
Nun wird das durch die vorher genannte Gleichung (1) ausgedrückte Drehmoment T bei einer Verringerung der Verwendungsmenge der Dauermagnete 16 so hoch gehalten wie das frühere Drehmoment, das vor der Verringerung der Verwendungsmenge der Dauermagnete 16 erzeugt worden war, indem das Reluktanzmoment T_r erhöht wird. Dieses Reluktanzmoment T_r wird erhöht, indem ein Unterschied zwischen der Längsachsen-Induktivität L_d und der Querachsen-Induktivität L_q erhöht wird, d.h. indem ein Verhältnis der Schenkeligkeit erhöht wird.
Daher wird das Drehmoment T nach der vorliegenden Ausführungsform des Rotors 12 so hoch wie das frühere Drehmoment gehalten, indem jeder der Bereiche B, in der Nähe der Längsachse, der Dauermagnete 16 durch eine Öffnung mit einer geringen magnetischen Permeabilität (als „beschränkter Bereich“ bezeichnet) ersetzt wird, um ein Verhältnis der Schenkeligkeit zu erhöhen, während die Verwendungsmenge der Dauermagnete 16 verringert wird. Von einem anderen Blickwinkel her betrachtet wird das Reluktanzmoment T_r erhöht, indem jener Anteil der Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen, der durch die Wirkung gegen die Magnetflusslinien ψ_m der Dauermagnete, die von den in der Nähe der Längsachse befindlichen Bereichen B ausgehen, verschwenderisch verwendet wurde, wirksam verwendet wird, so dass das Drehmoment T trotz der Verringerung der Verwendungsmenge der Dauermagnete 16 unverändert bleibt.
Das Drehmoment T kann auch durch die folgende Gleichung (2) ausgedrückt werden. Der Anteil des magnetischen Moments T_m wird unter geringen Belastungsbedingungen, unter denen die Amplitude des Stroms I_a verringert wird, hoch. Wie in 8 gezeigt, nähert sich der Stromphasenwinkel β, bei dem das Drehmoment den Höchstwert annimmt, umso mehr Null, je geringer die Amplitude des Stroms I_a ist. Die veranschaulichten Wellenformen i, ii, iii, iv und v in 8 sind charakteristische Kurven, die jeweils die Beziehung zwischen dem Drehmoment und dem Stromphasenwinkel bei einer von verschiedenen Amplituden des Stroms I_a(i), I_a(ii), I_a(iii), I_a(iv) und I_a(v) zeigen, wobei die Amplituden des Stroms die Beziehung der folgenden Ungleichheitsrelation aufweisen: i < ii < iii < iv < v. Daher ist es trotz des Umstands, dass der Anteil des (die Abhängigkeit von dem) magnetischen Moments T_m während des Betriebs unter geringen Belastungsbedingungen naturgemäß hoch ist, erwünscht, einen Magnetkreis herzustellen, der die wirksame Verwendung dieses magnetischen Moments T_m maximiert. $T = P_{p} {ψ_{m} I_{a} cos β+ \frac{1}{2} (L_{d} - L_{q}) I_{a}^{2} sin2 β}$
wobei β der Stromphasenwinkel ist und I_a die Amplitude des Phasenstroms ist.
Wie in 9 gezeigt, nimmt die Anzahl der Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen bei dem Rotor 12A nach der verwandten Technologie an jeder der Querachsen zwischen den benachbarten beiden Magnetpolen (zwischen den Dauermagneten 16 der benachbarten beiden unterschiedlichen Magnetpole) zu, da der Stromphasenwinkel β während des Betriebs unter geringen Belastungsbedingungen mit einer geringen Amplitude des Stroms nahe bei Null liegt. Daher ist es ideal, wenn ein Magnetkreis verläuft über in der 10 gezeigte Flussfließwege MP1 und MP2 als Route der überlagerten Flusslinien ψ_s , die durch die kombinierte Wirkung der Magnetflusslinien ψ_m der Magnete und der oben genannten Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen ausgebildet sind. Dies ermöglicht eine aktive Verwendung des Reluktanzmoments T_r , da die überlagerten Flusslinien ψ_s die Querachsen-Induktivität L_q entlang jeder Querachse erhöhen, und zwar durch Verteilen des Querachsen-Flussfließwegs (Magnetflusslinien durch die Querachse), der sich entlang der Querachse erstreckt (ohne irgendeine Sättigung zu induzieren).
Nach dem Eindringen des Flussfließwegs MP1 in den Rotor 12A in dem interpolaren Abschnitt zwischen den benachbarten beiden Magnetpolen über den Luftspalt G von einem der Statorzähne 15 in einer verkettenden Beziehung, biegt dieser Flussfließweg in eine Richtung zu dem benachbarten Dauermagneten eines Paars von Dauermagneten 16 ab, die in Bezug auf die Drehrichtung des Rotors einen vorangehenden der beiden Magnetpole bilden (in 10 gesehen zur linken Seite), und verläuft durch diesen von dessen Seite in der Nähe des Innenumfangs des Rotors 12A hindurch. Der Flussfließweg MP1 quert dann den äußeren Umfangsbereich A2 des Magnetpols und kehrt über den Luftspalt G erneut zu einem anderen der Statorzähne 15 zurück.
Nachdem der Flussfließweg MP2 auf die gleiche Weise wie der Flussfließweg MP1 in dem interpolaren Abschnitt in den Rotor 12A eingedrungen ist, biegt dieser Flussfließweg in eine Umfangsrichtung zu dem entfernten der Dauermagnete 16 ab, die in Bezug auf die Drehrichtung des Rotors den vorangehenden der beiden Magnetpole bilden, und verläuft durch diesen von dessen Seite in der Nähe des Innenumfangs des Rotors 12A hindurch. Der Flussfließweg MP2 quert dann den äußeren Umfangsbereich A2 des Magnetpols und kehrt über den Luftspalt G erneut zu einem anderen der Statorzähne 15 zurück.
Wenn Dauermagnete 16 jedes Paars einwärts gerichtet zu der Rotorachse hin angeordnet sind, indem Abschnitte, die von ihren entferntesten beiden Enden (den radial äußeren Enden des Pols) einwärts liegen, entfernt wurden, wird es diesen Flussfließwegen MP1 und MP2 nicht gelingen, den gesamten äußeren Umfangsbereich A2 jedes Pols wirksam zu verwenden, da sich vergrößerte Flussbarrieren, die an die entferntesten beiden Enden der Dauermagnete des Paars angrenzen, benachbart zu der Mitte des Pols konzentrieren und es für die Flussfließwege schwierig machen, sich insbesondere durch die rechte Hälfte des äußeren Umfangsbereichs A2 zu erstrecken.
Wenn die Dauermagnete 16 des Paars andererseits nach außen angeordnet sind, indem Abschnitte, die von ihren am nächsten befindlichen Enden (den radial inneren Enden des Magnetpols) in der Nähe der Mittelachse der Dauermagnete einwärts liegen, entfernt wurden, treten in der Nähe der Mittelachse der Dauermagnete große Flussbarrieren auf, was verursacht, dass die Flussfließwege divergieren, so dass sie durch beide Seitenabschnitte des Magnetpols verlaufen, weshalb die Magnetflusslinien gleichmäßig durch den äußeren Umfangsbereich A2 des Magnetpols verlaufen, indem sie wirksam den gesamten äußeren Umfangsbereich A2 einschließlich seiner rechten Hälfte verwenden. Bei diesem Aufbau verbindet ein Flussfließweg MP3 die benachbarten beiden Magnetpole von dem Nordpol (N-Pol) eines Dauermagnets 16 des nachfolgenden der benachbarten beiden Magnetpole zu dem Südpol (S-Pol) des benachbarten Dauermagnets 16 des vorangehenden der benachbarten beiden Magnetpole in Bezug auf die Drehrichtung des Rotors, nachdem er durch den Dauermagnet 16 des nachfolgenden Magnetpols - von dessen Außenseite in der Nähe des Außenumfangs des Rotors zu seiner Innenseite in der Nähe des Innenumfangs des Rotors - verlaufen ist. Ähnlich zu dem Flussfließweg MP1, erstreckt sich der Flussfließweg MP3 durch den äußeren Umfangsbereich A2 des vorangehenden Magnetpols in Bezug auf die Drehrichtung des Rotors, was verursacht, dass die Effizienz der Dezentralisierung der Magnetflusslinien hoch wird.
Aus diesem Grund ist es günstig, wenn ein Rotor 12 für den Aufbau zur Einbettung der Dauermagnete 16 jedes Paars, das einen Magnetpol bildet, die Konfiguration einsetzt, bei der die Dauermagnete 16 des Paars nach außen zu ihren entferntesten beiden Enden (den radial äußersten Enden des Magnetpols) angeordnet sind, während die „V“förmige Konfiguration der Dauermagnete 16 beibehalten wird, um die Verteilung der Magnetflusslinien ψ_r , die das Reluktanzmoment T_r erzeugen, nicht zu beeinträchtigen. Ferner ist es günstig, den Aufbau einzusetzen, bei dem zwischen den Dauermagneten 16 des Paars (den radial inneren Enden des Magnetpols) Flussbarrieren 17c gebildet sind, um den Kurzschlusspfad der Magnetflusslinien zu beschränken. Zusätzlich ist es günstig, den Aufbau einzusetzen, bei dem sich an jeder der Längsachsen eine mittlere Nut 21 in der äußeren Umfangsfläche des Rotors 12 befindet, um die Erzeugung einer Sättigung der Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen, die von den Statorzähnen 15 des Stators 11 kommen, zu beschränken oder, mit anderen Worten, um die Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen zu teilen. Durch das Einsetzen dieser Aufbauten kann der Rotor 12 das Reluktanzmoment T_r aktiv benutzen, indem die Querachsen-Flussfließwege (Magnetflusslinien) geteilt werden, um die Querachsen-Induktivität L_q zu erhöhen.
Der optimale Wert für eine in den beiliegenden Zeichnungen longitudinalen Länge W_pm (Breite) eines jeden der Dauermagnete 16 wird nach einem Vergleich mit dem Standardfall, in dem die longitudinale Länge W_pm nicht verringert ist, bestimmt.
Im Besonderen wird sie bestimmt, indem ein Verhältnis δ, das durch Berechnen der folgenden Gleichung (3) gegeben ist, variiert wird, wobei eine Polanzahl P fest ist, ein Außenradius R1, der sich von der Achse des Rotors 12 zu dessen Außenumfang erstreckt, fest ist, und die Länge W_pm eines jeden Dauermagnets 16 eines Paars, das an einem äußeren Endabschnitt eines Magnetpols angeordnet ist, variabel gestaltet wird. Das heißt, die Position eines jeden der inneren Enden der Dauermagnete 16 des Paars wird variiert. Als bestimmende Faktoren des Verhältnisses sind die Variation des Drehmoments T pro Einheit unter der Bedingung der Höchstbelastung in Bezug auf das Verhältnis δ und die Variation der Rate der Verringerung der Schwankung dieses Drehmoments T, d.h. der Drehmomentwelligkeit, in Bezug auf das Verhältnis δ nach einer Magnetfeldanalyse gegeben und, wie in der Darstellung von 11 gezeigt, graphisch dargestellt. In dem „pro-Einheit“-System bedeutet zum Beispiel 1,0 [pro Einheit], dass diese Größe zu einer Basiseinheit äquivalent ist. $δ= (P \times W_{pm}) / R1$
In 11 stellt das Verhältnis δ von 1,84 (δ = 1,84) den Fall dar, in dem jeder der Dauermagnete 16 eine Formabmessung aufweist, bei der eine Länge W_pm des Dauermagnets 16 nicht verkürzt ist (d.h. eine Verringerung der Menge des Dauermagnetmaterials 0 % beträgt). Es ist ersichtlich, dass dann, wenn die Formabmessung das Verhältnis von δ = 1,38 erfüllt (d.h. wenn die Verringerung der Menge des Dauermagnetmaterials 24,7 % beträgt), das erzeugte Drehmoment T dem Drehmoment entspricht, das durch den Rotor 12A der verwandten Technologie mit Dauermagneten 16, deren Länge W_pm nicht verkürzt ist, erzeugt wird (d.h. das Drehmoment T beträgt 1,0 [pro Einheit]). Mit den Dauermagneten 16 wird dann, wenn das Verhältnis δ 1,38 beträgt (δ = 1,38), im Betrieb selbst bei langsamen Geschwindigkeiten unter geringen Belastungsbedingungen, die gewöhnlich verwendet werden, das gleiche Drehmoment erzeugt.
In 11 wird der Rotor 12A der verwandten Technologie zum Vergleich verwendet. Bei diesem Vergleichsrotor 12A definiert jeder Satz von in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordneten Öffnungen 17 an seinen radial äußeren und inneren Enden äußere und innere Flussbarrieren 17b und 17d von der gleichen Größe. Im Gegensatz dazu teilt und trennt der Rotor 12 nach der vorliegenden Ausführungsform die Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen wegen der Bereitstellung der Flussbarrieren 17c und einer mittleren Nut 21 pro Magnetpol wirksam in zwei. Dies verursacht, dass der Rotor wirksam ein Reluktanzmoment T_r erzeugt und die Drehmomentwelligkeit beschränkt wird, während das Drehmoment T bei dem Verhältnis δ = 1,84, bei dem die Länge W_pm eines jeden der Dauermagnete 16 nicht verkürzt ist, d.h. die Dauermagnete 16 in der Länge W_pm jenen des Rotors 12A gleich sind, verbessert wird. Mit anderen Worten zeigt 11 die Variation des Drehmoments und der Drehmomentwelligkeit bei unterschiedlichen Werten für das Verhältnis δ, wenn die Länge W_pm eines jeden der Dauermagnete 16 im Aufbau des Rotors 16 nach der vorliegenden Ausführungsform verkürzt wird. Es wird angenommen, dass über den Bereich des Verhältnisses δ von 1,84 bis in die Nähe von 1,38 keine merkliche Variation im Drehmoment T auftritt, d.h. das Drehmoment T bleibt im Wesentlichen 1,0 [pro Einheit], wenn die Länge W_pm eines jeden der Dauermagnete 16 in dem Aufbau des Rotors 12A der verwandten Technologie verkürzt wird.
In elektrischen Drehmaschinen kommt es mit der Drehung eines Rotors aufgrund einer Magnetostriktion, die von einer Feldschwächung bei Erzeugung einer induzierten Spannung (d.h. einer umgekehrten Spannung), deren Amplitude je nach der Verwendungsmenge der eingebetteten Dauermagnete variabel ist, stammt, zu einer Überlagerung von Raumharmonischen. Die Raumharmonischen verursachen eine Zunahme des Kernverlusts, da die 5., 7., 11. und 13. Raumharmonische die Erzeugung einer Drehmomentwelligkeit verursachen. Die Erzeugung der 5. Raumharmonischen ist, wie in 12 gezeigt, graphisch pro Einheit in Bezug auf das Verhältnis δ dargestellt. Aus 12 kann erkannt werden, dass die Erzeugung der 5. Raumharmonischen umso mehr verringert wird, je geringer das Verhältnis δ ab 1,75 wird (δ = 1,75). In diesem Fall ist die Verwendungsmenge der Dauermagnete 16 um 4,7 % oder mehr verringert und es ist die Erzeugung von Wärme verringert, indem wegen einer Verbesserung der Effizienz, die sich aus einer Verringerung des Kernverlusts infolge der Verringerung der durch eine Magnetostriktion verursachten Raumharmonischen ergibt, Wirbelströme in den Dauermagneten 16 beschränkt werden.
Daraus folgt, dass es bei dem Rotor 12 nach der vorliegenden Ausführungsform zur Verringerung der Menge des Dauermagnetmaterials, das zur Herstellung der Dauermagnete 16 verwendet wird, während das ausgegebene Drehmoment so hoch wie bei dem Rotor 12A der verwandten Technologie gehalten wird, günstig ist, dass das Verhältnis δ durch Verkürzen der Länge W_pm eines jeden der Dauermagnete auf etwa 1,38 eingerichtet wird, d.h., dass δ ≒ 1,38 beträgt (Verringerung der Menge des Dauermagnetmaterials um 24,7 %). Dies verringert auch die Drehmomentwelligkeit. Kurzum können die Formabmessungen eines jeden der Dauermagnete 16 so gewählt werden, dass sie für eine gewünschte Eigenschaft des ausgegebenen Drehmoments T und der Drehmomentwelligkeit passend sind, so dass das Verhältnis δ in einen Bereich von δ = 1,38 (eine Verringerung der Menge des Dauermagnetmaterials von 24,7 %) bis δ = 1,75 (eine Verringerung der Menge des Dauermagnetmaterials von 4,7 %) fällt.
Eine magnetische Analyse von zwei unterschiedlichen IPM-Motoren, die fähig sind, das gleiche Drehmoment zu erzeugen, wobei die Länge W_pm der Dauermagnete 16 jedes Paars, das in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet ist, in einem Motor verkürzt ist, um in der Nähe jeder Längsachse (d-Achse) Öffnungen zu belassen, so dass Formabmessungen bereitgestellt werden, bei denen das Verhältnis δ = 1,38 beträgt, während die Dauermagnete 16 jedes Paars, das in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet ist, in dem anderen Motor nicht verkürzt sind, zeigt, dass, wie in 13 und 14 gezeigt, die elektrische Drehmaschine 10 im Wesentlichen das gleiche Drehmoment T erzeugt, wenn das Verhältnis des Reluktanzmoments T_r zu dem magnetischen Moment T_m variiert wird. Der IPM-Motor vom V-förmigen Typ mit Öffnungen in der Nähe jeder Längsachse ist so gestaltet, dass Flussbarrieren 17c große Öffnungen, die sich in der Nähe jeder Längsachse befinden, einnehmen, während der IPM-Motor vom bloßen V-förmigen Typ so gestaltet ist, dass Flussbarrieren 17d kleine Öffnungen, die sich in der Nähe jeder Längsachse befinden, einnehmen.
13 zeigt ein Verhältnis zwischen dem Moment T_m und dem Moment T_r während des Betriebs im Bereich mit geringer Belastung, während 14 ein Verhältnis zwischen dem Moment T_m und dem Moment T_r während des Betriebs im Höchstbelastungsbereich zeigt. Wie 13 und 14 zeigen, nimmt im Fall des IPM-Motors von dem V-förmigen Typ mit großen Öffnungen in der Nähe jeder Längsachse der Anteil des Reluktanzmoments T_r in beiden Belastungsbereichen bei einer Verringerung des Anteils des magnetischen Moments T_m , die durch eine Verkürzung der Länge jedes Dauermagnets 16 verursacht wird, zu. In einem kleinen Bereich A1, der sich wie in 6B und 7 gezeigt in der Nähe des Außenumfangs jedes Pols befindet, werden durch das Bilden der Flussbarrieren 17c, die große Öffnungen einnehmen, anstelle von Dauermagneten 16 in der Nähe der Längsachse und auch durch das Bilden einer mittleren Nut 21 die Magnetflusslinien ψ_m der Magnete, die den Magnetflusslinien Ψ_r der Statorwicklungen entgegenwirken, verringert. Dies führt zu einer Zunahme der Querachsen-Induktivität L_q (q-Achse), die verursacht, dass ein Unterschied zwischen der Querachsen-Induktivität L_q (q-Achse) und der Längsachsen-Induktivität L_d (oder das Verhältnis der Schenkeligkeit) größer als jener (oder das Verhältnis der Schenkeligkeit) des IPM-Motors von dem V-förmigen Typ mit nicht verkürzten Dauermagneten wird, was es ermöglicht, dass die elektrische Drehmaschine 10 durch wirksames Nutzen des Reluktanzmoments T_r ein äquivalentes Drehmoment erzeugt.
Wie durch die Flussfließverteilung in 15 gezeigt, gestattet dieser Aufbau, dass die elektrische Drehmaschine 10 einige der Magnetflusslinien Ψ_r der Statorwicklungen, die in dem kleinen Bereich A1 konzentriert sind, der sich radial auswärts von den Dauermagneten jedes Paars, das einen Magnetpol bildet, befindet, wirksam von dem Flussfließweg Mr1, der durch den radial auswärts befindlichen kleinen Bereich A1 verläuft, in den Flussfließweg Mr2 umlenkt (abtrennt), welcher um die in der Nähe der Längsachse befindliche radial einwärts angeordnete Seite der Öffnungen 17c eines Satzes von Öffnungen 17, die in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, verläuft. Als Ergebnis verringert die magnetische Drehmaschine 10 die magnetische Wechselwirkung zwischen Magnetflusslinien ψ_m der Magnete und Magnetflusslinien ψ_τ der Statorwicklungen (d-Achse, q-Achse), um eine lokale magnetische Sättigung an der vorangehenden Seite in Bezug auf die Drehrichtung des radial auswärts befindlichen kleinen Bereichs A1 des Magnetpols zu vermeiden, wodurch sie wirkungsvoll zur Erzeugung von Drehmoment T beitragen können.
Daher verläuft, wie durch die Flussfließverteilung in 16 veranschaulicht, der Großteil der synthetischen Magnetflusslinien ψ_s , die durch die kombinierte Wirkung der Magnetflusslinien ψ_m der Magnete und der Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen ausgebildet sind, durch Flussfließwege MP0, die sich durch die Dauermagnete 16 jedes Paars erstrecken, wenn die elektrische Drehmaschine 10 in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungen arbeitet, während sich die synthetischen Magnetflusslinien ψ_s , wie durch die Flussfließverteilung von 17 veranschaulicht, in einen Flussfließweg MP1 und einen Flussfließweg MP2 teilen, wenn sie im Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung arbeitet. Als Ergebnis verwirklicht die elektrische Drehmaschine 10 die Vermeidung einer lokalen magnetischen Sättigung zusammen mit einer Verringerung der magnetischen Wechselwirkung, um wirksam den gleichen oder einen höheren Grad an Drehmoment T zu erzeugen als der IPM-Motor vom V-förmigen Typ mit nicht verkürzten Dauermagneten, während eine Verringerung der Menge des Dauermagnetmaterials der Dauermagnete 16 erzielt wird. Während des Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungsbedingungen machen die Magnetflusslinien ψ_m der Magnete verglichen mit den Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen in den synthetischen Magnetflusslinien ψ_s einen hohen Prozentsatz aus.
Wenn die Dauermagnete 16 zum Beispiel derartige Formabmessungen aufweisen, dass das Verhältnis δ = 1,44 beträgt und die Menge des Dauermagnetmaterials um 23 % verringert ist und durch Flussbarrieren 17c mit einer geringen magnetischen Permeabilität ersetzt ist (Verringerung der Magnetflusslinien ψ_m der Magnete), dann macht es eine Verringerung der Gegen-EMK-Konstanten von etwa 13,4 %, die von einer Verringerung der Trägheit begleitet wird, für die elektrische Drehmaschine 10 möglich, dass ihre Ausgangsleistung bei hohen Umdrehungsgeschwindigkeiten zunimmt. Daneben verringert eine Reduktion der Raumharmonischen, die eine Magnetostriktion verursachen, die Wärme und den Kernverlust in den Dauermagneten 16 infolge von Wirbelströmen, und sie beschränkt das elektromagnetische Rauschen.
Mit anderen Worten ist es, wie leicht aus den veranschaulichten Flussfließlinien in 18 ersichtlich ist, dann, wenn sich zum Beispiel jede der Flussbarrieren 17e nicht in einer radial einwärts gerichteten Richtung zu der Achse des Rotors 12 erstreckt, schwierig, den synthetischen Magnetfluss ψ_s in einem ausreichenden Maß in zwei Ströme zu teilen, wodurch eine lokale magnetische Sättigung nicht vermieden werden kann, die dem an der Außenumfangsseite jedes Rotorpols gelegenen kleinen Bereich A1 in Bezug auf die Richtung der Drehung des Rotors 12 (in 18 gesehen die linke Seite) vorangeht.
Wenn der in 17 gezeigte, mit den Flussbarrieren 17c versehene Aufbau A nach der vorliegenden Ausführungsform unter Verwendung der Menge des Ausgangsdrehmoments und seiner Schwankungen (Drehmomentwelligkeit) mit dem in 18 gezeigten Vergleichsaufbau B, der mit den Flussbarrieren 17e versehen ist, verglichen wird, ist aus 19, die die Ausgangsdrehmomenteigenschaften im Höchstbelastungszustand zeigt, ersichtlich, dass der Aufbau A dem Aufbau B dahingehend überlegen ist, dass das Ausgangsdrehmoment um etwa 6 % zunimmt und die Drehmomentwelligkeit abnimmt, wodurch im Antriebsmodus ein qualitativ hochwertiger Betrieb bereitgestellt wird. In 19 sind, nach einer Berechnung des durchschnittlichen Drehmoments unter Verwendung des in 18 gezeigten Aufbaus B als Basiseinheitsgröße, das instantane Ausgangsdrehmoment des in 17 gezeigten Aufbaus A und jenes des in 18 gezeigten Aufbaus B in Bezug auf den Drehwinkel (den elektrischen Winkel) in Größen dargestellt, die „pro Einheit“ ausgedrückt sind.
Um die harmonischen Drehmomentkomponenten, die das Ausgangsdrehmoment des Aufbaus A überlagern, mit jenen des Ausgangsdrehmoments des Aufbaus B zu vergleichen, werden die in 19 gezeigten Wellenformen durch eine Fourier-Reihenentwicklung verarbeitet, wodurch sich die in 20 gezeigten Ergebnisse ergeben, die zeigen, dass insbesondere die 12. und die 24. harmonische Drehmomentkomponente, die das Ausgangsdrehmoment überlagern, beim Aufbau A beträchtlich niedriger als beim Aufbau B sind. Bei dem Aufbau A nach der vorliegenden Ausführungsform unterdrückt dies das Auftreten eines Ruckelns bei der Beschleunigung beim Hinauffahren einer Schräge und verringert den Grad des elektromagnetischen Rauschens beträchtlich, indem insbesondere die 12. harmonische Drehmomentkomponente beträchtlich verringert wird. In 20 sind die Prozentsätze (%) der harmonischen Drehmomentkomponenten, die in Ausgangsdrehmomenten von den Aufbauten A und B enthalten sind, veranschaulicht.
Um den Gehalt der 11. und der 13. Raumharmonischen bei Aufbau A mit jenem bei Aufbau B zu vergleichen, wird die Wellenform des Magnetflusses in Verkettung mit einem der Statorzähne 15 über den Spalt G durch eine Fourier-Reihenentwicklung verarbeitet, wodurch sich die in 21 gezeigten Ergebnisse ergeben, die zeigen, dass der Gehalt der 11. und der 13. Raumharmonischen bei Aufbau A beträchtlich geringer ist als bei Aufbau B. In 21 ist der Gehalt der Raumharmonischen nach Normalisieren einer Grundwellenformkomponente des mit einem Zahn verketteten Magnetflusses bei dem Aufbau A und jener bei dem Aufbau B als Basiseinheit „pro Einheit“ ausgedrückt.
Übrigens ist ersichtlich, dass in der elektrischen Drehmaschine 10 die Drehmomentwelligkeit, die im Fall von drei Phasen verursacht ist durch Raumharmonische, welche eine Flusswellenform pro Phase pro Magnetpol überlagern, und durch Zeitharmonische, die in Phasenströmen enthalten sind, in elektrischen Grad bei der Komponente der 6f-ten Ordnung (wobei f eine natürliche Zahl von 1, 2, 3, ... ist) erzeugt wird.
Wenn nachstehend der Grund für die Erzeugung der Drehmomentwelligkeit beschrieben wird, können der dreiphasige Ausgang (die elektrische Leistung) P(t) und das Drehmoment τ(t) durch die Formeln (4) und (5) ausgedrückt werden: $P (t) = E_{u} (t) I_{u} (t) + E_{v} (t) I_{v} (t) + E_{w} (t) I_{w} (t)$
$\begin{matrix} τ (t) = P (t) / ω_{m} \\ = [E_{u} (t) I_{u} (t) + E_{v} (t) I_{v} (t) + E_{w} (t) I_{w} (t)] \end{matrix}$
wobei ω_m die Winkelgeschwindigkeit ist, E_u(t), E_v(t) und E_w(t) die induzierten elektromotorischen Kräfte der Phase U, der Phase V bzw. der Phase W sind, und I_u(t), I_v(t) und I_w(t) der Strom der Phase U, der Phase V bzw. der Phase W ist.
Das dreiphasige Drehmoment ist die Summe des Drehmoments der Phase U, des Drehmoments der Phase V und des Drehmoments der Phase W. Wenn der Strom I_u(t) der Phase U durch die Formel (6) ausgedrückt wird, in der „m“ die Ordnung der in dem Strom enthaltenen harmonischen Komponente ist und „n“ die Ordnung der in der Spannung enthaltenen harmonischen Komponente ist, kann das Drehmoment τ_u(t) der Phase U durch die folgende Formel (7) ausgedrückt werden: $I_{u} (t) = \sum_{m = 1}^{m} I_{m} sin m \cdot (θ+ β_{m})$
$τ_{u} (t) = \frac{1}{ω_{m}} [\sum_{n = 1}^{n} \sum_{m = 1}^{m} E_{m} I_{m} {- \frac{1}{2} (cos ((n + m) θ+ n α_{n} + m β_{m}) - cos ((n - m) θ+ n α_{n} - m β_{m})}]$
Sowohl der Phasenstrom I(t) als auch die Phasenspannung E(t) sind symmetrische Wellen, weshalb es nötig ist, dass m und n ungerade sind. Im Hinblick auf die anderen Drehmomente als jenes der Phase U - das Drehmoment der Phase V und das Drehmoment der Phase W - betragen die Phasenverschiebung des Drehmoments der Phase V von der induzierten Spannung E_u(t) der Phase U und dem Strom I_u(t) der Phase U und die Phasenverschiebung des Drehmoments der Phase W von diesen +2π/3 (rad.) bzw. -2π/3 (rad.). Das sich ergebende Drehmoment ist durch Streichen der Terme mit Ausnahme von Termen mit einem Koeffizienten „6“ gegeben und kann durch die folgende Formel (8) ausgedrückt werden. $τ (t) = \frac{1}{ω_{m}} [\sum_{n = 1}^{n} \sum_{m = 1}^{m} E_{m} I_{m} {- \frac{1}{2} {3 cos (6 f θ+ s) - 3 cos (6f θ+ t)}}]$
wobei 6f = n ± m (f ist eine natürliche Zahl) ist, s = nα_n + mβ_m ist und t = nα_n - mβ_m ist.
Da eine Induktionsspannung eine Zeitableitung eines Magnetflusses ist, treten zusätzlich harmonische Komponenten der gleichen Ordnung wie die in einer Induktionsspannung in jeder Phase enthaltenen auch in einem Magnetfluss pro Pol pro Phase auf. Daraus folgt, dass in einem Drehstrommotor die 6f-te Drehmomentharmonische als Drehmomentwelligkeit erscheint, wenn n, d.h. die Zahl der Ordnung der Raumharmonischen, die im Magnetfluss (der Induktionsspannung) enthalten ist, und m, d.h. die Zahl der Ordnung der Zeitharmonischen, die in dem Phasenstrom enthalten ist, so kombiniert sind, dass sie 6f ergeben.
Da bei dieser elektrischen Drehmaschine 10 eine Drehmomentwelligkeit auftritt, wenn die Gleichung 6f = n ± m erfüllt ist, wenn ein Magnetfluss pro Pol pro Phase die n-te Raumharmonische enthält und ein Phasenstrom die m-te Zeitharmonische enthält, entsteht als Reaktion auf eine Kombination aus, zum Beispiel, der überlagernden 11. und 13. Raumharmonischen (n = 11, 13) und der Grundwelle (m = 1) eines Phasenstroms das 12. harmonische Drehmoment.
Bei dieser elektrischen Drehmaschine 10 ist die Position einer Endwand an der Seite in der Nähe der Rotorachse, die jede der Flussbarrieren 17c der in dem Rotor 12 gebildeten Öffnungen 17 jedes in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordneten Satzes in einer radial einwärts gerichteten Richtung vergrößert, so bestimmt, dass ihre vergrößerte Größe zu der Rotorachse hin optimiert wird, während die Formabmessungen eines jeden der Dauermagnete 16 auf eine solche Weise beibehalten werden, dass die Bedingung, bei der das Verhältnis δ 1,44 beträgt (δ = 1,44), erfüllt ist.
Unter erneuter Bezugnahme auf 1 wird der Aufbau des Rotors 12 durch Auswerten der in 22 und 23 gezeigten Drehmomenteigenschaften abgeleitet, und zwar durch Variation eines radialen Abstands R2 jener Endwand der Flussbarrieren 17c, die sich in der Nähe der Rotorachse befindet, von der Rotorachse in den Verhältnissen R2/R1 und R3/R2, die als Parameter benutzt werden, wobei R1 der Außenradius zu einem Außenumfang des Rotors ist und R3 der Innenradius zu seinem Innenumfang ist. Da sich die Permeabilität (die Leichtigkeit, mit der ein Magnetfluss erzeugt wird) gestapelter elektrischer Stahlplatten abhängig von der Von-Mises-Spannung verschlechtert, die sich aus der durch die Presspassung zu ihrer Verbindung mit der Antriebswelle verursachten Druckspannung, mit der die elektrischen Stahlplatten zusammengepresst werden, ergibt, werden die Formabmessungen des Rotors 12 bei den Drehmomenteigenschaften unter Berücksichtigung der Von-Mises-Spannung bestimmt. In 22 und 23 sind Größen des Drehmoments, das im Zustand der Höchstbelastung erzeugt wird, als „pro-Einheit“-Größen ausgedrückt, die sich auf die anhand des in 18 gezeigten Vergleichsaufbaubeispiels B definierte Basis beziehen.
Aus 22 ist ersichtlich, dass ein Drehmoment, das dem durch den Aufbau B erzeugten Drehmoment gleich oder größer als dieses ist, erzeugt wird, wenn das Verhältnis R2/R1 in einen Bereich A von 0,56 bis 0,84 fällt. Vorzugsweise wird der radiale Abstand R2 der Endwand der Flussbarriere 17c von der Rotorachse aus einem Bereich B von 0,565 benachbart zu einem Wendepunkt bis 0,75 benachbart zu einem anderen Wendepunkt gewählt. Insbesondere wird er aus einem Bereich C von 0,59 bis zu etwa 0,63, in dem ein Anstieg des Drehmoments von etwa 5 % erwartet wird, gewählt.
Als nächstes ist aus 23 ersichtlich, dass ein Drehmoment, das dem durch den Aufbau B erzeugten Drehmoment gleich oder größer als dieses ist, erzeugt wird, wenn das Verhältnis R3/R2 in einen Bereich von 0,54 bis 0,82 fällt. Vorzugsweise wird der radiale Abstand R2 der Endwand der Flussbarriere 17c von der Rotorachse aus einem Bereich B von 0,60 benachbart zu einem Wendepunkt bis 0,81 benachbart zu einem anderen Wendepunkt gewählt. Insbesondere wird er aus einem Bereich C von 0,72 bis 0,77, in dem ein Anstieg des Drehmoments von etwa 5 % erwartet wird, gewählt.
Dies ermöglicht, dass die Größe der Flussbarrieren 17c auf eine solche Weise bestimmt wird, dass eine ausreichende Breite für den in 17 gezeigten Flussfließweg MP2 sichergestellt wird, ohne dass in dem Flussfließweg MP2 irgendeine magnetische Sättigung hervorgerufen wird.
Unter Bezugnahme auf einen in 24 gezeigten Rotor 12B befinden sich wie oben erwähnt selbst dann, wenn die Länge in einer longitudinalen Richtung (Breite) W_pm eines jeden der Dauermagnete 16 optimal gestaltet ist, benachbart zu den Ecken 16a der Dauermagnete 16 jedes Paars dicht an der Längsachse Vektoren V_r , die von dem Elektromagnetfluss ψ_r stammen und die Vektoren V_m entgegenwirken, die von dem Magnetfluss ψ_m stammen. In Besonderen bleibt benachbart zu den Ecken 16a der Dauermagnete 16 dicht an der Längsachse ein Zustand einer Beziehung von entgegengesetzten Magnetfeldern bestehen, in dem die Vektoren V_r , die von den Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen stammen, die über einen Flussfließweg verlaufen, der sich in Bezug auf die Rotorachse ganz zum Innersten des radial außerhalb jedes Magnetpols befindlichen kleinen Bereichs A1 erstreckt, Vektoren V_m von Magnetflusslinien ψ_m der Magnete entgegenstellen (ihnen entgegentreten) und sie ausgleichen (aufheben), und zwar in der umgekehrten Richtung mit einem induzierten Winkel von gleich oder größer als 90 Grad. Aus diesem Grund werden bei dem Aufbau dieses Rotors 12B die Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen, die nahe an den in der Nähe der Längsachse befindlichen Ecken 16a vorbeilaufen, verschwendet, da sie gegen Magnetflusslinien ψ_m der Magnete wirken (sie auslöschen).
Daraus folgt, dass in der elektrischen Drehmaschine 10 (dem Rotor 12), die (der) in 25 gezeigt ist, in der Nähe der Längsachse gelegene Flussbarrieren 17c in Öffnungen gebildet sind, welche sich ebenfalls auswärts gerichtet zu dem Außenumfang 12a des Rotors 12 hin erstrecken. Dies stellt einen Aufbau bereit, der Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen und Magnetflusslinien ψ_m der Magnete wirksam verwendet, indem dem Flussfließweg, über den sich die Magnetflusslinien ψ_m der Magnete in der Nähe der Ecken 16a nahe an der Längsachse fortbewegen, ermöglicht wird, auf eine solche Weise zu verlaufen, dass Vektoren V_r , die von Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen stammen, benachbart zu den Ecken 16a mit einem induzierten Winkel von gleich oder weniger als 90 Grad mit Vektoren V_m , die von Magnetflusslinien ψ_m der Magnete stammen, in Wechselwirkung treten.
Genauer werden in dieser elektrischen Drehmaschine 10 die Formabmessungen 1 und 2 jenes Abschnitts einer jeden der Öffnungen, die die Flussbarrieren 17c der in einer „V“förmigen Konfiguration angeordneten Öffnungen 17 jedes Satzes bilden, der sich auswärts gerichtet zu dem Außenumfang 12a des Rotors hin erstreckt, so bestimmt, dass der Abschnitt optimiert wird, während die Formabmessungen eines jeden der Dauermagnete 16 so festgelegt sind, dass die Beziehung des Verhältnisses δ = 1,44 erhalten wird.
Wie in 26 gezeigt, wird erstens ein Trennabstand DLd von einem Punkt Y, an dem die Längsachse und eine Ausdehnungsebene einer außenumfangsseitigen Endfläche (einer ebenen Form) 17cu der Flussbarriere 17c einander schneiden, zu einem Punkt X, an dem die Längsachse und der Außenumfang 12a des Rotors 12 einander schneiden, als Formabmessung 1 für die Flussbarrieren 17c des Rotors 1 gewählt. Der optimale Bereich für diesen Trennabstand DL_d wird nach dem Auswerten des durchschnittlichen Drehmoments, der harmonischen Drehmomentkomponenten und der Drehmomentwelligkeit, die erhalten werden, wenn ein Verhältnis des Abstands DLd zu dem Außenradius R1, DLd/R1, als Parameter verwendet wird, bestimmt. Mit anderen Worten wird der Abstand (Trennabstand) DL_d von dem Außenumfang 12a zu einem auf Seiten der Längsachse befindlichen Ende der außenumfangsseitigen Endfläche (einer ebenen Form) 17cu als Formabmessung 1 für die Flussbarriere 17c so bestimmt, dass optimale Eigenschaften erlangt werden, die eine Sättigung des Magnetflusses, der den Flussfließweg MP1 definiert, welcher den äußeren Umfangsbereich A2 jedes Magnetpols quert, verhindern werden.
Wie in 27 gezeigt, erstrecken sich die außenumfangsseitigen Endflächen 17cu der Flussbarrieren 17c in einer radial auswärts gerichteten Richtung so zu dem Außenumfang 12a, als ob sie gezogen wären von dem Außenumfang 12a des Rotors 12 über einen Bereich von der mit DLd/R1 = 0,194 bezeichneten dargestellten Anfangsposition, an der sich jede von ihnen die gleiche Ebene teilt mit der zugehörigen der Ausdehnungsebenen der Wandflächen (der Außenflächen der Dauermagnete 16) 17au, die gelegen ist an der Außenrandseite der Magnetöffnungen 17a der in einer „V“förmigen Konfiguration angeordneten Öffnungen 17 eines jeden Satzes, zu der mit DLd/R1 = 0,086 bezeichneten dargestellten Endposition. Es ist ersichtlich, dass sich dann, wenn dies der Fall ist, die Drehmomenteigenschaften wie in 28 und 29 gezeigt ändern. 28 zeigt das durchschnittliche Drehmoment während des Betriebs in einem Antriebsmodus unter der Höchstbelastungsbedingung pro Einheit unter Verwendung des Falls von DLd/R1 = 0,194 als Basiseinheit. Zusätzlich zeigt 28 als harmonische Drehmomentkomponenten die überlagernde 6. und 12. Komponente (elektrischer Winkel) in Prozent und die Variationsrate des Drehmoments als Drehmomentwelligkeit.
Im Hinblick auf die Formabmessung 1 für die Flussbarrieren 17c des Rotors 12 kann aus 28 ersehen werden, dass das Ausmaß des erzeugten Drehmoments dann, wenn DLd/R1 in einen Bereich A von 0,098 bis 0,194 fällt, gleich oder größer als jenes wird, das durch den Aufbau erzeugt wird, bei dem die an der Außenumfangsseite der Magnetöffnungen 17a der in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordneten Öffnungen 17 jedes Satzes gelegenen Wandflächen 17au lediglich verlängert sind. Im Hinblick auf diese Formabmessung 1 wird ferner die 12. harmonische Drehmomentkomponente verringert, wenn DLd/R1 in einen Bereich B von etwa 0,11 bis etwa 0,194 fällt, und es wird insbesondere das maximale Drehmoment erzeugt, wenn DLd/R1 in einen Bereich C von etwa 0,12 bis etwa 0,14 fällt. Wie aus 29 ersichtlich ist, erreicht die Drehmomentwelligkeit ein Minimum, wenn DLd/R1 für diese Formabmessung 1 zur Bereitstellung einer Bestpunktkonfiguration BP1 0,139 beträgt.
Zusätzlich ist, wie in 26 gezeigt, ein Neigungswinkel α der außenumfangsseitigen Endfläche 17cu der Flussbarriere 17c zu der zugehörigen der Wandflächen 17au, die an der Außenumfangsseite der Magnetöffnungen 17a der in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordneten Öffnungen 17 jedes Satzes gelegen sind, als die Formabmessung 2 für die Flussbarrieren 17c des Rotors 12 gewählt.
Unter Verwendung von DLd/R1 = 0,139 als Basis bestimmt dieser Neigungswinkel α ein Verhältnis θ1/θ2, wobei θ1 der durch die Längsachse und die außenumfangsseitige Endfläche 17cu der Flussbarriere 17c gebildete Einschlusswinkel ist, und θ2 der durch die Längsachse und die zugehörige der Wandflächen 17au, die an der Außenumfangsseite der Magnetöffnungen 17a der in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordneten Öffnungen 17 jedes Satzes gelegen sind, gebildete Einschlusswinkel ist. Der optimale Bereich für dieses Verhältnis θ1/θ2 wird bestimmt nach dem Auswerten des durchschnittlichen Drehmoments, der harmonischen Drehmomentkomponenten und der Drehmomentwelligkeit, die erhalten werden, wenn es als Parameter verwendet wird, wie in 30 und 31 gezeigt ist. Mit anderen Worten wird der Neigungswinkel α als die Formabmessung 2 für die Flussbarrieren 17c so bestimmt, dass optimale Eigenschaften erhalten werden, die einen solchen Flussfließweg erzeugen werden, dass verhindert wird, dass der elektromagnetische Fluss ψ_r den Magnetfluss ψ_m benachbart zu jener Ecke 16a eines jeden der Dauermagnete unterdrückt, die sich dicht an der Längsachse des an der Umfangsseite jedes Rotorpols des Rotors 12 gelegenen kleinen Bereichs A1 befindet. 30 zeigt das durchschnittliche Drehmoment während des Betriebs in einem Antriebsmodus unter der Höchstbelastungsbedingung pro Einheit unter Verwendung des Falls von θ1/θ2 = 0,7 als Basiseinheit. Zusätzlich zeigt 30 als harmonische Drehmomentkomponenten die überlagernde 6. und 12. Komponente in Prozent und zeigt 31 die Variationsrate des Drehmoments als Drehmomentwelligkeit. Da der Winkel θ2 häufig als Magnetöffnungswinkel bezeichnet wird, wird der Winkel θ1 als Flussbarrierenöffnungswinkel bezeichnet.
Im Hinblick auf die Formabmessung 2 für die Flussbarrieren 17c des Rotors 12 ist aus 30 ersichtlich, dass das Ausmaß des erzeugten Drehmoments groß wird und die 12. harmonische Drehmomentkomponente verringert wird, wenn θ1/θ2 in einen Bereich D von etwa 1,2 bis etwa 1,7 fällt. Im Hinblick auf die Formabmessung 2 ist ferner aus 31 ersichtlich, dass das Drehmoment ein Maximum erreicht und die Drehmomentwelligkeit ein Minimum erreicht, wenn θ1/θ2 zur Bereitstellung einer Bestpunktkonfiguration BP2 vorzugsweise 1,52 beträgt.
Wenn nun beide Formabmessungen 1 und 2 für jede der Flussbarrieren 17c berücksichtigt werden, ist unter der Bedingung, dass das Verhältnis DLd/R1 in den Bereich A von 0,098 bis 0,194 fällt, der Winkel θ1 unter dieser Bedingung durch seine Division durch den Winkel θ2, der den Winkel θ1 verschiebt, gegeben, und werden geeignete Drehmomenteigenschaften bereitgestellt, wenn das Verhältnis θ1/θ2 aus einem Bereich von 1,0 bis 2,13 gewählt wird. Zusätzlich werden unter der Bedingung, dass das Verhältnis DLd/R1 in den Bereich B von 0,11 bis 0,194 fällt, noch geeignetere Drehmomenteigenschaften bereitgestellt, wenn das Verhältnis θ1/θ2 aus einem Bereich von 1,0 bis 2,02 gewählt wird.
Ferner wird unter der Bedingung, dass - nach der Berücksichtigung der beiden Formabmessungen 1 und 2 für jede der Flussbarrieren 17c - mit DLd/R1 = 0,139 und θ1/θ2 = 1,5 eine Optimierung vorgenommen wird, das durchschnittliche Drehmoment um etwa 1,8 % erhöht und die Drehmomentwelligkeit unterdrückt, verglichen mit dem in 24 veranschaulichten Vergleichsaufbaubeispiel, wie in 32 gezeigt ist. Wie in 33 gezeigt, verringern diese Formabmessungen 1 und 2 die 12. und die 24. harmonische Drehmomentkomponente verglichen mit dem in 24 veranschaulichten Vergleichsaufbaubeispiel beträchtlich. Dies unterdrückt das Auftreten eines Ruckelns bei der Beschleunigung beim Hinauffahren einer Schräge und verringert den Grad des elektromagnetischen Rauschens beträchtlich, indem insbesondere die 12. harmonische Drehmomentkomponente beträchtlich verringert wird.
Da unter nun folgender Bezugnahme auf den in 34A gezeigten Rotor 12A die Dauermagnete 16 jedes Paars, das einen Magnetpol bildet, selbst benachbart zu einer Längsachse zwischen ihnen vorhanden sind, werden durch die Dauermagnete 16 in dem radial auswärts befindlichen Bereich A2 des Magnetpols viele Magnetflusslinien ψ_m erzeugt. Andererseits kann sich im Hinblick auf einen in 35A gezeigten Rotor 12C, der nicht mit einer mittleren Nut 21 pro Magnetpol ausgeführt ist, da er benachbart zu einer Längsachse zwischen den Dauermagneten jedes Paars mit Flussbarrieren 17c ausgeführt ist, die jeweils die Form einer Öffnung aufweisen, die Eigenschaft des geraden Verlaufs der durch die Dauermagnete 16 erzeugten Magnetflusslinien ψ_m verschlechtern. Mit anderen Worten ist die Flussdichte der Magnetflusslinien ψ_m benachbart zu der Längsachse gering. Da der magnetische Widerstand benachbart zu der Längsachse gering ist, wird daher die Induktivität für einen Flussfließweg ψ_q, der die Längsachse kreuzt, hoch. Als Folge führt in dem Rotor 12C eine Überlagerung des mit dem Außenumfang 12a verkettenden Magnetflusses mit Harmonischen, die durch das Auftreten eines Dichteunterschieds des Magnetflusses verursacht ist, infolge einer vermehrten Drehmomentwelligkeit und eines vermehrten Kernverlusts eine Abnahme der Effizienz herbei.
Unter Bezugnahme auf ein in 34B gezeigtes Flussvektorfeld, das während des Betriebs unter Höchstbelastung ausgebildet ist, ist die Dichte des verkettenden Magnetflusses von dem gegenüberliegenden Statorzahn 15D, der dem Flussfließweg der Magnetflusslinien ψ_r der Magnete entspricht, benachbart zu der Längsachse des Rotors 12A nicht hoch. Andererseits wird unter Bezugnahme auf das in 35B gezeigte Flussvektorfeld, das während des Betriebs unter Höchstbelastung entwickelt wird, die Dichte des verkettenden Magnetflusses benachbart zu der Längsachse des Rotors 12C höher als jene des Magnetflusses, der in dem Statorzahn 15D verbleibt, was einen vermehrten Zustrom des Magnetflusses verursacht.
Dies ist aus den Darstellungen in 36 ersichtlich, die sich ergeben aus einem Vergleich des Rotors 12C (Flussbarrieren 17c, keine mittlere Nut 21) mit dem Rotor 12A (Flussbarrieren 17d, keine mittlere Nut 21) hinsichtlich der Wellenform des verkettenden Magnetflusses von einem Statorzahn, d.h. Magnetflusslinien, die den Luftspalt G von einem Statorzahn 15D her überqueren, wobei der Rotor 12C insofern weniger bevorzugt als der Rotor 12A ist, als die Magnetflusslinien den Luftspalt G an einem Punkt „P“, an dem sie durch die Nachbarschaft der Längsachse beeinflusst werden, leichter überqueren können, was eine erhöhte Tendenz zu einer Überlagerung durch Harmonische verursacht. Wie auch aus den in 37 gezeigten Ergebnissen nach einer Verarbeitung der in 36 gezeigten Wellenformen durch eine Fourier-Reihenentwicklung ersichtlich ist, enthält die durch den Rotor 12C erzeugte Magnetflusswellenform beträchtlich mehr an 5. und 7. Raumharmonischen, als dies bei der Magnetflusswellenform, die durch den Rotor 12A erzeugt wird, der Fall ist.
Daher ist der Rotor 12 bei der elektrischen Drehmaschine 10 an seinem Außenumfang 12a mit mittleren Nuten 21 ausgeführt, die sich jeweils auf einer der Längsachsen befinden, um den magnetischen Widerstand an dem gemeinsam mit dem Innenumfang 15a des Statorzahns 15 gebildeten Luftspalt G zu regulieren. Wie durch ein in 38 gezeigtes Flussvektorfeld, das während des Betriebs unter Höchstbelastung ausgebildet ist, angegeben, beschränkt der mit solchen mittleren Nuten 21 ausgeführte Rotor 12 eine Zunahme des Zustroms des Magnetflusses von Statorzähnen 15, die dem Rotor nacheinander gegenüber zu liegen kommen, benachbart zu der Längsachse.
Wie ersichtlich ist aus den Darstellungen in 39, die sich ergeben aus einem Vergleich der durch diesen Rotor 12 (mit mittleren Nuten 21) erzeugten Drehmomentwellenform mit jener durch den Rotor 12C (ohne mittlere Nuten 21) unter Verwendung des Rotors 12C als Basiseinheit, 1,0 (pro Einheit), verringert der Rotor 12 mit mittleren Nuten 21 die Amplitude der Drehmomentwellenform stärker, um die Drehmomentwelligkeit zu beschränken, als es bei dem Rotor 12C der Fall ist. Wie aus den in 40 gezeigten Ergebnissen nach einer Verarbeitung der in 39 gezeigten Wellenformen durch eine Fourier-Reihenentwicklung ersichtlich ist, sind die 6., 12., 18. und 24. harmonische Drehmomentkomponente der durch den Rotor 12 mit mittleren Nuten 21 erzeugten Drehmomentwellenform beträchtlich verringert. In 39 ist die Drehmomentwellenform des instantanen Drehmoments unter Verwendung des durchnittlichen Drehmoments, das durch den Rotor 12C erzeugt wird, als Basiseinheit - 1,0 (Basiseinheit) - veranschaulicht.
Somit werden in der elektrischen Drehmaschine 10 die passenden Formabmessungen einer jeden der mittleren Nuten 21 auf Basis von Drehmomenteigenschaften wie der oben genannten Drehmomentwelligkeit bestimmt.
Im Hinblick auf die mittlere Nut 21 werden die passenden Formabmessungen bestimmt nach dem Auswerten der in 42 gezeigten Drehmomentwelligkeit durch Variation eines in 41 gezeigten radialen Abstands R4 eines Nutenbodens 21a der mittleren Nut 21 von der Rotorachse in dem Verhältnis R4/R1, das als Parameter verwendet wird, wobei R1 der Außenradius zu dem Außenumfang des Rotors 12 ist.
Zuerst wird im Hinblick auf die Tiefe der mittleren Nut 21 unter Verwendung der Formabmessung für den Rotor ohne mittlere Nuten 21 als Standard (R4/R1 = 1,0) die Tiefe mit der folgenden Formabmessung ausgeführt,
0,98 ≦ R4/R1 < 1,0,
um eine Verringerung der Drehmomentwelligkeit, die unter einem Betrieb mit Höchstbelastung erzeugt wird, zu ermöglichen.
Dann ist im Hinblick auf die mittlere Nut 21 des Rotors 12 für ihre Formabmessungen eine Bestimmung ihrer relativen Beziehung zu den Statorzähnen 15 des Stators 11 erforderlich, wobei sie definiert werden kann durch einen äußeren Bogenwinkel θa für die mittlere Nut 21 um die Achse des Rotors 12 und einen inneren Bogenwinkel θb für den Nutenboden 21a.
Unter fortgesetzter Bezugnahme auf den Rotor 12 werden die Phasenspannungen und die Leitungsspannung, wie durch ihre Darstellungen in 43 angegeben, an Punkten, die durch Spitzen F und Scheitelabschnitte W angegeben sind, beeinflusst, wenn der Außenwinkel θa für die mittlere Nut 21 als Parameter variiert wird.
Im Besonderen variiert eine Periode zwischen G1 und G3 der Spannungswellenform der U-Phase aufgrund der Positionsbeziehung zwischen dem Stator 11 und dem Rotor 12 je nach der Breite des äußeren Bogenwinkels θa für die mittlere Nut 21. Die Spannungswellenform der U-Phase wird zu einer Wellenform, in der die Periode zwischen G1 und G3 verengt wird, um zu einem Scheitel zugespitzt zu werden, wenn der äußere Bogenwinkel θa verengt wird, und die Wellenform der Leitungsspannung wird zu einer Wellenform, die sich einer Dreieckswellenform annähert, während sich die Spitzen F dem Scheitelabschnitt W nähern. Andererseits wird die Spannungswellenform der Phase U zu einer Wellenform, in der ein Abschnitt in der Periode zwischen G1 und G3 abgeflacht ist, wenn der äußere Bogenwinkel θa erweitert wird, und die Wellenform der Leitungsspannung wird zu einer Wellenform, die sich einer Trapezwellenform annähert, während die Spitzen F den Scheitelabschnitt W verlassen, was zu der Tendenz einer Überlagerung durch die 5. und die 7. Raumharmonische führt.
Im Hinblick auf die mittlere Nut 21, wie oben erwähnt, erfordert der Spalt G zwischen dem Rotor 12 und den Statorzähnen 15 einen hohen magnetischen Widerstand (oder eine geringe Permeabilität), doch da die Tendenz zu einer Überlagerung durch die 5. und die 7. Raumharmonische erhöht wird, wenn er zu sehr erweitert wird, muss der äußere Bogenwinkel θa eine minimale erforderliche Formabmessung aufweisen.
Unter Bezugnahme auf 41 soll SO die Breite von jedem der Schlitze 18, gemessen an dessen zu dem Rotor 12 gerichteten offenen Ende, darstellen, TB soll die Stirnbreite des Innenumfangs eines jeden der Statorzähne 15 darstellen, TW soll die Endabschnittsbreite des Statorzahns 15 darstellen, die an dessen Restabschnitt einwärts von dem Innenumfang des Statorzahns 15 gemessen ist, und AG soll die Spaltbreite über den Spalt G zwischen dem Rotor 12 und den Statorzähnen 15 sein. Dann werden der Rotor 12 und der Stator 15 so gestaltet, dass sie die folgende Beziehungen erfüllen.
Zuerst müssen die mittleren Nuten 21, die jeweils eine Breite aufweisen, die gleich oder größer als die Stirnbreite TB eines der Statorzähne 15 ist, die Anforderung eines erhöhten magnetischen Widerstands über den Spalt G erfüllen. Daraus folgt, dass die untere Grenze für den äußeren Bogenwinkel θa ausgedrückt ist als, $2 \times {tan}^{- 1} {(TB / 2) / (R 1 + AG)} ≦ θ a$
da die Form, die durch die Stirnbreite TB und die Rotorachse eingeschlossen ist, einem gleichschenkligen Dreieck (2 × einem rechtwinkligen Dreieck) gleicht.
Zusätzlich ist es im Hinblick auf ein automatisches Einsetzen der Statorwicklungen und die erforderliche Energiedichte nötig, dass die Öffnungsbreite SO jedes Schlitzes 18 größer als die Spaltbreite AG der Luftspaltbreite G ist, d.h. SO > AG. Gemäß dieser Beziehung ist der magnetische Widerstand an dem Spalt G geringer als jener an dem Öffnungsraum des Schlitzes 18, was eine Verringerung der Dichte der mit dem Rotor 12 wechselwirkenden Magnetflusslinien von einem spitzen Eckenabschnitt K (siehe 38) eines jeden der Statorzähne 15 erforderlich macht. Daher ist es nötig, dass sich jede der mittleren Nuten 21 auf einem Bogen befindet, der in Bogengrad gleich oder kleiner als ein Bogen zwischen den benachbarten beiden inneren Umfangsabschnitten 15a an jedem zweiten Statorzahn 15 ist. Daraus folgt, dass die obere Grenze des äußeren Bogenwinkels θa ähnlich ausgedrückt wird als $θ a ≦ 2 \times {tan}^{1} [{SO + (TB / 2)} / (R1 + AG)] .$
Als nächstes definiert der innere Bogenwinkel θb für den Boden der mittleren Nut 21 einen Bogen zwischen den benachbarten beiden inneren Umfangsabschnitten 15a an jedem zweiten Statorzahn 15 als seine Obergrenze, weshalb die Obergrenze ähnlich wie bei dem äußeren Bogenwinkel θa als θb ≦ 2×tan^-1[{SO+(TB/2)}/(R1+AG)}] ausgedrückt ist.
Da der Bogen für die Untergrenze des äußeren Bogenwinkels θa andererseits die Stirnbreite TB des Statorzahns 15 ist, um die Reluktanz an dem Spalt G so zu regulieren, dass sie zunimmt, kann die mittlere Nut 21 auf den Boden 21a verzichten, weshalb die untere Grenze des inneren Bogenwinkels θb als 0° ≦ θb ausgedrückt werden kann.
Zusätzlich sollen die Stirnbreite TB und die Endabschnittsbreite TW des Statorzahns 15 TW ≦ TB erfüllen, da die oben genannten Bedingungen nicht erfüllt würden, wenn der Endabschnitt eines jeden der Statorzähne 15 zugespitzt wäre.
Auf ähnliche Weise, während des Betriebs im Antriebsmodus unter geringen Belastungsbedingungen, wie aus den Darstellungen in 44 ersichtlich, die sich aus einem Vergleich der durch diesen Rotor 12 erzeugten Drehmomentwellenform mit jener durch den Rotor 12C ohne mittlere Nuten 21 unter Verwendung des Rotors 12C als Basiseinheit - 1,0 (pro Einheit) - ergeben, verringert der Rotor 12 mit mittleren Nuten 21 die Amplitude der Drehmomentwellenform stärker, wodurch die Drehmomentwelligkeit beschränkt wird, als es bei dem Rotor 12C der Fall ist. Wie aus den in 45 gezeigten Ergebnissen nach einer Verarbeitung der in 44 gezeigten Wellenformen durch eine Fourier-Reihenentwicklung ersichtlich ist, ist die 6. harmonische Drehmomentkomponente der Drehmomentwellenform, die durch den Rotor 12 mit mittleren Nuten 21 erzeugt wird, beträchtlich verringert.
Zusätzlich ist im Vorhergehenden hauptsächlich der Einfluss der mittleren Nuten 21 auf die Drehmomenteigenschaften beschrieben, doch sind die mittleren Nuten 21 als Markierungen bei der Herstellung, wie etwa dem Zusammenbau, nützlich. Zum Beispiel ist es beim Verdrehen, um die Dauermagnete 16 in verschiedene Positionsbeziehungen entlang der axialen Richtung zu drehen, möglich, das Vorhandensein des Verdrehens aus der durch die mittleren Nuten 21 erzeugten Geradheit zu bestätigen.
Unter Bezugnahme auf einen in 46 gezeigten weniger bevorzugten Rotor 12D ohne seitliche Nuten 22 ist aus 47 ersichtlich, dass die Magnetflussdichte an dem Spalt G während des Betriebs unter Nichtbelastung eine Wellenform annimmt, die sich einer von der Grundwelle abweichenden Trapezwelle annähert. An diesem Spalt G verursacht die Überlagerung von Raumharmonischen der Spaltmagnetflusswellenform, die bestimmt ist gemäß den Statorzähnen 15 an dem Stator 11, den Dauermagneten 16 eines in einer „V“-förmigen Konfiguration an dem Rotor 12D befindlichen Paars und den Flussbarrieren 17b und 17c der in einer „V“förmigen Konfiguration angeordneten Magnetöffnungen 17 eine vermehrte Drehmomentwelligkeit, ein vermehrtes elektromagnetisches Rauschen und einen vermehrten Kernverlust.
In der Spaltmagnetflusswellenform entsprechen die Statorzähne 15a bis 15g für einen Magnetpol des Rotors 12D jeweils Teilen A bis G der Wellenform, wobei jeder Teil einen elektrischen Winkel von 30 Grad aufweist, da eine Längsachse bei 90 Grad im elektrischen Winkel repräsentiert ist, eine Querachse bei 0 Grad im elektrischen Winkel repräsentiert ist und die andere Querachse bei 180 Grad im elektrischen Winkel repräsentiert ist. Diese Spaltmagnetflusswellenform ist benachbart zu Teil A, der Flussbarrieren 17c (Öffnungen) an der Seite der Längsachse entspricht, vertieft. Aus einem Vergleich mit der Grundwellenform ist ersichtlich, dass die Magnetflussdichte einerseits während eines Bereichs von C bis B und andererseits während eines Bereichs von E bis F zu hoch ist. Daraus folgt, dass die Überlagerung der Harmonischen an dem zweiten und dritten Statorzahn 15b und 15c von der Längsachse in einer Vorwärtsrichtung der Drehung des Rotors 12D und an dem zweiten und dritten Statorzahn 15e und 15f von der Längsachse in einer zu der Vorwärtsrichtung entgegengesetzten Rückwärtsrichtung beträchtlich ist.
Aus diesem Grund ist es bei dem Rotor 12D von Vorteil, an zwei Stellen an dem Außenumfang 12a, die innerhalb eines Bereichs von ± 30 bis 60 Grad von der Längsachse abweichen, ein Paar von seitlichen Nuten 22 zu bilden, wobei eine zwischen den Statorzähnen 15b und 15c zu dem Statorzahn 15 gerichtet ist und die andere zwischen den Statorzähnen 15e und 15f zu dem Statorzahn gerichtet ist, um die verkettende Magnetflussdichte zu verringern.
Übrigens umfasst eine Art und Weise, um einer Drehmomentwelligkeitskomponente mit einer bestimmten Ordnung eines IPM-Motors entgegenzuwirken (sie zu verringern), das Verdrehen axial angeordneter Abschnitte eines Rotors, eines Abschnitts in Bezug auf den angrenzenden Abschnitt, oder, mit anderen Worten, das Ausführen von Verdrehungsstufen. Im Fall eines Drehstrommotors, beispielsweise, kann einer Drehmomentwelligkeitskomponente der 12. Ordnung entgegengewirkt werden (kann diese verringert werden), indem ein Rotor pro Stufe einem elektrischen Winkel von 15 Grad ausgesetzt wird.
Im Besonderen ist die mit dem Magnetfluss verkettete 12. Harmonische als eine Funktion ausgedrückt. Sie kann als $F (θ) = sin12 θ$
angesetzt werden.
Dann wird die um 15 Grad im elektrischen Winkel verschobene Wellenform als $F (θ + 15 °) = sin12 (θ+15 °) = - sin12 θ$
ausgedrückt.
Theoretisch wird der 12. Harmonischen entgegengewirkt und wird sie dadurch durch die 11. und die 13. Raumharmonische ausgelöscht. Dies führt zu einer Verringerung der 12. Drehmomentwelligkeit.
Wenn die Spaltmagnetflusswellenform, mit der Harmonische verkettet sind, nicht nur während eines Betriebs unter Nichtbelastung, sondern auch unter einer Belastungsbedingung untersucht wird, werden die in 48 gezeigten Wellenformen hervorgerufen. 48 zeigt zwei Wellenformen, wobei eine im Fall ohne seitliche Nuten 22 und ohne Verdrehungsstufe erzeugt wird, und die andere im Fall ohne seitliche Nuten 22 und unter Bereitstellung von Verdrehungsstufen erzeugt wird.
Aus diesen Spaltmagnetflusswellenformen kann festgestellt werden, dass die Bereitstellung von Verdrehungsstufen die überlagernden Raumharmonischen beschränkt, doch ist aus einem Vergleich mit der Grundwellenform ersichtlich, dass die Verdrehungsmagnetflussdichte sowohl während eines Betriebs unter Belastungsbedingungen als auch ohne Belastung während eines Bereichs von B bis C und während eines Bereichs von E bis F zu hoch ist.
Somit werden bei der elektrischen Drehmaschine 10 passende Formabmessungen für jedes von mehreren Paaren von seitlichen Nuten 22 auf Basis der Drehmomenteigenschaften für das Drehmoment und die Drehmomentwelligkeit bestimmt.
Soweit die seitlichen Nuten 22 jedes Paars betroffen sind, bestimmen, wie in 49 gezeigt (siehe auch 26), induzierte Winkel θ2, θ3, θ4, θ5, wo jede der seitlichen Nuten 22 zu bilden ist, wobei
θ2 der induzierte Winkel zwischen der Längsachse und einer Bezugsebene ist, die sich von einer Wandfläche eines der Dauermagnete 16 jedes Paars in der Nähe des Außenumfangs 12a (= einer Wandfläche 17au einer Magnetöffnung 17 für den Dauermagnet 16 in der Nähe des Außenumfangs 12a, siehe 26) erstreckt, der sogenannte „Magnetöffnungswinkel, durch den ein Magnet von der Längsachse getrennt ist“;
θ3 der Einschlusswinkel zwischen der Längsachse und einer radialen Bezugslinie ist, die sich von der Rotorachse zu einem Bezugspunkt an einer Ecke 16b des Dauermagnets 16, die dem Außenumfang 12a des Rotors 12 am nächsten liegt, erstreckt, der sogenannte „Magnetkantenbogenwinkel, um den die Magnetkante von der Längsachse um die Rotorachse gedreht ist“;
θ4 der äußere Einschlusswinkel zwischen der Längsachse und einer radialen Bezugslinie ist, die sich von der Rotorachse zu einem Bezugspunkt an dem von der Längsachse am weitesten entfernten Rand 22o einer seitlichen Nut erstreckt;
θ5 der innere Einschlusswinkel zwischen der Längsachse und einer radialen Bezugslinie ist, die sich von der Rotorachse zu einem Bezugspunkt an dem Rand 22i der seitlichen Nut 22, der von der Längsachse am wenigsten weit entfernt ist, erstreckt.
Wenn sich jede der seitlichen Nuten 22 eines Paars über den Magnetkantenbogenwinkel θ3 oder den Magnetöffnungswinkel θ2 hinaus weit von der Längsachse entfernt befindet, entsprechen die seitlichen Nuten einem Bereich von C bis D bzw. einem Bereich von F bis G in der Spaltmagnetflusswellenform, die in 47 gezeigt ist, und fallen daher außerhalb von Stellen, an denen eine Verringerung des Magnetflusses nötig ist. Was den Rotor 12 betrifft, benötigt ein Steg 12c, der sich zwischen dem Außenumfang 12a und der Flussbarriere 17b befindet und die Innenseite und die Außenseite eines Pols verbindet, aufgrund des Umstands, dass er einer Konzentration der Von-Mises-Spannung ausgesetzt ist, die von der Zentrifugalkraft während einer Hochgeschwindigkeitsdrehung der Dauermagnete 16 stammt, eine bestimmte Dicke, damit sein Brechen vermieden wird. Daher muss die Stelle der Bildung einer jeden der seitlichen Nuten 22 durch die Ungleichheit $\begin{array}{l} \begin{matrix} θ 5 \end{matrix} (innerer Einschlusswinkel) < θ 4 (ä u ß e r e r E i n - \\ schlusswinkel) ≦ θ3 (Magnetkantenbogewinkel) \end{array}$
bestimmt werden.
Die Formabmessungen einer jeden der seitlichen Nuten 22 eines Paars werden auf Basis der in 50 und 51 gezeigten Drehmomenteigenschaften des durchschnittlichen Drehmoments, der harmonischen Drehmomentkomponenten und der Drehmomentwelligkeit bestimmt, die erhalten werden, wenn ein Verhältnis θ5 (innerer Einschlusswinkel) /θ4 (äußerer Einschlusswinkel) als Parameter verwendet wird.
Erstens kann die Drehmomentwelligkeit wirksam verringert werden, während ein bestimmter Grad an durchschnittlichem Drehmoment erhalten bleibt, wenn nach Betrachtung der in 50 gezeigten Drehmomenteigenschaften während eines Betriebs unter einer Höchstbelastung, wobei der Rotor 12D (θ5/θ4 = 1,0), der ohne jegliche seitlichen Nuten 22 ausgeführt ist, als Basiseinheit (1,0 [pro Einheit]) verwendet wird, jede seitliche Nut 22 Formabmessungen aufweist, die eine Beziehung von $0,945 ≦ θ5 / θ 4 ≦ 0,98$
erfüllen. Insbesondere kann die Drehmomentwelligkeit bei einem Mindestmaß gehalten werden, wenn die seitlichen Nuten 22 die Beziehung von θ5/θ4 ≦ 0,97 erfüllen.
Zusätzlich kann die Drehmomentwelligkeit wirksam verringert werden, während ein bestimmter Grad an durchschnittlichem Drehmoment erhalten bleibt, wenn jede seitliche Nut 22 unter Betrachtung der in 51 gezeigten Drehmomenteigenschaften während eines Betriebs unter hohen Belastungen Formabmessungen aufweist, die eine Beziehung von $θ 5 / θ 4 ≦ 0,98$
erfüllen.
Die Formabmessungen jeder der seitlichen Nuten 22 eines Paars werden auf Basis der in 52 gezeigten Drehmomenteigenschaften des durchschnittlichen Drehmoments und der Drehmomentwelligkeit bestimmt, die erhalten werden, wenn ein Verhältnis RG (Nutentiefe)/AG (Luftspaltbreite) (siehe 49) als Parameter verwendet wird.
Erstens kann die Drehmomentwelligkeit wirksam verringert werden, während ein bestimmter Grad an durchschnittlichem Drehmoment erhalten bleibt, wenn nach Betrachtung der in 52 gezeigten Drehmomenteigenschaften während eines Betriebs unter einer Höchstbelastung, wobei der Rotor 12D (RG/AG = 0,0), der ohne jegliche seitlichen Nuten 22 ausgeführt ist, als Basiseinheit (1,0 [pro Einheit]) verwendet wird, jede seitliche Nut 22 Formabmessungen aufweist, die eine Beziehung von $0,0 ≦ RG / AG ≦ 0,73$
erfüllt. Insbesondere kann die Drehmomentwelligkeit bei einem Mindestmaß gehalten werden, wenn die seitlichen Nuten 22 die Beziehung von 0,30 ≦ RG/AG ≦ 0,45 erfüllen.
Dies ermöglicht es der elektrischen Drehmaschine 10, die Magnetflussdichte in einer durch eine Darstellung der Spaltmagnetflusswellenform in 53 angegebenen Trapezwelle in einem Bereich von B bis C und in einem Bereich von E bis F zu verringern, wenn die seitlichen Nuten 22 an passenden Stellen in dem Außenumfang 12a des Rotors 12 gebildet sind.
Zusätzlich kann die elektrische Drehmaschine 10 die Drehmomentwelligkeit nicht nur während eines Betriebs unter einer Höchstbelastung, sondern auch während eines Betriebs unter einer geringen Belastung verringern, wenn die seitlichen Nuten 22 an den passenden Stellen in dem Außenumfang 12a des Rotors 12 gebildet sind, wie leicht aus der in 54 gezeigten Drehmomentwellenform während eines Betriebs unter einer Höchstbelastung und der in 55 gezeigten Drehmomentwellenform während eines Betriebs unter einer geringen Belastung ersichtlich ist.
Ferner kann die elektrische Drehmaschine 10 das Rastmoment um mehr als 50 % verringern, wenn die seitlichen Nuten 22 an passenden Stellen in dem Außenumfang 12a des Rotors 12 gebildet sind, wie durch eine in 56 gezeigte Darstellung der Rastmomentwellenform gezeigt ist.
Unter nun erfolgender Bezugnahme auf die elektrische Drehmaschine 10 kann bei dem IPM-Aufbau, bei dem die Dauermagnete 16 jedes Paars so in dem Rotor 12 eingebettet sind, dass eine in 57 gezeigte Positionsbeziehung erfüllt ist, eine Veränderung im Magnetfluss, der mit einem Zahn der Statorzähne 15 des Stators 11 verkettet ist, wie in 58 gezeigt durch eine Rechteckwelle angenähert werden. Wenn Raumharmonische einer niedrigen Ordnung wie etwa die 5. und die 7. Harmonische diesen Magnetfluss überlagern, verursachen sie einen Kernverlust und eine Drehmomentwelligkeit, d.h. sie verursachen, dass der Unterschied zwischen dem höchsten und dem geringsten Drehmoment während einer Umdrehung zunimmt, was nicht nur zu einer Ursache für einen Abfall der Effizienz infolge einer Abfuhr als Wärmeenergie, sondern auch zu einem Faktor für das Auftreten von Schwingungen und Rauschen führt. Der Kernverlust ist in einen Hystereseverlust und einen Wirbelstromverlust trennbar. Da der Hystereseverlust als das Produkt der Frequenz und der Flussdichte ausgedrückt werden kann und der Wirbelstromverlust als das Produkt des Quadrats der Frequenz und des Quadrats der Flussdichte ausgedrückt werden kann, kann das Beschränken der Raumharmonischen den Leistungsverlust verringern und die Effizienz der Energieumwandlung in Bezug auf die eingebrachte elektrische Energie verbessern. Unter nun erfolgender Bezugnahme auf 58, wobei die senkrechte Achse den durch den Rotor verursachten und als „magnetischen Rotorfluss“ bezeichneten Magnetfluss darstellt und die waagerechte Achse die Zeit darstellt, ist die Rechteckswelle, die die Magnetflusswelle approximiert, für einen Zyklus T (4L1 + 2L2) in elektrischen Grad veranschaulicht, wobei während jeder der Zeitspanne L1 kein verkettender Magnetfluss zwischen dem Rotor 12 und einem Statorzahn 15 besteht, aber während einer Zeitspanne L2 in dem ersten Halbzyklus ein positiver verkettender Magnetfluss gebildet ist und während einer anderen Zeitspanne L2 in dem zweiten Halbzyklus ein negativer verkettender Magnetfluss gebildet ist.
Das elektromagnetische Rauschen in einem Motor (d.h. einer elektrischen Drehmaschine) wird durch Schwingungen seines Stators, wenn elektromagnetische Kräfte auf den Stator wirken, erzeugt. Als die elektromagnetischen Kräfte, die auf den Stator wirken, gibt es eine radiale elektromagnetische Kraft, die durch die magnetische Kopplung zwischen dem Rotor und dem Stator verursacht wird, und eine in Umfangsrichtung gerichtete elektromagnetische Kraft, die durch das Drehmoment verursacht wird. Im Hinblick auf die radiale elektromagnetische Kraft können die magnetische Energie W und die radiale elektromagnetische Kraft dann, wenn die Betrachtung so erfolgt, dass der Motor durch einen linearen magnetischen Kreis pro einem der Statorzähne angenähert wird, durch die folgenden Gleichungen (9) und (10) ausgedrückt werden: $W = \frac{1}{2} ϕ^{2} R_{g} = \frac{1}{2} {(B \cdot S)}^{2} \cdot \frac{x}{μ S} = \frac{1}{2 μ} B^{2} \cdot x \cdot S$
$f r = \frac{\partial W}{\partial x} = \frac{1}{2 μ} B^{2} S \frac{\partial}{\partial x} (x) = \frac{1}{2 μ} B^{2} S$
wobei φ der Magnetfluss ist, W die magnetische Energie ist, fr die radiale elektromagnetische Kraft ist, R_g die Reluktanz ist, B die Magnetflussdichte ist, S der Bereich ist, durch den der verkettende Fluss verläuft, x der Abstand des Luftspalts G ist, und µ die Permeabilität des Flussfließwegs ist.
Wenn die Raumharmonischen berücksichtigt werden und die Magnetflussdichte B durch die folgende Gleichung (11) ausgedrückt wird, stellt die Überlagerung durch Raumharmonische einen Faktor für einen Anstieg der radialen elektromagnetischen Kraft fr dar, da das Quadrat der Magnetflussdichte B² enthalten ist. Mit anderen Worten verursacht eine Verringerung der Raumharmonischen nicht nur eine Verringerung der Drehmomentwelligkeit, sondern zusammen mit einer Verringerung des elektromagnetischen Rauschens des Motors auch eine verbesserte Effizienz der Energieumwandlung. $B = \sum_{t = 1}^{t} B_{t} sin t (θ + δ_{t})$
Da bei einer elektrischen Drehmaschine 10, die einen dreiphasigen IPM-Motor mit einer derartigen verteilten Wicklung darstellt, dass eine Wicklungsgestaltung bereitgestellt wird, die einem Wert der Schlitze pro Phase pro Pol von 2 (Anzahl der Schlitze/Phase/Pol = 2) entspricht, eine Anzahl von zwölf Schlitzen 18 den Magnetpolen jedes Paars entsprechen, gibt es für einen Zyklus in elektrischen Grad zwölf Stellen, an denen der zugehörige eine Schlitz 18 einer hohen Reluktanz ausgesetzt ist, was verursacht, dass die Magnetflusswellenform durch die n-ten Raumharmonischen der 11. und der 13. Ordnung überlagert wird. Die n-ten Harmonischen der 11. und der 13. Ordnung, die als „Schlitzharmonische“ bezeichnet werden, können leicht verringert werden, indem axial angeordnete Magnetabschnitte um die Rotorachse gedreht werden, ein Abschnitt in Bezug auf einen benachbarten Abschnitt um einen Verdrehungswinkel, der von der axial platzierten Position abhängt.
Doch da die Magnetflusswellenform des verkettenden magnetischen Rotorflusses mit einem Statorzahn 15, wie in 58 gezeigt, ungefähr eine Rechteckswelle ist, kommt es strukturell leicht zu einer Überlagerung der n-ten (d.h. der 6f-ten Ordnung = der 6. Harmonischen) Raumharmonischen der 5. und der 7.Ordnung, die daher schwer zu verringern sind.
Somit besteht bei einem derartigen Aufbau die Notwendigkeit, die 5. und die 7. Raumharmonische zu verringern, um die Drehmomentwelligkeit zu verringern.
Wenn die Magnetflusswellenform, die von dem dreiphasigen IPM-Aufbau zu einem Statorzahn 15 hin ausgeht, durch eine Rechteckswelle angenähert wird, kann die Fourier-Transformations-Gleichung f(t) durch die folgende Gleichung (12) ausgedrückt werden, während diese veranschaulichte Magnetflusswellenform F(t) in 58 durch die folgende Gleichung (13) ausgedrückt werden kann. Wenn diese Magnetflusswellenform F(t) als Näherungsgleichung umgeschrieben wird, damit sie die Raumharmonischen bis zu der 7. Ordnung enthält, kann sie durch die folgende Gleichung (14) ausgedrückt werden, die bei einer Entwicklung unter Verwendung der trigonometrischen Formeln für die Produktsumme und das Summenprodukt zu der folgenden Gleichung (15) umgewandelt werden kann. Aus dieser Gleichung (15) ist ersichtlich, dass für eine Verringerung der 5. und der 7. Harmonischen die folgenden Bedingungen erfüllt sein müssen:
Bedingung 1: $cos5 ω \cdot L1 = 0$

Bedingung 2: $cos7 ω \cdot L1 = 0$
$f (t) = \frac{4}{π} \sum_{k = 1}^{\infty} \frac{sin {(2 k - 1) ω t}}{2 k - 1}$
$\begin{matrix} F (t) = \frac{1}{2} [f (t - L 1) + f (t + L1)] \\ = \frac{1}{2} [\frac{4}{π} \sum_{k = 1}^{\infty} \frac{sin {(2 k - 1) ω (t - L1)}}{2 k - 1} + \frac{4}{π} \sum_{k = 1}^{\infty} \frac{sin {(2 k - 1) ω (t + L1)}}{2 k - 1}] \end{matrix}$
$\begin{matrix} F (t) = \frac{1}{2} [\frac{4}{π} {sin ω (t - L1) + \frac{1}{3} sin3 ω (t - L1) + \frac{1}{5} sin5 ω (t - L1) + \frac{1}{7} sin7 ω (t - L1)} \\ + \frac{4}{π} {sin ω (t + L1) + \frac{1}{3} sin3 ω (t + - L1) + \frac{1}{5} sin5 ω (t + L1) + \frac{1}{7} sin7 ω (t + L1)}] \end{matrix}$
$\begin{matrix} \begin{matrix} F (t) = \frac{4}{π} [sin ω t \cdot cos ω L1 + \frac{1}{3} sin 3 ω t \cdot cos ω L1 \end{matrix} \\ \begin{matrix} + \frac{1}{5} sin 5 ω t \cdot cos 5 ω L1 \end{matrix} + \frac{1}{7} sin 7 ω t \cdot cos 7 ω L1] \end{matrix}$
Da übrigens unter Bezugnahme auf die in 58 gezeigte Magnetflusswellenform die folgende Gleichung (16) gilt, ergibt das Einsetzen dieser Gleichung in eine aus der Bedingung 1 erlangte Umformung, d.h., 5ω·L1=±π/2, die folgende Gleichung (17). Wenn diese Gleichung unter Benutzung des Umstands, dass L1 und L2 > 0 sind, angeordnet wird, ist ersichtlich, dass die 5. Raumharmonische auf null verringert werden kann, wenn die folgende Bedingung 1A erfüllt ist.
Winkelfrequenz (Winkelgeschwindigkeit) $ω=2 π / T = 2 π (4 L1 + 2 L2)$

Bedingung 1: $5 ω L1 = 5 \cdot 2 π L1/ (4 L1 + 2 L2) = \pm π / 2$

Bedingung 1A: $L1 = L2 / 8$
Da gleichermaßen die aus der Bedingung 2 erlangte Umformung durch die folgende Gleichung (18) ausgedrückt ist, ist bei einer Anordnung dieser Gleichung unter Benutzung des Umstands, dass L1 und L2 > 0 sind, ersichtlich, dass die 7. Raumharmonische auf null verringert werden kann, wenn die folgende Bedingung 2A erfüllt ist.
Bedingung 2: $7 ω L1 = 7 \cdot 2 π L1/ (4 L1 + 2 L2) = \pm π / 2$

Bedingung 2A: $L1 = L2 / 12$
Zusätzlich gilt bei einer elektrischen Drehmaschine 10 mit einer Wicklungsgestaltung, die Schlitzen pro Phase pro Pol von 2 (SSP = 2) entspricht, die Beziehung, dass 45 in mechanischen Grad = ein Halbzyklus T/2 in elektrischen Grad sind. Unter Verwendung des Außenradius R1 des Rotors 12 und seiner Umfangsgeschwindigkeit V wird eine Anordnung vorgenommen, damit sich die folgenden Gleichungen (19) und (20) ergeben. $\begin{matrix} V (m / sec) = 2 π R1 \cdot (45 ° / 360 °) / (T / 2) \\ = 2 π R1 \cdot (45 ° / 360 °) / {(4 L1 + 2 L2) / 2} \\ = R1 (m) \cdot ω (rad / sec) \end{matrix}$
$2 L1 + L2 = π / 4 ω$
Durch Einsetzen der Bedingungen 1A und 2A in die oben genannte Gleichung werden die folgenden Bedingungen erlangt:

5. Raumharmonische = 0 ⇒ (L2,L1)=(π/5ω,π/40ω)
7. Raumharmonische = 0 ⇒ (L2,L1)= (3π/14ω,π/56ω)

Im Hinblick auf die elektrische Drehmaschine 10 beschränkt das Verwenden einer Gestaltung, die den folgenden Beziehungsausdruck (21) erfüllt, die Drehmomentwelligkeit, indem die Tendenz zu einer Verringerung der Raumharmonischen der 5. und der 7. Ordnung bereitgestellt wird. $π / 5 ω ≦ L2 ≦ 3 π / 14 ω (Sekunden)$
Der Ausdruck „L2“ entspricht einem Bereich in der in 58 gezeigten Magnetflusswellenform, in dem in dem Rotor 12 ein Flussfließweg gebildet ist, der den Statorzähnen 15 gegenüberliegt, und er kann zur Bestimmung eines Öffnungswinkels θ6 für einen Bereich um die Rotorachse von dem einen zu dem anderen äußeren Ende der Flussbarrieren 17b an beiden Seiten der Dauermagnete 16 eines Paars, der als Magnetpolöffnungswinkel θ6 bezeichnet wird, herangezogen werden.
Unter Bezugnahme auf die in 58 gezeigte Magnetflusswellenform kann dieser Winkel aufgrund des Umstands, dass er unter Verwendung eines Beziehungsausdrucks von θ = ωt als θ6 = ωL2 umgeschrieben werden kann, wie folgt unterschiedlich ausgedrückt werden. Da bei der elektrischen Drehmaschine 10 in der Form eines Motors mit 8 Polen und 48 Schlitzen (wobei 6 Schlitze einem Magnetpol entsprechen) mit einer Verdrahtungsgestaltung, die einem Wert der Schlitze pro Phase pro Pol von 2 (SSP = 2) entspricht, 2 Pole unter den 8 Polen einen Zyklus vervollständigen, entspricht eine Drehung des Rotors 12 über 360 Grad im mechanischen Winkel 4 Zyklen in elektrischen Grad und gelten die folgenden Beziehungsausdrücke. $π / 5 (rad) ≦ θ6 (im mechanischen Winkel) ≦ 3 π / 14$
$36 (Grad) ≦ 6 (im mechanischen Winkel) ≦ 270 / 7$
$\begin{array}{l} θ 6 (im mechanischen Winkel) = (8 Pole / 2 Pole) \cdot θ 6 (im \\ mechanischen Winkel) \end{array}$
$\begin{array}{l} \begin{matrix} 144 (Grad) ≦ θ 6 (im elektrischen Winkel) ≦ 154,3 \end{matrix} \\ \begin{matrix} (Grad) \end{matrix} \end{array}$
Aus dem Obigen ist ersichtlich, dass die Dauermagnete 16 und die zugehörigen Flussbarrieren 17b in der elektrischen Drehmaschine 10, wie in 59 gezeigt, auf eine solche Weise in dem Rotor 12 angeordnet sind, dass ihre Anordnung dem folgenden Magnetpolöffnungswinkel θ6 für einen Pol entspricht. In 59 ist ein Winkel θ7 ein Einschlusswinkel zwischen zwei Querachsen für einen Magnetpol. $36 ° ≦ θ6 (im mechanischen Winkel) ≦ 38,6 °$
$144 ° ≦ θ6 (im elektrischen Winkel) ≦ 154,3 °$
Übrigens entspricht der Magnetpolöffnungswinkel θ6 für einen Pol in dem Rotor 12 in der approximierenden Wellenform zu der in 58 gezeigten Magnetflusswellenform der Zeitspanne L2, während der der Magnetfluss mit einem Statorzahn 15 verkettet ist. Wie in 59 gezeigt, enthält die Magnetflusswellenform die Verkettungszeitspanne L2, die zwischen den beiden benachbarten Querachsen zentriert ist und eine zeitliche Abstimmung in Übereinstimmung mit einer Längsachse aufweist. Zusätzlich entspricht der Winkel θ7 in 57 dem induzierten Winkel zwischen den benachbarten beiden Querachsen und ist ein mechanischer Winkel von 45 Grad, der einem elektrischen Winkel θ für einen Halbzyklus in der Magnetflusswellenform entspricht.
Daher kann die elektrische Drehmaschine 10 in einem Antriebsmodus eine qualitativ hochwertige Drehung der Antriebswelle 13 mit verringerter Drehmomentwelligkeit, verringerten Schwingungen und verringertem Rauschen durchführen, wenn der Magnetpolöffnungswinkel θ6 auf einen Winkelbereich, d.h. 144° ≦ θ6 (im elektrischen Winkel) ^ 154,3° festgelegt wird, der Raumharmonische n der Phasenspannung beschränkt, die jene Ordnung annehmen, welche die spezifische Ordnung 6f (6f = n ± m), d.h. n=5, 7, erfüllt, wenn die Zeitharmonische m des Phasenstroms eine Grundwellenform mit der Ordnung m = 1 annimmt. Zusätzlich kann sie gleichzeitig eine hocheffiziente Drehung mit verringertem Verlust durchführen, da aufgrund der verringerten Drehmomentwelligkeit nicht nur der Wärmeverlust, sondern auch der Kernverlust einschließlich des Hystereseverlusts und des Wirbelstromverlusts verringert werden.
Wie in 60 gezeigt, tritt an jedem aus einem Paar einer ansteigenden Flanke und einer abfallenden Flanke einer Rechteckswellenform, die den Magnetfluss approximiert, ein Streufluss auf, der eine geringe Abweichung von den theoretischen Werten (der Wellenform) verursacht. Diese geringen Abweichungen können durch eine Magnetfeldanalyse innerhalb des Bereichs von 144° ≦ θ6 (im elektrischen Winkel) ≦ 154,3° reguliert werden.
Aufgrund des Umstands, dass während des Betriebs der elektrischen Drehmaschine 10 in einem Antriebsmodus unter Höchstbelastung magnetischer Statorfluss ψ_r benachbart zu der Querachse, d.h. einem Querachsen-Flussfließweg, fließt, wo der magnetische Rotorfluss ψ_m weniger Einfluss als auf Seiten der Längsachse aufweist und die magnetische Dichte dazu neigt, hoch zu werden, wird die magnetische Permeabilität gering und fällt das Drehmoment ab, wenn der Querachsen-Flussfließweg beinahe magnetisch gesättigt ist. Daher wird für den Magnetpolöffnungswinkel θ6 ein Wert genommen, der nahe an 144 Grad (im elektrischen Winkel) liegt, da der kleinere (engere) Winkel für eine Erhöhung des Drehmoments (der Flussdurchgangseffizienz) günstig ist, indem der Querachsen-Flussfließweg so weit wie möglich sichergestellt wird. Für den Magnetpolöffnungswinkel θ6 wurde ein Wert von 146,8 Grad (im elektrischen Winkel) als optimaler Wert zur Verringerung der 5. und der 7. Raumharmonischen und des Rastmoments bestimmt, und zwar als Ergebnis einer Magnetfeldanalyse der Wechselbeziehung zwischen der Stirnbreite TB des Statorzahns 15 des Stators 11, der Öffnungsbreite SO des Schlitzes 18 und der Luftspaltbreite AG zwischen dem Rotor 12 und dem Statorzahn 15.
Zusätzlich wird bei der elektrischen Drehmaschine 10 der Magnetöffnungswinkel θ2 aus den in 61 und 62 gezeigten Drehmomenteigenschaften des Drehmoments, der 6. und der 12. harmonischen Drehmomentkomponente und der Drehmomentwelligkeit unter Verwendung des Magnetöffnungswinkels θ2 als Parameter bestimmt. In 61 und 62 sind die Drehmomenteigenschaften unter Verwendung von θ2 = 90 Grad (im elektrischen Winkel) als Basiseinheit - 1,0 (pro Einheit) - veranschaulicht.
Wie in 61 gezeigt, fällt der Magnetöffnungswinkel θ2 vorzugsweise in einen Bereich E von 27,5 Grad bis 72,5 Grad, und fällt er im Hinblick auf das Drehmoment noch besser in einen Bereich F von 37,5 Grad bis 67,5 Grad, aufgrund des Umstands, dass während eines Betriebs im Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung das Drehmoment deutlich abfällt, wenn der Magnetöffnungswinkel θ2 (im mechanischen Winkel) geringer als 27,5 Grad ist, während die Drehmomentwelligkeit und die harmonischen Drehmomentkomponenten hoch werden, wenn der Magnetöffnungswinkel θ2 72,5 Grad übersteigt.
Zusätzlich fällt der Magnetöffnungswinkel θ2, wie in 62 gezeigt, vorzugsweise in einen Bereich G von 37,5 Grad bis 82,5 Grad, und fällt er im Hinblick auf das Drehmoment noch besser in einen Bereich H von 42,5 Grad bis 67,5 Grad, aufgrund des Umstands, dass während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungen das Drehmoment rasch abfällt, wenn der Magnetöffnungswinkel θ2 (im mechanischen Winkel) geringer als 37,5 Grad ist, während die Drehmomentwelligkeit und die harmonischen Drehmomentkomponenten hoch werden, wenn der Magnetöffnungswinkel θ2 82,5 Grad übersteigt.
Wegen des oben genannten Betriebs unter einer Höchstbelastung und jenes unter geringen Belastungen fällt der Magnetöffnungswinkel θ2 (im mechanischen Winkel) vorzugsweise in einen Bereich von 37,5 Grad bis 72,5 Grad, und fällt er im Hinblick auf das Drehmoment noch besser in einen Bereich von 42,5 Grad bis 67,5 Grad. Darüber hinaus sind 52,5 Grad für den Magnetöffnungswinkel θ2 geeignet, um das Drehmoment zu maximieren, während die Drehmomentwelligkeit und die harmonischen Drehmomentkomponenten beschränkt werden.
Da die elektrische Drehmaschine 10 unter Bezugnahme auf 63 den IPM-Aufbau benutzt, in dem Dauermagnete 16 jedes Paars in den Rotor 2 eingebettet sind und in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, sind zusätzlich zu der vorher beschriebenen Mittelbrücke 20 Seitenbrücken 30 so an den äußeren Endseiten der Flussbarrieren 17b bereitgestellt, dass sie zusammenwirken können, um eine verbindende Stütze zu bilden, die die Form eines Magnetpols, der ein Paar von Dauermagneten 16 umfasst, gegen die Von-Mises-Spannung, die von einer Zentrifugalkraft während einer Drehung mit hohen Geschwindigkeit stammt, bewahrt. Die Mittelbrücke 20 erstreckt sich auf einer Längsachse in einer radialen Richtung von der Rotorachse des Rotors 12, um Teile des Magnetpols zu verbinden und ihn zu halten. Jede der Seitenbrücken 30 ist zwischen dem Außenumfang 12a des Rotors 12 und einer äußeren endseitigen Innenfläche 17b1 einer der Flussbarrieren 17b gebildet und verbindet zwei Abschnitte an der Außenumfangsseite (der Seite des Außenumfangs 12a) eines der Dauermagnete 16 eines Paars, das in dem Rotor 12 einen Magnetpol bildet, wobei sich einer der beiden Abschnitte an einer Seite in der Nähe einer Längsachse für den Pol befindet und sich der andere der beiden Abschnitte an der Seite einer Querachse zwischen dem Pol und dem benachbarten Magnetpol befindet.
Da unter Bezugnahme auf das in 64 gezeigte Vektorfeld des Magnetflusses während des Betriebs unter keiner Belastung dieses Vektorfeld zwischen dem Abschnitt auf Seiten der Längsachse und dem Abschnitt auf Seiten der Querachse angeordnet ist, wirkt jede Seitenbrücke 30 auch als Schleichmagnetpfad für die durch die Dauermagnete 16 erzeugten Magnetflusslinien ψ_m (in 64 durch die Vektoren V_m angegeben), obwohl es ideal ist, den Umlauf der Magnetflusslinien so weit wie möglich zu verhindern. Die Seitenbrücke 30 wirkt auch als Magnetpfad, und zwar während des Wechselns eines Bereichs, in dem die Magnetflusslinien ψ_m , die durch die Dauermagnete 16 erzeugt werden, über den Luftspalt G zwischen der Seite der Längsachse und der Seite der Querachse in Übereinstimmung mit der Drehung des Rotors 12 mit einem der Statorzähne 15 verkettet sind. Diese Seitenbrücke 30 kann die magnetische Reluktanz je nach der Form der äußeren endseitigen Innenfläche 17b1 der Flussbarriere 17b, die sich hinter dem Außenumfang 12a befindet, regulieren und kann dadurch die Magnetflussdichte der durch die Dauermagnete erzeugten Magnetflusslinien ψ_m , die infolge der Verkettung gemäß der Drehung des Rotors 12 hindurch verlaufen, regulieren.
Im Hinblick auf den durch die Dauermagnete erzeugten Magnetfluss ψ_m variiert die Magnetflussdichte an dem Luftspalt G zwischen dem Stator 11 (den Statorzähnen 15) und dem Rotor 12, wie in 65A gezeigt, in einer Wellenform, die eine Rechteckswellenform approximiert, wobei die Variation der Magnetflussdichte dieses Magnetflusses ψ_m das Auftreten eines Rastmoments verursacht. Ideal kann im Falle, dass die Magnetflussdichte des durch die Magnete erzeugten Magnetflusses ψ_m so gestaltet wird, dass sie in einer Wellenform variiert, die eine sinusförmige Wellenform approximiert, ein glatter Betrieb in einem Antriebsmodus bereitgestellt werden, doch ist dies schwer zu verwirklichen. Daher ist das Verringern der Zeitrate der Veränderung des Magnetflusses (dψ/dt) wirksam, um das Rastmoment zu verringern. Im Besonderen ist es, wie in 65B gezeigt, wirksam, die Zeitveränderung in einer Anstiegszone und in einer hinteren oder Konvergenzzone des Magnetflusses (durch die Magnetflussdichtewellenform veranschaulicht) langsam zu gestalten. Daher wird eine Optimierung der Form der äußeren endseitigen Innenfläche 17b1 der Flussbarriere 17b, die die Seitenbrücke 30 bildet, in Betracht gezogen.
Zusätzlich wirkt die Seitenbrücke 30, wie in dem Magnetflussvektorfeld während des Betriebs unter einer Höchstbelastung von 66 gezeigt, auch als Magnetpfad während des Wechselns eines Bereichs, in dem die durch die Statorwicklungen erzeugten Magnetflusslinien ψ_r (in 66 durch die Vektoren V_r angegeben) über den Luftspalt G zwischen der Seite der Längsachse und der Seite der Querachse in Übereinstimmung mit der Drehung des Rotors 12 mit einem der Statorzähne 15 verkettet sind. Da die Magnetflussdichte im Hinblick auf den durch die Statorwicklungen erzeugten Magnetfluss ψ_r ähnlich wie die Magnetflusslinien ψ_m in einer Wellenform variiert, die eine Rechteckswellenform approximiert, kommt es leicht zu einer Überlagerung durch Raumharmonische der (6f+1)-ten Ordnung, wie etwa der 5., 7., 11. oder 13. Ordnung, wodurch das Auftreten einer Drehmomentwelligkeit verursacht wird. Daher ist es im Hinblick auf die Seitenbrücke 30 zur Verringerung der Drehmomentwelligkeit wirksam, die Form der äußeren endseitigen Innenfläche 17b1 der Flussbarriere 17b auf eine solche Weise zu optimieren, dass die Zeitveränderung des Magnetflusses ψ_r (dψ/dt) in einer Anstiegszone und in einer hinteren oder Konvergenzzone des Magnetflusses langsam gestaltet wird, um die Drehmomentwelligkeit zu reduzieren.
Entsprechend wird im Hinblick auf diese elektrische Drehmaschine 10 die magnetische Reluktanz an dem Luftspalt G durch Regulieren der Dicke (in den Figuren der Breite) einer jeden der Seitenbrücken 30 durch langsames Verändern der Form der Innenfläche 17b1 des äußeren Endes der zugehörigen der Flussbarrieren 17b in Bezug auf den Außenumfang 12a des Rotors 12 reguliert.
Da die Seitenbrücken 30 unter Bezugnahme auf 67 in Bereichsabschnitten, die sich an den Außenseiten (der Seite des Außenumfangs 12a) der Dauermagnete 16 jedes Paars in dem Rotor 12 befinden, zusammen mit der Mittelbrücke 20 verbindende Stützen bereitstellen, konvergiert die Von-Mises-Spannung während des Betriebs bei hohen Geschwindigkeiten an Bereichsabschnitten MS1 in dem Außenumfang 12a des Rotors 12, wobei sich jeder Bereichsabschnitt an der Seite der Längsachse einer der Flussbarrieren 17b für die Dauermagnete 16 eines Paars befindet, und auch an Bereichsabschnitten MS2 in den Innenwänden des äußeren Endes der Flussbarrieren 17b, wobei sich jeder Bereichsabschnitt an der Querachsenseite einer der Flussbarrieren 17b für die Dauermagnete 16 des Paars befindet. Im Hinblick auf die Seite der Mittelbrücke 20 konvergiert die Von-Mises-Spannung an einem Bereichsabschnitt MS3 in dem Rotor 12 an der Außenumfangsseite der Mittelbrücke 20.
Unter erneuter Bezugsname auf 63 sind daher die äußeren endseitigen Innenflächen 17b1 der Flussbarrieren 17b im Hinblick auf die Seitenbrücken 30 an intermediären Punkten 17b1m zwischen beiden Endecken 17b1c gebogen, um die Dicke (die Breite in 63) jenes Abschnitts einer jeden der Seitenbrücken 17b, der sich an der Querachsenseite befindet, zu erhöhen, um eine sogenannte „Hohlkehlenkonfiguration“ zu bilden.
Dies ermöglicht die Regulierung einer jeden der Seitenbrücken 30 auf eine solche Weise, dass verursacht wird, dass sich der magnetische Rotorfluss ψ_m und der magnetische Statorfluss ψ_r an dem Luftspalt G sanft verändern, indem der an der Querachsenseite befindliche Bereichsabschnitt MS2 zu einer Konfiguration ausgeführt wird, die zur Verringerung der Von-Mises-Spannung vorteilhaft ist, und indem eine Regulierung vorgenommen wird, um die magnetische Reluktanz an dem Luftspalt G sanft zu verringern.
Im Besonderen umfasst die äußere endseitige Innenfläche 17b1 einer jeden der Flussbarrieren 17b für die Seitenbrücken 30 in dem Rotor 12 an beiden Seiten des intermediären Punkts 17b1m einen Innenflächenabschnitt 17b1d an der Seite der Längsachse und einen Innenflächenabschnitt 17b1q an der Seite der Querachse. Diese äußere endseitige Innenfläche 17b1 wird durch die Eigenschaften des Drehmoments, des Rastmoments und der Drehmomentwelligkeit bestimmt, die erhalten werden, wenn die Einschlusswinkel θ8 und θ9 als Parameter variiert werden, wobei sich der Einschlusswinkel θ8 zwischen einer radialen Bezugslinie, die sich von der Rotorachse zu dem intermediären Punkt 17b1m erstreckt, und der Längsachse befindet, und sich der Einschlusswinkel θ9 zwischen einer Verlängerungsebene des Innenabschnitts 17b1d an der Seite der Längsachse, die sich in eine Richtung zu der benachbarten Querachse erstreckt, und dem Innenflächenabschnitt 17b1q an der Seite der Querachse befindet. Die Eigenschaften sind durch das „pro-Einheit-System“ unter Verwendung eines Aufbaus als Basiseinheit veranschaulicht, in dem der vorher genannte Magnetpolöffnungswinkel θ6 optimiert ist und der Einschlusswinkel θ8 74,2 Grad im elektrischen Winkel beträgt (der Einschlusswinkel θ9 beträgt 0, d.h. es besteht keine Biegung). Zusätzlich ist die äußere endseitige Innenfläche 17b1 einer jeden der Flussbarrieren 17b an beiden Endecken 17b1c und an dem intermediären Punkt 17b1m gebogen oder, sozusagen „abgeschrägt“, so dass der Innenflächenabschnitt 17b1d an der Seite der Längsachse und der Innenflächenabschnitt 17b1q an der Seite der Querachse sanft und fortlaufend miteinander und mit den restlichen Flächenabschnitten an beiden Endseiten verbunden sind.
Erstens ist aus 68 ersichtlich, dass während eines Betriebs in einem Antriebsmodus ohne Belastung das Rastmoment verringert wird, wenn, im Hinblick auf die äußere endseitige Innenfläche 17b1 der Flussbarriere 17b für die Seitenbrücke 30, der Einschlusswinkel θ8 (elektrischer Winkel) für den intermediären Punkt 17b1m in einen Bereich I fällt, in dem er gleich oder größer als 64,7 Grad, aber geringer als 74,2 Grad ist. Es ist auch ersichtlich, dass das Rastmoment noch wirksamer verringert wird, wenn dieser Einschlusswinkel θ8 in einen Bereich J von 66 Grad bis 72 Grad fällt.
Zusätzlich ist aus 69 ersichtlich, dass während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung die Drehmomentwelligkeit verringert wird, während die Verringerung des Drehmoments bei einem Mindestwert gehalten wird, wenn, im Hinblick auf die äußere endseitige Innenfläche 17b1 der Flussbarriere 17b für die Seitenbrücke 30, der Einschlusswinkel θ8 (elektrischer Winkel) für den intermediären Punkt 17b1m in einen Bereich K fällt, in dem er gleich oder größer als 64,9 Grad, aber geringer als 74,2 Grad ist. Es ist auch ersichtlich, dass die Drehmomentwelligkeit noch wirksamer verringert wird, wenn dieser Einschlusswinkel θ8 vorzugsweise in einen Bereich L von 66 Grad bis 68 Grad fällt. Es ist ersichtlich, dass die Drehmomentwelligkeit wirksam verringert wird, während die Verringerung des Drehmoments noch geringer gehalten wird, wenn dieser Einschlusswinkel θ8 besonders bevorzugt nahe an 72 Grad, in einem Bereich M von 70 Grad bis 72 Grad, liegt.
Aus 70 ist ersichtlich, dass während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung die Drehmomentwelligkeit noch wirksamer verringert wird, während eine Verringerung des Drehmoments bei einem Mindestwert gehalten wird, wenn, im Hinblick auf die äußere endseitige Innenfläche 17b1 der Flussbarriere 17b für die Seitenbrücke 30, der Einschlusswinkel θ9 (mechanischer Winkel) zwischen der Verlängerungsebene des Innenflächenabschnitts 17b1d an der Seite der Längsachse und dem Innenflächenabschnitt 17b1q an der Seite der Querachse, d.h. der als Biegewinkel bezeichnete Winkel θ9 (mechanischer Winkel), um den der Innenflächenabschnitt 17b1q an der Seite der Querachse in Bezug auf den Innenflächenabschnitt 17b1d an der Seite der Längsachse gebogen ist, in einen Bereich N fällt, in dem er größer als 0 Grad, aber geringer als oder gleich 37 Grad ist. Es ist ersichtlich, dass die Drehmomentwelligkeit wirksam verringert wird, während die Verringerung des Drehmoments gering gehalten wird, wenn dieser Einschlusswinkel θ9 besonders bevorzugt in der Nähe von 10 Grad, in einem Bereich P von 10 Grad bis 27 Grad, liegt.
Unter Bezugnahme auf 71 umfasst die elektrische Drehmaschine 10 die Flussbarrieren 17c, wobei sich jede an der Seite der Längsachse eines der Dauermagnete 16 in dem Rotor 12 befindet und in einer Öffnung gebildet ist, die sich nicht nur in einer radialen Richtung zu der Rotorachse, sondern auch in einer Richtung zu der benachbarten Querachse hin erstreckt. Dies ermöglicht der elektrischen Drehmaschine 10, den durch die Seite der Querachse verlaufenden Magnetfluss in einen passenden Teil des Magnetflusses an der Seite des Dauermagnets und den passenden restlichen Teil des Magnetflusses an der Seite der Rotorachse zu teilen (trennen), um zu verhindern, dass eine magnetische Sättigung auftritt.
Unter Bezugnahme auf 72 erstreckt sich jede der Flussbarrieren 17c von einer Position neben dem zugehörigen Dauermagnet 16 zu der Seite der benachbarten Querachse. Im Besonderen erstreckt und erweitert sich diese Flussbarriere 17c hin zu der Seite der Querachse ausgehend von der Position neben einer Fixierungsklaue 12f, mit der die Ecke 16a in Eingriff gebracht wird, um den Dauermagnet 16 in die Magnetöffnung 17a des Satzes von Öffnungen 17, die in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordnet sind, einzupassen, und sie ist zu einer Form ausgeführt, die sich ergibt aus dem Verbinden einer Erstreckungsfläche 17cq1 auf der Seite der Querachse, d.h. einer Erstreckungsfläche, die sich zu der benachbarten Querachse erstreckt, einer zu der Querachse parallelen Fläche, d.h. einer parallelen Fläche 17cq2, die sich parallel zu der Querachse erstreckt, und einer Endwandfläche 17cq3 auf der Seite der Rotorachse, d.h. einer Endwand in der Nähe der Rotorachse.
Es ist erwünscht, dass ein Einschlusswinkel θ_q zwischen der Erstreckungsfläche 17cq1 auf der Seite der Querachse und einer Wandfläche 17ai einer Magnetöffnung 17a auf der Seite der Rotorachse (einer Außenfläche des Dauermagnets 16), die so gebildet ist, dass der Einschlusswinkel in Zusammenwirkung mit der Erstreckungsfläche 17cq1 auf der Seite der Querachse eingeschlossen wird, geringer als ein Winkel von 145 Grad (mechanischer Winkel) ist, bei dem die Erstreckungsfläche parallel zu der Querachse verläuft, um eine ausreichende Magnetflusskapazität des Flussfließwegs auf der Seite der Querachse sicherzustellen. Um den Magnetflussfließweg gleichzurichten, ist es günstig, diesen Einschlusswinkel θ_q, unter Berücksichtigung der mechanischen Stärke, der notwendigen Umdrehungsgeschwindigkeit und der Herstellungsbedingungen, auf innerhalb eines Bereichs von 20 Grad bis 90 Grad (mechanischer Winkel) festzulegen, wie später beschrieben wird.
Die zu der Querachse parallele Fläche 17cq2 ist mit der Erstreckungsfläche 17cq1 an der Seite der Querachse kontinuierlich und zu der Querachse parallel, und die Endwandfläche 17cq3 auf der Seite der Rotorachse ist mit der zu der Querachse parallelen Fläche 17cq2 kontinuierlich und befindet sich an einer Position, die um einen Trennungsabstand R2 von der Rotorachse getrennt ist. Es ist auch günstig, wenn der kürzeste Abstand zwischen den benachbarten beiden Flussbarrieren 17c über die Querachse hinweg der kürzeste Abstand DLw zwischen später beschriebenen Ecken 17cq4 wird.
Unter Bezugnahme auf 73 teilt die Flussbarriere 17c nach diesem Aufbau während des Betriebs in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung die synthetischen Magnetflusslinien ψ_s , die durch die kombinierte Wirkung der Magnetflusslinien ψ_m der Magnete und der Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen ausgebildet sind und die durch die rückseitige Querachse für einen Magnetpol verlaufen, an der Ecke 17cq4 zwischen der Erstreckungsfläche 17cq1 auf der Seite der Querachse und der zu der Querachse parallelen Fläche 17cq2. Dies verhindert das Auftreten einer magnetischen Sättigung, indem die synthetischen Magnetflusslinien ψ_s geteilt werden, in einen Teil, der durch einen mit dem Dauermagnet 16 verketteten Flussfließweg MP0 verläuft, und den restlichen Teil, der durch einen Flussfließweg MP2 verläuft, welcher sich unter Vornahme eines Umwegs, um die Flussbarrieren 16 zu vermeiden, zu der entgegengesetzten oder an der vorangehenden Seite befindlichen Querachse erstreckt und indem der Teil der synthetischen Flusslinien ψ_s entlang der Erstreckungsfläche 17cq1 auf der Seite der Querachse geführt wird und der restliche Teil entlang der zu der Querachse parallelen Fläche 17cq2 geführt wird (siehe auch 15 bis 17).
Da, unter Bezugnahme auf 74, während des Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungen die Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen einen geringen Prozentsatz in den synthetischen Magnetflusslinien ψ_s ausmachen und die Magnetflusslinien ψ_m der Magnete dominant sind, ist es für diese Flussbarriere 17c von Vorteil, einen Flussfließweg MP0 zu wählen, der hauptsächlich eine Verbindung zwischen dem Nordpol und dem Südpol der Dauermagnete 16 enthält. Aus diesem Grund führt die Erstreckungsfläche 17cq1 auf der Seite der Querachse die synthetischen Magnetflusslinien ψ_s so, dass sie bevorzugt den Flussfließweg MP0 wählen, der sich in einer verkettenden Beziehung durch die Dauermagnete 16 erstreckt, was es leicht macht, die magnetische Magnetflussverbindung zwischen zwei benachbarten Magnetpolen (N-S-Verbindung) herzustellen, um das magnetische Moment wirksam zu verwenden. Dies stellt selbst bei synthetischen Magnetflusslinien ψ_s während des Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungen aufgrund eines hocheffizienten Betriebs ein hohes Drehmoment bereit.
Im Hinblick auf diese elektrische Drehmaschine 10, um die Funktion einer jeden der Flussbarrieren 17c der Öffnungen 17 jedes Satzes, die in dem Rotor 12 eine „V“förmige Konfiguration bilden, zu ermöglichen, werden nicht nur die Position der Erstreckungsfläche 17cq1 auf der Seite der Querachse, sondern auch die Positionen der zu der Querachse parallelen Fläche 17cq2 und der Endwandfläche 17cq3 auf der Seite der Rotorachse bestimmt, um die Form der Flussbarriere 17c zu optimieren.
Unter erneuter Bezugnahme auf 71 wird eine Formabmessung 3 für jede Flussbarriere 17c aus dem Auswerten des Drehmoments durch Variieren eines Verhältnisses DLw/DLb als Parameter bestimmt, wobei DLw der kürzeste Abstand zwischen zu der Querachse parallelen Flächen (Innenflächen) 17cq2 ist, die einander über eine Querachse, zu der die Flussbarriere 17c gehört, gegenüberliegen, und DLb der kürzeste Abstand zwischen ihrer Endwandfläche 17cq3 auf der Seite der Rotorachse und einem Innenumfang 12b des Rotors 12 ist.
Aus 75 ist ersichtlich, dass der höchste Grad an Drehmoment erzeugt wird, wenn das Verhältnis DLw/DLb beim Variieren des Verhältnisses DLw/DLb von 0,8 bis 2,6 in einem Bereich von 1,5 bis 2,5 liegt. Es ist zu bemerken, dass 75 die Drehmomentschwankung, die auftritt, wenn das Verhältnis DLw/DLb in dem Aufbau des Rotors 12 als Parameter variiert wird, in einem Diagramm veranschaulicht, worin eine Schrittweite der vertikalen Achse von 2 Nm angegeben ist.
Indem die durch die synthetischen Magnetflusslinien ψ_s , die durch die kombinierte Wirkung der Magnetflusslinien ψ_m der Magnete und der Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen ausgebildet sind und die entlang der Seite der Querachse verlaufen, geteilt werden in die Flussfließewege MP0 und MP2 durch die Ecke 17cq4 zwischen der Erstreckungsfläche 17cq1 auf der Seite der Querachse und der zu der Querachse parallelen Fläche 17cq2, wird selbst während eines Betriebs unter einer Höchstbelastung eine magnetische Sättigung vermieden. Wie aus 76 ersichtlich ist, bedeutet dies, dass die synthetischen Magnetflusslinien ψ_s (die Menge der Magnetflusslinien ψ) für einen Magnetpol, die durch einen Flussfließweg verlaufen, der einen Bereich zwischen dem Innenumfang 12b des Rotors 12 und der Endwandfläche 17cq3 auf der Seite des Rotors einnimmt, und jene für den benachbarten Magnetpol in einem Bereichsabschnitt an der Nordpolseite eines der Dauermagnete 16c, die einander über die Querachse zwischen den Magnetpolen gegenüberliegen, und in einem Bereichsabschnitt an der Südpolseite des anderen Dauermagnets 16 zu einem Fluss konvergieren, der eine Menge an Magnetflusslinien 2ψ aufweist, die das Doppelte der Menge ψ beträgt, und durch einen Bereich (DLw) zwischen den zueinander gerichteten, zu der Querachse parallelen Flächen 17cq2 verläuft. Da die zugehörigen Flussfließwege im Hinblick auf die kürzesten Abstände DLd und DLw ein Gleichgewicht unter den Mengen an Magnetflusslinien, die durch sie hindurch verlaufen, halten müssen, ist ersichtlich, dass ein Verhältnis DLw/DLb in einem Bereich von 1,5 bis 2,5 optimal ist.
Zusätzlich dringen die verkettenden magnetischen Statorflusslinien ψ_r von wenigstens einem der Statorzähne 15 an der Seite der Querachse in den Außenumfang 12a des Rotors 12 ein. Aus diesem Grund ist es nötig, die Größe (Breite) so auszuführen, dass der kürzeste Abstand DL_w zwischen den zu der Querachse parallelen Flächen (Innenflächen) 17cq2 der Flussbarrieren 17c, zwischen denen die Querachse liegt, größer ist als die Endabschnittsbreite TW des Statorzahns 15, gemessen an dessen Restabschnitt einwärts von dem Innenumfang 15a des Statorzahns.
Zusätzlich verlaufen die magnetischen Rotorflusslinien ψ_m und die magnetischen Statorflusslinien ψ_r , nachdem sie in einer Richtung von dem Außenumfang 12a des Rotors 12 zu dem Innenumfang 15a der Statorzähne 15 des Stators 15 verkettet wurden, in einer Umfangsrichtung durch einen hinteren Bereichsabschnitt der Statorzähne 15 des Stators 11, der als hinteres Joch BY wirkt. Aus diesem Grund ist es aufgrund des Umstands, dass die magnetischen Rotorflusslinien ψ_m und die magnetischen Statorflusslinien ψ_τ , nach dem Verlauf durch die Flussfließlinien entlang der Längsachse und entlang der Querachse, den hinteren Bereichsabschnitt (das hintere Joch) BY als Flussfließweg verwenden, wichtig, ein Gleichgewicht zwischen den Mengen der Magnetflusslinien durch die Flussfließwege in dem Stator 11 und in dem Rotor 12 zu bewahren.
Da zwischen dem Stator 11 (dem Innenumfang 15a) und dem Rotor 12 (dem Außenumfang 12a) ein Luftspalt G angeordnet ist, schwankt zudem das Drehmoment gemäß der Größe des Luftspalts G und es verändert sich die Leichtigkeit der Überlagerung des verkettenden Magnetflusses durch Raumharmonische. Daher ist es wichtig, die Luftspaltbreite AG des Luftspalts G zu optimieren.
Beispielsweise ist es im Fall einer Betriebsumgebung als Traktionsmotor zum Antrieben eines HEV auf Basis eines Kompaktwagens (eines kleinen Familienautos) wirksam und erwünscht, die magnetomotorische Kraft des Stators und die magnetomotorische Kraft des Rotors wirksam zu verwenden, indem die elektrische Drehmaschine 10 so gestaltet wird, dass die magnetomotorische Kraft F des Stators (Amperewindungszahl) von 3000 bis 5000 (A) reicht und die Dauermagnete 16 bei Umgebungstemperatur eine Restmagnetflussdichte Br von 1,1 bis 1,3 (T) und eine Koerzitivfeldstärke Hcj von 1,6 bis 2,5 aufweisen.
Im Hinblick auf eine Formabmessung des Stators 11, die nötig ist, um die oben genannte Leistung bereitzustellen, ist es günstig, den Stator 11 so zu gestalten, dass ein Verhältnis Ris/Ros größer als 0,645 ist, wobei Ros der Außenradius ausgehend von der Rotorachse zu dem Außenumfang 11a des Stators 11 ist und Ris der Innenradius ausgehend von der Rotorachse zu dem Innenumfang 15a der Statorzähne 15 ist.
Im Hinblick auf die Luftspaltbreite AG zwischen dem unter dieser Bedingung gestalteten Stator (dem Innenumfang 15a) und dem Rotor 12 (dem Außenumfang 12a) wird die optimale Abmessung unter Berücksichtigung der Beziehung unter den mechanischen Elementen, wie etwa der Toleranz und der Konzentrizität, die von baulichen und zeitlichen Beschränkungen bei der Herstellung stammen, durch Variieren mit einer Zunahme von 0,1 mm in einem Bereich, der gleich oder größer als 0,6 mm ist, bestimmt.
Zur Verringerung der Drehmomentwelligkeit und zum Beibehalten des höchstmöglichen Drehmoments während eines Betriebs in einem Antriebsmodus unter geringen Belastungen ist es, wie in 77A gezeigt, optimal, wenn die Luftspaltbreite AG gleich oder geringer als (unter) 0,8 mm ist, wobei die Luftspaltbreite AG vorzugsweise größer als 0,7 mm ist und so nahe wie möglich an 0,8 mm liegt. Die Abmessungsbedingung für diese Luftspaltbreite AG ist die gleiche wie für einen Betrieb in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung, wie in 77B gezeigt, wobei es zur Verringerung der Drehmomentwelligkeit und zum Beibehalten des höchstmöglichen Drehmoments optimal ist, wenn die Luftspaltbreite AG unter 0,8 mm liegt. In 77A und 77B sind das Drehmoment während eines Betriebs unter geringen Belastungsbedingungen und das Drehmoment während eines Betriebs unter einer Höchstbelastung unter Verwendung einer Mindestluftspaltbreite AG von gleich 0,6 mm als Basiseinheit in „pro-Einheit“-Werten ausgedrückt.
Im Hinblick auf die Abmessungsbedingung zur Aufrechterhaltung eines optimalen Gleichgewichts zwischen den Mengen der Magnetflusslinien durch die Flussfließwege in dem Stator 11 und dem Rotor 12 wird die Abmessungsbedingung zusätzlich bestimmt basierend auf einem Vergleich mit dem Rotor 12A nach der verwandten Technologie, in dem anstelle der Flussbarrieren 17d in der Form von Öffnungen an der Seite der Längsachse Flussbarrieren 17d bereitgestellt sind, die die gleichen wie die Flussbarrieren 17b an den Außenseiten der in einer „V“-förmigen Konfiguration angeordneten Öffnungen eines jeden Satzes sind.
Zum Erhalt eines Drehmoments, das größer als jenes Drehmoment ist, das der Rotor 12A nach der verwandten Technologie erzeugen kann, ist es günstig, wenn das Verhältnis R1/Ros, wobei R1 der Außenradius ausgehend von der Rotorachse zu dem Außenumfang 12a des Rotors 12 ist und Ros der Außenradius des Stators 11 ist, in einem als 0,63 < R1/Ros < 0,76 ausgedrückten Bereich liegt, wie in 78 gezeigt. In 78 sind die Werte des Drehmoments für jeden der Rotoren 12 und 12A nach ihrer Berechnung bei Variation des Verhältnisses R1/Ros als Parameter in „pro-Einheit“-Werten ausgedrückt, wobei das Verhältnis, bei dem das durch den Rotor 12 erzeugte Drehmoment das durch den Rotor 12A erzeugte Drehmoment übersteigt, als Basiseinheit (1,0 [pro Einheit]) verwendet wird.
Die elektrische Drehmaschine 10 (der Rotor 12) kann ein größeres Drehmoment als jenes des Rotors 12A nach der verwandten Technologie erzeugen, und zwar indem die synthetischen Magnetflusslinien ψ_s , die durch die kombinierte Wirkung der Magnetflusslinien ψ_m der Magnete und der Magnetflusslinien ψ_r der Statorwicklungen ausgebildet sind und entlang der Seite der Querachse verlaufen, geteilt werden in die Flussfließwege MP0 und MP2 mittels der Ecke 17cq4 zwischen der Erstreckungsfläche 17cq1 auf der Seite der Querachse und der zu der Querachse parallelen Fläche 17cq2, so dass selbst während eines Betriebs unter einer Höchstbelastung eine magnetische Sättigung vermieden wird.
Genauer gesagt wird dies durch die Ermöglichung einer Stärke des hinteren Jochs BY und eine Erhöhung des Außenradius R1 oder des Rotoraußendurchmessers des Rotors 12 verursacht, die bereitgestellt werden, da in dem Rotor 12 nach der vorliegenden Ausführungsform eine optimale Verteilung der synthetischen Magnetflusslinien ψ_s erreicht ist, wobei bei einer Verringerung der Dicke (der Breite in der Figur) eines jeden der Statorzähne 15, die angeordnet sind, um einen Magnetfluss von dem Rotor 12 zu erhalten, das gleiche Volumen (die gleiche Fläche) der Schlitze 18 sichergestellt wird, verglichen mit dem Fall, in dem der Rotor 12A mit dem Stator 11 kombiniert ist.
Der Grund, warum die Ausgangsleistung des Drehmoments geringer wird als bei dem Rotor 12A nach der verwandten Technologie, wenn das Verhältnis R1/Ros geringer als 0,63 ist (R1/Ros < 0,63), liegt darin, dass die Dauermagnete 16 in dem Rotor 12 eine geringere Menge an Magnetmaterial verwenden und der Rotoraußendurchmesser des Rotors 12 verhältnismäßig gering ist. Das erzeugte Drehmoment nimmt zu, wenn das Verhältnis R1/Ros größer als 0,63 ist (0,63 < R1/Ros).
Wenn das Verhältnis R1/Ros andererseits zu groß gestaltet wird, wird die Breite der Flussfließwege (die Menge der Flussfließlinien) während des Betriebs in einem Antriebsmodus unter einer Höchstbelastung für den Magnetfluss unzureichend und das erzeugte Drehmoment nimmt ab nach dem Erreichen einer Spitze benachbart zu dem Verhältnis R1/Ros in einem Bereich von 0,665 bis 0,68, in dem sich etwas magnetische Sättigung zeigt. Wenn das Verhältnis R1/Ros größer als 0,76 wird, wird das erzeugte Drehmoment geringer als jenes, das der Rotor 12A nach der verwandten Technologie erzeugen kann.
Aus diesem Grund ist es günstig, wenn das Verhältnis R1/Ros in einem Bereich von 0,63 bis 0,76 liegt, und noch besser, wenn das Verhältnis R1/Ros in einem Bereich von 0,65 bis 0,73 liegt, der mit einer Veränderung in der Variationsrate beginnt und mit einer anderen Veränderung der Variationsrate endet. Darüber hinaus liegt das Verhältnis R1/Ros vorzugsweise in einem Bereich von 0,665 bis 0,68.
Übrigens erfüllt ein Motordrehmoment Pout eine Beziehung von Pout ∝ Ros²×L, wobei Ros der Statoraußenradius ist und L die Dicke einer jeden von mehreren Schichtungen aus elektrischem Stahl ist, die in einer gestapelten Beziehung angeordnet sind, um den Rotor 12 zu bilden, wobei der Statoraußenradius Ros und die Schichtungsdicke L Beschränkungen unterliegen, da ein eingebauter Motor einen kompakten Aufbau benötigt.
Aus diesem Grund ist es in einer Betriebsumgebung als eingebauter Motor für eine größere Ausgangsleistung und ein größeres Drehmoment wirksam, den Rotoraußenradius R1 zu vergrößern, während der Statoraußenradius Ros und die Schichtungsdicke L so belassen werden, wie sie für eine größere Ausgangsleistung und ein größeres Drehmoment sind, wodurch die Größe der Ausgangsleistung in Bezug auf die Eingangsleistung verbessert wird, um eine hohe Effizienz zu erzielen.
Doch wenn der Rotoraußenradius R1 groß gestaltet wird, während der Statoraußenradius Ros so belassen wird, wie er ist, wird die Dicke (Breite) des hinteren Jochs BY in dem Bereich an der Rückseite der Statorzähne 15 gering, weshalb eine geringe Menge an Flussfließlinien leicht eine magnetische Sättigung hervorruft. Es ist möglich, dass die Statorzähne 15 in Übereinstimmung mit einer Zunahme der Größe des Rotoraußenradius R1 kurz werden, so dass das Raumvolumen der Schlitze 18 verringert wird, was es für die Wicklungen schwierig macht, eine erforderliche Anzahl an Spulenwindungen bereitzustellen. Unter diesen Bedingungen nehmen das Drehmoment und die Effizienz ab.
In jedem der Schlitze 18 ist eine Anzahl von Spulenwindungen wirksam, um die als F (elektromotorische Kraft) = N (Anzahl der Spulenwindungen) × I (Statorstrom) ausgedrückte elektromotorische Kraft zu erhöhen. Da eine induzierte Spannung V als V = N × dϕ/dt ausgedrückt ist, wobei ϕ der mit den Statorwicklungen verkettete Magnetfluss ist, wird die induzierte Spannung V zu hoch, wenn die Anzahl der Spulenwindungen zu hoch ist. Wenn die induzierte Spannung V hoch ist, wird es notwendig, den Grad der Feldabschwächung zu erhöhen, da eine Spannungsbegrenzung unter Betrachtung eines Schaltelements, wie eines Bipolartransistors mit isoliertem Gate (IGBT), während Umdrehungen mit geringen Geschwindigkeiten greift. Dann wird es schwierig, einen Motor zu gestalten, der über einen weiten Bereich von Geschwindigkeiten arbeitet. Da der Statorwicklungswiderstand hoch ist, nimmt der Kupferverlust zu, was eine deutliche Abnahme der Dauernennleistung verursacht.
Nun kann die elektrische Drehmaschine 10 (einschließlich des Rotors 12) nach der vorliegenden Ausführungsform eine optimale Verteilung der synthetischen Magnetflusslinien ψ_s , die durch die kombinierte Wirkung der magnetischen Rotorflusslinien ψ_m und der magnetischen Statorflusslinien ψ_r ausgebildet sind, bereitstellen, indem Öffnungen, die jeweils nach einem Verkürzen des zugehörigen der Dauermagnete eines Paars, das einen Magnetpol bildet, gebildet sind, als Flussbarrieren 17c ausgedehnt werden. Dies macht es möglich, den Rotoraußenradius R1 in dem Rotor 12 zu erhöhen, während der Statoraußenradius Ros des Stators 11 und die Schichtungsdicke L des elektrischen Stahls so belassen werden, wie sie sind. Zusätzlich kann die Optimierung der Mengen der Magnetflusslinien durch die Flussfließwege MP0 und MP2 für die synthetischen Magnetflusslinien ψ_s die Drehmomenteigenschaften in Bezug auf den Stromphasenwinkel β (die β-T-Eigenschaften) und die Rate der Drehmomentwelligkeit (die β-Drehmomentwelligkeit-Eigenschaften) verbessern.
Im Besonderen zeigt ein Vergleich der elektrischen Drehmaschine 10 (des Rotors 12) mit dem Fall der Verwendung des Rotors 12A nach der verwandten Technologie, wie in 79A gezeigt, ähnliche Eigenschaften dahingehend, dass das maximale Drehmoment jeweils bei im Wesentlichen dem gleichen Stromphasenwinkel β von 50 Grad, d.h. β = 50 Grad, bereitgestellt wird. In dieser Figur sind das Drehmoment für die vorliegende Ausführungsform 12 und jenes für das Vergleichsbeispiel 12A jeweils in „pro-Einheit“-Werten ausgedrückt, wobei das maximale Drehmoment als Basiseinheit (1,0 [pro Einheit]) verwendet wird.
Andererseits wird zur Erzielung eines höchsteffizienten Betriebs in einem Antriebsmodus im Allgemeinen eine Stromsteuerung durchgeführt, wodurch das maximale Drehmoment erzeugt werden kann, während der Stromwert bei einem Mindestwert gehalten wird, mit anderen Worten wird eine Steuerung auf einen minimalen Kernverlust vorgenommen, damit ein Betrieb in einem Antriebsmodus erfolgt, bei dem der Stromphasenwinkel β bei 50 Grad, d.h. β = 50 Grad, gehalten wird, bei welchem Winkel in einem Bereich, der durch eine Basisrotationsgeschwindigkeit, die einer Gleichspannung (Batteriespannung) entspricht, begrenzt ist, das maximale Drehmoment erzeugt wird. In dieser Hinsicht zeigen die vorliegende Ausführungsform und das Vergleichsbeispiel (die Rotoren 12 und 12A) für den Betrieb in einem Antriebsmodus ähnliche Eigenschaften.
Doch wenn ihre Basisrotationsgeschwindigkeit überschritten wird, besteht eine Notwendigkeit für eine Steuerung zur Feldabschwächung, um eine Beschädigung des Schaltelements, wie etwa eines IGBT, durch die induzierte Spannung zu vermeiden und den Stromphasenwinkel β vorzurücken, um entgegengesetzte Magnetfelder auf eine solche Weise auszuüben, dass der magnetische Statorflussvektor dem magnetischen Rotorflussvektor entgegenwirkt.
Wie in 79A gezeigt, wird bei dem Rotor 12A nach dem Vergleichsbeispiel die Magnetflusswellenform verzerrt, wenn der Stromphasenwinkel β vorgerückt wird, wodurch eine schwere Überlagerung durch Raumharmonische verursacht wird, was die Drehmomentwelligkeit erhöht, wohingegen im Fall des Rotors 12 nach der vorliegenden Ausführungsform eine Zunahme der Drehmomentwelligkeit im Wesentlichen unterdrückt wird.
79A und 79B sind Darstellungen der Eigenschaften während des Betriebes unter einer Höchstbelastung, wobei die Eigenschaften während eines Betriebs über die gesamten Betriebsbereiche in einem Antriebsmodus einen ähnlichen Trend zeigen.
Zusätzlich zeigen die in 80A gezeigten β-T-Eigenschaften des Stromphasenwinkels β und des Drehmoments T, dass sich der Stromphasenwinkel β, bei dem das Drehmoment den Höchstwert annimmt, gemäß den Stromprozentsätzen in einem Bereich von 20 % bis 80 % in Bezug auf die Höchstbelastung (Stromeingang 100 %) bewegt. Die in 80B gezeigten β-Drehmomentwelligkeit-Eigenschaften der Drehmomentwelligkeit in Bezug auf den Stromphasenwinkel β pro Stromprozentsatz zeigen, dass die Drehmomentwelligkeit im Allgemeinen stabil gehalten wird, aber zu einem starken Ansteigen neigt, wenn der Stromphasenwinkel β weiter als 70 Grad, β = 70 Grad, vorgerückt wird, während der Stromprozentsatz bis auf 20 % gesenkt wird.
Doch da bei der elektrischen Drehmaschine 10 nach der vorliegenden Ausführungsform die Stromsteuerung (die Steuerung auf einen minimalen Kernverlust) zum Erhalt des maximalen Drehmoments durchgeführt wird, liegt der Stromprozentsatz von 20 %, bei dem der Phasenwinkel β, bei dem das Drehmoment beim Höchstwert liegt, 30 Grad beträgt, außerhalb des Steuerbereichs und wird daher bei dieser Steuerung auf einen minimalen Kernverlust keine Probleme verursachen. Entsprechend wird die Drehmomentwelligkeit über den gesamten Betriebsbereich deutlich verringert.
Daraus ergibt sich, dass sich, wie in 81 gezeigt, insbesondere benachbart zu einer Seitenbrücke 30, die durch gestrichelte Linien umschlossen ist, keine übermäßige Konzentration von Magnetflusslinien findet, wenn die elektrische Drehmaschine 10 (der Rotor 12) so betrieben wird, dass sie sich unter einer Höchstbelastung bei einem Stromphasenwinkel β von 80 Grad gegen den Uhrzeigersinn (CCW) dreht.
Indessen findet sich, wie in 82 gezeigt, insbesondere benachbart zu einer Seitenbrücke 30', die durch gestrichelte Linien umschlossen ist, infolge einer übermäßigen Konzentration der Magnetflusslinien eine Magnetflussdichte, die beinahe hoch genug ist, um eine magnetische Sättigung zu erzeugen, wenn das Vergleichsbeispiel (Rotor 12A) unter einer Höchstbelastung bei dem Stromphasenwinkel β von 80 Grad betrieben wird.
Genauer gesagt verlaufen die magnetischen Statorflusslinien ψ_r bei dem Vergleichsbeispiel (dem Rotor 12A) wie oben erwähnt zu der Seite der Längsachse in eine Gegenmagnetfeldbeziehung mit den magnetischen Rotorflusslinien ψ_m und, da die synthetischen Magnetflusslinien ψ_s in Richtungen von synthetischen Vektoren und dann zu der schmalen Seitenbrücke 30' verlaufen, wird eine Zunahme der Magnetflussdichte bis zu einem Ausmaß verursacht, das zu einer magnetischen Sättigung führt, wodurch eine Verbesserung der Betriebseffizienz beeinträchtigt wird.
Andererseits nimmt die Menge der magnetischen Rotorflusslinien ψ_m bei der elektrischen Drehmaschine 10 (dem Rotor 12) als Reaktion auf eine Verringerung der für die Dauermagnete 16 verwendeten Magnetmenge ab und wird das Problem, dass die synthetischen Magnetflusslinien ψ_s zu einer Konzentration an jeder der schmalen Seitenbrücken 30' neigen, gelöst, indem den Flussbarrieren 17c eine optimale Teilung (oder Trennung) der magnetischen Statorflusslinien ψ_r an der Seite der Querachse ermöglicht wird, was zu einer starken Verringerung der Drehmomentwelligkeit führt.
Wie oben beschrieben, ergibt sich die Drehmomentwelligkeit aus einer Überlagerung der Magnetflusswellenform durch Raumharmonische und Zeitharmonische. Im Fall eines Drehstrommotors nimmt die Drehmomentwelligkeit zu aufgrund einer schweren Überlagerung durch Raumharmonische der 5., 7., 11. und 13. Ordnung unter den Raumharmonischen der (6f ± 1)-ten Ordnung, die die Grundmagnetflusswellenform überlagern.
Nach einer Verarbeitung der mit einem Zahn der Statorzähne 15 verketteten Magnetwellenform, die während eines Betriebs unter einer Höchstbelastung mit einem Stromphasenwinkel β von 80 Grad auftritt, durch eine Fourier-Transformationsentwicklung ist ersichtlich, dass die elektrische Drehmaschine 10 (der Rotor 12) nach der vorliegenden Ausführungsform die 5., 7, 11. und 13. Raumharmonische und auch die 3. und die 9. Raumharmonische stark verringert, wie in 83 gezeigt ist, und den Kernverlust stärker als das Vergleichsbeispiel (der Rotor 12A) unterdrückt. In 83 ist der Anteil pro Ordnung, mit dem der Magnetfluss überlagert wird, pro Einheitswert veranschaulicht, wobei die jeweiligen Grundmagnetflusswellenformen für die vorliegende Ausführungsform und das Vergleichsbeispiel (Rotor 12, Rotor 12A) als Basiseinheit verwendet werden.
Nach dem Beseitigen jenes Abschnitts eines jeden der Dauermagnete jedes Paars, das einen Magnetpol bildet, der sich in einem Bereich B befindet, welcher an der Seite in der Nähe einer Längsachse zwischen den Dauermagneten gelegen ist, eliminiert somit gemäß der vorliegenden Ausführungsform das Ersetzen des beseitigten Abschnitts durch eine beträchtliche Flussbarriere 17c den Magnetfluss ψ_m der Dauermagnete, der in solche Richtungen abgegeben wird, dass er gegen den Magnetfluss ψ_r der Statorwicklungen wirkt, wodurch verhindert wird, dass sie einander entgegenwirken (auslöschen), und es wird auch der Verlauf des Magnetflusses ψ_r durch den Bereich B eingeschränkt.
Dies stellt große Beträge an magnetischem Moment T_m und Reluktanzmoment T_r bereit, während eine wesentliche Verringerung der Verwendungsmenge der Dauermagnete 16 bereitgestellt wird, indem die Magnetflüsse ψ_r und ψ_m eines jeden der Dauermagnete 16 des Paars auf Seiten der Längsachse wirksam genutzt werden, während die Verwendungsmenge der Dauermagnete 16 verringert wird. Zusätzlich erhöht dies wegen einer Verringerung der induzierten Spannungskonstanten die Ausgangsleistung bei hohen Geschwindigkeiten, und es wird durch eine Senkung des Grads der Wärmebeständigkeit, die sich aus einer Beschränkung der durch Temperaturveränderungen verursachten Entmagnetisierung infolge einer Beschränkung der von Wirbelströmen stammenden Wärmeerzeugung durch die Dauermagnete 16 ergibt, auch zu einer Kostenverringerung beigetragen.
Die vorliegende Ausführungsform wurde unter Heranziehen einer elektrischen Drehmaschine 10 in der Form eines Motors mit 8 Polen und 48 Schlitzen als Beispiel erklärt, doch im Fall einer Änderung der Anzahl der Pole sollten die Öffnungen (Flussbarrieren) einfach unter Verwendung von mechanischen Winkeln, die durch Anwenden der gleichen Verarbeitung erlangt wurden, gebildet werden.
Darüber hinaus kann ein hohes Drehmoment T wirksam erzeugt werden, indem der Trennungsabstand R2 zu dem achsenzentrumsseitigen Ende der Flussbarriere 17c so festgelegt wird, dass die Beziehungen (die Größe und die Form) zu dem Außenradius R1 und dem Innenradius R2 des Rotors 0,56 ≦ R2/R1 ≦ 0,84 und 0,54 ≦ R3/R2 ≦ 0,82 betragen.
Darüber hinaus bieten die Flussbarrieren 17c eine effiziente Erzeugung eines großen Drehmoments, wenn der Trennungsabstand DLd von einer jeden der Flussbarrieren 17c zu dem Außenumfang des Rotors 12 in Bezug auf den Außenradius R1 des Rotors eine Beziehung von 0,098 ≦ DLd/R1 < 0,194 erfüllt. Die Flussbarrieren 17c bieten eine effiziente Erzeugung eines größeren Drehmoments, wenn vorzugsweise die beiden Beziehungen 0,12 ≦ DLd/R1 ≦ 0,14 und 1,2 ≦ (Flussbarrierenöffnungswinkel θ1)/(Magnetöffnungswinkel θ2) ≦ 1,7 erfüllt sind oder noch besser die Beziehungen DLd/R1 = 0,139 und θ1/θ2 = 1,52 erfüllt sind.
Zusätzlich kann die Flussbarriere 17c die magnetischen Statorflusslinien ψ_r , die von der Seite der Querachse einwärts in den Rotor 12 eindringen, passend teilen, um sie an der Ecke 17cq4 zwischen der querachsenseitigen Erstreckungsfläche 17cq1, die sich zu der Seite der Querachse erstreckt, und der zu der Querachse parallelen Fläche 17cq2 zu trennen. Dies verhindert das Auftreten einer magnetischen Sättigung an der Seite der Längsachse und benutzt wirksam das durch die magnetischen Statorflusslinien ψ_r ausgebildete Reluktanzmoment, während die Drehmomentwelligkeit unterdrückt gehalten wird.
Durch das Erfüllen von 1,5 < DLw/DLb < 2,5 und TW < DLw kann die Drehmomentwelligkeit noch wirksamer verringert werden, wobei DLw der kürzeste Abstand zwischen zwei zu der Querachse parallelen Flächen 17cq2 ist, DLb der kürzeste Abstand zwischen der rotorachsenseigen Endwandfläche 17cq3 und einem Innenumfang 12b des Rotors 12 ist und TW die Zahnendbreite ist.
Zusätzlich wird im Fall der Bereitstellung der Flussbarrieren 17c durch das Erfüllen von 0,63 < R1/Ros < 0,76 das Drehmoment erhöht, während ein qualitativ hochwertiger Betrieb aufrechterhalten wird, wobei R1 der Außenradius des Rotors ist, und Ros der Außenradius des Stators ist.
Zusätzlich kann durch die Bereitstellung der in dem Rotor 12 gebildeten mittleren Nuten 21 die Drehmomentwelligkeit wirksam verringert werden, indem harmonische Drehmomentkomponenten unterdrückt werden, wenn das Verhältnis des radialen Abstands R4 zu dem Nutenboden 21a in Bezug auf den Außenradius R1 des Rotors 12 so ausgeführt wird, dass es in den Bereich von 0,98 ≦ R4/R1 < 1,0 fällt. Darüber hinaus kann jede der mittleren Nuten 21 die Drehmomentwelligkeit weiter verringern, indem mehr harmonische Drehmomentkomponenten unterdrückt werden, wenn ihre Formabmessungen so ausgeführt werden, dass sie Folgendes erfüllen: 2×tan^-1{(TB/2)/(R1+AG)}≦ θ_a ≦ 2×tan^-1[{SO+(TB/2)}/(R1+AG)}] , 0_° ≦ θ_b ≦ 2 × tan ^-1[{SO + (TB/2)}/(R1+AG)}], und TW ^ TB.
Zusätzlich können Raumharmonische, die die Spaltmagnetflusswellenform überlagern, beschränkt werden, wenn jede seitliche Nut 22 an dem Rotor 12 Formabmessungen aufweist, die eine Beziehung von θ4 (äußerer Einschlusswinkel) ≦ θ3 (Magnetkantenbogenwinkel), eine Beziehung von 0,945 ≦ θ5/θ4 ≦ 0,98 und eine Beziehung von 0,0 ≦ RG/AG ≦ 0,73 erfüllen, was es möglich macht, einen Abfall der Betriebseffizienz, der durch Zunahmen des Rastmoments, der Drehmomentwelligkeit und des Kernverlusts verursacht wird, zu verhindern.
Überdies kann das Drehmoment unter einer Höchstbelastungsbedingung und unter geringen Belastungsbedingungen hoch gestaltet werden und können die Drehmomentwelligkeit und die 6. und die 12. harmonische Drehmomentkomponente beschränkt werden, wodurch elektromagnetische Schwingungen und elektromagnetisches Rauschen beschränkt werden, wenn im Hinblick auf den Aufbau der Dauermagnete 16 jedes Paars, die in einer „V“-förmigen Konfiguration in den Rotor eingebettet sind, 144° ≦ Magnetpolöffnungswinkel θ6 (elektrischer Winkel) ≦ 154,3° und 27,5° ~ 37,5° ≦ Magnetöffnungswinkel θ2 (im mechanischen Winkel) ≦ 72,5° ~ 82,5° oder noch besser 37,5° ≦ Magnetöffnungswinkel θ2 (mechanischer Winkel) ≦ 72,5° erfüllt wird.
Ferner können das Rastmoment und die Drehmomentwelligkeit verringert werden, während die Verringerung des Drehmoments gering gehalten wird, indem zusätzlich zu dem oben genannten Aufbau der Einschlusswinkel θ8 zwischen dem intermediären Punkt 17b1m der Seitenbrücke 30 zwischen dem Innenflächenabschnitt 17b1d an der Seite der Längsachse und dem Innenflächenabschnitt 17b1q auf der Seite der Querachse und der Längsachse auf einen Bereich von 64,9 Grad bis 74,2 Grad (elektrischer Winkel) eingerichtet wird und der Einschlusswinkel θ9 zwischen der Verlängerungsebene des Innenflächenabschnitts 17b1d an der Seite der Längsachse und dem Innenflächenabschnitt 17b1q auf einen Bereich von 0 Grad bis 37 Grad (mechanischer Winkel) eingerichtet wird. Daher werden die elektromagnetischen Schwingungen der Kerne des Stators, die sich aus der Drehmomentwelligkeit ergeben, verringert und es wird auch das elektromagnetische Rauschen gemäß den elektromagnetischen Schwingungen verringert. Falls auf eine Verringerung des Rastmoments abgezielt wird, können die Bedingungen so gelockert werden, dass der Einschlusswinkel θ8 größer als 64,7 Grad ist.
Zusätzlich werden das Rastmoment und die Drehmomentwelligkeit noch wirksamer verringert, während die Verringerung des Drehmoments gering gehalten wird, indem der Einschlusswinkel θ8 auf einen Bereich von 66 Grad bis 68 Grad oder auf einen Bereich von 70 Grad bis 72 Grad eingerichtet wird und der Einschlusswinkel θ9 auf einen Bereich von 10 Grad bis 27 Grad eingerichtet wird.
Als Ergebnis wird der Rotor 12 in dem Stator 11 mit geringen Kosten so hergestellt, dass ein qualitativ hochwertiger Betrieb mit einer hohen Energiedichte bereitgestellt wird.
Bei der vorliegenden Ausführungsform wurde eine elektrische Drehmaschine 10 in der Form eines Motors mit 8 Polen und 48 Schlitzen als Beispiel herangezogen, doch wird bemerkt, dass die vorliegende Erfindung nicht auf diese Ausführungsform beschränkt ist, sondern vorzugsweise auf jeden beliebigen Aufbau angewendet werden kann, die einen Wert q der Schlitze pro Pol pro Phase von 2 aufweist (q = 2). Zum Beispiel kann die vorliegende Erfindung ohne jegliche Abänderungen auf Motoraufbauten mit 6 Polen und 36 Schlitzen oder 4 Polen und 24 Schlitzen oder 10 Polen und 60 Schlitzen angewendet werden.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die beschriebene und veranschaulichte beispielhafte Ausführungsform beschränkt, sondern umfasst alle Ausführungsformen, die Effekte hervorbringen, welche jenen, auf die die vorliegende Erfindung abzielt, gleichwertig sind. Ferner ist die vorliegende Erfindung nicht auf Kombinationen von Merkmalen der Gegenstände, die durch die einzelnen Ansprüche definiert sind, beschränkt, sondern sie wird durch alle beliebigen gewünschten Kombinationen von spezifischen Merkmalen aus allen offenbarten Merkmalen definiert.

Claims

Elektrische Drehmaschine mit innenliegenden Dauermagneten (IPM), die einen Wert der Schlitze pro Phase pro Pol von 2 aufweist, umfassend: einen Stator (11), der dazu eingerichtet ist, Statorwicklungen in Schlitzen (18) zwischen Statorzähnen (15) aufzunehmen; einen Rotor (12), der relativ zu dem Stator (11) um eine Rotorachse drehbar ist und einen Außenumfang (12a) aufweist; mehrere Paare von Dauermagneten (16) in dem Rotor (12), wobei die Dauermagnete (16) jedes Paars in einer „V“förmigen Konfiguration angeordnet sind, die sich zu dem Außenumfang (12a) hin öffnet, einen Magnetpol bilden und in Magnetöffnungen (17a) in dem Rotor (12) aufgenommen sind; und Öffnungen (17c) mit einer geringen Permeabilität, wobei jede davon den in einem vorbestimmten Bereich befindlichen Abschnitt eines der Dauermagnete (16) ersetzt, der so gerichtete Magnetflusslinien erzeugen würde, dass von dem Stator (11) ausgehende Magnetflusslinien benachbart zu einer Längsachse eines der Magnetpole ausgelöscht würden, wenn sich der Dauermagnet (16) in dem vorbestimmten Bereich befinden würde, wobei die Öffnung (17c) einen Erstreckungsraum umfasst, der sich an der Seite des Dauermagnets (16) befindet, die an der Längsachse liegt, wobei sich die Öffnung (17c) von dem Erstreckungsraum zu der Rotorachse hin erstreckt, wobei sich die Öffnung (17c) von einem Bereich benachbart zum Dauermagneten (16) zu einer Querachse hin erstreckt, wobei an der Öffnung (17c) ein Haltevorsprung (12f) für den Dauermagneten (16) vorgesehen ist, der einen um eine Ecke (16a) des Dauermagnets (16) herum laufenden und sich an den Dauermagneten (16) anschmiegenden Abschnitt und einen daran anschließenden geraden Endabschnitt umfasst; wobei der Haltevorsprung (12f) im Wesentlichen senkrecht von einer Berandung der Öffnung (17c) in die Öffnung (17c) hinein ragt.
Elektrische IPM-Drehmaschine nach Anspruch 1, wobei 1,5 < DLw/DLb < 2,5 und Tw < DLw erfüllt sind, wobei Tw die Breite eines jeden der Statorzähne (15) ist, DLw der Abstand zwischen der Innenwand (17cq2) der Öffnung (17c) und der Innenwand (17cq2) der benachbarten Öffnung (17c) ist, wobei die Öffnungen (17c) einander über die Querachse hinweg gegenüberliegen, und DLb der Abstand zwischen dem rotorachsenseitigen Randabschnitt (17cq3) der Öffnung (17c) und dem Innenumfang (12b) des Rotors (12) ist.
Elektrische Drehmaschine mit innenliegenden Dauermagneten (IPM), die einen Wert der Schlitze pro Phase pro Pol von 2 aufweist, umfassend: einen Stator (11), der dazu eingerichtet ist, Statorwicklungen in Schlitzen (18) zwischen Statorzähnen (15) aufzunehmen; einen Rotor (12), der relativ zu dem Stator (11) um eine Rotorachse drehbar ist und einen Außenumfang (12a) aufweist; mehrere Paare von Dauermagneten (16) in dem Rotor (12), wobei die Dauermagnete (16) jedes Paars in einer „V“förmigen Konfiguration angeordnet sind, die sich zu dem Außenumfang (12a) hin öffnet, einen Magnetpol bilden und in Magnetöffnungen (17a) in dem Rotor (12) aufgenommen sind; und Öffnungen (17c) mit einer geringen Permeabilität, wobei jede davon den in einem vorbestimmten Bereich befindlichen Abschnitt eines der Dauermagnete (16) ersetzt, der so gerichtete Magnetflusslinien erzeugen würde, dass von dem Stator (11) ausgehende Magnetflusslinien benachbart zu einer Längsachse eines der Magnetpole ausgelöscht würden, wenn sich der Dauermagnet (16) in dem vorbestimmten Bereich befinden würde, wobei der Stator (11) und der Rotor (12) eine Beziehung von 0,63 < R1/Ros < 0,76 erfüllen, wobei R1 der Außenradius ausgehend von der Rotorachse des Rotors (12) zu einem Außenumfang (12a) des Rotors (12) ist, und Ros der Außenradius ausgehend von der Rotorachse des Rotors (12) zu einem Außenumfang des Stators (11) ist, wobei an der Öffnung (17c) ein Haltevorsprung (12f) für den Dauermagneten (16) vorgesehen ist, der einen um eine Ecke (16a) des Dauermagnets (16) herum laufenden und sich an den Dauermagneten (16) anschmiegenden Abschnitt und einen daran anschließenden geraden Endabschnitt umfasst; wobei der Haltevorsprung (12f) im Wesentlichen senkrecht von einer Berandung der Öffnung (17c) in die Öffnung (17c) hinein ragt.