DE102005060078A1

DE102005060078A1 - Ladungspumpenschaltung und Booster-Verfahren dafür

Info

Publication number: DE102005060078A1
Application number: DE102005060078A
Authority: DE
Inventors: Ikuo Kawasaki Fukami
Original assignee: NEC Electronics Corp
Current assignee: NEC Electronics Corp
Priority date: 2005-01-24
Filing date: 2005-12-15
Publication date: 2006-09-28
Also published as: JP4643996B2; US20060164154A1; CN1829056A; JP2006204049A; US7724070B2; CN102163916A

Abstract

Eine Ladungspumpenschaltung gemäß einer Ausführungsform der Erfindung hat: einen ersten Booster-Kondensator; einen zweiten Booster-Kondensator, der mit dem ersten Booster-Kondensator in Reihe geschaltet ist; einen ersten Booster-Takttreiber, der zwischen den ersten Booster-Kondensator und den zweiten Booster-Kondensator geschaltet ist und den ersten Booster-Kondensator boostet; und einen zweiten Booster-Takttreiber, der mit dem zweiten Booster-Kondensator verbunden ist und den ersten Booster-Kondensator und den zweiten Booster-Kondensator boostet, nachdem der erste Booster-Takttreiber den ersten Booster-Kondensator boostet.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG.
Erfindungsgebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft eine hocheffiziente mehrstufige Ladungspumpenschaltung und ein Booster-Verfahren für die Ladungspumpenschaltung.

In den zurückliegenden Jahren ist eine Booster-Schaltung, die eine Ladungspumpenschaltung verwendet, im breiten Umfang als Hochseiten-IPD (intelligent power device), mit der ein Kraftfahrzeug ausgerüstet ist, verwendet. Um eine höher geboostete Spannung in einer Ladungspumpenschaltung zu erzeugen, ist eine Ladungspumpenschaltung mit einer mehrstufigen Konfiguration erforderlich. 8 ist ein Schaltbild, das eine bestehende, typische einstufige Ladungspumpenschaltung 800 zeigt.

Wie in 8 gezeigt, hat die herkömmliche einstufige Ladungspumpenschaltung 800: einen Booster-Takttreiber 801 zum Empfangen eines Taktsignals OSC von einem Eingangsanschluss, um einen Booster-Kondensator 811 zu treiben; eine erste Rückstrom verhindernde Schaltung 802 zum Anlegen einer Spannung entsprechend einer Energieversorgungsspannung VCC an den Booster-Kondensator 811, um den Rückstrom von Ladungen zu verhindern; und eine zweite, den Rückstrom verhindernde Schaltung 803 zum Anlegen einer geboosteten Spannung an einen Ausgangsanschluss OUT, um in gleicher Weise den Rückstrom von Ladungen zu verhindern. Die erste, den Rückstrom verhindernde Schaltung 802 und die zweite, den Rückstrom verhindernde Schaltung 803 hat N-Kanal-Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs).

Der Booster-Takttreiber 801 hat einen P-Kanal-MOSFET 821 und einen N-Kanal-MOSFET 822, die zwischen einem Energieversorgungspotenzial und einem Massepotenzial in Reihe geschaltet sind. Die Drain-Anschlüsse dieser zwei MOSFETs sind miteinander verbunden, und ihre Gates sind mit dem Eingangsanschluss verbunden. Der Booster-Takttreiber 801 gibt am Ausgang (V81) ein Signal aus, das durch Invertieren eines Eingangssignals erhalten worden ist. Anders ausgedrückt, der Booster-Takttreiber 801 funktioniert als ein Inverter.

Die erste, den Rückstrom verhindernde Schaltung 802 ist zwischen das Energieversorgungspotenzial VCC und ein Ende des Booster-Kondensators 811 geschaltet. Das andere Ende des Booster-Kondensators 811 ist mit dem Ausgang (V81) des Booster-Takttreibers 801 verbunden. Die erste, den Rückstrom verhindernde Schaltung 802 hat einen N-Kanal-MOSFET, dessen Gate und Drain miteinander verbunden sind, wobei der Drain mit dem Energieversorgungspotenzial verbunden ist. Der N-Kanal-MOSFET der ersten, den Rückstrom verhindernden Schaltung 802 erlangt eine so genannte Diodenschaltung. Sein Source-Anschluss ist mit dem Booster-Kondensator 811 verbunden und ein dazwischen liegender Knoten ist mit V82 bezeichnet.

Die zweite, den Rückstrom verhindernde Schaltung 803 ist zwischen den Knoten V82 und den Ausgang OUT geschaltet. Die zweite, den Rückstrom verhindernde Schaltung 803 hat einen N-Kanal-MOSFET. Der N-Kanal-MOSFET hat sein Gate und seinen Drain miteinander verbunden, wobei der Drain mit dem Knoten V82 verbunden ist. Ferner ist sein Source-Anschluss mit dem Ausgang OUT verbunden. Der N-Kanal-MOSFET der zweiten, den Rückstrom verhindernden Schaltung 803 nimmt die Diodenschaltung ein. Zwischen die Source und das Massepotenzial ist eine kapazitive Last 813 geschaltet, und ein dazwi schen liegender Knoten ist der Ausgang OUT. Ferner ist ein Wannenanschluss, der mit einem Rück-Gate des N-Kanal-MOSFET verbunden ist, mit dem Energieversorgungspotenzial verbunden. Daher arbeitet eine parasitäre Diode kaum, um einen stabilen Betrieb der gesamten Schaltung zu realisieren.

9 ist ein Zeitablaufplan der bestehenden, typischen einstufigen Ladungspumpenschaltung. Wie in 9 gezeigt, ist das vom Eingangsanschluss zugeführte Taktsignal USC ein zeitvariierendes Signal, das seinen Pegel zwischen dem Energieversorgungspotenzial VCC und dem Massepotenzial mit einer konstanten Frequenz ändert. Das Taktsignal USC erreicht einen hohen Pegel (beispielsweise das Energieversorgungspotenzial) zu einem Zeitpunkt t1 und der Booster-Takttreiber 801 gibt eine Spannung auf niedrigem Pegel (beispielsweise Massepotenzial) am Ausgang (V81) aus. Der Booster-Kondensator 811 wird mit der ersten, den Rückstrom verhindernden Schaltung 802 geladen. Vorausgesetzt, dass eine Schwellwertspannung des N-Kanal-MOSFET der erster, den Rückstrom verhindernden Schaltung 802 durch Vtn801 (beispielsweise 0,8 V) repräsentiert ist, ist eine Spannung, die am Knoten V82 zum Zeitpunkt t1 erhalten wird, durch die unten stehende Gleichung (1) ausgedrückt: V82 = VCC – Vtn801 Gleichung (1)

Danach schiebt das Taktsignal USC zum Zeitpunkt t2 auf einen niedrigen Pegel und ein Anschluss des Booster-Kondensators 811 an der Seite des Booster-Takttreibers 801 ist auf dem Energieversorgungspotenzial. Zu diesem Zeitpunkt werden Ladungen entsprechend der Spannung, die aus der Gleichung (1) abgeleitet ist, in dem Booster-Kondensator 811 akkumuliert, so dass die Spannung an dem Knoten V82 aus der Gleichung (2) abgeleitet wird: V82 = 2 × VCC – Vtn801 Gleichung (2)

Diese Spannung ist höher als die Energieversorgungsspannung. Die erste, den Rückstrom verhindernde Schaltung 802 verhindert jedoch, dass Ladungen zurück zur Seite des Energieversorgungspotenzials fließen, so dass die Ladungen des Booster-Kondensators 811 niemals auf das Energieversorgungspotenzial entladen werden. Ferner ist diese Spannung über die zweite, den Rückstrom verhindernde Schaltung 803 an die kapazitive Last 813 angelegt. Ladungen entsprechend dieser Spannung werden in der kapazitiven Last 813 akkumuliert. Vorausgesetzt, dass eine Schwellwertspannung des N-Kanal-MOSFET der zweiten, den Rückstrom verhindernden Schaltung 803 durch Vtn802 (beispielsweise 1,9 V) repräsentiert ist, wird eine Spannung VOUT am Ausgang OUT aus der Gleichung (3) abgeleitet: VOUT = 2 × VCC – Vtn801 – Vtn802 Gleichung (3)

Die ungeprüfte japanische Patentveröffentlichung H06-153493 offenbart eine derartige einstufige Ladungspumpenschaltung. Die in dieser Veröffentlichung offenbarte Ladungspumpenschaltung hat das Ziel, Energie zu sparen, die von einer Begrenzungsvorrichtung zum Stabilisieren einer geboosteten Spannung verbraucht wird.

10 ist ein Schaltbild einer bestehenden, typischen zweistufigen Ladungspumpenschaltung 1000. Wie in der 10 gezeigt, hat die bestehende zweistufige Ladungspumpenschaltung 1000 einen zweiten Booster-Takttreiber 1001, einen zweiten Booster-Kondensator 1011, und eine dritte, den Rückstrom verhindernde Schaltung 1002 zusätzlich zu den Bauelementen der einstufigen Ladungspumpenschaltung 800 gemäß 8. Die gleichen Komponenten wie diejenigen der einstufigen Ladungspumpenschaltung sind mit gleichen Bezugsziffern bezeichnet und deren detaillierte Beschreibung wird hierbei weggelassen. Der zweite Booster-Takttreiber 1001 ist mit seinem Gate mit dem Ausgang (V81) des ersten Booster-Takttreibers 801 verbunden. Der zweite Booster-Takttreiber 1001 hat einen P-Kanal-MOSFET 1021 und einen N-Kanal-MOSFET 1022, die zwischen das Energieversorgungspotenzial VCC und das Massepotenzial in Reihe geschaltet sind. Der zweite Booster-Takttreiber 1001 gibt an einem Knoten V101 ein Signal aus, an welchem die Drain-Anschlüsse dieser zwei MOSFETs miteinander verbunden sind. Das heißt, der Booster-Takttreiber 1001 hat die Funktion eines Inverters.

Die dritte, den Rückstrom verhindernde Schaltung 1002 ist zwischen dem Knoten V82 zwischen dem ersten Booster-Kondensator 811 und der ersten, den Rückstrom verhindernden Schaltung 802 und der zweiten, den Rückstrom verhindernden Schaltung 803 geschaltet. Die dritte, den Rückstrom verhindernde Schaltung 1002 hat einen N-Kanal-MOSFET. Der N-Kanal-MOSFET hat sein Gate mit seinem Drain verbunden und der Drain ist mit dem Knoten V82 verbunden. Ferner ist seine Source mit dem Drain des N-Kanal-MOSFET der zweiten, den Rückstrom verhindernden Schaltung 803 verbunden. Das heißt, der N-Kanal-MOSFET der dritten, den Rückstrom verhindernden Schaltung 1002 bildet eine Diodenverbindung. Ein Well-Anschluss, der mit einem Rück-Gate des N-Kanal-MOSFET der dritten, den Rückstrom verhindernden Schaltung 1002 verbunden ist, ist mit einem Energieversorgungspotenzial verbunden. Daher spricht eine parasitäre Diode kaum an, um einen stabilen Betrieb der gesamten Schaltung zu realisieren. Ferner ist ein Ende des Booster-Kondensators 1011 mit dem Knoten V102 zwischen der zweiten, den Rückstrom verhindernden Schaltung 803 und der dritten, den Rückstrom verhindernden Schaltung verbunden. Das andere Ende des Booster-Kondensators 1011 ist mit dem Ausgang V101 des Booster-Takttreibers 1001 verbunden.

11 ist ein Zeitablaufplan der bestehenden zweistufigen Ladungspumpenschaltung 1000. Die Funktionsweise der zweistufigen Ladungspumpenschaltung betreffend steigt die Spannung am Knoten V82 zum Zeitpunkt t1 ähnlich wie bei dem Betrieb der vorstehenden einstufigen Ladungspumpenschaltung bis zu einem Pegel, der durch die vorstehende Gleichung (1) repräsentiert ist. Als Nächstes steigt zum Zeitpunkt t2 die Spannung am Knoten V82 auf einen Pegel, der durch die vorstehende Gleichung (2) repräsentiert ist, ähnlich wie bei dem Betrieb der einstufigen Ladungspumpenschaltung. Zu diesem Zeitpunkt wird vorausgesetzt, dass eine Schwellwertspannung des N-Kanal-MOSFET der dritten, den Rückstrom verhindernden Schaltung 1002 durch Vtn803 (beispielsweise 1,9 V) repräsentiert ist, eine Spannung, die durch Ersetzen der Schwellwertspannung Vtn802 durch die Schwell wertspannung Vtn803, an den zweiten Booster-Kondensator 1001 angelegt. Die gleiche Spannung wird an den Knoten V 102 angelegt. Als Nächstes gibt zum Zeitpunkt t3 der erste Booster-Takttreiber 1001 eine Spannung auf einem hohen Pegel am Ausgang (V101) aus. Zu diesem Zeitpunkt haben sich die Ladungen entsprechend der vorstehenden Spannung in dem zweiten Booster-Kondensator 1011 akkumuliert. Somit wird die Spannung am Knoten V102 durch die Gleichung (4) repräsentiert: V 102 = 3 × VCC – Vtn801 – Vtn803 Gleichung (4)

Diese Spannung ist höher als die Energieversorgungsspannung. Da jedoch die erste, den Rückstrom verhindernde Schaltung 802 und die dritte, den Rückstrom verhindernde Schaltung 803 verhindern, dass Ladungen zurück zur Seite des Energieversorgungspotenzial fließen, werden die Ladungen des Booster-Kondensators 1001 auf keinen Fall auf das Energieversorgungspotenzial entladen. Ferner wird diese Spannung über die zweite, den Rückstrom verhindernde Schaltung 803 an die kapazitive Last 813 angelegt, und Ladungen entsprechend der angelegten Spannung werden in der kapazitiven Last akkumuliert. Zu diesem Zeitpunkt wird die Spannung VOUT am Ausgang OUT aus der Gleichung (5) abgeleitet: VOUT = 3 × VCC – Vtn801 – Vtn802 – Vtn803 Gleichung (5)

Wie vorstehend angegeben, wird zur Erhöhung der geboosteten Spannung die folgende Struktur allgemein angenommen. Das heißt, es sind mehrere Booster-Kondensatoren über die den Rückstrom verhindernden Dioden zwischen dem Energieversorgungspotenzial der Ladungspumpenschaltung und dem Ausgangsanschluss geschaltet.

12 ist eine grafische Darstellung, die ein Ergebnis des Vergleichs zwischen einer geboosteten Spannung relativ zu der Energieversorgungsspannung in einer allgemeinen einstufigen Ladungspumpenschaltung mit derjenigen in einer allgemeinen zweistufigen Ladungspumpenschaltung zeigt. Wie in der 12 gezeigt, ist die geboostete Spannung bei der einstufigen Schaltung das 1,4–1,6-fache der Energieversorgungsspannung und das 1,8 bis 2,1 -fache der Energieversorgungsspannung bei der zweistufigen Schaltung. In diesem Fall ist die geboostete Spannung in der zweistufigen Schaltung 1,3 mal höher als in der einstufigen Schaltung. Wie vorstehend angegeben erfordert die bestehende Ladungspumpenschaltung eine mehrstufige Konfiguration, um eine höher geboostete Spannung zu erzielen. Die ungeprüfte japanische Patentveröffentlichung Nr. 2000-123587 offenbart eine Technik zum Bereitstellen einer derartigen mehrstufigen Ladungspumpenschaltung.

13 ist eine schematische Draufsicht auf das Layout einer einstufigen Ladungspumpenschaltung. 14 ist eine schematische Draufsicht auf das Layout der zweistufigen Ladungspumpenschaltung. In diesen bestehenden Halbleitervorrichtungen belegt ein großes kapazitives Element, bestehend aus einem MOS-Kondensator, den größten Teil einer Halbleiterchipfläche. Die zweistufige Schaltung erfordert eine Fläche, die 1,7 bis 1,8 mal größer als die bei der einstufigen Schaltung ist.

Um jedoch die geboostete Spannung zu erhöhen, muss die bestehende Ladungspumpenschaltung eine mehrstufige Konfiguration haben. Die mehrstufige Booster-Schaltung hat das Problem, dass die Chipfläche proportional zur Erhöhung der Anzahl der kapazitiven Elemente wächst, so dass ein Halbleiterchip teuer wird.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Eine Ladungspumpenschaltung gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung hat: einen ersten Booster-Kondensator; einen zweiten Booster-Kondensator, der mit dem ersten Booster-Kondensator in Reihe geschaltet ist; einen ersten Booster-Takttreiber, der zwischen dem ersten Booster-Kondensator und dem zweiten Booster-Kondensator geschaltet ist und den ersten Booster-Kondensator boostet; und einen zweiten Booster-Takttreiber, der mit dem zweiten Booster-Kondensator verbunden ist und den ersten Booster-Kondensator und den zweiten Booster-Kondensator boostet, nachdem der erste Booster-Takttreiber den ersten Booster-Kondensator boostet.

Gemäß der vorliegenden Erfindung sind der erste Booster-Kondensator und der zweite Booster-Kondensator in Reihe geschaltet, um die Verwendung von gestapelten Kondensatorelementen zu ermöglichen, die die Fläche für die kapazitiven Elemente einsparen, die einen großen Anteil der Chipfläche machen würden. Daher ist es möglich, die Chipgröße bei einer Booster-Effizienz gleich oder größer als die jeder bestehenden Ladungspumpenschaltung zu reduzieren.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die vorstehenden und weiteren Aufgaben, Vorteile und Merkmale der vorliegenden Erfindung gehen aus der folgenden Beschreibung anhand der begleitenden Zeichnungen im Einzelnen hervor, in welchen zeigt:
1 ein Schaltbild einer Ladungspumpenschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
2 ein Zeitablaufplan, der einen Betrieb der Ladungspumpenschaltung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
3 eine schematische Darstellung des Layouts der Ladungspumpenschaltung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
4 eine grafische Darstellung des Vergleichsergebnisses einer geboosteten Spannung relativ zur Energieversorgungsspannung der Ladungspumpenschaltung gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, mit der einer bestehenden Schaltung;
5 ein Schaltbild einer Ladungspumpenschaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
6 eine Ansicht im Schnitt eines MOSFET vom Verarmungstyp gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
7 ein schematisches Schaltbild einer parasitären Kapazität des MOSFET vom Verarmungstyp gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
8 ein Schaltbild einer bestehenden einstufigen Ladungspumpenschaltung;
9 ein Zeitablaufplan eines Betriebes der bestehenden einstufigen Ladungspumpenschaltung;
10 ein Schaltbild einer bestehenden zweistufigen Ladungspumpenschaltung;
11 einen Zeitablaufplan eines Betriebes der bestehenden zweistufigen Ladungspumpenschaltung:
12 eine grafische Darstellung des Vergleichsergebnisses einer geboosteten Spannung bezogen auf die Energieversorgungsspannung der bestehenden einstufigen Ladungspumpenschaltung mit der bestehenden zweistufigen Ladungspumpenschaltung;
13 eine schematische Darstellung des Layouts der bestehenden einstufigen Ladungspumpenschaltung; und
14 eine schematische Darstellung des Layouts der bestehenden zweistufigen Ladungspumpenschaltung.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die Erfindung wird nun anhand der veranschaulichenden Ausführungsformen beschrieben. Für den Fachmann ist klar zu erkennen, dass viele alternative Ausführungsformen unter Verwendung der Lehre der vorliegenden Erfindung durchgeführt werden können und dass die Erfindung nicht auf die lediglich zum Zweck der Erläuterung dargestellten Ausführungsformen begrenzt ist.
Erste Ausführungsform
1 ist ein Schaltbild, das eine Ladungspumpenschaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Wie in der 1 gezeigt, hat eine Ladungspumpenschaltung 100 einen ersten Booster-Kondensator 111, einen zweiten Booster-Kondensator 112, der mit dem ersten Booster-Kondensator 111 in Reihe geschaltet ist, einen ersten Booster-Takttreiber 101, der zwischen den ersten Booster-Kondensator 111 und den zweiten Booster-Kondensator 112 geschaltet ist und den ersten Booster-Kondensator 111 boostet und einen zweiten Booster-Takttreiber 102, der mit dem zweiten Booster-Kondensator 112 verbunden ist und den ersten Booster-Kondensator 111 und den zweiten Booster-Kondensator 112 boostet. Die Ladungspumpenschaltung 100 hat ferner eine kapazitive Last 113, die mit einem Ausgang OUT verbunden ist und Ladungen vom Ausgangsanschluss akkumuliert, eine erste, den Rückstrom verhindernde Schaltung 103, um ein Rückfließen von Ladungen von dem ersten Booster-Kondensator zum Energieversorgungspotenzial zu verhindern, und eine zweite, den Rückstrom verhindernde Schaltung 104, um zu verhindern, dass Ladungen von der kapazitiven Last 113 zu einem anderen Block zurückfließen, und eine dritte, den Rückstrom verhindernde Schaltung 105, um zu verhindern, dass Ladungen vom zweiten Booster-Kondensator zum Energieversorgungspotenzial fließen.
Ein Ende des ersten Booster-Kondensators 111 ist über die erste, den Rückstrom verhindernde Schaltung 103 mit einem Energieversorgungspotenzial VCC verbunden und das andere Ende desselben ist mit einem Ende des zweiten Booster-Kondensators 112 verbunden. Ferner ist das andere Ende des ersten Booster-Kondensators 111 mit einem Ausgang V1 des ersten Booster-Takttreibers 101 verbunden, und das andere Ende des zweiten Booster-Kondensators 112 ist mit einem Ausgang V2 des zweiten Booster-Takttreibers 102 verbunden.
Ferner ist ein Knoten V3 zwischen dem ersten Booster-Kondensator 111 und der ersten, den Rückstrom verhindernden Schaltung 103 über die zweite, den Rückstrom verhindernde Schaltung 104 mit einem Ausgang OUT der Ladungspumpenschaltung 100 verbunden und zwischen dem Ausgang OUT und einem Massepotenzial ist die kapazitive Last 113 geschaltet.
Der erste Booster-Takttreiber 101 hat einen P-Kanal-MOSFET 121 als einen ersten Transistor und einen N-Kanal-MOSFET 122 als einen zweiten Transistor, die zwischen das Energieversorgungspotenzial VCC und das Massepotenzial in Reihe geschaltet sind. Die Source des P-Kanal-MOSFET 121 ist mit dem Energieversorgungspotenzial VCC verbunden und die Source des N-Kanal-MOSFET 122 ist mit dem Massepotenzial verbunden. Ferner ist das Gate des P-Kanal-MOSFET 121 mit dem Gate des N-Kanal-MOSFET 122 durch einen Draht verbunden, der einen Takt OSC1 empfängt. Das heißt, der erste Booster-Takttreiber 101 ist eine Inverterschaltung, wobei der Drain des P-Kanal-MOSFET 121 mit dem Drain des N-Kanal-MOSFET 122 verbunden ist und ein dazwischen liegender Knoten V1 der Ausgangsanschluss des ersten Booster-Takttreibers 101 ist.
Der zweite Booster-Takttreiber 102 hat einen P-Kanal-MOSFET 123 und einen N-Kanal-MOSFET 124, die zwischen dem Energieversorgungspotenzial VCC und dem Massepotenzial in Reihe geschaltet sind. Die Source des P-Kanal-MOSFET 123 ist mit dem Energieversorgungspotenzial VCC verbunden und die Source des N-Kanal-MOSFET 124 ist mit dem Massepotenzial verbunden. Ferner ist das Gate des P-Kanal-MOSFET 123 mit dem Gate des N-Kanal-MOSFET 124 über einen Draht verbunden, der einen Takt OSC2 empfängt. Kurz gesagt, der zweite Booster-Takttreiber 102 funktioniert als Inverterschaltung. Der Knoten V2 zwischen dem P-Kanal-MOSFET 123 und dem N-Kanal-MOSFET 124 ist ein Ausgangsanschluss des zweiten Booster-Takttreibers 102.
Die erste, den Rückstrom verhindernde Schaltung 103 hat beispielsweise einen N-Kanal-MOSFET, dessen Gate und Drain verbunden sind, wobei der Drain mit dem Energieversorgungspotenzial verbunden ist. Dessen Source ist mit dem Knoten V3 verbunden. Dessen Rück-Gate ist mit dem Energieversorgungspotenzial verbunden. Die erste, den Rückstrom verhindernde Schaltung 103 verhindert, dass Ladungen aus dem ersten Booster-Kondensator 111 zum Energieversorgungspotenzial fließen.
Die zweite, den Rückstrom verhindernde Schaltung 104 hat beispielsweise einen N-Kanal-MOSFET, dessen Gate und Drain verbunden sind, wobei der Drain mit dem Knoten V3 verbunden ist. Dessen Source ist mit dem Ausgang OUT der Ladungspumpenschaltung 100 verbunden. Dessen Rück-Gate ist mit dem Energieversorgungspotenzial verbunden. Die zweite, den Rückstrom verhindernde Schaltung 104 verhindert, dass Ladungen aus der kapazitiven Last 113 zum Energieversorgungspotenzial fließen.
Die dritte, den Rückstrom verhindernde Schaltung 105 hat beispielsweise einen N-Kanal-MOSFET, wobei der Drain mit dem Drain des P-Kanal-MOSFET 121 verbunden ist und das Gate mit dem Drain verbunden ist. Die dritte, den Rückstrom verhindernde Schaltung 105 verhindert, dass Ladungen aus dem zweiten Booster-Kondensator 112 zum Energieversorgungspotenzial fließen. Hierbei ist bei dieser Ausführungsform die dritte, den Rückstrom verhindernde Schaltung 105 zwischen den Ausgang V1 des ersten Booster-Takttreibers 101 und den Drain des P-Kanal-MOSFET 121 geschaltet, aber sie kann auch zwischen die Source des P-Kanal-MOSFET 121 und das Energieversorgungspotenzial VCC geschaltet sein. Das heißt, die dritte, den Rückstrom verhindernde Schaltung 105 kann zwischen dem Energieversorgungspotenzial VCC und dem Knoten V1 vorgesehen sein.
Als Nächstes wird die Funktionsweise der Ladungspumpenschaltung gemäß der ersten Ausführungsform beschrieben. In der Ladungspumpenschaltung 100 gemäß der ersten Ausführungsform werden zwei N-Kanal-MOSFETs, die sich in ihrer Verbindungsform unterscheiden, als die den Rückstrom verhindernde Schaltung verwendet. Erstens ist das Gate mit dem Drain verbunden, und das Rück-Gate ist mit dem Drain verbunden. In dieser Beschreibung wird diese Schaltungsform als Diodenschaltung A bezeichnet. Zweitens ist ein Gate mit einem Drain verbunden und ein Rück-Gate ist mit einem Energieversorgungspotenzial verbunden und eine Source- oder Drain-Spannung ist niedriger als die Rück-Gate-Spannung. In dieser Beschreibung wird diese Schaltung als Diodenschaltung B bezeichnet. In diesem Fall ist es beispielsweise möglich, dass die erste, den Rückstrom verhindernde Schaltung 103 und die dritte, den Rückstrom verhindernde Schaltung 105 jeweils aus einem MOSFET basierend auf der Diodenschaltung A gebildet sind, während die zweite, den Rückstrom verhindernde Schaltung 104 aus einem MOSFET basierend auf der Diodenschaltung B gebildet ist. Bei einer derartigen Schaltung ist im Allgemeinen die Schwellwertspannung der Diodenschaltung A niedriger als die der Diodenschaltung B. Beispiels weise ist die Schwellwertspannung der Diodenschaltung A 0,8 V und die Schwellwertspannung der Diodenschaltung B 1,9 V. Für die Ausarbeitung ist es wirksam, zur Minimierung des geboosteten Spannungsverlustes infolge der den Rückstrom verhindernden Schaltung eine größere Anzahl von MOSFETs, basierend auf der Diodenschaltung A, zu verwenden. Bezug nehmend auf einen Zeitablaufplan gemäß 2 wird im Folgenden die Funktionsweise der Ladungspumpenschaltung unter Berücksichtigung des Vorstehenden beschrieben.
In der Ladungspumpenschaltung 100 wird der erste Booster-Takttreiber 101 mit dem Takt OSC1 gespeist und der zweite Booster-Takttreiber 102 wird mit dem Takt OSC2 gespeist. Der Takt OSC1 und der Takt OSC2 sind Taktsignale, die periodisch ihren Spannungspegel zwischen einem hohen Pegel (beispielsweise dem Energieversorgungspotenzial) und einem niedrigen Pegel (beispielsweise dem Massepotenzial) ändern. Ferner hat der Takt OSC2 eine längere Hochpegelperiode als der Takt OSC1 und die Anstiegsflanken des Taktes OSC1 und des Taktes OSC2 stimmen miteinander überein, aber die Abstiegsflanke des Taktes OSC1 erscheint vor der des Taktes OSC2.
Zunächst wird zum Zeitpunkt t1 der Takt OSC1 auf den hohen Pegel geschaltet und der Takt OSC2 wird auf den hohen Pegel geschaltet. Dann gibt der erste Booster-Takttreiber 101 eine Spannung mit niedrigem Pegel am Ausgang V1 aus. Ferner gibt der zweite Booster-Takttreiber 102 eine Spannung mit niedrigem Pegel am Ausgang (V2) aus. Zu diesem Zeitpunkt wird eine Spannung entsprechend (Energieversorgungsspannung VCC-Schwellwertspannung Vtn2 des N-Kanal-MOSFET (erste, den Rückstrom verhindernde Schaltung 103) basierend auf der Diodenschaltung A) an dem ersten Booster-Kondensator 111 erzeugt. Daher akkumuliert der erste Booster-Kondensator 111 Ladungen, die der Spannung (VCC – Vtn) entsprechen.
Als Nächstes wird zum Zeitpunkt t2 der Takt OSC1 auf den niedrigen Pegel geschaltet, und der Takt OSC2 ist auf dem hohen Pegel. Dann gibt der erste Booster-Takttreiber 101 eine Spannung entsprechend (Energieversorgungsspannung VCC – Schwellwertspannung Vtn1 des N-Kanal-MOSFET (dritte, den Rückstrom verhindernde Schaltung 105) der Diodenschaltung A) am Ausgang (V1) aus. Ferner gibt der zweite Booster-Takttreiber 102 eine Spannung mit niedrigem Pegel am Ausgang (V2) aus. Zu diesem Zeitpunkt wird die Spannung (VCC – Vtn1) an dem zweiten Booster-Kondensator 112 erzeugt und der zweite Booster-Kondensator 112 akkumuliert Ladungen entsprechend der Spannung (VCC – Vtn1). Ferner gibt der erste Booster-Takttreiber 101 die Spannung (VCC – Vtn1) am Ausgang (V1) aus. und der erste Booster-Kondensator 111 akkumuliert Ladungen entsprechend der Spannung (VCC – Vtn2). Somit wird eine Spannung am Knoten V3 abgeleitet aus der Gleichung (6): V3 = 2 × VCC – Vtn2 – Vtn1 Gleichung (6)
In diesem Fall ist die Spannung am Knoten V3 höher als die Energieversorgungsspannung VCC. Die erste, den Rückstrom verhindernde Schaltung 103 verhindert jedoch, dass Strom zur Energieversorgungspotenzialseite fließt.
Zum Zeitpunkt t3 ist der Takt OSC1 auf dem niedrigen Pegel und der Takt OSC2 wird auf den niedrigen Pegel geschaltet. Dann gibt der erste Booster-Takttreiber 101 eine Spannung mit hohem Pegel am Ausgang (V1) aus, und der zweite Booster-Takttreiber 102 gibt eine Spannung mit hohem Pegel am Ausgang (V2) aus. Zu diesem Zeitpunkt akkumuliert der erste Booster-Kondensator 111 Ladungen entsprechend der Spannung (VCC – Vtn2) und der zweite Booster-Kondensator 112 akkumuliert Ladungen entsprechend der Spannung (VCC – Vtn1). Daher ist die Spannung am Knoten V1 gleich „(VCC – Vtn1) + VCC", und die Spannung am Knoten V3 wird aus der Gleichung (7) abgeleitet: V3 = 3 × VCC – Vtn1 – Vtn2 Gleichung (7)
In diesem Fall ist die Spannung am Knoten V1 höher als die Energieversorgungsspannung VCC. Die dritte, den Rückstrom verhindernde Schaltung 105 verhindert jedoch, dass Strom zurückfließt, so dass Strom niemals am Knoten V1 auf das Energieversorgungspotenzial ausfließt. Ferner ist die Spannung am Knoten V3 höher als die Energieversorgungsspannung VCC und die erste, den Rückstrom verhindernde Schaltung 103 verhindert, dass Strom am Knoten V3 auf das Energieversorgungspotenzial fließt.
In der Ladungspumpenschaltung der ersten Ausführungsform lädt der erste Booster-Takttreiber 101, der zwischen den ersten Booster-Kondensator 111 und den zweiten Booster-Kondensator 112 geschaltet ist, den ersten Booster-Kondensator 111, und der erste Booster-Takttreiber 101 boostet den ersten Booster-Kondensator 111. Ferner wird der zweite Booster-Kondensator 112 durch Boosten des ersten Booster-Kondensators 111 geladen, wonach der zweite Booster-Takttreiber 102, der mit dem zweiten Booster-Kondensator 112 verbunden ist, den zweiten Booster-Kondensator 111 boostet, um ferner den ersten Booster-Kondensator 111 zu Boosten. Basierend auf dem vorstehenden Vorgang wird eine Spannung, die durch Gleichung (7) repräsentiert ist, erzeugt.
Der Knoten V3 ist über die zweite, den Rückstrom verhindernde Schaltung 104 mit dem Ausgang der Ladungspumpenschaltung verbunden. Ferner ist die kapazitive Last 113 zwischen den Ausgang der Ladungspumpenschaltung und das Massepotenzial geschaltet. Daher gibt die Ladungspumpenschaltung eine Spannung VOUT aus, die durch Subtrahieren der Schwellwertspannung Vtn3 des N-Kanal-MOSFET (zweite, den Rückstrom verhindernde Schaltung 104) basierend auf der Diodenverbindung B vom Knoten V3 berechnet wird, wie durch die Gleichung (8) ausgedrückt: VOUT = 3 × VCC – Vtn1 – Vtn2 – Vtn3 Gleichung (8)
sDas heißt, die kapazitive Last 113, die mit dem Ausgang der Ladungspumpenschaltung verbunden ist, akkumuliert Ladungen entsprechend der Spannung, die aus der Gleichung (8) abgeleitet wird. Der Betrieb vom Zeitpunkt t1 bis t3 wird vom Zeitpunkt t3 ab wiederholt.
Durch den vorstehenden Vorgang boostet die Ladungspumpenschaltung gemäß der ersten Ausführungsform die Energieversorgungsspannung auf die Spannung, die aus der Gleichung (8) abgeleitet ist, in den vorstehenden zwei Schritten. Hierbei sind in der Ladungspumpenschaltung der ersten Ausführungsform erste und zweite Booster-Kondensatoren 111 und 112 in Reihe geschaltet. Somit kann bei der tatsächlichen Ausbildung der kapazitiven Elemente eine so genannte Stapelstruktur, bei der ein kapazitives Element auf dem anderen gestapelt ist, auf einfach Art und Weise realisiert werden. Das heißt, in einer bestehenden Ladungspumpenschaltung sind zwei Booster-Kondensatoren parallel geschaltet, um eine Spannung in zwei Schritten heraufzustufen. Im Gegensatz hierzu realisiert die Reihenschaltung dieser Ausführungsform die Stapelstruktur, so dass die kapazitiven Elemente mit weitgehend der gleichen Chipfläche versehen sein können, wie diejenige der kapazitiven Elemente in der Ladungspumpenschaltung zum Boosten einer Spannung in einem einzigen Schritt.
3 ist eine schematische Darstellung des Layouts der Ladungspumpenschaltung 100 der ersten Ausführungsform. Zum Vergleich ist 13 eine schematische Darstellung des Layouts einer bestehenden einstufigen Ladungspumpenschaltung 800 und 14 ist eine schematische Darstellung des Layouts einer bestehenden zweistufigen Ladungspumpenschaltung 1000.
Unter Berücksichtigung der Fläche jedes Blockes in dem Layout der Ladungspumpenschaltung 100 gemäß 1, wie in 3 gezeigt, nehmen beispielsweise die Booster-Kondensatoren 111 und 112 und die kapazitive Last 113 als Kondensatoren insgesamt 90.000 μm² Fläche ein, eine oszillierende Schaltung zum Oszillieren des Taktes OSC1 und des Taktes OSC2 nimmt 36.000 μm² Fläche ein, die ersten und zweiten Booster-Takttreiber 101 und 102 nehmen als Treiberstufe 14.400 μm² ein und die den Rückstrom verhindernden Schaltungen 103 bis 105 als den Rückstrom verhindernde MOSs nehmen 19.200 μm² ein. Im Gegensatz hierzu nimmt die Fläche jedes Blockes in dem Layout der bestehenden einstufigen Ladungspumpenschaltung 800, wie in der 13 gezeigt, beispielsweise für einen Booster-Kondensator 811 und eine kapazitive Last 813 als Kondensatoren 90.000 μm² ein, eine oszillierende Schaltung zum Oszillieren des Taktes OSC1 nimmt 33.600 μm² ein, ein Booster-Takttreiber 801 als Treiberstufe nimmt 6.000 μm² ein, und die den Rückstrom verhindernden Schaltungen 802 und 803 als den Rückstrom verhindernde MOSs nehmen 19.200 μm² ein. Ferner nimmt die Fläche für jeden Block in dem Layout der bestehenden zweistufigen Ladungspumpenschaltung 1000, wie in der 14 gezeigt, beispielsweise die Booster-Kondensatoren 811 und 1011 und die kapazitive Last 813 als Kondensatoren 180.000 μm² ein, eine oszillierende Schaltung zum Oszillieren des Taktes OSC1 nimmt 33.600 μm² ein, die ersten und zweiten Booster-Takttreiber 801 und 1001 als Treiberstufe nehmen 12.000 μm² ein, und die den Rückstrom verhindernden Schaltungen 802, 803 und 1002 als den Rückstrom verhindernde MOSs nehmen 28.800 μm² ein.
Auf diese Weise ist, obwohl das Layout der Ladungspumpenschaltung 100 dieser Ausführungsform eine Fläche für die Treiberstufe und die oszillierende Schaltung erfordert, die etwas größer als diejenige der bestehenden zweistufigen Schaltung gemäß 14 ist, die Fläche für den Kondensator, die einen großen Anteil der Chipfläche einnehmen würde, weitgehend gleich derjenigen der bestehenden einstufigen Schaltung. In einer bestehenden Halbleitervorrichtung hat ein großes kapazitives Element einen Gate-Isolierfilm, der einen großen Anteil einer Halbleiterchipoberfläche bildet, und die zweistufige Schaltung erfordert eine Fläche des kapazitiven Elementes, die 1,7 bis 1,8 mal größer als diejenige der einstufigen Schaltung ist. Die Schaltung der ersten Ausführungsform erfordert jedoch nur eine kapazitive Elementfläche, die 1,1 mal größer als diejenige der einstufigen Schaltung ist. Durch Vergleichen der vorstehenden Ergebnisse in Termen der Vergrößerung der Fläche gegenüber der bestehenden einstufigen Schaltung hat die Schaltung dieser Ausführungsform nur eine Flächenvergrößerung, die ungefähr 1/10 der Vergrößerung der bestehenden zweistufigen Schaltung beträgt, und somit können signifikante Verbesserungen erwartet werden.
Ferner beträgt die Schwellwertspannung des MOSFET basierend auf der Diodenschaltung A ungefähr 0,8 V, und die Schwellwertspannung des MOSFET basierend auf der Diodenschaltung B beträgt ungefähr 1,9 V. In der bestehenden zweistufigen Ladungspumpenschal tung sind zwei, den Rückstrom verhindernde Schaltungen basierend auf der Diodenschaltung B notwendig, während die Ladungspumpenschaltung der ersten Ausführungsform nur eine, den Rückstrom verhindernde Schaltung basierend auf der Diodenschaltung B erfordert. Als Ergebnis ist der geboostete Spannungsverlust in der den Rückstrom verhindernden Schaltung bei der Ladungspumpenschaltung gemäß der ersten Ausführungsform kleiner als bei der bestehenden zweistufigen Ladungspumpenschaltung. Anders gesagt, ist die geboostete Spannung der Ladungspumpenschaltung der ersten Ausführungsform höher als bei der bestehenden Ladungspumpenschaltung, und zwar um die Differenz in der Schwellwertspannung zwischen der Diodenschaltung A und der Diodenschaltung B. Angenommen, die Energieversorgungsspannung ist beispielsweise SV, die geboostete Spannung ist gleich 10,4 V (= 15 V – 0,8 V – 1,9 V – 1,9 V) bei der zweistufigen Ladungspumpenschaltung, während die geboostete Spannung gleich 11,4 V (= 15 V – 0,8 V – 0,8 V – 1,9 V) bei der Ladungspumpenschaltung der ersten Ausführungsform ist. Die Ladungspumpenschaltung der ersten Ausführungsform erzielt eine geboostete Spannung, die um 1,1 V höher als bei der bestehenden zweistufigen Schaltung ist. Das heißt, bei der Ladungspumpenschaltung der ersten Ausführungsform kann eine Spannungseffizienz verbessert werden.
4 zeigt ein Ergebnis des Vergleichs der geboosteten Spannung der vorliegenden Erfindung mit derjenigen des Standes der Technik. Die einstufige Schaltung zeigt eine 1,4- bis 1,6-fache Erhöhung der Spannung und die zweistufige Schaltung zeigt eine 1,8- bis 2,1-fache Erhöhung der Spannung, während die Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung eine 2,1- bis 2,3-fache Erhöhung zeigt, die Erhöhung der vorliegenden Erfindung ist um ungefähr 1,13-mal größer als diejenige der zweistufigen Schaltung.
Die Ladungspumpenschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung hat zwei in Reihe geschaltete Booster-Kondensatoren 111 und 112. Daher kann bei der tatsächlichen Ausbildung der kapazitiven Elemente eine so genannte Stapelstruktur, bei der ein kapazitives Element auf das andere gestapelt ist, auf einfache Art realisiert werden.
Wie vorstehend erörtert, erzielt die Ladungspumpenschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung eine höhere geboostete Spannung als bei der bestehenden zweistufigen Schaltung mit einer Chipfläche weitgehend gleich derjenigen der einstufigen Schaltung. Somit ist es möglich, eine Ladungspumpenschaltung mit einer hohen Boostereffizienz auf einem Halbleiterchip mit niedrigen Kosten zu montieren.
Zweite Ausführungsform
5 ist ein Schaltbild, das eine Ladungspumpenschaltung 500 gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Die Ladungspumpenschaltung 500 der zweiten Ausführungsform unterscheidet sich von der Ladungspumpenschaltung 100 der ersten Ausführungsform ausschließlich in Termen eines Elementes, das als ein Booster-Kondensator oder eine kapazitive Last dient. Das heißt, in der Ladungspumpenschaltung der ersten Ausführungsform wird für den ersten Booster-Kondensator, den zweiten Booster-Kondensator und die kapazitive Last ein Kondensatorelement verwendet. Im Gegensatz hierzu wird bei der Ladungspumpenschaltung 500 der zweiten Ausführungsform eine parasitäre Kapazitanz eines MOSFET-Elementes vom Verarmungstyp für den ersten Booster-Kondensator und den zweiten Booster-Kondensator verwendet. Ferner wird eine parasitäre Kapazitanz eines MOSFET-Elementes vom Anreicherungstyp für eine kapazitive Last verwendet. Die anderen Bauelemente sind die gleichen wie diejenigen der ersten Ausführungsform und arbeiten auf gleiche Art und Weise.
Als Nächstes werden die ersten und zweiten Booster-Kondensatoren dieser Ausführungsform, d. h. die kapazitiven Elemente, die eine parasitäre Kapazitanz des MOSFET vom Verarmungstyp verwenden, beschrieben.
6 ist eine schematische Ansicht im Schnitt des MOSFET-Verarmungstyps. Bei einem MOSFET 600 vom Verarmungstyp sind die die Source-/Drain-Regionen (S/D-Regionen) 602, die aus einem N+-Halbleiter bestehen, in vorbestimmten Positionen einer P-Well-Region 601, bestehend aus einem P-Halbleiter, der ein Substrat bildet, ausgebildet, und ein Source- oder Drain-Anschluss 603 ist an diesen angeschlossen. Infolge der Löcher, die positive Ladungen in der P-Well-Region 601 entgegengesetzt zu den S/D-Regionen 602 haben, ist eine Verarmungsschicht 602a gebildet. Ferner ist an einer vorbestimmten Position oberhalb der S/D-Regionen 602 ein Gate-Oxidfilm als Isolierschicht ausgebildet, und auf dem Gate-Oxidfilm 604 ist eine Gate-Elektrode 605 ausgebildet. Ferner ist an einer vorbestimmten Position in der P-Well-Region 601 eine Rück-Gate-Anschlussregion 606, bestehend aus einem P+-Halbleiter mit einer höheren Fremdatomkonzentration als die des P-Wells ausgebildet, und mit der Rück-Gate-Anschlussregion 607 ist ein Well-Anschluss 608 verbunden.
Zwischen den einzelnen Regionen des MOSFET 500 vom Verarmungstyp ist eine parasitäre Kapazitanz definiert. 7 ist ein schematisches Schaltbild eines parasitären Lastelementes. Zwischen der Gate-Elektrode 605 und den S/D-Regionen ist eine Gate-Oxidfilm-Kapazitanz definiert. Ferner ist zwischen den S/D-Regionen 602 und der P-Well-Region 601 eine PN-Übergangskapazitanz 702 definiert. Diese Kapazitanzen können als ein kapazitives Lastelement verwendet werden, indem Verdrahtungsanschlüsse an jeder Region vorgesehen sind. Das heißt, der Well-Anschluss ist elektrisch mit dem Rück-Gate verbunden, aber ist gegenüber der Source/dem Drain elektrisch isoliert.
In der Ladungspumpenschaltung 500 der zweiten Ausführungsform ist ein Gate-Anschluss eines MOSFET 511 vom Verarmungstyp mit einem Knoten V53 der ersten, den Rückstrom verhindernden Schaltung 103 verbunden, und die Source-/Drain-Anschlüsse sind mit einem Ausgang (V51) des ersten Booster-Takttreibers 101 verbunden. Somit kann eine Gate-Oxidfilm-Kapazitanz 701 den ersten Booster-Kondensator 111 der Ladungspumpenschaltung der ersten Ausführungsform ersetzen. Ferner ist ein Rück-Gate-Anschluss des MOS-FET 511 vom Verarmungstyp mit dem Ausgang (V52) des zweiten Booster-Takttreibers 102 verbunden, wodurch die PN-Übergangskapazitanz 702 den zweiten Booster-Kondensator 112 der Ladungspumpenschaltung der ersten Ausführungsform ersetzen kann. Darüber hinaus ist der Ausgang der Ladungspumpenschaltung der zweiten Ausführungsform mit dem Gate des MOSFET 512 vom Anreicherungstyp verbunden und ein Source- Anschluss, ein Drain-Anschluss und ein Well-Anschluss sind mit dem Massepotenzial verbunden. Hieraus resultiert, dass die Gate-Oxidfilm-Kapazitanz des MOSFET 512 vom Anreicherungstyp die kapazitive Last 113 der Ladungspumpenschaltung der ersten Ausführungsform ersetzen kann.
Gemäß der Ladungspumpenschaltung der zweiten Ausführungsform kann eine parasitäre Kapazitanz eines MOSFET vom Verarmungstyp 2 in Reihe geschaltete Booster-Kondensatoren ersetzen. Das heißt, die parasitäre Kapazitanz des MOSFET vom Verarmungstyp wird effizient dazu verwendet, einen MOSFET vom Verarmungstyp für die zwei in Reihe geschalteten kapazitiven Lastelemente zu substituieren. Daher kann eine Fläche für die kapazitiven Elemente, die einen großen Anteil der Chipfläche ausmachen, eingespart werden.
In der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird die PN-Übergangskapazitanz 702 zwischen dem Source-/Drain-Anschluss und dem Well-Anschluss des N-Kanal-MOSFET vom Verarmungstyp 511 für den zweiten Booster-Kondensator 112 verwendet und ist unter der Gate-Oxidfilm-Kapazitanz 701 angeordnet. Somit überlappen der zweite Booster-Kondensator 112 und der erste Booster-Kondensator 111 einander. Als Ergebnis kann eine eindimensionale Oberfläche für den zweiten Booster-Kondensator 1011, der für die bestehende zweistufige Schaltung notwendig ist, eingespart werden.
Wie vorstehend erörtert, wird bei der Ladungspumpenschaltung gemäß der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung der MOSFET vom Verarmungstyp für den Booster-Kondensator verwendet, die Gate-Oxidfilm-Kapazitanz 701 wird für den ersten Booster-Kondensator 111 verwendet, und die PN-Übergangskapazitanz 702 wird für den zweiten Booster-Kondensator 112 verwendet, so dass zwei in Reihe geschaltete kapazitive Elemente leicht gestapelt und auf einer Halbleitervorrichtung montiert werden können. Bei dieser Struktur ist eine große Halbleiterchipoberfläche für den Booster-Kondensator anders als bei der bestehenden zweistufigen Ladungspumpenschaltung unnötig, wodurch eine hö here geboostete Spannung als diejenige der zweistufigen Schaltung weitgehend mit der gleichen Halbleiterchipfläche als die der einstufigen Schaltung erzielt werden kann, was zu einer beträchtlichen Kostenreduktion des Halbleiterchips führt. Wie vorstehend angegeben, kann die Ladungspumpenschaltung der vorliegenden Erfindung mit weitgehend der gleichen Chipfläche wie diejenige der einstufigen Schaltung eine höhere geboostete Spannung als der bei der bestehenden zweistufigen Schaltung erzielen. Weiterhin wird der MOSFET vom Verarmungstyp für den Booster-Kondensator verwendet, um einfach zwei in Reihe geschaltete Booster-Kondensatoren zu realisieren, was zu einer weiteren Kostenreduktion des Halbleiterchips führt.
Es ist klar zu ersehen, dass die vorliegende Erfindung nicht auf die vorstehenden Ausführungsformen begrenzt ist, die ohne Abweichen vom Umfang und Geist der Erfindung modifiziert und geändert werden können.

Claims

Ladungspumpenschaltung mit: einem ersten Booster-Kondensator; einem zweiten Booster-Kondensator, der mit dem ersten Booster-Kondensator in Reihe geschaltet ist; einem ersten Booster-Takttreiber, der zwischen den ersten Booster-Kondensator und den zweiten Booster-Kondensator geschaltet ist und den ersten Booster-Kondensator boostet; und einem zweiten Booster-Takttreiber, der mit dem zweiten Booster-Kondensator verbunden ist und den ersten Booster-Kondensator und den zweiten Booster-Kondensator boostet, nachdem der erste Booster-Takttreiber den ersten Booster-Kondensator boostet.
Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 1, wobei der erste Booster-Kondensator und der zweite Booster-Kondensator übereinander gestapelt sind.
Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 2, wobei der erste Booster-Kondensator durch Verwendung einer Gate-Isolierfilmkapazitanz eines Feldeffekttransistors erhalten wird und der zweite Booster-Kondensator durch die Verwendung einer PN-Übergangskapazitanz des Feldeffekttransistors erhalten wird.
Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 3, wobei der Feldeffekttransistor einen Gate-Anschluss, Source-/Drain-Anschlüsse und einen Well-Anschluss mit einem Rück-Gate verbunden hat, und der Well-Anschluss gegenüber den Source-/Drain-Anschlüssen elektrisch isoliert ist.
Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 4, wobei der Feldeffekttransistor ein Feldeffekttransistor vom Verarmungstyp ist.
Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 5, wobei der Feldeffekttransistor ein N-Kanal-MOSFET ist.
Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 1, wobei der erste Booster-Kondensator durch die Verwendung einer Gate-Isolierfilm-Kapazitanz eines Feldeffekttransistors und der zweite Booster-Kondensator durch die Verwendung einer PN-Übergangs-Kapazitanz des Feldeffekttransistors erhalten wird.
Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 7, wobei der Feldeffekttransistor einen Gate-Anschluss, Source-/Drain-Anschlüsse und einen Well-Anschluss, der mit einem Rück-Gate verbunden ist, hat und der Well-Anschluss gegenüber den Source-/Drain-Anschlüssen elektrisch isoliert ist.
Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 8, wobei der Feldeffekttransistor ein N-Kanal-MOSFET ist.
Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 7, wobei der Feldeffekttransistor ein Feldeffekttransistor vom Verarmungstyp ist.
Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 7, wobei der Feldeffekttransistor ein N-Kanal-MOSFET ist.
Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 1, wobei der erste Booster-Takttreiber und der zweite Booster-Takttreiber eine Inverterschaltung, bestehend aus einem N-Kanal-MOSFET und einem P-Kanal-MOSFET, aufweist.
Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 1, weiterhin mit: einer den Rückstrom verhindernden Schaltung, die das Zurückfließen von Ladungen vom zweiten Booster-Kondensator zum Energieversorgungspotenzial verhindert, wobei der erste Booster-Takttreiber einen ersten Transistor und einen zweiten Transistor aufweist, die zwischen einem Energieversorgungspotenzial und einem Massepotenzial in Reihe geschaltet sind, und der erste Booster-Kondensator an einen Knoten zwischen dem ersten Transistor und dem zweiten Transistor angeschlossen ist und die den Rückstrom verhindernde Schaltung zwischen das Energieversorgungspotenzial und den Knoten geschaltet ist.
Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 1, wobei der erste Booster-Takttreiber den ersten Booster-Kondensator basierend auf einem ersten Taktsignal boostet und der zweite Booster-Takttreiber den ersten Booster-Kondensator und den zweiten Booster-Kondensator basierend auf einem zweiten Taktsignal boostet.
Ladungspumpenschaltung nach Anspruch 14, wobei die Anstiegsflanken des ersten Taktsignals und des zweiten Taktsignals zum gleichen Zeitpunkt erscheinen, die Abstiegsflanke des ersten Taktsignals nach einer vorbestimmten Zeitspanne erscheint und dann eine Abstiegsflanke des zweiten Taktsignals erscheint.
Booster-Verfahren für eine Ladungspumpenschaltung, die einen ersten Booster-Kondensator und einen zweiten Booster-Kondensator, welche in Reihe geschaltet sind, aufweist, mit: Laden des ersten Booster-Kondensators mit einem ersten Booster-Takttreiber, der zwischen den ersten Booster-Kondensator und den zweiten Booster-Kondensator geschaltet ist; Boosten des ersten Booster-Kondensators mit dem ersten Booster-Takttreiber und Boosten des zweiten Booster-Kondensators; und Boosten des zweiten Booster-Kondensators mit einem zweiten Booster-Takttreiber, der mit dem zweiten Booster-Kondensator verbunden ist sowie Boosten des ersten Booster-Kondensators.