DE102009045802B4 - Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines Transistors - Google Patents

Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines Transistors Download PDF

Info

Publication number
DE102009045802B4
DE102009045802B4 DE102009045802A DE102009045802A DE102009045802B4 DE 102009045802 B4 DE102009045802 B4 DE 102009045802B4 DE 102009045802 A DE102009045802 A DE 102009045802A DE 102009045802 A DE102009045802 A DE 102009045802A DE 102009045802 B4 DE102009045802 B4 DE 102009045802B4
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
circuit
capacitor
circuit arrangement
voltage
arrangement according
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
DE102009045802A
Other languages
English (en)
Other versions
DE102009045802A1 (de
Inventor
Bernhard Strzalkowski
Marco Seibt
Uwe Kirchner
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Infineon Technologies Austria AG
Original Assignee
Infineon Technologies Austria AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies Austria AG filed Critical Infineon Technologies Austria AG
Publication of DE102009045802A1 publication Critical patent/DE102009045802A1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE102009045802B4 publication Critical patent/DE102009045802B4/de
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K17/6871—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0063—High side switches, i.e. the higher potential [DC] or life wire [AC] being directly connected to the switch and not via the load
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver

Landscapes

  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines High-Side Transistors (THS), der einen Steueranschluss (G) und einen Lastanschluss (S) umfasst; die Schaltungsanordnung weist folgendes auf: eine Treiberschaltung (11), die dazu ausgebildet ist, abhängig von einem Steuersignal (SHS) ein Treibersignal (VGHS) für den Steueranschluss des High-Side Transistors (THS) zu erzeugen, eine Hochfrequenzsignalquelle (QRF); eine kapazitiv mit der Hochfrequenzsignalquelle (QRF) gekoppelte Spannungsversorgungsschaltung (20), die dazu ausgebildet ist, an einem Ausgang (OUT) für die Treiberschaltung (11) eine auf ein erdfreies Referenzpotential (VREFHS) bezogene Versorgungsspannung (V2) bereit zu stellen; und ein induktives Bauelement (LEL), das zwischen einen Eingang (IN) der Spannungsversorgungsschaltung (20) und einen Schaltungsknoten geschaltet ist, der eine konstante Betriebsspannung (V1) in Bezug auf ein konstantes Referenzpotential (VSS) aufweist.

Description

  • Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines Transistors mit einer Treiberschaltung zum Ansteuern eines High-Side-Transistors und mit einer Spannungsversorgungsschaltung zur Versorgung der Treiberschaltung.
  • Zum Schalten von Lasten werden häufig sogenannte High-Side Schalter verwendet, die zwischen die Last und einen Schaltungsknoten, der auf Betriebsspannung liegt, geschaltet sind. Die Last ist folglich zwischen den High-Side Schalter und einen Schaltungsknoten, der auf Referenzpotential (meist Masse) liegt, geschaltet. High-Side Schalter werden häufig gegenüber Low-Side Schaltern, die zwischen Referenzpotential und Last geschaltet sind, bevorzugt verwendet, weil bei Verwendung von High-Side Schaltern im ausgeschalteten Zustand die Betriebsspannung nicht an der Last anliegt. Oft werden auch Transistor-Halbbrücken bestehend aus einem Low-Side Schalttransistor und einem High-Side Schalttransistor zum Schalten von Lasten verwendet, wie beispielsweise in Stromrichtern.
  • Als Schalter kommen prinzipiell alle Arten von Transistoren und Thyristoren in Betracht. Im Bereich der Leistungselektronik werden Leistungs-MOSFETs und IGBTs als Schalttransistoren verwendet. Im Gegensatz zu Logik-Schaltungen, wo Transistor-Halbbrücken häufig in CMOS-Technologien hergestellt werden, werden in der Leistungselektronik wegen ihres niedrigeren Einschaltwiderstandes NMOS-Transistoren zum Schalten von Lasten bevorzugt.
  • Bei reinen NMOS (sowie bei NPN-Bipolar) Halbbrücken ist jedoch zur Ansteuerung des High-Side Transistors eine Spannung notwendig, die höher als die Betriebsspannung der Halbbrücke bzw. der Last ist. Aus diesem Grunde benötigen Treiberschaltungen zur Ansteuerung von High-Side Halbleiterschaltern eine eigene Spannungsversorgung. Diese kann z. B. durch einen Kondensator bereitgestellt werden, der über eine Diode geladen wird, wenn der High-Side Schalter ausgeschaltet ist. Eine derartige Anordnung aus Kondensator und Diode zur erdfreien Spannungsversorgung der Treiberschaltung wird auch als Bootstrap-Schaltung bezeichnet.
  • Problematisch ist jedoch, dass derartige Schaltungsanordnungen aus einem High-Side Schalter, einer Treiberschaltung zur Ansteuerung des High-Side Schalters und einer Bootstrap-Schaltung zur Versorgung des Treibers nicht in der Lage sind, den High-Side Schalter beliebig lange in einem eingeschalteten Zustand zu halten, da der Kondensator durch einen, wenn auch geringen, Stromverbrauch in der Treiberschaltung entladen wird. Vor allem in hoch integrierten Schaltungen ist es aufwändig, entsprechend große Kondensatoren herzustellen und folglich ist die mögliche Einschaltdauer eines High-Side Schalters durch die Größe des Kondensators und den Stromverbrauch der Treiberschaltung begrenzt.
  • Es gibt jedoch Anwendungen, bei denen die begrenzte Einschaltdauer von High-Side Schaltern stört und es besteht ein Bedarf an High-Side Schaltern, die beliebig lange in eingeschaltetem Zustand gehalten werden können. Es sind Schaltungen bekannt, die eine dauerhafte Energieversorgung der Treiberschaltung des High-Side Schalters gewährleisten, z. B. mit Hilfe von DC/DC-Wandlern. Derartige Schaltungsanordnungen sind jedoch meist sehr aufwändig.
  • Die Druckschriften DE 102 41 304 A1 , US 6,975,146 B1 , DE 199 54 538 A1 , WO 2006/137221 A1 und FR 2 692 415 beschreiben beispielsweise Schaltungen, bei welchen der Speicherkondensator durch ein Versorgungswechselpotential versorgt wird.
  • Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besteht darin, eine möglichst einfache und kostengünstige Schaltung zur dauerhaften Energieversorgung von Treiberschaltungen für High-Side Schalter zur Verfügung zu stellen, welche gegenüber dem Stand der Technik verbessert ist.
  • Diese Aufgabe wird durch die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1 gelöst. Verschiedene Ausführungsbeispiele der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
  • Ein Beispiel der Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines High-Side Transistors, der einen Steueranschluss und einen Lastanschluss umfasst; die Schaltungsanordnung weist folgendes auf: eine Treiberschaltung, die dazu ausgebildet ist, abhängig von einem Steuersignal ein Treibersignal für den Steuernanschluss des High-Side Transistors zu erzeugen, eine Hochfrequenzssignalquelle; eine kapazitiv mit der Hochfrequenzsignalquelle gekoppelte Spannungsversorgungsschaltung, die dazu ausgebildet ist, an einem Ausgang für die Treiberschaltung eine auf ein erdfreies Referenzpotential bezogene Versorgungsspannung für die Treiberschaltung bereit zu stellen.
  • Die folgenden Figuren und die weitere Beschreibung soll helfen, die Erfindung besser zu verstehen. Die Elemente in den Figuren sind nicht unbedingt als Einschränkung zu verstehen, vielmehr wird Wert darauf gelegt, das Prinzip der Erfindung darzustellen.
  • 1 zeigt in einem Schaltbild eine Transistor-Halbbrücke aus einem High-Side Transistor und einem Low-Side Transistor mit jeweils einer Treiberschaltung, wobei die Treiberschaltung für den High-Side Transistor durch eine Bootstrap-Schaltung versorgt wird, die eine Diode und einen Kondensator umfasst;
  • 2 zeigt in einem Schaltbild eine Schaltungsanordnung mit einer Transistor-Halbbrücke, Treibschaltungen für die Transistoren, einer Hochfrequenzsignalquelle und einer mit dieser kapazitiv gekoppelten Spannungsversorgungsschaltung, die eine dauerhafte Energieversorgung für die High-Side Treiberschaltung gewährleistet;
  • 3 zeigt in einem Schaltbild die Schaltungsanordnung aus 2 detaillierter;
  • 4 zeigt in einem Schaltbild ein Beispiel einer Spannungsversorgungsschaltung mit einem Serienresonanzkreis zum Einsatz in der Schaltungsanordnung aus 3;
  • 5 zeigt in einem Schaltbild ein Beispiel einer Spannungsversorgungsschaltung mit einem Parallelresonanzkreis zum Einsatz in der Schaltungsanordnung aus 3;
  • 6 zeigt in einem Schaltbild ein Beispiel einer Spannungsversorgungsschaltung mit einer Ladungspumpe.
  • In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen korrespondierende Teile bzw. Signale mit gleicher oder ähnlicher Bedeutung.
  • Wie oben beschrieben benötigen Treiberschaltungen für die Ansteuerungen von High-Side Transistoren eine Spannungsversorggung, wobei im eingeschalteten Zustand des High-Side Transistors die Versorgungsspannung für die Treiberschaltung bezogen auf ein festes Referenzpotential VSS (z. B. Masse) höher ist, als die Betriebsspannung der zu schaltenden Last. Die Versorgungsspannung ist jedoch nicht auf das feste Referenzpotential VSS bezogen, sondern auf jenen Lastanschluss des High-Side Schalttransistors, der der Last zugewandt ist. Im Fall eines N-Kanal MOSFETs als High-Side Schalter ist dies der Source-Anschluss, im Fall eines NPN-Bipolartransistors oder eines N-Kanal IGBTs der Emitter-Anschluss. Das Potential des Lastanschlusses (d. h. Source-Potential bzw. Emitter-Potential) ist also „aus Sicht” des High-Side Transistors bzw. dessen Treiberschaltung das erdfreie Referenzpotential für die Treibschaltung. Dieses erdfreie Referenzpotential VREFHS ist im ausgeschalteten Zustand des High-Side Schalters annähernd gleich dem festen Referenzpotential VSS und im eingeschalteten Zustand des High-Side Schalters annähernd gleich der Betriebsspannung VDD der Last. Diese Näherung gilt dann, wenn der Spannungsabfall im eingeschalteten Zustand eines Transistors im Vergleich zur Betriebsspannung der Last vernachlässigbar gering ist.
  • Das oben Beschriebene ist in 1 anschaulich dargestellt. 1 ist ein Schaltbild einer Schaltungsanordnung umfassend eine Halbbrücke mit einem High-Side Schalter THS und einem Low-Side-Schalter TLS, zwei Treiberschaltungen (High-Side Treiber 11 und Low-Side Treiber 12) zum Ansteuern der Transistorschalter THS und TLS, einer Spannungsquelle, die eine Versorgungsgleichspannung U1 zur Versorgung der Treiberschaltung 12 bereitstellt, und eine Bootstrap-Schaltung 10 zur Spannungsversorgung der Treibschaltung 11. Die Treibschaltungen 11 und 12 sind mit den jeweiligen Steueranschlüssen der zugehörigen Transistoren THS, TLS verbunden und sind dazu ausgebildet, abhängig von einem Steuersignal SHS bzw. SLS den jeweiligen Transistor THS bzw. TLS ein- oder auszuschalten. Die Versorgungsspannung des High-Side Treibers 11 ist mit U2 bezeichnet, die des Low-Side Treibers 12 mit U1.
  • Im dargestellten Fall ist der High-Side Transistor THS ein NMOS Transistor mit einem Gate-Anschluss als Steuernanschluss G und einem Drain-Anschluss D und einem Source-Anschluss S als Lastanschlüsse. Zur Ansteuerung des High-Side MOS-Transistors THS muss die Treiberschaltung 11 eine Gate-Spannung von mehreren Volt bezogen auf das Potential des Source-Anschlusses S (ist gleich dem erdfreien Referenzpotential VREFHS) erzeugen. Bei eingeschaltetem High-Side Transistor THS ist – bezogen auf das feste Referenzpotential VSS (z. B. Masse) – die Gate-Spannung VGHS dann höher als die Betriebsspannung VDD der Last. Da für den High-Side Transistor THS die Höhe der Gate-Spannung bezogen auf das Source-Potenzial VREFHS relevant ist, d. h. die Gate-Source-Spannnug VGHS–VREFHS, ist auch die Versorgungsspannung U2 des High-Side Treibers 11 auf das erdfreie Referenzpotential VREFHS bezogen. Im Gegensatz dazu ist die Versorgungsspannung U1 des Low-side Treibers 12 auf das feste Referenzpotential VSS bezogen. Die Versorgungsspannung U1 wird von einer externen Spannungsquelle bereitgestellt, die Versorgungsspannung U2 von einem Kondensator CHS, der über die Bootstrapschaltung 10 geladen wird. Der Kondensator CHS ist dazu einerseits an einem Schaltungsknoten N1 mit dem High-Side Treiber 11 und andererseits mit dem Source-Anschluss S des High-Side Transistors THS, also dem erdfreien Referenzpotential VREFHS verbunden. Um den Kondensator CHS zu laden, umfasst die Bootstrap-Schaltung 10 eine Diode DBS, die derart zwischen den Kondensator CHS (am Schaltungsknoten N1) und einem Anschluss für die Versorungsspannung U1 (an einem Schaltungskoten N2) des Low-Side Treibers 12, geschaltet ist, dass der Kondensator CHS über die Diode DBS geladen wird, wenn der High-Side Schalter THS in einem ausgeschalteten Zustand (und der Low-Side Schalter TLS eingeschaltet) ist und folglich das erdfreie Referenzpotential VREFHS näherungsweise gleich dem festen Referenzpotential VSS (z. B. Masse) ist. Zur Begrenzung des Ladestromes des Kondensators CHS kann in Serie zu der Diode DBS noch ein Widerstand Rb geschaltet sein. Des weiteren kann zur Begrenzung der Kondensatorspannung am Kondensator CHS dem Kondensator CHS eine Zenerdiode (nicht dargestellt) parallel geschaltet sein.
  • Im eingeschalteten Zustand des High-Side Transistors THS wird eine Entladung des Kondensators CHS durch die Diode DBS verhindert, sodass der Kondensator CHS für den High-Side Treiber 11 die Versorgungsspannung U2 bereitstellen kann.
  • Eine Entladung des Kondensators CHS erfolgt jedoch trotzdem aufgrund des Stromverbrauches des High-Side Treibers 11 und aufgrund von Leckströmen. Es ist offensichtlich, dass bei der Verwendung der in der 1 dargestellten Schaltungsanordnung die Einschaltdauer des High-Side Schalters THS durch die begrenzte Kapazität des Kondensators CHS ebenfalls begrenzt wird.
  • Eine gegenüber der in 1 beschriebenen Schaltungsanordnung verbesserte Schaltungsanordnung ist in 2 gezeigt. Die Schaltungsanordnung aus 2 entspricht im Wesentlichen der Schaltungsanordnung aus 1, jedoch ist gemäß einem ersten Beispiel der Erfindung die Bootstrap-Schaltung 10 durch eine High-Side Spannungsversorgungsschaltung 20 ersetzt, die kapazitiv an eine Hochfrequenzsignalquelle QRF gekoppelt ist, ersetzt. Die erwähnte kapazitive Kopplung erfolgt über einen Kondensator CE, der zwischen die Spannungsversorgungsschaltung 20 und die Hochfrequenzsignalquelle QRF geschaltet ist. Die Hochfrequenzsignalquelle QRF wird auf dem festen Referenzpotential VSS betrieben (also auf der „low side” der Schaltungsanordnung) und erzeugt ein hochfrequentes Stromsignal, welches über den Kondensator CE in die Spannungsversorgungsschaltung 20 (die auf der „high side” der Schaltungsanordnung liegt) eingespeist wird. Der Kondensator CE entkoppelt die Versorgungsgleichspannung U1 auf der „low side” von der erdfreien Versorgungsgleichspannung U2 auf der „high side”, ermöglicht aber einen hochfrequenten Stromfluss (und damit einen Energiefluss) zwischen den beiden Schaltungsteilen.
  • Die Spannungsversorgungsschaltung 20 ist dazu ausgebildet, das von der Hochfrequenzsignalquelle 20 erzeugte und kapazitiv in die Schaltung 20 eingekoppelte Hochfrequenzsignal gleichzurichten und mit Hilfe des gleichgerichteten Hochfrequenzsignals den Kondensator CHS zu laden. Dadurch wird eine Entladung des Kondensators CHS verhindert und eine dauerhafte Energieversorgung des High-Side Treibers 11 gewährleistet. Dies wird dadurch ermöglicht, da durch den Kondensator CHS unabhängig vom absoluten Wert des erdfreien (”floating”) Referenzpotentials VREFHS ein (hochfrequenter) Strom- und damit Energiefluss von der „low side” zur „high side” der Schaltungsanordnung ermöglicht wird.
  • Die 3 zeigt in einem Schaltbild ein weiteres Beispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Die Schaltungsanordnung aus 3 entspricht im Wesentlichen, der Schaltungsanordnung aus 2. Im Vergleich zu der Schaltungsanordnung aus 2 umfasst die Schaltungsanordnung aus 3 eine zusätzliche Bootstrap-Schaltung 10'. Die Bootstrap-Schaltung 10' umfasst nicht nur die Diode DSS und den optionalen Serienwiderstand Rb (vgl. 1: Bootstrap-Schaltung 10) sondern zusätzlich noch induktive Bauelemente LEL und LEH, die derart mit der Spannungsversorgungsschaltung 20, dem High-Side Treiber 11 und dem Anschluss der Versorgungsspannung U1 für den Low-Side Treiber (d. h. dem Schaltungsknoten N2) verbunden sind, dass das Hochfrequenzsignal von den Versorgungsgleichspannungen U1 und U2 entkoppelt werden.
  • Im Gegensatz zur Schaltungsanordnung aus 2 ist der Koppelkondensator CE nicht direkt mit der Spannungsversorgungsschaltung 20 verbunden, sondern zwischen Kondensator CE und Spannungsversorgungsschaltung 20 ist noch die Diode DBS geschaltet. Die kapazitive Kopplung zwischen Hochfrequenzsignalquelle QRF und Spannungsversorgungsschaltung 20 erfolgt also über den Koppelkondensator CE und über die Sperrschichtkapazität der Diode DBS. In der vorliegenden Anordnung erfüllt die Diode DBS eine doppelte Funktion. Einerseits dient die Diode DBS als Bestandteil der Bootstrap-Schaltung 10' dazu, den Kondensator CHS aufzuladen, wenn der High-Side Transistor THS ausgeschaltet (und der Low-Side Transistor eingeschaltet) ist. Andererseits dient die Diode DBS auch als dazu, das Hochfrequenzsignal kapazitiv über ihre Sperrschichtkapazität an die Spannungsversorgungsschaltung 20 zu koppeln.
  • Über den Koppelkondensator CE und die Sperrschichtkapazität der Diode DBS kann dem High-Side Treiber 11 dauerhaft Energie zugeführt werden, und der High-Side Transistor THS dauerhaft eingeschaltet bleiben, auch wenn dabei die Diode DBS in Sperrrichtung gepolt ist. Um die kapazitive Kopplung zu erreichen, würde es ausreichen den Koppelkondensator CE direkt mit der Spannungsversorgungsschaltung 20 zu verbinden. In diesem Fall müsste der Koppelkondensator CE jedoch hochspannungsfest sein, da die in diesem Fall gesamte Betriebsspannung VDD–VSS der Halbbrücke am Kondensator CE anliegt. Ein Hochspannungskondensator ist jedoch für viele Anwendungen zu teuer und in seinen geometrischen Abmessungen zu groß. Des weiteren müsste der Ausgang der Hochfrequenzsignalquelle QRF zumindest kurzzeitig (beim Schalten der Halbbrücke) die volle Betriebsspannung VDD–VSS aufnehmen können, ohne beschädigt zu werden. Eine derartige Hochfrequenzsignalquelle QRF ist jedoch auch nur sehr aufwändig in einer integrierten Schaltung zu realisieren.
  • Die Serienschaltung von Koppelkondensator CE und Diode DBS gewährleistet eine ausreichende kapazitive Kopplung des Hochfrequenzsignals an die Spannungsversorgungsschaltung 20, wenn die Sperrschichtkapazität der Diode DBS hoch genug ist. Des Weiteren kann die Hochspannung (Betriebsspannung VDD–VSS) ohne weiteres von der Diode aufgenommen werden und der Koppelkondensator CE kann als Niederspannungskondensator ausgeführt sein, der auch auf einem Chip integrierbar ist. Des weiteren kann eine einfache, nicht hochspannungsfeste Hochfrequenzsignalquelle QRF verwendet werden.
  • Für derartige Anwendungen häufig verwendete Diodentypen sind z. B. MUR160 oder UF1007, die Sperrschichtkapazitäten von 4 pF bis 10 pF, teilweise sogar bis 20 pF aufweisen können, was bei Frequenzen von ca. 20 MHz bis 200 MHz der Hochfrequenzsignalquelle QRF für den erfindungsgemäßen Zweck ausreichend ist. Um das Hochfrequenzsignal von der Versorgungsgleichspannung U1 zu entkoppeln, ist zwischen den Koppelkondenator CE und den Schaltungsknoten N2, an dem die Versorgungsspannung U1 anliegt, eine Spule LEL geschaltet. Diese kann z. B. als Flachspule in oder auf einem Chip integriert sein wie es z. B. in US 6,927,662 beschrieben ist. Zur Entkopplung von Hochfrequenzsignal und der Versorgungsgleichspannung U2 ist zwischen dem Eingang der Spannungsversorgungsschaltung 20 und dem High-Side-Treiber 11 (Schaltungsknoten N1) eine weitere Spule LEL geschaltet, die ebenfalls in Mikrotransformer-Technologie auf einem Chip integriert werden kann. Die Spulen sollen Induktivitätswerte von rund 1 μH bis 10 μH aufweisen und können auch auf einer PCB-Platine als planare Spulen realisiert sein.
  • Der Stromkreis wird für das HF-Signal über die Drain-Source (bzw. Kollektor-Emmitter) Kapazitäten des Low-Side Transistors TLS geschlossen. Um diese Kapazität zu erhöhen, kann zwischen parallel zur Laststrecke des Low-Side Transistors TLS ein weiterer Kondensator Ch geschaltet sein.
  • Die 4 und 5 zeigen Beispiele der Spannungsversorgungsschaltung 20 wie sie z. B. in den Schaltungsanordnungen aus 2 oder 3 eingesetzt werden können. 4 illustriert eine einfache Spannungsvervielfacher-Schaltung, auch Villard-Kaskaden genannt. Die Spannungsvervielfacher-Schaltung umfasst zwei Kaskaden, die jeweils die Spannung verdoppeln. Die erste Kaskade besteht aus den Kondensatoren C1 und C2 und den Dioden D1 und D2, die zweite Kaskade aus den Kondensatoren C3 und C4 und den Dioden D3 und D4. Die Spannung wird im vorliegenden Fall also vervierfacht, es können beliebig viele Kaskaden aneinandergereiht werden um unterschiedliche Spannungsmultiplikatoren zu erreichen. Spannungsvervielfacher sind z. B. kurz beschrieben in Horowitz, Hill: The Art of Electronics, 2nd Edition, Cambridge University Press, p. 47f. Um eine möglichst gute Impedanz-Anpassung der Spannungsversorgungsschaltung 20 an die Hochfrequenzsignalquelle QRF zu erreichen ist am Eingang der Spannungsversorgungsschaltung 20 eine Spule LS in Serie zu dem Kondensator C1 der ersten Villard-Kaskade geschaltet. Der Kondensator C1 und die Spule LS bilden somit einen Serienresonanzkreis, dessen Resonsanzfrequenz auf die Frequenz des Hochfrequenzsignals abgestimmt ist.
  • Die Spannungsversorgungsschaltung 20 aus 5 entspricht im Wesentlichen der Spannungsvervielfacher-Schaltung aus 4, wobei statt dem Serienresonanzkreis am Eingang der Spannungsversorgungsschaltung 20 ein Parallelresonanzkreis aus einem Kondensator CP und einer Spule LP mit der ersten Villard-Kaskade verbunden ist. Die Spulen können mit Hilfe der oben erwähnten Mikro-Transformer Technologie gut auf einem Silizium-Chip integriert werden.
  • Eine Alternative zu den in den 4 und 5 gezeigten Villard-Kaskaden ist in der 6 dargestellt. Die in 6 dargestellte Spannungsversorgungsschaltung 20 umfasst neben einer Diode D1 als Gleichrichtelement eine Ladungspumpe, die in der gezeigten Ausgestaltung auch als Cockcroft-Walton Spannungsvervielfacher bezeichnet wird. Eine Übersicht über Ladungspumpenschaltungen findet sich z. B. in Louie Pylarinos, Charge Pumps: An Overview, Edward S. Rogers Sr. Department of Electrical and Computer Engineering, University of Toronto.
  • Die in 6 dargestellte Cockcroft-Walton Schaltung umfasst drei in Serie geschaltete Kondensatoren CA, CB und CC mit jeweils gleicher Kapazität C. Der Kondensator CA ist über die Gleichrichterdiode D1 mit dem Eingangsanschluss IN der Spannungsversorgungsschaltung 20 und mit dem erdfreien referenzpotential VREFHS verbunden. Die gesamte Serienschaltung der drei Kondensatoren liegt zwischen dem Ausgang und dem erdfreien Referenzpotential. Über Schalter kann die im Kondensator CA gespeicherte Ladung auf einen weiteren Kondensator C1 und von dem wiederum auf den Kondensator CB übertragen werden. Auf gleiche Weise wird mit Hilfe der Schalter die Ladung von dem Kondensator CB über einen Kondensator C2 auf den Kondensator CC ”gepumpt”.
  • Die boolschen Variablen ϕ und ϕ (d. h. NOT ϕ) geben den Schaltzustand der einzelnen Schalter wieder. 6a zeigt einen ersten Schaltzustand (ϕ = 1) bei dem Ladung von dem Kondensator CA auf den Kondensator C1 bzw. von dem Kondensator CB auf den Kondensator C2 übertragen wird. Die 6b zeigt einen zweiten Schaltzustand (ϕ = 0) bei dem Ladung von dem Kondensator C1 auf den Kondensator CB bzw. von dem Kondensator C2 auf den Kondensator CC übertragen wird. Es ist leicht einzusehen, dass nach wenigen Schaltzyklen die Spannung, ezogen auf das erdfreie Referenzpotenzial VREFHS, am Ausgang OUT der Spannungsversorgungsschaltung 20 das Dreifache der Spannung am Eingang IN beträgt.

Claims (11)

  1. Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines High-Side Transistors (THS), der einen Steueranschluss (G) und einen Lastanschluss (S) umfasst; die Schaltungsanordnung weist folgendes auf: eine Treiberschaltung (11), die dazu ausgebildet ist, abhängig von einem Steuersignal (SHS) ein Treibersignal (VGHS) für den Steueranschluss des High-Side Transistors (THS) zu erzeugen, eine Hochfrequenzsignalquelle (QRF); eine kapazitiv mit der Hochfrequenzsignalquelle (QRF) gekoppelte Spannungsversorgungsschaltung (20), die dazu ausgebildet ist, an einem Ausgang (OUT) für die Treiberschaltung (11) eine auf ein erdfreies Referenzpotential (VREFHS) bezogene Versorgungsspannung (V2) bereit zu stellen; und ein induktives Bauelement (LEL), das zwischen einen Eingang (IN) der Spannungsversorgungsschaltung (20) und einen Schaltungsknoten geschaltet ist, der eine konstante Betriebsspannung (V1) in Bezug auf ein konstantes Referenzpotential (VSS) aufweist.
  2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wobei die kapazitive Kopplung zwischen Hochfrequenzsignalquelle (QRF) und Spannungsversorgungsschaltung (20) durch die Sperrschichtkapazität einer Diode (DBS) gewährleistet wird.
  3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, wobei zwischen den Eingang (IN) der Spannungsversorgungsschaltung (20) und der Hochfrequenzsignalquelle (QRF) die Diode (DBS) geschaltet ist.
  4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, bei der die Diode eine Sperrschichtkapazität zwischen 5 pF und 30 pF aufweist.
  5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 2 bis 4, bei der zwischen den Eingang (IN) der Spannungsversorgungsschaltung (20) und die Hochfrequenzsignalquelle (QRF) in Serie zu der Diode (DBS) ein erster Kondensator (CE) geschaltet ist.
  6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, die weiter ein weiteres induktives Bauelement (LEH) aufweist, das zwischen den Eingang (IN) und den Ausgang (OUT) der Spannungsversorgungsschaltung (20) geschaltet ist.
  7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei der zwischen einen Schaltungsknoten, der auf dem erdfreien Referenzpotential (VREFHS) liegt, und einem weiteren Schaltungsknoten, der das konstante Referenzpotential (VSS) aufweist, ein weiterer Kondensator (Ch) zum Schließen des Strompfades zu der Hochfrequenzsignalquelle (QRF) geschaltet ist.
  8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei der die Spannungsversorgungsschaltung (20) zumindest eine Villard-Kaskade zur Spannungsverdopplung umfasst.
  9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, bei der die Spannungsversorgungsschaltung (20) am Eingang einen Parallelresonanzkreis umfassend eine erste Induktivität (LP) und einen ersten Kondensator (CP) aufweist.
  10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, bei der die Spannungsversorgungsschaltung (20) am Eingang einen Serienresonanzkreis umfassend eine erste Induktivität (LS) und einen ersten Kondensator (C1) aufweist.
  11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, bei der die Spannungsversorgungsschaltung (20) zumindest eine Ladungspumpe umfasst.
DE102009045802A 2008-11-17 2009-10-19 Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines Transistors Active DE102009045802B4 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US12/272,097 2008-11-17
US12/272,097 US7843237B2 (en) 2008-11-17 2008-11-17 Circuit arrangement for actuating a transistor

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE102009045802A1 DE102009045802A1 (de) 2010-05-20
DE102009045802B4 true DE102009045802B4 (de) 2013-05-29

Family

ID=42105353

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE102009045802A Active DE102009045802B4 (de) 2008-11-17 2009-10-19 Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines Transistors

Country Status (2)

Country Link
US (1) US7843237B2 (de)
DE (1) DE102009045802B4 (de)

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8054110B2 (en) * 2009-01-20 2011-11-08 University Of South Carolina Driver circuit for gallium nitride (GaN) heterojunction field effect transistors (HFETs)
DE102009033550B4 (de) * 2009-07-16 2013-08-22 Carl Freudenberg Kg Elektrostatischer Staubfänger
US8558586B1 (en) * 2012-08-30 2013-10-15 Infineon Technologies Ag Circuit arrangement for driving transistors in bridge circuits
TWI485410B (zh) * 2012-12-03 2015-05-21 Anpec Electronics Corp 靴帶電容偵測電路及靴帶式直流至直流轉換器
US9590499B2 (en) * 2014-07-18 2017-03-07 Semiconductor Components Industries, Llc Drive circuit and method
US9793890B2 (en) * 2015-05-07 2017-10-17 Infineon Technologies Austria Ag System and method for a switch transistor driver
DE102016204182A1 (de) 2016-03-15 2017-09-21 Zf Friedrichshafen Ag Schaltungsanordnung und Verfahren zur integrierten Gate-Spannungsversorgung eines High-Side-Halbleiters in einem Wechselrichter
US9991796B2 (en) * 2016-07-26 2018-06-05 Fuji Electric Co., Ltd. Switch drive circuit
JP6819256B2 (ja) * 2016-12-07 2021-01-27 富士電機株式会社 駆動回路及び該回路を含んでなる半導体モジュール
CN110036557B (zh) * 2017-06-13 2021-07-13 富士电机株式会社 驱动装置和电力转换装置
US10536070B1 (en) * 2018-08-01 2020-01-14 Infineon Technologies Ag Driver for switching gallium nitride (GaN) devices
CN109245498A (zh) * 2018-08-30 2019-01-18 浙江大学 一种利用变压器漏感实现驱动的双管反激拓扑开关电源电路

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2692415A1 (fr) * 1992-06-15 1993-12-17 Merlin Gerin Interrupteur électrique comportant une alimentation.
DE19954538A1 (de) * 1999-11-12 2001-05-17 Bosch Gmbh Robert Schaltungsanordnung zur Spannungsversorgung eines in High-Side-Schaltung betriebenen Schalttransistors
DE10241304A1 (de) * 2002-09-04 2004-03-18 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Betriebsschaltung mit verbesserter Leistungsversorgung einer Treiberschaltung
US6975146B1 (en) * 2004-01-02 2005-12-13 Sauer-Danfoss Inc. High side NFET gate driving circuit
WO2006137221A1 (ja) * 2005-06-24 2006-12-28 Sanken Electric Co., Ltd. 駆動回路

Family Cites Families (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5502632A (en) * 1993-05-07 1996-03-26 Philips Electronics North America Corporation High voltage integrated circuit driver for half-bridge circuit employing a bootstrap diode emulator
DE69403965T2 (de) * 1994-09-16 1998-01-29 Sgs Thomson Microelectronics Integrierte Steuerschaltungsanordnung mit einem Pegelschieber zum Schalten eines elektronischen Schalters
US5543740A (en) * 1995-04-10 1996-08-06 Philips Electronics North America Corporation Integrated half-bridge driver circuit
US7047241B1 (en) * 1995-10-13 2006-05-16 Digimarc Corporation System and methods for managing digital creative works
US7536324B2 (en) * 1996-10-25 2009-05-19 Ipf, Inc. Internet-based system for managing and delivering consumer product brand information to consumers at points of presence along the world wide web (WWW)
US6772139B1 (en) * 1998-10-05 2004-08-03 Smith, Iii Julius O. Method and apparatus for facilitating use of hypertext links on the world wide web
US6826553B1 (en) * 1998-12-18 2004-11-30 Knowmadic, Inc. System for providing database functions for multiple internet sources
US6751343B1 (en) * 1999-09-20 2004-06-15 Ut-Battelle, Llc Method for indexing and retrieving manufacturing-specific digital imagery based on image content
US6868525B1 (en) * 2000-02-01 2005-03-15 Alberti Anemometer Llc Computer graphic display visualization system and method
JP2001297085A (ja) * 2000-02-08 2001-10-26 Fujitsu Ltd 情報検索・配信システム、コンピュータ読み取り可能な記憶媒体、および情報検索・配信プログラム
WO2001071572A2 (en) * 2000-03-22 2001-09-27 Sidestep, Inc. Method and apparatus for dynamic information connection engine
JP2002092303A (ja) * 2000-07-13 2002-03-29 Fumio Ri 個人情報の管理システムおよび利用プログラム
US6848077B1 (en) * 2000-07-13 2005-01-25 International Business Machines Corporation Dynamically creating hyperlinks to other web documents in received world wide web documents based on text terms in the received document defined as of interest to user
JP2002229991A (ja) * 2001-01-31 2002-08-16 Fujitsu Ltd サーバ，ユーザ端末，情報提供サービスシステムおよび情報提供サービス方法
US20020188635A1 (en) * 2001-03-20 2002-12-12 Larson Stephen C. System and method for incorporation of print-ready advertisement in digital newspaper editions
JP4382312B2 (ja) * 2001-09-05 2009-12-09 三菱電機株式会社 駆動制御装置、電力変換装置、電力変換装置の制御方法、および電力変換装置の使用方法
US6646469B2 (en) * 2001-12-11 2003-11-11 Koninklijke Philips Electronics N.V. High voltage level shifter via capacitors
JP2003324937A (ja) * 2002-05-09 2003-11-14 Mitsubishi Electric Corp 駆動装置
DE10232642B4 (de) 2002-07-18 2006-11-23 Infineon Technologies Ag Integrierte Transformatoranordnung
US20040225658A1 (en) * 2003-02-13 2004-11-11 Felix Horber Network-based document management systems
US20040260680A1 (en) * 2003-06-19 2004-12-23 International Business Machines Corporation Personalized indexing and searching for information in a distributed data processing system
ATE490597T1 (de) * 2003-07-04 2010-12-15 Dialog Semiconductor Gmbh Hochspannungschnittstelle und steuerschaltung dafür
DE10333530A1 (de) * 2003-07-23 2005-03-17 Siemens Ag Automatische Indexierung von digitalen Bildarchiven zur inhaltsbasierten, kontextsensitiven Suche
US20090006201A1 (en) * 2003-08-28 2009-01-01 Faseler Jr Walter L Method and apparatus for storing and accessing URL links
US7064598B2 (en) * 2004-03-25 2006-06-20 Silicon Laboratories, Inc. Radio frequency CMOS buffer circuit and method
US20080140626A1 (en) * 2004-04-15 2008-06-12 Jeffery Wilson Method for enabling dynamic websites to be indexed within search engines
US20060008789A1 (en) * 2004-07-07 2006-01-12 Wolfgang Gerteis E-learning course extractor

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2692415A1 (fr) * 1992-06-15 1993-12-17 Merlin Gerin Interrupteur électrique comportant une alimentation.
DE19954538A1 (de) * 1999-11-12 2001-05-17 Bosch Gmbh Robert Schaltungsanordnung zur Spannungsversorgung eines in High-Side-Schaltung betriebenen Schalttransistors
DE10241304A1 (de) * 2002-09-04 2004-03-18 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Betriebsschaltung mit verbesserter Leistungsversorgung einer Treiberschaltung
US6975146B1 (en) * 2004-01-02 2005-12-13 Sauer-Danfoss Inc. High side NFET gate driving circuit
WO2006137221A1 (ja) * 2005-06-24 2006-12-28 Sanken Electric Co., Ltd. 駆動回路

Also Published As

Publication number Publication date
US7843237B2 (en) 2010-11-30
US20100123511A1 (en) 2010-05-20
DE102009045802A1 (de) 2010-05-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE102009045802B4 (de) Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines Transistors
DE102011087434B4 (de) Schaltung und drei Verfahren zum Treiben eines Schalters
DE2451362C3 (de)
DE112017006120T5 (de) Bootstrap-kondensator-überspannungs-überwachungsschaltung für wandler auf gan-transistorbasis
DE102015114365B4 (de) System und verfahren zum generieren einer hilfsspannung
DE112017002655B4 (de) Integrierte Gate-Treiberschaltung zum Ansteuern eines Anreicherungs-GaN-Feldeffekttransistors
DE102017113530B4 (de) Eine Treiberschaltung, entsprechendes Bauelement, Vorrichtung und Verfahren
DE102015102878B4 (de) Elektronische Ansteuerschaltung
DE102015114373A1 (de) System und verfahren für einen schalter mit einem selbstleitenden transistor und einem selbstsperrenden transistor
DE102011087368A1 (de) Anordnung und verfahren zum bootstrapping eines schaltertreibers
DE102005015990A1 (de) Eigenoszillierender Vollbrücken-Treiber IC
DE102016103130B4 (de) Schaltungsanordnung mit einer Gleichrichterschaltung und Verfahren
DE19818465C2 (de) Schaltungsanordnung für eine Ladungspumpe und Spannungsreglerschaltung mit einer derartigen Schaltungsanordnung
DE102011087431A1 (de) Anordnung und Verfahren zum Treiben eines Kaskodenschalters
DE102005039840A1 (de) Bootstrap-Dioden-Emulator mit dynamischer Substratvorspannung und Kurzschlussschutz
DE102015104946B4 (de) Elektronische Treiberschaltung und Verfahren
DE102014103026A1 (de) Gleichrichterschaltung
DE102009024160A1 (de) Elektronische Vorrichtung und Verfahren zur DC-DC-Umwandlung
DE102019104691B4 (de) Diodenschaltung
DE69605024T2 (de) Schmelzblasverfahren für polyarylensulfid und gegenstände
DE102009024161B4 (de) Elektronische Vorrichtung und Verfahren zur DC-DC-Umwandlung
DE60316105T2 (de) Ansteuerschaltung für einen Steueranschluss eines Bipolartransistors mit geschaltetem und einer resonanten Last
DE112018001945T5 (de) Gate-treiberschaltung für high-side-schalter
DE69612829T2 (de) Von sehr niedriger Speisespannung betriebbare hochwirksame Spannungserhöhungsschaltung
DE19655180C2 (de) Spannungsseitiger Schalterkreis

Legal Events

Date Code Title Description
OP8 Request for examination as to paragraph 44 patent law
R016 Response to examination communication
R018 Grant decision by examination section/examining division
R082 Change of representative
R020 Patent grant now final

Effective date: 20130830