DD147300A5

DD147300A5 - Schaltungsanordnung zur erzeugung einer von einer wechselspannung abhaengigen steuergleichspannung

Info

Publication number: DD147300A5
Application number: DD79217041A
Authority: DD
Inventors: Ernst Schroeder
Original assignee: Licentia Gmbh
Priority date: 1978-11-23
Filing date: 1979-11-21
Publication date: 1981-03-25
Also published as: FR2442556A1; SE7909560L; FI793534A; DE2850736C2; AU5297279A; GB2036514A; US4318009A; PL123047B1; CA1140211A; PL219778A1; IT7927047A0; BR7907544A; SU931122A3; YU245179A; JPS5574226A; DK484279A; ZA796330B; IT1125610B; ES486161A1; DE2850736B1

Abstract

Es soll eine Schaltungsanordnung geschaffen werden, die die Umladezeitkonstanten unter Beruecksichtigung einer groszen Ueberschwingsicherheit, eines kleinen Klirrfaktors und des physiologischen Verdeckungseffektes von Rauschsignalen durch starke Nutzsignale steuert. In einem Steuerspannungserzeuger wird eine von einer Wechselspannung abhaengige Steuerspannung durch Umladen eines Ladekondensators gewonnen. Bei Zunahme der Wechselspannung wird ein Leitwert eines ersten Stromkreises erhoeht. Bei schneller Abnahme der Wechselspannung wird ein Leitwert eines an sich staendig leitenden zweiten Stromkreises erhoeht. Der Leitwert des zweiten Stromkreises wird in Abhaengigkeit der Zeitdifferenz zwischen einer Zunahme und einer schnellen Abnahme der Wechselspannungsamplitude gesteuert.

Description

2 1 704 1 ~~^Λ~~ Berlin, den 10.3.1980

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Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhängigen Steuergleichspannung

Anwendungsgebiet der Erfindung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhängigen Steuergleichspannung. Diese Schaltungsanordnungen können als Steuerspannungserzeuger bei einem Kompander-System verwendet werden.

Charakteristik der bekannten technischen Lösungen

Solche Schaltungsanordnungen sind in den eigenen nicht vorveröffentlichten Patentanmeldungen P 28 30 784.8 und P 28 30 786.0 beschrieben. Bei der Kompander-Schaltung wird dem Eingang des Steuerspannungserzeugers bei Kompression das Wechselspannungs-Ausgangssignal und bei Expansion das Wechselspannungs-Eingangssignal eines elektronisch in seiner Verstärkung steuerbaren und im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers über einen weiteren elektronisch steuerbaren Verstärker zugeführt. Das Gleichspannungs-Ausgangssignal des Steuerspannungserzeugers wird sowohl dem Steuereingang des im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers als auch dem Steuereingang des weiteren Verstärkers zugeführt. Der Steuerspannungserzeuger wirkt dabei so, daß er beim Oberschreiten eines Schwellwertes durch die dem Eingang des Steuerspannungserzeugers zugeführte Wechselspannung eine betragsmäßig sich schnell ändernde Gleichspannung erzeugt, die die Verstärkung des im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers soweit verändert, bis die Wechselspannung am Eingang des Steuerspannungserzeugers wieder unter den erwähnten Schwellwert gesunken ist.

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Eine schnelle Änderung des Übertragungsmaßes der im Nutzsignalweg liegenden Verstärker ist besonders dann wichtig, wenn sich der Pegel des Nutzsignals sprungartig in großen Bereichen ändert. Sonst besteht bei einem Pegelsprung von einem kleinen zu einem großen Wert die Gefahr des Überechwingens des Kompressofrausgangssignals und damit der Obersteuerung des Obertragungslonals. Bei einem Pegelsprung in umgekehrter Richtung würden am Ausgang des Expanders in öer Obergangszeit der Nachregelung Rauschsignale hörbar werden, die noch bei vorhandenem Nutzsignal verdeckt wurden. Um ein komplementäres Verhalten von Kompressor und Expander zu erzielen, sollten zweckmäßig die für die Arbeitsweise des Kompressors und des Expanders spezifischen Merkmale bei Kompressor und Expander in gleicher Weise berücksichtigt werden.

Der Steuerspannungserzeuger zur Steuerung des Übertragungsmaßes der im Nutzsignalweg liegenden Verstärker muß daher eine Steuergleichspannung liefern, die dem jeweiligen Pegel des Nutzsignals schnell angepaßt wird. Voraussetzung ist dafür eine bei großen Pegelsprüngen wirksame kurze Umladezeitkonstante am Ladekondensator des Steuerspannungserzeugers. Im stationären Zustand oder bei langsamen Pegeländerungen soll die Umladezeitkonstante jedoch groß sein, damit die Steuergleichspannung nicht im Takte der Nutzsignalfrequenz schwankt. Ein solches Verhalten hätte einen hohen Klirrfaktor zur Folge.

Es wird in diesem Zusammenhang der allgemeine Ausdruck Umladung verwendet, da die obigen Überlegungen sowohl für Schaltungen gültig sind, bei denen der Ladekondensator mit zunehmender Wechselspannungsamplitude geladen wird, als auch

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für solche, bei denen er entladen wird.

Es ergibt sich, daß bei der Bemessung der Umladezeitkonstanten des Ladekondensators mehrere sich widersprechende Forderungen erfüllt werden müssen.

Ziel der Erfindung

Ziel der Erfindung ist es, die bei der Bemessung der Umladezeitkonstanten des Ladekondensators bestehenden Schwierigkeiten zu beseitigen.

Darlegung des Wesens der Erfindung

Die der Erfindung; zugrunde liegende Aufgabe besteht darin, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, die die Umladezeitkonstanten unter Berücksichtigung einer großen Überschwingeicherheit, eines kleinen Klirrfaktors und des physiologischen Verdeckungseffektes von Rauschsignalen durch starke Nutzsignale steuert.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhängigen Steuergleichspannung mit einem Ladekondensator, dessen Ladezustand über steuerbare Lade- und Entladestromkreise in Abhängigkeit der Wechselspannung in der Weise veränderbar ist, daß bei Zunahme der Wechselspannungsamplitude der Leitwert eines ersten Stromkreises erhöht wird und bei schneller Abnahme der Wechselspannungsamplitude der Leitwert eines zweiten Stromkreises erhöht wird, wobei im Steuerweg für den zweiten Stromkreis ein Verzögerungsglied angeordnet ist, bei welcher der Leitwert

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des zweiten Stromkreises in Abhängigkeit der Zeitdifferenz zwischen einer Zunahme und einer schnellen Abnahme der Wechselspannungsamplitude steuerbar ist.

Der zweite Stromkreis enthält vorteilhaft eine Pufferschaltung, die sowohl mit dem Ladekondensator als auch mit einer Spannungsquelle verbunden ist, wobei die Pufferschaltung einen zeitabhängigen Leitwert besitzt.

Die Pufferschaltung enthält zweckmäßig einen Kondensator und einen Widerstand und ist mittels eines elektronisch steuerbaren Schalters mit der Spannungsquelle verbunden.

Der Schalter ist vorteilhaft mit einem Komparator für die Wechselspannung verbunden.

In weiterer vorteilhafter Ausgestaltung der Erfindung kann der Schalter auch mit einem Differenzierglied verbunden sein, das zwischen dem Ladekondensator und einer Bezugsspannung angeordnet ist.

Ein Widerstand des Differenziergliedes ist vorteilhaft mit einem Gleichrichter überbrückt und das Differenzierglied zweckmäßig über einen Trennverstärker mit dem Ladekondensator verbunden.

Der Vorteil der Erfindung besteht darin, daß die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes im Hinblick auf eine kurze Dauer von unverdecktem Rauschen bei Einhaltung des zulässigen Klirrfaktors steuerbar ist.

Mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird das Verhalten des Steuerspannungserzeugers bei einem Rückgang der

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Wechselspannungsamplitude verbessert.

Bei einem langsamen Abfall der Wechselspannungsamplitude erfolgt ein langsames Umladen des Ladekondensators. Der Beginn dieser Umladung setzt in dem Moment ein, in dem der Momentanwert der Wechselspannungsamplitude einen bestimmten Schwellwert unterschreitet. Die Zeitkonstante dieser langsamen Umladung ist so bemessen, daß bei der niedrigsten Signalfrequenz der.maximal zulässige Klirrfaktor gerade erreicht wird.

Bei einem schnellen Abfall der Wechselspannung erweist sich die große Umladezeitkonstante als störend, da z. B. beim Expander das Übertragungsmaß nicht schnell genug vermindert wird, so daß Störgeräusche der Übertragungsstrecke, die vorher vom starken Nutzsignal verdeckt waren, nun hörbar werden. In dem Fall einer schnellen Abnahme der Wechselspannungsamplitude ist daher eine kurze Umladezeit und damit eine kleine Umladezeitkonstante für den Steuerspannungserzeuger erforderlich. Mit Rücksicht auf eine unverzerrte Wiedergabe des letzten Schwingungszuges des starken Nutzsignals darf aber die Umschaltung auf die kleine Zeitkonstante erst dann erfolgen, wenn der letzte Schwingungszug beendet ist. Da die längste Schwingungsdauer bei der niedrigsten Signalfrequenz auftritt, muß die Verzögerungszeit für die Umschaltung von der großen auf die kleine Zeitkonstante nach der niedrigsten Signalfrequenz bemessen werden. Wenn vor Ablauf dieser Verzögerungszeit die Nutzsignalamplitude auf einen kleinen Wert zurückgeht, ist am Ausgang des Expanders zwar unverdecktes Rauschen nachweisbar; das menschliche Gehör benötigt aber eine gewisse Zeit, um sich von einem lauten Schalleindruck auf einen leisen umzu-

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stellen. Das unverdeckte Rauschen wird daher nicht wahrgenommen, wenn die Verzögerungszeit für die Umschaltung der Zeitkonstante kürzer gewählt wird, als die physiologische Anpaßzeit des menschlichen Gehörs beträgt.

Die bisherigen Ausführungen betrafen die Bstriebsfalle, in denen ein Nutzsignal schon eine längere Zeit vorhanden war, bis die Amplitude zurückging. Es gibt jedoch auch Schallereignisse, bei denen die Amplitude kurzzeitig ansteigt und gleich darauf zurückgeht (z. B. Knall, Anschlag einer Klaviersaite). In diesem Fall spielt die Anpaßzeit des menschlichen Gehörs für einen Wechsel von leisen auf laute Geräusche eine Rolle. Die Empfindlichkeit für leise Geräusche wird durch einen sehr kurzen lauten Schalleindruck noch nicht aufgehoben. Dies kann dazu führen, daß innerhalb der oben behandelten Verzögerungszeit nach Ende des kurzen Nutzsignals Störgeräusche am Ausgang des auf ein großes Übertragungsmaß gesteuerten Expanders hörbar werden. Gemäß der Erfindung wird daher bei sehr kurzen Nutzsignalen die nach der niedrigsten Signalfrequenz bemessene Verzögerungszeit verkürzt oder zu Null gesteuert. Die Verkürzung der Verzögerungszeit ist im Hinblick auf den maximalen Klirrfaktor zulässig, da sehr kurze Nutzsignale keine niederfrequenten Spektralariteile aufweisen können, die bei der Bemessung der Verzögerungszeit zu berücksichtigen wären.

Au sführuncjsbei spiel

Die Erfindung wird nun anhand mehrerer Ausführungsbeispiele, die in der Zeichnung dargestellt sind, erläutert. Es zeigen:

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Fig. 1: eine einfache Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung;

Fig. 2: ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform; Fig. 3: ein Blockschaltbild einer dritten Ausführungsform.

Alle Schaltungsanordnungen eignen sich als Steuerspannungserzeuger für solche Kompandersysteme, die dem Steuerspannungserzeuger im stationären Zustand ein Wechselspannungssignal mit konstanter Dynamik zuführen und nur bei eingangsseitigen Amplitudensprüngen eine kurzzeitige Amplitudenänderung hervorrufen, die aber dann durch den Regelkreis auf den stationären Wert zurückgeführt wird. Die dargestellten Schaltungen sind beispielsweise als Steuerspannungserzeuger einsetzbar für die mit 5 bezeichneten Funktionsblöcke der in Fig. 1 und 2 der eingangs genannten DE-PS 24 06 258 dargestellten Schaltung.

Bei der in Fig. 1 dargestellten erfindungsgemäßen Schaltung wird die Wechselspannung einer Komparatorschaltung 3 über eine Eingangsklemme 1 zugeführt. Die Komparatorschaltung 3 ist ausgangsseitig mit einer Stromspiegelschaltung 6 verbunden, die einerseits zur Umladung eines Ladekondensators 7 dient, und damit einen ersten Stromkreis darstellt und die andererseits zur Ansteuerung eines Verzögerungsgliedes 9 dient. Das Verzögerungsglied 9 steuert über einen Inverter 10 einen zweiten Stromkreis 8, dessen Leitwert veränderbar ist. Die am Ladekondensator 7 anstehende Spannung ist als Steuerspannung an einer Ausgangsklemme 2 abgreifbar,

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Die Komparatorschaltung 3 besitzt Komparatoren für die positive und die negative Halbwelle der Eingangswechselspannung mit Referenzspannungen. Die Komparatoren fur die positive und die negative Halbweile bestehen aus gleichartig aufgebauten Differenzverstärkern, die jeweils mit einer Stromquelle zusammenwirken. Der Komparator für die positive Halbwelle besteht aus zwei Transistoren 14 und 15, zwei Emitterwiderständen 12 und 13 im Zusammenwirken mit einer Stromquelle 11. Der Komparator für die negative Halbwelle besteht aus zwei Transistoren 19 und 20, zwei Emitterwiderständen 17 und 18 im Zusammenwirken mit einer Stromquelle 16. Die Emitter der Transistoren jeden Komparators sind über die Emitterwiderstände 12; 13 bzw. 17; zu einem Verbindungspunkt mit der jeweiligen Stromquelle 11 bzw. 16 geführt. Die Wechselspannungssignale werden über die Eingangsklemme 1 den Basen der ersten Transistoren 14; 19 zugeführt. Die Basis des zweiten Transistors 15' des Komparators für die positive Halbwelle ist über eine Eingangsklemme 4 mit einer positiven Referenzspannungsquelle verbunden, während die Basis des zweiten Transistors 20 des Komparators für die negative Halbwelle mit einer Eingangsklemme 5 für die negative Referenzspannung verbunden ist. Bei dem Komparator für die positive Halbwelle ist der Kollektor des ersten Transistors 14, bei dem Komparator für die negative Halbwelle ist der Kollektor des zweiten Transistors 20 mit einer Bezugsspannung (-U) verbunden. Die Kollektoren der anderen beiden Transistoren 15; 19 sind untereinander und mit einem Eingang 21 einer Stromspiegelschaltung 6 aus den Transistoren 24; 25 und 26-verbunden. Die Basisanschlüsse der Transistoren 24 und werden als Steuereingänge 22 und 23 bezeichnet. Die Basen der Transistoren 24; 25; 26 und der Kollektor des Transistors 25 sind mit dem Steuereingang 21 der Stromspiegel-

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schaltung 6 verbunden* Die Emitter der Transistoren 24; und 26 sind untereinander verbunden und an eine Bezugsspannung (-U) geführt. Der Kollektor des Transistors 26 ist mit dem Ladekondensator 7 verbunden. Der Transistor 26 dient als elektronisch steuerbarer erster Stromkreis für diesen Ladekondensator. Der andere Anschluß des Ladekondensators 7 ist an eine Bezugsspannung (Masse) gelegt. Zur Umladung des Ladekondensators 7 in umgekehrter Richtung dient ein zweiter elektronisch steuerbarer Stromkreis 8, der mit dem einen Anschluß an den gemeinsamen Verbindungspunkt des Ladekondensators 7, des Kollektors des Transistors 26 und der Ausgangsklemme 2 gelegt ist und dessen anderer Anschluß mit einer Bezugsspannung (+U) verbunden ist. Der elektronisch steuerbare zweite Stromkreis 8 ist aus zwei einzelnen, parallel geschalteten Strompfaden mit einem Widerstand 31 und der Sörienschaltung eines Widerstandes 28 und eines Schalters 30 aufgebaut. Außerdem ist der vom Ladekondensator 7 entfernt liegende Anschluß des Widerstandes 28 mit einem weiteren Kondensator 29 verbunden, dessen anderer Anschluß an Masse liegt.

Zur Steuerung des elektronisch steuerbaren zweiten Stromkreises 8, insbesondere des Schalters 30, dient ein Steuerteil aus dem Transistor 24, einer Verzögerungsschaltung 9 und eines Inverters 10. Der Kollektor des Transistors 24 ist dabei mit einem Steuereingang der Verzögerungsschaltung 9 verbunden. Ein Ausgang der Verzögerungsschaltung 9 ist über den Inverter 10 mit einem Steuereingang des elektronisch steuerbaren zweiten Stromkreises 8 verbunden. Die Verzögerungsschaltung 9 ist vorteilhaft als stromgesteuerte nachtriggerbare monostabile Kippstufe ausgebildet.

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Die Komparatoren der Schaltung 3 arbeiten in der Weise, daß die Transistoren 15 bzw. 19 einen Strom liefern, sobald der Momentanwert der Eingangswechselspannung Ιλ.ρ den Wert aer positiven Referenzspannung abzüglich des maximalen Spannungsabfalls am Emitterwiderstand 12 ( (^URefl ~ ¹Il * ^R12^ überschreitet oder wenn der Momentanwert die negative Referenzspannung zuzüglich des maximalen Spannungsabfalls am Emitterwiderstand 18 (-^u _Refo ^{+ 1}Ig · ^ unterschreitet. Der von den Transistoren 15 bzw. 19 gelieferte Strom wird in den Eingang 21 der Stromspiegelschaltung 6 eingespeist. Eine solche in der IC-Technik übliche Schaltung dient dazu, mit einem Steuerstrom ein oder mehrere weitere Ströme im Verhältnis 1:1 zu steuern. Die gesteuerten Ströme stellen von der Größe her ein genaues Abbild des Steuerstromes dar. Im vorliegenden Fall fließt in den jeweiligen Kollektor der Transistoren 24 und 26 der gleiche Strom, der in den Steuereingang 21 der Stromspiegelschaltung 6 eingespeist wird. Dadurch ist es möglich, mit dem Steuerstrom aus den Kollektoren der Transistoren 15 und 19 sowohl den Ladestrom für den Ladekondensator 7 über den Transistor 26 zu steuern als auch die Verzögerungsschaltung 9 über den Transistor 24 anzusteuern.

Die obengenannten Angaben für den Momentanwert der Eingangswechselspannung stellen die Schwellwerte dar, bei denen der erste Stromkreis leitend wird. Im stationären Zustand werden diese Schwellwerte von den Spitzen der Momentanwerte der Eingangswechselspannung gerade überschritten. Der periodisch in dem ersten Stromkreis fließende Strom kompensiert dann gerade den Strom im auf geringste Leitfähigkeit eingestellten zweiten Stromkreis, so daß am

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Ladekondensator 7 eine konstante Steuerspannung Ug abgreifbar ist.

Bei einem plötzlichen Pegelanstieg werden die durch die Referenzspannungen vorgegebenen Schwellwerte erheblich überschritten. Als Wirkungsfolge gelangt an deYi Steuereingang 21 ein erhöhter Steuerstrom, worauf der Ladestrompfad mit dem Transistor 26 einen erhöhten Ladestrom liefert. Die Schaltung ist vorzugsweise so bemessen, daß ein zu dem Verhältnis aus dem Momentanwert der Eingangswechselspannung und den obengenannten Schwellwerten proportionaler Ladestrom fließt.

In der geschilderten Weise wird so die Ladespannung am Ladekondensator 7, die unmittelbar das Übertragungsmaß der steuerbaren Verstärker bestimmt, dem erhöhten Wechselspannungspegel durch Variieren der Ladezeitkonstante angepaßt. Ein starkes Oberschwingen, das ein Übersteuern des in seinem Dynamikumfang eingeschränkten Übertragungskanals zur Folge haben könnte, wird vermieden.

Da als Steuerparameter u. a. die Amplitudensprünge der Wechselspannung dienen, läßt sich eine schnelle Zuordnung zwischen dem Übertragungsmaß der Verstärker und dem Nutzsignalpegel über einen großen Pegelbereich mit guter Genauigkeit erzielen.

Über die dem Steuereingang 21 zugeführten Signale wird auch mittels des Transistors 24 die Verzögerungsstufe 9, die vorteilhaft als stromgesteuerte nachtriggerbare monostabile Kippstufe ausgeführt ist, angesteuert. Wenn der Steuerstrom, der in den Eingang der Verzögerungsschaltung 9 fließt, eine

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vorgegebene Schwelle überschreitet, kippt die Verzögerungsschaltung 9 in einen instabilen Zustand. Das durch den Inverter 10 invertierte Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 9 bewirkt, daß der Schalter 30 geöffnet ist und somit der Parallelzweig des zweiten Stromkreises keinen Beitrag zur Leitfähigkeit liefert.

Für den Fall, daß die Momentanwerte der Eingangswechselspannung U_Np die obengenannten Schwellwerte nicht mehr erreichen, behält die Verzögerungsschaltung 9 ihren instabilen Zustand noch für eine vorbestimmte Verzögerungszeit bei. Nach Ablauf dieser Verzögerunefszeit wird der Schalter 30 geschlossen, und der Leitwert des zweiten Stromkreises wird durch das Einschalten des Parallelzweiges erhöht. In der dargestellten Ausführungsform wird der Stromkreis 8 vorteilhaft zwischen zwei Leitwerten umgeschaltet. Mit dieser Schaltung werden zwei Umladezeitkonstanten für den Ladekondensator 7 realisiert. Anstelle des Stromkreises 8 sind auch Schaltungen mit einem Transistor, der unterschiedlich angesteuert wird, denkbar. Durch das Verhalten der in dem Steuerzweig des zweiten Stromkreises angeordneten Verzögerungsschaltung wird erreicht, daß nach einem schnellen Absinken der Eingangswechselspannung das Abklingen des Nutzsignals nicht durch eine ebenso schnelle Änderung des Übertragungsmaßes verfälscht werden kann. Andererseits wird aber nach Ablauf der Verzögerungszeit das Übertragungsmaß der steuerbaren Verstärker so rechtzeitig geändert, daß ein störendes Rauschen nicht bemerkt werden kann.

Ein anderes Verhalten zeigt die Schaltung, wenn nach einem zurückgehenden Nutzsignal oder nach dem Betriebsfall ohne Ansteuerung die Wechselspannungsamplitude plötzlich ansteigt

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und gleich darauf wieder abfällt. Vor Eintritt dieses Signalereignisses ist der Stromkreis 8 durch Schließen des Schalters 30 auf größte Leitfähigkeit gesteuert. Da der eine Anschluß des Stromkreises 8 mit der Spannung +L) verbunden ist, weist der Kondensator 29 zwischen dem Widerstand 28 und Masse ebenfalls die Ladung +U auf. Ein plötzliches Ansteigen des Wechselspannungssignals hat zur Folge, daß das Verzögerungsglied in den instabilen Zustand kippt, und daß durch das Ausgangssignal über den Inverter 10 der Schalter 30 geöffnet wird. Wenn kurz darauf der Wechselspannungspegel wieder unter die durch die Referenzspannungen vorgegebenen Schwellwerte sinkt, erhält zwar der Steuereingang der Verzögerungsschaltung 9 keine weiteren Triggerimpulse, für die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes bleibt aber der Schalter 30 geöffnet. In diesem Fall trägt die vom Kondensator 29 gespeicherte Ladung zur Vergrößerung des Leitwertes dös zweiten Stromkreises 8 bei und überbrückt damit die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 9. Die Ladung des Kondensators 29 fließt nach öffnen des Schalters 30 über den Widerstand ab. Oe größer jedoch die Differenz zwischen dem Anstiegszeitpunkt und dem Abfallzeitpunkt der Wechselspannungsamplitude ist, um so geringer wird die Wirkung des Kondensators 29. Mit zunehmender Zeitdifferenz zwischen Anstieg und Abfall der Wechselspannungsamplitude vergrößert sich daher die effektive Zeit zur Umschaltung des Steuerspannungserzeugers von der großen auf die kleine Zeitkonstante, bis der Maximalwert in der Größe der Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 9 erreicht wird.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel ist in Fig. 2 dargestellt. Die entsprechenden Baugruppen sind mit den gleichen Bezugs-

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Ziffern versehen wie in Fig. 1. Der Komparator 3 und die Stromspiegelschaltung 6 sind nur als Blöcke dargestellt. Zusätzlich zu der Schaltung in Fig. 1 enthält die Schaltung in Fig. 2 einen weiteren Komparator 32, der z. B. ebenso aufgebaut sein kann, wie der Komparator 3. Der Unterschied gegenüber dem Komparator 3 besteht lediglich darin, daß' Eingangsklemmen 33 und 34 an Referenzspannungen ^URef3 ^un<^ ~^URef4 -^^e9^en» die betragsmäßig größer sind, als die entsprechenden Referenzspannungen U„ _x und -U_R ^₂. Der Ausgang des Komparators 32 vermag den Schalter 30 zu steuern, wobei er mit dem anderen Steuerzweig aus dem Stromspiegel 6, der Verzögerungsschaltung 9 und dem Inverter 10 über ein ODER-Verknüpfungsglied 35 mit dem Steuereingang des Schalters 30 verbunden ist. Wenn der Komparator 32 so aufgebaut ist wie der Komparator 3, ist sein Ausgangswert ein Strom. Es ist dann erforderlich, daß der zweite Eingang des ODER-Verknüpfungsgliedes 35 stromempfindlich ist oder daß ein Strom-Spannungs-Wandler zwischengeschaltet ist.

Die beschriebene Zusatzschaltung 32; 35 dient dazu, die effektive Verzögerungszeit zum Umschalten von der langen auf die kurze Zeitkonstante nach einem kurzen Nutzsignal zu steuern. Beim plötzlichen Anstieg eines Nutzsignals führt die erste Halbwelle zu einem Überschwingen. Ein Oberschwingen ist grundsätzlich unvermeidbar, da der Steuerspannungserzeuger eine gewisse Regelabweichung benötigt, um reagieren zu können. Dieser Spitzenwert der Eingangswechselspannung bewirkt, daß der Komparator 32 beim Überschreiten der Referenzspannungen U„ _r-, bzw. "^Ref4 ^se:i-^nen Ausgangszustand ändert und über das ODER-Verknüpf ungsglied 35 den Schalter 30 kurzzeitig schließt.

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Ober den geschlossenen Schalter 30 wird dann der Kondensator 29 auf die Spannung +U aufgeladen. Infolge der kleinen Einschwingzeit durch Umladen des Ladekondensators über die Stromspiegelschaltung 6 sinkt die Spannung am Komparator 32 sofort wieder unter die genannten Referenzspannungen, und der Schalter 30 öffnet, da er wegen der Haltezeit des Verzögerungsgliedes 9 durch dieses noch nicht "geschlossen" gesteuert ist. Nun ist aber der Kondensator geladen und wirkt wie vorher beschrieben; das heißt, der Stromkreis 8 liefert für eine gewisse Zeit einen höheren Strom. Wenn kurz darauf die Wechselspannungsamplitude wieder stark zurückgeht, überbrückt die vom Kondensator abfließende Ladung die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 9. Auch in diesem Fall verlängert sich die effektive Verzögerungszeit in Abhängigkeit von der Dauer des Nutzsignals. Die Schaltung nach Fig. 2 hat den Vorteil, daß sie bei jedem plötzlichen Ansteigen der Wechselspannungsamplitude reagiert, und die Schaltung damit unabhängig von dem Zustand des Steuerspannungserzeugers vor Eintritt des Signalereignisses wird; also auch dann, wenn vor dem Ereignis der Schalter 30 durch die Signale des Verzögerungsgliedes 9 und des Inverteers 10 schon geöffnet war. Die Referenzspannungen U^ ,, und -U_R ,^ sind vorzugsweise so bemessen, daß die Aufladung des Kondensators 29 nur bei Pegelsprüngen an der Klemme 1 von mehr als etwa 10 dB aufwärts erfolgt. Dieses Kriterium für die Wahl der kleinen Umladezeitkonstante nach einem plötzlichen Rückgang des Nutzsignals ist damit weitgehend an die physiologische Anpaßzeit des menschlichen Gehörs von leisen auf laute Schallereignisse abgestimmt.

In Fig. 3 ist noch eine weitere Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Auch hier sind wieder diejenigen Baugruppen,

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die denen aus Fig. 1 und 2 entsprechen, mit den gleichen Bezugszeichen versehen. Anstelle des Komparators 32, der die Eingangswechselspannung bewertet, enthält die Schaltung nach Fig. 3 ein Differenzierglied mit einem Kondensator und einem Widerstand 37, welches eine Ladezustandsänderung am Ladekondensator bewertet. Parallel zu dem Widerstand ist eine Diode 38 geschaltet, die dazu dient, Spannungen, die von einer Zustandsänderung am Ladekondensator 7 in Richtung einer Abnahme der Wechselspannung an der Klemme herrühren, kurzzuschließen. Mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt des Kondensators 36, des Widerstandes 37 und der Diode 38 ist die Basis eines Transistors 39 verbunden. Dieser Transistor steuert über das ODER-Verknüpfungsglied 35 den Schalter 30. Bei einer Ladungsänderung am Ladekondensator 7, die durch eine Zunahme der Wechselspannung hervorgerufen wird, erfolgt über den Kondensator 36 eine ebenso große Änderung der Spannung am Widerstand 37. Diese Spannung steuert den Transistor 39 leitend, so daß über das ODER-Verknüpfungsglied 35 der Schalter 30 geschlossen wird und der Kondensator 29 geladen wird. In Abhängigkeit der Zeitkonstante des Differenziergliedes 36; 37 geht die Spannung am Widerstand 37 zurück, so daß nach einer gewissen Zeit der Transistor 39 gesperrt wird. Der Schalter 30 öffnet daraufhin. Bei einem plötzlichen Anstieg der Wechselspannung und einem kurz darauf folgenden Rückgang arbeitet die Schaltung in gleicher Weise wie im Zusammenhang mit der Fig. 2 beschrieben.

Es ist auch möglich, den Kollektor des Transistors 39 über einen Widerstand 41 mit dem Ladekondensator 7 zu verbinden, wie in der Fig. 3 durch eine gestrichelte Linie angedeutet. In diesem Fall könnten das ODER-Verknüpfungsglied 35 und

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der Kondensator 29 entfallen. Die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 39 und der Widerstand 41 ist dann dem Stromkreis 8 parallel geschaltet. Kurz nach Ladungsänderung des Ladekondensators 7 - verursacht durch ein Ansteigen der Wechselspannung -ist die Leitfähigkeit des Transistors 39 auf einen Maximalwert gesteuert. Die Leitfähigkeit geht in Abhängigkeit der Zeitkonstante des Differenziergliedes mit dem Kondensator 36 und dem Widerstand 37 zurück. Die Wirkung auf die Umladezeitkonstante des Ladekondensators 7 ist somit die gleiche wie im Zusammenhang mit dem Kondensator 29 und dem Widerstand 28 erläutert.

Zwischen dem Kondensator 36 und dem Ladekondensator 7 kann auch ein Trennverstärker 40 vorgesehen werden, damit das Differenzierglied 36; 37 nicht den Wert der Zeitkonstante aus der Stromspiegelschaltung 6, dem Ladekondensator 7, dem Widerstand 28 und dem Kondensator 29 beeinflußt*

Claims

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1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhängigen Steuergleichspannung mit einem Ladekondensator, dessen Ladezustand über steuerbare Lade- und Entladestromkreise in Abhängigkeit oer Wechselspannung in der Weise veräbderbar ist, daß bei Zunahme der Wechselspannungsamplitude der Leitwert eines ersten Stromkreises erhöht wird und bei schneller Abnahme der Wechselspannungsamplitude der Leitwert eines zweiten Stromkreises erhöht wird, wobei im Steuerweg für den zweiten Stromkreis ein Verzögerungsglied angeordnet ist, gekennzeichnet dadurch, daß der Leitwert des zweiten Stromkreises (8) in Abhängigkeit der Zeitdifferenz zwischen einer Zunahme und einer schnellen Abnahme der Wechselspannungsamplitude steuerbar ist.

2. Schaltungsanordnung nach Punkt 1, gekennzeichnet dadurch, daß der zweite Stromkreis (8) eine Pufferschaltung (28; 29) enthält, die sowohl mit dem Ladekondensator (7) als auch mit einer Spannungsquelle (+U) verbunden ist, und daß die Pufferschaltung (28; 29) einen zeitabhängigen Leitwert besitzt.

3« Schaltungsanordnung nach Punkt 2, gekennzeichnet dadurch, daß die Pufferschaltung (28; 29) einen Kondensator (29) und einen Widerstand (28) enthält und mittels eines elektronisch steuerbaren Schalters (30) mit der Spannungsquelle (+U) verbunden ist«

4. Schaltungsanordnung nach Punkt 3> gekennzeichnet dadurch, daß der Schalter (30) mit einem Komparator (32) für die Wechselspannung verbunden ist.

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5. Schaltungsanordnung nach Punkt 3, gekennzeichnet dadurch, daß der Schalter (30) mit einem Differenzierglied (36; 37) verbunden ist, das zwischen dem Ladekondensator (7) und einer Bezugsspannung (+U) angeordnet ist.

6. Schaltungsanordnung nach Punkt 5, gekennzeichnet dadurch, daß ein Widerstand (37) des Differenziergliedes (36; 37) mit einem Gleichrichter (38) überbrückt ist.

7. Schaltungsanordnung nach Punkt 5 oder 6, gekennzeichnet dadurch, daß das Differenzierglied (36; 37) über einen Trennverstärker (40) mit dem Ladekondensator (7) verbunden ist.

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