NO793796L - Koplingsanordning for frembringelse av en av en vekselspenning avhengig styrelikespenning - Google Patents

Description

Koplingsanordning for frembringelse av en av en vekselspenning avhengig styrelikespenning

Oppfinnelsen angår en koplingsanordning for frembringelse av en av en vekselspenning avhengig styrelikespenning, og som er av den type som er angitt i innledningen til patentkrav 1.

Sådanne koplingsanordninger er beskrevet i søkerens tidligere norske patentsøknader nr. 79 2257 og 79 2258. Det er mulig å benytte disse koplingsanordninger som styrespen-ningsfrembringer i et kompandersystem, slik det f.eks. er beskrevet i DE-PS 2 406 258. I kompanderkoplingen blir ved kompresjon vekselspenningsutgangssignalet og ved ekspansjon vekselspenningsinngangssignalet til en forsterker som har elektronisk styrbar forsterkning og som ligger i nyttesignalveien, over en ytterligere, elektronisk styrbar forsterker tilført til styrespenningsfrembringerens inngang. Styrespenningsfrembringerens likespenningsutgangssignal tilføres både til styreinngangen til den i nyttesignalveien beliggende forsterker og til styreinngangen til den ytterligere forsterker. Styrespenningsfrembringeren virker da slik at den ved overskridelse av en terskelverdi ved hjelp av den til styrespen-ningsf rembringerens inngang tilførte vekselspenning frembrin-ger en størrelsesmessig raskt varierende likespenning som endrer forsterkningen til den i nyttesignalveien beliggende forsterker inntil vekselspenningen på styrespenningsfrembringerens inngang på nytt har sunket under den nevnte terskelverdi .

En rask endring av transmisjonsmålet eller transmisjonsforholdet til den i nyttesignalveien beliggende forsterker er særlig viktig når nyttesignalets nivå endres sprangliknende i store områder. Ved et nivåsprang fra en liten til en stor verdi er det ellers fare for oversvingning av kompressorutgangssignalet og dermed overstyring av over-føringskanalen. Ved et nivåsprang i omvendt retning ville det på ekspanderens utgang under overgangstiden for etter-reguleringen bli hørbare støysignaler som heller ikke ville skjules ved tilstedeværende nyttesignal.. For å oppnå en kom-plementær oppførsel av kompressor og ekspander, bør hensikts-messig de kjennetegn som er spesielle for kompressorens og ekspanderens arbeidsmåte, tas i betraktning på samme måte ved kompressor og ekspander.

Styringsspenningsfrembringeren for styring av transmisjonsforholdet for den i nyttesignalveien beliggende forsterker må derfor avgi en styrelikespenning som raskt til-passes det aktuelle nivå av nyttesignalet. Forutsetningen for dette er en ved store nivåsprang virksom, kort omladningstidskonstant på styrespenningsfrembringerens ladekondensator. I stasjonær tilstand eller ved langsomme nivåendringer skal imidlertid omladningstidskonstanten være stor for at styre-likespenningen ikke skal svinge i takt med nyttesignalfre-kvensen. En sådan oppførsel ville ha en høy klirrfaktor som resultat.

I denne sammenheng benyttes det generelle uttrykk omladning da ovenstående betraktninger er gyldige både for koplinger i hvilke ladekondensatoren opplades med tiltagende vekselspenningsamplitude, og for koplinger i hvilke den ut-lades.

Det viser seg at det ved dimensjoneringen av ladekondensatorens omladningstidskonstanter må oppfylles flere innbyrdes motstridende krav. Formålet med oppfinnelsen er derfor å tilveiebringe en koplingsanordning som styrer omlad-ningstidskonstantene under hensyntagen til en stor oversvings-sikkerhet, en liten klirrfaktor og den fysiologiske tildek-ningseffekt av støysignaler ved hjelp av sterke nyttesignaler.

Ovennevnte formål oppnås ved en kopling ifølge innledningen til patentkrav 1 ved hjelp av de i karakteristik-ken angitte kjennetegn.

Fordelaktige utførelser av koplingsanordningen er angitt i underkravene.

Fordelen med oppfinnelsen består i at forsinkelsesleddets forsinkelsestid er styrbar med henblikk på en kort varighet av ikke-skjult støy ved overholdelse av den tillatelige klirrfaktor.

Med koplingsanordningen ifølge oppfinnelsen blir styrespenningsfrembringerens oppførsel ved en tilbakegang av vekselspenningsamplituden forbedret.

Ved en langsom reduksjon av vekselspenningsamplituden skjer en langsom omladning av ladekondensatoren. Begyn-nelsen av denne omladning starter i detøyeblikk da veksel-spenningsamplitudens momentalverdi underskrider en bestemt terskelverdi. Tidskonstanten for denne langsomme omladning er dimensjonert slik at den maksimalt tillatelige klirrfaktor nettopp oppnås ved den laveste signalfrekvens.

Ved en rask reduksjon av vekselspenningen viser den store omladningstidskonstant seg å være forstyrrende, da transmisjonsforholdet f.eks. ved ekspanderen ikke reduseres raskt nok, slik at forstyrrelser på overføringsstrekningen, som tidligere var skjult av det sterke nyttesignal, nå blir hørbare. I tilfellet med en rask reduksjon av vekselspenningsamplituden er derfor en kort omladningstid og dermed en liten omladningstidskonstant for styrespenningsfrembringeren nødvendig. Med hensyn til en uforvrengt gjengivelse av det siste svingnings- eller bølgetog av det sterke nyttesignal kan imidlertid omkoplingen til den lille tidskonstant først skje når det siste svingningstog er avsluttet. Da den lengs-te svingningsvarighet opptrer ved den laveste signalfrekvens, må forsinkelsestiden for omkoplingen fra den :store til den lille tidskonstant avpasses etter den laveste signalfrekvens. Når nyt.tesignalamplituden går tilbake til en liten verdi før utløpet av denne forsinkelsestid, kan riktignok ikke-skjult støy påvises på ekspanderens utgang. Den menneskelige hørsel trenger imidlertid en viss tid til å omstille seg fra et høyt lydinntrykk til et svakt lydinntrykk. Den ikke-skjulte støy blir derfor ikke lagt merke til når forsinkelsestiden for tidskonstantens omkopling velges kortere enn den fysiologiske tilpasningstid for den menneskelige hørsel.

De foregående betraktninger gjelder de driftstil-feller hvor et nyttesignal allerede har vært til stede i lengre tid før amplituden går tilbake. Det finnes imidlertid også lydtildragelser ved hvilke amplituden stiger kortvarig og like etter går tilbake (f.eks. smell, anslag mot et klaver-streng). I dette tilfelle spiller tilpasningstiden for den menneskelige hørsel en rolle for en veksling fra svake til høye lyder. Følsomheten for svake lyder blir på grunn av et meget kort, høyt lydinntrykk ennå ikke opphevet. Dette kan føre til at det innenfor den ovenfor omtalte forsinkelsestid etter avslutning av det korte nyttesignal blir hørbare forstyrrelser på utgangen av ekspanderen som er styrt til et høyt transmisjonsforhold. Ifølge oppfinnelsen blir derfor den etter den laveste signalfrekvens avpassede forsinkelsestid ved meget korte nyttesignaler redusert eller styrt til null. Forkortelsen av forsinkelsestiden er med henblikk på den maksimale klirrfaktor tillatelig da meget korte nyttesignaler ikke kan oppvise noen lavfrekvente spektralandeler som må tas i betraktning ved avpasningen av forsinkelsestiden.

Oppfinnelsen skal beskrives nærmere i det følgende i forbindelse med utførelseseksempler under henvisning til tegningene, der fig. 1 viser en enkel utførelsesform av koplingen ifølge oppfinnelsen, fig. 2 viser et blokkoplings-skjema av en andre utførelsesform, og fig. 3 viser et blokk-koplingsskjerna av en tredje utførelsesform.

Alle koplingsanordninger egner seg som styrespen-ningsf rembringere for sådanne kompandersystemer som til styrespenningsfrembringeren i stasjonær tilstand tilfører et vekselspenningssignal med konstant dynamikk og bare ved amplitudesprang på inngangssiden fremkaller en kortvarig amplitudeendring, men som imidlertid da føres tilbake til den stasjonære verdi ved hjelp av reguleringskretsen. De viste koplinger kan eksempelvis innsettes som styrespennings-frembringere for de med 5 betegnede funksjonsblokker i den kopling som er vist på fig. 1 og 2 i det innledningsvis nevnte DE-PS 2 406 258.

I den på fig. 1 viste kopling ifølge oppfinnelsen, blir vekselspenningen tilført til en komparator- eller sam-menliknerkopling 3 over en inngangsklemme 1. Sammenliknerkoplingen 3 er på utgangssiden forbundet med en strømspeil-kopling 6 som på den ene side tjener til omladning av en ladekondensator 7 og således fremstiller en første strømkrets,

og som pa den annen side tjener til styring av et forsinkel-sesledd 9. Over en inverter 10 styrer forsinkelsesleddet 9

en andre strømkrets 8 hvis ledningsevne er varierbar. Den på ladekondensatoren 7 tilstedeværende spenning kan uttas som styrespenning på en utgangsklemme 2.

Sammenliknerkoplingen 3 inneholder sammenliknere for sammenlikning av den positive og den negative halvbølge av inngangsvekselspenningen med referansespenninger. Sammen-liknerne for den positive og den negative halvbølge består av likeartet oppbyggede differanseforsterkere som hver sam- virker med en strømkilde. Sammenlikneren for den positive halvbølge består av to transistorer 14 og 15, og to emittermotstander 12 og 13 i samvirkning med en strømkilde 11. Sammenlikneren for den negative halvbølge består av to transistorer 19 og 20 og to emittermotstander 17 og 18 i samvirkning med en strømkilde 16. Emitterne i transistorene i hver sammenlikner er over emittermotstandene 12, 13 hhv. 17, 18 ført til et forbindelsespunkt med den aktuelle strømkilde 11 hhv. 16. Vekselspenningssignalene blir over inngangsklemmen 1 tilført til de første transistorers 14, 19 basiser. Basisen i den andre transistor 15 i sammenlikneren for den positive halvbølge er over en inngangsklemme 4 forbundet med en positiv referansespenningskilde, mens basisen i den andre transistor 20 i sammenlikneren for den negative halvbølge er forbundet med en inngangsklemme 5 for den negative referansespenning. Den første transistors 14 kollektor i sammenlikneren for den positive halvbølge såvel som den andre transistors 20 kollektor i sammenlikneren for den negative halvbølge er forbundet med en referansespenning (-U). Kollektorene i de to andre transistorer 15, 19 er forbundet med hverandre og med en inngang 21 til strømspeilkoplingen 6 som består av transistorene 24, 25 og 26. Basistilkoplingene til transistorene 24 og 26 betegnes som styreinnganger 22 og 23. Transistorenes 24, 25, 26 baSiser og transistorens 25 kollektor er forbundet'med strømspeilkoplingens 6 styreinngang 21. Transistorenes 24, 25 og 26 emittere er forbundet med hverandre og er ført til en referansespenning (-U). Transistorens 2 6 kollektor er forbundet med ladekondensatoren 7. Transistoren 26 tjener som elektronisk styrbar, første strøm-krets for denne ladekondensator. Ladekondensatorens 7 andre tilkoplingsklemme er koplet til en referansespenning (jord). For omladning av ladekondensatoren 7 i omvendt retning tjener en andre elektronisk styrbar strømkrets 8 som med den ene tilkoplingsklemme er koplet til det felles forbindelsespunkt mellom ladekondensatoren 7, transistorens 2 6 kollektor og utgangsklemmen 2, og hvis andre tilkoplingsklemme er forbundet med en referansespenning (+U). Den elektronisk styrbare andre strømkrets 8 er oppbygget av to separate, parallell-koplede strømbaner med en motstand 31 og en seriekopling av en motstand 28 og en bryter 30. Dessuten er den fra ladekondensatoren 7 fjerntliggende tilkoplingsklemme av motstanden 28 forbundet med en ytterligere kondensator 29 hvis andre tilkoplingsklemme er koplet til jord.

For styring av den elektronisk styrbare andre strøm-krets 8, og særlig av bryteren 30, tjener en styredel av transistoren 24, forsinkelseskoplingen 9 og inverteren 10. Transistorens 24 kollektor er her forbundet med en styreinngang til forsinkelseskoplingen 9. En utgang fra forsinkelseskoplingen 9 er over inverteren 10 forbundet med en styreinngang til den elektronisk styrbare, andre strømkrets 8. Forsinkelseskoplingen 9 er med fordel utformet som strømstyrt, ettertriggbart, monbstabilt vippetrinn.

Ko<p>lingens 3 sammenliknere arbeider på den måte at transistorene 15 hhv. 19 avgir strøm såsnart momentanverdien av inngangsvekselspenningen UNFoverskrider verdien av den positive referansespenning med fratrekk av det maksimale spenningsfall over emittermotstanden 12 (UR ^ - • Ri2^'eller når momentanverdien underskrider den negative referansespenning med tillegg av det maksimale spenningsfall over emittermotstanden 18 (-U_ c~ + I-, c . R0,-). Den fra transistore-Rer2 16 3 4

ne 15.hhv. 19 avgitte strøm innmates på inngangen 21 til strømspeilkoplingen 6. En sådan kopling, som er vanlig innenfor området for integrert kretsteknikk, tjener til ved hjelp av en styrestrøm å styre en eller flere ytterligere strømmer i forholdet 1:1. De styrte strømmer fremstiller ut fra sin størrelse et nøyaktig bilde av styrestrømmen. I transistorenes 24 og 26 respektive kollektorer flyter i det foreliggende tilfelle den samme strøm som innmates på strøm-speilkoplingens 6 styreinngang 21. Med styrestrømmen fra transistorenes 15 og 19 kollektorer er det derved mulig å styre både ladestrømmen for ladekondensatoren 7 over transistoren 26 og å styre forsinkelseskoplingen 9 over transistoren 24 .

Ovenstående angivelser for momentanverdien av inngangsvekselspenningen fremstiller de terskelverdier med

-hvilke den første strømkrets blir ledende. I stasjonær tilstand blir disse terskelverdier direkte overskredet av top-pene av inngangsvekselspenningens momentanverdier. Strømmen

som flyter periodisk i den første strømkrets, kompenserer da direkte strømmen i den på den minste ledningsevne innstilte, andre strømkrets, slik at det på ladekondensatoren 7 kan uttas en konstant styrespenning Uc .

Ved en plutselig nivåstigning blir de ved hjelp av referansespenningene på forhånd gitte terskelverdier betyde-lig overskredet. Som resultat ankommer det til styreinngangen 21 en øket styrestrøm hvoretter ladestrømbanen med transistoren 26 avgir en øket ladestrøm. Koplingen er fortrinnsvis avpasset slik at det flyter en ladestrøm som er propor-sjonal med forholdet mellom inngangsvekselspenningens momen-tanverdi og ovennevnte terskelverdier.

På den beskrevne måte blir således ladespenningen på ladekondensatoren 7, som direkte bestemmer transmisjonsforholdet for den styrbare forsterker, tilpasset til det økede vekselspenningsnivå ved variasjon av ladetidskonstan-tene. En sterk oversvingning, som kunne ha som resultat en overstyring av den i sitt dynamikkområde begrensede overfø-ringskanal, unngåes.

Da blant annet.vekselspenningens amplitudesprang tjener som styreparameter, kan det med god nøyaktighet oppnås en rask tilordning mellom forsterkerens transmisjonsforhold og nyttesignalnivået over et stort nivåområde.

Ved hjelp av de til styreinngangen 21 tilførte sig-naler blir også forsinkelsestrinnet 9, som med fordel er ut-ført som strømstyrt, ettertriggbart, monostabilt vippetrinn, styrt ved hjelp av transistoren 24. Når styrestrømmen som flyter på forsinkelseskoplingens 9 inngang, overskrider en forutbestemt terskel, vipper forsinkelseskoplingen 9 til en ustabil tilstand. Det ved hjelp av inverteren 10 inverterte utgangssignal fra forsinkelseskoplingen 9 bevirker at bryteren 30 åpnes og parallellgrenen i den andre strømkrets således ikke gir noe bidrag til ledningsevnen.

For det tilfelle at inngangsvekselspenningens UNFmomentanverdier ikke lenger oppnår de ovennevnte terskelverdier, bibeholder forsinkelseskoplingen 9 sin ustabile tilstand ytterligere i en forutbestemt forsinkelsestid. Etter utløpet av denne forsinkelsestid lukkes bryteren 30 og ledningsevnen for den andre strømkrets 8 blir ved hjelp av inn- koplingen av parallellbanen øket. I den viste utførelses-form blir strømkretsen 8 med fordel omkoplet mellom to led-ningsevner. Med denne kopling realiseres to omladningstidskonstanter for ladekondensatoren 7. I stedet for strkmkret-sen 8 kan det også tenkes koplinger med en transistor som styres på forskjellig måte. Ved hjelp av oppførselen til forsinkelseskoplingen som er anordnet i styregrenen for den andre strømkrets, oppnåes at hendøingen eller borttoningen av nyttesignalet etter en rask reduksjon av inngangsvekselspenningen ikke kan forlenges på grunn av en like rask endring av transmisjonsforholdet. Etter utløpet av forsinkelsestiden blir på den annen side transmisjonsforholdet for den styrbare forsterker i riktig tid endret slik at en forstyrrende støy ikke kan merkes.

En annen oppførsel oppviser koplingen når vekselspenningsamplituden etter et tilbakegående nyttesignal eller etter driftstilfellet uten styring plutselig stiger og like etter på nytt avtar. Før opptreden av denne signaltildragel-se er strømkretsen 8 ved lukning av bryteren 30 styrt til største ledningsevne. Da strømkretsens 8 ene tilkoplingsklemme er forbundet med spenningen +U, oppviser kondensatoren 2 9 likeledes ladningen +U mellom motstanden 28 og jord. En plutselig stigning av vekselspenningssignalet har som resultat at forsinkelsesleddet vipper til den ustabile tilstand, og at bryteren 30 åpnes ved hjelp av utgangssignalet over inverteren 10. Når vekselspenningsnivået kort deretter på nytt synker under de ved hjelp av referansespenningene forutbestemte terskelverdier, mottar riktignok forsinkelseskoplingens 9 styreinngang ingen ytterligere triggerpulser, men under forsinkelsesleddets forsinkelsestid forblir imidlertid bryteren 30 åpnet. I dette tilfelle bidrar den av kondensatoren 29 lagrede ladning til økning av ledningsevnen for den andre strømkrets 8, og overspenner dermed forsinkelsesleddets 9 forsinkelsestid. Etter åpning av bryteren 30 flyter kondensatorens 29 ladning bort via motstanden 28. Jo større imidlertid forskjellen er mellom stigningstidspunktet og falltidspunktet for vekselspenningsamplituden, jo mindre blir virkningen av kondensatoren 29. Med tiltagende tids-forskjell mellom stigning og fall av vekselspenningsamplitu den øker derfor den effektive tid for omkopling av styrespen-ningsf rembringeren fra den store til den lille tidskonstant inntil maksimalverdien av størrelsesorden lik forsinkelsesleddets 9 forsinkelsestid oppnås.

Et ytterligere utførelseseksempel er vist på fig. 2. De tilsvarende byggegrupper er forsynt med samme henvisnings-tall som på fig. 1. Sammenlikneren 3 og strømspeilkoplingen 6 er bare vist som blokker. I tillegg til koplingen på fig. 1 inneholder koplingen på fig. 2 en ytterligere sammenlikner 32 som eksempelvis kan være oppbygget på samme måte som sammenlikneren 3. Forskjellen i forhold til sammenlikneren 3 består bare i at inngangsklemmer 33 og 34 er koplet til referansespenninger URef3og~URef4som er beløpsmessig større enn de tilsvarende referansespenninger URe^ og~uRef2'Ut~gangen fra sammenlikneren 32 kan styre bryteren 30, idet den sammen med den andre styregren bestående av strømspeilkoplin-gen 6, forsinkelseskoplingen 9 og inverteren 10, over en ELLER-port 35 er forbundet med styreinngangen til bryteren 30. Når sammenlikneren 32 er oppbygget slik som sammenlikneren 3, er dens utgangsverdi en strøm. Det er da nødvendig at den andre inngang til ELLER-porten 35 er strømfølsom, eller at det er mellomkoplet en strøm-spennings-omformer.

Den beskrevne tilleggskopling 32, 35 tjener til å styre den effektive forsinkelsestid for omkopling fra den lange til den korte tidskonstant etter et kort nyttesignal. Ved plutselig stigning av et nyttesignal fører den første halvbølge til en oversvingning. En oversvingning er i prin-sipp ikke til å unngå da styrespenningsfrembringeren trenger en viss reguleringsavvikelse for å kunne reagere. Denne toppverdi av inngangsvekselspenningen bevirker at sammenlikneren 32 ved overskridelse av referansespenningene uRef3hhv.

-uj>ef4' endrer sin utgangstilstand og over ELLER-porten 35 kortvarig lukker bryteren 30. Over den lukkede bryter 30 blir da kondensatoren 29 oppladet til spenningen +U. Som følge av den lille innsvingningstid ved hjelp av omladning av ladekondensatoren 7 over strømspeilkoplingen 6, synker spenningen på sammenlikneren 32 straks på nytt under de nevnte referansespenninger og bryteren 30 åpnes da den på grunn av forsinkelsesleddets 9 holdetid av dette ennå ikke

er styrt til lukket tilstand. Kondensatoren 29 er imidlertid nå oppladet og virker slik som tidligere beskrevet, dvs. strømkretsen 8 avgir en viss tid en høyere strøm. Når vekselspenningsamplituden kort deretter på nytt går sterkt tilbake, overspenner den fra kondensatoren 29 bortflytende ladning forsinkelsesleddets 9 forsinkelsestid. Også i dette tilfelle forlenges den effektive forsinkelsestid i avhengighet av nyttesignalets varighet. Koplingen ifølge fig. 2 har den fordel at den reagerer ved hver plutselig stigning av vekselspenningsamplituden, og at koplingen dermed blir uav-hengig av styrespenningsfrembringerens tilstand før opptreden av signaltildragelsen, altså også når bryteren 30 før tildra-gelsen allerede var åpnet ved hjelp av signalene fra forsinkelsesleddet 9 og inverteren 10. Referansespenningene uRe£3og -uRef4er fortrinnsvis avpasset slik at oppladningen av . kondensatoren 29 bare skjer ved oppadgående nivåsprang på klemmen 1 på mer enn ca. 10 dB. Dette kriterium for valg av den lille omladningstilstand etter en plutselig tilbakegang av nyttésignalet er således i vidtgående grad avstemt til den menneskelige hørsels fysiologiske tilpasningstid fra svake til høye lydtildragelser.

På fig. 3 er vist en ytterligere utførelsesform av oppfinnelsen. Også her er de byggegrupper som svarer til byggegrupper på fig. 1 og 2, forsynt med de samme henvisnings-tall. I stedet for sammenlikneren 32, som vurderer inngangsvekselspenningen, inneholder koplingen ifølge fig. 3 et dif-ferensieringsledd med en kondensator 36 og en motstand 37 som vurderer en ladetilstandsendring for ladekondensatoren. Parallelt med motstanden 37 er koplet en diode 38 som tjener til å kortslutte spenninger som skriver seg fra en tilstands-endring på ladekondensatoren 7 i retning av en reduksjon av vekselspenningen på klemmen 1. Basisen i en transistor 39

er forbundet med det felles forbindelsespunkt for kondensatoren 36, motstanden 37 og dioden 38. Transistoren 39 styrer bryteren 30 over ELLER-porten 35. Ved en ladningsendring på ladekondensatoren 7, som fremkalles på grunn av en økning av vekselspenningen, skjer det over kondensatoren 36 en like stor endring av spenningen på motstanden 37. Denne spenning styrer transistoren 39 til ledende tilstand, slik at bryter

ren 30 lukkes via ELLER-porten 35 og kondensatoren 29 opplades. I avhengighet av av tidskonstanten for differensieringsleddet 36, 37 går spenningen over motstanden 37 tilbake, slik at transistoren 39 etter en viss tid sperres. Deretter åpnes bryteren 30. Ved en plutselig stigning av vekselspenningen og en kort deretter påfølgende tilbakegang arbeider koplingen på samme måte som beskrevet i forbindelse med fig.2.

Det er også mulig å forbinde transistorens 39 kollektor med ladekondensatoren 7 over en motstand 41, slik som antydet på fig. 3 med en stiplet linje. I dette tilfelle kunne ELLER-porten 35 og kondensatoren 29 bortfalle. Transistorens 39 emitter-kollektor-strekning og motstanden 41 er da parallellkoplet med strømkretsen 8. Kort etter en ladningsendring på ladekondensatoren 7 - forårsaket av en stigning av vekselspenningen - er ledningsevnen for transistoren 39 styrt til en maksimalverdi. Ledningsevnen går tilbake i avhengighet av tidskonstanten for differensieringsleddet med kondensatoren 36 og motstanden 37. Virkningen på ladekondensatorens 37 omladningstidskonstant er således den samme som beskrevet i forbindelse med kondensatoren 29 og motstanden 28.

Mellom kondensatoren 36 og ladekondensatoren 7 kan det også anordnes en skilleforsterker 40 for at ikke differensieringsleddet 36, 37 skal påvirke verdien av tidskonstanten for strømspeilkoplingen 6, ladekondensatoren 7, motstanden 28 og kondensatoren 29.

Claims (7)

1. Koplingsanordning for frembringelse av en av en vekselspenning avhengig styrelikespenning, omfattende en ladekondensator hvis oppladningstilstand over styrbare opplad-nings- og utladnlngsstrømkretser er varierbar i avhengighet av vekselspenningen på en slik måte at ledningsevnen for en første strømkrets økes ved økning av vekselspenhingsamplitu-den, og ledningsevnen for en andre strømkrets økes ved rask reduksjon av vekselspenningsamplituden, idet det i styre-strekningen for den andre strømkrets er anordnet et forsinkel-sesledd, karakterisert ved at ledningsevnen for den andre strømkrets (8) er styrbar i avhengighet av tidsfor-skjellen mellom en økning og en rask reduksjon av vekselspenningsamplituden .

2. Koplingsanordning ifølge krav 1, karakterisert ved at den andre strømkrets (8) inneholder en bufferkopling (28, 29) som er forbundet både med ladekondensatoren (7) og med en spenningskilde (+U), og at bufferkoplingen (28, 29) har en tidsavhengig ledningsevne.

3. Koplingsanordning ifølge krav 2, karakterisert ved at bufferkoplingen (28, 29) inneholder en kondensator (29) og en motstand (28) og ved hjelp av en elektronisk styrbar bryter (3 0) er forbundet med spenningskilden (+U) .

4. Koplingsanordning ifølge krav 3, karakterisert ved at bryteren (30) er forbundet med en sammenlikner (32) for vekselspenningen.

5. Koplingsanordning ifølge krav 3, karakterisert ved at bryteren (30) er forbundet med et diffe-rensieringsledd (36, 37) som er anordnet mellom ladekondensatoren (7) <p> g en referansespenning (+U).

6. Koplingsanordning ifølge krav 5, karakterisert ved at en motstand (37) i differensieringsleddet (36, 37) er parallellkoplet med en likeretter (38).

7. Koplingsanordning ifølge krav 5 eller 6, karakterisert ved at differensieringsleddet (36, 37) er forbundet med ladekondensatoren (7) over en skilleforsterker (40).