JPH02288649A - 増幅された聴話の制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明の目的は増幅された聴話（ａｍｐｌｉｆｉｅｄｌ
ｉｓｔｅｎｉｎｇ　）の制御回路を与えることであって
、該制御回路はその出力が聴話デバイス（ｌ　ｉｓ　ｔ
ｅｎ　ｉｎｇｄｅｖｉｃｅ）ならびに少なくとも分路調
整器（ｓｈｕｎｔｒｅｇｕｌａｔｏｒ　）を通過する電
流の関数として増幅器の利得に影響する制御電圧を生成
する制御デバイスに接続されている増幅器の電源電圧を
第１基準値で調整し、かつ利得制御電圧を蓄積する蓄積
デバイスを含むよう配設された分路調整器を具えている
。

（背景技術） そのような回路は欧州特許出願第１８９，７１１号から
既知である。この回路によって、増幅器の利得は分路調
整器を通過する電流が著しく減少する場合に減少される
。分路調整器を通過する電流が正規と考えられる場合に
、増幅器の利得はその公称値を保持する。

もしく例えば発信音のように）一定振幅を有する信号が
存在するならこの回路が動作するよう特に意図されてい
る。他方、その振幅が絶えず変動する（スピーチのよう
な）信号の存在の下ではそれは利得を補正するために使
用できない。というのは、それは何らの時間遅延を伴わ
ず、高調波を生成し従って歪みを生成する簡単なピーク
制限回路として作用するからである。その上、ライン上
で利用できる電流が最小である場合にそれは最大電流を
消費する。

トムソン・シーニスエフ（ＴＨＯＭＰＳＯＮ−Ｃ３Ｆ　
）による出願文書ＴＥＡ　７５３１に規定された回路は
同じ基本原理を具体化しているが、しかし修正は増幅器
の利得が容量の端子における電圧の値の関数として制御
される並列の抵抗・容量回路の使用からなるかなりの修
正を伴っている。この配列はそれが元来不安定であり、
かつ発振器の振幅を減少しがちな長い時定数（数秒の）
を許容できる態様でのみ動作可能であるという欠点を有
している。

（発明の開示） 本発明の目的は上述のタイプの回路を与えることである
が、しかし不安定性を回避し、かつ歪んだ信号が増幅さ
れた聴話用拡声器で著しくなることを回避するために自
動利得制御用の満足すべき時定数を得ることが可能であ
るような別の概念を有している。

本発明による回路は、該制御デバイスが一電流が分路調
整器を通過する場合に利得の増大に応じて第１方向で第
１変動法則に従って上記の蓄積電圧を変化し、かつ逆の
場合にこの作用を中断する第１手段、および 増幅器の電源端子で利用できる電源電圧が第１基準値の
下の第２基準値以下に降下する場合に、第１のものに反
対な第２の方向に蓄積された上記の電圧を第１のものよ
り早い第２変動法則に従って変化する第２手段、 を具えることを特徴としている。

分路調整器を通過する電流はこのように増幅器がその公
称利得に達することを許容するためのみに使用される。

増幅器の電源端子における電圧が第１基準値より低い場
合に第２手段が作用するようになる。その場合、かつ分
路調整器の同じ原理に基づいて、どんな電流もこの調整
器に通過せず、そして第１手段は不活性となる。このよ
うにして、従前の技術の不安定性の問題は回避され、が
っ増幅器の利得減少に対して変動法則（ｖａｒｉａｔｉ
ｏｎ　ｌａｗ）は従前の技術よりも短い時定数を示すよ
う選ばれよう。

第２基準値は増幅器の正常動作に対応する最小電源電圧
の付近に選ばれるであろう。

特に有利な実施例によると、蓄積デバイスは蓄積キャパ
シタに直列に接続された抵抗器を含む直列分枝を具え、
かつその第１端子は共通モードポールに接続され、かつ
上記の蓄積電圧を伝えるその第２端部は増幅器の利得制
御端子に接続されている。利得が制御電圧の増加関数（
ａｓｃｅｎｄ　ｉｎｇｆｕｎｃｔｉｏｎ　）であるよう
に増幅器が配設されよう。

このようにキャパシタは最大電流が利用可能になるまで
充電されない。

第１手段は所与の強度の電流源を具え、かつ電流が分路
調整器を通過する場合にのみ上記の電流源により上記の
蓄積キャパシタの充電を制御しようとする第１スイッチ
ングデバイスを含んでいる。

このようにして回路の電源が満足すべきものと考えられ
る場合に増幅器利得は制御された態様でその公称値に到
達する。

第２手段は上記の第２法則に従って上記の容量性素子の
遅延された充電を制御しようとする第２スイッチングデ
バイスを具えよう。

第１および第２スイッチングデバイスは回路の電源端子
に直列に接続された一群の３個の抵抗器からなる２個の
抵抗器の共通点に接続された第１および第２しきい値回
路をそれぞれ示すであろう。

第２スイッチングデバイスはスイッチトランジスタを具
え、そのトランジスタのコレクタ・エミッタ通路は上記
の直列分枝の第２端部と共通モードポールの間に配列さ
れている。

有利な一実施例によると、上記の利得制御端子と上記の
スイッチングトランジスタのコレクタ・エミッタ通路の
間に第５抵抗器が直列に接続され、かつその値は蓄積キ
ャパシタの上記の遅延された放電の間に飽和レベルに維
持されるよう選ばれている。

好ましい実施例によると、第１手段は分路調整器を通過
する電流と基準電流を比較する電流比較器を具えている
。

添付図面を参照して非限定的な実例により与えられた以
下の説明により本発明はさらによく理解されよう。

（実施例） 第１図によると加入者ステーションはその人力が電流■
、を伝えるラインに接続されている伝送回路ＴＣならび
にマイクロホンＭを具えている。その出力は電話機受信
器Ｅおよび増幅された聴話回路１０に給電される。伝送
回路ＴＣは増幅器Ａと拡声器ｌと分路調整器（Ｒｏ　Ｒ
２，Ａｏ、　ＴＩ、　ＲＥ）を具える増幅された聴話回
路１ｏに給電する電流Ｉを供給する。分路調整器は増幅
器Ａの電源電圧■８が基準電圧■。を超過することを防
ぐその機能を有している。２つの抵抗器Ｒ，とＲ２は増
幅された聴話回路の電源端子に配列されている直列分枝
を形成している。それらの共通点Ｍはその反転入力が基
準電圧Ｖ　ＩＩＩＥＦに接続されている増幅器Ａ０の非
反転入力に接続されている。増幅器Ａ０の出力はそのコ
レクタ・エミッタ通路が増幅された聴話回路の電源端子
に接続されかつエミッタ抵抗器Ｒ１を有するトランジス
タＴ１のベースに接続されている。点Ｍにおける電圧が
Ｖ　ＲＥＦを越える場合、トランジスタＴ、は導通とな
り、低いＶＢとなる電流Ｉ、を導く。点Ｍにおける電圧
がＶ　ＲＥＦ以下に降下する場合、トランジスタＴ１は
ブロックしかつ分路調整器は不活性となる。中間の動作
ゾーンにおいて、分路調整器は値■、の関数としての電
流を導く。

このようにして、 が得られる。

電圧■８が■。以下に急速に降下することを回避するた
めに、キャパシタＣが電源端子に接続されている。一般
にキャパシタＣは拡声器１に給電する増幅された聴話用
集積回路に関連する離散素子である。

第２図によると、そのベースが抵抗器ＲＢを通してトラ
ンジスタＴ、のベースに接続されているトランジスタＴ
２は電流源ＳＣに直列に接続されたベース・コレクタ通
路を有し、このようにして電源端子に接続された直列分
枝を形成している。電流源とトランジスタＴ２のコレク
タとの共通点はトランジスタＴ３のベースに接続され、
トランジスタＴ３のコレクタは増幅器への利得制御人力
Ｇに接続され、そのエミッタは共通モードボールに接続
されている。さらにダイオードＤ１は電流ミラー回路を
形成するようトランジスタＴ３のベースとエミッタの間
に順方向に分岐されている。

もし■８が■。を越えるなら、トランジスタＴ２は導通
となり、電流源ＳＣの電流の一部分はダイオードＤ１を
通過し、かつトランジスタＴ３のコレクタ電流によりコ
ピーされる。トランジスタＴ３のコレクタ電流は一度相
殺され、電？Ａ、　！−の瞬時値はＲ，と電流源ＳＣの
電流値とトランジスタＴ１およびＴ２のエミッタ寸法の
割合とによって固定されたしきい値に達する。

もし■、が■。以下に降下すると、トランジスタＴ２は
カットオフされ、電流６ｓｃの電流はダイオードＤ１を
通過し、これはトランジスタＴ３のコレクタの電流が最
大値を有するようにする。ライン上で利用可能な電流が
その最低レベルを有する場合に利得低減回路の電流消費
が最大となるという理由でこれは不利である。中間の動
作ゾーンにおいて、電流源ＳＣにより供給された電流と
トランジスタＴ２のコレクタ電流の間の差である電流が
トランジスタＴ３を通過する。

この電流はスピーチのような信号の存在の下で利得の補
正に適当でない。というのは時間遅延無しにそれはピー
クリミタとして動作し、かつ聴話者（Ｉ　ｉｓ　ｔｅｎ
ｅｒ　）は歪んだ信号を聞くであろう。

第３図によると、この回路は自動利得制御電圧を蓄積し
ようとする並列分枝Ｒ，，Ｃ９を具えている。増幅器Ａ
１はエミッタ抵抗器ＲＥを含むトランジスタＴ１のエミ
ッタに接続されたその反転入力を有し、かつその非反転
入力は基準電圧Ｖ′１．に接続されている。その出力信
号はオン／オフバイアスでスイッチ２０（例えばスイッ
チモードに配設されたトランジスタ）を制御する。この
スイッチ２０は電流源ＳＣ七並列分技Ｒ，，Ｃｇとに直
列に接続されている。スイッチ２０に接続されたこの並
列分枝の端子はまた増幅器ＣＡＧの入力に接続され、増
幅器ＣＡＧの別の入力は共通電位Ｖ″□に接続され、そ
の出力は増幅器Ａの自動利得制御人力Ｇに接続されてい
る。

もしＶ、＜Ｖ。なら、トランジスタＴ、はカットオフさ
れ、増幅器Ａ１の出力は高いレベルを有し、スイッチ２
０は閉成される。このようにしてＩｓｃの大きさを有す
る電流源ＳＣはキャパシタＣ９を電圧”ｃｑ　（Ｖｃｗ
　−ａｘ＝ＲｇＸ　ｌ５ｃ）に充電する。

もしＶｌｌ＞Ｖｏなら、トランジスタＴ１は導通となり
、増幅器Ａ、の出力はレベルＯとなり、これはスイッチ
２０を開放させる。トランジスタＴ１の電流コレクタが ＲＥＩＳ−Ｖ’ＲＥＦ になるレベルに達すると、スイッチ２０は閉成される。

というのはＩ、〜トランジスタＴ、のエミッタ電流であ
るからである。

自動利得制御はもしＣ９の端子における電圧がＶ’ｊｌ
ＥＦを越えるなら活性化される。

もし■８が■。より小さくなると、スイッチ２０は閉成
され、キャパシタＣｇは充電される（Ｃ９゜Ｒ９および
ＳＣにより決定された時定数で）。このようにして利得
は連続しているキャパシタＣの充電に対応するある遅延
をもって減少する。Ｃ９は■８が再び■。に到達しない
限り充電を続ける。

実際には、利得の降下は過剰に補償される。利得は抵抗
器Ｒ９を通すキャパシタＣ９の放電により再び増大され
る。更新された利得増大はＶ、をｖ０以下に降下しよう
とする。実際には、この結果は信号の三角振幅変調（ｔ
ｒｉａｎｇｌｅ　ａｍｐｌｉｔｕｄｅｍｏｄｕｌａｔｉ
ｏｎ）である。この利点を軽減するために高い値のキャ
パシタＣ，（数１０μＦ）（従ってこれは集積できない
）が小さい電流により充電される（このようにＳＣは数
μＡの電流を有する）。このように三角変調の振幅はも
はや好ましくないものではないが、しかし高い値のキャ
パシタＣ９の制約が残り、ならびにキャパシタＣ９は利
用可能な電流が最低である瞬間に充電されるという事実
も残る。電圧Ｖ　Ｃ９に対してプロットされた利得曲線
が第３ａ図に示されている。この曲線は減少傾向にある
。

さらに、このようにして誘起された時定数（Ｒ９゜Ｃ，
）は１秒程度であり、これはスピーチの振幅のピークに
より生成された歪みに何らの影響も及ぼさず、それにつ
いてシステムは早い応答を示す必要がある。

第４図によると、本発明による回路は（示されていない
）増幅器Ａの電源端子の間に挿入された３個の直列抵抗
器Ｒ’　ｌ＋　　Ｒ”　ＩおよびＲ２を具えている。増
幅器Ａ０は抵抗器Ｒ″、とＲ２の共通点に接続されたそ
の非反転入力を有している。

この回路はまた第３図に示されたように配設されたトラ
ンジスタＴＩ、抵抗器ＲＥ、増幅器Ａ８、電流ａＳＣお
よびスイッチ２０を具えているが、しがしトランジスタ
Ｔ、のエミッタは増幅器Ａ、の非反転入力に接続されて
いる。その上、利得制御電圧の蓄積と使用は全く異なる
態様で実現されている。抵抗器Ｒ１ｇと蓄積キャパシタ
ＣＩ９により構成された直列分枝は共通モードボールと
増幅器Ａの利得制御人力Ｇとの間に挿入されている。例
えばスイッチ２０（スイッチモードで動作するトランジ
スタ）は分路調整器が電流を導く場合に（トランジスタ
Ｔ１はカットオフしていない）電流源ＳＣを直列分枝（
点Ｇ）に接続するその機能を有し、これは第３図の場合
のように最大利得に達するようキャパシタＣ′１９を遅
延した態様で充電できる。

キャパシタＣ′１９を放電しくおよび点Ｇ′の電圧を低
下することにより増幅器Ａの利得を減少させる）ために
しきい値装置が使用され、これは分路調整器のしきい値
より低い第２電圧しきい値を弁別する。増幅器Ａ２は電
位Ｖ　ＲＥＦに接続されたその非反転入力と抵抗器Ｒ’
ｌ　とＲ″１の共通点に接続されたその反転入力を有し
ている。

増幅器Ａ２の出力はトランジスタＴ４のベースに接続さ
れ、そのコレクタ・エミッタ通路は点Ｇ′と共通モード
ポールの間に配列されている。抵抗器ＲＺ９はトランジ
スタＴ４のコレクタと点Ｇ′の間に挿入され、そしてそ
の値はトランジスタＴ４が導通するよう要求される場合
にその飽和状態になることを保証するよう選ばれている
。

分路調整器の動作を制御する第１しきい値■。

は次のような値を有している。

蓄積キャパシタＣ１９の放電を制御する第２しきい値■
１は次のような値を有している。

このようにして、以下の動作が得られる。もしＶ、＞Ｖ
ｏなら、トランジスタＴ１は分路電流Ｉ。

を導く。ＲＥｌｓ　＞Ｖ”　＊＊＊に対して、増幅器Ａ
。

の出力はスイッチ２０の閉成を制御する最大レベルを有
している。電流源ｓｃはキャパシタＣＩ９を充電する。

もしキャパシタＣ＋ｇが十分充電されるなら、増幅器Ａ
はその最大利得を持つ。もしＶＢが■１と■。の間にあ
るなら、分路調整器はもはや電流を導かず、スイッチ２
０は開放する。キャパシタＣＩ９はその蓄積値を保持す
る。キャパシタＣは短時間で補償できる。もし値■、が
第２しきい値■。

以下に降下を続けるなら、トランジスタＴ４は開放状態
に変化し、そしてキャパシタＣ１９は抵抗器Ｒ１９（そ
して多分Ｒ２９）を通して放電される。抵抗器Ｒ１９を
通る電圧降下は点Ｇ′における電圧を変化し、そして瞬
時的に利得を変化する。放電時定数は非常に短く、それ
は利得を殆ど瞬時に減少することを許容する。このよう
にしてトランジスタＴ４はそのような電流の通過を許容
するよう備えられるべきである。拡声器の電力消費はこ
のように減少し、従ってＶ、は減少を停止し、Ｃｇを大
きく放電する必要はない。Ｒ０９（および多分Ｒ２，）
の値はＣＩｇの端子における電圧は単一低振幅超過（ｓ
ｔｎｇｌｅ　ｌｏｗ−ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　ｔｒａｎｓ
ｇｒｅｓｓｉｏｎ）に蓄積すべき新しい値を接続し、従
って相対的に短時間（実際にはＩｏｍｓ）にそうされる
よう調整されることが好ましい。他方、完全にあるいは
部分的に放電されたキャパシタＣＩ９を再充電すること
は■、が再びしきい値■。に達しかつ分路調整器が有意
な電流Ｉ、を導くまで起こり得ない。キャパシタＣ１９
はこのように電流源ＳＣにより順次再充電され、利得は
再び増大し始める。この再充電は放電よりさらにゆっく
り実行され、かつ−度分路電流■、が小さくなりすぎる
と中断できる。システムの安定度はこのように非常に良
好である。その上、キャパシタＣＩ９は最大電流が利用
できるまで充電できない。Ｖ　ｃｇに対してプロットさ
れた利得曲線は第４ａ図に示されている。この曲線は上
界傾向にある。

Ｃ１０の放電が急速であるから、増幅器Ａの動作が正確
（殆ど歪まない）である最小電源電圧に近い値に■、を
選ぶことができる。同様に、これは急激な利得降下がス
ピーチ信号の非常に重要なピークに位置しかつ聞こえな
いという利点を有している。実質的には、急激な利得降
下はかなりの歪みを生じるが、しかし耳はその繰り返し
周波数が高くなるまでこのタイプの歪みに気がつかない
ものである。

高い値のキャパシタを使用する必要は無い。

ＣＩｇの値を０．５　μＦに、そして電流源の値をｌμ
Ａに選ぶことができる。たとえあるにせよ抵抗器Ｒ２９
の存在は必要ならトランジスタＴ４を通る放電電流を制
限でき、かつ妨害が起こる度毎に最小利得になる経過を
生じるキャパシタＣＩ９の急激過ぎる放電を回避できる
。

一例として、Ｒ＋＊＝３．６にΩおよびＲｚ−＝ＯΩと
できる。実際には、■。と■１の間の差は３．５Ｖ程度
の電圧Ｖ０に対して数百ｍＶ程度であろう。

第５図は好ましい一実施例に対応し、それによるとこの
方法による変動から独立となる。Ｒｔ　Ｉ　ｓとＶ’１
ｌｔＦの比較の代わりに、■、と基準電流Ｉ　ＩＩＥＦ
を比較する（増倍係数を別にして）。このことを達成す
るために、基準電流源Ｉ　ＲＥＦは電源電圧源と増幅器
Ａ１の反転入力の間に接続され、そしてダイオードとし
て配設されたトランジスタＴ、１（そのコレクタとベー
スが短絡されているｎｐｎトランジスタ）が増幅器Ａ１
の反転入力と、同じタイプのトランジスタＴ、のエミッ
タの間に挿入されている。増幅器Ａ１の非反転入力はト
ランジスタＴ１のベースに接続されている。

増幅器Ａ、はこのように比較器として作用し、かつ Ｉｓ　＜ｒ　ＩＩＩＥＦ を測定する。ここでｒはトランジスタＴ１とＴ。

のエミツタ面間の比である。

付加的利点はＲｏが測定に介在しないことであり、その
値は電圧■、の制御ループの安定度を最適化するよう選
ばれよう。さらに、ｖ′１．とＲ１を相互関係で決定す
ることの困難な方法で「とｒ　ＲｔＦをお互いに関して
非常に小さくすることは相対的に簡単である。

【図面の簡単な説明】

第１図は電源電圧が分路調整器により制御されている増
幅された聴話回路を具える従前の加入者ステーションで
あり、 第２図は欧州特許第１８９，７１１号による増幅された
聴話拡声器の利得制御回路であり、 第３図はＴ）ＩＯＭｓＯＮ−ＣＳＦによるＴＥＡ　８５
３１回路による利得制御回路であり、第３ａ図は電圧Ｖ
（ｇに対する利得曲線であり、 第４図は本発明による回路であり、第４ａ図は電圧Ｖ　
（１ｇに対する利得曲線であり、第５図は本発明の好ま
しい一実施例である。 ■・・・拡声器　　　　　１０・・・増幅された聴話回
路２０・・・スイッチ 自］ Ｆｌ（Ｉｉ、４ａ ＼十

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、増幅された聴話の制御回路であって、該制御回路は
   その出力が聴話デバイスならびに少なくとも分路調整器
   を通過する電流の関数として増幅器の利得に影響する制
   御電圧を生成する制御デバイスに接続されている増幅器
   の電源電圧を第１基準値で調整し、かつ利得制御電圧を
   蓄積する蓄積デバイスを含むよう配設された分路調整器
   を具えるものにおいて、該制御デバイスが、 −電流が分路調整器を通過する場合に利得の増大に応じ
   て第１方向で第１変動法則に従 って上記の蓄積電圧を変化し、かつ逆の場 合にこの作用を中断する第１手段、および −増幅器の電源端子で利用できる電源電圧が第１基準値
   の下の第２基準値以下に降下す る場合に、第１の法則に反対な第２の方向 に蓄積された上記の電圧を第１の法則より 早い第２変動法則に従って変化する第２手 段、 を具えることを特徴とする回路。 ２、第２基準値が増幅器の正常動作に対応する最小電源
   電圧の付近にあることを特徴とする請求項１に記載の回
   路。 ３、蓄積デバイスが蓄積キャパシタ（Ｃ＿１＿ｇ）に直
   列に接続された抵抗器（Ｒ＿１＿ｇ）を含む直列分枝を
   具え、その第１端部は共通モードポールに接続され、か
   つ上記の蓄積電圧を伝えるその第２端部は増幅器の利得
   制御端子に接続されていることを特徴とする請求項１あ
   るいは２に記載の回路。 ４、利得が制御電圧の増加関数であるように増幅器の利
   得制御端子が配設されていることを特徴とする請求項３
   に記載の回路。 ５、第１手段が所与の強度の電流源（ＳＣ）を具え、か
   つ電流が分路調整器を通過する場合にのみ上記の電流源
   により上記の蓄積キャパシタの充電を制御しようとする
   第１スイッチングデバイス（２０）を含むことを特徴と
   する請求項４に記載の回路。 ６、第２手段が上記の第２法則に従って上記の蓄積キャ
   パシタの遅延された充電を制御しようとする第２スイッ
   チングデバイス（Ｔ＿４）を具えることを特徴とする請
   求項３から５のいずれか１つに記載の回路。 ７、第１および第２スイッチングデバイスが回路の電源
   端子に直列に接続された一群の３個の抵抗器（Ｒ′＿１
   ，Ｒ″＿１，Ｒ＿２）からなる２個の抵抗器の共通点に
   各々接続された第１（Ａ＿０）および第２（Ａ＿２）し
   きい値回路をそれぞれ有することを特徴とする請求項５
   あるいは６に記載の回路。 ８、第２スイッチングデバイスが上記の遅延された放電
   を実行できるかそうでないスイッチトランジスタ（Ｔ＿
   ４）を具え、かつそのトランジスタのコレクタ・エミッ
   タ通路が上記の直列分枝の第２端部と共通モードポール
   の間に配列されていることを特徴とする請求項５から７
   のいずれか１つに記載の回路。 ９、上記の利得制御端子と上記のスイッチングトランジ
   スタの間に直列に接続された第５抵抗器（Ｒ＿２＿ｇ）
   が具えられ、かつその値が蓄積キャパシタの遅延された
   放電の間に飽和レベルに維持されるよう選ばれているこ
   とを特徴とする請求項８に記載の回路。 １０、上記の第１手段が分路調整器を通過する電流と基
   準電流（Ｉ＿Ｒ＿Ｅ＿Ｆ）を比較する電流比較器（Ｔ＿
   １＿Ｉ，Ｔ＿１，Ｒ＿Ｅ）を具えることを特徴とする請
   求項１から９のいずれか１つに記載の回路。