JP2641619B2

JP2641619B2 - 高忠実度補聴器増幅装置

Info

Publication number: JP2641619B2
Application number: JP2515876A
Authority: JP
Inventors: シーキリオン，ミード; ピーメイツェン，ノーマン; エムジュニアブラウン，クライド; エイコール，ウィリアム; ビーコンプトン，ジェイムズ; ジェイアイスバーグ，スティーヴン; ケイスチュワート，ジョナサン; エルウィルソン，ドナルド
Original assignee: ETEIMOTEITSUKU RISAACHI Inc
Current assignee: ETEIMOTEITSUKU RISAACHI Inc
Priority date: 1989-11-03
Filing date: 1990-10-31
Publication date: 1997-08-20
Anticipated expiration: 2012-08-20
Also published as: US5131046A; EP0500700A4; WO1991007067A1; JPH05504448A; AU6737290A; EP0500700B1; EP0500700A1; DE69031277D1; ATE156963T1; AU642446B2; DE69031277T2

Description

【発明の詳細な説明】関連出願の参考文献 Mead C.Killionによる出願、シリアル番号No.07/414,
903、1989年９月29日提出、名称“LOW BATTERY DETECTO
R AND INDICATOR"、ならびにMead C.Killionによる出
願、シリアル番号No.07/416,703、1989年10月３日、名
称“HEARING AID WITH AUDIBLE ALARM"が、参考とされ
る。さらにこれと同時に提出されたMead C.Killionおよ
びDonald W.Wilsonによる出願（Attorneys Docket No.3
7041）、名称：“VARIABLE ATTENUATOR CIRCUIT"。上記
の出願の公開公報が参考文献として加えられる。

発明の背景 1.発明の分野本発明は、著しく低い電流消費量を有し、さらに所望
の最適の機能特性を得る目的で容易に制御される利得制
御回路を有し、さらに高い信頼性でかつ低いコストで製
造可能な、補聴器および他の応用機器に用いられる回路
装置に関する。

2.従来技術の背景米国特許第4170720号公報、Killion,9,10,1979に高忠
実度の補聴器が示されている。この補聴器は、低い強さ
の音に対する通常の感覚を低い程度から中位程度まで失
ってはいるが、所定の強さレベルを上回る音は容易に聴
取できる利用者に対しては著しく有利である。この補聴
器は低い音の強さにおける音は増幅するように動作し、
他方、所定のレベルを上回る音の強さにおいては実質的
に増幅することなく動作する。さらにこの補聴器は、高
いダイナミックレンジを得るためのかつ歪みを最小化す
るための多くの著しく所望される特徴を含む。１つの実
施例において制御電圧はピーク検出器により形成され
る。このピーク検出器は、信号レベルに応動しかつ対数
的な応動特性を有する増幅器の出力側へ接続されてい
る。制御電圧は、ポテンショメータの一方の端子へ接続
されているコンデンサの非アース側端子に形成される。
このポテンショメータは、抵抗を介して給電電位へ接続
されている反対側の端子を有する。さらにこのポテンシ
ョメータはCDバッファ増幅器を介して電圧制御抵抗へ接
続されている。この抵抗は、利得を制御する目的で信号
増幅器のフィードバック路の中のコンデンサと接続され
ている。このコンデンサの値は、レベルに依存する周波
数応答における変化を得る目的で選択可能である。付加
的なFETが、信号増幅器の入力側における信号振幅を制
限する目的でマイクロホンへ並列に接続可能である。

補聴器技術およびそれに関連する構成は、刊行物Mead
C.7 Killion and Tom W.Tillman,in the Journal of S
peech and Hearing Research,Volume 25,15−25,March
1882および３章45−77ページof Volume I,Handbook of
Hearing Aid Amplification,1988,3章Principles of Hi
gh Fidelity Hearing Aid Amplification,by Mead c.ki
llion、および前記の米国特許第4170720号公報、Killio
nに示されている。

この特許公報第4170720号に示された補聴器は著しく
有利であるが、しかし開示された回路は少なくとも約1.
4Vの給電電圧を必要とし、これにより、現在は適切なコ
ストでは利用できない水銀電池のような電池を必要とす
る。この回路は個別のコンポーネントも使用するため、
製造のためには所望以上の高いコストを必要としてしま
う。

先行技術において提案されている他の補聴器は別の利
点を有するが、現在まで知られている限りは、前記のKi
llion特許に開示された有利な動作上の特徴を有するか
つ適正なコストで製造される、低い給電電圧で動作する
補聴器は、使用または提案されていない。

発明の要約本発明の目的は、前述のKillion特許の有利な構成
と、低いコストでの容易な製造の下に、改善された高い
信頼性、低い電池電圧出力をと併せ持つ補聴器を開発す
ることである。

本発明の重要な視点は、先行技術による問題点の認識
に関連する。Killion特許の回路による問題点の１つ
は、著しく多数の個別のコンポーネントが、開示された
補聴器を実施するために必要とされることである。本発
明によれば、複数個のトランジスタおよび他のコンポー
ネントを唯一つの集積回路チップ上に含む回路が、先行
の設計の場合は個別コンポーネントにより実施される機
能を、わずかな個数の外部コンポーネントの下で構成さ
れる。

本発明の別の重要な構成により、この回路は低い電圧
で、即ち1.1Vあるいはそれ以下で動作可能である。この
回路は、向上された動作を与える多数の付加的な特徴を
有する。この種の特徴のいくつかは補聴器における使用
だけに制限されるものではない。さらに本発明はここに
補聴器において開示された特徴の使用だけに制限される
ものではないこと、およびこれらの特徴は他の機器にお
いても使用できることは、理解されるであろう。

本発明の構成によれは複数個のトランジスタ、ダイオ
ード、抵抗およびコンデンサがその上に設けられている
唯一つの集積回路チップが、可変利得増幅器および利得
制御回路を構成するために設けられている。この利得制
御回路はレベルに依存する周波数応答特性を与え、さら
に低い周波数における利得よりも高い周波数における利
得を増加させるために、低い信号レベルで動作する。こ
の利得制御回路は、有利には、AC出力信号を形成するた
めに動作する対数整流装置を含む。この場合このAC出力
信号は信号レベル（これは可変利得増幅器の出力側の信
号レベルとすることができる）の対数関数として変化す
るピーク値を有する。このようにして形成されたAC出力
信号は、DC信号を形成するために圧縮比制御回路の中の
ピーク検出器回路へ加えられる。このDC信号はDC増幅器
により増幅器により増幅されて可変利得増幅器の制御入
力側へ加えられる。

圧縮比制御回路の重要な特徴は、圧縮比制御抵抗への
DC増幅器の入力をアースへ、次のような回路により接続
することに関連する。即ちこの回路は、圧縮量が制御抵
抗の抵抗値に比例して増加されるように、構成されてい
る。

付加的な重要な特徴は、適切な動作の達成を低い供給
電圧でかつ低い電流消費で実施することに関連する。こ
の特徴は例えば、対数増幅器のAC出力と、圧縮比制御回
路のピーク検出器回路のAC出力との間のレベルシフトを
与える、圧縮比制御回路の中の装置に関する。

対数整流器回路において、対数的応答特性は、増幅器
の帰還路において接続されているダイオードを介して得
られる。１つの重要な特徴は、逆方向に極性づけられた
帰還ダイオードをオフセットダイオードの反対側の端部
へ接続することに関連する。このオフセットダイオード
は増幅器の出力トランジスタと直列に接続されている。
オフセットダイオードは、入力トランジスタのベースへ
加えられる入力信号がアース電位を上回るようにおよび
下回るように即ちアースを基準とするように、さらに所
望の信号レベルが最小化されるように、オフセットす
る。

さらに独特の構成はカレントミラーの使用に関するこ
とであり、他の特徴は、バランスのとれた動作、温度補
償および高度に安定したかつ信頼できる動作を形成する
ことである。例えば対数整流器において、トランジスタ
はカレントミラーとして動作し、さらに付加的なダイオ
ードと共働して互いにかつオフセットダイオードにより
なされるオフセットを補償するようになされる。

別の独特の特徴は、手動操作されるエレメントを第１
位置から離して第２位置へ移行させる関数として、利得
を増幅するように制御することに関連する。この第２位
置において、圧縮制御回路の動作が利得を、信号レベル
の関数として制御することを開始する。

この特徴は補聴器の実際の使用において所望される、
何故ならば使用者に、周囲条件に対して最適である応動
特性を容易に得させるからである。

本発明の別の目的、特徴および利点は以下の説明およ
び所属の図面に示されている。

図面の説明図１は、本発明の原理に従って構成された補聴器の概
略的なブロック回路図である。

図２は、図１の補聴器における可変利得増幅器部分及
び可変減衰器部分の概略的なブロック回路図である。図
３は、図１の補聴器における圧縮比制御回路の概略的な
ブロック回路図である。

図４は、図１の補聴器における対数的整流回路の概略
的なブロック回路図である。

図５は、図１の補聴器における可変閾値整流回路の概
略的なブロック回路図である。

図６は、利得及び圧縮の手動制御に対する変化実施例
を概略的に示したブロック回路図である。

実施例の説明第１図に参照番号10が、本発明により構成される補聴
器の全体を示す。補聴器10はマイクロホン11、受話器1
2、電池13およびマイクロホン11からの信号を増幅して
この増幅された信号を受話器へ加える回路を含む。図示
の装置においてこの回路は、全体が参照数字14で示され
ている集積回路チップ上のコンポーネントおよびチップ
14の外部の回路コンポーネントを含む。後者のコンポー
ネントは、調整可能であるかまたは大きさが選択可能で
あるか、および／または大きすぎるか、さもなければこ
れをチップ14の上に含むことができないか、またはそう
することが所望されないような場合である。外部コンポ
ーネントは、電池13の正の端子と外部“VBAT"端子また
はパッド18との間に接続されているオン・オフスイッチ
17を含む。パッド18はチップ端子19を介して電力源20へ
接続されている。この電源は種々の調整された電圧をチ
ップ14の内部の回路へ供給する。この電源は抵抗22を介
してチップ端子23へ接続されている。端子23はパッド24
を介してマイクロホン11へ、これに動作電圧を供給する
目的で接続されている。付加的な外部フィルターコンデ
ンサ25をパッド24とアースの間へ接続することができ
る。

受話器12は外部“VBAT"端子へまたはパッド18へおよ
び“RCVR"パッド26へ接続されている。“RCVR"パッド
は、コンデンサ27とチップ端子28を介して、出力増幅器
30の出力側へ接続されている。出力増幅器30はチップ端
子31と外部コンデンサ32を介して、その動作の制御の目
的でアースへ接続されている。この出力増幅器はチップ
端子33を介して外部“AMPIN"パッド34へ接続されてい
る。パッド34は外部利得選択抵抗35を介して“VGOUT"パ
ッド36へ接続されている。パッド36はコンデンサ37およ
びチップ端子38を介して、チップ14の内部の可変利得増
幅器段40の出力側へ接続されている。この可変利得増幅
器段の入力側は可変減衰器回路41の出力側へ接続されて
いる。この回路41は、チップ端子42へ接続されている信
号入力側を有する。チップ端子42は外部コンデンサ43と
パッド44を介してマイクロホン11へ接続されている。

フィードバック回路構成が、制御信号を可変利得増幅
器段40へ供給するために設けられている。その目的はそ
の利得を、端子38に現われるその出力信号の振幅の関数
として、制御するためである。増幅器段40の利得制御入
力側は線45を介して圧縮比制御回路46の出力側へ接続さ
れている。この制御回路の入力側は線47を介して対数整
流器回路48の出力側へ接続されている。回路48の信号入
力側はチップ端子50へ接続されている。端子50はコンデ
ンサ51とチップ端子38を介して、可変利得増幅器段40の
出力側へ接続されている。対数整流器回路48は、ピーク
値を有するAC信号を増幅する増幅器を含む。このピーク
値は可変利得増幅器段40の出力の振幅の対数関数であ
る。このピーク値は圧縮比制御回路46の検出器回路へ加
えられる。その目的は、線45を介して回路段40へその利
得を制御するために加えられるDC信号を増幅することで
ある。フィードバック回路は著しく低い歪みで広い範囲
にわたり動作可能である。その際そのフィードバック回
路は、電流消費を最小化し、かつ寸法を低減しさらに集
積回路チップ上への収容を容易にする特徴を有する。

この回路の重要な特徴は可変減衰回路41および可変利
得増幅器段40の出力に応じての減衰器回路41の制御に関
連する。この制御の目的は、聴取される音において著し
く低い歪みを形成している間中は、増幅段40の出力と受
話器12により形成される音の強さを制限することであ
る。減衰器回路41はスケールドトランジスタと電流によ
り制御される整流器回路を含む。この整流器回路は著し
く広い範囲にわたる低い歪みを達成する。これについて
は、本願と同時に提出された前述の出願、Mead C.Killi
on,およびDonald W.Wilson（Attorneys Docket No.3704
1）、VARIABLE ATTENUATOR CIRCUITを参照のこと。その
動作の制御の目的で、減衰器回路41は線53を介して、可
変閾値整流器回路54の出力側へ接続されている。この回
路54の入力側は線55を介して、可変利得増幅器段40の出
力側へ接続されている。可変閾値整流器回路54は、所定
のレベルを上回る増幅器40の出力における増加に迅速に
応動して制御信号を減衰器回路41へ、増幅器段40への信
号入力における相応の迅速な低減を行う目的で加える。

可変閾値整流器回路54も、線57,58,59を介して圧縮比
制御回路46へ、バイアス用のまたは制御用の電圧を供給
する回路を含む。バイアス用および制御用の信号は、電
源回路20へ接続されている線61,62を介して、可変閾値
整流回路54により受信される。電源回路20は、線62,63,
64を介して、対数整流器回路48へも、および線65を介し
て可変利得増幅器段40へも、バイアス用のおよび制御電
圧を供給する。

低電池検出器回路66が設けられており、これは線67と
チップ端子19を介して、パッド18へ接続されている。こ
れに関しては、前述の出願Mead C.Killion,Serial No.0
7/414,903,29,1989提出“Low BATTERY DETECTOR AND IN
DICATOR"および前述の出願Mead C.Killion,Serial No.0
7/416,703,October 3,1989“HEARING AID WITH AUDIBLE
ALARM"を参照のこと。

電源回路20は調整された電圧を検出器回路66へ線68を
介して供給し、さらに電池電圧の関数として変化する電
圧も線69を介して供給する。電池電圧が所定の閾値レベ
ルを下回ると、検出器回路66は出力信号を発生する。こ
の出力信号は線70を介して可変利得増幅器段40の入力側
へ加えられる。最初はこの信号は著しく低い振幅および
周波数を有し、そのためほとんど聴取できないことがあ
る。

電池電圧がこの閾値を下回り続けるにつれて、低電池
検出器回路66から加えられる信号は振幅および周波数が
増加し、ますます聞こえるようになり強さを増加する。
電池電圧は低下し、使用者に電池を交換する必要がある
ことを緊急に前もって知らせる。

その動作を制御する目的で、この可変利得増幅器段40
は２つのチップ端子71,72へ接続されている。端子71,72
は外部コンポーネントへ接続可能である。端子71は、コ
ンデンサ74を介してパッド73ヘ接続されており、さらに
もう１つのパッド75へ直接接続されている。図示されて
いる様に端子73は、可調整の利得制御抵抗76を介して選
択器スイッチ78へ接続されている。その目的は、ダイナ
ミック制御される圧縮を得るためにチップ端子72へパッ
ド79を介して接続されるか、または直線的な応動特性を
得る目的で抵抗80を介してアースへ制御されるためであ
る。コンデンサ82が付加的に、端子73と75の間へ接続可
能である。

圧縮比制御回路46の動作を制御する目的で、回路46が
パッド84と接続されている。パッド84は、可調整の外部
抵抗85を介して、または固定抵抗86を介してアースへ接
続可能である。さらに回路46は、外部コンデンサ88を介
してアースへ接続されているパッド87へも、接続されて
いる。

可変閾値整流回路54は、外部コンデンサ90を介してア
ースへ接続されているチップ端子89へ接続されている。
さらに回路54はチップ端子91を介してパッド92へ接続さ
れている。このパッド92は付加的な可変抵抗93を介して
アースへ接続可能である。

可変利得増幅部40（図２）可変利得増幅器部40は出力段を有しており、この出力
段はトランジスタ96により形成される。トランジスタ96
は接地されたエミッタとチップ出力端子38と接続された
コレクタを有する。コレクタは、トランジスタ97を含む
電流源にも接続されている。抵抗99と100は対として構
成されており、下部の抵抗99は出力端子38とアースの間
に接続され、上部の抵抗99に並列にコンデンサ101が接
続されている。抵抗99と100との接続点はチップ端子71
と接続されている。この出力端子は、図１に示すよう
に、外部コンデンサ74を介して接続することもできる。
利得制御抵抗76は端子72に接続されるか、または抵抗80
を介してアースに接続される。これは選択スイッチ78の
位置に依存して行われる。端子72はトランジスタ102の
コレクタと接続されている。トランジスタ102のエミッ
タは接地されており、ベースは線路45を介して圧縮比回
路46の出力側に接続されている。

従って、選択スイッチ78が図１に示すような位置にあ
るとき、トランジスタ102とコンデンサ74と可変抵抗76
は直列に、下部の抵抗100に対してシャントするよう接
続される。従って、抵抗100に発生される出力電圧の比
は圧縮比制御回路から制御することができ、周波数の関
数である。周波数はコンデンサ74の値、および抵抗76と
トランジスタ102のコレクタ抵抗との結合値により影響
を受ける。トランジスタ102は電流制御される可変抵抗
として作用する。抵抗100を通るこの電圧は可変利得増
幅器へのフィードバック電圧として使用される。抵抗99
と100の間の接続点は差動増幅器回路のトランジスタ103
のベースに接続される。差動増幅器回路は第２のトラン
ジスタ104を含み、このトランジスタのベースは可変利
得増幅器回路40の入力側と接続されている。

トランジスタ103のコレクタはショットキーダイオー
ド105とトランジスタ106、抵抗107を介してアースと接
続されている。トランジスタ104のコレクタはトランジ
スタ108と抵抗109を介してアースされ、またショットキ
ーダイオード110を介して出力トランジスタ96のベース
と接続されている。コンデンサ111はトランジスタ96の
ベースとコレクタの間に接続されている。

トランジスタ113を含む電流源はショットキーダイオ
ード110のアノードと接続されており、トランジスタ114
により形成される別の電流源はショットキーダイオード
105のアノードと接続されている。トランジスタ115と11
6を含む付加的電流源は回路118と接続されており、回路
118はショットキーダイオード119を介してトランジスタ
104のエミッタと、また抵抗120を介してトランジスタ10
3のエミッタと接続されている。

回路動作において、ショットキーダイオード119は、
トランジスタ104のベースに供給される入力信号がアー
ス電位（例えば基準としてのアース）の上下で変動する
ようなオフセットを生じさせる。トランジスタ106と108
はカレントミラーとして動作し、ショットキーダイオー
ド105と110は相互に、およびショットキーダイオード11
9により形成されるオフセットに対して補償するような
オフセットを形成する。抵抗120はショットキーダイオ
ード119のACインピーダンスと近似的に同じ抵抗を有す
る。それにより平衡動作が得られる。

トランジスタ115のベースは、カレントミラーとして
動作するトランジスタ115aのベースおよびコレクタと接
続されている。トランジスタ115aのベースは電流源とし
て動作するトランジスタ115bと接続されている。トラン
ジスタ115bは、バイアス線路65を介して電力供給部20と
接続されたベースを有する。

可変減衰回路41（図２）参考文献は前に述べた、Mead C.KillionとDonald W.W
ilsonの出願、“VARIABLE ATTENUATOR CIRCUIT"であ
る。そこには可変減衰回路41およびその構造と動作がそ
の変形例と共に詳細に記載されている。前に述べたよう
にこの出願の開示は参考文献により行われる。

有利な実施例では、電流制御される抵抗手段が設けら
れる。この抵抗手段はトランジスタ123を含み、トラン
ジスタ123は接地されたエミッタと線路124に接続された
コレクタを有する。線路124は増幅器回路40の入力側に
接続された出力線路を形成する。トランジスタ123のベ
ースは可変閾値整流器54の出力線路53に接続されてい
る。有利な実施例では可変閾値整流器は、制御電流の高
出力インピーダンス源を含む。したがって、トランジス
タ123の導通は可変閾値整流器54からの制御電流により
制御される。

第２のトランジスタ125は接地されたエミッタと、抵
抗126を介して線路124に接続されたコレクタを有する。
トランジスタ125のベースは抵抗127を介して線路53に接
続されている。従い、トランジスタ125の導通は制御電
流源54の出力側から制御される。しかし応答特性は異な
る。従い、トランジスタ125はトランジスタ123の特性と
は異なる特性を有する。

有利な実施例では、トランジスタ125の有効エリアは
トランジスタ123の10倍である。線路124は抵抗130を介
して端子42（図１参照）と接続されており、この端子42
は入力信号源（図１参照）と接続されている。

既に述べたように回路動作において、電圧分圧作用が
得られる。線路124の出力信号は入力信号電圧の所定の
端数である。これはトランジスタ123、125および抵抗12
6により得られるインピーダンスと全インピーダンスと
の比に依存する。全インピーダンスは抵抗130のインピ
ーダンスおよび信号源20の有効内部インピーダンスを含
む。

線路53を介して制御信号源から供給される制御電流が
上昇するから、線路124とアースとの間の有効インピー
ダンスは低下し、従って入力信号の減衰度は上昇する。
図示の２つのトランジスタ123と125および抵抗126と127
により、さらにトランジスタ123と125の相応の特性によ
り、ワイドダイナミックレンジにわたり応答特性の直線
性が改善されるようなスケーリング作用が得られる。

しかし応答特性は、トランジスタ123と125および関連
する抵抗126と127だけでは完全に線形にならない。実質
的な改善が、図示のように、少なくとも１つまたは有利
には２つのトランジスタ133と134により得られる。これ
らトランジスタのベースおよびコレクタは相互に接続さ
れておりダイオードとして動作する。さらに抵抗135と1
36を介して制御電流線路53と接続されている。トランジ
スタ134は有利にはトランジスタ133よりも大きなエリ
ア、実施例では係数３倍のエリアを有することができ
る。

電流制御される抵抗手段の動作は前の出願に詳細に記
載されている。この出願は単トランジスタ回路から、こ
こに述べた電流制御される抵抗手段までの回路構成の進
化を示す。さらにこの出願には、各回路ごとの出力電圧
対入力電圧図によりそれぞれの回路の線形応答特性の改
善される様子が示されている。

圧縮比制御回路46（図３）圧縮比制御回路46はDC増幅器を含む。DC増幅器は検出
器回路の出力側と接続された入力側を有する。検出器回
路は、対数整流回路48からのAC出力信号のネガティブピ
ーク値を検出するように動作する。重要なことは、DC増
幅器の入力側も外部圧縮比制御抵抗85を介してアース
に、圧縮の量が抵抗85の抵抗値と比例して上昇するよう
な回路構成により接続されることである。低電流消費、
低供給電圧での相応の動作を得ることに関連して、対数
整流48のAC出力と検出器回路との間のレベルシフトを生
じさせるような構成を付加的に設ける。

圧縮比制御回路46では、出力線路45が２つのトランジ
スタ141と142のコレクタ部分に接続されている。これら
のトランジスタはチップ端子19と接続されたエミッタを
有する。チップ端子19にはバッテリー電圧が供給され
る。トランジスタ141と142は５倍の電流倍数器として動
作する。トランジスタ142の１つのコレクタ部分は、図
示のようにそれのベースと接続されており、さらに抵抗
143および制御トランジスタ144と直列にアースに接続さ
れている。

制御トランジスタ144のベースはトランジスタ146のコ
レクタと接続されており、トランジスタ146のベースは
トランジスタ147を介して接地されている。直列の３つ
の抵抗149、150、151を含む抵抗回路には３つの並列の
シャント152、153、154が設けられている。シャントは
回路内の抵抗の数の１つを得るために選択的に差動する
ことができる。トランジスタ147のベースはトランジス
タ156のコレクタと接続されており、トランジスタ156の
エミッタはトランジスタ146のエミッタおよび電流源と
接続されている。電流源はトランジスタ157を含み、線
路57を介して可動閾値整流回路54内の回路構成から制御
される。別の電流源がトランジスタ158により形成さ
れ、トランジスタ158は線路58を介して可変閾値整流回
路54に接続されている。

トランジスタ156のベースは、電流源として動作する
トランジスタ160に接続されている。トランジスタ160の
ベースは線路59を介して可変閾値整流回路54に接続され
ている。トランジスタ156のベースはまた２つのトラン
ジスタ161と162に接続されている。このトランジスタ16
1、162は、そのベースとコレクタが相互に接続されたダ
イオードとして動作する。トランジスタ161のエミッタ
は線路63に接続されている。線路63には電力供給回路20
から、例えば、0.17Vの基準電圧が供給される。トラン
ジスタ162のエミッタはチップ端子84と接続され、可変
抵抗85または固定抵抗86を介して接地される。

トランジスタ162のエミッタはまた抵抗163を介して回
路点164に接続されている。回路点164は抵抗165を介し
て接地され、またトランジスタ167のコレクタおよびト
ランジスタ168のエミッタと接地されている。トランジ
スタ167と168はレベルシフトを、非常に高い入力インピ
ーダンスを有するDC増幅器に供給するよう動作する。ト
ランジスタ167のベースおよびトランジスタ168のコレク
タは相互に接続されており、またトランジスタ170によ
り形成される電流源にも接続されている。トランジスタ
170のベースは線路58を介して可変閾値整流回路54に接
続されている。トランジスタ168のベースは、コンデン
サ88を介して接地されたチップ端子87に接続されてお
り、さらにトランジスタ172およびトランジスタ対173、
174のコレクタおよびベースと接続されている。トラン
ジスタ172は電流源として動作し、そのベースは線路59
を介して可変閾値整流回路54と接続されている。トラン
ジスタ173と174のエミッタは相互に接続されており、ま
た線路47を介して対数整流回路47の出力側と接続されて
いる。

対数整流器48により供給された信号の、対数整流器48
の出力線路におけるネガティブピークはトランジスタ17
3と174を介したコンデンサ88の放電に作用する。トラン
ジスタ173と174は整流器として、前記の特許明細書♯41
70720の３図のトランジスタQ8と同じように動作する。
並列トランジスタ173と174は有利にはそれぞれ8Xの大き
さで、トランジスタ168に対して72mVのDCレベルシフト
を供給する。トランジスタ168は有利には1Xデイバイス
である。このようにして前記特許−720に記載された、
改善された動作が得られる。というのは、圧縮動作（前
記特許の図４の曲線“DESIRED CHARACTERISTIC"のポイ
ントＣ）の上側閾値がチップ端子84の近似的0VのDCレベ
ルに相応するようになり、その結果圧縮比の変化は減衰
抵抗85に対する値の選択によって行われ、圧縮の上側閾
値を入／出力特性に沿って所望の位置に作用させなくて
も良いからである。選択的にジャンパ174aおよびジャン
パ152、153、154の任意を取り除くことにより、圧縮の
２つの上側閾値および圧縮比が抵抗85と共に変化するよ
う回路動作するようになる。また、いくつかの適用で所
望されるように、例えば単一補聴器に対して所望される
ように、軽度の難聴者と重度の難聴者の両方に適用可能
なような回路動作が得られる。

対数整流回路48（図４）対数整流回路48はショットキー・ダイオード180を有
しており、ショットキー・ダイオード180はショットキ
ー・ダイオード181,182および183、さらに増幅回路装置
（トランジスタ185,186および187を有する）と共働し
て、広ダイナミック領域に亙って、而も、最高信号レベ
ルでの出力側の比較的低い電圧変動を以て、対数応答特
性を形成し、従って、所要増幅利得を低減する。また、
この回路は入力バイアスキャンセル装置をも有してい
る。

増幅回路において、トランジスタ185,186は差動増幅
器として作動し、トランジスタ187は出力段として作動
する。トランジスタ187のエミッタは接地され、ベース
はトランジスタ186のコレクタに接続され、かつコンデ
ンサ188を介してトランジスタ187のコレクタに接続さ
れ、このコレクタは出力線47に接続され、かつショット
キー・ダイオード180およびトランジスタ190を介してVB
AT端子19に接続されている。トランジスタ190は電流源
として作動し、そのベースは抵抗191および線64を介し
てバイアス電位（電源回路20によって供給される）源に
接続されている。

差動増幅器トランジスタ185,186の各エミッタは、共
通トランジスタ192を介して接地されており、この共通
トランジスタ192のベースはトランジスタ193を介してVB
ATチップ端子19に接続され、かつトランジスタ194を介
して接地されており、トランジスタ194のベース電極と
コレクタ電極は相互に接続されてダイオードとして作動
する。差動増幅器トランジスタ185,186の各コレクタ
は、トランジスタ195,196を介してVBATチップ端子19に
接続されており、トランジスタ195のベース電極とコレ
クタ電極は一緒に接続されてトランジスタ196のベース
に接続されている。従って、トランジスタ195はダイオ
ードとして作動する。トランジスタ196及びまたトラン
ジスタ186を流れる電流は、トランジスタ195,185を流れ
る電流の関数として制御される。

図示のように、ショットキー・ダイオード181,182,18
3は、抵抗198と直列にショットキー・ダイオード180の
アノードとカソードとの間に接続されている。差動増幅
器トランジスタ185のベースは、ショットキー・ダイオ
ード181と182との接続点に接続されており、また、トラ
ンジスタ200を介してVBAT端子19に接続されており、抵
抗202を介してチップ端子50に接続されており、このチ
ップ端子50は可変利得増幅器回路40の出力側からの入力
信号の受取り用である。もう１つの差動トランジスタ18
6のベースは、一対のショットキー・ダイオード203,204
を介して接地され、また、トランジスタ205および抵抗2
06を介してVBAT端子19に接続されており、トランジスタ
205のベースはバイアス線64に接続されていて、トラン
ジスタ205を流れる電流はほぼ一定に形成される。

ショットキー・ダイオード180は、電圧オフセットを
形成する（例えば、0.4のオーダ）。ショットキー・ダ
イオード180は、ショットキー・ダイオード181,182,183
と共働してフィードバック信号を形成し、その際所望の
ように低い電圧変動を以て対数応答特性が得られるよう
に、当該フィードバック信号は形成される。ダイオード
180での電圧降下の作用によっては、ダイオード181での
電圧降下、およびダイオード182,183のうちの１つでの
電圧降下がオフセットせしめられる。ダイオード203,20
4は、ダイオード182,183の効果を相殺して、トランジス
タ185,186によって形成される演算増幅器の作動を平衡
補償する。

トランジスタ200は入力バイアスキャンセル特性を有
するように作動する。

フィードバックダイオード181により供給されるべき
バイアス電流を低減する目的で、新規で別個の入力バイ
アス低減回路が付加される。この、バイアス低減回路に
おいてトランジスタ200はトランジスタ185のベースへ流
れる電流に近似的に相応する電流を供給する。実際はこ
のバイアス電流の約90％がトランジスタ200により供給
される。その結果、わずか10％しかフィードバックダイ
オード181により供給しなくて済む。

トランジスタ200のベースはトランジスタ209のベース
とコレクタとの両方に接続され、かつトランジスタ210
のコレクタにも接続され、トランジスタ209のエミッタ
はVBAT端子19に接続されており、トランジスタ210のエ
ミッタは接地されている。その際、トランジスタ200を
流れる電流は、トランジスタ210を流れる電流によって
制御される。トランジスタ210のベースはトランジスタ2
11のコレクタに接続され、かつトランジスタ212のコレ
クタにも接続されており、トランジスタ211のエミッタ
は接地されており、トランジスタ212のエミッタはVBAT
端子19に接続されている。

トランジスタ211のベースはコンデンサ213を介してそ
のトランジスタ211のコレクタに接続され、かつトラン
ジスタ214のコレクタにも接続されており、トランジス
タ214のエミッタはVBAT端子19に接続されており、トラ
ンジスタ214のベースはトランジスタ209,210のコレクタ
に接続され、同様にトランジスタ209,200のベースにも
接続されている。

作動中、トランジスタ212を流れる電流は、トランジ
スタ195,196を流れる電流によって制御されて、トラン
ジスタ210を流れる電流を制御し、逆に、トランジスタ2
10を流れる電流はトランジスタ200への電流を制御し、
そして、トランジスタ214はトランジスタ212を流れる電
流に相応するトランジスタ211を流れる電流を維持する
ように作動する。その総合的結果により、トランジスタ
211を流れる電流はトランジスタ185を流れる電流に相応
し、そして、トランジスタ200を流れる電流はトランジ
スタ185のベースへの電流にほぼ一致する。

可変閾値整流器回路54（図５）前述のように、可変閾値整流器回路54は、可変利得増
幅器部40の出力での選択可能な特定レベル以上の増大に
迅速に応答して減衰器回路41に制御信号を供給し、それ
により、可変利得増幅器部40への信号入力を相応に迅速
に低減させる。

回路装置に関してこの可変閾値整流器回路54の重要な
特徴は、所要信号レベルが極めて低い大きさのレベルで
あることであり、従って、作動は低い供給電圧かつ極め
て低い電流で達成されることである。この回路装置は、
卓越した温度補償特性を有し、デシベル表示の閾値レベ
ルと接地された制御抵抗220の抵抗値との間の直線関係
を以て容易に制御可能である。

線55を介して増幅器部40の出力側から供給される入力
信号は、直列抵抗221およびコンデンサ224および抵抗22
5を介してトランジスタ227のエミッタおよびトランジス
タ228のベースに供給される。トランジスタ227,228は倍
電圧整流回路における２つのダイオードの作動と同様の
動作を行う。抵抗221、コンデンサ224、抵抗225を介し
て供給される入力信号の正の半周期の間、トランジスタ
227のエミッタ−ベース接合部を介した導通接続路が形
成される。負の半周期の間、トランジスタ228のエミッ
タ−ベース接合部を介した導通接続路が形成される。

しかし、通常の２ダイオード倍電圧整流器の作動と異
なって、トランジスタ227,228を介して流れる電流は、
極めて低い電流（極めて低い入力信号レベル）を必要と
するように制御される。図示のように、トランジスタ22
7のコレクタは接地されており、トランジスタ228のコレ
クタはトランジスタ231のベースに接続され、かつトラ
ンジスタ232を介して接地されている。トランジスタ231
は、所定の閾値以上の入力信号レベルで出力信号を送出
するように作動する。トランジスタ232は論理関数を実
行するように作動し、バイアス電流をトランジスタ231
のベースに供給し、その際出力信号の形成される前に打
勝つべきバイアス電流をトランジスタ231のベースに加
える。

閾値レベルを制御し、また所要電流レベルを最小にし
て、温度補償を達成するために、トランジスタ227のベ
ースは、PNPトランジスタ233のコレクタに接続され、ト
ランジスタ278のエミッタは、NPNトランジスタ234のコ
レクタに接続されており、トランジスタ233のエミッタ
とトランジスタ234のエミッタは一緒に接続されてい
る。トランジスタ233のコレクタは抵抗235を介してその
トランジスタ233のベースに接続され、かつ接地されて
おり、トランジスタ234のコレクタは抵抗236を介してそ
のトランジスタ234のベースに接続され、かつトランジ
スタ237を介してVBAT端子19に接続されている。

トランジスタ233,234は、トランジスタ227,228の領域
に比べて比較的大きな領域を有しており、トランジスタ
233,234は、トランジスタ227,228が極めて低い電流レベ
ルでの入力信号の正および負のピークに応答するように
作動する。つまり、トランジスタ233,234は、温度補償
を行うように作動し、そのことは、この回路で達成され
る極めて高い感度の点で極めて重要である。

更に、トランジスタ233,234を流れる電流はトランジ
スタ237の制御を介して制御されるようにしてもよく、
つまり、閾値レベルをトランジスタ231が作動状態にな
るように制御するのである。トランジスタ237のベース
はトランジスタ238のコレクタおよびベース電極に接続
されており、また、トランジスタ239のコレクタにも接
続されている。トランジスタ238のエミッタは抵抗240を
介してVBAT端子19に接続されている。トランジスタ239
のベースは線242に接続されており、線242には後述のよ
うにバイアス電圧が供給されており、トランジスタ239
のエミッタは抵抗220を介して接続されていて、それに
より制限作用が得られるように閾値が制御される。この
ような装置構成は、閾値レベルが接地された簡単な抵抗
を介して制御可能である点で有利であり、また、デシベ
ルでの減衰が抵抗の値の直線関係である点で有利であ
る。

出力信号の形成のために、トランジスタ231のコレク
タは接地されており、トランジスタ231のエミッタは回
路個所243に接続されており、この回路個所243は、電流
源として作動するトランジスタ244を介して接続され、
かつトランジスタ245、およびコンデンサ246を介して接
地されている。通常の作動では、信号レベルが所定閾値
以下である場合、トランジスタ231は導通状態であっ
て、コンデンサ246の充電を阻止する。信号レベルがそ
の閾値レベルを越えた場合、コンデンサ246は、トラン
ジスタ244によって供給される電流源を介して充電され
る。直流オフセットを有する相補ダーリントン回路は、
コンデンサ246の両端の電圧の関数としての線53での出
力信号を形成するために設けられている。この回路はト
ランジスタ250を有しており、トランジスタ250のエミッ
タは電流源トランジスタ251を介してVBAT端子19に接続
されている。また、トランジスタ250のエミッタは抵抗2
53,254を介してトランジスタ255のコレクタおよびベー
ス電極に接続され、かつトランジスタ256のコレクタ電
極に接続されており、トランジスタ256のベースはコン
デンサ257を介してそのトランジスタ256のコレクタに接
続され、またトランジスタ250のコレクタにも接続され
ている。抵抗253と254との接続部はトランジスタ258の
ベースに接続されており、トランジスタ258のエミッタ
は抵抗259を介して接地されている。トランジスタ258の
コレクタはトランジスタ260のコレクタおよびベース電
極に接続されており、トランジスタ260のエミッタはVBA
T端子19に接続されている。

最後にトランジスタ258のコレクタは、出力トランジ
スタ261のベースに接続されている。この出力トランジ
スタ261のエミッタは、“VBAT"端子19に接続されてお
り、該出力トランジスタ261のコレクタは出力ライン53
に接続されている。

ライン242へのバイアス電圧の供給のために、上記ラ
イン242は、トランジスタ265のコレクタに接続されてい
る。このトランジスタ265のエミッタは、抵抗266を介し
て“VBAT"端子に接続されている。トランジスタ265のベ
ースは、ベース電圧を受け取るためにライン61を介して
電力供給回路20に接続される。又ライン242は、図示の
ように接続されているトランジスタ267,268,269及び抵
抗270、271、272からなるバイアス構成回路に接続され
ている。トランジスタ267のコレクタはトランジスタ232
のベースに接続され、さらにトランジスタ273,274のベ
ースに接続されている。トランジスタ273と並列にコン
デンサ246が接続されている。

トランジスタ274は、トランジスタ275のベース電極及
びコレクタ電極に接続されており、さらにライン59に接
続されている。このライン59は、圧縮比制御回路46のト
ランジスタ160及び172にバイアス電圧を供給するための
ものである。トランジスタ268は、トランジスタ276を介
して“VBAT"端子19に接続されており、さらにライン58
に接続されている。このライン58は、圧縮比制御回路46
のトランジスタ160にバイアス電圧を供給するためのも
のである。

トランジスタ269は、トランジスタ278に接続されてい
る。このトランジスタ278は、抵抗279,280と共にトラン
ジスタ244の制御と、制御トランジスタ231が非導通状態
の際にコンデンサ246へ供給される充電電流の制御を行
うために用いられる。図６は、回路の変化実施例を示し
ている。この実施例では、可変抵抗76は一方の端部が端
子79に接続されている。さらに該可変抵抗76の他方の端
部は、利得を制限する抵抗80aを介して端子73に接続さ
れている。ブロック回路図として示されている図に基づ
きこの実施例を具体的に説明する。前記可変抵抗器76の
抵抗は、該抵抗の、左から右へ可動の接点の動きの非直
線的関数である。これは“reverse log（逆対数関
数）”として一般に周知である。スイッチ78により、可
動接点の動きにおいて緩慢に変化する抵抗の極値におい
て開回路が形成される。しかしながらスイッチ78により
別の状態も形成される。この状態ではチップ端子79が利
得を制限する抵抗80bを介してアースに短絡する閉回路
が形成される。操作の中で補聴器10は、ほとんど抵抗76
の全ての動きを通して在来型の直線性補聴器として機能
する。この抵抗76は、音量制御器として作動し、最大利
得を有する。この最大利得は、可動接点の動きの中で緩
慢に変化する抵抗の極値においてその最小値に該抵抗値
が近づくことにより生じる。さらに動きがスイッチ接点
78を開放すると、それにより補聴器は、前記したように
圧縮型補聴器として機能する。このことにより唯一の音
量制御スイッチの制御が、直線的補聴器機能に対する音
量制御機構にも、直線的圧縮スイッチング機能に対する
論理回路にも働くものとなる。

これによりこの発明の新しい概念の目的及び作用から
外れることなく修正及び変化例が理解されるであろう。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ブラウン，クライドエムジュニアアメリカ合衆国 95014 カリフォルニアキューパーティーノテラベラドライヴ 11 275 (72)発明者コール，ウィリアムエイカナダ国エヌ０エル１ヴイ０オンタリオモスリールーラルルート２ (72)発明者コンプトン，ジェイムズビーアメリカ合衆国 95030 カリフォルニアロスゲイトススカイラインブルヴァード 19045 (72)発明者アイスバーグ，スティーヴンジェイアメリカ合衆国 60173 イリノイシャウムバーグプレイリースクウェアナンバー 318 1926 (72)発明者スチュワート，ジョナサンケイアメリカ合衆国 60106―1962 イリノイベンスンヴィルノースウォールナットストリート 238 エイ (72)発明者ウィルソン，ドナルドエルアメリカ合衆国 60172 イリノイローズリーヨセミテトレイル 1001 エイ (56)参考文献特開昭62−154807（ＪＰ，Ａ) 特開昭55−68794（ＪＰ，Ａ) 特開平２−113698（ＪＰ，Ａ) 特開昭59−196700（ＪＰ，Ａ) 特開昭62−242500（ＪＰ，Ａ) 実開昭58−104014（ＪＰ，Ｕ) 実開昭56−42020（ＪＰ，Ｕ) 実開昭57−85800（ＪＰ，Ｕ) 実開昭54−163814（ＪＰ，Ｕ) 実開平２−62895（ＪＰ，Ｕ)

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】増幅装置において、集積回路チップと、該
集積回路チップ上のトランジスタを含み信号入力側、信
号出力側、および利得制御入力側を有する可変利得増幅
装置（40）と、前記集積回路チップ上のトランジスタを
有する利得制御回路（46,48）とが設けられており、前
記利得制御回路（46,48）は、信号レベルの対数関数と
して利得を制御するために、前記可変利得増幅装置（4
0）の利得制御入力側へ制御信号を供給するように構成
されており、前記集積回路チップ上の前記利得制御回路
（46,48）のトランジスタは、ベース電極を有する入力
トランジスタ（185）を含み、該ベース電極へフィード
バック信号を加えるフィードバックダイオード手段（18
1、182、183）と、該フィードバックダイオード手段と
結合され低減された電圧変動で対数応答特性が得られる
ようフィードバック信号を供給するオフセットダイオー
ド手段（180）が設けられており、前記集積回路チップ上に前記フィードバックダイオード
手段とは別個にバイアス電流低減手段（200、202）が設
けられており、該バイアス電流低減手段は前記の入力ト
ランジスタのベース電極へバイアス電流を加えるために
該ベース電極へ接続されており、この場合このバイアス
電流は、前記フィードバックダイオード手段からの所要
のバイアス電流を低減させるために、前既入力トランジ
スタの前記ベース電極へ流れる電流に近似的に相応する
ことを特徴とする、増幅装置。
【請求項２】前記利得制御回路は、前記集積回路チップ
上のトランジスタを含む対数整流手段（48）を有してお
り、該対数整流手段（48）は、前記可変利得増幅装置の
出力側における信号の対数関数として変化するピーク値
を有する出力信号を発生させるような対数応答特性を有
しており、さらに前記利得制御回路は、同じく前記集積
回路上のトランジスタを含む圧縮比制御回路（46）を有
しており、該圧縮比制御回路は、前記対数整流手段の出
力信号のピーク値に応動し、相応の利得制御信号を前記
可変利得増幅装置（40）の利得制御入力側へ供給するよ
うに構成されている、請求項１記載の増幅器。
【請求項３】前記対数整流手段（48）は、入力側と出力
側を有する増幅器を構成する付加的なトランジスタ（18
5,186,187）と、前記対数整流手段の増幅器の入力側と
出力側との間に結合されている、前記集積回路チップ上
のフィードバックダイオード手段（181,182,183）とを
有しており、該フィードバックダイオード手段は、前記
対数応答特性が得られるようにフィードバック信号を生
成せしめる、非線形特性を有するようにした、請求項２
記載の増幅器。
【請求項４】前記対数整流手段の増幅器は、出力側トラ
ンジスタ（187）とオフセットダイオード手段（180）と
を有しており、該オフセットダイオード手段（180）
は、前記フィードバックダイオード手段（181,182,18
3）と結合されており、かつ前記出力側トランジスタ（1
87）と直列に結合されている、請求項３記載の増幅器。
【請求項５】前記フィードバックダイオード手段（181,
182,183）は、前記増幅器の入力側と前記オフセットダ
イオード手段（180）の一方の端部との間に結合された
ダイオード（181）と、前記増幅器の入力側と前記オフ
セットダイオード手段（180）の他方の端部との間に結
合された逆極性のダイオード（182,183）とを有する、
請求項４記載の増幅器。
【請求項６】前記可変利得増幅装置は、前記利得制御入
力側（45）へ供給される制御信号により制御される抵抗
（76）と、回路内で前記可変抵抗と接続された無効イン
ピーダンス（74）とを有しており、該無効インピーダン
スは、前記可変抵抗と、増幅されるべき信号の周波数の
関数として、前記可変利得増幅装置の利得を制御する利
得制御インピーダンスを発生するようにした、請求項１
記載の増幅器。
【請求項７】前記増幅装置は、入力側と出力側を有する
増幅器と、前記出力側と入力側との間に接続された前記
利得制御インピーダンスを含むフィードバック回路とを
有する、請求項６記載の増幅器。
【請求項８】前記フィードバック回路は、前記利得制御
インピーダンスと直列に前記増幅器出力側と接続された
抵抗（100）を有しており、さらに該フィードバック回
路は、前記増幅器入力側と、前記抵抗と前記利得制御イ
ンピーダンスの間の点とを結合するフィードバック部を
有する、請求項７記載の増幅器。
【請求項９】前記圧縮比制御回路（46）は、コンデンサ
（88）と、前記対数整流回路からの出力信号に応動し
て、該出力信号のピーク値に相応する値まで前記コンデ
ンサを充電する手段（172,173,174）と、さらに直流増
幅手段（141,142）とを有しており、該直流増幅手段
は、前記コンデンサの電圧に応動して、前記可変利得増
幅装置（40）の利得制御入力側へ供給される利得制御信
号を発生するようにした、請求項２記載の増幅器。