JP3556953B2 - マイクロホンのための電源 - Google Patents

Description

この発明は、請求項１のプリアンブルに規定されるように、マイクロホンからの信号の増幅、アナログ信号処理およびA/D変換のための回路に関する。
マイクロホンおよび音声技術では、D/A変換およびマイクロホン増幅を１つのユニット内に統合し、それによってサンプリング点をマイクロホンに可能な限り近くなるよう移動し、それによって、長い信号経路で生じ得る信号歪み、ノイズおよびハムを低減することは周知である。ノイズパルスを低減するのに、特許出願GB−Ａ−２ 293 740から、同じ回路板上に、A/D変換器と、そのA/D変換器におけるサンプリング周波数から導き出される周波数でパルス変調とともに動作するマイクロホン電源とを形成することが知られている。この特許出願は請求項１の２部形式に対する基礎をなすものである。
通信、映像および音響測定における幅広い携帯製品、ならびに聴覚補助および他のマイクロエレクトロニクスでは、装備の重量および物理的寸法は、その装備の適用および市場性において重要である。
電力消費は、典型的には、関連のバッテリ技術とともに、その携帯装備のまさに重量および物理的寸法に対し決定力を有する重要な要因に属する。したがって、数多くの関係において、可能な限り電力消費を低減するよう努力することは重要なことである。
能動マイクロホン、たとえばエレクトレットマイクロホンなどの場合、これらは、通常、100〜600μＡの大きさの定電流を供給される。上述の適用例では、これは高い電流消費をなす。したがって、この発明の主要な目的は電流消費を低減することにある。
これは、請求項１に定義される発明によって達成される。
請求項２から請求項４に定義される発明に従うと、非常に低減された電流消費が達成される。これは、マイクロホン電流が利用可能な値に達するほど短い持続時間の電流パルスがマイクロホン結合に与えられることによる。そのような結合における電流消費は、典型的には、デューティサイクルにつきわずか0.01〜0.03μＡである。
請求項５に規定される発明に従うと、特に有利な結合が達成される。これは、マイクロホンと増幅器とを１つのユニットにおいて結合することにより高い信号／ノイズ比を可能にすることによるものである。
図面を参照して、この発明を以下により詳細に記載する。
図１は、この回路の原理図を示し、
図２は、この発明の例示的実施例を示し、
図３は、この発明に従う回路に対する信号シーケンスを示す。
原理図である図１に示されるのは、たとえば、約15kHzの上限周波数を有し得るエレクトレットマイクロホンである。この上限周波数は、高品質のマイクロホンが用いられる場合には、可聴範囲の最大限周波数にさらに近くなり得る。このマイクロホンは、たとえば、発泡材料からなる薄い層のような、薄い保護ネットによって保護され得るが、これは、しかしながら、マイクロホン膜の上限周波数を低減してしまうものである。
エレクトレットマイクロホン上の膜は、そのマイクロホンがさらされる音響信号によって変化する可変キャパシタを含む。このエレクトレットマイクロホンの製造では、数年間変わらないままであり得る永久電荷がその膜に与えられる。エレクトレットマイクロホンに対する等価な図は、したがって、可変キャパシタと直列であるバッテリとして考えられ得る。
原理図である図１では、マイクロホンユニットMCUは、そのようなエレクトレットマイクロホンと、トランジスタTMICとを含み、それは、膜に物理的に接近して配されかつその膜の端子に接続される。トランジスタTMICは、有利なことに、そのタイプのトランジスタの理想的な無限にに高い入力インピーダンスのゆえに、Ｊ−FETトランジスタであり得る。高い出力インピーダンスを伴う信号源からの小さな信号が、これによって、さらなる信号処理に向けて増幅され得る。
膜の動きの調整のために、この発明に従うと、マイクロホン内のトランジスタTMICおよび後の信号処理に対して電気エネルギを供給するための電圧発生器およびおそらくは電流発生器が開示される。図１は、定電流発生器と並列に接続される非理想インピーダンスと等価である電圧発生器および電流発生器を示す。
上述の発生器の目的は、トランジスタTMICの最適動作仕様に従って選択される一定の動作電流をそのトランジスタに与えることである。
所与の時間に対する膜の偏りは、ある電圧をマイクロホン膜の端子にかけ、この結果、膜の偏りに比例する電流がトランジスタTMICを通過する。
一定の動作電流はしたがって音響的に派生した信号によって変調され、TMICを通過する電流はその一定の動作電流付近で変動する。この一定の動作電流が、この発明によって低減されることが所望されるものである。
費用の点から、上述の結合における電流発生器をなくしてもよいが、この代替例では信号／ノイズ比がより低くなり、なぜならば、トランジスタが理想的な条件下で動作しないからである。
この発明に従うと、トランジスタTMICは、デジタル制御回路CTUにより信号MIC.PWRを介して制御される電気スイッチM1を通して電流が与えられる。このスイッチM1は周期的間隔Ｔで開閉されかつ時間t1の間活性状態となる。
マイクロホンからの電圧U_micは電気スイッチM2を介してサンプリングキャパシタC5に供給される。電気スイッチM2は時間t2の間活性状態となり制御ユニットCTUからの信号MIC.SMPLによって制御される。この信号は、M1およびM2と同期してサンプリング周波数1/Tで動作する後のサンプリング回路（図示せず）によってデジタル値に変換される。
このサンプリング周波数またはナイキスト周波数は、音声信号の所望の上限周波数の少なくとも２倍になるよう、通常の態様にて選択され得る。さらに、サンプリングは、サンプリング処理からのより高い高調波の寄与のフィルタ処理の悪影響を低減するよう、従来の態様にて、オーバサンプリングで行なわれ得る。
さらに、このサンプリング処理は、類推によって動作する回路によっても行なわれることが可能である。
信号MIC.PWRおよびMIC.SMPLの時間シーケンスを図３に示す。
時間t1では、M1が電流をトランジスタTMICに伝導するが、この時間は、時間期間Ｔよりもかなり短いものであり、U_micが利用可能な値に達するように十分な長さを有するよう選択される。マイクロホン増幅器は、したがって、サンプリング時間Ｔと比べて見た場合に相対的に短いパルスを与えられる。
時間t1内にて、マイクロホンからの出力信号は、時間ｔ内の変動に比して見た場合おおよそ一定であり、すぐ前のサンプルよりも高いまたは低いある値である。この信号変化は、ここで、トランジスタTMICを通過する電流に変化を生じさせる。
実際にはマイクロホン／トランジスタ結合MIC/TMICは端子にわたる寄生容量を含むため、トランジスタを通過する電流は、これらの容量が帯電および放電され得る速度よりも高速には上昇し得ない。U_micは、したがって、すぐ前のサンプル対する所与の膜の偏りの変化に比例する値の方向に漸近的に収束する帯電または放電シーケンスに従う。
U_micの典型的なシーケンスをしたがって図３に示す。
図３において破線で示される信号Ｕ_mic′の大きさはしたがって所与の時間に対する音声信号の振幅に依存する。
サンプリング回路はU_micを時間t1内においてできるだけ遅く読む。これは、U_micがt1の終りにおいて最もよい信号／ノズル比を有するからである。U_smplは、したがって、M1によって制御される供給パルスt1の活性部分の後部側面から見て或るウィンドウにおいて接続時間t2で活性状態である。この時間t2はt1よりも短く、C5が帯電される速度に依存して、t1よりもかなり短くなるよう選択され得る。
U_micは時間t2内においてはおおよそ一定であると考えられ得、時間t2におけるサンプリングキャパシタC5の帯電はＲが500Ω〜5KΩで変動し得るRC回路と近似し得、なぜならば、電気スイッチM2の抵抗は微々たるものだからである。t2の間に当てはまる時定数に対する典型的な値は、C5が100pFの場合、0.05〜0.5μｓとなる。
サンプリングキャパシタC5は、したがって、t2中に、前のサンプル値から、所与の時間でマイクロホン膜にかかる電圧に漸近的に近づくレベル方向に当てはまる上述の時定数で帯電または放電される。この電圧Ｕ_smpl′を図３に示す。
t1が実際にはどのように短く設定され得るかは、信号／ノズル比がＵ_mic′に関してどのように低く受入れられ得るかに依存し、それは、何にもまして、マイクロホントランジスタTMICにて生ずる寄生容量に従って、ならびにサンプリング処理の正確さおよび一般的なその使用に従って選択されなければならない。実際には、時定数（2RCはexp（−2RC/RC）＝0.86を与える）の２倍に対応するサンプリングパルス（M2）が既にt1−t2で開始することによって利用可能な値が与えられることがわかっている。t1の典型的な値は0.2〜3.0μｓにあり得る。
たとえば、20kHzまでの音声信号を転送することが所望され、かつ44kHzのサンプリング周波数が用いられる場合（Ｔ＝23μｓ）、t1およびt2の上述した低い値によって電流がかなり節約される。
音声信号はたとえば10kHz（Ｔ＝100μｓ）のサンプリング周波数によって受入れ可能な結果とともに転送され得、この場合にはパルス動作するマイクロホン回路に対しては電流がさらに大きく節約される。
図２に示されるのは例示的な実施例であり、ここでは、図１の電流発生器が演算増幅器OP1を伴って構成され、それによって信号U_smplが電気スイッチM1を介してトランジスタT1のベースに送られ、それが次いでマイクロホンユニットMCU（図２には示されず）に対して供給を行ない、それによって電流が端子MIC.INDに結合される。
この演算増幅器は抵抗器R4、R5およびR6ならびにキャパシタC3に接続され、これによって、OP1から考えられ得るノイズが除去される。
トランジスタT1は抵抗器ネットワークR1およびR2によってバイアスされる。
サンプリング回路にさらに伝導される1/2サンプリング周波数を越える周波数寄与成分が発生するのを回避するため、マイクロホンユニットからの出力はC1で示されるキャパシタを介して減衰され得る。
マイクロホンU_micからの信号は、実際には小さな寄生容量に接続される電気スイッチM2を通して順方向にサンプリングキャパシタC5に送られ、それを通して、後段のA/D変換器回路が、リミッタ回路に結合され得る。
M1およびM2は、信号Mic_pwrおよびMic_smplを介し制御回路CTUで制御されることにより、上述したように、およびサンプリング回路SMPLと同期して動作する。
図２の結合の目的は、マイクロホンを通過する電流を調整または適応させ、それによって、C5にかかる電圧に対する好適な平均値を得ることである。マイクロホン内のTMICが最適化された動作点で動作するよう、C5にかかる電圧は調整可能なレベルＶ_bias′に従って制御される。
この発明は、当然のことながら、例示の実施例に記載されるエレクトレットマイクロホンにのみ限定されるわけではない。この発明は、たとえば、外部電源を伴うキャパシタマイクロホンおよび圧電感度半導体マイクロホンといった、他のタイプの能動マイクロホンに対しても有利に用いられ得る。同様に、他のタイプの半導体構成要素も、Ｊ−FETトランジスタの代わりに用いられ得る。
リミッタ回路は、信号経路内において、サンプリング回路の前に挿入され得る。この発明に従うと、これらの回路要素は、サンプリングされる態様で同様に動作し得、したがって電流消費をさらに低減し得る。
図２における回路に対する構成要素リスト：

Claims (5)

1. マイクロホンユニット（MCU）からの信号を増幅するための回路であって、
   前記マイクロホンユニット（MCU）に電気エネルギをパルスの形式で与える電源（SPL）と、
   マイクロホン信号を変換するためのサンプリング回路とを含み、サンプリングは1/Tのサンプリング周波数で行なわれ、前記マイクロホンユニット（MCU）からの信号を増幅するための回路は、
   前記電源（SPL）によってエネルギが前記マイクロホンユニット（MCU）にパルスの形式にて活性パルス時間t1で転送され、
   前記サンプリング回路によって、前記マイクロホン信号が、あるウィンドウ内において、供給パルスの活性部分の後部側面から計算される持続期間t2で読取られ、
   t1は、前記サンプリング周波数1/Tに対応する時間期間Ｔよりも短く、
   t2はt1よりも短いことを特徴とする、マイクロホンユニット（MCU）からの信号を増幅するための回路。
2. t1は前記時間期間Ｔよりも少なくとも10倍短いことを特徴とする、請求項１に記載のマイクロホンユニットからの信号を増幅するための回路。
3. t2はt1よりも少なくとも10倍短いことを特徴とする、請求項１に記載のマイクロホンからの信号を増幅するための回路。
4. t1は約0.2から3.0μｓであり、
   t2は約0.05から0.5μｓであることを特徴とする、請求項１に記載の回路。
5. 前記マイクロホンユニット（MCU）は、マイクロホン（MIC）と、トランジスタ（TMIC）とを含み、その一方端子は前記マイクロホン（MIC）に直接接続されかつ接近して配され、それによって、前記トランジスタ（TMIC）は、前記時間t1の間前記電源（SPL）からの電流を接続する第１のスイッチ（M1）を介して電流を供給され、および、それによって、前記トランジスタ（TMIC）にて増幅された出力信号は、前記時間t2の間閉じられる第２のスイッチ（M2）によって後のサンプリング回路に転送され、および、それによって、前記スイッチ（M1、M2）は制御ユニット（CTU）によって制御される、請求項１に記載のマイクロホンからの信号を増幅するための回路。

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