JP5438483B2 - 増幅回路、その起動方法、およびそれらを用いたオーディオ再生装置ならびに電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、交流信号を増幅する増幅回路に関する。

オーディオ機器においては、微弱な電気信号であるオーディオ信号を増幅してスピーカやイヤホンなどの電気音響変換素子に対して出力する。こうしたオーディオ機器では、数Ｈｚ〜数十ｋＨｚの可聴帯域の交流成分を含むアナログオーディオ信号（以下、単にオーディオ信号という）に対して、増幅、ボリウム制御、フィルタリングなどの所望の信号処理を行う信号処理回路が搭載される。

オーディオ信号が信号処理回路に対して入力される経路上には、直流防止用のカップリングキャパシタが設けられる。このカップリングキャパシタは、オーディオ信号の低周波成分を十分に通過させるためにサブμＦ以上という大容量が必要とされる。

一方、信号処理回路の初段には、入力インピーダンスを高くするために、増幅回路（増幅装置）が設けられる。この増幅回路は、所定のバイアス電位を基準として、オーディオ信号を増幅する。したがって、増幅回路の入力端子は所定のバイアス電位にバイアスされ、処理の対象となるオーディオ信号は、カップリングキャパシタを介して入力端子にカップリングされ、オーディオ信号がバイアス電位と重畳される。

特許文献２の図２には、入力抵抗および帰還抵抗（ＲＩ１、ＲＦ１）、演算増幅器（１１６）、抵抗（ＲＦ１）に対して並列に設けられたスイッチ（１２２）を備えた増幅回路（１０２）が開示される。この増幅回路（１０２）は、立ち上げ直後においては、スイッチ（１２２）がオンされてボルテージフォロア（バッファ）として機能するためミュート状態となる。その後スイッチ（１２２）をオフすることで反転増幅器として機能する。この回路には、演算増幅器（１１６）の非反転入力端子に印加されるバイアス電圧をしきい値電圧と比較するコンパレータ（１３０）が設けられ、バイアス電圧が所定値に達したことを契機として、スイッチ（１２２）をオン状態からオフ状態へと切りかえ、アクティブ状態とする。特許文献３の技術では、コンパレータ（１３０）の後段に遅延回路（１４７）を設け、バイアス電圧がしきい値電圧に達してから、所定の時間経過した後に、スイッチ（１２２）をオン状態からオフ状態へと切りかえる技術が提案されている。

特開２００３−２５８５５９号公報 米国特許第５９３９９３８号明細書 米国特許第６３４６８５４号明細書 特開２００８−１４８１４７号公報

スイッチ（１２２）をオンした状態で、バイアス電圧を立ち上げると、演算増幅器（１１６）の出力端子（１１７）および入力端子（１１９）の電位は、バイアス電圧に追従して増加するが、出力端子（１１７）の電位は、入力端子（１１９）の電位よりも遅れて上昇する。したがって、バイアス電圧が所定値に達したタイミングにおいては、出力端子（１１７）の電位は所定値には達していない。このタイミングでスイッチ（１２２）をオフしてミュート状態を解除すると、スピーカからノイズが出力されてしまう。

特許文献３の技術は、コンパレータ（１３０）の出力を遅延させることにより、出力端子（１１７）の電位が所定値に達するのを待って、スイッチ（１２２）をオフするものである。特許文献３の技術によればノイズの発生は抑制されるが、非常に長い遅延時間を要するため、規模の大きな遅延回路が必要となる。

本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その包括的な目的のひとつは、ミュート解除時のノイズを抑制した増幅回路の提供にある。

１． 本発明のある態様は増幅回路に関する。増幅回路は、反転増幅器と、電圧監視部と、バイパススイッチを備える。反転増幅器は、カップリングキャパシタを介して入力された入力電圧を反転増幅する。この反転増幅器は、非反転入力端子にバイアス電圧が印加された演算増幅器と、演算増幅器の反転入力端子とカップリングキャパシタの間に設けられた入力抵抗と、演算増幅器の出力端子と反転入力端子との間に設けられた帰還抵抗と、を含む。電圧検出部は、入力抵抗の演算増幅器側の一端の電圧を監視する。バイパススイッチは反転増幅器の出力端子側の第１ノードと、反転増幅器の入力端子側の第２ノードとの間に設けられる。バイパススイッチは、電圧検出部により監視対象の電圧が所定のしきい値電圧より高くなったことが検出されると、オンからオフに切りかえられる。

本明細書において「増幅」とは、利得が１より大きい場合のほか、１より小さい場合、すなわち「減衰」も含み、あるいは利得が１の場合（単なるインピーダンス変換）も含む。バイパススイッチがオンのとき、演算増幅器およびバイパススイッチがボルテージフォロア回路を形成するため、増幅部の出力電位が直流的に固定されてミュート状態が実現される。バイパススイッチがオフすると、増幅部は反転増幅器として機能し、入力されたオーディオ信号を増幅するアクティブ状態となる。この態様において、カップリングキャパシタに対する充電にともない、第２抵抗の演算増幅器側の一端の電圧は徐々に高くなる。そこでこの電圧が十分に高くなったことを契機として、バイパススイッチをオンからオフに切りかえることにより、ノイズの発生を抑制しつつ、ミュート状態を解除することができる。

ある態様の増幅回路は、入力抵抗と帰還抵抗との接続ノードと演算増幅器の反転入力端子の間に設けられた入力スイッチをさらに備えてもよい。入力スイッチは、バイパススイッチと相補的にオン、オフが制御されてもよい。
この場合、カップリングキャパシタの一端の電位が急激に変動しても、その変動が入力スイッチで遮断されるため、増幅回路からノイズが出力されるのを防止できる。

２． 本発明のある態様も、増幅回路に関する。増幅回路は、カップリングキャパシタを介して入力された信号を増幅する増幅部と、増幅部の入力端子に接続されるカップリングキャパシタの一端を充電する充電回路と、充電回路からカップリングキャパシタに対する充電電流をモニタする電流検出部と、増幅部の出力端子側の第１ノードと、増幅部の入力端子側の第２ノードとの間に設けられたバイパススイッチと、を備える。バイパススイッチは、電流検出部により充電電流が所定のしきい値より小さくなったことが検出されると、オンからオフに切りかえられる。
この態様において、カップリングキャパシタに対する充電が完了すると、充電回路からの充電電流が実質的にゼロとなる。そこで、充電電流がゼロ付近まで低下したことを契機として、バイパススイッチをオンからオフに切りかえることにより、ノイズの発生を抑制しつつ、ミュート状態を解除することができる。

増幅部は、非反転入力端子に所定のバイアス電圧が印加された演算増幅器と、演算増幅器の反転入力端子とカップリングキャパシタの間に設けられた入力抵抗と、演算増幅器の出力端子と反転入力端子との間に設けられた帰還抵抗と、を含む反転増幅器であってもよい。バイパススイッチは、演算増幅器の反転入力端子と出力端子の間に設けられてもよい。充電回路は、入力抵抗と帰還抵抗との接続ノードに充電電流を供給するよう構成されてもよい。
この態様では、バイパススイッチがオンのとき、演算増幅器およびバイパススイッチがボルテージフォロア回路を形成するため、増幅部の出力電位が直流的に固定されてミュート状態が実現される。バイパススイッチがオフすると、増幅部は反転増幅器として機能し、入力されたオーディオ信号を増幅するアクティブ状態となる。

ある態様の増幅回路は、入力抵抗と帰還抵抗との接続ノードと演算増幅器の反転入力端子の間に設けられた入力スイッチをさらに備えてもよい。入力スイッチのオン、オフ状態は、バイパススイッチと相補的に制御されてもよい。
この場合、カップリングキャパシタの一端の電位が急激に変動しても、その変動が入力スイッチで遮断されるため、増幅部からノイズが出力されるを防止できる。

充電回路は、出力端子がカップリングキャパシタの一端に直接的もしくは間接的に接続されたボルテージフォロア回路を含んでもよい。

充電回路は、出力端子がカップリングキャパシタの一端もしくは入力抵抗の一端に接続されたボルテージフォロア回路を含んでもよい。ボルテージフォロア回路の入力電圧は、バイアス電圧であってもよい。
この場合、ミュート状態において、増幅部の出力電圧をバイアス電圧に設定すると同時に、カップリングキャパシタの一端をバイアス電圧にて充電することができるため、回路内の各ノードの電位を、共通のバイアス電圧を用いて制御することができる。

増幅部は、演算増幅器を含んでもよい。バイパススイッチは、演算増幅器の出力端子とカップリングキャパシタの一端の間に設けられてもよい。充電回路は、演算増幅器およびバイパススイッチを用いて構成されており、バイパススイッチがオンした状態において、演算増幅器の出力電流を利用してカップリングキャパシタを充電するように構成されてもよい。
この態様では、増幅部の演算増幅器のソース・シンク電流によってカップリングキャパシタを充電することができる。また増幅部の演算増幅器およびミュート用のバイパススイッチを利用して充電回路を構成できるため、回路面積を削減できる。

充電回路は、２つの固定電圧端子の間に直列に設けられた第１ハイサイドトランジスタおよび第１ローサイドトランジスタを含むプッシュプル形式の出力段を含んでもよい。電流検出部は、第１ハイサイドトランジスタおよび第１ローサイドトランジスタそれぞれに対してカレントミラー回路を形成するよう接続された第２ハイサイドトランジスタおよび第２ローサイドトランジスタを含んでもよい。バイパススイッチのオン、オフは、第２ハイサイドトランジスタと第２ローサイドトランジスタの接続点からはき出される電流に応じた電圧を、しきい値に応じたしきい値電圧と比較した結果に応じて制御されてもよい。

増幅部の前記演算増幅器は、２つの固定電圧端子の間に直列に設けられた第１ハイサイドトランジスタおよび第１ローサイドトランジスタを含むプッシュプル形式の出力段を含んでもよい。電流検出部は、第１ハイサイドトランジスタおよび第１ローサイドトランジスタそれぞれに対してカレントミラー回路を形成するよう接続された第２ハイサイドトランジスタおよび第２ローサイドトランジスタを含んでもよい。バイパススイッチのオン、オフは、第２ハイサイドトランジスタと第２ローサイドトランジスタの接続点からはき出される電流に応じた電圧を、しきい値に応じたしきい値電圧と比較した結果に応じて制御されてもよい。

電流検出部は、充電電流の経路上に設けられた検出抵抗と、検出抵抗の電圧降下を、所定のしきい値電圧と比較するコンパレータと、を含んでもよい。バイパススイッチのオン、オフは、コンパレータの出力信号にもとづいて制御されてもよい。
またこの態様において、充電回路は、その非反転入力端子に所定のバイアス電圧が入力され、その反転入力端子に検出抵抗のカップリングキャパシタ側の電位がフィードバックされた演算増幅器を含んでもよい。この場合、検出抵抗が設けられないときと同様に、カップリングキャパシタを充電できる。

電流検出部は、充電電流の経路上に設けられた検出トランジスタに対してカレントミラー回路を形成するよう接続されたレプリカトランジスタを含んでもよい。バイパススイッチのオン、オフは、レプリカトランジスタに流れる電流に応じた電圧を、しきい値に応じたしきい値電圧と比較した結果に応じて制御されてもよい。

ある態様の増幅回路は、演算増幅器、充電回路、電流検出部およびバイパススイッチがひとつの半導体基板に一体集積化され、入力抵抗、帰還抵抗は、半導体基板に外付けされてもよい。

本発明の別の態様は、オーディオ再生装置である。この装置は、アナログのオーディオ信号を出力するオーディオ信号生成部と、オーディオ信号に対して所定の信号処理を実行するオーディオ処理回路と、オーディオ信号生成部とオーディオ処理回路との間に設けられたカップリングキャパシタと、オーディオ処理回路の出力信号を出力する音声出力部と、を備える。オーディオ処理回路は、オーディオ信号を増幅する上述のいずれかの態様の増幅回路を含む。
この態様によると、上述した充電回路による充電作用によって、オーディオ処理回路の起動に要する時間が短縮されるため、オーディオ信号を音声出力部から出力するまでの時間を短縮できる。また、バイパススイッチを好適なタイミングでオンからオフへと切りかえることができるためノイズの発生を抑制できる。

本発明のさらに別の態様は、電子機器である。この電子機器は、上述のオーディオ再生装置を備える。

本発明のさらに別の態様は、カップリングキャパシタを介して入力されたオーディオ信号を増幅する増幅回路の起動方法に関する。この方法は、増幅回路をミュート状態に設定するステップと、カップリングキャパシタを所定のバイアス電圧に達するまで充電するステップと、カップリングキャパシタに対する充電電流をモニタし、充電電流が所定のしきい値より小さくなったことを検出すると、増幅回路のミュート状態を解除するステップと、を備える。
ある態様において、ミュート状態に設定するステップは、増幅回路の出力端子側の第１ノードと、増幅回路の入力端子側の第２ノードとの間に設けられたバイパススイッチをオンするステップを含んでもよい。ミュート状態を解除するステップは、バイパススイッチをオンからオフに切りかえるステップを含んでもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明に係る増幅回路によれば、起動時間を短縮でき、さらにミュート解除時のノイズを抑制できる。

第１の実施の形態に係る増幅回路を備えるオーディオ再生装置の構成を示すブロック図である。 増幅回路の具体的な構成例を示す回路図である。 図３（ａ）〜（ｃ）は、電流検出部の構成例を示す回路図である。 第２の実施の形態に係る増幅回路の構成を示す回路図である。 図４の増幅回路の動作を示すタイムチャートである。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

（第１の実施の形態）
図１は、第１の実施の形態に係る増幅回路１００を備えるオーディオ再生装置３００の構成を示すブロック図である。オーディオ再生装置３００は、オーディオ信号（音声信号）を出力する機能を有し、携帯電話端末、ポータブルオーディオプレイヤ、デジタルスチルカメラ、デジタルビデオカメラなどの電子機器に搭載される。オーディオ再生装置３００は、オーディオ管理ＩＣ２００、オーディオ信号生成部２１０、音声出力部２２０を備える。

オーディオ信号生成部２１０は、アナログのオーディオ信号Ｓ１を生成し、出力端子２０２から出力する。オーディオ信号生成部２１０により生成されるオーディオ信号Ｓ１は、電子機器に応じて異なっており、オーディオプレイヤの場合音楽やビープ音であり、携帯電話端末の場合、着信音、通話相手、その他の音声などである。

オーディオ管理ＩＣ２００は、オーディオ信号Ｓ１に対して所定の信号処理を実行するオーディオ処理回路として機能する。所定の信号処理は、電子機器に応じて異なっており、たとえば増幅、ボリウム制御、フィルタリングなどが例示される。オーディオ管理ＩＣ２００はひとつの半導体基板上に一体集積化されるのが好ましい。

カップリングキャパシタＣ１は、オーディオ信号生成部２１０とオーディオ管理ＩＣ２００との間に設けられる。音声出力部２２０は、スピーカ、ヘッドホン、イヤホンなどの電気音響変換素子であり、オーディオ管理ＩＣ２００の出力信号Ｓ２をカップリングキャパシタＣ２を介して受け、これを音響信号に変換して出力する。

オーディオ管理ＩＣ２００は、増幅回路１００を含む。図１ではオーディオ管理ＩＣ２００が増幅回路１００そのものであるが、実際にはオーディオ管理ＩＣ２００は増幅回路１００以外の図示しない回路ブロックを含んでも良い。

増幅回路１００は、オーディオ管理ＩＣ２００の初段に設けられており、オーディオ管理ＩＣ２００の入力バッファとしても機能する。また増幅回路１００は、オーディオ信号Ｓ１をバイアス電位Ｖｂｉａｓに重畳する。つまり、オーディオ管理ＩＣ２００の内部において、オーディオ信号Ｓ１は、バイアス電圧Ｖｂｉａｓを中心として振動する。バイアス電圧Ｖｂｉａｓは、オーディオ管理ＩＣ２００に供給される電源電圧Ｖｄｄと接地電位の中点Ｖｄｄ／２に設定される。

図１では、オーディオ管理ＩＣ２００、オーディオ信号生成部２１０は別個のＩＣとして構成されるが、同一のＩＣとして構成されてもよい。同一のＩＣとして構成される場合であっても、カップリングキャパシタＣ１は容量値が大きいため、外付けのチップ部品が利用されるため、出力端子２０２および入力端子１０２に対応する端子を設ける必要がある。

以上がオーディオ再生装置３００の全体構成である。続いて増幅回路１００の構成を説明する。

増幅回路１００は、増幅部１０、充電回路２０、制御部３０、電流検出部４０、バイパススイッチＳＷ１を備える。

増幅部１０は、カップリングキャパシタＣ１を介して入力されたオーディオ信号Ｓ１を増幅する。たとえば増幅部１０は、後述するように反転増幅器であるが、本発明はこれに限定されず、非反転増幅器であってもよいし、単なるボルテージフォロア（バッファ）であってもよい。

バイパススイッチＳＷ１は、増幅部１０の出力端子側の第１ノードＮ１と、増幅部１０の入力端子側の第２ノードＮ２との間に設けられる。制御部３０は、バイパススイッチＳＷ１のオン、オフ状態を制御する。

本実施の形態に係る増幅回路１００は、充電回路２０が設けられる点を一つの特徴とする。充電回路２０は、充電電流Ｉｃを供給することにより、増幅部１０の入力端子に接続されるカップリングキャパシタＣ１の一端１０２を充電する。充電回路２０は、入力端子１０２の電位がバイアス電圧Ｖｂｉａｓに達するまで、充電電流Ｉｃを供給する。

さらに図１の増幅回路１００は、電流検出部４０が設けられていることを特徴のひとつとしている。電流検出部４０は、充電回路２０からカップリングキャパシタＣ１に対する充電電流Ｉｃをモニタする。制御部３０は、電流検出部４０により充電電流Ｉｃが所定のしきい値より小さくなったことが検出されると、バイパススイッチＳＷ１をオンからオフに切りかえる。

以上が増幅回路１００の構成である。続いてその動作を説明する。

オーディオ再生装置３００の電源投入時、あるいはスタンバイ状態からの復帰時（以下、単に起動時という）において、入力端子１０２の電位は接地電位（０Ｖ）となっている。オーディオ再生装置３００が起動すると、制御部３０は、バイパススイッチＳＷ１をオンする。さらに充電回路２０がアクティブとなり、充電電流ＩｃによってカップリングキャパシタＣ１の一端１０２が充電される。

図１の増幅回路１００によれば、カップリングキャパシタＣ１を、バイパススイッチＳＷ１を介した増幅部１０の出力電流（ソース電流）に加えて、充電回路２０からの充電電流Ｉｃを利用して充電する。

起動時にバイパススイッチＳＷ１がオンしたミュート状態では、増幅部１０の出力ノードＮ１の電位は、バイアス電圧Ｖｂｉａｓに固定されるが、バイパススイッチＳＷ１がオフした後はミュート解除状態（アクティブ状態）となり、増幅部１０は、オーディオ信号Ｓ１を増幅して音声出力部２２０へと出力可能となる。

図１の増幅回路１００において、カップリングキャパシタＣ１に対する充電が完了すると、充電回路２０からの充電電流Ｉｃが実質的にゼロとなる。充電電流Ｉｃがゼロの状態では、カップリングキャパシタＣ１の両端の電位および増幅部１０の出力端子Ｎ１の電位は実質的に等しいため、充電電流Ｉｃが十分に低下した状態でバイパススイッチＳＷ１をオンからオフに切りかえても、ノイズは発生せず、あるいは発生したとしても極めて微弱なレベルとなる。
増幅回路１００によれば、電流検出部４０を用いて充電電流Ｉｃがゼロ付近まで低下したことを検出し、検出を契機としてバイパススイッチＳＷ１をオンからオフに切りかえることにより、ノイズの発生を抑制しつつ、ミュート状態を解除することができる。

以上が増幅回路１００の動作である。本発明は図１から把握されるあらゆる態様に及ぶものであるが、以下では、具体的な増幅回路１００の構成例を説明する。

図２は、増幅回路１００の具体的な構成例を示す回路図である。

バイアス回路５０は、キャパシタＣ３、抵抗Ｒ３、Ｒ４を含む。抵抗Ｒ３およびＲ４は、電源端子Ｖｄｄと接地端子の間に直列に設けられる。抵抗Ｒ３とＲ４の接続点には、キャパシタＣ３が接続されている。バイアス回路５０は、抵抗Ｒ３とＲ４の接続点の電位を、バイアス電圧Ｖｂｉａｓとして出力する。ここでバイアス電圧Ｖｂｉａｓは、
Ｖｂｉａｓ＝Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）×Ｖｄｄ
で与えられる。Ｒ３＝Ｒ４のとき、Ｖｂｉａｓ＝Ｖｄｄ／２が成立する。

増幅部１０は、演算増幅器１２、帰還抵抗Ｒ１、入力抵抗Ｒ２を含む反転増幅器である。演算増幅器１２の非反転入力端子（＋）には、バイアス電圧Ｖｂｉａｓが印加される。入力抵抗Ｒ２は、演算増幅器１２の反転入力端子（−）とカップリングキャパシタＣ１の間に設けられる。帰還抵抗Ｒ１は、演算増幅器１２の出力端子と反転入力端子（−）との間に設けられる。

増幅部１０の出力信号Ｓ２の電圧をＶ２、入力オーディオ信号Ｓ１の電圧振幅をＶ１とすると、
Ｖ２＝Ｖｂｉａｓ＋（Ｖｂｉａｓ−Ｖ１）×Ｒ１／Ｒ２ …（１）
が成り立つ。

演算増幅器１２の出力端子は、出力パッド１０４と接続されている。出力パッド１０４は、カップリングキャパシタＣ２を介して音声出力部２２０と接続される。

図２の増幅回路１００において、バイパススイッチＳＷ１は、演算増幅器１２の反転入力端子（−）と出力端子の間に設けられる。つまり、図１の第１ノードＮ１および第２ノードＮ２はそれぞれ、図２の演算増幅器１２の出力端子および反転入力端子に対応する。

図２の構成において、充電回路２０は入力抵抗Ｒ２と帰還抵抗Ｒ１との接続ノードＮ３（つまりオーディオ管理ＩＣ２００の入力端子１０２）に充電電流Ｉｃを供給するように構成される。たとえば充電回路２０は、ボルテージフォロア回路である。充電回路２０は、その出力端子とその反転入力端子が結線され、その非反転入力端子にバイアス電圧Ｖｂｉａｓが印加された演算増幅器２２を含む。なお充電回路２０の構成は図２のそれには限定されず、ノードＮ３に電流を供給する電流源や抵抗で構成してもよい。

入力スイッチＳＷ２は、入力抵抗Ｒ２と帰還抵抗Ｒ１との接続ノードＮ３と、演算増幅器１２の反転入力端子Ｎ２の間に設けられる。制御部３０は入力スイッチＳＷ２のオン、オフ状態を、実質的にバイパススイッチＳＷ１と相補的に切りかえる。

増幅回路１００の構成要素のうち、演算増幅器１２、バイパススイッチＳＷ１、充電回路２０、制御部３０、電流検出部４０、入力スイッチＳＷ２はオーディオ管理ＩＣ２００としてひとつの半導体基板上に集積化されており、帰還抵抗Ｒ１および入力抵抗Ｒ２はオーディオ管理ＩＣ２００に外付けされる。帰還抵抗Ｒ１、入力抵抗Ｒ２を外付けすることにより、演算増幅器１２の増幅率を好適に調節できる。

電流検出部４０は充電電流Ｉｃを検出する。電流検出部４０は、充電電流Ｉｃが所定のしきい値Ｉｔｈ以下に低下すると、検出信号Ｓ３をアサートする。遅延回路４２は、検出信号Ｓ３を所定時間だけ遅延させる。制御部３０は遅延された検出信号Ｓ４を監視し、検出信号Ｓ４がアサートされると、バイパススイッチＳＷ１をオン状態からオフ状態へ、入力スイッチＳＷ２をオフ状態からオン状態へ切りかえる。

なお、充電電流Ｉｃと比較されるしきい値Ｉｔｈを十分にゼロに近づけることが可能な場合、検出信号Ｓ３がアサートされるタイミングと、カップリングキャパシタＣ１の充電が完了するタイミングは一致するため、遅延回路４２は省略してもよい。

もし、あまりゼロに近くないしきい値Ｉｔｈを充電電流Ｉｃと比較する場合、検出信号Ｓ３がアサートされてからある期間τの経過後に、カップリングキャパシタＣ１の充電が完了することになろう。したがって遅延回路４２を設け、その遅延時間をτより長く設定することにより、充電電流Ｉｃと比較されるしきい値Ｉｔｈを有る程度大きくすることができるため、アナログ信号処理の設計の難易度を緩和することができる。

以上が図２の増幅回路１００の構成である。続いてその動作を説明する。

起動時に制御部３０はバイパススイッチＳＷ１をオン、入力スイッチＳＷ２をオフする。このとき、充電回路２０の演算増幅器２２において、反転入力端子と非反転入力端子間のイマジナリショートが成り立つから、ノードＮ３の電位がバイアス電圧Ｖｂｉａｓと一致するように、充電電流ＩｃがカップリングキャパシタＣ１に供給される。

このとき演算増幅器１２はボルテージフォロア回路として機能するため、演算増幅器１２の出力端子および反転入力端子、非反転入力端子も、バイアス電圧Ｖｂｉａｓに安定化される。

オーディオ管理ＩＣ２００の電源が投入されると、電源電圧Ｖｄｄが上昇する。その結果、バイアス回路５０により生成されるバイアス電圧Ｖｂｉａｓが、初期値の０Ｖからその目標値であるＶｄｄ／２に向かって上昇し始める。バイアス電圧Ｖｂｉａｓの上昇にともない、充電回路２０の出力端子の電位、つまり接続ノードＮ３の電位が上昇し、カップリングキャパシタＣ１が充電される。

カップリングキャパシタＣ１に対する充電電流Ｉｃは、ノードＮ３の電位がＶｄｄ／２に近くなるほど小さくなり、ノードＮ３の電位がＶｄｄ／２に達すると、充電が停止するため、充電電流Ｉｃは実質的に０となる。電流検出部４０は、充電電流Ｉｃをしきい値Ｉｔｈと比較し、Ｉｃ＜Ｉｔｈを検出すると検出信号Ｓ３をアサートする。その結果、バイパススイッチＳＷ１を適切なタイミングでオンからオフに切りかえることができ、増幅部１０が反転増幅器として機能するように回路形式が変更される。またこのとき、入力スイッチＳＷ２がオンすることにより、演算増幅器１２にオーディオ信号Ｓ１が提供される。

図２の増幅回路１００は、演算増幅器１２に対するバイアス電圧Ｖｂｉａｓと演算増幅器２２に対するバイアス電圧Ｖｂｉａｓを共通化することにより、増幅回路１００内の実質的にすべてのノードの電位がバイアス電圧Ｖｂｉａｓ（＝Ｖｄｄ／２）に設定される。したがって、バイパススイッチＳＷ１、入力スイッチＳＷ２のオンオフを切りかえても電位の急峻な変動が発生しないため、ノイズを好適に抑制することができる。

さらに、入力スイッチＳＷ２を設け、カップリングキャパシタＣ１の充電中にオフ状態としておくことにより、カップリングキャパシタＣ１の一端の電位が急激に変動しても、その変動を入力スイッチＳＷ２により遮断できるため、増幅部１０からノイズが出力されるを防止できる。なお、入力スイッチＳＷ２を設けない構成としても、ノイズが十分に小さい場合には、それを省略して回路面積を縮小してもよい。

図３（ａ）〜（ｃ）は、電流検出部４０の構成例を示す回路図である。
図３（ａ）を参照する。図２のように充電回路２０を演算増幅器２２を用いて構成した場合には、充電回路２０の出力段は、２つの固定電圧端子ＶｄｄおよびＧＮＤの間に直列に設けられた第１ハイサイドトランジスタＭＨ１および第１ローサイドトランジスタＭＬ１を含むプッシュプル形式となる。

電流検出部４０は、第２ハイサイドトランジスタＭＨ２、第２ローサイドトランジスタＭＬ２、電流電圧変換回路４４、コンパレータ４８を含む。

第２ハイサイドトランジスタＭＨ２および第２ローサイドトランジスタＭＬ２はそれぞれ、第１ハイサイドトランジスタＭＨ１および第１ローサイドトランジスタＭＬ１に対してカレントミラー回路を形成するように接続されている。ミラー比を１：ｎとすれば、第２ハイサイドトランジスタＭＨ２と第２ローサイドトランジスタＭＬ２との接続ノードＮ４からは、充電回路２０の出力電流Ｉｏ（つまり充電電流Ｉｃ）の１／ｎ倍の検出電流（レプリカ電流）Ｉｓが出力される。

電流電圧変換回路４４は、検出電流Ｉｓを検出電圧Ｖｓに変換する。たとえば電流電圧変換回路４４は、検出電流Ｉｓの経路上に設けられた第３トランジスタＭ３と、第３トランジスタＭ３に対してカレントミラー回路を形成するように接続された第４トランジスタＭ４と、第４トランジスタＭ４に流れる電流を電圧に変換するインピーダンス回路４６を含む。インピーダンス回路４６としては、電流源や抵抗が好適に利用できる。

コンパレータ４８は、検出電圧Ｖｓをしきい値Ｉｔｈに対応するしきい値電圧Ｖｔｈと比較する。もっとも簡易にはコンパレータ４８は、インバータを用いて構成することができ、あるいは差動アンプを利用して構成してもよい。

図３（ｂ）を参照する。図３（ｂ）の回路では、充電回路２０の出力端子からカップリングキャパシタＣ１の一端に至る経路上（つまり充電電流Ｉｃの経路上）に、検出抵抗Ｒｓが設けられる。コンパレータ４９は、検出抵抗Ｒｓに生ずる電圧降下ΔＶ（＝Ｒｓ×Ｉｃ）を、所定のしきい値電圧Ｖｔｈ（＝Ｒｓ×Ｉｔｈ）と比較する。コンパレータ４９は、入力オフセットを有するコンパレータを利用してもよい。

図３（ｃ）は、図３（ｂ）の変形例である。図３（ｂ）と（ｃ）とでは、演算増幅器２２に対する帰還点の位置が異なっている。すなわち、図３（ｂ）では、演算増幅器２２の出力電圧そのものがフィードバックされているのに対して、図３（ｃ）では、入力抵抗Ｒ２が接続される入力端子１０２の電位がフィードバックされている。

図３（ｂ）の構成では、検出抵抗Ｒｓに生ずる電圧降下ΔＶが、カップリングキャパシタＣ１に対する充電プロセスに影響を及ぼす。これに対して、図３（ｃ）の構成では、充電回路２０は入力端子１０２の電位がバイアス電位Ｖｂｉａｓと一致するようにカップリングキャパシタＣ１を充電するため、検出抵抗Ｒｓが充電プロセスに与える影響を排除しつつ、充電電流Ｉｃの値を検出できる。

図３（ａ）、（ｂ）の回路によれば、充電電流Ｉｃをしきい値Ｉｔｈと好適に比較することができる。

上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

図１、図２の構成では、増幅部１０とは別に充電回路２０を設ける場合を説明したが、増幅部１０を充電回路２０として利用する構成としてもよい。この場合の構成としては、以下の実施の形態が例示される。

図２の回路において、充電回路２０および入力スイッチＳＷ２を省略する。この構成では、バイパススイッチＳＷ１がオンした状態で、演算増幅器１２およびバイパススイッチＳＷ１がボルテージフォロア回路として機能し、ノードＮ３をバイアス電圧Ｖｂｉａｓによって充電することができる。

この実施の形態において、電流検出部４０は、図３（ａ）の構成としてもよい。この場合、第２ハイサイドトランジスタＭＨ２および第２ハイサイドトランジスタＭＨ２は、演算増幅器１２の出力段に設けられた第１ハイサイドトランジスタＭＨ１および第１ローサイドトランジスタＭＬ１に対して、カレントミラー回路を構成するように接続される。

（第２の実施の形態）
第１の実施の形態では、充電回路からカップリングキャパシタに対する充電電流に応じて、バイパススイッチのオンオフを制御した。これに対して第２の実施の形態では、入力抵抗Ｒ２の増幅部１０側の一端（Ｎ３）つまり入力端子１０２の電位Ｖｉにもとづいてバイパススイッチのオンオフを制御する。

図４は、第２の実施の形態に係る増幅回路１００ａの構成を示す回路図である。図４の増幅回路１００ａは、図１の増幅回路１００の電流検出部４０に代えて、電圧検出部６０を備える。また充電回路２０が省略されている。

電圧検出部６０は、入力端子１０２に生ずる電圧Ｖｉを監視する。そして電圧Ｖｉが所定のしきい値電圧に達すると、検出信号Ｓ３をアサートする。その他の構成は図２と同様である。しきい値電圧Ｖｔｈは、バイアス電圧Ｖｂｉａｓの目標電圧（Ｖｄｄ／２）よりわずかに低い値に設定される。

図５は、図４の増幅回路１００ａの動作を示すタイムチャートである。時刻ｔ０にオーディオ管理ＩＣ２００の電源が投入されると、電源電圧Ｖｄｄが上昇する。その結果、バイアス回路５０により生成されるバイアス電圧Ｖｂｉａｓが、初期値の０Ｖからその目標値であるＶｄｄ／２に向かって上昇し始める。

このとき、バイパススイッチＳＷ１はオン、入力スイッチＳＷ２はオフしている。バイパススイッチＳＷ１がオンしているため、演算増幅器１２はボルテージフォロアとして機能し、その出力信号Ｓ２の電圧は、バイアス電圧Ｖｂｉａｓとほぼ等しくなる。ボルテージフォロアの出力は、帰還抵抗Ｒ１、入力抵抗Ｒ２を介してカップリングキャパシタＣ１とカップリングされているため、カップリングキャパシタＣ１はボルテージフォロア（１２）によって充電される。入力端子１０２に生ずる入力電圧Ｖｉは、帰還抵抗Ｒ１と入力抵抗Ｒ２の合成抵抗（Ｒ１＋Ｒ２）とカップリングキャパシタＣ１の時定数に従い、バイアス電圧Ｖｂｉａｓに遅れて上昇する。

時刻ｔ１に入力電圧Ｖｉがしきい値電圧Ｖｔｈに達すると、検出信号Ｓ３がアサートされる。そして時刻ｔ１から遅延回路４２の遅延時間τ経過後の時刻ｔ２に、検出信号Ｓ４がアサートされる。検出信号Ｓ４がアサートされると、バイパススイッチＳＷ１がオフ、入力スイッチＳＷ２がオンに切りかえられる。

このように図４の増幅回路１００ａによれば、バイパススイッチＳＷ１が適切なタイミングでオンからオフに切りかえられ、増幅部１０が反転増幅器として機能するように回路形式が変更される。またこのとき、入力スイッチＳＷ２がオンすることにより、演算増幅器１２にオーディオ信号Ｓ１が提供される。

入力スイッチＳＷ２を設け、カップリングキャパシタＣ１の充電中にオフ状態としておくことにより、カップリングキャパシタＣ１の一端の電位が急激に変動しても、その変動を入力スイッチＳＷ２により遮断できるため、増幅部１０からノイズが出力されるを防止できる。なお、入力スイッチＳＷ２を設けない構成としても、ノイズが十分に小さい場合には、それを省略して回路面積を縮小してもよい。

図４の増幅回路１００ａにおいても遅延回路４２を省略してもよい。

上述の実施の形態では、増幅回路の処理対象がオーディオ信号である場合を説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。オーディオ信号に限らず、交流信号をバイアス電圧と重畳する際に、広くカップリングキャパシタが利用される。したがって、本発明は、その前段にカップリングキャパシタが配置される増幅回路に広く適用できる。

１０…増幅部、１２…演算増幅器、Ｃ１…カップリングキャパシタ、Ｒ１…帰還抵抗、Ｒ２…入力抵抗、２０…充電回路、２２…演算増幅器、ＳＷ１…バイパススイッチ、ＳＷ２…入力スイッチ、３０…制御部、１００…増幅回路、１０２…入力端子、２００…オーディオ管理ＩＣ、２１０…オーディオ信号生成部、２２０…音声出力部、３００…オーディオ再生装置、４０…電流検出部、５０…バイアス回路、４２…遅延回路、６０…電圧検出部、ＭＨ１…第１ハイサイドトランジスタ、ＭＨ２…第２ハイサイドトランジスタ、ＭＬ１…第１ローサイドトランジスタ、ＭＬ２…第２ローサイドトランジスタ、４４…電流電圧変換回路、４８…コンパレータ。

Claims (15)

1. カップリングキャパシタを介して入力された信号を増幅する増幅部と、
   前記増幅部の入力端子に接続される前記カップリングキャパシタを充電する充電回路と、
   前記充電回路から前記カップリングキャパシタに対する充電電流をモニタする電流検出部と、
   前記増幅部の出力端子側の第１ノードと、前記増幅部の入力端子側の第２ノードとの間に設けられたバイパススイッチと、
   を備え、
   前記バイパススイッチは、前記電流検出部により前記充電電流が所定のしきい値より小さくなったことが検出されると、オンからオフに切りかえられることを特徴とする増幅回路。
2. 前記増幅部は、
   非反転入力端子に所定のバイアス電圧が印加された演算増幅器と、
   前記演算増幅器の反転入力端子と前記カップリングキャパシタの間に設けられた入力抵抗と、
   前記演算増幅器の出力端子と反転入力端子との間に設けられた帰還抵抗と、
   を含む反転増幅器であり、
   前記バイパススイッチは、前記演算増幅器の反転入力端子と出力端子の間に設けられ、
   前記充電回路は、前記入力抵抗と前記帰還抵抗との接続ノードに充電電流を供給するよう構成されることを特徴とする請求項１に記載の増幅回路。
3. 前記入力抵抗と前記帰還抵抗との接続ノードと前記演算増幅器の反転入力端子の間に設けられた入力スイッチをさらに備えることを特徴とする請求項２に記載の増幅回路。
4. 前記充電回路は、その出力端子が前記カップリングキャパシタの一端に直接的、もしくは間接的に接続されたボルテージフォロア回路を含むことを特徴とする請求項１に記載の増幅回路。
5. 前記充電回路は、その出力端子が前記カップリングキャパシタの一端もしくは前記入力抵抗の一端に接続されたボルテージフォロア回路を含み、前記ボルテージフォロア回路の入力電圧は、前記バイアス電圧であることを特徴とする請求項２に記載の増幅回路。
6. 前記増幅部は、演算増幅器を含み、
   前記バイパススイッチは、前記演算増幅器の出力端子と前記カップリングキャパシタの一端の間に設けられており、
   前記充電回路は、前記演算増幅器および前記バイパススイッチを用いて構成されており、前記バイパススイッチがオンした状態において、前記演算増幅器の出力電流を利用して前記カップリングキャパシタを充電することを特徴とする請求項１に記載の増幅回路。
7. 前記充電回路は、２つの固定電圧端子の間に直列に設けられた第１ハイサイドトランジスタおよび第１ローサイドトランジスタを含むプッシュプル形式の出力段を含み、
   前記電流検出部は、前記第１ハイサイドトランジスタおよび前記第１ローサイドトランジスタそれぞれに対してカレントミラー回路を形成するよう接続された第２ハイサイドトランジスタおよび第２ローサイドトランジスタを含み、
   前記バイパススイッチのオン、オフは、前記第２ハイサイドトランジスタと前記第２ローサイドトランジスタの接続点からはき出される電流に応じた電圧を、前記しきい値に応じたしきい値電圧と比較した結果に応じて制御されることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の増幅回路。
8. 前記増幅部の前記演算増幅器は、２つの固定電圧端子の間に直列に設けられた第１ハイサイドトランジスタおよび第１ローサイドトランジスタを含むプッシュプル形式の出力段を含み、
   前記電流検出部は、前記第１ハイサイドトランジスタおよび前記第１ローサイドトランジスタそれぞれに対してカレントミラー回路を形成するよう接続された第２ハイサイドトランジスタおよび第２ローサイドトランジスタを含み、
   前記バイパススイッチのオン、オフは、前記第２ハイサイドトランジスタと前記第２ローサイドトランジスタの接続点からはき出される電流に応じた電圧を、前記しきい値に応じたしきい値電圧と比較した結果に応じて制御されることを特徴とする請求項２に記載の増幅回路。
9. 前記電流検出部は、
   前記充電電流の経路上に設けられた検出抵抗と、
   前記検出抵抗の電圧降下を、所定のしきい値電圧と比較するコンパレータと、
   を含み、
   前記バイパススイッチのオン、オフは、前記コンパレータの出力信号にもとづいて制御されることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の増幅回路。
10. 前記電流検出部は、
    前記充電電流の経路上に設けられた検出抵抗と、
    前記検出抵抗の電圧降下を、所定のしきい値電圧と比較するコンパレータと、
    を含み、前記バイパススイッチのオン、オフは、前記コンパレータの出力信号にもとづいて制御されるとともに、
    前記充電回路は、
    その非反転入力端子に所定のバイアス電圧が入力され、その反転入力端子に前記検出抵抗の前記カップリングキャパシタ側の電位がフィードバックされた演算増幅器を含むことを特徴とする請求項１に記載の増幅回路。
11. 前記演算増幅器、前記充電回路、前記電流検出部および前記バイパススイッチがひとつの半導体基板に一体集積化され、前記入力抵抗、前記帰還抵抗は、前記半導体基板に外付けされることを特徴とする請求項２に記載の増幅回路。
12. アナログのオーディオ信号を出力するオーディオ信号生成部と、
    前記オーディオ信号に対して所定の信号処理を実行するオーディオ処理回路と、
    前記オーディオ信号生成部と前記オーディオ処理回路との間に設けられたカップリングキャパシタと、
    前記オーディオ処理回路の出力信号を出力する音声出力部と、
    を備え、
    前記オーディオ処理回路は、前記オーディオ信号を増幅する請求項１から１１のいずれかに記載の増幅回路を含むことを特徴とするオーディオ再生装置。
13. 請求項１２に記載のオーディオ再生装置を備えることを特徴とする電子機器。
14. カップリングキャパシタを介して入力されたオーディオ信号を増幅する増幅回路の起動方法であって、
    前記増幅回路をミュート状態に設定するステップと、
    前記カップリングキャパシタを所定のバイアス電圧に達するまで充電するステップと、
    前記カップリングキャパシタに対する充電電流をモニタし、前記充電電流が所定のしきい値より小さくなったことを検出すると、前記増幅回路のミュート状態を解除するステップと、
    を備えることを特徴とする方法。
15. 前記ミュート状態に設定するステップは、前記増幅回路の出力端子側の第１ノードと、前記増幅回路の入力端子側の第２ノードとの間に設けられたバイパススイッチをオンするステップを含み、
    前記ミュート状態を解除するステップは、前記バイパススイッチをオンからオフに切りかえるステップを含むことを特徴とする請求項１４に記載の方法。

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