JPS63227242A - ラールセン効果を抑制するための拡声器を介す聴取用増幅器の利得制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、マイクロホンとその関連増幅器を含み、さら
に特定すればラールセン効果（Ｌａｒｓｅｎｅｆｆｅｃ
ｔ）を抑制するための装置中の拡声器を介す聴取用増幅
器（ａｍｐｌｉｆｉｅｒ　ｆｏｒ　ｌｉｓｔｅｎｉｎｇ
）の利得制御回路に関連し、本質的にこの回路はマイク
ロホンから到来する信号が所定のしきい値を超える場合
に拡声器を介す聴取用増幅器の利得を低減する負帰還ル
ープから構成されている。

本発明はまた拡声電話機のこの利得制御回路の使用にも
また関連している。実際に良く知られていることである
が、その増幅器によって給電された拡声器と、その信号
が多少なりとも増幅器に直接印加されているマイクロホ
ンの双方を具えるすべてのシステムにおいて、拡声器と
マイクロホンとの間の音響的結合によるラールセン効果
によって発振の生じる危険性が存在する。これは例えば
拡声電話機の場合であって、そのケースでは本発明が特
に関連しているが、しかしそれのみではない。。

拡声電話機において、ラールセン効果による発振状態を
抑制する手段を備える必要があり、そしてこの抑制は拡
声器増幅器の利得のかなりの低減によって自動的に起る
こと、すなわちどんな動作でも実行する電話機の使用者
無しで起ることが非常に望ましい。

種々の技術的解決法が既に提案されている。一般的に言
って、これらの解決法は、一方では「全か無かのタイプ
（ａｌｌ　ｏｒ　ｎｏｔｈｉｎｇ　ｔｙｐｅ）　Ｊある
いは比例タイプ（ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ　ｔｙｐｅ
）であり得る制御信号を出力に供給することでラールセ
ン効果による発振状態を検出する回路を与え、他方では
可変利得前置増幅器段に影響を及ぼしかつ利得低減を生
ずるいわゆる制御回路を与えるか、それともラールセン
効果を検出する回路が発振状態を確定する場合に利得の
全体的キャンセルを与えることからなると言うことがで
きる。

拡声電話機と利得制御の一実施例はフランス国特許出願
（ＰＲ−Ａ）第２５３７８１０号に表わされている。

しかし本質的には、そのような装置はなお弛緩振動を受
けやすい。と言うのは、発振のあとで最初の利得減少が
この振動を消失させるが、−瞬のあとで利得制御が利得
を増大させる方向に現われ、第２の発振が起る等々であ
る。

求める機能を実現するどんな簡単な解決法も存在せず、
かつラールセン効果を検出する回路が周囲雑音あるいは
マイクロホンの衝撃雑音のような高い振幅であるが一時
的な音声信号からの振動信号を非常に選択的に区別せね
ばならぬことは容易に理解されよう。

本発明の目的は、拡声器を介す聴取用増幅器の適当な利
得制御回路を与えることであり、それは弛緩振動を回避
し、かつ本質的に集積化できる回路を使用するものであ
る。

本発明によると、この目的は冒頭の記事に従う制御回路
によって達成され、こ−で負帰還ループは第１時定数に
よって拡声器を介す聴取用増幅器の利得低減を制御する
第１制御手段を具え、かつ上記の所定のしきい値は第１
しきい値であり、またマイクロホンから到来する信号を
上記の第１しきい値より低い第２しきい値と比較する第
２制御手段を含み、この手段は上記の第１手段によって
利得が基準利得値以下に低減される瞬間から第１のもの
より低い第２時定数によって利得低減を制御し、一方、
利得が上記の基準値より高いま５である場合にそれらが
不活性状態にとどまることを特徴としている。

ラールセン振動が存在しない場合に、もし必要なら、上
記の第１制御手段は拡声器を介す聴取信号の増幅度を適
当に減衰するために一般的に充分であり、そして通常の
やり方で増幅度の調整を保証している。

高いレベルであるが短い期間（すなわち第１時定数より
短い期間）にマイクロホンに達する全音響信号は第２手
段をトリガせず、これは音響的結合によって高いマイク
ロホン信号を生成しかつ一般的に拡声器とマイクロホン
の間の音響的結合の条件に依存するかなりの長さの時間
に対するラールセン効果によって生じる不安定性とは対
照的である。第１制御手段が基準として取られた所定の
値以下に利得を低減させる瞬間に（これは第１時定数の
あとで起る）、第２制御手段は第１制御手段の時定数よ
り明らかに低い調整時定数を持つ動りとなり、そしてこ
の調整が第２しきい値との比較により実行されるように
利得は所望の値に急速に低減される。第２しきい値が第
１しきい値より低い値を持つよう選ばれているから、弛
緩振動のみが起り、かつマイクロホンからの信号が第２
しきい値より低くなる場合、あるいは実際には、発振の
原因が消失してしまった場合、回路は正規の利得条件に
戻るだけであろう。

その簡単さのために有利である一実施例において、拡声
器を介す聴取用増幅器の利得は電流源を通して永続的に
充電されたキャパシタの充電電圧によって制御され、か
つ 第１および第２制御手段は各第１および第２放電用抵抗
器を介してこのキャパシタを放電するそれらの出力を有
し、第１放電用抵抗器は第２放電用抵抗器よりも高い値
を有していること、を特徴としている。

その上、この実施例において、制御回路は、キャパシタ
が回路中の最も正の電位から充電され、上記の第１およ
び第２制御手段が開放コレクタ（あるいは開放ドレイン
）を持つＮＰＮ　　トランジスタタイプ（あるいはＮチ
ャネルＭＯＳタイプ）のそれらの出力端子によってキャ
パシタを放電し、をつ キャパシタの第１放電用抵抗器が第２放電用抵　゛抗器
と直列に配設されていること、 を特徴としている。このタイプのトランジスタは容易に
集積できる利点を有している。

開放コレクタタイプの出力の使用は各放電用抵抗器にわ
たって第１および第２制御手段の出力を結合することを
許容している。と言うのは、１つの制御手段の出力の高
インピーダンス状態は他の制御手段の出力に効果を及ぼ
さないからである。

本発明によると、第１および第２制御手段が、固定値に
限定されている放電電流で動作するそれらの出力を有す
る場合に、この実施例の１つの変形は放電用抵抗器の使
用を不要にしている。すなわち、第１制御手段の出力電
流は第２制御手段の出力電流より低い値に固定され、そ
して関連する出力はキャパシタに並列に接続されている
。

本発明の特定の実施例では、第１制御手段はその正入力
が増幅のあとでマイクロホンから到来する信号を受信し
、その負入力がマイクロホンから到来する信号の連続レ
ベルより低い第１基準電圧にもたらされ、かつこのレベ
ルに対して上記の第１しきい値を規定し、かつその出力
が上記の第１制御手段の出力を構成する第１比較器を具
え、第２制御手段は第２．第３および第４比較器を具え
、それらのすべてが開放コレクタを有するＮＰＮトラン
ジスタタイプの出力を有し、 第２比較器は増幅のあとでマイクロホンから到来する信
号を受信するその負入力と、第１基準電圧より僅かに高
いがしかしマイクロホンから到来する信号の連続レベル
より低い第２基準電圧にもたらされるその正入力を有し
、かつそれはこのレベルに対して上記の第２しきい値を
規定し、第２比較器の出力は一方では回路の端末端子間
に接続されている第１インピーダンスブリッジの中間点
に接続され、他方では第３比較器の負入力に接続され、 第４比較器はキャパシタの充電電圧にほぼ等しい電圧を
その正入力に受信し、かつ上記の基準利得値に対してキ
ャパシタによって伝えられた電圧に対応する第３基準電
圧レベルにもたらされたその負入力を有し、 第４比較器の出力は、その頭部が最も正の電圧源に接続
され、かつその中間点が第３比較器の負入力に接続され
た第２インピーダンスブリッジの脚部に接続され、かつ
第４比較器の出力が低い状態にある場合には第４基準電
圧が現われるようにされ、その電圧は第２比較器の出力
が高い状態にある場合には第１インピーダンスの中間点
の電圧より低い値に調整され、かつ 第３比較器の出力が上記の第２制御手段の出力を構成す
ること、 を特徴としている。

その電圧が拡声器を介す聴取用増幅器の利得を制御する
キャパシタを除いて、制御回路を構成する素子は集積化
することができ、これは特に費用効果の良い回路となる
。

添付図面についての以下の説明は本発明がいかに実現さ
れるかを良く理解させよう。

第１図は、マイクロホン１、増幅器回路２、信号処理回
路３および拡声器４を具える装置の全回路図を示してい
る。電話機の特別なケースでは、２で示されたブロック
は、マイクロホン信号用の前置増幅器５、ハイブリッド
結合と呼ばれているセパレークモジニール６を具え、セ
パレータモジュール６は電話ラインＬ１および受話器８
用の聴取前置増幅器（ｌｉｓｔｅｎｉｎｇ　ｐｒｅａｍ
ｐｌｉｆｉｅｒ）　　７に接続されている。３で示され
たブロックは拡声器４に給電するための聴取信号の増幅
を保証し、かつ制御可能な利得を有する前置増幅器段３
ａと、一定利得を有する電力増幅器段３ｂを具えている
。

環境に左右されて音響的結合が拡声器４とマイクロホン
１の間に起り得るが、これはラールセン効果として知ら
れた不安定性をもたらす。この望ましくない効果を抑制
するため、あるいはその結果を充分減衰するために、ブ
ロック３に含まれた拡声器を介す聴取用増幅器の利得制
御回路１０が備えられている。利得制御回路１０は負帰
還ループとしてほぼ振舞う。その人力信号Ｓはマイクロ
ホンｌと拡声器４０間の増幅器回路の任意の点で取出す
ことができるが、特に電話機のケースでは、マイクロホ
ン１で取出されることが好ましい。本発明によると、多
分増幅されたあとの信号Ｓは、信号Ｓと第１基準電圧Ｖ
ＲＩとの比較を実行する第１制御手段１００の入力に印
加される。

利得制御回路１０はまたキャパシタＣを含み、その１つ
の端子は接地され、そして他の端子は充電用抵抗器ＲＣ
を通して正電位Ｖ＋から充電されている。

このキャパシタＣの充電電圧ＶＣは、もし必要なら、例
えば順方向になっている特定の数の半導体接合によって
構成された電圧リミッタ１１を用い、利得制御人力に前
置増幅器３ａを備えることにより存在し得る１つの状態
によって制限できる。電圧ＶＣは増幅器３の利得の制御
に役立ち、かつ図に示されたように抵抗器Ｒによって制
御電流に変換できる。

キャパシタＣは第１放電用抵抗器ＲＤＩ　と、それに直
列に接続された第２放電用抵抗器ＲＤ２を通して第１制
御手段１００の出力によって放電できる。第１基準電圧
ＶＲＩに対して、信号Ｓの零入力電圧（ｑｕｉｅｓｃｅ
ｎｔ　ｖｏｌｔａｇｅ）は第１しきい値を決定し、これ
は超過されない場合に第１制御手段１００の出力を高イ
ンピーダンス状態に維持し、一方、これらの手段の出力
は開放コレクタタイプのものである。この第１しきい値
が超過される場合、第１制御手段１００の出力は低イン
ピーダンス状態に変化し、そして（ＲＤ１＋ＲＤ２）　
Ｃに等しい第１時定数に依存してキャパシタＣが放電用
抵抗器ＲＤＩとＲＤ２を通して放電されるようにする。

信号Ｓはまた第２制御手段２０００Å力に印加され、そ
してこの第２制御手段２００の出力が放電用抵抗器ＲＤ
ＩとＲＤ２の間の中間点に接続される場合にこの信号は
第２基準電圧ＶＲ２と比較される。第２基準電圧ＶＲ２
は、信号Ｓの零入力電圧と共に、それが上記の第１しき
い値より低い第２しきい値を形成するように選ばれる。

゛以下において詳細に説明されるように、第２制御手段
２００はまたキャパシタＣの充電電圧ＶＣから制御され
、そして電圧ＶＣが基準として役立つ低減された利得値
に対してキャパシタＣによって伝えられた電圧に対応す
る基準電圧ＶＲ３の３分の１以下に降下してしまった場
合にこれらの第２手段の出力が単に活性化される。この
ようにして、第１制御手段が上記の基準値以下に利得を
既に低減してしまった瞬間から、第２制御手段２００゛
は電力増幅器の利得低減を制御するのみである。その場
合、これまた開放コレクタタイプである第２制御手段２
００の出力は、第１放電用抵抗器ＲＤＩよりずっと低い
値を有するよう選ばれることが好ましい放電用抵抗器Ｒ
Ｄ２を通してキャパシタＣを放電させ、従って第１制御
手段１００の第１時定数よりずっと低い第２時定数によ
って放電される。もしマイクロホンの信号Ｓが相対的に
高い振幅を維持するなら、すなわち第２基卓電圧ＶＲ２
によって決定された第２しきい値より高いなら、聴取用
増幅器３の利得は第２制御手段２００によって制御され
る。

それとは対照的に、信号Ｓの振幅が再び第２しきい値以
下に降下し、従って全く第１しきい値以下になる場合、
第１および第２制御手段の２つの出力は高インピーダン
ス状態にあり、従ってキャパシタＣは抵抗器ＲＣを通し
て再充電され、聴取用増幅器３の利得は高い正規値に戻
るであろう。

制御手段１００　Ｊよび２００の動作の異なるしきい値
は基準電圧ＶＲＩとＶＢ２から得られることが上に示さ
れている。しかし、同等な解決法が電圧ではなくて電流
に基いて動作する（示されていない）一実施例の変形か
ら得られることは明らかであり、ここで制御手段Ｉ００
および２００の動作に要求されるしきい値は電流のプリ
セット値によって限定されている。

同様に、制御手段１００および２００の出力が固定値で
動作し、同時に導通状態である場合に抑制できる放電用
抵抗器ＲＯＩとＲＤ２に（示されていない）一実施例の
別の変形が関連している。

この変形によると、第１制御手段１００の出力電流に対
して第２制御手段２００の出力の電流値よりずっと低い
値が選ばれることは好ましい。

第１図の制御回路１０のもっと詳しい線図を一実施例と
して示していたものを第２図は議論している。

マイクロホンの２つの端子は制御回路１０の２つの入力
端子１３．１４に接続されている。マイクロホン信号の
連続基準値（ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ　ｒｅｆｅｒｅｎｃ
ｅ）は、キャパシタ１５と抵抗器１６とキャパシタ１７
の直列配列によって構成されたパイ型フィルタによって
まず除去される。このようにしてフィルタされたマイク
ロホン信号は保護抵抗器１８と１９を介して差動増幅器
２００人力に印加される。

正の供給電圧Ｖ＋と基準電圧（アース）の間に４つの抵
抗器２１．２２．２３．２４のチェーンが挿入され、こ
れは抵抗器２４と２３の間の接合点で第１基準電圧ＶＲ
Ｉを、抵抗器２３と２２の間の接合点で第２基準電圧Ｖ
Ｒ２を、そして抵抗器２２と２１の間の接合点で主基準
電圧ＶＲＯを決定している。主基準電圧ＶＲＯは保護抵
抗器２５を通して差動増幅器２０の正入力に印加され、
そしてこの差動増幅器の負入力は負帰還抵抗器２６を介
してその出力にループバックされている。

最後に、図の中でＳ′と記号付けされ、かつ差動増幅器
２０によって増幅されたマイクロホン信号である信号は
、主基準電圧ＶＲＱにほぼ等しい直流レベルを有してい
る。実例として、差動増幅器２０の利得は５０付近に設
定され、基準電圧ＶＲＯ，ＶＲｌ、　ＶＲ２は電圧Ｖ＋
の半分付近に設定され、一方、基準電圧ＶＲＩは主基準
電圧ＶＲＯより約１２ｍＶ低く、この差は上記の第１し
きい値を構成し、そして第２基準電圧ＶＲ２は主基準電
圧νＲＯより１．５＋ｙ＋Ｖ低く、かつ第１しきい値よ
り８倍低い上記の′第２しきい値を構成している。

増幅のあとマイクロホンから到来する信号Ｓ′は開放コ
レクタ出力を有する第１比較器１０’ｌの正入力に印加
され、その負入力は第１基準電圧ＶＲＩを受取る。信号
Ｓ′はまた開放コレクタを有する第２比較器２０２の負
入力に印加され、一方その正入力は第２基準電圧ＶＲ２
を受取る。比較器２０２の出力は２、さらに正電圧Ｖ＋
に接続された抵抗器２８と、アースに接続された抵抗器
２９によって構成されたブリッジ間の中間点へに接続さ
れている。抵抗器２８と２９の値は、点Ａの電圧Ｖ＾が
正電圧Ｖ＋の半分より僅か高いように選ばれている。開
放コレクタ出力を有する第３比較器２０３は点Ａに接続
されたその負入力を有している。開放コレクタ出力を有
する第４比較器２０４は、その各抵抗器が正電圧Ｖ＋と
アースに接続されている抵抗器ブリッジ３０．３１の中
間点已によって伝えられた第３基準電圧ＶＲ３に接続さ
れたその負入力を有している。第３基準電圧ＶＲ３は、
今後説明されるように、それ以下では第２制御手段が動
作を開始しなければならぬある基準利得をキャパシタＣ
が有するような電圧に対応している。第１図に関して与
えられた説明によると、キャパシタＣは充電用抵抗器Ｒ
Ｃを通して正電圧源Ｖ＋から永続的に充電され、そして
環境に応じて放電用抵抗器ＲＤＩとＲＤ２それぞれを通
して第１比較器１０１と第３比較器２０３の出力を介し
て自由選択的に放電され、抵抗器ＲＤＩとＲＤ２の直列
配列は充電用抵抗器ＲＣとキャパシタＣの間の接合点に
接続されている。高インピーダンス状態にある場合にキ
ャパシタＣの充電電圧にほぼ等しい電圧を伝える第３比
較器２０３の出力は保護抵抗器３２を介して第４比較器
２０４の正入力に接続されている。最後に、第４比較器
２０４の出力は抵抗器３４と３５によって構成されたブ
リッジの脚部に接続され、ブリッジの頭部は正電圧源Ｖ
＋に接続され、その中間点Ｆには第４基準電圧ＶＲ４が
現われるようにされ、それは第４比較器２０４の出力が
低インピーダンス状態にある場合に、第２比較器２０２
の出力が高インピーダンス状態にあれば点Ａの電圧ＶＡ
より低い値であるところの値に調整される。抵抗器３４
と３５によるブリッジの中間点Ｆは第３比較器２０３の
正入力に接続されている。

第３図を参照して第２図の利得制御回路１０の動作を説
明する。第３図は、一方では第１基準電圧ＶＲＩと第２
基準電圧ＶＲ２と比較して、増幅のあとでマイクロホン
から到来する信号Ｓ′を示し、他方では次の信号、すな
わち 第１比較器１０１の出力におけるＶＤ、電圧ＶＲ４と比
較した、点Ａにおける電圧ＶＡ。

電圧ＶＲ３と比較した、キャパシタＣの充電電圧ｖＣ１ 第３比較器２０３の出力における電圧ＶＥ。

を示している。

便宜上、この図面において、示された信号はスケールと
して全く任意でありかつ比例的でないことに注意すべき
である。第１時間間隔が示されており、その間で信号Ｓ
′は瞬時的に高い振幅を有し、これはスピーチ信号の特
徴である。スピーチ信号は実質的に次の法則 θ＝（πルｎ２）　ｅｘｐ　（ｘ−こ に従う波高率によって特徴付けることのできることを想
起すべきである。ここでＸは所与のしきい値の絶対値と
信号の実効電圧の間の比を表わし、θはしきい値が観測
の全時間に対して超過されている期間の和を表わしてい
る。制御回路１０はスピーチ信号のこの特徴を利用して
いる。

この期間ｔ１の間、第１基準電圧ＶＲＩが超過され、か
つ相対的に高い値を有する放電用抵抗器ＤＲＩを通して
キャパシタＣの充電電圧に順次影響を及ぼす場合に、第
１比較器１０１は低い状態に変化する出力を有している
。同じ期間の間、静止条件で低い状態にある信号Ｖ＾を
有する出力、および信号Ｓ′の対応する交番変化（ａｌ
ｔｅｒｎａｔｉｏｎ）の矩形波を第２比較器２０２が有
するように第２基準電圧ＶＲ２がまた超過され、一方第
４比較器２０４はそれが点Ｆから電圧ＶＲ４を切替えな
いから最高電位Ｖ＋に維持される。このようにして、第
３比較器２０３はこの期間ｔ１の間に切替らない。

第３図には他の期間ｔ２がまた示されており、そのｔ２
の間にこの系は振動し、一方振動の条件は時間ｔ、であ
る次の期間で消失するように音響的結合の条件が実現さ
れると想定されている。第１放電時定数に対応する第１
時間間隔の間に、比較器１０１および第１放電用抵抗器
ＲＤＩの動作によって、キャパシタの充電電圧ＶＣが第
３基準電圧ＶＲ３以下に降下するまで聴取用増幅器３の
利得は比較器１０１の影響下で順次低減されている。こ
の時点では第４比較器２０４は切替らず、そして点Ｆに
おいて基準電圧ＶＲ４が現われ、これは比較器２０２の
出力における信号Ｖ＾の正の矩形波の頂部より低い。そ
の時点から先で、第３比較器２０３は第２比較器２０２
の出力の正の矩形波に応じて切替わることができ、そし
てその低い状態に基いて出力は抵抗器ＲＤＩより明かに
低い値を有するよう選ばれた放電用抵抗器ＲＤ２に応じ
てキャパシタＣの加速された放電を導いている。利得は
キャパシタＣの電圧制御に応じて非常に低い値に急速に
変化し、そして第２基準電圧ＶＲ２がこの信号の負の交
番値によって超えられたま＼であるような振幅を信号Ｓ
′の振幅が有する限り、回路はこの条件と信号Ｓ′の振
幅の関数としてこの利得の値を調整する。

音響的結合条件が変化してしまう第３期間ｔ３の間、信
号Ｓ′は２つのしきい値のいずれも超えられないように
低い値に低減されているものと想定されている。第１比
較器１０１と第３比較器２０３の出力は今や高インピー
ダンス状態にあり、従ってキャパシタＣは充電用抵抗器
ＲＣを通して再充電される。キャパシタＣの充電電圧Ｖ
Ｃが点已に現われた第３基準電圧ＶＲ３のレベルを超え
る場合、第４比較器２０４の出力は再び高インピーダン
ス状態にスイッチされ、従って点Ｆにおける電圧は正電
圧Ｖ＋の値まで再び増大される。比較器２０２．２０３
．２０４を具えるユニットは信号Ｓ′の高い振幅が存在
しない場合にその安定動作点に戻る。

最後に、比較器１０１が第１制御手段の役割を演する場
合に比較器１０１は第１時定数によって動作することが
観察されるべきであり、第３基準電圧ＶＲ３に対応する
基準利得以下に低減されている利得によらないで第１手
段によって調整できる振幅値を信号Ｓ′が維持する限り
この時定数は放電用抵抗器ＲＤＩによって主として決定
される。

マイクロホン信号が高い振幅を有する場合（２つのしき
い値が超えられている）、キャパシタＣは上記の第１時
定数によって放電され、そのあとで比較器２０２．２０
３．２０４を具えるユニットは例えば放電用抵抗器ＲＤ
Ｉより２０倍低く選択し得る放電用抵抗器ＲＤ２によっ
て生じた時定数で動作を開始し、そして第２制御手段を
構成する比較器のユニットはキャパシタの放電を調整し
、このようにして第２基準電圧ＶＲ２に対応する第２し
きい値を超える振幅を信号Ｓ′が維持する限り増幅器３
の利得を調整する。

破線の枠組み３６．内に示されている第２図の回路１０
０部分はモノリシック回路の形に容易に集積化できる。

この操作を促進するために、高い値の特殊抵抗器が等価
機能を有する要素で有利に交換できる。このようにして
、抵抗器２８と２９によって構成されていると証明され
た第１インピーダンスブリッジは図には示されていない
変形によって、電圧源Ｖ＋に接続された電流源、および
アースに接続された非線形インピーダンスの直列配列に
よって構成でき、この非線形インピーダンスは一般に点
Ａの電圧ＶＡを決める複数の直列接続半導体接合によっ
て形成される。このことはまた抵抗器３４と３５によっ
て形成された前述の第２インピーダンスブリッジ、右よ
び抵抗器３０と３１によって形成されたブリッジに対し
てまた適用される。同様に、抵抗器２１は電流源で交換
でき、そして抵抗器２４は順方向の一連の半導体接合で
交換でき、一方、低い値を有する抵抗器２２と２３はそ
のま＼にできる。

最後に、モノリシック回路によって電子的機能の集積化
を実現する専門家によく知られているように、電圧比較
の表現で説明されている機能を電流比較を用いる等価機
能に変更できるような変形を提案することができる。そ
のような変形は本発明の範−回内にあることは明らかで
あろう。

（要約） ラールセン効果を抑制するための、装置中、さらに特定
すればマイクロホン（１）を含む電話機中の拡声器（４
）を介す聴取用増幅器（３）の利得制御回路αＯである
。

この回路αＱはマイクロホン（１）から到来する信号（
Ｓ）の振幅が第１時定数（ＲＤ１＋ＲＤ２）　　Ｃに依
存して第１基準電圧ＶＲＩによる第１の所定しきい値を
超える場合に増幅器（３）の第１利得低減を制御する第
１制御手段（１００）を具え、かつまた上記の第１時定
数のあとでのみ動作を開始する第２制御手段（２００）
を含み、かつマイクロホンから到来する信号（Ｓ）の振
幅が第２基準電圧ＶＲ２によって決定された第１しきい
値より低い第２しきい値を超える限り、第１時定数より
短い第２時定数（ＲＤ２・Ｃ）に依存する利得の補足的
低減を与えている。

【図面の簡単な説明】

第１図は拡声電話機で使用されている本発明による制御
回路のブロック図を示し、 第２図は本発明による制御回路のさらに詳しい線図を示
し、 第３図は第２ｒ！！Ｊの回路の種々の点における時間の
関数としての電圧を示す線図を与えている。 １・・・マイクロホン　　　２・・・増幅器回路３・・
・聴取用増幅器あるいは信号処理回路３ａ・・・前置増
幅器段　　　３ｂ・・・電力増幅器段４・・・拡声器　
　　　　　５・・・前置増幅器６・・・セパレークモジ
ュール ７・・・聴取前置増幅器　　８・・・受話器１０・・・
利得制御回路　　　１１・・・電圧リミタ１３、１４・
・・入力端子　　　１５．１７・・・キャパシタ１６・
・・抵抗器　　　　　　１８．１９・・・保護抵抗器２
０・・・差動増幅器　　　　２１．２２．２３．２４・
・・抵抗器２５・・・保護抵抗器　　　　２６・・・負
帰還抵抗器２８、２９・・・抵抗器（ブリッジ） ３０．３１・・・抵抗器（ブリッジ） ３２・・・保護抵抗器　　　　３４．３５・・・抵抗器
３６・・・枠組み　　　　　　１００・・・第１制御手
段１０１・・・第１比較器　　　２００・・・第２制御
手段２′０２・・・第２比較器　　　２０３・・・第３
比較器２０４・・・第４比較器 特許出願人　　　エヌ・ベー・フィリップス・フルーイ
ランペンファブリケン

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、マイクロホンとその関連増幅器を含み、さらに特定
   すればラールセン効果を抑制するための装置中の拡声器
   を介す聴取用増幅器の利得制御回路であって、マイクロ
   ホンから到来する信号が所定のしきい値を超える場合に
   概回路が本質的に拡声器を介す聴取用増幅器の利得を低
   減する負帰還ループからなるものにおいて、 負帰還ループは第１時定数によって拡声器 を介す聴取用増幅器の利得低減を制御する第１制御手段
   を具え、かつ上記の所定のしきい値は第１しきい値であ
   り、またマイクロホンから到来する信号を上記の第１し
   きい値より低い第２しきい値と比較する第２制御手段を
   含み、概手段は上記の第１手段によって利得が基準利得
   値以下に低減される瞬間から第１のものより低い第２時
   定数によって利得低減を制御し、一方、利得が上記の基
   準値より高いままである場合に上記の手段が不活性のま
   まであることを特徴とする利得制御回路。 ２、拡声器を介す聴取用増幅器の利得は電流源を通して
   永続的に充電されたキャパシタの充電電圧によって制御
   され、かつ 第１および第２制御手段は各第１および第 ２放電用抵抗器を介してこのキャパシタを放電するそれ
   らの出力を有し、第１放電用抵抗器は第２放電用抵抗器
   よりも高い値を有していることを特徴とする請求項１記
   載の利得制御回路。 ３、キャパシタは回路中の最も正の電位から充電され、 上記の第１および第２制御手段は開放コレ クタを持つＮＰＮトランジスタタイプあるいは開放ドレ
   インを持つＮチャネルＭＯＳタイプの出力端子によって
   キャパシタを放電し、かつキャパシタの第１放電用抵抗
   器は第２放電 用抵抗器と直列に配設されていること、 を特徴とする請求項１記載の利得制御回路。 ４、拡声器を介す聴取用増幅器の利得は電流源を通して
   永続的に充電されたキャパシタの充電電圧によって制御
   され、かつ 第１および第２制御手段はその値がこれら の制御手段の各々の出力でプリセットされている電流に
   よってキャパシタを放電させ、第１制御手段の出力電流
   は第２制御手段の出力電流の値より低い値に固定されて
   おり、かつ関連する出力はキャパシタに並列に接続され
   ていること、 を特徴とする請求項１記載の利得制御回路。 ５、第１制御手段は、その正入力が増幅のあとでマイク
   ロホンから到来する信号を受信し、その負入力がマイク
   ロホンから到来する信号の連続レベルより低い第１基準
   電圧にもたらされ、かつこのレベルに対して上記の第１
   しきい値を規定し、かつその出力が上記の第１制御手段
   の出力を構成する第１比較器を具え、第２制御手段は第
   ２、第３、第４比較器を 具え、それらのすべてが開放コレクタを有するＮＰＮト
   ランジスタタイプの出力を有し、第２比較器は増幅のあ
   とでマイクロホンか ら到来する信号を受信するその負入力と、第１基準電圧
   より僅かに高いがしかしマイクロホンから到来する信号
   の連続レベルより低い第２基準電圧にもたらされるその
   正入力を有し、かつそれはこのレベルに対して上記の第
   ２しきい値を規定し、 第２比較器の出力は一方では回路の端末端 子の間に接続されている第１インピーダンスブリッジの
   中間点に接続され、他方では第３比較器の負入力に接続
   され、 第４比較器はキャパシタの充電電圧にほぼ 等しい電圧をその正入力で受信し、かつ上記の基準利得
   値に対してキャパシタによって伝えられた電圧に対応す
   る第３基準電圧レベルにもたらされたその負入力を有し
   、 第４比較器の出力はその頭部が最も正の電 圧源に接続され、かつその中間点が第３比較器の負入力
   に接続された第２インピーダンスブリッジの脚部に接続
   され、かつ第４比較器の出力が低い状態にある場合には
   第４基準電圧が現れるようにされ、その電圧は第２比較
   器の出力が高いインピーダンス状態にある場合には第１
   インピーダンスブリッジの中間点の電圧より低い値に調
   整され、かつ 第３比較器の出力が上記の第２制御手段の 出力を構成すること、 を特徴とする請求項３もしくは４記載の利得制御回路。 ６、拡声電話機に請求項１ないし５のいずれか１つに記
   載の制御回路を使用する方法。