JP2668633B2 - 信号伸張をともなう微弱電力増幅器／トランスデューサドライバ - Google Patents
信号伸張をともなう微弱電力増幅器／トランスデューサドライバInfo
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- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
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- H04M1/00—Substation equipment, e.g. for use by subscribers
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- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
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- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
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Description
【０００１】本発明は、一般に電気回路の分野に関連
し、より厳密にはトランジスタ増幅器に関連するもので
ある。
し、より厳密にはトランジスタ増幅器に関連するもので
ある。
【０００２】電気通信および電話通信など、さまざまな
分野で、比較的低いインピーダンス負荷に低歪信号を伝
達でき、最小電流要件を持つ増幅器またはトランスデュ
ーサ、あるいはその両者が求められている。このような
増幅器またはトランデューサは、補聴器関係など他の産
業においても求められている。
分野で、比較的低いインピーダンス負荷に低歪信号を伝
達でき、最小電流要件を持つ増幅器またはトランスデュ
ーサ、あるいはその両者が求められている。このような
増幅器またはトランデューサは、補聴器関係など他の産
業においても求められている。
【０００３】トランジスタ増幅器は、その能動トランジ
スタの動作点から分類することができよう。正弦波入力
に対して、いわゆる「クラスＡ」増幅器の能動素子は、
入力サイクル全体にわたって導通する。「クラスＢ」増
幅器では、トランジスタはカットオフ点でバイアスさ
れ、入力サイクルごとにその半分だけ導通する。クラス
Ａ増幅器とクラスＢ増幅器の中間に、「クラスＡＢ」増
幅器があり、能動トランジスタのコレクタ電流が入力サ
イクル全体には満たないが半分よりは長く流れる。クラ
スＡＢの動作では、一方のトランジスタが入力信号の正
の部分を増幅し、他方のトランジスタが入力信号の負の
部分を増幅する。「クラスＣ」動作のトランジスタは、
そのカットオフ領域の深い位置でバイアスされ、この方
式は主に無線周波数同調増幅器で使用されている。
スタの動作点から分類することができよう。正弦波入力
に対して、いわゆる「クラスＡ」増幅器の能動素子は、
入力サイクル全体にわたって導通する。「クラスＢ」増
幅器では、トランジスタはカットオフ点でバイアスさ
れ、入力サイクルごとにその半分だけ導通する。クラス
Ａ増幅器とクラスＢ増幅器の中間に、「クラスＡＢ」増
幅器があり、能動トランジスタのコレクタ電流が入力サ
イクル全体には満たないが半分よりは長く流れる。クラ
スＡＢの動作では、一方のトランジスタが入力信号の正
の部分を増幅し、他方のトランジスタが入力信号の負の
部分を増幅する。「クラスＣ」動作のトランジスタは、
そのカットオフ領域の深い位置でバイアスされ、この方
式は主に無線周波数同調増幅器で使用されている。
【０００４】クラスＢ増幅器についてよく知られている
問題は、クロスオーバ歪であり、これはトランジスタの
非常に低い電流レベルでの入力特性の湾曲に起因する現
象である。この湾曲により、クラスＢで動作しカットオ
フ点（すなわち、コレクタ電流がゼロの点）でバイアス
されるトランジスタは、低レベル信号を歪ませる傾向が
ある。実際には、クラスＢ増幅器のクロスオーバ歪は、
クラスＢトランジスタの一方が導通し、他方のクラスＢ
トラジスタが遮断されるクロスオーバ領域における増幅
器の出力特性の歪（キンク）となって現れる。
問題は、クロスオーバ歪であり、これはトランジスタの
非常に低い電流レベルでの入力特性の湾曲に起因する現
象である。この湾曲により、クラスＢで動作しカットオ
フ点（すなわち、コレクタ電流がゼロの点）でバイアス
されるトランジスタは、低レベル信号を歪ませる傾向が
ある。実際には、クラスＢ増幅器のクロスオーバ歪は、
クラスＢトランジスタの一方が導通し、他方のクラスＢ
トラジスタが遮断されるクロスオーバ領域における増幅
器の出力特性の歪（キンク）となって現れる。
【０００５】クロスオーバ歪の問題を低減させる方法の
一つとして、クラスＢ増幅器の各段を、カットオフ点よ
り上、かつ各トランジスタの入力特性の湾曲領域外でバ
イアスする方法がある。しかしながら、この方法では、
入力信号がゼロの場合でも直流電流が存在するため、増
幅器の消費電流が増加する。この方法で得られる増幅器
をクラスＢと呼ぶとしても、実質的にはクラスＡＢの動
作となってしまうのである。
一つとして、クラスＢ増幅器の各段を、カットオフ点よ
り上、かつ各トランジスタの入力特性の湾曲領域外でバ
イアスする方法がある。しかしながら、この方法では、
入力信号がゼロの場合でも直流電流が存在するため、増
幅器の消費電流が増加する。この方法で得られる増幅器
をクラスＢと呼ぶとしても、実質的にはクラスＡＢの動
作となってしまうのである。
【０００６】本発明は、以前の微弱電力設計の特性であ
るクロスオーバ歪のない電力トランスデューサドライバ
に関する。本発明によれば、クラスＡＢ増幅器の低歪特
性とクラスＢ増幅器の低消費電力特性を兼ね備えた増幅
器が提供される。加えて、無信号または低信号状態での
雑音低減に適用できる回路の固有特性として、信号伸張
が得られる。
るクロスオーバ歪のない電力トランスデューサドライバ
に関する。本発明によれば、クラスＡＢ増幅器の低歪特
性とクラスＢ増幅器の低消費電力特性を兼ね備えた増幅
器が提供される。加えて、無信号または低信号状態での
雑音低減に適用できる回路の固有特性として、信号伸張
が得られる。
【０００７】本発明では、必要とされる瞬間に負荷の所
要電流のみが電源から取り出される動的バイアス出力段
を採用する。ピーク電流が負荷に供給された直後に、回
路は「アイドル」状態に戻る。これは、実質的にクラス
Ｂの動作であり、クロスオーバ歪のない出力信号を供給
するためにかなりの量の電流が常時出力段に流れていな
ければならない従来のクラスＡＢの動作とは異なってい
る。上述したように、クラスＢのシステムは通常この種
の歪をこうむるため、この固有問題を除去するためにク
ラスＢのトポロジーを修正する必要がある。本発明に基
づくシステムは、クロスオーバ歪がないだけでなく、実
質的に零入力電流の要件もない。このシステムでは、約
２．０Ｖの電源電圧（以後「Ｖcc」と表記する）で１５
０Ωに−１０ｄＢＶの信号を供給することが可能であ
る。定義により、電流は負荷に電力を供給する瞬間だけ
電源から取り出され、所要電流は負荷インピーダンスと
信号レベルの関数になる。出力段の効率性を実現するた
めには、いくつかの機構が必要になる。その一つは、負
帰還の顕著な使用であり、ドライバ段の固有の高い開放
ループ利得によって可能となる。ただし、負帰還だけで
は、低インピーダンス負荷でゼロのクロスオーバ歪を保
証するには十分ではない。本発明者により、出力段トラ
ンジスタを導通の瞬間にバイアスし、バイアスが出力信
号と負荷の状態に応じた要求を満たせるようなバイアス
方式を設計することによって、ゼロ・クロスオーバ出力
が達成できることが実証された。
要電流のみが電源から取り出される動的バイアス出力段
を採用する。ピーク電流が負荷に供給された直後に、回
路は「アイドル」状態に戻る。これは、実質的にクラス
Ｂの動作であり、クロスオーバ歪のない出力信号を供給
するためにかなりの量の電流が常時出力段に流れていな
ければならない従来のクラスＡＢの動作とは異なってい
る。上述したように、クラスＢのシステムは通常この種
の歪をこうむるため、この固有問題を除去するためにク
ラスＢのトポロジーを修正する必要がある。本発明に基
づくシステムは、クロスオーバ歪がないだけでなく、実
質的に零入力電流の要件もない。このシステムでは、約
２．０Ｖの電源電圧（以後「Ｖcc」と表記する）で１５
０Ωに−１０ｄＢＶの信号を供給することが可能であ
る。定義により、電流は負荷に電力を供給する瞬間だけ
電源から取り出され、所要電流は負荷インピーダンスと
信号レベルの関数になる。出力段の効率性を実現するた
めには、いくつかの機構が必要になる。その一つは、負
帰還の顕著な使用であり、ドライバ段の固有の高い開放
ループ利得によって可能となる。ただし、負帰還だけで
は、低インピーダンス負荷でゼロのクロスオーバ歪を保
証するには十分ではない。本発明者により、出力段トラ
ンジスタを導通の瞬間にバイアスし、バイアスが出力信
号と負荷の状態に応じた要求を満たせるようなバイアス
方式を設計することによって、ゼロ・クロスオーバ出力
が達成できることが実証された。
【０００８】本発明の前述した特徴やその他の特徴は、
添付図面を参照しながら本発明の特定の実施例の詳しい
説明を読むと、もっとも理解しやすいであろう。
添付図面を参照しながら本発明の特定の実施例の詳しい
説明を読むと、もっとも理解しやすいであろう。
【０００９】図１は、本発明の一つの実施例に基づいた
増幅器システム１０のシステム構成部分の相互接続を示
す。図１に示すように、増幅器システムは、低レベル利
得段１２、２次ドライバ段１４、結合自己バイアス回路
１８付きの最終出力段１６、および直流バイアス制御お
よび帰還回路２０から構成されている。信号伸張（ｓｉ
ｇｎａｌ ｅｘｐａｎｓｉｏｎ）特性は、バイアス制御
回路２０と位相反転回路２８経由の信号帰還とともに、
ドライバ段１４と出力段１６の相互作用によってもたら
される。図１のシステム１０には、さらに、出力段１６
の出力とドライバ段１４の入力の間に設けられた帰還補
償回路２２、低レベル利得段１２の出力と入力の間に設
けられた利得制御回路２４を含み、低レベル利得段１２
とドライバ段１４に電力を供給する電流源２６も含ませ
てもよい。
増幅器システム１０のシステム構成部分の相互接続を示
す。図１に示すように、増幅器システムは、低レベル利
得段１２、２次ドライバ段１４、結合自己バイアス回路
１８付きの最終出力段１６、および直流バイアス制御お
よび帰還回路２０から構成されている。信号伸張（ｓｉ
ｇｎａｌ ｅｘｐａｎｓｉｏｎ）特性は、バイアス制御
回路２０と位相反転回路２８経由の信号帰還とともに、
ドライバ段１４と出力段１６の相互作用によってもたら
される。図１のシステム１０には、さらに、出力段１６
の出力とドライバ段１４の入力の間に設けられた帰還補
償回路２２、低レベル利得段１２の出力と入力の間に設
けられた利得制御回路２４を含み、低レベル利得段１２
とドライバ段１４に電力を供給する電流源２６も含ませ
てもよい。
【００１０】図１では、入力信号源を３０、出力負荷イ
ンピーダンスを３２で表す。
ンピーダンスを３２で表す。
【００１１】図２の回路図に進むと、抵抗Ｒ１とコンデ
ンサＣ１が信号発生器３０からの入力信号をトランジス
タＱ１のベースに結合していることが分かる。このトラ
ンジスタＱ１とトランジスタＱ２、ならびに結合抵抗が
低レベル利得段１２を構成している。抵抗Ｒ８とＲ６は
閉ループ利得を設定し、Ｒ５とともにこの段の動作電流
を確立する。Ｑ２のコレクタからの信号は、トランジス
タＱ４のベースに結合される。Ｑ４とトランジスタＱ５
は別の直列帰還対を構成する。Ｒ８が低レベル利得段１
２のループを閉じるのに対し、出力段１６からの出力は
ドライバ段１４の帰還素子として使用されている。直列
コンデンサＣ５は、出力段１６の直流バイアス状態を、
システムの残りの部分の直流状態から分離する。抵抗Ｒ
１４は、ドライバ段１４の閉ループ利得を設定する。コ
ンデンサＣｓは、リアンクタンス負荷に対する安定性を
保証するための周波数／位相補償として設けられてい
る。
ンサＣ１が信号発生器３０からの入力信号をトランジス
タＱ１のベースに結合していることが分かる。このトラ
ンジスタＱ１とトランジスタＱ２、ならびに結合抵抗が
低レベル利得段１２を構成している。抵抗Ｒ８とＲ６は
閉ループ利得を設定し、Ｒ５とともにこの段の動作電流
を確立する。Ｑ２のコレクタからの信号は、トランジス
タＱ４のベースに結合される。Ｑ４とトランジスタＱ５
は別の直列帰還対を構成する。Ｒ８が低レベル利得段１
２のループを閉じるのに対し、出力段１６からの出力は
ドライバ段１４の帰還素子として使用されている。直列
コンデンサＣ５は、出力段１６の直流バイアス状態を、
システムの残りの部分の直流状態から分離する。抵抗Ｒ
１４は、ドライバ段１４の閉ループ利得を設定する。コ
ンデンサＣｓは、リアンクタンス負荷に対する安定性を
保証するための周波数／位相補償として設けられてい
る。
【００１２】Ｑ５のコレクタは、出力段１６を駆動し、
低レベル利得段１２とドライバ段１４の直流バイアス制
御の監視点の役割も果たしている。この直流バイアス制
御の仕組みは次の通りである。Ｑ５のコレクタ電流は、
抵抗Ｒ１０とＲ７からなる電圧分割回路に入り、Ｑ３の
ベース電圧を上昇させ、これによってＱ３が導通し始
め、Ｑ１のベース駆動を低下させる。この低下された駆
動は、Ｑ５のスケールされたコレクタ電圧によりＱ３が
導通する平衡点に達するまで、Ｑ２、Ｑ４、およびＱ５
を伝わる。
低レベル利得段１２とドライバ段１４の直流バイアス制
御の監視点の役割も果たしている。この直流バイアス制
御の仕組みは次の通りである。Ｑ５のコレクタ電流は、
抵抗Ｒ１０とＲ７からなる電圧分割回路に入り、Ｑ３の
ベース電圧を上昇させ、これによってＱ３が導通し始
め、Ｑ１のベース駆動を低下させる。この低下された駆
動は、Ｑ５のスケールされたコレクタ電圧によりＱ３が
導通する平衡点に達するまで、Ｑ２、Ｑ４、およびＱ５
を伝わる。
【００１３】図１に示すように、出力段１６はドライバ
段１４に駆動され、動的バイアス最小零入力電流設計に
なっている。再び図２に戻ると、出力トランジスタＱ８
とＱ９の静止ベース駆動はＲ１７を介して供給される。
電流は、Ｑ８のベースに入り、トランジスタＱ８とＱ９
の両方のエミッタを通過して、Ｑ９のベースから出る。
次に電流はバイアス制御トランジスタＱ１０とＲ１８を
通過する。抵抗Ｒ１６は、Ｑ１０のベース駆動を供給す
る。その結果、Ｑ８とＱ９のコレクタ電流は、Ｒ１９に
入る。Ｑ７は、そのベース電圧が約０．５Ｖに上昇した
時に導通し始める。この結果、Ｑ１０のベース駆動がな
くなり、Ｑ９のベース駆動が低下し、かくして出力トラ
ンジスタのコレクタ電流が減少する。この自己調節バイ
アス方式によって、Ｖccの変化とトランジスタのβの変
動には反応しないようになる。出力段の零入力電流はＲ
１９によって設定され、適正動作のために数１００ｎＡ
から数μＡの範囲に設定することができる。
段１４に駆動され、動的バイアス最小零入力電流設計に
なっている。再び図２に戻ると、出力トランジスタＱ８
とＱ９の静止ベース駆動はＲ１７を介して供給される。
電流は、Ｑ８のベースに入り、トランジスタＱ８とＱ９
の両方のエミッタを通過して、Ｑ９のベースから出る。
次に電流はバイアス制御トランジスタＱ１０とＲ１８を
通過する。抵抗Ｒ１６は、Ｑ１０のベース駆動を供給す
る。その結果、Ｑ８とＱ９のコレクタ電流は、Ｒ１９に
入る。Ｑ７は、そのベース電圧が約０．５Ｖに上昇した
時に導通し始める。この結果、Ｑ１０のベース駆動がな
くなり、Ｑ９のベース駆動が低下し、かくして出力トラ
ンジスタのコレクタ電流が減少する。この自己調節バイ
アス方式によって、Ｖccの変化とトランジスタのβの変
動には反応しないようになる。出力段の零入力電流はＲ
１９によって設定され、適正動作のために数１００ｎＡ
から数μＡの範囲に設定することができる。
【００１４】コンデンサＣ６とＣ７は、ドライバ段１４
の出力（すなわちＱ５のコレクタ）からの信号をＱ８と
Ｑ９のベースに結合する。波形の正の部分がＣ６を通過
して、Ｑ８のベース駆動を上昇させる。その結果、エミ
ッタ電流がＣ８を通って負荷に入る。この正の部分に対
する電流は、正電源レールから供給される。信号の負の
部分の処理は、Ｖccからの電流を必要としないという意
味で実質的に「不要」である。これは、出力結合コンデ
ンサＣ８が通常正電圧を加えられ、この通常は正である
電圧が除去されて、その結果コンデンサに「蓄積」され
た電荷が放電経路を介してアースに流れる際に、負のサ
イクルに対する電流を供給するからである。詳しく説明
すると、出力トランジスタＱ８とＱ９のエミッタは、Ｖ
ccから−０．６Ｖへとバイアスされる。サイクルの負の
部分では、トランジスタＱ８は遮断し、Ｑ９はより強く
導通し始める。電流は、Ｃ８から流出し始めて、Ｑ９の
エミッタに入り、Ｑ９のコレクタから出る。さらに、Ｑ
７のベース−エミッタ接合を通過してアースに至る。そ
の結果、電流はＲ１５でスケールされてＱ６に反映さ
れ、Ｑ６が負の半サイクルの間、Ｑ９からＱ７までのベ
ース電流のブートストラップ経路を供給する。この間、
Ｑ７が完全に飽和してＱ１０を遮断し、Ｑ９のベースと
Ｃ７を通過する信号経路を妨害しないようにしている。
の出力（すなわちＱ５のコレクタ）からの信号をＱ８と
Ｑ９のベースに結合する。波形の正の部分がＣ６を通過
して、Ｑ８のベース駆動を上昇させる。その結果、エミ
ッタ電流がＣ８を通って負荷に入る。この正の部分に対
する電流は、正電源レールから供給される。信号の負の
部分の処理は、Ｖccからの電流を必要としないという意
味で実質的に「不要」である。これは、出力結合コンデ
ンサＣ８が通常正電圧を加えられ、この通常は正である
電圧が除去されて、その結果コンデンサに「蓄積」され
た電荷が放電経路を介してアースに流れる際に、負のサ
イクルに対する電流を供給するからである。詳しく説明
すると、出力トランジスタＱ８とＱ９のエミッタは、Ｖ
ccから−０．６Ｖへとバイアスされる。サイクルの負の
部分では、トランジスタＱ８は遮断し、Ｑ９はより強く
導通し始める。電流は、Ｃ８から流出し始めて、Ｑ９の
エミッタに入り、Ｑ９のコレクタから出る。さらに、Ｑ
７のベース−エミッタ接合を通過してアースに至る。そ
の結果、電流はＲ１５でスケールされてＱ６に反映さ
れ、Ｑ６が負の半サイクルの間、Ｑ９からＱ７までのベ
ース電流のブートストラップ経路を供給する。この間、
Ｑ７が完全に飽和してＱ１０を遮断し、Ｑ９のベースと
Ｃ７を通過する信号経路を妨害しないようにしている。
【００１５】理論上の最大ピーク間出力信号レベルは、
Ｖcc−（Ｖbe＋２Ｖce sat）程度である。ただし、Ｖcc
は電源電圧、Ｖbeはトランジスタのベースとエミッタ間
の電圧、Ｖce satは飽和状態にあるトランジスタのコレ
クタとエミッタ間の電圧である。Ｑ８のベース電圧は約
Ｖccであり、これはエミッタ電圧がそれよりＶbeだけ低
いことを意味する。信号はこの直流レベルに重畳され
る。Ｑ８のエミッタの最大の正信号ピークは、Ｖccより
Ｖce satだけ低い。最大の負信号ピークは、アースより
Ｖbe（Ｑ７）＋Ｖce sat（Ｑ９）だけ上にある。出力ト
ランジスタのエミッタ電圧はＶccの上昇とともに上昇す
るので、理論上の最大の負の揺れもＶccの上昇とともに
上昇しうる。しかしながら、最大の正の揺れは、Ｑ８の
コレクタ／エミッタ飽和電圧がどれだけ正のレールに接
近できるかによって制限を受ける。したがって、Ｖccの
上昇にもかかわらず、最大使用可能ピーク間電圧は、最
大正ピーク電圧の約２倍、すなわち約９００ｍＶにな
る。この出力レベルは、先行する増幅器１２とドライバ
段１４が出力段トランジスタに所要ドライブレベルを供
給することができるものと想定している。出力段１６の
零入力電流は極めて低いが、負荷インピーダンス３２に
伝達される実際の動的電流は極めて高くなりうることが
理解されなければならない。供給しなければならない電
流総量は、零入力電流と負荷電流の合計である。負荷電
流は、すでに述べたように負荷インピーダンスと出力レ
ベルの関数であり、ＩL ＝Ｖout ／２ＲL と表される。
この式から、１５０Ωの負荷に３００ｍＶの信号を与え
るには電源から１ｍＡの動的電流が必要になることが分
かる。
Ｖcc−（Ｖbe＋２Ｖce sat）程度である。ただし、Ｖcc
は電源電圧、Ｖbeはトランジスタのベースとエミッタ間
の電圧、Ｖce satは飽和状態にあるトランジスタのコレ
クタとエミッタ間の電圧である。Ｑ８のベース電圧は約
Ｖccであり、これはエミッタ電圧がそれよりＶbeだけ低
いことを意味する。信号はこの直流レベルに重畳され
る。Ｑ８のエミッタの最大の正信号ピークは、Ｖccより
Ｖce satだけ低い。最大の負信号ピークは、アースより
Ｖbe（Ｑ７）＋Ｖce sat（Ｑ９）だけ上にある。出力ト
ランジスタのエミッタ電圧はＶccの上昇とともに上昇す
るので、理論上の最大の負の揺れもＶccの上昇とともに
上昇しうる。しかしながら、最大の正の揺れは、Ｑ８の
コレクタ／エミッタ飽和電圧がどれだけ正のレールに接
近できるかによって制限を受ける。したがって、Ｖccの
上昇にもかかわらず、最大使用可能ピーク間電圧は、最
大正ピーク電圧の約２倍、すなわち約９００ｍＶにな
る。この出力レベルは、先行する増幅器１２とドライバ
段１４が出力段トランジスタに所要ドライブレベルを供
給することができるものと想定している。出力段１６の
零入力電流は極めて低いが、負荷インピーダンス３２に
伝達される実際の動的電流は極めて高くなりうることが
理解されなければならない。供給しなければならない電
流総量は、零入力電流と負荷電流の合計である。負荷電
流は、すでに述べたように負荷インピーダンスと出力レ
ベルの関数であり、ＩL ＝Ｖout ／２ＲL と表される。
この式から、１５０Ωの負荷に３００ｍＶの信号を与え
るには電源から１ｍＡの動的電流が必要になることが分
かる。
【００１６】信号伸張は、低電流出力に対する出力トラ
ンジスタＱ８とＱ９の動的エミッタ抵抗の増大を利用す
ることによって可能になる。Ｑ８とＱ９のエミッタ電流
は瞬時信号レベルの関数であるため、これらのトランジ
スタのエミッタ抵抗（Ｒe ）も信号レベルとともに変化
する。Ｒe は約０．０２５／Ｉｃであることが知られて
いる。すなわち、低信号レベルでＲe が増加するので、
出力負荷インピーダンスとの電圧分割効果によって出力
レベルは低下することになる。ただし、Ｃ５とＲ１４を
経由する帰還によって、ドライバ段Ｑ４とＱ５からの信
号は、出力トランジスタのベースに加えられる信号レベ
ルを増大させて一定出力を保とうとする。この増大信号
は、Ｒ１０、Ｒ７、およびＱ３でスケールされ、位相反
転を受けて、低レベル利得段１２の入力で到来信号に
「加算」される。この結果、システム全体で「処理」さ
れる実際の信号が低下し、そのため出力信号レベルがさ
らに低下することになる。
ンジスタＱ８とＱ９の動的エミッタ抵抗の増大を利用す
ることによって可能になる。Ｑ８とＱ９のエミッタ電流
は瞬時信号レベルの関数であるため、これらのトランジ
スタのエミッタ抵抗（Ｒe ）も信号レベルとともに変化
する。Ｒe は約０．０２５／Ｉｃであることが知られて
いる。すなわち、低信号レベルでＲe が増加するので、
出力負荷インピーダンスとの電圧分割効果によって出力
レベルは低下することになる。ただし、Ｃ５とＲ１４を
経由する帰還によって、ドライバ段Ｑ４とＱ５からの信
号は、出力トランジスタのベースに加えられる信号レベ
ルを増大させて一定出力を保とうとする。この増大信号
は、Ｒ１０、Ｒ７、およびＱ３でスケールされ、位相反
転を受けて、低レベル利得段１２の入力で到来信号に
「加算」される。この結果、システム全体で「処理」さ
れる実際の信号が低下し、そのため出力信号レベルがさ
らに低下することになる。
【００１７】本発明に基づいたシステムの信号伸張特性
の効果を図３のグラフに示す。図３のグラフは、本発明
の開示された実施例に基づいたシステムでの入力電圧
（横軸）対出力電圧（縦軸）を示し、ＲL ＝１５０Ω
（図３の４０で示す関数）とＲL＝４５０Ω（図３の４
２で示す関数）について示してある。
の効果を図３のグラフに示す。図３のグラフは、本発明
の開示された実施例に基づいたシステムでの入力電圧
（横軸）対出力電圧（縦軸）を示し、ＲL ＝１５０Ω
（図３の４０で示す関数）とＲL＝４５０Ω（図３の４
２で示す関数）について示してある。
【００１８】この信号伸張動作は、動的エミッタ抵抗の
変化によってのみ発生することに注意することが重要で
ある。出力段が、クラスＡＢの動作に典型的なように完
全導通あるいは部分導通となるようにバイアスされた場
合には、出力負荷との動的電圧分割効果は、出力トラン
ジスタを駆動する駆動信号に対する補償変化を必要とし
ないであろう。したがって、この信号は、先に述べた信
号伸張特性を得るためには使用できないであろう。
変化によってのみ発生することに注意することが重要で
ある。出力段が、クラスＡＢの動作に典型的なように完
全導通あるいは部分導通となるようにバイアスされた場
合には、出力負荷との動的電圧分割効果は、出力トラン
ジスタを駆動する駆動信号に対する補償変化を必要とし
ないであろう。したがって、この信号は、先に述べた信
号伸張特性を得るためには使用できないであろう。
【００１９】回路設計に習熟した者には、本発明で開示
されたシステムの伸張特性が出力負荷インピーダンス３
２の関数であることが明らかであろう。負荷インピーダ
ンスが小さいほど、伸張動作の効果は大きい。入力抵抗
Ｒ１の調節を所望の伸張傾斜を制御することに使用で
き、抵抗Ｒ７をコンデンサでアースまでバイパスするこ
とによってバイアス制御ループを経由して帰還信号を除
去することにより、伸張機能を完全に不能にする。図３
において、４４で示す関数が、伸張機能を不能にした場
合のシステムの入力電圧対出力電圧の関係を示してい
る。
されたシステムの伸張特性が出力負荷インピーダンス３
２の関数であることが明らかであろう。負荷インピーダ
ンスが小さいほど、伸張動作の効果は大きい。入力抵抗
Ｒ１の調節を所望の伸張傾斜を制御することに使用で
き、抵抗Ｒ７をコンデンサでアースまでバイパスするこ
とによってバイアス制御ループを経由して帰還信号を除
去することにより、伸張機能を完全に不能にする。図３
において、４４で示す関数が、伸張機能を不能にした場
合のシステムの入力電圧対出力電圧の関係を示してい
る。
【００２０】さほど明かでない伸張動作の副作用に、シ
ステムが増幅する信号の歪がある。これは、Ｑ５のコレ
クタでの補償誤差信号が出力トランデューサの負荷効果
を補償するためにその大きさが増大しているだけでな
く、出力段の他の非線形特性を補償するためにその波形
が変形されている事実による。これは、出力段と先行ド
ライバ段間の局所帰還ループの当然の結果である。一般
に、生成される歪の副産物は、システムを音声信号の増
幅に使用する場合には耳には聞こえない。歪の最小化が
要求される応用例では、説明した方法による伸張動作の
効果を低減したり除去することが必要になろう。
ステムが増幅する信号の歪がある。これは、Ｑ５のコレ
クタでの補償誤差信号が出力トランデューサの負荷効果
を補償するためにその大きさが増大しているだけでな
く、出力段の他の非線形特性を補償するためにその波形
が変形されている事実による。これは、出力段と先行ド
ライバ段間の局所帰還ループの当然の結果である。一般
に、生成される歪の副産物は、システムを音声信号の増
幅に使用する場合には耳には聞こえない。歪の最小化が
要求される応用例では、説明した方法による伸張動作の
効果を低減したり除去することが必要になろう。
【００２１】ここに説明したすべてのサブシステムから
構成される完全なシステムの代表的な仕様を表１に示
す。
構成される完全なシステムの代表的な仕様を表１に示
す。
【００２２】
【表１】 無信号電流： 約２５μＡ 最大Ｖout ： −２０ｄＢＶ＠Ｖcc＝１．５Ｖ，−１
０ｄＢＶ＠２．０Ｖ；ＲL ＝１５０Ω 伸張の程度： ２０ｄＢ＠Ｖin＝−６０ｄＢＶ＠ＲL
＝１５０Ω 最小ＲL ： ３２Ω システム利得： ２３ｄＢ＠１ｋＨｚ＠Ｖout ＝−１０
ｄＢＶ
０ｄＢＶ＠２．０Ｖ；ＲL ＝１５０Ω 伸張の程度： ２０ｄＢ＠Ｖin＝−６０ｄＢＶ＠ＲL
＝１５０Ω 最小ＲL ： ３２Ω システム利得： ２３ｄＢ＠１ｋＨｚ＠Ｖout ＝−１０
ｄＢＶ
【００２３】図４は、モジュラ電話器のヘッドセットア
ダプタ１００のブロックダイヤグラムである。モジュラ
アダプタ１００は、とりわけ、本発明で開示された実施
例に基づいた２個の増幅器から構成されている。図４の
モジュラアダプタ１００は、市販されている電話器のヘ
ッドセット装置（図４には示されていない）を、市販さ
れているさまざまな電話器のどれか（図４には示されて
いない）に接続するのを可能にする。後述するように、
切り換えによって、使用者はモジュラアダプタ１００の
複数の対応モードから一つのモードを選択できる。電話
通信分野に通暁した者には明らかなように、市販されて
いる電話器の電気的・物理的構成が多岐に渡っているた
め、切り換えが必要になるのである。
ダプタ１００のブロックダイヤグラムである。モジュラ
アダプタ１００は、とりわけ、本発明で開示された実施
例に基づいた２個の増幅器から構成されている。図４の
モジュラアダプタ１００は、市販されている電話器のヘ
ッドセット装置（図４には示されていない）を、市販さ
れているさまざまな電話器のどれか（図４には示されて
いない）に接続するのを可能にする。後述するように、
切り換えによって、使用者はモジュラアダプタ１００の
複数の対応モードから一つのモードを選択できる。電話
通信分野に通暁した者には明らかなように、市販されて
いる電話器の電気的・物理的構成が多岐に渡っているた
め、切り換えが必要になるのである。
【００２４】本発明の目的に適した電話器ヘッドセット
装置の一つに、Plantronics, Inc.（カリフォルニア州
サンタクルーズ）製のMirageTMがある。ただし、多くの
市販されているヘッドセットが本発明を実用化するため
に利用しうることも理解されなければならない。本発明
の目的に適した別のヘッドセット装置には、Burrisほか
に認可された米国特許Ｎｏ．４，７２０，８５７のヘッ
ドセットがあり、本願の出願人が譲り受けたもので、こ
こに参考のためにその特許全体を取り込んで、本願明細
書の一部とする。
装置の一つに、Plantronics, Inc.（カリフォルニア州
サンタクルーズ）製のMirageTMがある。ただし、多くの
市販されているヘッドセットが本発明を実用化するため
に利用しうることも理解されなければならない。本発明
の目的に適した別のヘッドセット装置には、Burrisほか
に認可された米国特許Ｎｏ．４，７２０，８５７のヘッ
ドセットがあり、本願の出願人が譲り受けたもので、こ
こに参考のためにその特許全体を取り込んで、本願明細
書の一部とする。
【００２５】モジュラアダプタ１００は、図４にまとめ
て１０２で示した構成／制御／インターフェース回路、
受信（ＲＸ）増幅器１０４（ＲｘＡＭＰ）、および送信
（ＴＸ）増幅器１０６（ＴｘＡＭＰ）から構成されてい
る。多重導線１０８がモジュラコネクタ１０９で終端さ
れ、モジュラアダプタ１００を従来の電話器の基本装置
の受話器部分（図４には示されていない）に結合できる
ようにしている。別の多重導線１１０がモジュラコネク
タ１１１で終端され、モジュラアダプタ１００を従来の
電話受話器（図には示されていない）に結合できるよう
になっている。回路１０２は、コネクタ１０３とライン
１１２を介して外部電池または交流電源（示されていな
い）と接続する必要がある場合もある。モジュラコネク
タ１１４により、上記の’８５７特許で開示されたよう
な電話器ヘッドセット装置にモジュラアダプタ１００を
接続することができる。モジュラコネクタ１０９、１１
１、および１１４は従来のＲＪ１１／１４／４５モジュ
ラコネクタおよびその相当品など電話通信の分野でよく
知られた任意の適当なモジュラタイプコネクタでよいこ
とが理解されなければならない。同様に、コネクタ１１
３は外部電源をモジュラアダプタ１００に結合するのに
適するものと認められるさまざまなタイプのコネクタの
どれであってもよい。
て１０２で示した構成／制御／インターフェース回路、
受信（ＲＸ）増幅器１０４（ＲｘＡＭＰ）、および送信
（ＴＸ）増幅器１０６（ＴｘＡＭＰ）から構成されてい
る。多重導線１０８がモジュラコネクタ１０９で終端さ
れ、モジュラアダプタ１００を従来の電話器の基本装置
の受話器部分（図４には示されていない）に結合できる
ようにしている。別の多重導線１１０がモジュラコネク
タ１１１で終端され、モジュラアダプタ１００を従来の
電話受話器（図には示されていない）に結合できるよう
になっている。回路１０２は、コネクタ１０３とライン
１１２を介して外部電池または交流電源（示されていな
い）と接続する必要がある場合もある。モジュラコネク
タ１１４により、上記の’８５７特許で開示されたよう
な電話器ヘッドセット装置にモジュラアダプタ１００を
接続することができる。モジュラコネクタ１０９、１１
１、および１１４は従来のＲＪ１１／１４／４５モジュ
ラコネクタおよびその相当品など電話通信の分野でよく
知られた任意の適当なモジュラタイプコネクタでよいこ
とが理解されなければならない。同様に、コネクタ１１
３は外部電源をモジュラアダプタ１００に結合するのに
適するものと認められるさまざまなタイプのコネクタの
どれであってもよい。
【００２６】モジュラアダプタ１００をライン１０８経
由で電話器基本装置に結合し、ライン１１０経由で受話
器に結合すると、実質的に基本装置と受話器の間に装着
されたことになり、かくしてコネクタ１１４で結合され
た受話器とヘッドセット装置を電話器基本装置の受話器
部分に結合することができる。
由で電話器基本装置に結合し、ライン１１０経由で受話
器に結合すると、実質的に基本装置と受話器の間に装着
されたことになり、かくしてコネクタ１１４で結合され
た受話器とヘッドセット装置を電話器基本装置の受話器
部分に結合することができる。
【００２７】図５は、図４の構成／制御／インターフェ
ース回路１０２の回路図である。図５では、図４で説明
した多重導線１０８は、モジュラコネクタ１０９で終端
される４本の別々の導線として示されている。同様に、
回路１０２を電話器の受話器に結合する多重導線１１０
は、モジュラコネクタ１１１で終端される４本の別々の
導線として示されている。
ース回路１０２の回路図である。図５では、図４で説明
した多重導線１０８は、モジュラコネクタ１０９で終端
される４本の別々の導線として示されている。同様に、
回路１０２を電話器の受話器に結合する多重導線１１０
は、モジュラコネクタ１１１で終端される４本の別々の
導線として示されている。
【００２８】回路１０２の多極スイッチ１２０によっ
て、モジュラアダプタ１００の使用者は受話器またはヘ
ッドセットのいずれかの操作を選択することができる。
この分野に精通する者には明らかなように、図に示した
スイッチ１２０の位置では、従来の電話受話器（コネク
タ１１１にある）を従来の電話器（コネクタ１０９にあ
る）に結合する。スイッチ１２０の別の位置では、ヘッ
ドセットカプセル（示されていない）を電話器（コネク
タ１０９にある）に結合する。
て、モジュラアダプタ１００の使用者は受話器またはヘ
ッドセットのいずれかの操作を選択することができる。
この分野に精通する者には明らかなように、図に示した
スイッチ１２０の位置では、従来の電話受話器（コネク
タ１１１にある）を従来の電話器（コネクタ１０９にあ
る）に結合する。スイッチ１２０の別の位置では、ヘッ
ドセットカプセル（示されていない）を電話器（コネク
タ１０９にある）に結合する。
【００２９】先に述べたように、モジュラアダプタ１０
０と電話器基本装置と受話器間の接続の電気的・物理的
構成は、電話器の種類によって変わりうる。例えば、エ
レクトレットタイプの電話器に関連する信号の電気特性
は、カーボンタイプの電話器に関連する信号の電気特性
とは異なっている。さらに、モジュラアダプタ１００の
接続位置１０９と１１１に接続される導線の物理的レイ
アウトも電話器により変わりうる。したがって、モジュ
ラアダプタ１００を多様な電話器と組み合わせて動作で
きるようにするために、図５のブロック１１６−１、１
１６−２、および１１６−３で示した使用者が操作する
スイッチ１１６が装備されている。スイッチ１１６で実
現されている切り換え機能によって、モジュラアダプタ
１００を多岐に渡る市販電話器に対応できるように再構
成することが容易である。スイッチ１１６には複数極点
を持つスライドスイッチを使用するのが望ましく、スイ
ッチ１１６をある位置から別の位置に移動したときに、
切り換えられる導体のさまざまな組み合わせが得られる
ようになる。スイッチ１１６が提供しなければならない
ある特定の接続の組み合わせは、モジュラアダプタ１０
０が対応できる電話器のタイプによって異なることが理
解されなければならない。
０と電話器基本装置と受話器間の接続の電気的・物理的
構成は、電話器の種類によって変わりうる。例えば、エ
レクトレットタイプの電話器に関連する信号の電気特性
は、カーボンタイプの電話器に関連する信号の電気特性
とは異なっている。さらに、モジュラアダプタ１００の
接続位置１０９と１１１に接続される導線の物理的レイ
アウトも電話器により変わりうる。したがって、モジュ
ラアダプタ１００を多様な電話器と組み合わせて動作で
きるようにするために、図５のブロック１１６−１、１
１６−２、および１１６−３で示した使用者が操作する
スイッチ１１６が装備されている。スイッチ１１６で実
現されている切り換え機能によって、モジュラアダプタ
１００を多岐に渡る市販電話器に対応できるように再構
成することが容易である。スイッチ１１６には複数極点
を持つスライドスイッチを使用するのが望ましく、スイ
ッチ１１６をある位置から別の位置に移動したときに、
切り換えられる導体のさまざまな組み合わせが得られる
ようになる。スイッチ１１６が提供しなければならない
ある特定の接続の組み合わせは、モジュラアダプタ１０
０が対応できる電話器のタイプによって異なることが理
解されなければならない。
【００３０】図５では、スイッチ１１６で作られる複数
の電気接続の組み合わせのうちの一つが、個々のブロッ
ク１１６−１、１１６−２、および１１６−３の中の点
線で示されている。示される位置では、スイッチ１１６
−１がスイッチ１２０から出たライン１２２をＣＡＲＢ
−２というラインに結合し、他の位置ではスイッチ１１
６−１がライン１２２をＴＸ−ＢＡＴＴというライン
か、アースか、またはＴＸ−ＶＥＸＴというラインに結
合する。各図において、図５の１２３と１２５で示され
るような矢印型のコネクタボックスが、ある特定のライ
ンと別の図面の対応するラインとの接続を示すものとし
て理解されなければならない。したがって、例えば、ラ
インＲＸ−１にあるコネクタボックス１２３は図８のラ
インＲＸ−１にあるボックス１２３と接続されると見な
されるべきである。図５の点線で示される一組の接続
は、モジュラアダプタ１００をカーボンタイプの電話器
対応にする。異なる対応が必要な場合は、スイッチ１１
６を異なる位置に移動させて、かくしてモジュラアダプ
タ１００の切り換えられる導体間の異なる組の接続を確
立する。
の電気接続の組み合わせのうちの一つが、個々のブロッ
ク１１６−１、１１６−２、および１１６−３の中の点
線で示されている。示される位置では、スイッチ１１６
−１がスイッチ１２０から出たライン１２２をＣＡＲＢ
−２というラインに結合し、他の位置ではスイッチ１１
６−１がライン１２２をＴＸ−ＢＡＴＴというライン
か、アースか、またはＴＸ−ＶＥＸＴというラインに結
合する。各図において、図５の１２３と１２５で示され
るような矢印型のコネクタボックスが、ある特定のライ
ンと別の図面の対応するラインとの接続を示すものとし
て理解されなければならない。したがって、例えば、ラ
インＲＸ−１にあるコネクタボックス１２３は図８のラ
インＲＸ−１にあるボックス１２３と接続されると見な
されるべきである。図５の点線で示される一組の接続
は、モジュラアダプタ１００をカーボンタイプの電話器
対応にする。異なる対応が必要な場合は、スイッチ１１
６を異なる位置に移動させて、かくしてモジュラアダプ
タ１００の切り換えられる導体間の異なる組の接続を確
立する。
【００３１】スイッチ１１６のそれぞれの位置が、モジ
ュラアダプタ１００のある特定の対応モードに対応する
のが望ましい。本発明で開示される実施例においては、
ブロック１１６−１、１１６−２、および１１６−３の
点線で示す接続は、「カーボン」の位置に対応し、モジ
ュラアダプタ１００は従来のカーボン粒トランスデュー
サを持つ電話器対応になっている。別の位置では、Merl
inTMシステムのようなＡＴ＆Ｔの特定の市販電話器対応
にすることができる。そのほかの位置では、モジュラア
ダプタ１００をその他のいろいろな種類の市販電話器対
応にできる。すなわち、Panasonic 製のいろいろな「電
子式」電話、あるいはSiemens 製やRolm製のモデルな
ど、マイクに直流電力を供給しないいわゆる「ダイナミ
ック」電話器対応である。
ュラアダプタ１００のある特定の対応モードに対応する
のが望ましい。本発明で開示される実施例においては、
ブロック１１６−１、１１６−２、および１１６−３の
点線で示す接続は、「カーボン」の位置に対応し、モジ
ュラアダプタ１００は従来のカーボン粒トランスデュー
サを持つ電話器対応になっている。別の位置では、Merl
inTMシステムのようなＡＴ＆Ｔの特定の市販電話器対応
にすることができる。そのほかの位置では、モジュラア
ダプタ１００をその他のいろいろな種類の市販電話器対
応にできる。すなわち、Panasonic 製のいろいろな「電
子式」電話、あるいはSiemens 製やRolm製のモデルな
ど、マイクに直流電力を供給しないいわゆる「ダイナミ
ック」電話器対応である。
【００３２】再び図５に戻って、必要な場合にはモジュ
ラアダプタ１００の外部電力がコネクタ１１３経由で回
路１０２に供給されることを思い出していただきたい。
図５の点線１３０の中に示した回路部分がライン１３２
上の直流電源信号を供給する。この分野に精通している
者には明らかなように、ライン１３２上の直流電源は、
モジュラアダプタ１００内部の電池１３４からか、ある
いはコネクタ１１３で結合された外部交流−直流アダプ
タ（示されていない）から供給することができる。外部
アダプタをコネクタ１１３に結合すると、外部アダプタ
の使用時には不要になるので電池１３４は自動的に回路
１０２から切断される。
ラアダプタ１００の外部電力がコネクタ１１３経由で回
路１０２に供給されることを思い出していただきたい。
図５の点線１３０の中に示した回路部分がライン１３２
上の直流電源信号を供給する。この分野に精通している
者には明らかなように、ライン１３２上の直流電源は、
モジュラアダプタ１００内部の電池１３４からか、ある
いはコネクタ１１３で結合された外部交流−直流アダプ
タ（示されていない）から供給することができる。外部
アダプタをコネクタ１１３に結合すると、外部アダプタ
の使用時には不要になるので電池１３４は自動的に回路
１０２から切断される。
【００３３】点線１３５の中に示した回路は、モジュラ
アダプタが「カーボン」モードにあるときに動作する。
ダイオードＤ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７、Ｄ８、コン
デンサＣ１０２、Ｃ１０３、および抵抗Ｒ１０２、Ｒ１
０３からなる回路１３５は、カーボンタイプの電話器が
極性が規定されず予測できない出力電圧を発生するため
に必要になる波形全体の整流器である。回路１３５は、
ＣＡＲＢ−ＤＣラインに正電圧が供給されることを保証
する。
アダプタが「カーボン」モードにあるときに動作する。
ダイオードＤ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６、Ｄ７、Ｄ８、コン
デンサＣ１０２、Ｃ１０３、および抵抗Ｒ１０２、Ｒ１
０３からなる回路１３５は、カーボンタイプの電話器が
極性が規定されず予測できない出力電圧を発生するため
に必要になる波形全体の整流器である。回路１３５は、
ＣＡＲＢ−ＤＣラインに正電圧が供給されることを保証
する。
【００３４】図５のブロック１３６は、モジュラアダプ
タ１００が「カーボン」モードにあり、スイッチ１１６
−３の中の点線で示されるようにラインＣＡＲＢ−ＤＣ
とラインＴＸ−ＶＥＸＴが接続されているときにも動作
する電流変調回路を表している。電流変調回路１３６
は、ラインＴＸ−ＶＥＸＴ上で送信増幅器１０６からの
信号に応答して変調器アダプタ１００が取り出す電流を
変調する電流変調段である。ラインＴＸ−ＶＥＸＴ上の
送信増幅器出力信号は、整流器１３５を通してＣＡＲＢ
−ＤＣラインから取り出される電流量を制御する。
タ１００が「カーボン」モードにあり、スイッチ１１６
−３の中の点線で示されるようにラインＣＡＲＢ−ＤＣ
とラインＴＸ−ＶＥＸＴが接続されているときにも動作
する電流変調回路を表している。電流変調回路１３６
は、ラインＴＸ−ＶＥＸＴ上で送信増幅器１０６からの
信号に応答して変調器アダプタ１００が取り出す電流を
変調する電流変調段である。ラインＴＸ−ＶＥＸＴ上の
送信増幅器出力信号は、整流器１３５を通してＣＡＲＢ
−ＤＣラインから取り出される電流量を制御する。
【００３５】点線１３８の中に示された回路は、抵抗Ｒ
１１１、Ｒ１１２、Ｒ１１３、Ｒ１１４、Ｒ１１５、コ
ンデンサＣ１０４、およびＮＰＮ型トランジスタＱ１０
３とＱ１０４を含む、低電池電圧検出器である。回路１
３８が図８を参照して後述する受話器増幅器１０４の利
得（すなわち音量）を制御するラインＲＸ−Ｇに結合さ
れていることに注意されたい。回路１３８は、電池１３
４の合計電圧が２Ｖ未満に下がったとき約１０ｄＢだけ
受話器増幅器の利得を低下させる。先に述べたように、
外部電源あるいは電池電源はライン１３２に供給され、
ライン１３２は回路１３８に加えられる。ライン１３２
の電池電圧が２Ｖ未満に下がると、トランジスタＱ１０
３が導通状態になり、後述するように受話器利得を低下
させる。
１１１、Ｒ１１２、Ｒ１１３、Ｒ１１４、Ｒ１１５、コ
ンデンサＣ１０４、およびＮＰＮ型トランジスタＱ１０
３とＱ１０４を含む、低電池電圧検出器である。回路１
３８が図８を参照して後述する受話器増幅器１０４の利
得（すなわち音量）を制御するラインＲＸ−Ｇに結合さ
れていることに注意されたい。回路１３８は、電池１３
４の合計電圧が２Ｖ未満に下がったとき約１０ｄＢだけ
受話器増幅器の利得を低下させる。先に述べたように、
外部電源あるいは電池電源はライン１３２に供給され、
ライン１３２は回路１３８に加えられる。ライン１３２
の電池電圧が２Ｖ未満に下がると、トランジスタＱ１０
３が導通状態になり、後述するように受話器利得を低下
させる。
【００３６】点線１４０の中に示された回路は、ダイオ
ードＤ２、コンデンサＣ１０１、抵抗Ｒ１１０、および
変圧器Ｔ１を含み、モジュラアダプタ１００に供給され
る電力の交流成分を除去する役割を果たす。例えば、カ
ーボンモードでは、電力は先に述べたようにラインＣＡ
ＲＢ−ＤＣ上で整流器回路１３５から供給される。カー
ボンモードでは、ＣＡＲＢ−ＤＣはスイッチ１１６−３
の操作によって変圧器Ｔ１に結合される。電池モードや
Ｓｉｅｍｅｎｓモードでは、ライン１３２上に供給され
た電池電力または外部電力は、スイッチ１１６−１の操
作によって変圧器Ｔ１に供給される。Ｌ＋モードやＬ−
モードでは、直流電力がラインＴＸ−ＢＡＴＴから供給
され、スイッチ１１６−２の操作によって変圧器Ｔ１に
供給される。
ードＤ２、コンデンサＣ１０１、抵抗Ｒ１１０、および
変圧器Ｔ１を含み、モジュラアダプタ１００に供給され
る電力の交流成分を除去する役割を果たす。例えば、カ
ーボンモードでは、電力は先に述べたようにラインＣＡ
ＲＢ−ＤＣ上で整流器回路１３５から供給される。カー
ボンモードでは、ＣＡＲＢ−ＤＣはスイッチ１１６−３
の操作によって変圧器Ｔ１に結合される。電池モードや
Ｓｉｅｍｅｎｓモードでは、ライン１３２上に供給され
た電池電力または外部電力は、スイッチ１１６−１の操
作によって変圧器Ｔ１に供給される。Ｌ＋モードやＬ−
モードでは、直流電力がラインＴＸ−ＢＡＴＴから供給
され、スイッチ１１６−２の操作によって変圧器Ｔ１に
供給される。
【００３７】図６は、図４の受話器増幅器１０４の回路
図である。受話器増幅器１０４は、実質的に図１、図
２、および図３を参照してすでに説明した本発明の実施
例に基づいて構成されている。図２の増幅器と同じもの
である図６の増幅器の各部品は同じ参照番号を持ってお
り、これらの部品の機能の説明は繰り返さない。
図である。受話器増幅器１０４は、実質的に図１、図
２、および図３を参照してすでに説明した本発明の実施
例に基づいて構成されている。図２の増幅器と同じもの
である図６の増幅器の各部品は同じ参照番号を持ってお
り、これらの部品の機能の説明は繰り返さない。
【００３８】図６の点線１５０の中に示された回路は、
ここでは「高レベル・ピーク制御段」あるいはＨＬＰＣ
Ｓと呼ぶ。ＨＬＰＣＳ１５０は、可変ポテンショメータ
Ｒ１３２が制御する利得段である。受話器信号はトラン
ジスタＱ２から与えられ、図２で説明したように、低レ
ベル利得段１２の出力を構成する。Ｑ２からの出力はＨ
ＬＰＣＳ１５０のトランジスタＱ１１４のベースに加え
られる。トランジスタＱ１１４は、Ｑ２からの出力信号
用の増幅器の役割を果たし、コレクタでの増幅された負
の信号ピークがトランジスタＱ１２３を導通させる。Ｑ
１２３のエミッタ−コレクタ経路を流れる電流が、ダイ
オードＤ１１３を通過してコンデンサＣ１２１を充電す
る。例えば、０．５Ｖ程度の十分な電荷がＣ１２１に蓄
積されると、トランジスタＱ１０５が導通状態になる
（トランジスタＱ１０５のベースがライン１５２と抵抗
Ｒ１５２経由でコンデンサＣ１２１に結合されているた
め）。トランジスタＱ１０５が導通状態になると、受信
増幅器１０４の入力コンデンサＣ１に与えられる信号を
減衰させる効果があり、したがって増幅器の低レベル利
得段１２にあるＱ１のベースで受信される入力信号も減
衰する。
ここでは「高レベル・ピーク制御段」あるいはＨＬＰＣ
Ｓと呼ぶ。ＨＬＰＣＳ１５０は、可変ポテンショメータ
Ｒ１３２が制御する利得段である。受話器信号はトラン
ジスタＱ２から与えられ、図２で説明したように、低レ
ベル利得段１２の出力を構成する。Ｑ２からの出力はＨ
ＬＰＣＳ１５０のトランジスタＱ１１４のベースに加え
られる。トランジスタＱ１１４は、Ｑ２からの出力信号
用の増幅器の役割を果たし、コレクタでの増幅された負
の信号ピークがトランジスタＱ１２３を導通させる。Ｑ
１２３のエミッタ−コレクタ経路を流れる電流が、ダイ
オードＤ１１３を通過してコンデンサＣ１２１を充電す
る。例えば、０．５Ｖ程度の十分な電荷がＣ１２１に蓄
積されると、トランジスタＱ１０５が導通状態になる
（トランジスタＱ１０５のベースがライン１５２と抵抗
Ｒ１５２経由でコンデンサＣ１２１に結合されているた
め）。トランジスタＱ１０５が導通状態になると、受信
増幅器１０４の入力コンデンサＣ１に与えられる信号を
減衰させる効果があり、したがって増幅器の低レベル利
得段１２にあるＱ１のベースで受信される入力信号も減
衰する。
【００３９】ＨＬＰＣＳ１５０は、コンデンサＣ１２１
がＱ１１４のベースに加えられるピーク発生時にほぼ瞬
時に充電するので、高速動作利得制御段である。このよ
うなピークの発生時に低レベル利得段１２の入力を高速
に減衰させることによって、ＨＬＰＣＳは受話器増幅器
１０４が増幅したピークの大きさを実質的に制限する。
がＱ１１４のベースに加えられるピーク発生時にほぼ瞬
時に充電するので、高速動作利得制御段である。このよ
うなピークの発生時に低レベル利得段１２の入力を高速
に減衰させることによって、ＨＬＰＣＳは受話器増幅器
１０４が増幅したピークの大きさを実質的に制限する。
【００４０】点線１５４の中の回路は、ここでは「低レ
ベル・ピーク制御段」あるいはＬＬＰＣＳと呼ぶ部分で
あり、受話器増幅器１０４に加えられる保持されたトー
ンや他の安定した音声以外の信号のレベルを減衰させ
る。ＨＬＰＣＳと同様、ＬＬＰＣＳはＱ２のコレクタか
ら低レベル利得段１２の出力を受け取る。これはトラン
ジスタＱ１１５のベースに加えられ、トランジスタＱ１
１５はトランジスタＱ１２４とともに低レベル利得段１
２の出力を増幅する役割を果たす。この増幅後の信号
は、Ｑ１２４のコレクタから取り出され、ＬＬＰＣＳの
しきい値およびタイミング比較器回路１５５の動作を通
して、トランジスタＱ１０５と同じようにトランジスタ
Ｑ１０６を制御し、低レベル利得段１２への入力信号を
減衰させる。
ベル・ピーク制御段」あるいはＬＬＰＣＳと呼ぶ部分で
あり、受話器増幅器１０４に加えられる保持されたトー
ンや他の安定した音声以外の信号のレベルを減衰させ
る。ＨＬＰＣＳと同様、ＬＬＰＣＳはＱ２のコレクタか
ら低レベル利得段１２の出力を受け取る。これはトラン
ジスタＱ１１５のベースに加えられ、トランジスタＱ１
１５はトランジスタＱ１２４とともに低レベル利得段１
２の出力を増幅する役割を果たす。この増幅後の信号
は、Ｑ１２４のコレクタから取り出され、ＬＬＰＣＳの
しきい値およびタイミング比較器回路１５５の動作を通
して、トランジスタＱ１０５と同じようにトランジスタ
Ｑ１０６を制御し、低レベル利得段１２への入力信号を
減衰させる。
【００４１】場合によっては、増幅器１５４からの信号
レベルが所要レベルの減衰を得るのに十分なほど強く減
衰トランジスタＱ１０６を導通させるのに十分でないこ
とがある。ＲＸ−１端子１２３とＲＸ−２端子１２５経
由で受話器増幅器１０４に加えられる入力信号が極めて
強い場合には、これらの信号はＣ１１８とＤ１１４の動
作によって直流信号に変換されてトランジスタＱ１０６
のベースに加えられる。このようにして、交流入力信号
自体が（直流への変換後に）極めて強い入力信号に対す
る減衰トランジスタＱ１０６の導通に寄与している。
レベルが所要レベルの減衰を得るのに十分なほど強く減
衰トランジスタＱ１０６を導通させるのに十分でないこ
とがある。ＲＸ−１端子１２３とＲＸ−２端子１２５経
由で受話器増幅器１０４に加えられる入力信号が極めて
強い場合には、これらの信号はＣ１１８とＤ１１４の動
作によって直流信号に変換されてトランジスタＱ１０６
のベースに加えられる。このようにして、交流入力信号
自体が（直流への変換後に）極めて強い入力信号に対す
る減衰トランジスタＱ１０６の導通に寄与している。
【００４２】ＨＬＰＣＳ１５０が約３ｍｓのアタック時
間と約１秒の復旧時間を有するように設計されるのに対
し、しきい値およびタイミング比較器副回路１５５は、
より低速の約３００ｍｓのアタック時間と約７ｍｓの復
旧時間を有するように設計される。これは、ＬＬＰＣＳ
が話される単語やシラブルの間に自然発生する休止時間
の間にそれ自体をリセットし、ダイヤルトーン、ＤＴＭ
Ｆダイヤル音、試験トーンなどの音のみに応答して導通
するようにして、それらが完全増幅されてヘッドセット
の使用者に不快感や危害を与えることがないようにする
ためである。
間と約１秒の復旧時間を有するように設計されるのに対
し、しきい値およびタイミング比較器副回路１５５は、
より低速の約３００ｍｓのアタック時間と約７ｍｓの復
旧時間を有するように設計される。これは、ＬＬＰＣＳ
が話される単語やシラブルの間に自然発生する休止時間
の間にそれ自体をリセットし、ダイヤルトーン、ＤＴＭ
Ｆダイヤル音、試験トーンなどの音のみに応答して導通
するようにして、それらが完全増幅されてヘッドセット
の使用者に不快感や危害を与えることがないようにする
ためである。
【００４３】図６の説明を続けると、点線１５６の中の
回路は、雑音低減回路であり、受話器増幅器に信号がな
いときに受話器出力信号を約６ｄＢ減衰させる。このよ
うにして、雑音と低レベルのスタティックの増幅が他の
受話器入力がないときに減衰される。通常、トランジス
タＱ１１１は抵抗Ｒ１４４経由でＱ１１１のベースに供
給される電力によって導通状態になる。抵抗Ｒ１２３と
Ｒ１２７が作る電圧分割器によって、トランジスタＱ４
のベースに与えられる信号レベルはＱ１１１が導通状態
にあるとき減衰させられる。信号は、しきい値およびタ
イミング比較器副回路１５５からトランジスタＱ１１０
のベースに加えられ、かくして信号状態の関数としてＱ
１１０の導通を制御する。Ｑ１１０が導通すると、コン
デンサＣ１１５が放電し、Ｑ１１１が遮断する。Ｑ１１
１が遮断すると、受話器増幅器の利得は最大になる。た
だし、ラインＲＸ−１とＲＸ−２に入る信号がない場合
には、Ｑ１１０が遮断状態になり、コンデンサＣ１１５
はＲ１４４を通して充電できるようになる。コンデンサ
Ｃ１１５の充電には約２００ｍｓかかる。Ｃ１１５が充
電するとトランジスタＱ１１１が導通し、かくしてＱ４
のベースに加えられる信号を減衰させる。
回路は、雑音低減回路であり、受話器増幅器に信号がな
いときに受話器出力信号を約６ｄＢ減衰させる。このよ
うにして、雑音と低レベルのスタティックの増幅が他の
受話器入力がないときに減衰される。通常、トランジス
タＱ１１１は抵抗Ｒ１４４経由でＱ１１１のベースに供
給される電力によって導通状態になる。抵抗Ｒ１２３と
Ｒ１２７が作る電圧分割器によって、トランジスタＱ４
のベースに与えられる信号レベルはＱ１１１が導通状態
にあるとき減衰させられる。信号は、しきい値およびタ
イミング比較器副回路１５５からトランジスタＱ１１０
のベースに加えられ、かくして信号状態の関数としてＱ
１１０の導通を制御する。Ｑ１１０が導通すると、コン
デンサＣ１１５が放電し、Ｑ１１１が遮断する。Ｑ１１
１が遮断すると、受話器増幅器の利得は最大になる。た
だし、ラインＲＸ−１とＲＸ−２に入る信号がない場合
には、Ｑ１１０が遮断状態になり、コンデンサＣ１１５
はＲ１４４を通して充電できるようになる。コンデンサ
Ｃ１１５の充電には約２００ｍｓかかる。Ｃ１１５が充
電するとトランジスタＱ１１１が導通し、かくしてＱ４
のベースに加えられる信号を減衰させる。
【００４４】図５にあるように、低電池検出回路１３８
はＲＸ−Ｇ端子１３９に結合され、これは図６のＡＧＣ
回路１５６の中にも示されている。先に述べたように、
ライン１３２上の電池電力が約２Ｖ未満に下がると、回
路１３８にあるトランジスタＱ１０３が導通状態にな
り、ＲＸ−Ｇ端子１３９からアースへの経路を確立す
る。図６から分かるように、ＲＸ−Ｇ端子１３９からア
ースまでの経路が確立されると、トランジスタＱ４のベ
ースに与えられる信号は減衰する。このようにして、使
用者は受話器の音量が低下することから電池の電力が十
分でないことを知らされるのである。
はＲＸ−Ｇ端子１３９に結合され、これは図６のＡＧＣ
回路１５６の中にも示されている。先に述べたように、
ライン１３２上の電池電力が約２Ｖ未満に下がると、回
路１３８にあるトランジスタＱ１０３が導通状態にな
り、ＲＸ−Ｇ端子１３９からアースへの経路を確立す
る。図６から分かるように、ＲＸ−Ｇ端子１３９からア
ースまでの経路が確立されると、トランジスタＱ４のベ
ースに与えられる信号は減衰する。このようにして、使
用者は受話器の音量が低下することから電池の電力が十
分でないことを知らされるのである。
【００４５】引き続き図６において、点線２００の中に
まとめて示された回路は、ライン１５２上の電圧を約
０．７Ｖに制限する機能を果たし、ＨＬＰＣＳ１５０は
システム利得をさらに高速に最大レベルに戻すことがで
きる。トランジスタＱ１２７は、コンデンサＣ１２４に
よってＶccとベースが接続されているので、Ｖcc電力が
最初にモジュラアダプタに供給されたときに瞬時に導通
する。初めて電力が供給されると、コンデンサＣ１２４
の電流がトランジスタＱ１２７を導通状態にし、ライン
１５２は実質的にアースに結合される。これにより、電
源投入時に受話器の利得の低下を防止している。Ｖcc電
力が安定すると、Ｑ１２７が遮断し、先に述べたように
ＨＬＰＣＳ１５０の動作が発生する。図６のＴＸＰＷＲ
ＵＰで示した接続端子は、図７の説明で後述する同名の
ＴＸＰＷＲＵＰ端子と接続されることを示している。
まとめて示された回路は、ライン１５２上の電圧を約
０．７Ｖに制限する機能を果たし、ＨＬＰＣＳ１５０は
システム利得をさらに高速に最大レベルに戻すことがで
きる。トランジスタＱ１２７は、コンデンサＣ１２４に
よってＶccとベースが接続されているので、Ｖcc電力が
最初にモジュラアダプタに供給されたときに瞬時に導通
する。初めて電力が供給されると、コンデンサＣ１２４
の電流がトランジスタＱ１２７を導通状態にし、ライン
１５２は実質的にアースに結合される。これにより、電
源投入時に受話器の利得の低下を防止している。Ｖcc電
力が安定すると、Ｑ１２７が遮断し、先に述べたように
ＨＬＰＣＳ１５０の動作が発生する。図６のＴＸＰＷＲ
ＵＰで示した接続端子は、図７の説明で後述する同名の
ＴＸＰＷＲＵＰ端子と接続されることを示している。
【００４６】図７に進むと、端子コネクタＴＸＰＷＲＵ
ＰはトランジスタＱ１４３のベースに結合され、トラン
ジスタＱ１４３はＶccの電源投入時に瞬時に導通状態に
なる。Ｑ１４３が導通状態になると、コンデンサＣ１３
２が実質的にアースされ、電源投入時にも送信利得は減
少しない。
ＰはトランジスタＱ１４３のベースに結合され、トラン
ジスタＱ１４３はＶccの電源投入時に瞬時に導通状態に
なる。Ｑ１４３が導通状態になると、コンデンサＣ１３
２が実質的にアースされ、電源投入時にも送信利得は減
少しない。
【００４７】図７に示す送信増幅器１０６は図２を参照
して開示された実施例に基づいた増幅器を組み込んでお
り、図２の増幅器の部品と同一である図７の送信増幅器
１０６の部品が同じ参照番号を保っていることが理解さ
れなければならない。図２の説明ですでに述べた部品と
同一である送信増幅器１０６の部品の動作を繰り返して
説明するのは不要であると発明者は信ずるものである。
して開示された実施例に基づいた増幅器を組み込んでお
り、図２の増幅器の部品と同一である図７の送信増幅器
１０６の部品が同じ参照番号を保っていることが理解さ
れなければならない。図２の説明ですでに述べた部品と
同一である送信増幅器１０６の部品の動作を繰り返して
説明するのは不要であると発明者は信ずるものである。
【００４８】図７に示すように、トランジスタＱ８とＱ
９のエミッタ端子からの出力信号は、図２で説明したよ
うにコンデンサＣ５とＣ８に加えられる。可変抵抗Ｒ１
７５は送信信号レベルを制御する使用者が操作するポテ
ンショメータであり、抵抗Ｒ１７５とＲ１７６は単純な
分圧器を形成する。抵抗Ｒ１９０はポテンショメータＲ
１７５の特性を線形化し、利得制御がポテンショメータ
Ｒ１７５の範囲全体にわたって等分されるようにしてい
る。結合コンデンサＣ１２８は送話器増幅器出力で直流
信号がアースに流れないようにしている。ツェナーダイ
オードＤ１２０は、出力段を静電放電による損傷から保
護する。
９のエミッタ端子からの出力信号は、図２で説明したよ
うにコンデンサＣ５とＣ８に加えられる。可変抵抗Ｒ１
７５は送信信号レベルを制御する使用者が操作するポテ
ンショメータであり、抵抗Ｒ１７５とＲ１７６は単純な
分圧器を形成する。抵抗Ｒ１９０はポテンショメータＲ
１７５の特性を線形化し、利得制御がポテンショメータ
Ｒ１７５の範囲全体にわたって等分されるようにしてい
る。結合コンデンサＣ１２８は送話器増幅器出力で直流
信号がアースに流れないようにしている。ツェナーダイ
オードＤ１２０は、出力段を静電放電による損傷から保
護する。
【００４９】送話器増幅器１０６からの出力信号が増大
すると、ダイオードＤ１２１とＤ１２２によって出力信
号がコンデンサＣ１３２を充電する。コンデンサＣ１３
２に十分な電荷が蓄積されると、トランジスタＱ１４１
が導通し、ＭＩＣ端子２２０経由で送話器増幅器１０６
に加えられる入力信号を減衰させる。このように抵抗Ｒ
１７９とトランジスタＱ１４１は、送話器出力信号に信
号圧縮機能を施す。
すると、ダイオードＤ１２１とＤ１２２によって出力信
号がコンデンサＣ１３２を充電する。コンデンサＣ１３
２に十分な電荷が蓄積されると、トランジスタＱ１４１
が導通し、ＭＩＣ端子２２０経由で送話器増幅器１０６
に加えられる入力信号を減衰させる。このように抵抗Ｒ
１７９とトランジスタＱ１４１は、送話器出力信号に信
号圧縮機能を施す。
【００５０】引き続き図７において、ツェナーダイオー
ドＤ１１９は、増幅器１０６を、遷移電圧スパイクによ
る損傷から守る。コンデンサＣ１３７は、無線周波数の
干渉などを抑止するために、高周波を丸めるためにあ
る。抵抗Ｒ１８５、Ｒ１８６、およびコンデンサＣ１２
９は２次ドライバ段１４からの帰還を制限し、かくして
増幅器出力信号に高周波のブーストを与える。
ドＤ１１９は、増幅器１０６を、遷移電圧スパイクによ
る損傷から守る。コンデンサＣ１３７は、無線周波数の
干渉などを抑止するために、高周波を丸めるためにあ
る。抵抗Ｒ１８５、Ｒ１８６、およびコンデンサＣ１２
９は２次ドライバ段１４からの帰還を制限し、かくして
増幅器出力信号に高周波のブーストを与える。
【００５１】図７に示すように、直流電力がＶcc端子２
２２で送話器増幅器１０６に供給される。直流バイアス
回路２２４は、回路設計に精通した者に知られているさ
まざまな方法で実現できるが、ＭＩＣ端子２２０に定常
１００μＡ電力発生源を供給する。この１００μＡ信号
は、精通した者には明らかなように、図に示されていな
いマイクにより利用される。直流バイアス回路２２４
は、極めて低い飽和電圧を持つのが望ましく、Ｖccの変
動に対して比較的感度が低いものである必要がある。
２２で送話器増幅器１０６に供給される。直流バイアス
回路２２４は、回路設計に精通した者に知られているさ
まざまな方法で実現できるが、ＭＩＣ端子２２０に定常
１００μＡ電力発生源を供給する。この１００μＡ信号
は、精通した者には明らかなように、図に示されていな
いマイクにより利用される。直流バイアス回路２２４
は、極めて低い飽和電圧を持つのが望ましく、Ｖccの変
動に対して比較的感度が低いものである必要がある。
【００５２】本発明のある特定の実施例に関する先の説
明から、モジュラアダプタの送話器と受話器の増幅器が
最小量の電流を取り出し増幅後の信号には最小量の歪を
導き入れる増幅器／トランスデューサドライバ設計を採
用するモジュラ電話器アダプタが開示されたことが明ら
かなはずである。すなわち、開示された受話器増幅器と
送話器増幅器はクラスＢ増幅器の低消費電力品質とクラ
スＡＢ増幅器の最小歪品質を兼ね備えているのである。
明から、モジュラアダプタの送話器と受話器の増幅器が
最小量の電流を取り出し増幅後の信号には最小量の歪を
導き入れる増幅器／トランスデューサドライバ設計を採
用するモジュラ電話器アダプタが開示されたことが明ら
かなはずである。すなわち、開示された受話器増幅器と
送話器増幅器はクラスＢ増幅器の低消費電力品質とクラ
スＡＢ増幅器の最小歪品質を兼ね備えているのである。
【００５３】本発明の特定の実施例を詳しく説明した
が、請求の範囲に規定する発明の精神と適用範囲から外
れることなく、さまざまな変更、代置、あるいは修正を
施すことができることが理解されなければならない。
が、請求の範囲に規定する発明の精神と適用範囲から外
れることなく、さまざまな変更、代置、あるいは修正を
施すことができることが理解されなければならない。
【図１】本発明の一つの実施例に基づいた増幅器／ドラ
イバシステムのブロックダイヤグラムである。
イバシステムのブロックダイヤグラムである。
【図２】図１のシステムの回路図である。
【図３】さまざまな出力負荷抵抗に対する出力電圧対入
力電圧で表した、システムの信号伸張特性のグラフであ
る。
力電圧で表した、システムの信号伸張特性のグラフであ
る。
【図４】本発明の一つの実施例に基づいた増幅器／ドラ
イバサブシステムを使用するモジュラ電話ヘッドセット
アダプタのブロックダイヤグラムである。
イバサブシステムを使用するモジュラ電話ヘッドセット
アダプタのブロックダイヤグラムである。
【図５】図４の一部である構成／制御／インターフェー
ス回路の回路図である。
ス回路の回路図である。
【図６】図４のモジュラアダプタの一部である受信増幅
器の回路図である。
器の回路図である。
【図７】図４のモジュラアダプタの一部である送信増幅
器の回路図である。
器の回路図である。
１０ 増幅器システム １２ 低レベル利得段 １４ ２次ドライバ段 １６ 出力段 １８ 結合自己バイアス回路 ２２ 帰還補償回路 ２４ 利得制御回路 ２６ 電力発生源 ２８ 位相反転回路 ３０ 入力信号源 ３２ 出力付加インピーダンス
Claims (3)
- 【請求項１】 生の入力信号に対応する増幅された出力
信号を生成し、該増幅出力信号を負荷インピーダンスに
与えるための動的バイアス・低零入力電流増幅器であっ
て、 反転および非反転の入力段入力と入力段出力を持ち、該
入力段出力が入力段出力信号を出し、入力段零入力電流
を取り出す入力増幅器段（１２、Ｑ１、Ｑ２）と、 反転および非反転のドライバ段入力とドライバ段出力信
号を出すドライバ段出力を持ち、該ドライバ段非反転入
力が上記入力段出力に結合されて上記入力段出力信号を
受け取る、ドライバ段零入力電流を取り出すドライバ増
幅器段（１４、Ｑ４、Ｑ５）と、 出力段零入力電流を取り出し、出力段入力ならびに出力
段出力信号を出す出力段出力を持ち、該出力段出力が上
記負荷インピーダンス（３２、ＲＬ）に結合され、該出
力段入力が上記ドライバ段出力に結合される、プッシュ
プル結合されたそれぞれ第１と第２エミッタ端子を持つ
第１と第２トランジスタ（Ｑ８、Ｑ９）からなる出力増
幅器段（１６、Ｑ８、Ｑ９）と、 上記入力段、ドライバ段、および出力段に直流電力を供
給する直流電源（Ｖｃｃ）と、 上記出力増幅器段に結合され、上記出力段零入力電流を
動的に監視・制御する動的バイアス制御回路（１８、Ｑ
１０、Ｑ６、Ｑ７、Ｒ１６、Ｒ１８）と、 上記第１および第２エミッタ端子の抵抗変動に応答して
上記反転ドライバ段入力に補償信号を発生する、上記出
力段出力と上記反転ドライバ段入力との間に結合された
帰還補償回路（２２、Ｃ５、Ｒ１３、Ｒ１４）と、 上記直流電源に結合され、上記ドライバ段零入力電流に
応答して直流電力を制御する、上記ドライバ段出力信号
を受け取るために上記ドライバ段出力に結合された交流
直流両用帰還回路（２０、Ｒ１０、Ｒ７、Ｒ４、Ｃ２）
と、 上記交流直流両用帰還回路に結合され、上記ドライバ段
出力信号に比例した位相反転信号を発生するようにされ
た位相反転回路（２８、Ｒ１０、Ｒ７、Ｑ３）と、 上記位相反転回路と上記非反転入力段入力に結合され、
上記位相反転信号に応答して上記生入力信号を減衰さ
せ、該減衰された生入力信号を上記非反転入力段入力に
与える電圧総和回路（Ｍ）と、 からなる動的バイアス・低零入力電流増幅器。 - 【請求項２】 負荷インピーダンスを通じて、増幅され
た出力信号を提供するための、入力増幅器段、ドライバ
増幅器段、および電流増幅出力段から構成された動的バ
イアス・低零入力電流増幅器であって、 第１コレクタ端子が直流電源（Ｖｃｃ）に結合され、第
１ベース端子が第１バイアス抵抗（Ｒ１７）経由で上記
直流電源に結合され、第１コンデンサ（Ｃ６）経由でド
ライバ信号を受け取る、第１コレクタ、第１ベース、お
よび第１エミッタ端子を持つ第１トラジスタ（Ｑ８）
と、 第２エミッタ端子が上記第１エミッタ端子に結合され、
第２ベース端子が第２コンデンサ（Ｃ７）経由でドライ
バ信号を受け取り、第２コレクタ端子が第２バイアス抵
抗（Ｒ１９）経由でアースに結合される、第２コレク
タ、第２ベース、および第２エミッタ端子を持つ第２ト
ランジスタ（Ｑ９）と、 上記第１および第２エミッタ端子に結合された第１端子
と、上記負荷インピーダンス（３２、ＲＬ）に結合され
た第２端子を持つ出力コンデンサ（Ｃ８）と、第３ベー
ス端子が上記第２コレクタ端子に結合され、第３コレク
タ端子が第３バイアス抵抗（Ｒ１６）経由で直流バイア
ス付きの上記ドライバ信号を受け取り、第３エミッタ端
子がアースに結合される、第３コレクタ、第３ベース、
および第３エミッタ端子を持つ第３トランジスタ（Ｑ
７）と、 第４ベース端子が上記第２コレクタ端子に結合され、第
４エミッタ端子が第１エミッタ抵抗（Ｒ１５）経由でア
ースに結合され、第４コレクタ端子が上記ドライバ信号
を受け取る、第４コレクタ、第４ベース、および第４エ
ミッタ端子を持つ第４トランジスタ（Ｑ６）と、 第５コレクタ端子が上記第２ベース端子に結合され、第
５エミッタ端子が第２エミッタ抵抗（Ｒ１８）経由でア
ースに結合され、第５ベース端子が上記第３コレクタ端
子に結合される、第５コレクタ、第５ベース、および第
５エミッタ端子を持つ第５トランジスタ（Ｑ１０）と、 から上記出力段がなり、 ここで、上記ドライバ信号の正の部分が上記第１トラン
ジスタ（Ｑ８）を導通させ、電流が上記電源から上記第
１コレクタ端子に入り、上記第１エミッタ端子から出
て、上記出力コンデンサ（Ｃ８）および上記負荷インピ
ーダンス（３２、ＲＬ）を通って流れることと、 ここで、上記ドライバ信号の負の部分が上記第２ベース
端子から電流を取り出し、上記第２トランジスタ（Ｑ
９）を導通させ、上記正の部分の時間中に上記出力コン
デンサに蓄積された電荷から供給される電流が、上記第
２エミッタ端子に入り、上記第２コレクタ端子から出
て、上記第３と第４ベース端子に入り、かくして上記第
３および第４トランジスタ（Ｑ７、Ｑ６）を導通させる
ことと、 ここで、上記第４トランジスタ（Ｑ６）が、導通状態に
なったとき、上記第２ベース端子から取り出された上記
電流のための、上記第２コンデンサ（Ｃ７）を通って上
記第４コレクタに入り、上記第４エミッタから出て、上
記第１エミッタ抵抗（Ｒ１５）を通ってアースに至る部
分的パスを確立することと、 ここで、上記第３トランジスタ（Ｑ７）が、電流のため
の、上記第２コレクタから上記第３ベースに入り、上記
第３エミッタから出てアースに至るパスを提供すること
と、 ここで、上記第３トランジスタ（Ｑ７）が導通すると、
上記第５トランジスタ（Ｑ１０）へのベース駆動が低下
することと、 ここで、上記第２バイアス抵抗（Ｒ１９）に入る上記第
２トランジスタ（Ｑ９）の零入力コレクタ電流が、上記
第３トランジスタ（Ｑ７）を制御し、かくして上記第５
トランジスタ（Ｑ１０）へのベース駆動を制御し、上記
出力段における零入力電流レベルを確立することと、 ここで、上記入力増幅器段が入力段入力と入力段出力か
らなり、上記入力段入力は生の入力信号発生源に結合さ
れ、上記ドライバ増幅器段が上記入力段出力に結合され
たドライバ段入力と上記出力段に結合されたドライバ段
出力とからなることと、 ここで、 上記ドライバ段出力を上記入力段入力に結合する交流直
流両用帰還経路（２０、２８、Ｒ１０、Ｒ７、Ｃ２、Ｒ
４、Ｑ３、Ｒ２）と、 上記電流増幅出力段の信号にも応答して上記生の入力信
号を減衰させる、上記帰還経路に沿って配置され、上記
ドライバ増幅器段における零入力電流に応答して上記入
力増幅器段と上記ドライバ増幅器段における零入力電流
を制御するための直流制御電圧を発生するバイアス制御
および信号反転段（２０、２８、Ｒ１０、Ｒ７、Ｃ２、
Ｒ４、Ｑ３、Ｒ２）と、 上記出力コンデンサ（Ｃ８）を上記ドライバ段入力に結
合する第２帰還経路（Ｃ５、Ｒ１４、Ｒ１３）と、 上記第２帰還経路に沿って配置され、上記第１と第２ト
ランジスタのエミッタ抵抗の変動に応答して補償信号を
発生する直列接続の抵抗とコンデンサの組み合わせ（Ｒ
１４、Ｃ５）と、 を上記動的バイアス・低零入力電流増幅器がさらに含む
ことと、 上記補償信号が上記バイアス制御および信号反転段（２
０、２８、Ｒ１０、Ｒ７、Ｃ２、Ｒ４、Ｑ３、Ｒ２）に
加えられること、 を特徴とする動的バイアス・低零入力電流増幅器。 - 【請求項３】 入力段、ドライバ段、出力段から構成さ
れ、増幅された信号を負荷インピーダンスを通して提供
するための動的バイアス・低零入力電流増幅器であっ
て、上記出力段が、 第１コレクタ端子が正の電源（Ｖｃｃ）に結合され、第
１ベース端子は第１コンデンサ（Ｃ６）経由でドライバ
信号を受け取る、第１コレクタ、第１ベース、および第
１エミッタ端子を持つ第１トランジスタ（Ｑ８）と、 第２エミッタ端子が上記第１エミッタ端子に結合され、
第２ベース端子が第２コンデンサ（Ｃ７）経由で上記ド
ライバ信号を受け取る、第２コレクタ、第２ベース、お
よび第２エミッタ端子を持つ第２トランジスタ（Ｑ９）
と、 第３ベース端子が上記第２コレクタ端子に結合され、第
３コレクタ端子が第３バイアス抵抗（Ｒ１６）経由で直
流バイアス付きの上記ドライバ信号を受け取り、第３エ
ミッタ端子がアースに結合される、第３コレクタ、第３
ベース、および第３エミッタ端子を持つ第３トランジス
タ（Ｑ７）と、 第４ベース端子が上記第２コレクタ端子に結合され、第
４エミッタ端子が第１エミッタ抵抗（Ｒ１５）経由でア
ースに結合され、第４コレクタ端子が上記ドライバ信号
を受け取る、第４コレクタ、第４ベース、および第４エ
ミッタ端子を持つ第４トランジスタ（Ｑ６）と、 第５コレクタ端子が上記第２ベース端子に結合され、第
５エミッタ端子が第２エミッタ抵抗（Ｒ１８）経由でア
ースに結合され、第５ベース端子が上記第３コレクタ端
子に結合される、第５コレクタ、第５ベース、および第
５エミッタ端子を持つ第５トランジスタ（Ｑ１０）と、 上記第１と第２エミッタ端子に結合された第１端子と、
上記負荷インピーダンス（３２、ＲＬ）に結合された第
２端子を持つ出力コンデンサ（Ｃ８）と、 からなり、 ここで、上記ドライバ信号の正の部分が上記第１トラン
ジスタ（Ｑ８）を導通させ、電流が上記電源から上記第
１コレクタ端子に入り、上記第１エミッタ端子を出て上
記出力コンデンサ（Ｃ８）と上記負荷インピーダンス
（３２、ＲＬ）を通して流れ、かくして上記出力コンデ
ンサ（Ｃ８）に電荷を蓄積させることと、ここで、上記
ドライバ信号の負の部分が上記第２トランジスタ（Ｑ
９）を導通させ、上記出力コンデンサ（Ｑ８）に蓄積さ
れた上記電荷から供給される電流が、上記第２エミッタ
端子に入り、上記第２コレクタ端子から出てそれぞれ第
３と第４トランジスタ（Ｑ７、Ｑ６）の第３と第４ベー
ス端子に入り、かくして上記第３と第４トランジスタ
（Ｑ７、Ｑ６）を導通させることと、 ここで、上記第３トランジスタ（Ｑ７）のベース−エミ
ッタ接合が上記ドライバ信号の上記負の部分の時間中に
上記出力コンデンサ（Ｃ８）からの電流の経路を確立す
ることと、 ここで、上記第４トランジスタ（Ｑ６）が、導通状態に
なったとき、上記第２ベースからの電流が上記第２コン
デンサ（Ｃ７）と上記第４トランジスタ（Ｑ６）を通っ
て第１エミッタ抵抗（Ｒ１５）経由でアースに至る経路
を確立することと、 ここで、上記入力段（１２、Ｑ１、Ｑ２）が第１入力と
第１出力から構成され、該第１入力が生の入力信号入力
を受け取り、上記入力段が該第１出力に入力段出力信号
を発生させることと、 ここで、上記ドライバ段（１４、Ｑ４、Ｑ５）が第２入
力と第２出力から構成され、該第２入力が上記第１出力
に結合され、該第２出力が上記出力段の入力に結合さ
れ、上記ドライバ段が上記第１出力信号を増幅して該第
２出力に上記ドライバ信号を発生させることと、 帰還経路（２２、Ｃ５、Ｒ１４、Ｒ１３）が上記第１エ
ミッタ端子、上記第２エミッタ端子、および上記出力コ
ンデンサ（Ｃ８）を上記第２入力に結合して、上記第１
と第２エミッタ端子での信号の減少により上記第２出力
における補償信号が増加するようにすることと、 第２位相反転帰還経路（２０、２８、Ｒ７、Ｒ１０、Ｃ
２、Ｒ４、Ｑ３、Ｑ２）が上記第２出力を上記第１入力
に結合し、上記第２出力での補償信号の上記増加により
上記入力信号が減少するようにすることと、 を特徴とする動的バイアス・低零入力電流増幅器。
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