KR960011067B1

KR960011067B1 - 증폭기의 이득 제어 회로

Info

Publication number: KR960011067B1
Application number: KR1019880001894A
Authority: KR
Inventors: 피에르 레느 꾸르망세 쟝
Original assignee: 엔.브이.필립스 글로 아이람펜파브리켄; 이반 밀러 레르너
Priority date: 1987-02-27
Filing date: 1988-02-24
Publication date: 1996-08-16
Also published as: EP0280381B1; FR2611408A1; KR880010566A; DE3867654D1; FR2611408B1; JPS63227242A; EP0280381A1; US4835484A; JPH0716216B2

Abstract

내용 없음.

Description

증폭기의 이득 제어 회로

제1도는 확성 전화기 세트에 사용된 본 발명에 따른 제어회로의 블록도.

제2도는 본 발명에 따른 제어 회로의 세부도.

제3도는 제2도 회로내의 다양한 지점에서의 전압을 시간에 대한 함수로서 도시한 도면.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

1 : 마이크로폰 2 : 증폭기회로

3 : 신호처리 회로 10 : 이득 제어 회로

본 발명은 마이크로폰 및 이에 연관된 증폭기를 포함한 장치내에 있는 스피커(loud speaker)를 통한 청취용 증폭기의 이득 제어 회로와 관련된 것으로서, 특히 상기 회로는 라르센효과(Larsen effect)를 억제하기 위해 마이크로폰으로부터의 신호가 소정의 임계값을 초과했을 때, 스피커를 통한 청취용 증폭기의 이득을 감소시키는 부궤한 루프로 구성된다.

또한 본 발명은 확성 전화 세트에 이와 같은 이득 제어 회로를 사용하는 것에도 관련된다. 증폭기로 많든 적든 신호가 직접 인가되게 하는 마이크로폰과 증폭기에 의해 공급받는 스피커를 포함하는 모든 시스템은 스피커와 마이크로폰간의 음향 결합(acoustic coupling) 때문에 라르센 효과에 의해서 야기되는 발진(oscillation)의 위험이 존재한다는 것은 일반적으로 알려진 사실이다. 상기 사항은 예를 들어 본 발명이 특별히 참조하는 확성 전화기 세트의 경우에 적용되지만 이에 한정되는 것은 아니다.

확성 전화기 세트에서는 라르센 효과에 기인하는 발진상태를 억제하기 위한 수단을 제공하는 것이 필요하고, 상기 억제는 스피커 진폭기의 이득을 상당히 감소시킴으로써, 즉 전화기 세트의 사용자로 하여금 아무런 동작도 수행할 필요없이 지동적으로 발생하게 하는 것이 매우 바람직하다.

이에 대해 다양한 기술적 해결책이 이미 제안되어 왔다. 일반적으로 말하여, 이런 해결법은 한편으로는 라르센 효과에 기인하는 발진상태를 검출하고 출력에서는 전부 아니면 아무것도 없는(all or nothing) 유형 또는 비례하는 유형의 제어 신호를 공급하는 회로를 제공하고, 다른 한편으로 라르센 효과를 검출하는 상기 회로가 발진 상태를 판별할 때 이득 전체를 없애기 보다는 가변 이득 사전 증폭기 단계에 양향을 주고 감소를 야기하는 제어 회로를 제공하는데 있다고 말할 수 있다.

확성 전화기 새트와 이득 제어의 구현은 프랑스 특허출원 제 FR-A-2 537 810호에 나타나 있다.

그러나 근복적으로 상기와 같은 장치는 효과가 완화되기 쉬운데, 그 이유는 발진이 있는 후 제1이득 감소는 이 발진을 사라지게 할 수 있지만 잠시 후 이득 제어는 증가하는 방향으로 발생하여 제2의 발진을 발생시키기 때문이다(그 다음도 이와 유사하다).

그러한 기능을 실현시키기 위한 어떠한 간단한 해결방법도 발견된 것이 없고, 게다가 라르센 효과를 검출하기 위한 회로는 주변 잡음이나 혹은 마이크로폰에 대한 충격과 같은 순간적인 오디오 신호의 높은 진폭으로부터 발진 신호를 구별하기 위해 매우 높은 선택성을 가져야 한다는 것을 쉽게 이해할 수 있은 것이다.

본 발명은 스피커를 통해 청취하기 위한 증폭기의 적절한 이득 제어 회로를 제공하는데 목적이 있으며, 이 회로는 상기 완화를 회피하며 근본적으로 집적될 수 있는 회로를 사용할 수도 있다.

본 발명에 따르면, 본 발명의 상기 목적은 명세서의 서두에 보인 제어 회로 수단에 의해 성취되며, 이 제어 회로의 부궤한 루프는 제1제어 수단 및 제2제어 수단을 포함하고, 상기 제1제어 수단은 스피커를 통하여 청취하기 위한 증폭기의 이득 감소를 제1시상수로 제어하며 상기 소정의 임계 값은 제1임계차이며, 또한 제2제어 수단은 마이크로폰에서 오는 신호를 상기 제1임계값보다 낮은 제2임계값과 비교하며, 상기 제2제어 수단은 상기 이득이 상기 제1수단에 의한 기준 이득값 아래로 감소하는 순간부터 상기 제1시상수보다 낮은 제2시상수로 이득 감소를 제어하며, 상기 이득이 상기 기준값 보다 계속 높은 경우에는 비활동 상태가 유지된다.

라르센 발진이 없을 경우, 상기 제1제어수단 필요하다면 일반적으로 스피커를 통한 청취 신호의 증폴을 적절히 감쇄시키고 이것은 통상적인 방식으로 증폭 조절을 보장하기에 충분하다.

짧은 시간 즉 제1시상수 보다 더 짧은 시간 기간이지만 높은 레벨로 마이크로폰에 도달하는 전체 음향신호는 제2수단을 트리거시키지 않는데, 이는 스피커와 마이크로폰 간에 음향 결합 사태에 따라 일반적으로 상당한 기간 동안 음향 결합에 의해 높은 마이크로폰 신호를 발생하는 라르센 효과에 기인하는 불안정성과는 반대된다. 제1제어 수단이 기준치로서 정해진 소정의 값 이하로 이득을 감소시키는 순간은 제1사상수 후에 일어나며 그 순간에 제2제어수단은 제1제어수단의 시상수보다 현저히 낮게 조정된 시상수를 가지고 동작을 시작하게 되고, 이득은 신속하게 필요한 값으로 감소되며, 상기 조정은 제2임계값과의 비교에 의한다. 제2임계값은 제1임계값보다 낮은 값으로 선택되기 때문에, 마이크로폰으로부터 신호가 제2임계값보다 낮게 되었을 때나 혹은 실제 발진의 원인이 사라졌을 경우에만 완화가 일어나고 상기 회로는 정상 이득 조건으로 되돌아간다.

단순화되었다는 점에서 유리한 한 실시예에 있어서, 이득 제어 회로는 스피커를 통한 청취용 증폭기의 이득이 영구적으로 전류원을 통해 충전되는 커패시터의 충전 전압에 의해 제어되고, 제1 및 제2제어수단의 출력들은 상기 커패시터로 하여금 제2방전용 저항기의 값보다 더 높은 값을 가진 제1방전 저항기와 제2방전기를 통해 각각 방전되도록 하는 것을 특징으로 한다.

게다가, 상기 실시예 있어서, 제어 회로는 회로내에서 가장 높은 양 전위로부터 커패시터가 충전되고, 상기 제1 및 제2제어수단은 개방 콜렉터(혹은 개방 드레인)을 가진 NPN 트랜지스터형(혹은 N-채널MOS)인 출력 단자에 의해 커패시터를 방전시키며, 커패시터의 제1방전 저항기는 제2방전 저항기와 직렬로 배열된 것을 특징으로 한다. 상기 형태의 트랜지스터는 접적화하기에 쉬운 장점도 있다.

개방 콜렉터의 출력은 사용하는 것은 각각의 방전 저항기 양단의 제1 및 제2제어수단의 출력을 연결시키는 것을 가능하게 하는데, 이는 상기 제어 수단중 한 출력의 고-임피던스 상태가 다른 제어 수단의 출력에 대해 영향을 미치지 않고 유지되기 때문이다.

본 발명에 있어서, 상기 실시의 한가지 변형은 제1 및 제2제어 수단이 하나의 고정된 값에 한정된 방전전류에서 동작하는 출력을 가질 경우 방전 저항기를 사용하지 않을 수 있으며, 제1수단의 출력 전류는 제2제어 수단의 출력 전류보다 낮은 값으로 고정되고, 관련되는 출력은 커패시터에 병렬로 연결된다.

본 발명의 특별한 실시예는 제1제어 수단이 제1비교기를 포함하고, 제1비교기의 양의 입력은 증폭 후 마이크로폰에서 오는 신호를 수신하고, 음의 입력은 마이크로폰에서 나오는 신호의 계속적인 레벨보다 낮고 상기 레벨에 관한 제1임계값을 한정하는 제1기준 전압에 이어지고, 제1비교기의 출력은 상기 제1제어수단의 출력을 구성하며, 제2제어수단은 개방 콜렉터를 가진 NPN 트랜지스터형의 출력을 가진 제2, 제3, 제4 비교기를 포함하며, 제2비교지는 증폭후 마이크로폰에서 오는 신호를 수신하는 음의 입력을 가지며, 상기 양 입력은 제1기준 전압 보다는 약간 높지만 마이크로폰에서 오는 신호의 계속적인 레벨보다는 낮고 상기 레벨에 대한 제2임계값을 정의하는 제2기준 전압에 연결된다. 제2비교기의 출력은 한편으로 회로의 종단자(terminal end)간에 연결된 제1임피던스 브리지의 중간 지점에 연결되고, 다른 한편으로는 제3비교기의 음 입력에 연결되며, 제4 비교기는 실제 커패시터의 충전 전압과 사실상 동일한 전압을 양의 입력에 받고, 상기 이득값에 대해 커패시터에 의해서 제공된 전압과 대응하는 제3기준 전압 레벨에 연결되는 음의 입력을 가지고 있으며, 제4 비교기의 출력은 제2임피던스 브리지의 아래부분(foot)에 연결되고, 제2임피던스 브리지의 윗부분(head)은 가장 높은 양 전압원에 연결되고, 브리지의 중간부분은 제3비교기의 양의 입력에 연결되고 상기 제4 비교기가 로우 상태에 있을 때 제4기준 전압을 나타나게 하며, 상기 전압은 제2비교기의 출력이 높은 임피던스 상태에 있을 때 제1임피던스 브리지의 중간 지점 전압보다 낮은 값으로 조절되며, 제3비교기의 출력은 상기 제2제어수단의 출력을 구성하는 것을 특징으로 한다.

스피커를 통한 청취용 증폭기의 이득을 제어하는 커패시터를 제외하고, 상기 제어 회로를 구성하는 성분은 특별히 비용면에서 효과적인 회로를 유도하도록 직접될 수 있다.

첨부된 도면에 따른 아래의 설명은 다음 도면에서 본 발명이 어떻게 실현될 수 있는가를 더 쉽게 이해시켜 줄 것이다.

제1도는 마이크로폰(1), 증폭기 회로(2), 신호 처리 회로(3)와 스피커(4)를 포함하는 장치의 일반적인 회로 다이어그램을 나타낸 것이다. 전화기 세트의 특별한 경우에 있어서, 도시된 블록(2)은 마이크로폰 신호를 위한 사전 증폭기(5)와, 전화선(L)에 연결되며 혼성 전합(hybrid junction)이라고도 불리는 별도의 모듈(6)과, 상기 조합의 수신기(8)를 위한 청취 사전 증폭기(7)를 포함한다. 도시된 블록(3)은 스피커(4)에 공급하기 위하여 청취 신호의 증폭을 보장하고, 제어 가능한 이득을 가진 사전 증폭단(3a)과 고정 이득을 가진 전력 증폭단(3b)을 포함한다.

주위환경에 따라, 스피커(4)와 마이크로폰(1)간에 음향 결합이 발생할 수 있으며, 이는 소위 라르센 효과(Larsen effect)라고 알려진 불안정성을 일으킬 수 있다. 이러한 바람직하지 못한 효과를 억제시키거나 혹은 상당히 효과를 약화시키기 위해서 블록(3)에 있는 스피커를 통하여 청취하기 위해 증폭기의 이득 제어회로(10)가 제공되어 있다. 이득 제어 회로(10)는 대략 부궤환 루프로서 작동한다. 회로의 입력 신호(S)는 마이크로폰(1)과 스피커(4)간의 증폭기 회로내에 있는 임의의 지점에서 취해질 수 있지만 특히 전화기 세트의 경우에는 마이크로폰(1) 쪽에서 취해지는 것이 바람직하다. 본 발명에 있어서, 신호(S)는 있을 수도 있는 증폭후에 제1제어수단(100)의 입력에 인가되며 이 제어 수단은 제1기준 전압(VRI)을 신호(S)와 비교한다.

이득 제어 회로(10)는 커패시터(C)를 포함하는 데 커패시터의 하나의 단자는 접지되고, 나머지 단자는 충전 저항기(RC)를 통해 양의 전위(+)로부터 충전된다. 상기 커패시터(C)의 충전 전압(VC)은 만약 원한다면 전압 리미터(11)에 의해 제한될 수 있으며 이 전압 리미터는 예를 들자면 순방향 접합된 특정 개수의 반도체 접합으로 구성되며, 이득 제어 입력이 사전 증폭단(3a)을 제공할 때 상기 상황이 있을 수 있다. 전압(VC)은 증폭기(3)의 이득을 제어하는데 이용되고, 도면에서 도시된 것 처럼 저항기(R)에 의해서 제어 전류로 변환될 수 있다. 커패시터(C)는 직렬로 연결된 제1방전 저항기(RD1)과 제2방전 저항기(RD2)를 통해 제1제어수단(100)의 출력에 의해서 방전될 수 있다. 신호(S)의 정동직 전압(quiescent voltage)은 제1기준 전압(VR1)에 대해 제1임계값을 결정하며, 이 임계값을 초과하지 않으면 제1제어수단(100)의 출력을 고 임피던스 상태로 유지하며 그 동안 상기 제어 수단의 출력은 개방 콜렉터형이 된다. 제1임계값이 초과되면 제1제어 수단(100)의 출력은 낮은 임피던스 상태로 변하고, 커패시터(C)로 하여금(RD1+RD2)C와 같은 제1시상수에 따라 방전 저항기(RD1) 및 (RD2)를 통해 방전되도록 야기한다.

신호(S)는 또한 제어수단(200)의 입력에 인가되고, 방전 저항기(RD1) 및 (RD2)간의 중간 지점에 상기 제2제어수단(200)의 출력이 연결되었을 때 상기 신호는 제2기준 전압(VR2)과 비교된다. 제2기준 전압(VE2)은 신호(S)의 정동작 전압과 함께 상기 제1임계값 보다 낮은 제2임계값을 형성하도록 선택된다. 아래에서 덜 상세히 설명되는 바와 같이, 제2제어수단(200)은 또한 커패시터(C)의 충전 전압(VC)으로 부터도 제어되고, 상기 제2수단의 출력은 기준치로서 사용되는 감소된 이득값을 위하여 커패시터(C)에 의해 운반되는 전압에 대응하는 기준전압(VR3)의 1/3 이하로 전압(VC)이 강하했을 경우에만 활성화된다. 따라서, 제2제어수단(200)은 제1제어수단이 상기 기준값 이하고 이득을 감소시켰을 순간부터만 전력 증폭기의 이득 감소를 제어한다. 상기 경우가 있어서, 개방 콜렉터형인 제2제어 수단(200)의 출력은 커패시터(C)로 하여금 방전 저항기(RD2)를 통해 방전되도록 하는데, RD2는 제1방전 저항기(RD1)의 값보다 훨씬 낮은 값을 갖도록 바람직하게 선택되고, 제1제어수단(100)의 제1시상수 보다 훨씬 낮은 제2시상수에 의존한다. 만약 마이크로폰의 신호(S)가 비교적 높은 진폭을 유지한다면 즉, 제2기준 전압(VR2)에 의해 결정된 제2임계값 보다 더 크다면, 청취용 증폭기(3)의 이득은 제2제어 수단(200)에 의해 제어될 것이다.

상기와 대비하여, 신호(S)의 진폭이 다시 제2임계값 이하로 강하되고, 더욱 더 제1임계값 밑으로 강하되면, 제1 및 제2제어 수단의 두 개 출력은 고-임피던스 상태에 있게 되고, 결과적으로 커패시터(C)는 저항기(RC)를 통해 재충전되며, 청취용 증폭기(3)의 이득은 높은 공칭값(nominal value)으로 복귀할 것이다.

여태까지는 제어수단(100) 및 (200)의 작동을 위한 서로 다른 임계값이 기준전압(VR1 내지 VR3)으로부터 얻어진다는 것이 언급되었다. 그러나, 등가의 해결책이 전압에 의해서가 아니라 전류에 따라 작동하는 여러 실시예(도시되지 않음)로부터 얻어질 수 있음이 명백하며, 이 경우 제어 수단(100) 및 (200)의 작동에 필요한 임계값은 미리 설정된 값의 전류에 의해 한정된다.

이와 유사하게, 상기 실시예의 변형(도시되지 않음)은 제어 수단(100) 및 (200)의 출력이 전도 상태에 있는 동안 고정된 전류로 작동할 때 억제될 수 있는 방전 저항기(RD1) 및 (RD2)에 관련된다.

상기 변형에 있어서, 제1제어 수단(100)의 출력 전류로 선택된 값은 제2제어수단의 출력 전류값 보다 훨씬 낮다.

이제 설명될 제2도는 제1도의 제어 회로(10)의 더욱 상세한 다이어그램의 구현을 도시한 것이다.

마이크로폰의 두 개 단자는 제어 회로(10)의 두 개 입력 단자(13) 및 (14)에 연결된다. 마이크로폰 신호의 연속적인 기준은 우선 커패시터(15), 저항기(16) 및 커패시터(17)가 직렬로 구성된 π-필터(pi-filter)에 의해 제거된다. 따라서 필터링 된 마이크로폰 신호는 보호 저항기(18) 및 (19)를 통해 미분 증폭기(20)의 입력에 인가된다.

양의 공급 전압(V+)과 기준전압(접지) 사이에는 4개의 저항기(21, 22, 23, 24)가 삽입되어 있으며, 이들은 저항기(24) 및 (23) 사이의 접점에서 제1기준 전압(VR1)을, 저항기(23) 및 (22) 사이의 접점에서 제2기준전압(VR2)을, 저항기(22) 및 (21) 사이의 접점에서 주 기준 전압(VRO)을 결정한다. 주기준 전압(main reference voltage)(VRO)은 보호 저항기(25)를 통해 미분 증폭기(20)의 양의 입력에 인가되고, 상기 미분 증폭기의 음의 입력은 부궤환 저항기(26)를 통해 상기 출력에 다시 루프된다.

마지막으로 도면에서(S`)로 표시되며 미분 증폭기(20)에 의해 증폭된 마이크로폰 신호는 주 기준 전압(VRO)과 실제로 같은 DC레벨을 가진다. 실제 예에서, 미분 증폭기(20)의 이득은 대략 50의 값으로 설정되고, 기준 전압(VRO, VR1, VR2)는 전압(V+)의 약 1/2로 설정되며, 기준 전압(VR1)은 주기준 전압(VRO) 보다 대략 12mV 낮으며 이 차이는 상기 제1임계값을 구성하고, 제2기준전압(VR2)은 주 기준 전압(VRO)보다 1.5mV 낮으며, 제1임계값 보다 8배 낮은 제2임계값을 구성한다.

증폭후 마이크로폰에서 오는 신호(S`)는 개방 콜렉터 출력을 가진 제1비교기(101)의 양의 입력에 인가되고, 제1비교기의 음의 입력은 제1기준 전압(VR1)을 받는다. 또한 신호(S`)는 개방 콜렉터를 가진 제2비교기(202)의 음의 입력에 인가되고 그 동안 양의 입력은 제2기준 전압(VR2)을 받는다. 비교기(202)의 출력은 저항기(28)와 저항기(29)에 의해 구성된 브리지 사이의 중간점(A)에 연결되고, 저항기(28)는 양의 전압(V+)에 연결되며 저항기(29)는 접지되어 있다. 저항기(28) 및 (29)의 값은 점(A)의 전압(VA)이 양의 전압(V+)의 1/2보다 약간 높도록 선택된다. 개방 콜렉터 출력을 가진 제3비교기(203)는 음의 입력이 점(A)에 연결된다. 개방 콜렉터 출력을 가진 제4 비교기(204)는 저항기 브리지(30) 및 (31)의 중간점(B)에 의해 운반된 제3기준 전압(VR3)에 연결된 음의 입력을 가지며, 각각의 저항기는 양의 전압(V+) 및 지면에 연결되어 있다. 제3기준 전압(VR3)은 후술하는 바와 같이, 제2제어 수단이 동작을 시작해야만 할 이득 값 이하의 어떤 기준 이득값을 커패시터(C)가 갖는 전압에 대응한다. 제1도에 따라 주어진 설명에 있어서, 커패시터(C)는 충전 저항기(RD1) 및 (RD2)를 통해 제1비교기(101)와 제3비교기(203)의 출력을 경우하여 선택적으로 방전되며, 상기의 직렬 배치는 충전 저항기(RC)와 커패시터(C) 사이의 접점(junction)에 연결되어 있다. 제3비교기(203)의 출력은 고-임피던스 상태에 있을 때, 커패시터(C)의 충전 전압과 사실상 동일한 전압을 운반하고, 보호 저항기(32)를 통하여 제4 비교기(204)의 정입력에 연결된다. 마지막으로, 제4 비교기(204)의 출력은 저항기(34) 및 (35)에 의해 구성된 브리지의 아래쪽에 연결되고, 브릿지의 윗부분은 양의 전압원 (V+)에 연결되며, 중간점(F)은 제4 비교기(204)의 출력이 저 임피던스 상태에 있을 경우 제4 기준 전압(VR4)을 나타나게 해주고, 이는 제2비교기(202)의 출력이 고-임피던스 상태에 있을 때의 점(A)의 전압(VA)보다 낮은 값으로 조절된다. 저항기(34) 및 (35)로된 브리지의 중간점(F)은 제3비교기(203)의 양의 입력에 연결된다.

제3도를 참조하여, 제2도의 이득 제어 회로(10)에 관한 작동을 이제 언급할 것이다. 제3도는 한편으로는 제1기준 전압(VR1)과 제2기준전압(VR2)과 비교하여 증폭후 마이크로폰에서 나오는 신호(S`)를 도시하고, 다른 한편으로는 다음과 같은 신호들을 도시한다 : -제1비교기(101)의 출력에서의(VD), -전압(VR4)에 비교한, 점(A)에서의 전압(VA), -전압(VR3)에 비교한, 커패시터(C)의 충전전압(VC), -제3비교기(203)의 출력에서의 전압(VE).

제3도에서 주의할 것은 신호를 간단히 도시하기 위하여 크기를 임의로 하였으며 비례하지 않게 되어 있다는 것이다. 시간(t₁)의 제1기간은 음성 신호의 특정한 현상인 순간적으로 높은 진폭을 갖는 신호(S`)를 도시한 것이다. 음성 신호는 사실상 아래의 법칙에서 파고율(peak factor)에 의해 특징지어질 수 있으며,

여기서 x는 주어진 임계값의 절대값과 신호의 유효 전압의 비율을 나타낸 것이고, 전체 관할 시간에 대하여 상기 임계값이 초과된 시간의 합을 나타낸 것이다. 제어 회로(10)는 음성 신호의 상기 특정한 현상을 이용한 것이다.

상기 t₁의 시간 동안, 제1비교기(101)의 출력은 제1기준 전압(VR1)이 초과일 때 로우 상태로 변화하며, 비교적 높은 값을 갖는 방전 저항기(DR1)를 통하여 커패시터(C)의 충전 전압(VC)에 점진적으로 영향을 준다. 같은 주기의 시간 동안, 제2기준전압(VR2)도 또한 초과되어, 제2비교기(202)의 출력은 휴지 상태가 로우 상태에 있는 신호(VA)를 가지며 신호(S`)의 대응하는 교번(alternation)을 위한 구형파를 가지며, 반면 제4 비교기(204)는 점(F)으로부터 전압(VR4)이 변하지 않은 대로 가장 높은 전위(V+)를 유지하게된다. 그래서 제3비교기(203)는 상기 시간 t₁의 주기 동안 변하지 않는다.

제3도에는 또다른 시간 주기 t₂가 도시되어 있으며 이 동안은 상기 시스템이 발진하도록 음향 결합 상황이 발생하는 것으로 가정되지만, 반면에 상기 발진 상황은 시간 t₃의 다음 주기동안 사라지게 된다. 제1방전 시상수에 대응하는 제1시구간 동안에는 비교기(101) 및 제1방전 저항기(RD1)의 동작 때문에 청취용증폭기(3)의 이득은 커패시터의 충전 전압(VC)의 제4기준 전압(VR3) 이하로 강하될 때까지 비교기(101)의 양향하에 점진적으로 감소된다. 이 순간, 제4 비교기(204)가 변화하고, 점(F)에서는 비교기(202)의 출력에서 신호(VA)의 양의 구형파 윗부분 보다 낮은 기준 전압(VR4)이 나타난다. 전술한 순간부터 제3비교기(203)는 제2비교기(202) 출력의 양의 구형파에 응답하여 변화할 수 있고, 로우 상태 출력은 저항기(RD1)보다 현저히 낮은 값을 갖도록 선택된 방전 저항기(RD2)에 응답하여 커패시터(C)의 가속화된 방전을 유도한다. 그 뒤 이득은 커패시터(C)의 전압 제어에 응답하여 매우 낮은 값으로 급격히 변화하고, 제2기준 전압(VR2)이 상기 신호의 부방향 변환(negative alternation)에 의해 초과되어 유지되도록 되는 진폭을 신호(S`)이 갖는 한 상기 회로는 상기 신호의 진폭과 조건의 함수로서 상기 이득값을 조정한다.

음향 결합 조건이 변화되는 제3의 시구간 t₃에서 신호(S`)는 두 개의 임계값중 어느 것도 초과되지 않는 낮은 값을 감소된다. 제1비교기(101)와 제3비교기(203)의 출력은 이제 고-임피던스 상태에 있게 되어, 커패시터(c)는 저항기(RC)를 통해 재충전된다. 커패시터(C)는 충전 전압(VC)이 점(B)에서 제공된 제3기준전압(VR3)의 레벨을 초과할 때, 제4 비교기(204)의 출력은 다시 고-임피던스 상태로 스위치되어, 점(F)에서의 전압은 다시 양의 전압(V+) 값으로 증가한다. 비교기(202, 203 및 204)를 포함하는 유닛은 신호(S`)의 높은 진폭이 없을 경우 자신의 안정한 동작점으로 되돌아 간다.

마지막으로, 비교기(101)는 제1제어수단의 역할을 할 때 신호(S`)가 제3기준 전압(VR3)에 상응하는 기준 이득 이하로 이득이 감소됨 없이 제1수단에 의해 조절될 수 있는 진폭값을 유지하는 한, 방전 저항기(RD1)에 의해서 주로 결정되는 제1시상수에 따라 동작한다.

마이크로폰 신호가 높은 진폭(두개의 임계값을 초과)을 가질 때, 커패시터(C)는 상기 제1시상수에 따라 방전된 후, 비교기(202, 203 및 204)를 포함하는 유닛은 가령 예를 들면, 방전 저항기(RD1) 보다 20배 낮도록 선택될 수 있는 방전 저항기(RD2)에 의해 야기되는 시상수에 따라 작동하기 시작하며, 제2제어 수단을 구성하는 상기 비교기들의 유닛은 그후 신호(S`)가 제2기준 전업(VR2)에 대응하는 제2임계값을 초과하는 진폭을 유지하는 한, 커패시터의 방전과 증폭기(3)의 이득을 조정한다.

제2도중 점선(36)내에 도시된 회로 부분(10)은 모놀리식 회로 형태로 쉽게 집적될 수 있다. 상기 작동을 손쉽게 하기 위하여, 높은 값의 특정 저항기는 등가의 가능을 가진 요소로 유리하게 교환될 수 있다. 따라서, 비교기(28) 및 (29)에 의해 구성된 것으로서 언급된, 제1임피던스 브리지는 도면에 도시되지 않은 변형에 따라, 전압원(V+)에 연결된 전류원과 접지된 비선형 임피던스의 직렬 배열에 의해 구성될 수 있으며, 상기 비선형 임피던스는 점(A)의 전압(VA)을 결정하는 직렬로 연결된 복수의 반도체 접합에 의해 구성된다. 이는 저항기(34 및 35)에 의해 형성된 것으로서 언급된 제2임피던스 브리지와 저항기(30 및 31)에 의해 구성된 브리지에도 똑같이 적용된다. 비슷한 방법으로 저항기(21)는 전류원으로 교환될 수 있고, 저항기(24)는 일련의 순방향 반도체 접합과 교환될 수 있는 반면, 저항기(22 및 23)는 낮은 값을 갖는 상태를 유지할 수 있다.

마지막으로, 모놀리식 회로에 의해 전자적 기능을 집적시킬 수 있는 숙련자는 진압 비교에 관하여 기술되어진 기능이 전류 비교를 이용한 동일 기능으로 변형되어 제시될 수 있음을 알 것이다. 그러한 변경은 첨부된 본 발명의 청구범위 안에 있음이 명백할 것이다.

Claims

마이크로폰과 이에 연관된 증폭기를 포함하는 장치내의 스피커를 통한 청취용 증폭기의 이득 제어회로로서, 특히 라르센 효과를 억제하기 위하여, 마이크로폰으로부터 나오는 신호가 소정의 임계값을 초과했을 경우 스피커를 통한 청취용 증폭기의 이득을 감소시키는 부궤환 루프로 본질적으로 구성되는 상기 이득 제어 회로에 있어서, 상기 부궤한 루프는 제1제어 수단 및 제2제어 수단을 포함하고, 상기 제1제어 수단은 스피커를 통한 청취용 증폭기의 이득 감소를 제1시상수로 제어하고, 상기 소정의 임계값이 제1임계값이 되며, 또한 상기 제2제어 수단은 상기 제1임계값보다 낮은 제2임계값을 마이크로폰에서 오는 신호와 비교하며, 상기 이득이 상기 제1수단에 의해 기준 이득값 이하로 감소되는 순간부터 상기 제1시상수보다 낮은 제2시상수로 이득 감소를 제어하고, 반면에 상기 이득이 상기 기준값 보다 높은 상태를 유지할 경우는 비활성 상태를 유지하는 것을 특징으로 하는 청취용 증폭기의 이득 제어 회로.
제1항에 있어서, 상기 스피커를 통한 상기 청취용 증폭기의 상기 이득은 전류원에 의해 영구적으로 충전되는 커패시터의 충전 전압에 의해 제어되고, 상기 제1 및 제2제어 수단은 상기 커패시터로 하여금 제2방전 저항기의 값보다 높은 값을 가지는 제1방전 저항기와 상기 제2방전 저항기를 통해 각각 방전되도록 해주는 출력을 가지는 것을 특징으로 하는 청취용 증폭기의 이득 제어 회로.
제1항에 있어서, 상기 커패시터는 상기 회로내에서 가장 높은 양의 전위로부터 충전되고, 상기 제1 및 제2제어 수단은 개방 콜렉터(혹은 개방 드레인)를 가진 NPN 트랜지스터형(혹은 N-채널 MOS형)의 출력 단자에 의해 상기 커패시터를 방전시키며, 상기 커패시터의 상기 제1방전 저항기는 상기 제2방전 저항기와 직렬로 배치된 것을 특징으로 하는 청취용 증폭기의 이득 제어 회로.
제1항에 있어서, 상기 스피커를 통한 상기 청취용 증폭기의 상기 이득은 커패시터 전류원을 통해 영구적으로 충전되는충전 전압에 의해 제어되고, 상기 제1 및 제2제어 수단은 상기 커패시터가 상기 제어 수단의 출력에서 미리 설정된 전류에 의해 방전되도록 해주고, 상기 제1 제어 수단의 상기 출력 전류는 상기 제2제어 수단의 출력 전류값 보다 낮은 값에 고정되며, 관련된 상기 출력들은 상기 커패시터에 병렬로 연결되는 것을 특징으로 하는 스피커를 통한 창취용 증폭기의 이득 제어 회로.
제3항 또는 제4항에 있어서, 상기 제1제어 수단이 제1비교기를 포함하고, 상기 제1비교기의 양의 입력은 증폭 후 마이크로폰에서 나오는 신호를 수신하고, 음의 입력에는 상기 마이크로폰에서 오는 신호의 연속적인 레벨보다 낮고 상기 레벨에 관한 상기 제1임계값을 정의하는 제1기준 전압이 전달되고, 상기 비교기의 출력은 상기 제1제어 수단의 출력을 구성하며, 상기 제2제어 수단은 개방 콜렉터를 가진 NPN 트랜지스터 형의 출력을 모두 구비한 제2, 제3, 제4비교기를 포함하며, 상기 제2비교기는 증폭 후 상기 마이크로폰에서 나오는 신호를 수신하는 음의 입력을 가지며, 상기 마이크로폰에서 나오는 신호의 연속적인 레벨보다는 낮지만 상기 제1기준 전압보다 약간 높고 상기 레벨에 대해 상기 제2임계값을 정의하는 제2기준 전압이 전달되는 양의 입력을 가지며, 상기 제2비교기의 출력은 한편으로는 상기 회로의 종단자간에 연결된 제1임피던스 브리지의 중간 지점에 연결되고, 다른 한편으로는 상기 제3비교기의 음의 입력에 연결되며, 상기 제4비교기는 상기 커패시터의 충전 전압과 사실상 동일한 전압을 양의 입력에 받고, 상기 기준 이득값에 대해 상기 커패시터에 의해서 제공된 전압과 대응하는 제3기준 전압 레벨이 전달되는 음의 입력을 가지고 있으며, 상기 제4비교기의 출력은 상기 제2임피던스 브리지의 아래부분(foot)에 연결되고, 상기 제2임피던스 브리지의 윗부분(head)은 가장 높은 양 전압원에 연결되고, 상기 브리지의 중간부분은 제3비교기의 양의 입력에 연결되어 상기 제4비교기의 출력이 로우 상태에 있는 경우 제4기준 전압을 나타나게 하며, 상기 전압은 상기 제2비교기의 출력이 고-임피던스 상태에 있을 경우의 상기 제1임피던스 브리지의 상기 중간 지점 전압보다 낮은 값으로 조절되며, 상기 제3비교기의 출력은 상기 제2제어 수단의 출력을 구성하는 것을 특징으로 하는 청취용 증폭기의 이득 제어 회로.
제1항, 제2항, 제3항, 제4항 중 어느 한 항에 기재된 이득 제어 회로를 구비하는 확성 전화기 세트.