JPS6338147B2 - - Google Patents

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Publication number
JPS6338147B2
JPS6338147B2 JP56046113A JP4611381A JPS6338147B2 JP S6338147 B2 JPS6338147 B2 JP S6338147B2 JP 56046113 A JP56046113 A JP 56046113A JP 4611381 A JP4611381 A JP 4611381A JP S6338147 B2 JPS6338147 B2 JP S6338147B2
Authority
JP
Japan
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pulse
signal
circuit
capacitor
control circuit
Prior art date
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Expired
Application number
JP56046113A
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English (en)
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JPS56152360A (en
Inventor
Marii Maruseru Fueryuu Giruberuto
Refuoru Emanyueru
Morieeru Furansowa
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT
Original Assignee
Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT filed Critical Telecommunications Radioelectriques et Telephoniques SA TRT
Publication of JPS56152360A publication Critical patent/JPS56152360A/ja
Publication of JPS6338147B2 publication Critical patent/JPS6338147B2/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
    • H03K7/08—Duration or width modulation ; Duty cycle modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers without distortion of the input signal
    • H03G3/20—Automatic control
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
    • H04M1/00—Substation equipment, e.g. for use by subscribers
    • H04M1/60—Substation equipment, e.g. for use by subscribers including speech amplifiers
    • H04M1/6033—Substation equipment, e.g. for use by subscribers including speech amplifiers for providing handsfree use or a loudspeaker mode in telephone sets

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
  • Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、受信音声信号に対る可制御減衰回路
を有する電話機音声レベル自動制御回路に関する
ものである。
このような制御回路は例えば拡声器を有する電
話機に用いることができ、拡声器に信号を供給す
る増幅器の前に配置することができる。受信され
る信号のレベルが制御範囲内でいかなる値であろ
うとも、上記の制御回路によれば増幅器をその入
力端子において一定の信号レベルで作動させるこ
とができ、使用者が増幅器の利得を調整すること
により選択した一定の音声レベルが得られるよう
にすることができる。
このような制御回路が満足すべき条件は特に構
成の簡単化、低廉価および集積化の可能性であ
る。更にこの制御回路は拡声器増幅器で廉価な手
段でかつ簡単に増幅しうる信号を生じるようにす
る必要があり、この拡声器増幅器も集積化しうる
ようにする必要がある。
既知の制御回路はAGC（自動利得制御）回路で
あり、このAGC回路においては受信音声信号の
レベルを検出してこの受信音声信号の減衰回路を
制御するようにしている。この種類のAGC回路
は例えば、文献“Review of the Electrical
Communication Laboratories”、vol.27、No.S5
−６、May−June 1979の第347〜367頁のK.
KATO氏等の論文“Model−Ｓ−1P
Loudspeaker Telephone Circuit Design”に記
載された電話機に用いられている。この論文で提
案されている解決法においては、拡声器増幅器に
供給される信号が音声信号の形状を有しており、
従つてこの増幅器の製造費は比較的嵩み、この増
幅器は効率がそれほど良くなく、集積化に適して
いない。
本発明の目的は、既知の音声レベル自動制御回
路とは全く異なり、簡単に構成できる音声レベル
自動制御回路であつて、同様に簡単に構成でき効
率を増大させた拡声器増幅器と組合せうる音声レ
ベル自動制御回路を提供せんとするにある。
本発明は、受信音声信号に対する可制御減衰回
路を有する電話機音声レベル自動制御回路におい
て、前記の自動制御回路が、前記の可制御減衰回
路から生じる音声信号によつて変調されたパルス
幅を有するパルスより成る信号を生じるパルス幅
変調器と、該パルス幅変調器から生じる信号か
ら、変調された音声信号の振幅があるしきい値に
達したことを検出するたびに圧縮パルスを発生す
るオーバーシユート検出器とを具え、前記の圧縮
パルスを前記の減衰回路に供給してこの減衰回路
の減衰率を圧縮パルスに応じて制御するようにし
たことを特徴とする。
図面につき本発明を説明する。
本発明の制御回路を有する電話機の回路図を示
す第１図において、ハイブリツド回路とも称する
結合回路１により電話線２を、マイクロホン３を
有する電話機の送信路や拡声器４を有する電話機
の受信路に結合する。送信路はマイクロホン増幅
器５をも有し、受信路はハイブリツド接合部と拡
声器との間に配置された自動レベル制御回路６を
も有し、このレベル制御回路６により、一定レベ
ルを有するように制御される音声信号を表わす信
号を拡声器増幅器７に供給する。この増幅器７は
制御可能な利得を有し、この利得は、レベル制御
回路６の為に受信信号にかかわらずほど良く感じ
られる音声レベルが得られるように利用者により
調整される。
電話機に一般に用いられているレベル制御回路
は、受信信号のレベル検出器（図示せず）を用い
て可制御減衰回路８を制御するようにしたAGC
回路である。この場合減衰回路８から生じるレベ
ル制御された音声信号は拡声器増幅器７に直接供
給される。
本発明は上述した構成とは異なり簡単に形成お
よび集積化しうる構成のレベル制御回路を提供す
るものであり、この本発明レベル制御回路によれ
ば通常の音声信号増幅器よりも効率の良い可成り
簡単な拡声器増幅器を得ることができる。
第１図に示す極めて簡単化した形態のもので
は、本発明のレベル制御回路はパルス幅変調器９
を有し、この変調器９は可制御減衰回路８から生
じる減衰された音声信号を受ける。後に説明する
ように、この変調器９は、持続時間（パルス幅）
が定直流電流と音声信号との和より成る信号によ
つて変調されているパルス信号Pnを発生する。
この変調された信号Pnはオーバーシユート検出
回路１０に供給し、この回路１０により、変調さ
れた音声信号の振幅が所定のしきい値に達したこ
とを検出するたびに、この回路１０が圧縮パルス
を生じるようにする。このようにして形成された
圧縮信号Pcは可変減衰回路８に供給する。この減
衰回路８は、圧縮パルス中充電され減衰制御信号
を発生する積分回路を具える。制御回路１１はレ
ベル制御回路の回路９および１０を適正に作動さ
せる為に必要な種々の制御信号を発生する。
上述した構成のレベル制御回路を用いて、パル
ス幅変調されたパルスより成るパルス信号Pnを
増幅器７で増幅する。パルス幅変調されたパルス
より成る信号に対するこの種類の増幅器はしばし
ばＤ級増幅器と称されている。この増幅器は効率
が極めて良い増幅器として知られている。この増
幅器により増幅された信号Pnは高周波成分を抑
圧するフイルタとして作用する拡声器４に直接供
給することができる。
第２図は回路１０と相俟つて本発明のレベル制
御回路を構成する回路８および９の一実施例を示
す。この第２図においては第１図の素子に相当す
る素子には第１図と同じ符号を付した。すべての
回路には直流電圧源から給電し、この直流電圧源
の正および負端子をそれぞれ＋および−で示し
た。
説明を簡単にする為にまず最初にパルス幅変調
器９を説明する。この変調器９は一定振幅の直流
電流Ipと、受信音声信号に相当する電流であつて
可制御減衰回路８により減衰された電流Inとの和
電流Ip＋Inを生じる第１部分９−１を有する。変
調器９の第２部分９−２においては和信号により
パルス幅変調されたパルスが形成され、これらの
パルスが前記の変調された信号Pnを構成する。
変調器の第１部分９−１はpnpトランジスタ２
０を有し、このトランジスタのベースは抵抗ブリ
ツジ２１および２２によりバイアスする。このト
ランジスタ２０はエミツタ抵抗２３を有し、この
トランジスタにより一定の直流電流ipを図示のよ
うに接続したnpnトランジスタ２４および２５よ
り成る電流ミラー回路の入力端子に供給する。こ
の電流ミラー回路を１の電流比が得られるように
（トランジスタ２４および２５を同一に）構成し
た場合には、直流電流ipは電流ミラー回路２４，
２５の出力端子に現われる。この出力端子はトラ
ンジスタ２５のコレクタに接続したトランジスタ
２５および２４のベースを以つて構成される。こ
の直流電流ipは導通しているnpnトランジスタ２
６のエミツタ−コレクタ通路と、ダイオード２８
と、抵抗２９とを経て流れる。トランジスタ２６
はnpnトランジスタ２７とでダーリントン回路と
して接続してトランジスタ２０のコレクタ電流か
ら得たトランジスタ２７のベース電流である極め
て弱い電流によつて駆動しうる複合トランジスタ
を構成する。直流電流ipによつて抵抗２９の端子
に得られる直流電圧によりpnpトランジスタ３０
のコレクタ中の直流電流Ipを決定する。この直流
電流Ipの値は抵抗２９とトランジスタ３０のエミ
ツタにおける抵抗３１との比によつて調整しう
る。
更に、変調器９の入力端子３２と負電源端子と
の間には音声信号に相当し後に説明するように可
制御減衰回路８で処理された可変電圧が供給され
る。端子３２は電流ミラー回路を構成するトラン
ジスタ２４および２５のエミツタに接続するとと
もに抵抗ブリツジ３３および３４の一端に接続
し、この抵抗ブリツジの他端は負電源端子に接続
する。抵抗３４の端子における可変電圧はコンデ
ンサ３５を経てトランジスタ２６のエミツタに伝
達され、この電圧によりこのトランジスタ２６の
エミツタ−コレクタ通路において直流電流ipに加
わる可変電流inを決定する。従つて直流電流Ipに
加わる可変電流Inがトランジスタ３０のコレクタ
に生じる。このようにして形成された和電流Ip＋
Inにおいては可変電流Inが音声信号に相当する。
この和電流Ip＋Inは変調器の第２部分９−２に
おいてダイオード４１を経てコンデンサ４０を充
電するのに用いられ、このコンデンサの直流放電
電流Idは、ベース抵抗４３，４４およびダイオー
ド４５より成るブリツジによつてバイアスされて
いるnpnトランジスタ４２のコレクタに永続的に
生じる。従つてコンデンサ４０の充電電流は最終
的にIc＝Ip＋In−Idとなり、この充電電流は、通
常の抵抗４９，５０および５１が関連する２つの
npnトランジスタ４７および４８の縦続接続回路
に変調器の端子４６を経て供給される信号Ｐの正
パルスの持続時間中生じる。信号Ｐの正パルスの
持続時間中はトランジスタ４７が飽和し、トラン
ジスタ４８は非導通であり、コンデンサ４０は直
流電流Ic＝Ip＋In−Idにより充電されること容易
に理解しうるであろう。信号Ｐの正パルス相互間
の期間中はトランジスタ４７は非導通でありトラ
ンジスタ４８は飽和し、コンデンサ４０は直流電
流Idにより放電される。このコンデンサは、端子
１５２および抵抗５３を経てnpnトランジスタ５
４のベースに供給されてこのトランジスタ５４を
飽和せしめる信号ｐの正のパルスの持続時間中に
急激に且つ完全に放電せしめることができる。
上述した制御信号Ｐおよびｐは制御信号発生器
（制御回路）１１によつて発生せしめる。第３図
の線図３ａは信号Ｐの形状を示す。線図３ｆの曲
線C0，Ｃ，C1，C2はコンデンサ４０の端子間に
生じる電圧を数個の場合につき示す。破線曲線
C0は音声信号を表わす可変電流Inが零である場合
に相当し、この場合コンデンサ４０は零入力電流
Icp＝Ip−Idによつて充電され、信号Ｐの各パルス
の終端でIcpに比例する電圧Vcpを得、信号Ｐのパ
ルスの相互間でこのコンデンサは直流電流Idによ
り完全に放電される。曲線Ｃは信号Ｐの１つのパ
ルスの持続時間中可変電流Inが変調器の常規作動
範囲における正の振幅を有する場合に相当する。
このパルス持続時間が極めて短かくて電流Inの振
幅がほぼ一定であるものとすると、コンデンサ４
０はほぼ一定の電流Ic＝Ip−Id＋Inによつて充電
され、信号Ｐの各パルスの終端時に電圧Vcが得
られる。電圧差Vc−Vcpは信号Ｐの各パルス中電
流Inの値に比例する。これらのパルスの相互間で
はコンデンサ４０は直流電流Idにより完全に放電
される。可変電流Inの振幅が信号Ｐのパルス中負
である場合には対応する曲線Ｃは完全に曲線C0
よりも下側に位置すること勿論である。
曲線C1およびC2は、信号Ｐのパルスの極めて
短かい持続時間中電流Inが変調器の常規作動範囲
の振幅極値、すなわち正の振幅極値In1および負
の振幅極値−In1に達する場合に相当する。従つ
て信号Ｐの各パルスの終端時にはコンデンサ４０
は一方の場合に電圧Vc1に充電され、他方の場合
に電圧Vc2に充電される。これらのパルスの相互
間ではコンデンサ４０は直流電流Idにより放電さ
れる。曲線C1に相当する電流In1の場合のように
電流Inの振幅が正で高い場合には、コンデンサは
信号Ｐのパルスが現われる瞬時にはまだ完全に放
電されていないというおそれがあることを容易に
理解しうるであろう。この理由の為にコンデンサ
４０を信号Ｐのパルスの直前に生ぜしめる信号ｐ
（線図３ｂに示す）のパルスにより急激に放電せ
しめる。この急激な放電は実際には曲線C1の場
合に生じる。変調されたパルスは以下に説明する
ようにコンデンサ４０の端子間電圧から形成され
る。
第２図の回路から明らかなように、コンデンサ
４０における電圧は、図示のようにダイオード５
５および抵抗５６を有しpnpトランジスタ５３と
これに接続されたnpnトランジスタ５４とより成
る複合トランジスタによりnpnトランジスタ５２
のエミツタに再生される。トランジスタ５２のエ
ミツタにおけるこの電圧は抵抗５７および５８よ
り成る分圧器ブリツジに供給される。このブリツ
ジの口出しタツプはnpnトランジスタ５９のベー
スに接続し、抵抗５７および５８の比は、コンデ
ンサ４０の端子間電圧が所定のしきい値電圧Vs
よりも高い場合にコンデンサ５９が導通し、逆の
場合にトランジスタ５９が非導通となるように選
択する。トランジスタ５９のコレクタには抵抗６
０を設け、このコレクタをnpnトランジスタ６１
のベースに接続し、トランジスタ６１がトランジ
スタ５９の作動と全く逆に作動するようにする。
従つて第３図の線図３ｇに示すように、線図３ｆ
の曲線Ｃによつて表わされるコンデンサ４０の電
圧がしきい値電圧Vsよりも高い場合に正となり、
逆の場合に零となる変調された信号Pn（実線曲線
で示す）がトランジスタ６１のコレクタに得られ
る。このトランジスタ６１のコレクタには抵抗６
２が設けられており、このコレクタは変調器９の
出力端子６３に接続されている。コンデンサ４０
の電圧が曲線C0（可変電流In＝０）で示されるよ
うな場合には、変調器の出力端子６３に得られる
信号は破線曲線Pn0で示す形状を有する。
曲線Pn0の立上り縁に対する信号Pnの立下り縁
の位置は制御信号Ｐのパルスの短かい持続時間中
の可変電流Inの符号（正か負か）および振幅を表
わすこと明らかである。しきい値電圧Vsは、可
変電流Inの負の極値−In1に対し信号Ｐのパルス
の終端時にコンデンサ４０に得られる電圧Vc2に
正確に等しくするのが有利である。また、可変電
流Inの正の極値In1に対し、コンデンサ４０の電
圧を零にリセツトする信号ｐのパルスが開始する
瞬時に正確にコンデンサ４０の減少電圧がしきい
値電圧Vsに達するようにするのが有利である。
これらの条件は線図３ｆにおける曲線C1および
C2の軌跡中に実現されるとみなされる為、−In1と
In1との間の可変電流Inの値のすべての範囲に対
し、可変電流Inと直線関係にある信号Pnの立下
り縁は信号Ｐの１つのパルスの終端と信号ｐのパ
ルスの開始端との間でできるだけ最大に偏移（シ
フト）すること明らかである。この場合、信号
Pnのパルスの立上り縁は、可変電流Inが−In1か
ら＋In1までの範囲内で変化する場合にある程度
（信号Ｐのパルス内で）偏移することに注意すべ
きである。従つて信号Pnのパルスの幅は寄生変
調されるも、このことは、信号Pnのパルスの立
下り縁のみを用いて可変電流Inの振幅のオーバー
シユートを検出するレベル制御回路にとつては重
要なことではない。
変調器９の端子６３に得られる変調された信号
Pnはレベルオーバーシユート検出回路１０に供
給される。この検出回路１０はその出力端子６４
に圧縮信号Pcを生ぜしめる。この圧縮信号のパル
スは、可変電流Inが所定のしきい値の絶対値に達
するか或いはこの絶対値を越えるということを検
出回路１０が検出するたびに現われる。この検出
は変調された信号Pnの立下り縁の位置に基づい
て成される。この検出を達成する為には第３図の
線図３ｃおよび３ｄに示す２つのパルス信号P′お
よびP″を用いる。信号P′およびP″のパルスは線
図３ｇの斜線領域内に、すなわち変調された信号
Pnの立下り縁が偏移しうる範囲の両端近くに位
置する。オーバーシユート検出回路１０は上記の
立下り縁がパルスP′およびP″の位置に達するか
或いはこの位置を越える場合に圧縮パルスを発生
する。
第４図に示す例においてはこのオーバーシユー
ト検出回路は通常のようにNANDゲート６７，
６８および６９，７０より成るRS型の２つの双
安定トリガ回路６５および６６を有する。信号
PnおよびP′が供給されるNANDゲート７１の出
力端子は双安定トリガ回路６５の入力端子R1に
接続し、この双安定トリガ回路６５の入力端子S1
には信号P′を供給する。双安定トリガ回路６６の
入力端子R2にはNANDゲート７２の出力端子を
接続し、このNANDゲート７２には信号P″と、
信号Pnに対し相補をなし反転回路７３により形
成される信号nとが供給され、この双安定トリ
ガ回路６６の入力端子S2には信号P″が供給され
る。２つの双安定トリガ回路の出力端子Y1およ
びY2はNANDゲート７５の２つの入力端子に接
続し、このNANDゲート７５の出力端子は圧縮
信号Pcを生じるオーバーシユート検出回路１０の
出力端子６４に接続する。
検出回路１０の作動を第５および６図の線図に
より説明する。第５図は変調された信号Pnの立
下り縁が信号P′のパルス中に生じる場合に関する
ものである。線図５ａは信号Ｐを示す。線図５ｂ
は信号P′を示し、この信号は双安定トリガ回路６
５の入力端子S1に現われる信号と同じである。線
図５ｃは変調された信号Pnを示し、矢印を付し
たその立下り縁は斜線を付した信号P′のパルス中
に生じる。線図５ｄは双安定トリガ回路６５の入
力端子R1に得られる信号を示す。線図５ｅに示
す信号Y1はこの双安定トリガ回路６５の出力端
子から取り出される。この信号Y1は信号P′に対
し相補をなす。線図５ｆは斜線を付した領域で示
すパルスを有する信号P″を示し、この信号は双
安定トリガ回路６６の入力端子S2に現われる信号
と同じである。線図５ｇは信号nを示し、矢印
を付したその立上り縁は変調された信号Pnの立
下り縁と一致する。線図５ｈは双安定トリガ回路
６６の入力端子R2に得られる信号を示し、この
信号は“１”に等しい。線図５ｉは双安定トリガ
回路６６からその出力に取り出される信号Y2を
示し、この信号は“１”に等しい。NANDゲー
ト７５から供給される圧縮信号Pcは線図５ｊに示
す形状を有し、信号Pnの立下り縁が信号P′のパ
ルス中に生じるたびに信号P′のパルスと一致する
圧縮パルスが信号Pc中に現われるということが分
る。
第６図は変調された信号Pnの立下り縁が信号
P″のパルスの前に生じる場合に関するものであ
る。線図６ａ〜６ｊは第５図の線図５ａ〜５ｊと
それぞれ同じ信号を示し、これらの信号は対応す
る線図において異なる形状を有するようにするこ
とができる。線図６ｃは変調された信号Pnの立
下り縁が信号P″のパルスの前に生じるというこ
とを示す。双安定トリガ回路６５の入力端子R1
における信号（線図６ｄに示す）は“１”に等し
いままに維持される。線図６ｆ，６ｇおよび６ｈ
に示す信号P″＝S2，nおよびR2の形状から、双
安定トリガ回路６６によつて生ぜしめられる信号
Y2は線図６ｉに示す形状を有するようになると
いうことが容易に理解しうる。従つて、オーバー
シユート検出回路１０によつて生ぜしめられる圧
縮信号Pcは線図６ｊに示す形状を有するようにな
る。この線図６ｊは、変調された信号Pnの立下
り縁が信号P″のパルスの前に生じるたびに信号
P″のパルスと一致する圧縮パルスが信号Pc中に
現われるということを示す。
圧縮信号Pcは、可制御減衰回路８（第２図）に
おいてベース抵抗７７と、直列配置のコレクタ抵
抗７８および７９とを有するnpnトランジスタ７
６のベースに供給される。pnpトランジスタ８０
のベースは抵抗７８および７９の相互接続点に接
続し、このトランジスタ８０にはエミツタ抵抗８
１を設け、このトランジスタ８０のコレクタはコ
ンデンサ８２に接続する。音声信号に相当する可
変電流Inの振幅が過大となつたことを示す信号Pc
の各圧縮パルスを用いてコンデンサ８２を充電す
る。またこのコンデンサ８２における電圧を用い
てnpnトランジスタ８３を流れる電流を制御す
る。このトランジスタ８３のエミツタ電流は抵抗
８５を経てnpnトランジスタ８４のベースに供給
される。コンデンサ８２が充電されるにつれてト
ランジスタ８４が一層導通し、従つてこのトラン
ジスタ８４のインピーダンスは減衰回路の入力端
子８８から抵抗８６および結合コンデンサ８７を
経てトランジスタ８４のコレクタに供給される受
信音声信号に対し一層小さいものとなる。従つ
て、オーバーシユート検出回路１０により振幅が
過大であるということを検出すると、抵抗８６と
コンデンサ８７との間に得られる音声信号が減衰
により補正される。この補正された音声信号がパ
ルス幅変調器の入力端子３２に供給される信号で
ある。
コンデンサ８２は圧縮パルス中比較的大きな電
流、すなわちトランジスタ８０のコレクタ電流に
より充電され、このコンデンサは小さな電流、す
なわち複合トランジスタとするのが有利なトラン
ジスタ８３のベース電流によつて放電されるとい
うことに注意すべきである。従つて、コンデンサ
８２における電圧は音節（シラブル）の発声中音
声信号振幅の過大に急激に追従し、音声信号振幅
の減少にはある遅延をともなつて追従する。コン
デンサ８２の端子間電圧は最終的に、音声信号の
ほぼ一定なレベルを決定する平均値付近に安定化
する。
制御信号Ｐ，P′，P″，ｐを生じる制御回路１
１は当業者によつて容易に構成しうる為、この制
御回路は詳細に説明しない。前述したように信号
Ｐは短かい持続時間を有するパルスを以つて構成
する必要があり、その周波数は音声信号の最大周
波数に比べて比較的高くする必要がある。信号Ｐ
のパルスの周波数は例えば20KHzとすることがで
き、その各パルスの持続時間は20KHz周期の1/20
にすることができる。他の信号ｐ，P′，P″にお
いては、パルスは同じ周波数および持続時間を有
し、信号Ｐに対して第３図に示すようにシフトさ
せる。
拡声器４を附勢する為には変調された信号Pn
を用いるのが有利であり、これによれば拡声器増
幅器７を第７図に示すように極めて簡単に形成し
うる。この増幅器においては、まず最初に、変調
された信号Pnが寄生変調を除去するように処理
される。この寄生変調は前述したように信号Pn
の前縁が完全に固定された位置を有さないという
事実の為に生じる。この寄生変調を除去する為に
２つのNANDゲート１０１および１０２を用い、
これらのNANDゲートをRS型の双安定トリガ回
路１００が形成されるように組合わせる。この双
安定トリガ回路１００の入力端子Ｓには信号Pn
を供給し、他の入力端子Ｒには制御信号Ｘを反転
増幅器１０３で反転させて得られる信号を供給
する。制御信号Ｘは制御信号発生器１１から生
じ、他の制御信号Ｐ，P′，P″およびｐと同じ形
状および同じ周波数を有する。第３図の線図３ｅ
から明らかなように信号Ｘのパルスは信号Ｐのパ
ルスの直後に生じる。互いに相補を成す２つの信
号P′nおよび′nは双安定トリガ回路１００の出力
端子X1およびX2に得られる。信号Pnに悪影響を
与えている寄生変調が信号P′nにおいて抑圧され
ているということは容易に確かめうる。従つて信
号P′nは、変調器の常規作動範囲内で直線法則に
応じて音声信号によりパルス幅変調された信号で
ある。
２つの信号P′nおよび′nは相補型トランジスタ
１０４，１０５の相互接続ベースと、他の相補型
トランジスタ１０６，１０７の相互接続ベースと
にそれぞれ供給される。トランジスタ１０５，１
０７のコレクタは負電源端子に接続し、トランジ
スタ１０４，１０６のコレクタはエミツタ抵抗１
０９が設けられたpnpトランジスタ１０８のエミ
ツタ−コレクタ通路を経て正電源端子に接続す
る。拡声器４の２つの端子はトランジスタ１０
４，１０５のエミツタとトランジスタ１０６，１
０７のエミツタとにそれぞれ接続する。このよう
に配置した４つのトランジスタ１０４〜１０７は
両対称増幅器ホロワ回路（dual symmetrical
amplifier follower）を構成し、この回路の負荷
は拡声器４を以つて構成される。この拡声器は低
域通過フイルタとして作用し、ほぼ信号P′nに含
まれる変調成分、すなわち音声信号に対してしか
感応せず、信号P′n内に含まれる高周波成分
（20KHzおよび高調波）に対しては感応しない。
拡声器４から生じる音声レベルは、トランジス
タ１０４〜１０７を経て拡声器に給電する為にト
ランジスタ１０８を流れる電流を制限することに
より制御しうる。この電流はトランジスタ１０８
のベースに対するバイアス電圧を変えることによ
り制御自在に制限しうる。この目的の為にトラン
ジスタ１０８のベースと正電源端子との間に固定
抵抗１１０を接続し、このベースと負電源端子と
の間に、npnトランジスタ１１４，１１５，１１
６のエミツタ−コレクタ通路とそれぞれ直列にし
た抵抗１１１，１１２，１１３を接続する。トラ
ンジスタ１１４，１１５，１１６のベースにおけ
る電圧は押釦によつて使用者が制御しうるように
する。これらの押釦は端子１１７，１１８，１１
９に接続する必要があり、しかもトランジスタ１
０８を流れる電流、従つて拡声器から生じる音声
レベルのある個数の個々の値が得られるように押
したままに保持されるようにする必要がある。
【図面の簡単な説明】
第１図は電話機内に設けた本発明による音声レ
ベル自動制御回路を示すブロツク線図、第２図は
本発明の音声レベル自動制御回路の一実施例を示
す詳細回路図、第３図はパルス幅変調器の作動を
説明する為の数個の信号を示す波形図、第４図は
オーバーシユート検出回路の一実施例を示す回路
図、第５および６図は振幅が過大となつた２つの
場合につきオーバーシユート検出回路の作動を説
明する為の数個の信号を示す波形図、第７図は本
発明の音声レベル自動制御回路と関連さすべき拡
声器増幅器の一実施例を示す回路図である。 １……結合回路、２……電話線、３……マイク
ロホン、４……拡声器、５……マイクロホン増幅
器、６……自動レベル制御回路、７……拡声器増
幅器、８……可制御減衰回路、９……パルス幅変
調器、１０……オーバーシユート検出回路、１１
……制御回路（制御信号発生器）、６５，６６，
１００……双安定トリガ回路、６７〜７２，７
５，１０１，１０２……NANDゲート、７３…
…反転回路、１０３……反転増幅器。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 受信音声信号に対する可制御減衰回路を有す
    る電話機音声レベル自動制御回路において、前記
    自動制御回路が、前記の可制御減衰回路から生じ
    る音声信号によつて変調されたパルス幅を有する
    パルスより成る信号を生じるパルス幅変調器と、
    該パルス幅変調器から生じる信号から、変調され
    た音声信号の振幅があるしきい値に達したことを
    検出するたびに圧縮パルスを発生するオーバーシ
    ユート検出器とを具え、前記の圧縮パルスを前記
    の減衰回路に供給してこの減衰回路の減衰率を前
    記の圧縮パルスに応じて制御するようにしたこと
    を特徴とする電話機音声レベル自動制御回路。 ２ 特許請求の範囲第１項に記載の電話機音声レ
    ベル自動制御回路において、前記のパルス幅変調
    器が、一定の第１直流電流と音声信号に相当する
    可変電流との和から得られる電流により音声信号
    の周波数に比べて高いパルス繰返し周波数でデユ
    ーテイサイクルが小さいパルスの持続時間中コン
    デンサを充電する手段と、該コンデンサを前記の
    音声信号の周波数に比べて高いパルス繰返し周波
    数でデユーテイサイクルが小さいパルスの相互間
    の期間中第２直流電流によつて放電させる手段と
    を具え、前記のコンデンサの端子間電圧としきい
    値電圧とを比較することによりパルス幅変調され
    たパルスを形成し、パルス幅変調されたパルスの
    後縁が、前記の充電の直前から直後までの期間中
    に生じるたびに前記のオーバーシユート検出回路
    が圧縮パルスを生じるようにしたことを特徴とす
    る電話機音声レベル自動制御回路。 ３ 特許請求の範囲第１項または第２項に記載の
    電話機音声レベル自動制御回路において、前記の
    可制御減衰回路をコンデンサを有する積分回路を
    以つて構成し、該コンデンサを圧縮パルス中、音
    声信号の音節の持続時間に比べて小さい時定数で
    定電流により充電し、前記コンデンサを充電時定
    数に比べて大きな時定数で放電させ、減衰率を制
    御するようにしたことを特徴とする電話機音声レ
    ベル自動制御回路。 ４ 特許請求の範囲第１〜３項のいずれか１項に
    記載の音声レベル自動制御回路を有する電話機に
    おいて、前記のパルス幅変調器から生じるパルス
    幅変調されたパルスをパルス電力増幅器に供給す
    るようにし、該増幅器の出力端子を電話機の拡声
    器に接続したことを特徴とする電話機。 ５ 特許請求の範囲第４項に記載の電話機におい
    て、パルス幅変調されたパルスの持続時間中前記
    の拡声器に供給される電流を制御する手段を前記
    の増幅器に設けたことを特徴とする電話機。
JP4611381A 1980-03-28 1981-03-28 Voice level automatic control circuit for telephone Granted JPS56152360A (en)

Applications Claiming Priority (1)

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FR8007055A FR2479621B1 (fr) 1980-03-28 1980-03-28 Dispositif de regulation automatique du niveau d'ecoute d'un poste telephonique

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPS56152360A JPS56152360A (en) 1981-11-25
JPS6338147B2 true JPS6338147B2 (ja) 1988-07-28

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ID=9240278

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JP4611381A Granted JPS56152360A (en) 1980-03-28 1981-03-28 Voice level automatic control circuit for telephone

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JP (1) JPS56152360A (ja)
BE (1) BE888141A (ja)
CA (1) CA1171567A (ja)
DE (1) DE3111845A1 (ja)
FR (1) FR2479621B1 (ja)
GB (1) GB2073518B (ja)
SE (1) SE449811B (ja)

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CA1171567A (en) 1984-07-24
US4386236A (en) 1983-05-31
SE449811B (sv) 1987-05-18
SE8101903L (sv) 1981-09-29
FR2479621B1 (fr) 1988-03-04
GB2073518A (en) 1981-10-14
GB2073518B (en) 1984-03-28
JPS56152360A (en) 1981-11-25
BE888141A (fr) 1981-09-28
DE3111845A1 (de) 1982-01-07
FR2479621A1 (fr) 1981-10-02

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