SE449811B - Hogtalande telefonapparat med en reglerbar dempningskrets for den mottagna ljudsignalen - Google Patents

Description

449 811 Z jerat kopplingsschema för regleranordningen enligt uppfinningen, jjg_§ visar några signaldiagram för att förklara pulsbreddsmodulatorns funktion, fig_¶ visar ett kopplingsschema för översvängsdetektorn, fig 5 och 6 visar några sig- naldiagram för att förklara översvängsdetektorns funktion i två fall då ampli- tuden har överskridits, och jjg_Z visar ett kopplingsschema för en utförings- form av den högtalarförstärkare som är avsedd att tillordnas anordningen enligt uppfinningen.

I fig 1 som visar ett blockschema för en telefonstation innefattande re- gleranordningen enligt uppfinningen förbinder kopplingskretsen 1, vilken alter- nativt benämnes hybridkrets, telefonledningen 2 med sändarbanan i stationen, vilken innefattar mikrofonen 3, och med mottagarbanan i stationen, som inne- fattar högtalaren 4. Sändarbanan innefattar också en mikrofonförstärkare 5, medan mottagarbanan mellan hybridkopplingen och högtalaren innefattar en auto- matisk nivåreglerkrets 6, som till högtalarförstärkaren 7 matar en signal som representerar ljudsignalen, vilken är styrd med en fast nivå. Förstärkaren 7 har reglerbar förstärkningsfaktor vilken ställes in av användaren för att uppnå en ljudnivå som han anser behaglig oberoende av nivån på den mottagna signalen tack vare nivåreglerkretsen 6.

Nivåreglerkretsar som vanligen användes i telefonstationer är AGC-kretsar i vilka en ej visad nivâdetektor för den mottagna signalen användes för att reglera en styrbar dämpningskrets 8. Den nivåstyrda ljudsignalen som avges av dämpningskretsen matas direkt till högtalarförstärkaren 7.

Föreliggande uppfinning erbjuder en nivâregleranordning av en annorlund konstruktion, vilken är enkel att realisera och att integrera och med vilken en avsevärt enklare högtalarförstärkare kan realiseras samt vilken har en bättre verkningsgrad än en konventionell ljudsignalförstärkarej Enligt det i fig 1 kraftigt förenklade blockschemat innefattar nivåregler- kretsen enligt uppfinningen en pulsbreddsmodulator 9, som tar emot de dämpade utsignalerna som avges av den styrbara dämpningskretsen 8. Såsom kommer att beskrivas i det efterföljande alstrar denna modulator 9 en pulssignal Pm i vilken pulsernas varaktighet är modulerad av en signal som är bildad av summan av en konstant likström och ljudsignalen. Den modulerade signalen Pm matas till en översvängsdetektorkrets 10 som alstrar en kompressionspuls varje gång den känner att den modulerade ljudsignalens amplitud når en förutbestämd trös- kel. Den så bildade kompressionssignalen PC matas till den variabla dämp- ningskretsen 8 som innefattar en integrerande krets, yilken laddas upp under kompressionspulserna och som alstrar dämpningsstyrsignalen. Slutligen alstrar styrkretsen 11 olika styrsignaler som är nödvändiga för korrekt drift hos kret- sarna 9 och 10 i nivåreglerkretsen. 3 ' 449 811 Pulssignalen Pm som bildas av de breddmodulerade pulserna förstärks me- delst en nivåreglerkrets av beskrivet utförande i förstärkaren 7. Denna typ av förstärkare för signaler som bildas av breddmodulerade pulser betecknas ofta som förstärkare av klass D. Den är känd såsom en förstärkare med en mycket bra verkningsgrad. Den sålunda förstärkta signalen Pm kan matas direkt till hög- talaren 4 som verkar som ett filter och undertrycker de högfrekventa komponen- terna. ' Fig 2 visar en utföringsform av kretsarna 8 och 9 som i samverkan med kretsen 10 bildar nivåregleranordningen enligt uppfinningen. Motsvarande ele- ment i fig 1 och 2 har givits samma hänvisningsbeteckningar. Alla kretsarna matas från en likspänningskälla vars positiva och negativa klämmor är betecknad med plustecken respektive minustecken.

För enkelhets skull kommer nu först pulsbreddsmodulatorn 9 att beskrivas.

Denna modulator 9 har en första del 9-1 i vilken summaströmmen Io+Im alst- ras, varvid I0 är en likström med konstant amplitud och Im är en ström som svarar mot den mottagna ljudsignalen och är dämpad av den styrbara dämpnings- kretsen 8. Breddmodulerade pulser bildas av modulatorn av summasignalen I°+Im i den andra delen 9-2 vilka pulser bildar den modulerade signalen Pm. g Den första delen 9-1 av modulatorn innefattar en pnp-transistor 20 vars bas är styrd av motståndsbryggan 21,22 och som har ett emittermotstånd 23 samt matar in en fast likström io i ingången till en strömspegel som bildas av npn-transistorer 24 och 25 som är anslutna på visat sätt. Om denna strömspegel har utförts för ett strömförhâllande av 1 (transistorerna 24 och 25 identiska) uppträder likströmmen io på strömspegelns 24,25 utgång, vilken utgång bildas av transistorernass 25 och 24 baser som är anslutna till transistorns 25 kol- lektor. Denna likström io flyter genom emitter-kollektorsträckan i den ledan- de npn-transistorn 26, dioden 28 och motståndet 29. Det observeras att transis- torn 26 är förbunden med npn-transistorn 27 som en Darlington-krets för att bilda en sammansatt transistor som kan drivas av en mycket liten ström, som är transistorns 27 basström erhållen från transistorns 20 kollektorström. Likspän- ningen på motståndets 29 klämmor erhâllen från likströmmen io ger en likström 10 i pnp-transistorns 30 kollektor. Värdet på denna likström Io kan ställas in genom förhållandet mellan motståndet 29 och motståndet 31 i transistorns 30 emitterkrets. , Dessutom tillföres mellan modulatorns 9 ingângsklämma 32 och den negativa matningsklämman en variabel spänning som svarar mot ljudsignalen och har be-_ handlats i den styrbara dämpningskretsen 8, såsom kommer att förklaras i det efterföljande. Klämman 32 är ansluten till emittrarna i transistorerna 24 och 25, som_bildar en strömspegel, och till ena änden av motstândsbryggan 33 och i 449 811 e 4 34 vars andra ände är ansluten till den negativa matningsklämman. Den variabla spänningen på motståndets 34 klämmor överföres till transistorns 26 emitter via en kondensator 35 och förorsakar i denna transistor 26 en variabel ström im som adderas till likströmmen io. Slutligen alstras en variabel ström Im som adderas till likströmmen Io i transistorns 30 kollektor. I den på detta sätt bildade summaströmmen Io+Im motsvarar den variabla strömmen Im ljudsigna- len.

Denna summaström I°+Im användes i den andra delen 9-2 av modulatorn för att ladda upp en kondensator 40 via en diod 41, varvid en urladdningslik- ström Id i denna kondensator kontinuerligt matas till kollektorn i npn-tran- sistorn 42, vars bas är styrd med en brygga som bildas av motstånden 43,44 och dioden 45. Således blir kondensatorns 40 uppladdningsström slutligen Ic= Io+Im-Id och denna uppladdningsström alstras under varaktigheten av de positiva pulserna i signalen P som via klämman 46 på modulatorn matas till en kaskadkoppling med två npn-transistorer 47 och 48, och tillhörande motstånd 49,50 och 51. Det är lätt att se att under varaktigheten av de positiva pulser- na i signalen P transistorn 47 mättas, medan transistorn 48 är oledande och kondensatorn 40 laddas av strömmen Ic=I°+Im-Id. I intervallen mellan de positiva pulserna i signalen P är transistorn 47 oledande, transistorn 48 mät- tad och kondensatorn 40 urladdas med likströmmen Id. Slutligen kan kondensa- torn urladdas plötsligt och fullständigt under varaktigheten av de positiva pulserna i signalen p som via klämman 52 och motståndet 53 matas till basen i en npn-transistor 54 för att driva denna transistor 54 till mättning.

Styrsignalerna P och p alstras i styrsignalgeneratorn 11. Diagrammet 3a i fig 3 visar formen på signalen P. Kurvorna Co,C,C1,C2 i diagrammet 3f visar för några fall den spänning, som alstras på kondensatorns 40 klämmor. Den streckade kurvan CO motsvarar det fall då den variabla strömmen Im som re- presenterar ljudsignalen är noll; kondensatorn 40 uppladdas då av viloström- men Ico=I°-Id och vid slutet av varje puls i signalen P antar den spän- ningen Vco som är proportionell mot ICO; mellan dessa pulser urladdas kondensatorn fullständigt genom likströmmen Id. Kurvan C svarar mot det fall då under varaktigheten av en puls i signalen P den variabla strömmen Im har en positiv amplitud i det normala driftsområdet för modulatorn. 0m man antar att denna pulsvaraktighet är mycket kort så att strömmens Im amplitud är i huvudsak konstant uppladdas kondensatorn 40 av en huvudsakligen konstant ström Ic=Io-Id+Im för att alstra en spänning VC vid slutet av varje puls i signalen P. Spänningsskillnaden VC-Vco är proportionell mot värdet på strömmen Im under varje puls i signalen P. Mellan dessa pulser urladdas kon- 5 i 449 811 densatorn 40 fullständigt av likströmmen Id. Om den variable etrömmono lm amplitud vore negativ under pulserna i signalen P skulle de motsvarande kurvor- na C givetvis ligga helt under kurvan Co.

Kurvorna Cl och C2 motsvarar det fall då under den mycket korta var- aktigheten av pulserna i signalen P strömmen Im når gränsamplituderna i modu- latorns normala arbetsområde, d.v.s. den positiva gränsamplituden Iml och den negativa gränsamplituden -Iml. Vid slutet av varje puls i signalen P antar kondensatorn 40 i det ena fallet spänningen V61 och i det andra fallet spän- ningen Vcz. Mellan dessa pulser urladdas kondensatorn av likströmmen Id.

Det är lätt att se att för fallet med höga positiva amplituder på strömmen Im, såsom är fallet för strömmen Iml, som svarar mot kurvan Cl, det är risk att kondensatorn inte ännu har urladdats fullständigt av strömmen I¿ vid den tidpunkt då pulserna i signalen P uppträder. Av detta skäl urladdas konden- satorn 40 plötsligt av pulserna i signalen p som är visade i diagrammet 3b, vilka pulser alstras strax före pulserna i signalen P. Denna plötsliga urladd- ning uppträder i fallet enligt kurvan Cl. De modulerade pulserna bildas av spänningen över kondensatorns 40 klämmor, såsom kommer att förklaras i det ef- terföljande.

Kopplingsschemat enligt fig 2 visar att spänningen på kondensatorn 40 re- produceras vid npn-transistorns 52 emitter medelst den sammansatta transistor som bildas av pnp-transistorn 53 och den därtill anslutna npn-transistorn 54 samt dioden 55 och motståndet 56, såsom är visat på ritningen. Denna_spänning på transistorns 52 emitter matas till en spänningsdelarbrygga som bildas av motstånden 57 och 58. Uttaget på denna brygga är anslutet till basen i en npn-transistor 59 och förhållandet mellan motstånden 57 och 58 är så valt att transistorn 59 göres ledande då spänningen på kondensatorns 40 klämmor är högre än en förutbestämd tröskelspänning VS och göres oledande i motsatt fall.

Transistorns 59 kollektorkrets har ett motstånd 60 och är ansluten till basen i en npn-transistor 61 som arbetar på exakt motsatt sätt jämfört med transistorn 59. Följaktligen erhålles, såsom är visat genom diagrammet 3g, en modulerad signal Pm som är visad genom den heldragna kurvan och är positiv då spän- ningen på kondensatorn 40 representerad genom kurvan C i diagrammet 3f är högre än tröskelspänningen Vs och är noll i motsatt fall, på transistorns 61 kol- lektor, vilken har ett motstånd 62 och är ansluten till motdulatorns 9 utgångs- klämma 63. För det fall då spänningen på kondensatorn 40 har ett värde som är illustrerat genom kurvan Co (variabla strömmen Im = 0) har den Signai som erhålles på modulatorns utgång 63 den form som är visad genom den streckade (kurvan Pmo.

Det är uppenbart att läget av den fallande flanken i signalen Pm i för 449 811 . e hållande till den fallande flanken i kurvan Pmo anger tecknet ocn amplituden hos den variabla strömmen Im under den korta varaktigheten av pulserna i styrsignalen P. Lämpligen är tröskelspänningen VS exakt lika med den spänning VC2 som erhålles på kondensatorn 40 vid slutet av en puls i signalen P vid det negativa gränsvärdet -Iml pâ den variabla strömmen Im. Det är också fördelaktigt om vid det positiva gränsvärdet Iml på den variabla strömmen Im den avtagande spänningen över kondensatorn 40 når tröskelspänningen VS exakt vid den tidpunkt då en puls i signalen P startar, vilket återställer spänningen på kondensatorn 40 till noll. Dessa tillstånd antas ha åstadkommits , i kurvorna Cl och C2 i diagrammet 3f och det är därför klart att för hela området av värden på den variabla strömmen Im mellan -Iml och Iml den fallande flanken i signalen Pm, som står i ett linjärt förhållande till den variabla strömmen Im, förflyttar sig så långt som möjligt mellan slutet av en puls i signalen P och början av en puls i signalen p. Det observeras här att den stigande flanken i pulserna i signalen Pm förskjuter sig något (inom en puls i signalen P) då den variabla strömmen Im täcker sitt omrâde från -Iml till +Iml. Detta resulterar i en parasitisk modulation av varaktigheten av pulserna i signalen Pm som emellertid inte är av någon betydelse för nivåre- gleranordningen, i vilken bara den avtagande flanken i pulserna i signalen Pm användes för att detektera en översvängning hos den variabla strömmens Im amplitud.

Den modulerade signalen Pm som uppträder på modulatorns 9 klämma 63 ma- tas till nivåövervängsdetekteringskretsen 10, som har till uppgift att på sin utgång 64 alstra en kompressionssignal Pc i vilken en kompressionspuls upp- träder varje gång den avkänner att den positiva eller negativa amplituden hos den variabla strömmen Im när eller överstiger det absoluta värdet av en för- utbestämd tröskel. Denna detektering är baserad på den fallande flankens posi- l tion i den modulerade signalen Pm. För att uppnå detta användes två pulssig- naler P' och P" som är visade i diagrammen 3c och 3d. Pulserna i signalerna P' och P" ligger i de streckade zonerna i diagrammet 3g, d.v.s. mot de båda än- darna av det område inom vilket den fallande flanken i den modulerade signalen Pm kan förskjuta sig. Översvängsdetekteringsanordningen 10 alstrar en kom- pressionspuls då denna avtagande flank når eller överskrider pulsernas P' eller P" läge. 51 I den i fig 4 visade utföringsformen innefattar denna översvängsdetekte- ringskrets 10 två bistabila triggkretsar 65 och 66 av RS-typ vilka på vanligt sätt är bildade av två NDCH-grindar 67, 68 och 69,70. NUCH-grinden 71 som tar GNOÜ Sïgflälêfflä Pm och P' är ansluten till den bistabila triggkretsens 65 ingång R1; signalen P' matas också till ingången S1 på denna bistabila 7 449 811 triggkrets 65. Ansluten till den bistabila triggkretsens 66 ingång R2 är ut- gången från NOCH-grinden 72 som.tar emot signalen P" och signalen P; som är komplementär till Pm och bildas medelst den inverterande kretsen 73; 'signalen P" matas också till ingången S2 på denna bistabila triggkrets 66. De båda bistabila triggkretsarnas utgångar Y1 och YZ är anslutna till två in- gångar på en NOCH-grind 75, vars utgång är ansluten till översvängningsdetekte- ringskretsens 10 utgång 64 som avger kompressionssignalen Pc.

Kretsens 10 funktion är illustrerad genom diagrammen i figurerna 5 och 6.

Fig 5 avser det fall då de avtagande flankerna i den modulerade signalen Pm alstras under pulserna i signalen P'. Diagrammet 5a visar signalen P. Diagram- met 5b visar signalen Pi som är samma signal som den som uppträder på den bi- stabila triggkretsens 65 ingång S1. Diagrammet 5c visar den modulerade signa- len Pm vars avtagande flanker, som är försedda med en pil, alstras under de streckade pulserna i signalen P'. Diagrammet 5d visar den resulterande signalen på den bistabila triggkretsens 65 ingång RI. Signalen Y1 som är visad i diagrammet 5e är avledd från utgången av denna bistabila triggkrets. Denna sig- nal Y1 är komplementär till signalen P'LDiagrammet 5f visar signalen P"som innefattar de pulser, som är representerade genom de streckade zonerna, och ' denna signal är densamma som den som uppträder på den bistabila triggkretsens 6f,6g,6h kan man lätt se att signalen Y 56 ingång S2. Diagrammet 5g visar signalen P$ vars stigande flan- ker som är angivna genom en pil sammanfaller med de fallande flankerna i den modulerade signalen Pm. Diagrammet Sh visar den resulterande signalen på den bistabila triggkretsens 66 ingång R2, vilken signal är lika med "l". Signalen Y2 som är avledd därifrån vid utgången av den bistabila triggkretsen 66 är visad i diagrammet 5i och är också lika med "I". Kompressionssignalen Pc som avges av NUCH-grinden 75 har slutligen den form som är visad i diagrammet 5j och man kan se att varje gång en avtagande flank i signalen Pm alstras under en puls i signalen P' en kompressionspuls som sammanfaller med pulsen i signa- len P' uppträder i signalen Pc; Fig 6 avser det fall då de avtagande flankerna i den modulerade signalen Pm alstras före pulserna i signalen P". Diagrammet 6a till 6j visar samma signaler som diagrammen 5a till Sj, vilka signaler kan ha olika former i mot- svarande diagram. Fig 6c visar att de fallande flankerna i den modulerade sig- nalen Pm alstras före pulserna i signalen P". Signalen på den bistabila triggkretsens 65 ingång R1, vilken signal är visad i diagrammet 6d, förblir lika med "I". Signalen Yl på utgången av denna bistabila triggkrets, vilken _ signal är visad i diagrammet 6e, förblir också lika med "1". Utgående från de former på signalerna P" = S2, P; och R2 som är visade i diagrammen 2 som alstras av den bistabila trigg- 449 81-1 . kretsen 66 har den form som är visad i diagrammet 6i. Resultatet blir att komp- _ ressionssignalen Pc som avges av översvängsdetekteringskretsen 10 har den form som är visad i diagrammet 6j. Detta diagram visar att varje gång en av- tagande flank i den modulerade signalen Pm alstras före en puls i signalen P" en kompressionspuls som sammanfaller med pulsen i signalen P" uppträder i signalen Pc.

I kretsen 8 matas kompressionssignalen PC till basen i en npn-transistor 76 som är försedd med ett basmotstånd 77 och med seriekopplade kollektormot~ stånd 78 och 79. En pnp-transistor 80 har sin bas ansluten till en förbind- ningspunkt mellan motstånden 78 och 79 samt har ett emittermotstånd 81 och sin kollektor ansluten till en kondensator 82. Varje kompressionspuls i signalen Pc som anger att amplituden hos den variabla strömmen lm som svarar mot ljudsignalen har överskridits uppladdar således kondensatorn 82. Spänningen på kondensatorn 82 användes för att styra strömmen i en npn-transistor 83 vars emitterström matas till basen i en npn-transistor 84 via ett motstånd 85. Tran~ sistorn 84 blir alltmera ledande då kondensatorn 82 uppladdas och har följakt- ligen en impedans som blir mindre och mindre för den mottagna ljudsignalen som kommer från dämpningskretsens ingångsklämma 88 och matas till dess kollektor via ett motstånd 86 och en kopplingskondensator 87. Ljudsignalen som uppträder mellan motståndet 86 och kondensatorn 87 korrigeras därför genom dämpning då kretsen 10 avkänner att amplituden har överskridits. Detta är den signal som matas till pulsbreddsmodulatorns ingång 32.

Det observeras att kondensatorn 82 under kompressionspulserna uppladdas med en relativt hög ström, transistorns 80 kollektorström, och att kondensatorn urladdas genom en svag ström, basströmmen i transistorn183 som med fördel kan vara en sammansatt transistor. Detta resulterar i att spänningen på kondensa- torn 82 snabbt följer överskridande av ljudsignalamplituden under stavelsernas uppgång men följer amplitudminskningarna med en viss fördröjning. Spänningen på kondensatorns 82 klämmer stabiliseras slutligen omkring ett medelvärde som ger en huvudsakligen konstant nivå på ljudsignalen.

Generatorn 11 som alstrar styrsignalerna P,P',P",p kan lätt konstrueras av en fackman och det är ej nödvändigt att beskriva denna generator i detalj.

Såsom angivits i det föregående är det ett krav att signalen P bildas av pulser ' med kort varaktighet; dess frekvens måste vara relativt hög i förhållande till den maximala frekvensen i ljudsignalen. Pulsernas frekvens i signalen P kan t.eX._vara 20 kHz och varaktigheten av varje puls kan vara lika med 1/20 av en 20 kHz-period. I de andra signalerna p,P',P" har pulserna samma frekvens och samma varaktighet och är förskjutna relativt signalen P såsom är visat i . fig 3. 9 449 8110 För att excitera högtalaren 4 är det fördelaktigt att använda den module- rade signalen Pm vilket resulterar i en högtalarförstärkare 7 som kan reali- seras på mycket enkelt sätt, såsom är visat i fig 7. I denna förstärkare be- handlas den modulerade signalen Pm först för att eliminera den parasitiska modulationen, vilken såsom tidigare nämnts beror_på det faktum att framflanken av signalen Pm inte har ett läge som är absolut fast. För att eliminera denna parasitiska modulation användes två NOCH-grindar 101 och 102, vilka är kombine- rade till en bistabil triggkrets 100 av RS-typ. Signalen Pm matas till in- gången S pä denna bistabila triggkrets, medan en signal Y som är resultat av en invertering av en styrsignal X i en inverteringsförstärkare 103 matas till dess ingång R. Styrsignalen X avges av styrsignalgeneratorn 11 och har samma form och samma frekvens som de andra styrsignalerna P,P',P",p. Diagrammet 3e visar att pulserna i signalen X alstras strax efter pulserna i signalen P. De bäda komplementära signalerna P'm och Pi; erhålles på utgångarna X1 och X2 av den bistabila triggkretsen 100. Det är inte svårt att verifiera att den parasitiska modulationen, som signalen Pm är påverkad av, är undertryckt i signalen P'm. Signalen P'm är därför en signal vars pulser är breddmodule- rade genom ljudsignalen i enlighet med ett linjärt samband i modulatorns nor- mala arbetsområde. ____ De båda signalerna P'm och P'm matas till de sammankopplade baserna i de komplementära transitorerna 104,105 respektive till de sammankopplade baser- na i de båda ytterligare komplementära transistorerna 106,107. Transistorernas 105,107 kollektorer är sammankopplade och anslutna till den negativa matnings- klämman, medan transistorernas 104,106 kollektorer också är sammankopplade och anslutna till den positiva matningsklämman viar emitter-kollektorsträckan i en pnp-transistor 108, vilken har ett emittermotstând 109. Högtalarens 4 båda klämmor är anslutna till de respektive emittrarna i transistorerna.104,105 och emittrarna i transistorerna 106,107. Anordnade på detta sätt bildar de fyra transistorerna 104 till 107 en symmetrisk dubbelförstärkarföljare vars belast- ning utgöres av högtalaren 4. Denna högtalare verkar som ett lågpassfilter och är i huvudsak känslig för den modulation som finns i signalen P'm, d.v.s. ljudsignalen, och okänslig för de högfrekventa komponenterna (20 kHz och dess _ övertoner) som finns i signalen P'm.

Ljudnivån från högtalaren 4 kan regleras genom att begränsa den ström som flyter genom transistorn 108 för att mata högtalaren via transistorerna 104 till 107. Denna ström kan begränsas till reglerbara värden genom att låta den polariserande spänningen för transistorns 108 bas variera. För detta ändamål är ett fast motstånd 110 anslutet mellan basen och den positiva matningsklämman för transistorn 108 och mellan denna bas och den negativa matningsklämman är 449' 811 10 motstånden 11l,112,113 ansïutna, vart och ett i serie med emitter- koïïektor- sträckorna i npn-transistorer 114,115,116. Spänningarna på transistorernas 114,115,1l6 baser kan styras av användaren medeïst tryckknappar som ska11 an- sïutas tiïï kïämmorna 117,118,1l9 och som ska11 håïïas íntryckta för att kunna alstra ett givet antaï diskreta värden på den ström som fïyter genom transis- torn 108 och föïjaktïigen på den 1judnivå som avges av högtalaren.

'H

Claims (5)

n i 449 811 Patentkrav

1. l. Högtalande telefonapparat med en reglerbar dämpníngskrets för den mot- tagna ljudsignalen, k ä n n e t e-c k n a d av att den innefattar en puls- breddsmodulator (9) som alstrar en signal bildad av pulser, vilkas varak- tighet har modulerats av liudsignalen som är tillförd av den reglerbara dämpningskretsen (8), en översvängsdetektor (10) som av den av modulatorn (9) avgivna signalen genererar en kompressionspuls varje gång den avkänner att den modulerade ljudsignalens amplitud når en given tröskel, vilka kompressions- pulser matas till nämnda dämpningskrets (8) för att där styra uppladdningen av en integrerande krets, som alstrar dämpningsstyrsignalen.

2. Högtalande telefonapparat enligt patentkravet i, k ä n n e t e c k n a d av att pulsbreddsmodulatorn (9) innefattar medel för uppladdning av en kon- densator (ü0)_med en ström, som är erhållesn av summan av en likström och en mot den dämpade ljudsignalen svarande variabel ström, under pulser som har kort varaktighet och en hög frekvens i förhållande till ljudsignalens frekvens, medel för urladdning av denna kondensator (Å0) med en likström un? der intervallen mellan nämnda pulser av kort varaktighet, varvid de puls- breddsmodulerade pulserna bildas genom att jämföra spänningen på kondensa- torns (RO) klämmor med en tröskelspänning, och att översvängsdetektorkret- sen (10) avger en kompressionspuls varje gång en flank som är karakteristisk för de pulsbreddsmodulerade pulserna når antingen den ena eller den andra av de två gränslägena.

3. Högtalande telefonapparat enligt något av patentkraven 1 eller 2, _ k ä n n e t e c k n a d av att den integrerande kretsen i den reglerbara dämpningskretsen (8) bildas av en kondensator (82) som uppladdas under kom- pressionspulserna av en konstant ström med en liten tidskonstant i förhål- lande till varaktigheten av stavelserna i ljudsignalen och som urladdas med en tidskonstant som är hög i förhållande till uppladdningstidskonstanten.

4. "Högtalande telefonapparat enligt något av patentkraven 1 till 3, k ä n n e t e c k n a d av att de pulsbreddsmodulerade pulserna som avges av modulatorn (9) matas till en pulseffektförstärkare (7), vars utgång är ansluten till telefonapparatens högtalare (4). 449 s11 U

5. _ Högtalande telefonsapparat enligt patentkravet Ä, k ä n n e t e c k- n a d av att förstärkaren (7) är försedd med organ för att reglera den ström som avtes till högtalaren (Å) under varaktigheten av de pulsbredds- modulerade pulserna. U)