JP2996686B2 - 増幅された聴話の制御回路 - Google Patents
増幅された聴話の制御回路Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04M1/6033—Substation equipment, e.g. for use by subscribers including speech amplifiers for providing handsfree use or a loudspeaker mode in telephone sets
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の属する技術分野〕 本発明はその目的として、聴話デバイス（listening
device）に接続される出力を持つ増幅器の供給電圧を、
第１の基準値となるように規制するための分路調整器
（shunt regulator）を有し、上記増幅器の利得に、少
なくとも上記分路調整器を通過する電流の関数として影
響を与えるための制御電圧を生成するものであり、且つ
利得制御電圧を蓄積するための蓄積デバイスを含むとこ
ろの制御デバイスを有する回路である増幅された聴話
（amplified listening）を制御する回路を提供するも
のである。
device）に接続される出力を持つ増幅器の供給電圧を、
第１の基準値となるように規制するための分路調整器
（shunt regulator）を有し、上記増幅器の利得に、少
なくとも上記分路調整器を通過する電流の関数として影
響を与えるための制御電圧を生成するものであり、且つ
利得制御電圧を蓄積するための蓄積デバイスを含むとこ
ろの制御デバイスを有する回路である増幅された聴話
（amplified listening）を制御する回路を提供するも
のである。
そのような回路は欧州特許出願第189,711号から既知
である。この回路によって、増幅器の利得は、分路調整
器を通過する電流が顕著に減少する場合に減少する。分
路調整器を通過する電流が正常と考えられる場合には、
増幅器の利得はその公称値を保持する。
である。この回路によって、増幅器の利得は、分路調整
器を通過する電流が顕著に減少する場合に減少する。分
路調整器を通過する電流が正常と考えられる場合には、
増幅器の利得はその公称値を保持する。
この回路は、もし一定振幅を持つ信号（例えば発信音
＜dialling tones＞のような）が存在するならば、動作
するように特別に意図されている。他方、その振幅が絶
えず変動する信号（音声＜speech＞のような）が存在す
ると、利得を補正するためにこの回路を使用することが
できない。その理由は、何らかの時間遅延を伴うことな
しには、この回路は、高調波を生成し従って歪みを生成
する単なるピーク制限回路として作用するからである。
その上、ライン上で利用できる電流が最少のときに、こ
の回路は最大の電流を消費する。
＜dialling tones＞のような）が存在するならば、動作
するように特別に意図されている。他方、その振幅が絶
えず変動する信号（音声＜speech＞のような）が存在す
ると、利得を補正するためにこの回路を使用することが
できない。その理由は、何らかの時間遅延を伴うことな
しには、この回路は、高調波を生成し従って歪みを生成
する単なるピーク制限回路として作用するからである。
その上、ライン上で利用できる電流が最少のときに、こ
の回路は最大の電流を消費する。
THOMPSON−CSF社が提出した出願文書TEA 7531号に規
定される回路は、同じ基本原理を具体化したものではあ
るが、かなりの修正と伴っており、その修正は並列の抵
抗−キャパシタンス回路を使用するという点であって、
それにより、増幅器の利得が、上記キャパシタンスの端
子における電圧の値の関数として制御されるものであ
る。この配列は、それが元来不安定なもので且つ発振器
の振幅を縮小させる傾向のある長い時定数（数秒という
程度の）を許すことのできるやり方でのみ動作が可能で
ある、という欠点を持つ。
定される回路は、同じ基本原理を具体化したものではあ
るが、かなりの修正と伴っており、その修正は並列の抵
抗−キャパシタンス回路を使用するという点であって、
それにより、増幅器の利得が、上記キャパシタンスの端
子における電圧の値の関数として制御されるものであ
る。この配列は、それが元来不安定なもので且つ発振器
の振幅を縮小させる傾向のある長い時定数（数秒という
程度の）を許すことのできるやり方でのみ動作が可能で
ある、という欠点を持つ。
本発明の目的は、上述のタイプの回路を提供すること
であるが、不安定性を回避して自動利得制御のための満
足すべき時定数を得ることを可能にする、という点で異
なる概念を持ち、それにより、増幅された聴話のための
ラウドスピーカにおいて、歪んだ信号が耳障りになるこ
とを回避することができる。
であるが、不安定性を回避して自動利得制御のための満
足すべき時定数を得ることを可能にする、という点で異
なる概念を持ち、それにより、増幅された聴話のための
ラウドスピーカにおいて、歪んだ信号が耳障りになるこ
とを回避することができる。
従って、本発明による増幅された聴話の制御回路で
は、上記制御デバイスは、上記分路調整器を通過する電
流が予め定められたしきい値を超えるときには、蓄積さ
れる上記利得制御電圧を、第１変動則に従って、利得の
増加する方向である第１の方向に変動させるための手段
であり、且つ、上記分路調整器を通過する電流が上記予
め定められたしきい値を超えないときには、上記行動を
中断させるための手段であるところの第１手段と、上記
増幅器の供給端子で利用可能な供給電圧が、上記第１の
基準値を下回る第２の基準値より更に下に落ち込むとき
には、蓄積される上記利得制御電圧を、第１変動則より
速い第２変動則に従って、上記第１の方向とは反対の第
２の方向に変動させるための第２手段と、を有すること
を特徴とする。
は、上記制御デバイスは、上記分路調整器を通過する電
流が予め定められたしきい値を超えるときには、蓄積さ
れる上記利得制御電圧を、第１変動則に従って、利得の
増加する方向である第１の方向に変動させるための手段
であり、且つ、上記分路調整器を通過する電流が上記予
め定められたしきい値を超えないときには、上記行動を
中断させるための手段であるところの第１手段と、上記
増幅器の供給端子で利用可能な供給電圧が、上記第１の
基準値を下回る第２の基準値より更に下に落ち込むとき
には、蓄積される上記利得制御電圧を、第１変動則より
速い第２変動則に従って、上記第１の方向とは反対の第
２の方向に変動させるための第２手段と、を有すること
を特徴とする。
こうして、分路調整器を通過する電流は、増幅器がそ
の公称利得に達することを公認するためにのみ使用され
る。増幅器の供給端子における電圧が第１基準値より低
い場合に第２手段が動作を起こすことになる。またその
場合には、同じ分路調整器の原理に従って、この調整器
を電流は通過せず、第１手段は不活性となる。このよう
にして、従来の技術によるデバイスの不安定性の問題は
回避され、また増幅器の利得の減少に対しては、従来の
技術よりも短い時定数を与えるように変動則（variatio
n law）を選ぶことができよう。
の公称利得に達することを公認するためにのみ使用され
る。増幅器の供給端子における電圧が第１基準値より低
い場合に第２手段が動作を起こすことになる。またその
場合には、同じ分路調整器の原理に従って、この調整器
を電流は通過せず、第１手段は不活性となる。このよう
にして、従来の技術によるデバイスの不安定性の問題は
回避され、また増幅器の利得の減少に対しては、従来の
技術よりも短い時定数を与えるように変動則（variatio
n law）を選ぶことができよう。
上記第２の基準値は、上記増幅器の正しい動作に合致
する最少供給電圧の近傍に位置するように選ぶことがで
きよう。
する最少供給電圧の近傍に位置するように選ぶことがで
きよう。
特に有利な実施例によれば、上記蓄積デバイスは、蓄
積キャパシタ（C1g）に直列に接続されている抵抗器（B
1g）を含む直列分枝を有し、該直列分枝の一方の端すな
わち第１の端は、共通モードの極に接続され、また、蓄
積される上記利得制御電圧を送り込むところの、上記直
列分枝のもう一方の端すなわち第２の端は、上記増幅器
の利得制御端子に接続される。上記増幅器の利得制御端
子は、利得が制御電圧の増加関数（ascending functio
n）となるように配置されることができよう。このやり
方によって、キャパシタは最大電流が利用可能になるま
で充電されない。
積キャパシタ（C1g）に直列に接続されている抵抗器（B
1g）を含む直列分枝を有し、該直列分枝の一方の端すな
わち第１の端は、共通モードの極に接続され、また、蓄
積される上記利得制御電圧を送り込むところの、上記直
列分枝のもう一方の端すなわち第２の端は、上記増幅器
の利得制御端子に接続される。上記増幅器の利得制御端
子は、利得が制御電圧の増加関数（ascending functio
n）となるように配置されることができよう。このやり
方によって、キャパシタは最大電流が利用可能になるま
で充電されない。
上記第１手段は、所定の強さの電流源を有し、また、
電流が分路調整器を通過するときにのみ、上記電流源に
よる上記蓄積キャパシタへの充電を制御するための第１
切替えデバイスを含むことができよう。このようにし
て、回路の電源供給が満足すべきものと考えられる場合
には、増幅器の利得は制御されているやり方でその公称
値に到達する。
電流が分路調整器を通過するときにのみ、上記電流源に
よる上記蓄積キャパシタへの充電を制御するための第１
切替えデバイスを含むことができよう。このようにし
て、回路の電源供給が満足すべきものと考えられる場合
には、増幅器の利得は制御されているやり方でその公称
値に到達する。
上記第２手段は、上記第２変動則に従って、上記蓄積
キャパシタの遅延させられた放電を制御するための、第
２切替えデバイスを有することができよう。
キャパシタの遅延させられた放電を制御するための、第
２切替えデバイスを有することができよう。
上記第１切替えデバイス及び第２切替えデバイスはそ
れぞれ、第１しきい値回路及び第２しきい値回路を持
ち、それらのしきい値回路の各々は、上記増幅された聴
話の制御回路の供給端子に直列に接続されている３個の
抵抗器のグループのうちの２個の抵抗器の中間点に接続
されている、ことができよう。
れぞれ、第１しきい値回路及び第２しきい値回路を持
ち、それらのしきい値回路の各々は、上記増幅された聴
話の制御回路の供給端子に直列に接続されている３個の
抵抗器のグループのうちの２個の抵抗器の中間点に接続
されている、ことができよう。
上記第２切替えデバイスは上記遅延させられた放電を
制御するための切替えトランジスタ（T4）を有し、該切
替えトランジスタのコレクタ・エミッタ経路は、上記直
列分枝の第２の端と上記共通モードの極との間に設ける
ことができよう。
制御するための切替えトランジスタ（T4）を有し、該切
替えトランジスタのコレクタ・エミッタ経路は、上記直
列分枝の第２の端と上記共通モードの極との間に設ける
ことができよう。
有利な実施例によれば、５番目の抵抗器が上記利得制
御端子と上記切替えトランジスタとの間に直列に接続さ
れることができよう、そしてそのときには、該抵抗器の
値は、上記蓄積キャパシタの遅延させられた放電の間
は、上記切替えトランジスタが飽和したレベルを維持す
るように選ばれる。
御端子と上記切替えトランジスタとの間に直列に接続さ
れることができよう、そしてそのときには、該抵抗器の
値は、上記蓄積キャパシタの遅延させられた放電の間
は、上記切替えトランジスタが飽和したレベルを維持す
るように選ばれる。
好適な実施例によれば、上記第１手段は、分路調整器
を通過する電流と基準電流とを比較する電流比較器を含
んでいる。
を通過する電流と基準電流とを比較する電流比較器を含
んでいる。
次に、添付図面を参照して非限定的な実例により与え
られた以下の説明により本発明はさらによく理解されよ
う。
られた以下の説明により本発明はさらによく理解されよ
う。
第１図によれば、加入者端末装置が、送出回路TC及び
マイクロホンＭを含んでおり、該送出回路の入力は、電
流ILを送り込むラインに接続している。また該送出回路
の出力は、電話の受話器Ｅ及び増幅された聴話回路10に
給電する。送出回路TCは、上記増幅された聴話回路10に
給電する電流Ｉを供給し、この増幅された聴話回路10
は、増幅器Ａとラウドスピーカ１と分路調整器（R1,R2,
A0,T1,RE）とを有する。該分路調整器の機能は、増幅器
Ａの供給電圧VBが、基準値V0を超過しないようにするこ
とである。２つの抵抗器R1,R2は、上記増幅された聴話
回路の供給端子に配置される直列分枝を形成する。この
両抵抗器の中間点Ｍは増幅器A0の非反転入力に接続さ
れ、該増幅器A0の反転入力は基準電圧VREFに接続され
る。増幅器A0の出力は、トランジスタT1のベース電極に
接続され、そのコレクタ・エミッタ経路は、上記増幅さ
れた聴話回路の供給端子に接続され、またエミッタ抵抗
器REを持つ。点Ｍにおける電圧がVREFを超えると、トラ
ンジスタT1が導通となり、電流ISを通し、それが電圧VB
の低下を導く。点Ｍにおける電圧がVREF以下になると、
トランジスタT1は導通を阻止され、分路調整器は不活性
になる。その中間の動作ゾーンでは、分路調整器は値VB
の関数としての電流を導くことになる。こうして、 が得られる。
マイクロホンＭを含んでおり、該送出回路の入力は、電
流ILを送り込むラインに接続している。また該送出回路
の出力は、電話の受話器Ｅ及び増幅された聴話回路10に
給電する。送出回路TCは、上記増幅された聴話回路10に
給電する電流Ｉを供給し、この増幅された聴話回路10
は、増幅器Ａとラウドスピーカ１と分路調整器（R1,R2,
A0,T1,RE）とを有する。該分路調整器の機能は、増幅器
Ａの供給電圧VBが、基準値V0を超過しないようにするこ
とである。２つの抵抗器R1,R2は、上記増幅された聴話
回路の供給端子に配置される直列分枝を形成する。この
両抵抗器の中間点Ｍは増幅器A0の非反転入力に接続さ
れ、該増幅器A0の反転入力は基準電圧VREFに接続され
る。増幅器A0の出力は、トランジスタT1のベース電極に
接続され、そのコレクタ・エミッタ経路は、上記増幅さ
れた聴話回路の供給端子に接続され、またエミッタ抵抗
器REを持つ。点Ｍにおける電圧がVREFを超えると、トラ
ンジスタT1が導通となり、電流ISを通し、それが電圧VB
の低下を導く。点Ｍにおける電圧がVREF以下になると、
トランジスタT1は導通を阻止され、分路調整器は不活性
になる。その中間の動作ゾーンでは、分路調整器は値VB
の関数としての電流を導くことになる。こうして、 が得られる。
電圧VBがまり急速にV0により下まで降下するのを回避
するために、キャパシタＣが供給端子に接続されてい
る。一般的には、キャパシタＣは離散的なコンポネント
で、ラウドスピーカに給電する増幅された聴話用の集積
回路に付随するものである。
するために、キャパシタＣが供給端子に接続されてい
る。一般的には、キャパシタＣは離散的なコンポネント
で、ラウドスピーカに給電する増幅された聴話用の集積
回路に付随するものである。
第２図によれば、トランジスタT2ベース電極が抵抗器
RBを通ってトランジスタT1のベース電極に接続し、該ト
ランジスタT2ベース・コレクタ経路は、直列に電流源SC
に接続し、従って供給端子に接続される直列分枝を形成
する。電流源とトランジスタT2のコレクタとの中間点
は、トランジスタT3のベース電極に接続し、該トランジ
スタT3のコレクタ電極は増幅器Ａの利得制御入力Ｇに接
続し、エミッタ電極は共通モードの極（pole）に接続す
る。更にダイオードD1が、トランジスタT3のベース電極
とエミッタ電極との間に順方向に分枝接続されて、電流
ミラー回路を形成する。
RBを通ってトランジスタT1のベース電極に接続し、該ト
ランジスタT2ベース・コレクタ経路は、直列に電流源SC
に接続し、従って供給端子に接続される直列分枝を形成
する。電流源とトランジスタT2のコレクタとの中間点
は、トランジスタT3のベース電極に接続し、該トランジ
スタT3のコレクタ電極は増幅器Ａの利得制御入力Ｇに接
続し、エミッタ電極は共通モードの極（pole）に接続す
る。更にダイオードD1が、トランジスタT3のベース電極
とエミッタ電極との間に順方向に分枝接続されて、電流
ミラー回路を形成する。
もしVBがV0を超えるならば、トランジスタT2は導通と
なり、電流源SCの電流の一部分がダイオードD1を通っ
て、トランジスタT3のコレクタ電流によりコピーされ
る。電流ISの瞬間値が、RBと、電流源SCの電流値と、ト
ランジスタT1及びトランジスタT2のエミッタのディメン
ションの割合と、によつて固定されるところのしきい値
に一旦到達すると、トランジスタT3のコレクタ電流はキ
ャンセルされる。
なり、電流源SCの電流の一部分がダイオードD1を通っ
て、トランジスタT3のコレクタ電流によりコピーされ
る。電流ISの瞬間値が、RBと、電流源SCの電流値と、ト
ランジスタT1及びトランジスタT2のエミッタのディメン
ションの割合と、によつて固定されるところのしきい値
に一旦到達すると、トランジスタT3のコレクタ電流はキ
ャンセルされる。
もしVBがV0以下になると、トランジスタT2はカットオ
フされて、電流源SCの電流はダイオードD1を通過し、そ
れによりトランジスタT3のコレクタの電流が最大値を持
つようにさせる。ラインで利用可能な電流が最低レベル
に在る丁度そのときに、利得低減回路の電流消費が最大
となるので、これは不都合である。中間の動作ゾーンで
は、電流源SCにより供給された電流とトランジスタT2の
コレクタ電流との差であるところの電流が、トランジス
タT3を通過する。
フされて、電流源SCの電流はダイオードD1を通過し、そ
れによりトランジスタT3のコレクタの電流が最大値を持
つようにさせる。ラインで利用可能な電流が最低レベル
に在る丁度そのときに、利得低減回路の電流消費が最大
となるので、これは不都合である。中間の動作ゾーンで
は、電流源SCにより供給された電流とトランジスタT2の
コレクタ電流との差であるところの電流が、トランジス
タT3を通過する。
この電流は、音声のような信号の存在の下で、利得を
補正するのには適当でない、というのは、それが時間遅
延のないピークリミッタとして動作するので、聴話者が
歪んだ信号を聞くであろうからである。
補正するのには適当でない、というのは、それが時間遅
延のないピークリミッタとして動作するので、聴話者が
歪んだ信号を聞くであろうからである。
第３図によれば、この回路は、自動利得制御電圧を蓄
積しようとする意図で、並列分枝Rg,Cgを含む。増幅器A
1が、エミッタ抵抗器REを含むトランジスタT1のエミッ
タ電極に接続されている反転入力を持ち、その非反転入
力は基準電圧Ｖ′REFに接続される。該増幅器A1の出力
信号は、スイッチ20（それは例えばスイッチモードにし
てあるトランジスタである）を、オン／オフのバイアス
により制御する。このスイッチ20が、電流源SCと並列分
枝Rg,Cgとに直列に接続される。スイッチ20に接続され
ているこの並列分枝の端子が、増幅器CAGの入力にも接
続されており、また該増幅器CAGのもう１つの入力は基
準電位Ｖ″REFに接続され、その出力は増幅器Ａの自動
利得制御入力Ｇに接続される。
積しようとする意図で、並列分枝Rg,Cgを含む。増幅器A
1が、エミッタ抵抗器REを含むトランジスタT1のエミッ
タ電極に接続されている反転入力を持ち、その非反転入
力は基準電圧Ｖ′REFに接続される。該増幅器A1の出力
信号は、スイッチ20（それは例えばスイッチモードにし
てあるトランジスタである）を、オン／オフのバイアス
により制御する。このスイッチ20が、電流源SCと並列分
枝Rg,Cgとに直列に接続される。スイッチ20に接続され
ているこの並列分枝の端子が、増幅器CAGの入力にも接
続されており、また該増幅器CAGのもう１つの入力は基
準電位Ｖ″REFに接続され、その出力は増幅器Ａの自動
利得制御入力Ｇに接続される。
もしVB＜V0ならば、トランジスタT1はカットオフさ
れ、増幅器A1の出力は高いレベルを持ち、スイッチ20は
閉じる；こうしてISCという強さの電流源SCは、キャパ
シタCgに電圧Vcg（Ｖcg max＝Rg×ISCを充電する。
れ、増幅器A1の出力は高いレベルを持ち、スイッチ20は
閉じる；こうしてISCという強さの電流源SCは、キャパ
シタCgに電圧Vcg（Ｖcg max＝Rg×ISCを充電する。
もし、VB＞V0ならば、トランジスタT1は導通となり、
増幅器A1の出力（Isのレベルに依存する）はレベル０を
持ち、これはスイッチ20を開かせるが、トランジスタT1
の電流コレクタISがあるレベルに達するまでは、スイッ
チ20は閉じたままであり、従って、IS〜〔トランジスタ
T1のエミッタ電流〕であるから RE IS＝Ｖ′REF になる。
増幅器A1の出力（Isのレベルに依存する）はレベル０を
持ち、これはスイッチ20を開かせるが、トランジスタT1
の電流コレクタISがあるレベルに達するまでは、スイッ
チ20は閉じたままであり、従って、IS〜〔トランジスタ
T1のエミッタ電流〕であるから RE IS＝Ｖ′REF になる。
自動利得制御は、もしCgの端子における電圧がＶ′
REFを超えるならば、活性化される。
REFを超えるならば、活性化される。
もしVBがV0より小さくなるならば、スイッチ20は閉じ
て、キャパシタCgが充電される（時定数はCg,Rg,及びSC
により定められる）。従って利得は、継続するキャパシ
タＣの充電に対応して或る遅延をもって減少する。Cgは
VBが再びV0に達しない限り充電を続ける。実際には、利
得の降下は過度に補償される。利得は抵抗器Rgを通して
のキャパシタCgの放電により再び増加する。更新された
利得の増加は、VBをV0より下に降下させようとする。実
際には、この結果は信号の三角振幅変調（triangle amp
litude modulation）である。この不都合を軽減するた
めに、（数十μＦという）高い値のキャパシタCgがあ
り、従って集積化できないキャパシタが、小さい電流で
充電される（従ってSCは数μＡの電流を持つ）。それ
故、三角変調の振幅はもはや好ましくないものではなく
なるが、しかし高い値のキャパシタCgという制約は残
り、また、キャパシタCgが利用可能な電流の最低な瞬間
に充電される、という事実も残る。電圧Vcgに対してプ
ロットされた利得の曲線が第3a図に示されている。この
曲線は減少する傾向を持っている。
て、キャパシタCgが充電される（時定数はCg,Rg,及びSC
により定められる）。従って利得は、継続するキャパシ
タＣの充電に対応して或る遅延をもって減少する。Cgは
VBが再びV0に達しない限り充電を続ける。実際には、利
得の降下は過度に補償される。利得は抵抗器Rgを通して
のキャパシタCgの放電により再び増加する。更新された
利得の増加は、VBをV0より下に降下させようとする。実
際には、この結果は信号の三角振幅変調（triangle amp
litude modulation）である。この不都合を軽減するた
めに、（数十μＦという）高い値のキャパシタCgがあ
り、従って集積化できないキャパシタが、小さい電流で
充電される（従ってSCは数μＡの電流を持つ）。それ
故、三角変調の振幅はもはや好ましくないものではなく
なるが、しかし高い値のキャパシタCgという制約は残
り、また、キャパシタCgが利用可能な電流の最低な瞬間
に充電される、という事実も残る。電圧Vcgに対してプ
ロットされた利得の曲線が第3a図に示されている。この
曲線は減少する傾向を持っている。
更にまた、こうして誘起された時定数（Rg,Cg）は１
秒程度であり、これは音声の振幅のピークにより生成さ
れる歪みに何らの効果も持たないので、それについてシ
ステムは速やかな応答を示す必要がある。
秒程度であり、これは音声の振幅のピークにより生成さ
れる歪みに何らの効果も持たないので、それについてシ
ステムは速やかな応答を示す必要がある。
第４図によれば、本発明による回路は増幅器Ａの供給
端子（これは図示されていない）の間に挿入されている
３個の直列な抵抗器Ｒ′1,R″1,R2を有する。増幅器A0
は、抵抗器Ｒ″１とR2との中間点に接続されたいる非反
転入力を持つ。この回路は更に、第３図に示すように設
けられているトランジスタT1、抵抗器RE、増幅器A1、電
流源SC、及びスイッチ20を含むが、しかしトランジスタ
T1のエミッタ電極は、増幅器A1の非反転入力に接続され
る。その上、利得制御電圧の蓄積及び利用は、全く異な
るやり方で実現されている。抵抗器R1gと蓄積キャパシ
タC1gとで構成される直列分枝が、共通モードの極と増
幅器Ａの利得制御入力Ｇ′との間に挿入されている。ま
た例えば、スイッチモードで動作するトランジスタであ
るスイッチ20はその機能として、分路調整器が電流を導
く（トランジスタT1はカットオフしていない）場合に、
電流源SCを直列分枝（点Ｇ′）に接続させており、これ
は第３図の場合と同様に、遅延したやり方でキャパシタ
Ｃ′1gを充電して、最大利得に達することを可能にさせ
るのである。キャパシタＣ′1gを放電させ（点Ｇ′の電
圧を低下することにより増幅器Ａの利得を減少させる）
ために、しきい値装置が使用され、これは分路調整器の
しきい値より低い第２電圧しきい値を弁別する。増幅器
A2は、電位VREFに接続されている非反転入力と、抵抗器
Ｒ′１とＲ″１との中間点に接続されている反転入力
と、を持つ。
端子（これは図示されていない）の間に挿入されている
３個の直列な抵抗器Ｒ′1,R″1,R2を有する。増幅器A0
は、抵抗器Ｒ″１とR2との中間点に接続されたいる非反
転入力を持つ。この回路は更に、第３図に示すように設
けられているトランジスタT1、抵抗器RE、増幅器A1、電
流源SC、及びスイッチ20を含むが、しかしトランジスタ
T1のエミッタ電極は、増幅器A1の非反転入力に接続され
る。その上、利得制御電圧の蓄積及び利用は、全く異な
るやり方で実現されている。抵抗器R1gと蓄積キャパシ
タC1gとで構成される直列分枝が、共通モードの極と増
幅器Ａの利得制御入力Ｇ′との間に挿入されている。ま
た例えば、スイッチモードで動作するトランジスタであ
るスイッチ20はその機能として、分路調整器が電流を導
く（トランジスタT1はカットオフしていない）場合に、
電流源SCを直列分枝（点Ｇ′）に接続させており、これ
は第３図の場合と同様に、遅延したやり方でキャパシタ
Ｃ′1gを充電して、最大利得に達することを可能にさせ
るのである。キャパシタＣ′1gを放電させ（点Ｇ′の電
圧を低下することにより増幅器Ａの利得を減少させる）
ために、しきい値装置が使用され、これは分路調整器の
しきい値より低い第２電圧しきい値を弁別する。増幅器
A2は、電位VREFに接続されている非反転入力と、抵抗器
Ｒ′１とＲ″１との中間点に接続されている反転入力
と、を持つ。
増幅器A2の出力は、トランジスタT4のベース電極に接
続され、該トランジスタのコレクタ・エミッタ経路は点
Ｇ′と共通モードの極との間に配置される。抵抗器R2g
は、トランジスタT4のコレクタ電極と点Ｇ′の間に挿入
され、その値は、トランジスタT4が導通であるように命
令されているるときに、該トランジスタが飽和状態にな
ることを保証するよう選ばれる。
続され、該トランジスタのコレクタ・エミッタ経路は点
Ｇ′と共通モードの極との間に配置される。抵抗器R2g
は、トランジスタT4のコレクタ電極と点Ｇ′の間に挿入
され、その値は、トランジスタT4が導通であるように命
令されているるときに、該トランジスタが飽和状態にな
ることを保証するよう選ばれる。
分路調整器の動作を制御する第１しきい値V0は： という値を持つ。
蓄積キャパシタC1gの放電を制御する第２しきい値V1
は： という値を持つ。
は： という値を持つ。
従って以下の動作が得られる。もしVB＞V0ならば、ト
ランジスタT1は分路電流ISを導く。また、RE IS＞Ｖ″
REFに対しては、増幅器A1の出力はスイッチ20が閉じる
ことを制御する最大レベルを持つ。電流源SCはキャパシ
タC1gに充電する。もしキャパシタC1gが完全に十分充電
されると、増幅器Ａはその最大利得を持つ。もしVBがV1
とV0との間にあるならば、分路調整器はもはや電流を導
かず、スイッチ20は開放する。キャパシタC1gはその蓄
積値を保持する。キャパシタＣは短時間だけは補償する
ことができる。もし値VBが第２しきい値V1より下に降下
し続けるならば、トランジスタT4は開放状態に変わり、
キャパシタC1gは抵抗器R1gを（そして恐らくはR2gも）
通して放電される。抵抗器R1gを通る電圧降下は点Ｇ′
における電圧を変化させ、そして瞬時的に利得を変え
る。この放電時定数は非常に短く、それは利得が殆ど瞬
時に減少することを許容する。従って、トランジスタT4
はそのような電流を通過を許容するように設けられなけ
ればならない。こうしてラウドスピーカの電力消費は縮
小するので、VBは減少することを停止し、Cgを過度に放
電する必要もない。R1gの値は（そして恐らくはR2gの値
も）、C1gの端子の電圧が、単一の低振幅の限度超過（t
ransgression）を伴う蓄積すべき新しい値を、従って相
対的に短く（実際には約10ms）接続するように調整され
るのが好適である。他方、完全に又は部分的に放電され
たキャパシタC1gを再充電することは、VBが再びしきい
値V0に達しかつ分路調整器が有意な電流ISを導くまで起
こり得ない。こうしてキャパシタC1gは電流源SCにより
順次再充電され、利得は再び増大し始める。この再充電
は放電より更にゆっくりと実行され、かつ一度分路電流
ISが小さくなりすぎると中断できる。システムの安定度
はこのように非常に良好である。その上、キャパシタC
1gは最大電流が利用できるまで充電できない。Vcgに対
してプロットされた利得曲線は第4a図に示される。この
曲線は上昇傾向にある。
ランジスタT1は分路電流ISを導く。また、RE IS＞Ｖ″
REFに対しては、増幅器A1の出力はスイッチ20が閉じる
ことを制御する最大レベルを持つ。電流源SCはキャパシ
タC1gに充電する。もしキャパシタC1gが完全に十分充電
されると、増幅器Ａはその最大利得を持つ。もしVBがV1
とV0との間にあるならば、分路調整器はもはや電流を導
かず、スイッチ20は開放する。キャパシタC1gはその蓄
積値を保持する。キャパシタＣは短時間だけは補償する
ことができる。もし値VBが第２しきい値V1より下に降下
し続けるならば、トランジスタT4は開放状態に変わり、
キャパシタC1gは抵抗器R1gを（そして恐らくはR2gも）
通して放電される。抵抗器R1gを通る電圧降下は点Ｇ′
における電圧を変化させ、そして瞬時的に利得を変え
る。この放電時定数は非常に短く、それは利得が殆ど瞬
時に減少することを許容する。従って、トランジスタT4
はそのような電流を通過を許容するように設けられなけ
ればならない。こうしてラウドスピーカの電力消費は縮
小するので、VBは減少することを停止し、Cgを過度に放
電する必要もない。R1gの値は（そして恐らくはR2gの値
も）、C1gの端子の電圧が、単一の低振幅の限度超過（t
ransgression）を伴う蓄積すべき新しい値を、従って相
対的に短く（実際には約10ms）接続するように調整され
るのが好適である。他方、完全に又は部分的に放電され
たキャパシタC1gを再充電することは、VBが再びしきい
値V0に達しかつ分路調整器が有意な電流ISを導くまで起
こり得ない。こうしてキャパシタC1gは電流源SCにより
順次再充電され、利得は再び増大し始める。この再充電
は放電より更にゆっくりと実行され、かつ一度分路電流
ISが小さくなりすぎると中断できる。システムの安定度
はこのように非常に良好である。その上、キャパシタC
1gは最大電流が利用できるまで充電できない。Vcgに対
してプロットされた利得曲線は第4a図に示される。この
曲線は上昇傾向にある。
C1gの放電が急速であるから、V1として最小供給電圧
に近い値を選ぶことができ、それに対し増幅器Ａの動作
は正確である（僅かしか歪まない）。このことはまた同
様に、音声信号の極めて重要なピークのところに、急激
な利得降下が位置し、それは可聴ではない。という利点
を持つ。実際上は、急激な利得降下はかなり大きな歪み
を生じさせるが、しかしその繰り返し周波数が高くなる
までは、このタイプの歪みに耳は気が付かないものであ
る。
に近い値を選ぶことができ、それに対し増幅器Ａの動作
は正確である（僅かしか歪まない）。このことはまた同
様に、音声信号の極めて重要なピークのところに、急激
な利得降下が位置し、それは可聴ではない。という利点
を持つ。実際上は、急激な利得降下はかなり大きな歪み
を生じさせるが、しかしその繰り返し周波数が高くなる
までは、このタイプの歪みに耳は気が付かないものであ
る。
高い値のキャパシタを使用する必要は無い。
C1gの値を0.5μＦに選ぶことができ、また電流源の値
を１μＡに選ぶことができる。抵抗器R2gの存在は、そ
れがどんなものであるにしても、必要ならばトランジス
タT4を通る放電電流を制限することができ、また、妨害
が起こる度ごとに、最小利益になる経路を生じさせるキ
ャパシタC1gのあまり急激な放電を回避することができ
る。
を１μＡに選ぶことができる。抵抗器R2gの存在は、そ
れがどんなものであるにしても、必要ならばトランジス
タT4を通る放電電流を制限することができ、また、妨害
が起こる度ごとに、最小利益になる経路を生じさせるキ
ャパシタC1gのあまり急激な放電を回避することができ
る。
一例として、R1g＝3.6kΩ、R2g＝０Ωとすることがで
きる。実際には、V0とV1との間の差は、電圧V0が3.5V程
度のときに数百mV程度であろう。
きる。実際には、V0とV1との間の差は、電圧V0が3.5V程
度のときに数百mV程度であろう。
第５図は、この方法による変動とは無関係になる１つ
の好適な実施例に対応するものである。RE ISとＶ′
REFとを比較する代わりに、ISと基準電流IREFとを比較
する（乗算係数を別にして）。これを達成するために、
基準電流源IREFは電源電圧源と増幅器A1と反転入力との
間に接続され、また、ダイオードとして設けられたトラ
ンジスタT11（npnトランジスタのコレクタ電極とベース
電極とを短絡したもの）が増幅器A1の反転入力と、同じ
タイプのトランジスタT1のエミッタ電極との間に挿入さ
れる。増幅器A1の非反転入力はトランジスタT1のベース
電極に接続される。
の好適な実施例に対応するものである。RE ISとＶ′
REFとを比較する代わりに、ISと基準電流IREFとを比較
する（乗算係数を別にして）。これを達成するために、
基準電流源IREFは電源電圧源と増幅器A1と反転入力との
間に接続され、また、ダイオードとして設けられたトラ
ンジスタT11（npnトランジスタのコレクタ電極とベース
電極とを短絡したもの）が増幅器A1の反転入力と、同じ
タイプのトランジスタT1のエミッタ電極との間に挿入さ
れる。増幅器A1の非反転入力はトランジスタT1のベース
電極に接続される。
従って増幅器A1は比較器として作用し、またｒをトラ
ンジスタT1とトランジスタT11とのエミッタ表面の間の
比であるとするとき IS＜r IREF を測定するものである。
ンジスタT1とトランジスタT11とのエミッタ表面の間の
比であるとするとき IS＜r IREF を測定するものである。
付加的な利点として、REは測定に干渉しない、という
ことがあり、その値は電圧VBの制御ループの安定度を最
適とするように選ぶことができよう。更に、Ｖ′REFとR
Eとを相互に関係させて決定することがもっと困難な方
法に対比して、ｒとIREFとが相互に対しごく僅かしか変
動しない、ということが比較的容易に達成される。
ことがあり、その値は電圧VBの制御ループの安定度を最
適とするように選ぶことができよう。更に、Ｖ′REFとR
Eとを相互に関係させて決定することがもっと困難な方
法に対比して、ｒとIREFとが相互に対しごく僅かしか変
動しない、ということが比較的容易に達成される。
第１図は、供給電圧が分路調整器により制御される増幅
された聴話回路を含むところの、従来の技術による加入
者端末装置を示す図であり、 第２図は、上述の欧州特許第189,711号による増幅され
た聴話用ラウドスピーカの利得制御回路を示す図であ
り、 第３図は、THOMSON−CSFによる回路TEA8531回路による
利得制御回路を示す図であり、 第3a図は、第３図の回路の電圧に対する利得のカーブを
プロットしたグラフを示す図であり、 第４図は、本発明による回路を示す図であり、 第4a図は、第３図の回路の電圧に対する利得のカーブを
プロットしたグラフを示す図であり、 第５図は本発明の好適な一実施例を示す図である。 〔符号の説明〕 １……ラウドスピーカ 10……増幅された聴話回路 20……スイッチ A,A0,A1,A2,CAG……増幅器 C,Cg,C1g……キャパシタ D1……ダイオード R1,R2,RB,RE,Rg,R1g,R2g……抵抗器 SC……電流源 T1,T2T3,T4,T11……トランジスタ
された聴話回路を含むところの、従来の技術による加入
者端末装置を示す図であり、 第２図は、上述の欧州特許第189,711号による増幅され
た聴話用ラウドスピーカの利得制御回路を示す図であ
り、 第３図は、THOMSON−CSFによる回路TEA8531回路による
利得制御回路を示す図であり、 第3a図は、第３図の回路の電圧に対する利得のカーブを
プロットしたグラフを示す図であり、 第４図は、本発明による回路を示す図であり、 第4a図は、第３図の回路の電圧に対する利得のカーブを
プロットしたグラフを示す図であり、 第５図は本発明の好適な一実施例を示す図である。 〔符号の説明〕 １……ラウドスピーカ 10……増幅された聴話回路 20……スイッチ A,A0,A1,A2,CAG……増幅器 C,Cg,C1g……キャパシタ D1……ダイオード R1,R2,RB,RE,Rg,R1g,R2g……抵抗器 SC……電流源 T1,T2T3,T4,T11……トランジスタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04M 1/60 H04M 1/00
Claims (10)
- 【請求項１】聴話デバイスに接続される出力を持つ増幅
器の供給電圧を、第１の基準値になるよう規制するため
の分路調整器を有し、上記増幅器の利得に少なくとも上
記分路調整器を通過する電流の関数として影響を与える
ための制御電圧を生成し、且つ利得制御電圧を蓄積する
ための蓄積デバイスを含むところの制御デバイスを有す
る回路である増幅された聴話を制御する回路において、
上記制御デバイスは、 上記分路調整器を通過する電流が予め定められたしきい
値を超えるときには、蓄積される上記利得制御電圧を、
第１変動則に従って、利得の増加する方向である第１の
方向に変動させるための手段であり、且つ、上記分路調
整器を通過する電流が上記予め定められたしきい値を超
えないときには、上記行動を中断させるための手段であ
るところの第１手段と、 上記増幅器の供給端子で利用可能な供給電圧が、上記第
１の基準値を下回る第２の基準値より更に下に落ち込む
ときには、蓄積される上記利得制御電圧を、第１変動則
より速い第２変動則に従って、上記第１の方向とは反対
の第２の方向に変動させるための第２手段と、 を有することを特徴とする増幅された聴話の制御回路。 - 【請求項２】請求項１に記載の増幅された聴話の制御回
路において、上記第２の基準値は、上記増幅器の正しい
動作に合致する最少供給電圧の近傍に位置することを特
徴とする増幅された聴話の制御回路。 - 【請求項３】請求項１に記載の増幅された聴話の制御回
路において、上記蓄積デバイスは、蓄積キャパシタに直
列に接続されている抵抗器を含む直列分枝を有し、該直
列分枝の一方の端すなわち第１の端は、共通モードの極
に接続され、また、蓄積される上記利得制御電圧を送り
込むところの、上記直列分枝のもう一方の端すなわち第
２の端は、上記増幅器の利得制御端子に接続されること
を特徴とする増幅された聴話の制御回路。 - 【請求項４】請求項３に記載の増幅された聴話の制御回
路において、上記増幅器の利得制御端子は、利得が制御
電圧の増加関数となるように配置されていることを特徴
とする増幅された聴話の制御回路。 - 【請求項５】請求項４に記載の増幅された聴話の制御回
路において、上記第１手段は、所定の強さの電流源を有
し、また、電流が分路調整器を通過するときにのみ、上
記電流源による上記蓄積キャパシタへの充電を制御する
ための第１切替えデバイスを含むことを特徴とする増幅
された聴話の制御回路。 - 【請求項６】請求項５に記載の増幅された聴話の制御回
路において、上記第２手段は、上記第２変動則に従っ
て、上記蓄積キャパシタの遅延させられた放電を制御す
るための、第２切替えデバイスを有することを特徴とす
る増幅された聴話の制御回路。 - 【請求項７】請求項６に記載の増幅された聴話の制御回
路において、上記第１切替えデバイス及び第２切替えデ
バイスはそれぞれ、第１しきい値回路及び第２しきい値
回路を持ち、それらのしきい値回路の各々は、上記増幅
された聴話の制御回路の供給端子に直列に接続されてい
る３個の抵抗器のグループのうちの２個の抵抗器の中間
点に接続されていることを特徴とする増幅された聴話の
制御回路。 - 【請求項８】請求項６に記載の増幅された聴話の制御回
路において、上記第２切替えデバイスは、上記遅延させ
られた放電を制御するための切替えトランジスタを有
し、該切替えトランジスタのコレクタ・エミッタ経路
は、上記直列分枝の第２の端と上記共通モードの極との
間に設けられることを特徴とする増幅された聴話の制御
回路。 - 【請求項９】請求項８に記載の増幅された聴話の制御回
路において、上記利得制御端子と上記切替ええトランジ
スタとの間に直列に接続され、また上記蓄積キャパシタ
の遅延させられた放電の間は、上記切替えトランジスタ
が飽和したレベルを維持するように選ばれた値を持つと
ころの５番目の抵抗器を更に含むことを特徴とする増幅
された聴話の制御回路。 - 【請求項１０】請求項８に記載の増幅された聴話の制御
回路において、上記第１手段は、分路調整器を通過する
電流と基準電流とを比較する電流比較器を含むことを特
徴とする増幅された聴話の制御回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8904407 | 1989-04-04 | ||
| FR8904407A FR2645381B1 (fr) | 1989-04-04 | 1989-04-04 | Circuit de commande d'ecoute amplifiee |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02288649A JPH02288649A (ja) | 1990-11-28 |
| JP2996686B2 true JP2996686B2 (ja) | 2000-01-11 |
Family
ID=9380366
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2088425A Expired - Fee Related JP2996686B2 (ja) | 1989-04-04 | 1990-04-04 | 増幅された聴話の制御回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
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| EP (1) | EP0391469B1 (ja) |
| JP (1) | JP2996686B2 (ja) |
| DE (1) | DE69010245T2 (ja) |
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Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| CN103677045B (zh) * | 2013-11-28 | 2015-04-15 | 成都位时通科技有限公司 | 电压调节电路 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB8317706D0 (en) * | 1983-06-29 | 1983-08-03 | Standard Telephones Cables Ltd | Telephone subsets |
| DE3402285A1 (de) * | 1984-01-24 | 1985-08-01 | Hagenuk GmbH, 2300 Kiel | Schaltungsanordnung zur verstaerkungsregelung eines lauthoerverstaerkers |
| FR2575625B1 (fr) * | 1984-12-27 | 1987-01-30 | Thomson Csf | Poste telephonique d'abonne a haut-parleur d'ecoute amplifiee avec reduction de gain en cas d'alimentation insuffisante |
| GB8523181D0 (en) * | 1985-09-19 | 1985-10-23 | Plessey Co Plc | Telephone instruments |
| FR2601538A1 (fr) * | 1986-07-09 | 1988-01-15 | Radiotechnique Compelec | Poste telephonique dont plusieurs fonctions electroniques sont alimentees par le courant de ligne et notamment la fonction d'ecoute amplifiee par haut-parleur |
| KR900001507B1 (ko) * | 1987-03-02 | 1990-03-12 | 삼성반도체통신 주식회사 | 자동이득 조절시스템 |
-
1989
- 1989-04-04 FR FR8904407A patent/FR2645381B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1990
- 1990-03-29 EP EP90200748A patent/EP0391469B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1990-03-29 DE DE69010245T patent/DE69010245T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1990-04-04 US US07/505,212 patent/US5075637A/en not_active Expired - Lifetime
- 1990-04-04 JP JP2088425A patent/JP2996686B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0391469A1 (fr) | 1990-10-10 |
| DE69010245D1 (de) | 1994-08-04 |
| FR2645381B1 (fr) | 1991-05-31 |
| FR2645381A1 (fr) | 1990-10-05 |
| US5075637A (en) | 1991-12-24 |
| DE69010245T2 (de) | 1995-01-19 |
| EP0391469B1 (fr) | 1994-06-29 |
| JPH02288649A (ja) | 1990-11-28 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |