DE2850736B1 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhaengigen Steuergleichspannung - Google Patents
Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhaengigen SteuergleichspannungInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung
abhängigen Steuergleichspannung, wie sie im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 wiedergegeben ist.
Solche Schaltungsanordnungen sind in den eigenen nicht vorveröffentlichten Patentanmeldungen
P 28 30 784.8 und P 28 30 786.0 beschrieben. Es ist möglich, diese Schaltungsanordnungen als Steuerspannungserzeuger
bei einem Kompander-System zu verwenden, wie es z.B. in der DE-PS 24 06 258 beschrieben ist. Bei der Kompander-Schaltung wird
dem Eingang des Steuerspannungserzeugers bei Kornpression das Wechselspannungs-Ausgangssignal und
bei Expansion das Wechselspannungs-Eingangssignal eines elektronisch in seiner Verstärkung steuerbaren
und im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers über einen weiteren elektronisch steuerbaren Verstärker zugeführt.
Das Gleichspannungs-Ausgangssignal des Steuerspannungserzeugers wird sowohl dem Steuereingang
des im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers als auch dem Steuereingang des weiteren Verstärkers zugeführt.
Der Steuerspannungserzeuger wirkt dabei so, daß er beim Überschreiten eines Schwellwertes durch die dem
Eingang des Steuerspannungserzeugers zugeführte Wechselspannung eine betragsmäßig sich schnell
ändernde Gleichspannung erzeugt, die die Verstärkung des im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers so weit
verändert, bis die Wechselspannung am Eingang des Steuerspannungserzeugers wieder unter den erwähnten
Schwellwert gesunken ist.
Eine schnelle Änderung des Übertragungsmaßes der im Nutzsignalweg liegenden Verstärker ist besonders
dann wichtig, wenn sich der Pegel des Nutzsignals sprungartig in großen Bereichen ändert. Sonst besteht
bei einem Pegelsprung von einem kleinen zu einem großen Wert die Gefahr des Überschwingens des
Kompressorausgangssignals und damit der Übersteuerung des Übertragungskanals. Bei einem Pegelsprung in
umgekehrter Richtung würden am Ausgang des Expanders in der Übergangszeit der Nachregelung
Rauschsignale hörbar werden, die noch bei vorhandenem Nutzsignal verdeckt wurden. Um ein komplementäres
Verhalten von Kompressor und Expander zu erzielen, sollten zweckmäßig die für die Arbeitsweise
des Kompressors und des Expanders spezifischen Merkmale bei Kompressor und Expander in gleicher
Weise berücksichtigt werden.
Der Steuerspannungserzeuger zur Steuerung des Übertragungsmaßes der im Nutzsignalweg liegenden
Verstärker muß daher eine Steuergleichspannung liefern, die dem jeweiligen Pegel des Nutzsignals schnell
angepaßt wird. Voraussetzung ist dafür eine bei großen Pegelsprüngen wirksame kurze Umladezeitkonstante
am Ladekondensator des Steuerspannungserzeugers. Im stationären Zustand oder bei langsamen Pegeländerungen
soll die Umladezeitkonstante jedoch groß sein, damit die Steuergleichspannung nicht im Takte der
Nutzsignalfrequenz schwankt. Ein solches Verhalten hätte einen hohen Klirrfaktor zur Folge.
Es wird in diesem Zusammenhang der allgemeine Ausdruck Umladung verwendet, da die obigen Überlegungen
sowohl für Schaltungen gültig sind, bei denen der Ladekondensator mit zunehmender Wechselspannungsamplitude
geladen wird, als auch für solche, bei denen er entladen wird.
Es ergibt sich, daß bei der Bemessung der Umladezeitkonstanten des Ladekondensators mehrere
sich widersprechende Forderungen erfüllt werden müssen. Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe
besteht deshalb darin, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, die die Umladezeitkonstanten unter Berücksichtigung
einer großen Überschwingsicherheit, eines kleinen Klirrfaktors und des physiologischen Verdekkungseffektes
von Rauschsignalen durch starke Nutzsignale steuert. Diese Aufgabe wird bei einer Schaltung
nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 durch die im Kennzeichen angegebenen Merkmale gelöst
Weiterbildungen und vorteilhafte Ausführungsformen sind in den Unteransprüchen wiedergegeben.
Der Vorteil der Erfindung besteht darin, daß die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes im Hinblick
auf eine kurze Dauer von unverdecktem Rauschen bei Einhaltung des zulässigen Klirrfaktors steuerbar ist.
Mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird das Verhalten des Steuerspannungserzeugers bei
einem Rückgang der Wechselspannungsamplitude verbessert.
Bei einem langsamen Abfall der Wechselspannungs- r,
amplitude erfolgt ein langsames Umladen des Ladekondensators. Der Beginn dieser Umladung setzt in dem
Moment ein, in dem der Momentanwert der Wechselspannungsamplitude einen bestimmten Schwellwert
unterschreitet Die Zeitkonstante dieser langsamen Umladung ist so bemessen, daß bei der niedrigsten
Signalfrequenz der maximal zulässige Klirrfaktor gerade erreicht wird.
Bei einem schnellen Abfall der Wechselspannung erweist sich die große Umladezeitkonstante als störend,
da z. B. beim Expander das Übertragungsmaß nicht schnell genug vermindert wird, so daß Störgeräusche
der Übertragungsstrecke, die vorher vom starken Nutzsignal verdeckt waren, nun hörbar werden. In dem
Fall einer schnellen Abnahme der Wechselspannungsamplitude ist daher eine kurze Umladezeit und damit
eine kleine Umladezeitkonstante für den Steuerspannungserzeuger erforderlich. Mit Rücksicht auf eine
unverzerrte Wiedergabe des letzten Schwingungszuges des starken Nutzsignals darf aber die Umschaltung auf
die kleine Zeitkonstante erst dann erfolgen, wenn der letzte Schwingungszug beendet ist Da die längste
Schwingungsdauer bei der niedrigsten Signalfrequenz auftritt, muß die Verzögerungszeit für die Umschaltung
von der großen auf die kleine Zeitkonstante nach der niedrigsten Signalfrequenz bemessen werden. Wenn vor
Ablauf dieser Verzögerungszeit die Nutzsignalamplitude auf einen kleinen Wert zurückgeht, ist am Ausgang
des Expanders zwar unverdecktes Rauschen nachweisbar; das menschliche Gehör benötigt aber eine gewisse J5
Zeit, um sich von einem lauten Schalleindruck auf einen leisen umzustellen. Das unverdeckte Rauschen wird
daher nicht wahrgenommen, wenn die Verzögerungszeit für die Umschaltung der Zeitkonstante kürzer
gewählt wird, als die physiologische Anpaßzeit des menschlichen Gehörs beträgt
Die bisherigen Ausführungen betrafen die Betriebsfälle, in denen ein Nutzsignal schon eine längere Zeit
vorhanden war, bis die Amplitude zurückging. Es gibt jedoch auch Schallereignisse, bei denen die Amplitude
kurzzeitig ansteigt und gleich darauf zurückgeht (z. B. Knall, Anschlag einer Klaviersaite). In diesem Fall spielt
die Anpaßzeit des menschlichen Gehörs für einen Wechsel von leisen auf laute Geräusche eine Rolle. Die
Empfindlichkeit für leise Geräusche wird durch einen sehr kurzen lauten Schalleindruck noch nicht aufgehoben.
Dies kann dazu führen, daß innerhalb der oben behandelten Verzögerungszeit nach Ende des kurzen
Nutzsignals Störgeräusche am Ausgang des auf ein großes Übertragungsmaß gesteuerten Expanders hörbar
werden. Gemäß der Erfindung wird daher bei sehr kurzen Nutzsignalen die nach der niedrigsten Signalfrequenz
bemessene Verzögerungszeit verkürzt oder zu Null gesteuert Die Verkürzung der Verzögerungszeit
ist im Hinblick auf den maximalen Klirrfaktor zulässig, da sehr kurze Nutzsignale keine niederfrequenten
Spektralanteile aufweisen können, die bei der Bemessung der Verzögerungszeit zu berücksichtigen wären.
Die Erfindung wird nun an Hand mehrerer Ausführungsbeispiele, die in der Zeichnung dargestellt sind,
erläutert
F i g. 1 zeigt eine einfache Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung;
Fig.2 zeigt ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform;
F i g. 3 zeigt ein Blockschaltbild einer dritten Ausführungsform.
Alle Schaltungsanordnungen eignen sich als Steuerspannungserzeuger
für solche Kompandersysteme, die dem Steuerspannungserzeuger im stationären Zustand
ein Wechselspannungssignal mit konstanter Dynamik zuführen und nur bei eingangsseitigen Amplitudensprüngen
eine kurzzeitige Amplitudenänderung hervorrufen, die aber dann durch den Regelkreis auf den
stationären Wert zurückgeführt wird. Die dargestellten Schaltungen sind beispielsweise als Steuerspannungserzeuger
einsetzbar für die mit 5 bezeichneten Funktionsblöcke der in F i g. 1 und 2 der eingangs genannten
DE-PS 24 06 258 dargestellten Schaltung.
Bei der in F i g. 1 dargestellten erfindungsgemäßen Schaltung wird die Wechselspannung einer Komparatorschaltung
3 über eine Eingangsklemme 1 zugeführt. Die Komparatorschaltung 3 ist ausgangsseitig mit einer
Stromspiegelschaltung 6 verbunden, die einerseits zur Umladung eines Ladekondensators 7 dient und damit
einen ersten Stromkreis darstellt und die andererseits zur Ansteuerung eines Verzögerungsgliedes 9 dient
Das Verzögerungsglied 9 steuert über einen Inverter IO einen zweiten Stromkreis 8, dessen Leitwert veränderbar
ist Die am Ladekondensator 7 anstehende Spannung ist als Steuerspannung an einer Ausgangsklemme
2 abgreifbar.
Die Komparatorschaltung 3 besitzt Komparatoren für die positive und die negative Halbwelle der
Eingangswechselspannung mit Referenzspannungen. Die Komparatoren für die positive und die negative
Halbwelle bestehen aus gleichartig aufgebauten Differenzverstärkern, die jeweils mit einer Stromquelle
zusammenwirken. Der Komparator für die positive Halbwelle besteht aus zwei Transistoren 14 und 15, zwei
Emitterwiderständen 12 und 13 im Zusammenwirken mit einer Stromquelle 11. Der Komparator für die
negative Halbwelle besteht aus zwei Transistoren 19 und 20, zwei Emitterwiderständen 17 und 18 im
Zusammenwirken mit einer Stromquelle 16. Die Emitter der Transistoren jeden Komparators sind über die
Emitterwiderstände 12, 13 bzw. 17, 18 zu einem Verbindungspunkt mit der jeweiligen Stromquelle 11
bzw. 16 geführt Die Wechselspannungssignale werden über die Eingangsklemme 1 den Basen der ersten
Transistoren 14, 19 zugeführt. Die Basis des zweiten Transistors 15 des Komparators für die positive
Halbwelle ist über eine Eingangsklemme 4 mit einer positiven Referenzspannungsquelle verbunden, während
die Basis des zweiten Transistors 20 des Komparators für die negative Halbwelle mit einer
Eingangsklemme 5 für die negative Referenzspannung verbunden ist. Bei dem Komparator für die positive
Halbwelle ist der Kollektor des ersten Transistors 14, bei dem Komparator für die negative Halbwelle ist der
Kollektor des zweiten Transistors 20 mit einer Bezugsspannung (— U) verbunden. Die Kollektoren der
anderen beiden Transistoren 15,19 sind untereinander und mit einem Eingang 21 einer Stromspiegelschaltung
6 aus den Transistoren 24, 25 und 26 verbunden. Die Basisanschlüsse der Transistoren 24 und 26 werden als
Steuereingänge 22 und 23 bezeichnet. Die Basen der Transistoren 24, 25, 26 und der Kollektor des
Transistors 25 sind mit dem Steuereingang 21 der Stromspiegelschaltung 6 verbunden. Die Emitter der
Transistoren 24, 25 und 26 sind untereinander
verbunden und an eine Bezugsspannung (— U) geführt.
Der Kollektor des Transistors 26 ist mit dem Ladekondensator 7 verbunden. Der Transistor 26 dient
als elektronisch steuerbarer erster Stromkreis für diesen Ladekondensator. Der andere Anschluß des Ladekondensators
7 ist an eine Bezugsspannung (Masse) gelegt. Zur Umladung des Ladekondensators 7 in umgekehrter
Richtung dient ein zweiter elektronisch steuerbarer Stromkreis 8, der mit dem einen Anschluß an den
gemeinsamen Verbindungspunkt des Ladekondensators 7, des Kollektors des Transistors 26 und der
Ausgangsklemme 2 gelegt ist und dessen anderer Anschluß mit einer Bezugsspannung (+L^ verbunden
ist- Der elektronisch steuerbare zweite Stromkreis 8 ist
aus zwei einzelnen, parallelgeschalteten Strompfaden mit einem Widerstand 31 und der Serienschaltung eines
Widerstandes 28 und eines Schalters 30 aufgebaut. Außerdem ist der vom Ladekondensator 7 entfernt
liegende Anschluß des Widerstandes 28 mit einem weiteren Kondensator 29 verbunden, dessen anderer
Anschluß an Masse liegt.
- Zur Steuerung des elektronisch steuerbaren zweiten
Stromkreises 8, insbesondere des Schalters 30, dient ein Steuerteil aus dem Transistor 24, einer Verzögerungsschaltung 9 und eines Inverters 10. Der Kollektor des
Transistors 24 ist dabei mit einem Steuereingang der Verzögerungsschaltung 9 verbunden. Ein Ausgang der
Verzögerungsschaltung 9 ist über den Inverter IO mit einem Steuereingang des elektronisch steuerbaren
zweiten Stromkreises 8 verbunden. Die Verzögerungsschaltung 9 ist vorteilhaft als stromgesteuerte nachtriggerbare
monostabile Kippstufe ausgebildet.
Die Kdmparatoren der Schaltung 3 arbeiten in der Weise, daß die Transistoren 15 bzw. 19 einen Strom
liefern, sobald der Momentanwert der Eingangswechselspannung Unfden Wert der positiven Referenzspannung
abzüglich des maximalen Spannungsabfalls am Emitterwiderstand 12 (URer\ — Iu · Rn) überschreitet
oder wenn der Momentanwert die negative Referenzspannung zuzüglich des maximalen Spannungsabfalls
am Emitterwiderstand 18 ( — URen+he · #34) unterschreitet.
Der von den Transistoren 15 bzw. 19 gelieferte Strom wird in den Eingang 21 der Stromspiegelschaltung
6 eingespeist. Eine solche in der IC-Technik übliche Schaltung dient dazu, mit einem Steuerstrom ein oder
mehrere weitere Ströme im Verhältnis 1 :1 zu steuern. Die gesteuerten Ströme stellen von der Größe her ein
genaues Abbild des Steuerstromes dar. Im vorliegenden Fall fließt in den jeweiligen Kollektor der Transistoren
24 und 26 der gleiche Strom, der in den Steuereingang 21 der Stromspiegelschaltung 6 eingespeist wird.
Dadurch ist es möglich, mit dem Steuerstrom aus den Kollektoren der Transistoren 15 und 19 sowohl den
Ladestrom für den Ladekondensator 7 über den Transistor 26 zu steuern als auch die Verzögerungsschaltung 9 über den Transistor 24 anzusteuern.
Die obengenannten Angaben für den Momentanwert der Eingangswechselspannung stellen die Schwellwerte
dar, bei denen der erste Stromkreis leitend wird. Im stationären Zustand werden diese Schwellwerte von
den Spitzen der Momentanwerte der Eingangswechselspannung gerade überschritten. Der periodisch in dem
ersten Stromkreis fließende Strom kompensiert dann gerade den Strom im auf geringste Leitfähigkeit
eingestellten zweiten Stromkreis, so daß am Ladekondensator 7 eine konstante Steuerspannung Us1 abgreifbar
ist.
Bei einem plötzlichen Pegelanstieg werden die durch die Referenzspannungen vorgegebenen Schwellwerte
erheblich überschritten. Als Wirkungsfolge gelangt an den Steuereingang 21 ein erhöhter Steuerstrom, worauf
der Ladestrompfad mit dem Transistor 26 einen erhöhten Ladestrom liefert. Die Schaltung ist vorzugsweise
so bemessen, daß ein zu dem Verhältnis aus dem Momentanwert der Eingangswechselspannung und den
obengenannten Schwellwerten proportionaler Ladestrom fließt.
In der geschilderten Weise wird so die Ladespannung am Ladekondensator 7, die unmittelbar das Übertragungsmaß
der steuerbaren Verstärker bestimmt, dem erhöhten Wechselspannungspegel durch Variieren der
Ladezeitkonstante angepaßt. Ein starkes Überschwin-
gen, das ein Übersteuern des in seinem Dynamikumfang eingeschränkten Übertragungskanals zur Folge haben
könnte, wird vermieden.
Da als Steuerparameter unter anderem die Amplitudensprünge der Wechselspannung dienen, läßt sich eine
schnelle Zuordnung zwischen dem Übertragungsmaß der Verstärker und dem Nutzsignalpegel über einen
großen Pegelbereich mit guter Genauigkeit erzielen.
Über die dem Steuereingang 21 zugeführten Signale wird auch mittels des Transistors 24 die Verzögerungsstufe
9, die vorteilhaft als stromgesteuerte nachtriggerbare monostabile Kippstufe ausgeführt ist, angesteuert.
Wenn der Steuerstrom, der in den Eingang der Verzögerungsschaltung 9 fließt, eine vorgegebene
Schwelle überschreitet, kippt die Verzögerungsschaltung9 in einen instabilen Zustand. Das durch den
Inverter 10 invertierte Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 9 bewirkt, daß der Schalter 30 geöffnet
ist und somit der Parallelzweig des zweiten Stromkreises keinen Beitrag zur Leitfähigkeit liefert.
Für den Fall, daß die Momentanwerte der Eingangswechselspannung
Unf die obengenannten Schwellwerte nicht mehr erreichen, behält die Verzögerungsschaltung
9 ihren instabilen Zustand noch für eine vorbestimmte Verzögerungszeit bei. Nach Ablauf dieser
Verzögerungszeit wird der Schalter 30 geschlossen und der Leitwert des zweiten Stromkreises 8 wird durch das
Einschalten des Parallelzweiges erhöht. In der dargestellten Ausführungsform wird der Stromkreis 8 vorteilhaft
zwischen zwei Leitwerten umgeschaltet. Mit dieser Schaltung werden zwei Umladezeitkonstanten für den
Ladekondensator 7 realisiert. An Stelle des Stromkreises 8 sind auch Schaltungen mit einem Transistor, der
unterschiedlich angesteuert wird, denkbar. Durch das Verhalten der in dem Steuerzweig des zweiten
Stromkreises angeordneten Verzögerungsschaltung wird erreicht, daß nach einem schnellen Absinken der
Eingangswechselspannung das Abklingen des Nutzsignals nicht durch eine ebenso schnelle Änderung des
Übertragungsmaßes verfälscht werden kann. Andererseits wird aber nach Ablauf der Verzögerungszeit das
Übertragungsmaß der steuerbaren Verstärker so rechtzeitig geändert, daß ein störendes Rauschen nicht
bemerkt werden kann.
Ein anderes Verhalten zeigt die Schaltung, wenn nach einem zurückgehenden Nutzsignal oder nach dem
Betriebsfall ohne Ansteuerung die Wechselspannungsamplitude plötzlich ansteigt und gleich darauf wieder
abfällt. Vor Eintritt dieses Signalereignisses ist der Stromkreise durch Schließen des Schalters 30 auf
größte Leitfähigkeit gesteuert. Da der eine Anschluß des Stromkreises 8 mit der Spannung + U verbunden
ist, weist der Kondensator 29 zwischen dem Widerstand 28 und Masse ebenfalls die Ladung .+ U auf. Ein
plötzliches Ansteigen des Wechselspannungssignals hat zur Folge, daß das Verzögerungsglied in den instabilen
Zustand kippt, und daß durch das Ausgangssignal über den Inverter 10 der Schalter 30 geöffnet wird. Wenn
kurz darauf der Wechselspannungspegel wieder unter die durch die Referenzspannungen vorgegebenen
Schwellwerte sinkt, erhält zwar der Steuereingang der Verzögerungsschaltung 9 keine weiteren Triggerimpulse,
für die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes bleibt aber der Schalter 30 geöffnet. In diesem Fall trägt
die vom Kondensator 29 gespeicherte Ladung zur Vergrößerung des Leitwertes des zweiten Stromkreises
8 bei und überbrückt damit die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 9. Die Ladung des Kondensators
29 fließt nach öffnen des Schalters 30 über den Widerstand 28 ab. Je größer jedoch die Differenz
zwischen dem Anstiegszeitpunkt und den Abfallzeitpunkt der Wechselspannungsamplitude ist, um so
geringer wird die Wirkung des Kondensators 29. Mit zunehmender Zeitdifferenz zwischen Anstieg und
Abfall der Wechselspannungsamplitude vergrößert sich daher die effektive Zeit zur Umschaltung des Steuerspannungserzeugers
von der großen auf die kleine Zeitkonstante, bis der Maximalwert in der Größe der
Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 9 erreicht wird.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel ist in Fig.2 dargestellt. Die entsprechenden Baugruppen sind mit
den gleichen Bezugsziffern versehen wie in F i g. 1. Der Komparator 3 und die Stromspiegelschaltung 6 sind nur jo
als Blöcke dargestellt Zusätzlich zu der Schaltung in F i g. 1 enthält die Schaltung in F i g. 2 einen weiteren
Komparator 32, der z. B. ebenso aufgebaut sein kann, wie der Komparator 3. Der Unterschied gegenüber dem
Komparator 3 besteht lediglich darin, daß Eingangsklemmen 33 und 34 an Referenzspannungen L/«eß und
-URen liegen, die betragsmäßig größer sind, als die
entsprechenden Referenzspannungen £/«en und — Uneß.
Der Ausgang des Komparators 32 vermag den Schalter
30 zu steuern, wobei er mit dem anderen Steuerzweig aus dem Stromspiegel 6, der Verzögerungsschaltung 9
und dem Inverter 10 über ein ODER-Verknüpfungsglied 35 mit dem Steuereingang des Schalters 30 verbunden
ist. Wenn der Komparator 32 so aufgebaut ist wie der Komparator 3, ist sein Ausgangswert ein Strom. Es ist
dann erforderlich, daß der zweite Eingang des ODER-Verknüpfungsgliedes 35 stromempfindlich ist
oder daß ein Strom-Spannungs-Wandler zwischengeschaltet ist.
Die beschriebene Zusatzschaltung 32, 35 dient dazu, die effektive Verzögerungszeit zum Umschalten von
der langen auf die kurze Zeitkonstante nach einem kurzen Nutzsignal zu steuern. Beim plötzlichen Anstieg
eines Nutzsignals führt die erste Halbwelle zu einem Überschwingen. Ein Überschwingen ist grundsätzlich
unvermeidbar, da der Steuerspannungserzeuger eine gewisse Regelabweichung benötigt, um reagieren zu
können. Dieser Spitzenwert der Eingangswechselspannung bewirkt, daß der Komparator 32 beim Überschreiten
der Referenzspannungen Urcb bzw. — UReR seinen
Ausgangszustand ändert und über das ODER-Verknüpfungsglied 35 den Schalter 30 kurzzeitig schließt Über
den geschlossenen Schalter 30 wird dann der Kondensator 29 auf die Spannung + U aufgeladen. Infolge der
kleinen Einschwingzeit durch Umladen des Ladekondensators 7 über die Stromspiegelschaltung 6 sinkt die
Spannung am Komparator 32 sofort wieder unter die genannten Referenzspannungen und der Schalter 30
öffnet, da er wegen der Haltezeit des Verzögerungsgliedes 9 durch dieses noch nicht »geschlossen« gesteuert
ist Nun ist aber der Kondensator 29 geladen und wirkt wie vorher beschrieben; d. h, der Stromkreis 8 liefert für
eine gewisse Zeit einen höheren Strom. Wenn kurz darauf die Wechselspannungsamplitude wieder stark
zurückgeht, überbrückt die vom Kondensator 29 abfließende Ladung die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes
9. Auch in diesem Fall verlängert sich die effektive Verzögerungszeit in Abhängigkeit von der
Dauer des Nutzsignals. Die Schaltung nach F i g. 2 hat den Vorteil, daß sie bei jedem plötzlichen Ansteigen der
Wechselspannungsamplitude reagiert, und die Schaltung damit unabhängig von dem Zustand des Steuerspannungserzeugers
vor Eintritt des Signalereignisses wird; also auch dann, wenn vor dem Ereignis der
Schalter 30 durch die Signale des Verzögerungsgliedes 9 und des Inverters 10 schon geöffnet war. Die
Referenzspannungen Urcb und — Urch sind vorzugsweise
so bemessen, daß die Aufladung des Kondensators 29 nur bei Pegelsprüngen an der Klemme 1 von mehr als
etwa 10 dB aufwärts erfolgt Dieses Kriterium für die Wahl der kleinen Umladezeitkonstante nach einem
plötzlichen Rückgang des Nutzsignals ist damit weitgehend an die physiologische Anpaßzeit des
menschlichen Gehörs von leisen auf laute Schallereignisse abgestimmt.
In F i g. 3 ist noch eine weitere Ausführungsform der Erfindung dargestellt Auch hier sind wieder diejenigen
Baugruppen, die denen aus F i g. 1 und 2 entsprechen, mit den gleichen Bezugszeichen versehen. An Stelle des
Komparators 32, der die Eingangswechselspannung bewertet, enthält die Schaltung nach Fig.3 ein
Differenzierglied mit einem Kondensator 36 und einem Widerstand 37, welches eine Ladezustandsänderung am
Ladekondensator bewertet. Parallel zu dem Widerstand 37 ist eine Diode 38 geschaltet, die dazu dient,
Spannungen, die von einer Zustandsänderung am Ladekondensator 7 in Richtung einer Abnahme der
Wechselspannung an der Klemme 1 herrühren, kurzzuschließen. Mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt des
Kondensators 36, des Widerstands 37, und der Diode 38 ist die Basis eines Transistors 39 verbunden. Dieser
Transistor steuert über das ODER-Verknüpfungsglied 35 den Schalter 30. Bei einer Ladungsänderung am
Ladekondensator 7, die durch eine Zunahme der Wechselspannung hervorgerufen wird, erfolgt über den
Kondensator 36 eine ebenso große Änderung der Spannung am Widerstand 37. Diese Spannung steuert
den Transistor 39 leitend, so daß über das ODER-Verknüpfungsglied 35 der Schalter 30 geschlossen wird, und
der Kondensator 29 geladen wird. In Abhängigkeit der Zeitkonstante des Differenziergliedes 36, 37 geht die
Spannung am Widerstand 37 zurück, so daß nach einer gewissen Zeit der Transistor 39 gesperrt wird. Der
Schalter 30 öffnet daraufhin. Bei einem plötzlichen Anstieg der Wechselspannung und einem kurz darauf
folgenden Rückgang arbeitet die Schaltung in gleicher Weise wie im Zusammenhang mit der F i g. 2 beschrieben.
Es ist auch möglich, den Kollektor des Transistors 39 über einen Widerstand 41 mit dem Ladekondensator 7
zu verbinden, wie in der F i g. 3 durch eine gestrichelte Linie angedeutet In diesem Fall könnten das ODER-Verknüpfungsglied
35 und der Kondensator 29 entfallen. Die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 39
und der Widerstand 41 ist dann dem Stromkreise parallel geschaltet. Kurz nach Ladungsänderung des
909 534/530
Ladekondensators 7 — verursacht durch ein Ansteigen der Wechselspannung — ist die Leitfähigkeit des
Transistors 39 auf einen Maximalwert gesteuert. Die Leitfähigkeit geht in Abhängigkeit der Zeitkonstante
des Differenziergliedes mit dem Kondensator 36 und dem Widerstand 37 zurück. Die Wirkung auf die
Umladezeitkonstante des Ladekondensators 7 ist somit die gleiche wie im Zusammenhang mit dem Kondensa-
10
tor 29 und dem Widerstand 28 erläutert.
Zwischen dem Kondensator 36 und dem Ladekondensator 7 kann auch ein Trennverstärker 40 vorgesehen
werden, damit das Differenzierglied 36,37 nicht den Wert der Zeitkonstante aus der Stromspiegelschaltung
6, dem Ladekondensator 7, dem Widerstand 28 und dem Kondensator 29 beeinflußt.
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
Claims (1)
- Patentansprüche:ϊ. Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhängigen Steuergleichspannung mit einem Ladekondensator, dessen Ladezustand über steuerbare Lade- und Entladestromkreise in Abhängigkeit der Wechselspannung in der Weise veränderbar ist, daß bei Zunahme der Wechselspannungsamplitude der Leitwert eines ι ο ersten Stromkreises erhöht wird und bei schneller Abnahme der Wechselspannungsamplitude der Leitwert eines zweiten Stromkreises erhöht wird, wobei im Steuerweg für den zweiten Stromkreis ein Verzögerungsglied angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Leitwert des zweiten Stromkreises (8) in Abhängigkeit der Zeitdifferenz zwischen einer Zunahme und einer schnellen Abnahme der Wechselspannungsamplitude steuerbar ist.2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Stromkreis (8) eine Pufferschaltung (28,29) enthält, die sowohl mit dem Ladekondensator (7) als auch mit einer Spannungsquelle (+U) verbunden ist, und daß die Pufferschal- tung (28,29) einen zeitabhängigen Leitwert besitzt3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Pufferschaltung (28, 29) einen Kondensator (29) und einen Widerstand (28) enthält und mittels eines elektronisch steuerbaren Schalters (30) mit der Spannungsquelle (+U) verbunden ist.4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (30) mit einem Komparator (32) für die Wechselspannung verbun- S5 den ist.5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (30) mit einem Differenzierglied (36, 37) verbunden ist, daß zwischen dem Ladekondensator (7) und einer Bezugsspannung (+ /^angeordnet ist.6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand (37) des Differenziergliedes (36,37) mit einem Gleichrichter (38) überbrückt ist.7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Differenzierglied (36, 37) über einen Trennverstärker (40) mit dem Ladekondensator (7) verbunden ist50.
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SE7909560A SE7909560L (sv) | 1978-11-23 | 1979-11-19 | Kopplingskrets for alstring av en styrlikspenning som er beroende av en vexelspenning |
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GB7940158A GB2036514A (en) | 1978-11-23 | 1979-11-20 | Circuit for the generation of a direct control voltage dependent on an alternating voltage |
AU52972/79A AU5297279A (en) | 1978-11-23 | 1979-11-20 | Compander dc supply |
PL1979219778A PL123047B1 (en) | 1978-11-23 | 1979-11-21 | Network generating dc controlling voltage depending on ac voltage |
SU792845241A SU931122A3 (ru) | 1978-11-23 | 1979-11-21 | Регул тор автоматической регулировки усилени |
BR7907544A BR7907544A (pt) | 1978-11-23 | 1979-11-21 | Disposicao de circuito para a obtencao de uma tensao continua de controle dependente de uma tensao alternado |
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JP15083079A JPS5574226A (en) | 1978-11-23 | 1979-11-22 | Circuit device for generating controlled dc voltage depending on ac voltage |
ZA00796330A ZA796330B (en) | 1978-11-23 | 1979-11-22 | Circuit system for the generation of a direct control voltage depending upon an alternating voltage |
BE0/198238A BE880204A (fr) | 1978-11-23 | 1979-11-22 | Systeme de circuits pour la production d'une tension continue de commande en fonction d'une tension alternative |
CA000340367A CA1140211A (en) | 1978-11-23 | 1979-11-22 | Circuit system for the generation of a direct control voltage depending upon an alternating voltage |
NO793796A NO793796L (no) | 1978-11-23 | 1979-11-22 | Koplingsanordning for frembringelse av en av en vekselspenning avhengig styrelikespenning |
FR7928849A FR2442556A1 (fr) | 1978-11-23 | 1979-11-22 | Systeme de circuits pour la production d'une tension continue de commande en fonction d'une tension alternative |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE2850736A DE2850736C2 (de) | 1978-11-23 | 1978-11-23 | Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhängigen Steuergleichspannung |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2850736B1 true DE2850736B1 (de) | 1979-08-23 |
DE2850736C2 DE2850736C2 (de) | 1980-05-14 |
Family
ID=6055387
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2850736A Expired DE2850736C2 (de) | 1978-11-23 | 1978-11-23 | Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhängigen Steuergleichspannung |
Country Status (20)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4318009A (de) |
JP (1) | JPS5574226A (de) |
AU (1) | AU5297279A (de) |
BE (1) | BE880204A (de) |
BR (1) | BR7907544A (de) |
CA (1) | CA1140211A (de) |
DD (1) | DD147300A5 (de) |
DE (1) | DE2850736C2 (de) |
DK (1) | DK484279A (de) |
ES (1) | ES486161A1 (de) |
FI (1) | FI793534A (de) |
FR (1) | FR2442556A1 (de) |
GB (1) | GB2036514A (de) |
IT (1) | IT1125610B (de) |
NO (1) | NO793796L (de) |
PL (1) | PL123047B1 (de) |
SE (1) | SE7909560L (de) |
SU (1) | SU931122A3 (de) |
YU (1) | YU245179A (de) |
ZA (1) | ZA796330B (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0084323A1 (de) * | 1982-01-15 | 1983-07-27 | TELEFUNKEN Fernseh und Rundfunk GmbH | Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhängigen Steuerspannung |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3124289A1 (de) * | 1981-06-19 | 1983-01-05 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Schaltungsanordnung zur erzeugung einer von einer wechselspannung abhaengigen steuergleichspannung |
JPS5939114A (ja) * | 1982-08-27 | 1984-03-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 自動利得制御信号検出装置 |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US2035263A (en) * | 1933-05-26 | 1936-03-24 | Bell Telephone Labor Inc | Volume control system |
US3154740A (en) * | 1960-09-06 | 1964-10-27 | Motorola Inc | Automatic gain control system utilizing a network containing a short time constant and a long time constant |
US3770984A (en) * | 1971-03-03 | 1973-11-06 | Harris Intertype Corp | Fast recovery low distortion limiter circuit |
JPS4861053A (de) * | 1971-12-01 | 1973-08-27 | ||
JPS5345274B2 (de) * | 1974-01-18 | 1978-12-05 | ||
NO142768C (no) * | 1974-01-26 | 1980-10-08 | Licentia Gmbh | Kopling for automatisk dynamikk-kompresjon eller -ekspansjon |
-
1978
- 1978-11-23 DE DE2850736A patent/DE2850736C2/de not_active Expired
-
1979
- 1979-10-09 YU YU02451/79A patent/YU245179A/xx unknown
- 1979-10-31 US US06/089,895 patent/US4318009A/en not_active Expired - Lifetime
- 1979-11-05 IT IT27047/79A patent/IT1125610B/it active
- 1979-11-12 FI FI793534A patent/FI793534A/fi not_active Application Discontinuation
- 1979-11-15 DK DK484279A patent/DK484279A/da unknown
- 1979-11-19 SE SE7909560A patent/SE7909560L/ not_active Application Discontinuation
- 1979-11-20 GB GB7940158A patent/GB2036514A/en not_active Withdrawn
- 1979-11-20 AU AU52972/79A patent/AU5297279A/en not_active Abandoned
- 1979-11-20 ES ES486161A patent/ES486161A1/es not_active Expired
- 1979-11-21 DD DD79217041A patent/DD147300A5/de unknown
- 1979-11-21 PL PL1979219778A patent/PL123047B1/pl unknown
- 1979-11-21 BR BR7907544A patent/BR7907544A/pt unknown
- 1979-11-21 SU SU792845241A patent/SU931122A3/ru active
- 1979-11-22 JP JP15083079A patent/JPS5574226A/ja active Pending
- 1979-11-22 NO NO793796A patent/NO793796L/no unknown
- 1979-11-22 ZA ZA00796330A patent/ZA796330B/xx unknown
- 1979-11-22 CA CA000340367A patent/CA1140211A/en not_active Expired
- 1979-11-22 BE BE0/198238A patent/BE880204A/fr unknown
- 1979-11-22 FR FR7928849A patent/FR2442556A1/fr not_active Withdrawn
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---|---|---|---|---|
EP0084323A1 (de) * | 1982-01-15 | 1983-07-27 | TELEFUNKEN Fernseh und Rundfunk GmbH | Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhängigen Steuerspannung |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
IT1125610B (it) | 1986-05-14 |
ES486161A1 (es) | 1980-05-16 |
SU931122A3 (ru) | 1982-05-23 |
ZA796330B (en) | 1980-11-26 |
BE880204A (fr) | 1980-03-17 |
DD147300A5 (de) | 1981-03-25 |
US4318009A (en) | 1982-03-02 |
DE2850736C2 (de) | 1980-05-14 |
CA1140211A (en) | 1983-01-25 |
IT7927047A0 (it) | 1979-11-05 |
PL219778A1 (de) | 1980-08-11 |
FI793534A (fi) | 1980-05-24 |
YU245179A (en) | 1983-01-21 |
FR2442556A1 (fr) | 1980-06-20 |
SE7909560L (sv) | 1980-05-24 |
DK484279A (da) | 1980-05-24 |
BR7907544A (pt) | 1980-08-05 |
AU5297279A (en) | 1980-05-29 |
NO793796L (no) | 1980-05-27 |
JPS5574226A (en) | 1980-06-04 |
PL123047B1 (en) | 1982-09-30 |
GB2036514A (en) | 1980-06-25 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8327 | Change in the person/name/address of the patent owner |
Owner name: TELEFUNKEN FERNSEH UND RUNDFUNK GMBH, 3000 HANNOVE |
|
8320 | Willingness to grant licences declared (paragraph 23) | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |