DE2830784C3 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhängigen Steuergleichspannung - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordiiüng zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhängigen Steuergleichspannüng, wie sie im Öberbe' griff des Patentanspruchs 1 wiedergegeben ist

Durch die DE-PS 24 06 258 ist es bekannt, eine solche Schaltungsanordnung bei einem Kompander-System als Steuerspannungserzeuger zu verwenden.

Dem Eingang des Steuerspannungserzeugers wird bei Kompression das Wechselspannungs-Ausgangssignal und bei Expansion das Wechselspannungs-Eingangssignal eines elektronisch in seiner Verstärkung steuerbaren und im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers über einen weiieren elektronisch steuerbaren Verstärker

ίο zugeführt Das Gleichspannungs-Ausgangssignal des Steuerspannungserzeugers wird sowohl dem Steuereingang des im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers als auch dem Steuereingang des weiteren Verstärkers zugeführt Der Steuerspannungserzeuger wirkt dabei

so, daß er beim Überschreiten eines Schwellwertes ilurch die dem Eingang des Steuerspannungserzeugers zugeführte Wechselspannung eine schnell ansteigende Gleichspannung erzeugt die die Verstärkung des im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers so weit verändert, bis die Wechselspannung am Eingang des Steuerspannungserzeugers wieder unter den erwähnten Schwellwert gesunken ist.

Eine schnelle Änderung des Obertragungsmaßes der im Nutzsignalweg liegenden Verstärker ist besonders dann wichtig, wenn sich der Pegel des Nutzsignals sprungartig in großen Bereichen ändert. Sonst besteht bei einem Pegelsprung von einem kleinen zu einem großen Wert die Gefahr des Überschwingens und damit der Übersteuerung des Übertragungskanals. Bei einem Pegelsprung in umgekehrter Richtung würden in der Übergangszeit der Nachregelung Rauschsignale hörbar werden.

Der Steuerspannungserzeuger zur Steuerung des Übertragungsmaßes der im Nutzsignalweg liegenden Verstärker muß daher eine Steuergleichspannung liefern, die dem jeweiligen Pegel des Nutzsignals schnell angepaßt wird. Voraussetzung ist dafür eine bei großen Pegelsprüngen wirksame kurze Lade- bzw. Entladczeitkonstante am Ladekondensator des Steuerspannungs-

•Ό erzeugers. Eine solche kurze Zeil!<onstante läßt sich durch entsprechende Bemessung der Lade- bzw. Entladestromquelle realisieren.

Im stationären Zustand oder bei langsamen Pegeländerungen soll die Lade- bzw. Entladezeitkonstante jedoch groß sein, damit die Steuergleichspannung nicht im Takte der Nut/<>igna!frequenz schwankt. Ein solches Verhalten hätte einen hohen Klirrfaktor zur Folge.

Aus diesen Überlegungen ergibt sich, daß bei der Bemessung der Lade- bzw. Entladezeitkonstante für den Steuerspannungseneuger zwei sich widersprechende Forderungen erfüllt sein müssen. Als Kompromiß bietet sich eine Lösung an, bei der die Lade- bzw. Entladezeitkonstante in Abhängigkeit von Pegelsprüngen im Nutzsignal geändert wird.

Eine Anpassung der Lade- bzw. Entladezeitkonstante läßt sich über die Einschaltdauer eines im Lade- bzw. Entladestrompfades angeordneten Schalters erzielen. Die Einschaltdauer könnte dabei nach der Zeit bemessen sein, die ein Nutzsignal im Komparator die durch Referenzspannungen vorgegebenen Grenzen überschreitet. Bei kleinen Überschreitungen stellt diese Zeit ein genaues Maß für den Grad der Überschreitung, di hi das Verhältnis zwischen der Nutzsignalamplitude und der Referenzspannung dar, Bei einem großen Überschreitungsgrad nimmt diese Zeit aber nur noch weiiig zu, so daß eine Zuordnung von Überschreitungsdauer Und Überschreitungsgrad ungenau wird, Diese Lösung ist technisch schwierig zu beherrschen.

Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besteht darin, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, mit der über den ganzen Pegelbereich des Nutzsignals eine dem jeweiligen Pegel des Nutzsignals eindeutig zugeordnete Steuerspannung erzeugt v/erden kann, ι deren Umladezeitkonstante von den Pegelsprüngen gesteuert wird.

Die Erfindung bezieht sich auf die im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 wiedergegebene Schaltungsanordnung. Die genannte Aufgabe wird bei einer solchen Schaltungsanordnung durch die im Kennzeichen des Patentanspruchs 1 wiedergegebenen Merkmale gelöst.

Weiterbildungen der Erfindung und vorteilhafte Ausführungsbeispiele sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung wird nun an Hand von Ausführungsbeispielen, die in der Zeichnung dargestellt sind, näher erläutert

F i g. 1 zeigt den prinzipiellen Aufbau der erfindungsgemäßen Schaltung;

F i g. 2 zeigt eine vorteilhafte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung;

F i g. 3 zeigt eine weitere vorteilhafte Ausf^f';hrungsform der erfindungsgemäßen Schaltung mit Komparatoren für die positive und die negative Halbwelle der Nutzwechselspannung.

In F i g. 1 ist der prinzipielle Aufbau der erfindungsgemäßen Schaltung dargestellt. Eine derartige Schaltung ist beispielsweise als Steuerspannungserzeuger einsetzbar für die mit 5 bezeichneten Funktionsblöcke der in Fig. 1 und 2 der eingangs genannten DE-PS 24 06 258 dargestellten Schaltung.

Die erfindungsgemäße Schaltung hat einen Eingang 1 für die V/echselspannung LW und einen Ausgang 2 für die Steuergleichspannung U_it- Der Eingang 1 ist über einen Widerstand 3 mit einem nichtinvertierenden Eingang 6 eines Differenzverstärkers 7 verbunden. Ober eine Eingangsklemme 4 ist dem invertierenden Eingang 5 eine Referenzspannung LW zugeführt. Der Differenzverstärker 7 arbeitet als Komparator und gibt eine Ausgangsspa" nung ab, deren Wert von dem Betrag abhängt, um den die Eingangswechselspannung LWdie Referenzspannung LW überschreitet. Der Ausgang 8 des Differenzverstärkers 7 ist mit einem Steuereingang 10 eines elektronisch steuerbaren Strompfads mit einer Stromquelle 9 verbunden, die zur Aufladung eines Ladekonder.iators 11 dient. Der andere Kontakt des Ladekondensators 11 liegt an einer Bezugsspannung (Masse). Die Ladespannung am Ladekondensator 11 ist über eine Ausgangsklemme 2 abgreifbar. Der gemeinsame Verbindungspunkt drr elektronisch steuerbaren Stromquelle, des Ladekondensators 11 und der Ausgangsklemms 2 ist mit einem weiteren Strompfad mit einer Stromquelle 12 verbunden. In dem Fall, in dem die steuerbare Stromquelle 9 als Ladestromquelle dient, arbeitet die Stromquelle 12 als Entladestromquelle. Der umgekehrte Fall ist ebenso möglich. In einer praktischen Ausführungsform ist es zweckmäßig, auch die Stromquelle 12 als steuerbare Stromquelle auszuführen. Die Ansteuerung wird noch an einem weiteren vorteilhaften Ausführungsbeispiel erläutert.

Die Schaltungsanordnung eignet sich als Steuerspanriungserzeuger für solche Kompandersysteme, die dem Steuerspannungserzeuger im stationären Zustand ein Wechselspannungssignal mit konstanter Dynamik zu* führen und nur bei eingangsseitigen Amplitudensprüngen eine kurzzeitige Amplitudenänderung hervorrufen, die aber datin durch den Regelkreis auf den stationären Wert zurückgeführt wird. Im stationären Zustand stellt sich an der Eingangskiemme 1 ein Spitzenwert der Eingangswechselspannung LW-ein, der der. Wert der an der Klemme 4 anliegenden Referenzspannung LW gerade überschreitet Für die Dauer der Überschreitung wird dann eine dem Überschreitungsgrad, d.h. dem Verhältnis aus dem Momentanwert der Wechselspannung zu dem Wert der Referenzspannung analoge Ausgangsspannung des Differenzverstärkers 7 dem Steuereingang 10 der steuerbaren Stromquelle 9 zugeführt Über die steuerbare Stromquelle 9 fließt ein Ladestrom in den Ladekondensator 11, der im stationären Zustand gerade die über die Stromquslle 12 abfließende Ladung kompensiert.

In Fig.2 ist ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltung dargestellt. Auch diese Schaltung besitzt einen Eingang 13 für die Wechselspannung LW und einen Ausgang 14 für die Steuergleichspannung Usi-Mit der Ausgangsklemme 14 ist ein Ladekondensator 21 verbunden, der über einen Ladestrompfad, bestehend aus einem Transistor 19, einem Widerstand 18 und einer Stromquelle 15, aufladbar und über einen Entladestrompfad mit der Stromquelle 22 entladbar ist. Als Komparator dient ein gegengekoppelter Differenzverstärker aus zwei Transistoren 17,19, zwei Emitterw^derständen 16,18 im Zusammenwirken mit der Stromquelle 15. Die Basis des ersten Transistors 17 ist mit der Eingangsklemme 13 verbunden. Dieser Basis wird die Wechselspannung LW zugeführt Die Basis des zweiten Transistors 19 ist über eine Eingangsklemme 20 mit einer Referenzspannungsquelle LW verbunden. Der Kollektor des ersten Transistors 17 liegt an einer Bezugsspannung (Masse), der Kollektor des zweiten Transistors ist mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt des Ladekondensators 21 verbunden. Die Emitter der beiden Transistoren 17, 19 sind über die beiden Emitterwiderstände 16, 18 miteinander verbunden. An den gemeinsamen Verbindungspunkt ist die Stromquelle 15 angeschlossen.

Die Transistoren 17 und 19 wirken als gesteuerte Stromverteiler. In dem Fall, in dem der Momentanwert der Wechselspannung sehr klein ist, ist der Transistor 17 durchgesteuert. Der von der Stromquelle 15 gelieferte Strom fließt daher nur über den Widerstand 16 und die Emitter-Kollektor-Strecke des ersten Transistors 17. Ein Strom in der Emitter-Kollektor-Stred'e des zweiten Transistors 19 beginnt zu fließen, wenn der Momentanwert der Wechselspannung den Wert der Referenzspannung LW abzüglich des maximalen Spannungsabfalls an dem Emitterwiderstand 16

(URet-In Rw)

übersteigt. Mit zunehmendem Momentanwert LW nimmt der Strom durch den Transistor 19 stetig zu. Der Snom erreicht sein Maximum, wenn der Momentanwert der Wechselspannung Unf den Wender Refererzspannung LW zuzüglich des maximalen Spannungsabfalls in dem Emitterwiderstand 18

(- LW+ /i5 flie)

überschreitet. In diesem Betriebsfall dient der maximal von der Stromquelle 15 gelieferte Strom zur Aufladung des Kondensators 21.

Der Steuerbereich der Ladestromstärke in Abhängigkeit von der Eingangsspannung LW* läßt sich durch entsprechende Dimensionierung der maximal von der Stromquelle 15 gelieferten Stromstärke und dem Wert der Emitterwiderstände 16,18 einstellen. Vorteilhaft ist

dabei ein Bereich von 1OdB zwischen der Amplitude, die einen maximalen Ladestrom zur Folge hat, gegenüber der Amplitude, die einen Ladestrom gerade fließen läßt. Innerhalb dieses Bereiches erweist sich eine proportionale Steuerung des Ladestromes in Abhängigkeil von dem Clberschreitungsgrad der Wechselspannung als vorteilhaft.

In Fig.3 ist eine weitere vorteilhafte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung dargestellt. Gegenüber der in Fig. 2 wiedergegebenen Ausführungsform besitzt diese Schaltung Komparaloren für die positive und die negative Halbwelle der Eingangswechselspannung mit Referenzspannungen. Einer Eingangsklemme 23 werden die Wechselspannungssignale Unf zugeführt und an einer Ausgangsklemme 27 ist eine Steuerspannung Ustabgreifbar.

Die Komparatoren für die positive und die negative

l4alHu/pll«> HpctpHpn alle orlpipharticr aiifaphmllPn Diffp- ***"""·-"**·" ———·—..—.. ——— _σ._._.._. . ._σ __._σ____._.. __ ... .

renzverstärkern, die jeweils mit einer Stromquelle zusammenwirken. Der Komparator für die positive Halbwelle besteht aus zwei Transistoren 27 und 29, zwei Emitterwiderständen 26 und 28 im Zusammenwirken mit einer Stromquelle 25. Der Komparator für die negative Halbwelle besteht aus zwei Transistoren 33 und 35. zwei Emitterwiderständen 32 und 34 im Zusammenwirken mit einer Stromquelle 31. Die Emitter der Transistoren jeden Komparators sind über die Emitterwiderstände 26, 28 bzw. 32. 34 zu einem Verbindungspunkt mit der jeweiligen Stromquelle 25 bzw. 31 geführt. Die Wechselspannungssignale werden über die Ei.ngangsklemme 23 den Basen der ersten Transistoren 27, 33 zugeführt. Die Basis des zweiten Transistors 29 des Komparators für die positive Halbwelle ist über eine Eingangsklemme 30 mit einer positiven Referenzspannungsquelle verbunden, während die Basis des zweiten Transistors 35 des Komparators für die negative Halbwelle mit einer Eingangsklemme 36 für die negative Referenzspannung verbunden ist. Bei dem Komparator für die positive Halbwelle ist der Kollektor des ersten Transistors, bei *o dem Komparator für die negative Halbwelle ist der koneKtor des zweiten Iransistors J5 mit einer Bezugsspannung ( - i/J verbunden. Die Kollektoren der anderen beiden Transistoren 29, 33 sind untereinander und mit einem Eingang 37 einer Stromspiegelschaltung 38 aus den Transistoren 41, 42 und 43 verbunden. Die Basisanschlüsse der Transistoren 41 und 43 werden als Steuereingänge 39 und 40 bezeichnet. Die Basen der Transistoren 41, 42, 43 und der Kollektor des Transistors 42 sind mit dem Steuereingang 37 der Stromspiegelschaltung 38 verbunden. Die Emitter der Transistoren 41, 42 und 43 sind untereinander verbunden und an eine Bezügsspannung (-U) geführL Der Kollektor des Transistors 43 ist mit einem Ladekondensator 44 verbunden. Der Transistor 43 dient als elektronisch steuerbarer Ladestrompfad für diesen Ladekondensator. Der andere Anschluß des Ladekondensators 44 ist an eine Bezugsspannung (Masse) gelegt Die Ladespannung des Ladekondensaiors 44 ist über die Ausgangsklemme 24 abgreifbar. Zur Entladung des Ladekondensators 44 dient ein weiterer elektronisch steuerbarer Strompfad 52, der mit dem einen Anschluß an den gemeinsamen Verbindungspunkt des Ladekondensators 44. des Kollektors des Transistors 43 und der AusgangskJemme 24 gelegt ist und dessen anderer Anschluß mit einer Bezugsspannung (+U) verbunden IsL Der elektronisch steuerbare Entladestrompfad 52 ist aus zwei einzelnen, parailelgeschalteten Strompfaden mit einem Widersland 55 und der Serienschaltung eines Widerstandes 53 und eines Schalters 54 aufgebaut. Zur Steuerung des elektronisch steuerbaren Entladestrompfads 52, insbesondere des Schalters 54, dient ein Steuerteil aus dem Transistor 41, einer Verzögerungsschaltung 45 und eines Inverters 48. Der Kollektor des Transistors 41 ist dabei mit einem Steuereingang 46 der Verzögerungsschaltung 45 verbunden. Ein Ausgang 47 der Verzögerungsschaltung 45 ist mit einem Eingang 49 des Inverters 48 verbunden und ein Ausgang 50 des Inverters 48 ist mit einem Steuereingang 51 des elektronisch steuerbaren Entladestrompfads 52 verbunden. Die Verzögerungsschaltung 45 ist vorteilhaft als stromgesteuerte nachtriggerbare monostabile Kippstufe ausgebildet.

Die Wirkungsweise der Komparatoren in dieser Schaltung unterscheidet sich prinzipiell nicht von derjenigen in F i g. 2. Die Transistoren 29 bzw. 33 liefern einen Strom, sobald der Momentanwerl der Eingangswechselspannung i/w/rden Wert der positiven Referenzspannung abzüglich des maximalen Spannungsabfalls am Emitterwiderstand 26

(Ufrr- /25 · Rl₆)

überschreitet oder wenn der Momentanwert die negative Referenzspannung zuzüglich des maximalen Spannungsabfalls am Emitterwiderstand 34

(- U_Rcl+ /ii · R»)

unterschreitet. Der von den Transistoren 29 bzw. 33 gelieferte Strom wird in den Eingang 37 der Stromspiegelschaltung 38 eingespeist. Eine solche in der IC-Technik übliche Schaltung dient dazu, mit einem Steuerstrom ein oder mehrere weitere Ströme im Verhältnis 1:1 zu steuern. Die gesteuerten Ströme stellen von der Größe her ein genaues Abbild des Steuerstromes dar. Im vorliegenden Fall fließt in den jeweiligen Kollektor der Transistoren 41 und 43 der gleiche Strom, der in den Steuereingang 37 der Stromspiegelschaltung 38 eingespeist wird. Dadurch ist es möglich, mit dem Steuerstrom aus den Kollektoren der Transistoren S und 35 sowohl uen Laücstrum für den Ladekondensator 44 über den Transistor 43 zu steuern als auch die Verzögerungsschaltung 45 über den Transistor 41 anzusteuern.

Die obengenannten Angaben für den Momentanwert der Eingangswechselspannung stellen die Schwellwerte dar, bei denen ein Ladestrom in den Kondensator 44 zu fließen beginnt Im stationären Zustand werden diese Schwellwerte von den Spitzen der Momentanwer'e der Eingangswechselspannung gerade überschritten. Der periodisch in den Ladekondensator 44 fließende Ladestrom kompensiert dann gerade den Entladestrom, "so daß am Ladekondensator 44 eine konstante Steuerspannung i/5, abgreifbar ist

Bei einem plötzlichen Pegelanstieg werden die durch die Referenzspannungen vorgegebenen Schwellwerte erheblich überschritten. Als Wirkungsfolge gelangt an den Steuereingang 37 eine erhöhte Steuerspannung, worauf der Ladestrompfad mit dem Transistor 43 einen erhöhten Ladestrom liefert Die Schaltung ist vorzugsweise so bemessen, daß ein zu dem Verhältnis aus dem Momentanwert der Eingangswechselspannung und den obengenannten Schwellwerten proportionaler Ladestrom fließt

In der geschilderten Weise wird so die Ladespannung am Ladekondensator 44. die unmittelbar das Übertragungsmaß der steuerbaren Verstärker bestimmt, dem

erhöhten Wechseispannungspegel durch Variieren der Lädezeitkonstante angepaßt. Ein Überschwingen, das ein Übersteuern des in seinem Dynamikumfang eingeschränkten Übertragungskanals zur Folge haben könnte, wird vermieden,

Da als Steuerparameter u. a. die Amplitudensprünge der Wechselspannung dienen, läßt sich eine schnelle Zuordossig zwischen dem Übertragungsmaß der Verstärker u(id dem Nutzsignalpegel über einen großen Pegelbereich mit guter Genauigkeit erzielen. ι ο

Über die dem Steuereingang 37 zugefühiten Signale Wird auch mittels des Transistors 41 die Verzögerungsstufe 45, die vorteilhaft als stromgesteuerte nachtriggerbare monostabile Kippstufe ausgeführt ist, angesteuert. Wenn der Steuerstroin₍ der in den Eingang 46 der is Verzögerungsschaltung 45 fließt, eine vorgegebene Schwelle überschreitet, kippt die Verzögerürtgsschältung 45 in einen instabilen Zustand. Das durch den inverter 48 invertierte AuS⁰Sn⁰SEi⁰UaI der VeTZo¹¹B-rungsschaltung 45 bewirkt, daß der Schalter 54 geöffnet ist und somit die elektronisch steuerbare Stromquelle 52 nur einen kleinen Entladestrom liefert

Für den Fall, daß die Momentanwerte der Eingangswechselspannung i/wdie obengenannten Schwellwerte nicht mehr erreiche*, behält die Verzögerungsschaltung 45 ihren instabilen Eistand noch für eine vorbestimmte Verzögerungszeit bei. Nach Ablauf dieser Verzögefungszeit wird der Schalter 54 geschlossen und die Stromquelle 52 liefert einen höheren Entladestrom. In der dargestellten praktischen Ausführungsform wird die Stromquelle 52 vorteilhaft zwischen zwei Stromstärken umgeschaltet. Mit dieser Schaltung werden zwei Entladezeitkonstanten realisiert. Anstelle der Stromquelle 52 sind auch Stromquellen mit einem Transistor, der unterschiedlich angesteuert wird, denkbar.

Durch das Verhalten der in dem Steuerzweig des Entladestromkreises angeordneten Verzögerungsschaltung wird erreicht, daß nach einem schnellen Absinken der Eingangswechselspannung das Abklingen des Nutzsignals nicht durch eine ebenso schnelle Änderung des Ubertragungsmaßes verfälscht werden kann. Andererseits wird aber nach Ablauf der Verzögerungszeit das Übertragungsmaß der steuerbaren Verstärker so rechtzeitig geändert, daß ein störendes Rauschen nicht bemerkt werden kann.

Die Begriffe »Ladung« bzw. »Entladung« sind nicht auf den im Ausführungsbeispiel gemäß F~i g. 3 dargestellten Fall einer negativen Potentialzunahme bzw. positiven Potentialabnahme am Ladekondensator 44 beschränkt. Es ist ebenso eine Potentialänderung im Umgekehrten Sinne mit eingeschlossen, die z. B. bei einer Schaltung gemäß Fig.3 durch Verwendung komplementärer Transistoren und umgekehrter Betriebsspannungen realisierbar ist.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

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Claims (7)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhängigen Steuergleichspannung mit einem Ladekondensator, der Ober einen Ladestromkreis aufladbar und über einen Entladestromkreis entladbar ist, wobei der Ladestromkreis oder der Entladestromkreis einen steuerbaren Strompfad aufweist, der beim Oberschreiten eines vorgegebenen Schwellwertes der Wechselspannung angesteuert wird, insbesondere zur Erzeugung einer Steuergleichspannung in einer Anordnung zur Dynamik-Kompression oder -Expansion, dadurch gekennzeichnet, daß eine Vergleichsschaltung (25-36) zum Vergleich der Wechselspannung (Unf) mit einer Referenzspannung (+ UrcU - URd) vorgesehen ist, die so ausgebildet ist, daß seine Ausgangsspannung sich mit dem Betrag ändert, um den die Wechselspannung (Unf) die Referenzspannung (+Ur^) überschreitet, daß der tteuerbare btrorrspfad (43) von der Ausgangsspannung der Veigleichsschaltung kontinuierlich gesteuert ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsschaltung einen Komparator (25-29) für die positive Halbwelle und einen weiteren Komparator (31—35) für die negative Halbwelle der Wechselspannung enthält.

3. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Betrag der positiver Referenzspannung gleich dem Betrag der negativen Referenzspannung ist.

4. Schaltungsanordnung nacn einem der Ansprüche 2 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Komparator zwei als Differenzverstärker geschaltete Transistoren (17, 19) enthält, daß der Basis des einen Transistors (19) die jeweilige Referenzspannung und der Basis des anderen Transistors (17) die Wechselspannung zugeführt ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Strompfad aus der Emitter-Kollektor-Strecke eines der im Differenzverstärker des Komparators enthaltenen Trantistors (19) gebildet ist.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl in dem Ladestromkreis (43) als auch in dem Entlade-Stromkreis (52) je ein elektronisch steuerbarer Strompfad (43; 53, 54) angeordnet sind, von denen wenigstens ein Strompfad (43) kontinuierlich gesteuert ist, daß die steuerbaren Strompfade (43, 53, 54) zueinander invertiert ansteuerbar sind und daß im Steuersignalweg (45—50) eines der steuerbaren Strompfade (53—54) eine Verzögerungsschaltung (45) vorgesehen ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß als Verzögerungsschaltung (45) eine nachtriggerbare, stromgesteuerte monostabile Kippstufe dient.