DE2850736C2

DE2850736C2 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhängigen Steuergleichspannung

Info

Publication number: DE2850736C2
Application number: DE2850736A
Authority: DE
Inventors: Ernst Dipl.-Ing. 3000 Hannover Schroeder
Original assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Current assignee: Deutsche Thomson oHG
Priority date: 1978-11-23
Filing date: 1978-11-23
Publication date: 1980-05-14
Also published as: SE7909560L; PL219778A1; JPS5574226A; NO793796L; FR2442556A1; DE2850736B1; YU245179A; CA1140211A; PL123047B1; ZA796330B; SU931122A3; AU5297279A; IT7927047A0; FI793534A; BE880204A; BR7907544A; DD147300A5; IT1125610B; US4318009A; ES486161A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhängigen Steuergleichspannung, wie sie im Oberbefiff des Patentanspruchs 1 wiedergegeben ist.

Solche Schaltungsanordnungen sind in den eigenen nicht vorveröffentlichten Patentanmeldungen P 28 30 784.8 und P 28 30 786.0 beschrieben. Es ist möglich, diese Schaltungsanordnungen als Steuerspannungserzeuger bei einem Kompander^System zu verwenden, wie es z.B. in der DE-PS 24 06 258 bpschrieben ist Bei der Kompander-Schaitung wird dem Eingang des Steuerspannungserzeugers bei Korn·¹ pression das Wechselspannungs-Ausgangssignal und bei Expansion das Wechselspanntings-Eingangssignal eines elektronisch in ssiner Verstärkung steuerbaren und im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers über einen weiteren elektronisch steuerbaren Verstärker zugeführt Das Gleichspannungs-Ausgangssignal des Steuerspannungserzeugers wird sowohl dem Steuereingang des im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers als auch dem Steuereingang des weiteren Verstärkers zugeführt Der Steuerspannungserzeuger wirkt dabei so, daß er beim Oberschreiten eines Schwellwertes durch die dem Eingang des Steuerspannungserzeugers zug< führte Wechselspannung eine betragsmäßig sich schnell ändernde Gleichspannung erzeugt, die die Verstärkung des im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers so weit verändert, bis die Wechselspannung am Eingang des Steuerspannungserzeugers wieder unter den erwähnten Schweilwert gesunken ist

Eine schnelle Änderung des Obertragungsmaßes der im Nutzsignalweg liegenden Verstärker ist besonders dann wichtig, wenn sich der Pegel des Nutzsignals sprungartig in großen Bereichen ändert Sonst besteht bei einem Pegelsprung von einem kleinen zu einem großen Wert die Gefahr des Überschwingens des Kompressorausgangssignals und damit der Übersteuerung des Übertragungskanals. Bei einem Pegelsprung in umgekehrter Richtung wurden am Ausgang des Expanders in der Übergangszeit der Nachregelung Rauschsignale hörbar werden, die noch bei vorhandenem Nutzsignal verdeckt wurden. Um ein komplementäres Verhalten von Kompressor und Expander zu erzielen, sollten zweckmäßig die für die Arbeitsweise des Kompressors und des Expanders spezifischen Merkmale bei Kompressor und Expander in gleicher Weise berücksichtigt werden.

Der Steuerspannungserzeuger zur Steuerung des Übertragungsmaßes der im Nutzsignalweg liegenden Verstärker muß daher eine Steuergleichspannung liefern, die dem jeweiligen Pegel des Nutzsignals schnell angepaßt wird. Voraussetzung ist dafür eine bei großen Pegelsprüngen wirksame kurze Umladezeitkonstante am Ladekondensator des Steuerspannungserzeugers. Im stationären Zustand oder byi langsamen Pegeländerungen soll die Umladezeitkonstante jedoch groß sein, damit die Steuergleichspannung nicht im Takte der Nutzsignalfrequenz schwankt. Ein solches Verhalten hätte einen hohen Klirrfaktor zur Folge.

Es wird in diesem Zusammenhang der allgemeine Ausdruck Umladung verwendet, da die obigen Überlegungen sowohl für Schallungen gültig sind, bei denen der Ladekondensator mit zunehmender Wechselspannungsamplitude geladen wird, .als auch für solche, bei denen er entladen wird.

Es ergibt sich, daß bei der Bemessung der Umladezeitkonstanten des Ladekondensators mehrere sich widersprechende Forderungen erfüllt werden müssen. Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besteht deshalb darin, eine Schaltungsanordnung zu schaffen, die die Umladezeitkonslanten unter Berücksichtigung einer großen Überschwingsicherheit, eines kleinen Klirrfaktors und des physiologischen Verdekkungseffektes von Rauschsignalen durch starke Nutzsignale steuert. Diese Aufgabe wird bei einer Schaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 durch die im Kennzeichen angegebenen Merkmale gelöst

Weiterbildungen Und Vorteilhafte Aüsführürtgsforrrien sind in den Ünteransprüchen wiedergegeben.

Der Vorteil der Erfindung besteht darin, daß die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes im Hinblick auf eine kurze Dauer von unverdecktem Rauschen bei Einhaltung des zulässigen Klirrfaktors steuerbar ist

Mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wird das Verhalten des Steuerspannungserzeugers bei einem Rückgang der Wechselspannungsamplitude verbessert

Bei einem langsamen Abfall der Wechselspannungsamplitude erfolgt ein langsames Umladen des Ladekondensators. Der Beginn dieser Umladung setzt in dem Moment ein, in dem der Momentanwert der Wechselspannungsamplitude einen bestimmten SchweHwert unterschreitet Die Zeitkonstante dieser langsamen Umladung ist so bemessen, daß bei der niedrigsten Signalfrequenz der maximal zulässige Klirrfaktor gerade erreicht wird.

Bei einem schnellen Abfall der Wechselspannung erweist sich die große Umladezeitkonstante als störend, da z. B. beim Expander das Übertragungsmaß nicht schnell genug vermindert wird, so daß Störgeräusche der Übertragungsstrecke, die vorher vom starken Nutzsignal verdeckt waren, nun hörbar werden. In dem Fall einer schnellen Abnahme der Wechselspannungsamplitude ist daher eine kurze Umladezeit und damit eine kleine Umladezeitkonstante für den Stei'erspar.-nungserzeuger erforderlich. Mit Rücksicht auf eine unverzerrte Wiedergabe des letzten Schwingungszuges des starken Nutzsignals darf aber die Umschaltung auf die kleine Zeitkonstante erst dann erfolgen, wenn der letzte Schwingungszug beendet ist. Da die längste Schwingungsdauer bei der niedrigsten Signalfrequenz auftritt, muß die Verzögerungszeit für die Umschaltung von der großen auf die kleine Zeitkonstante nach der niedrigsten Signalfrequenz bemessen wurden. Wenn vor Ablauf dieser Verzögerungszeit die Nutzsignalamplitude auf einen kleinen Wert zurückgeht, ist am Ausgang des Expanders zwar unverdecktes Rauschen nachweisbar; das menschliche Gehör benötigt aber eine gewisse Zeit, um sich von einem lauten Schalleindruck auf einen leisen umzustellen. Das unverdeckte Rauschen wird daher nicht wahrgenommen, wenn die Verzögerungszeit für die Umschaltung der Zeitkonstante kürzer gewählt wird, als die physiologische Anpaßzeit des menschlichen Gehörs beträgt.

Die bisherigen Ausführungen betrafen die Betriebsfälle, in denen ein Nutzsignal schon eine längere Zeit vorhanden war, bis die Amplitude zurückging. Es gibt jedoch auch Schallereignisse, bei denen die Amplitude kurzzeitig ansteigt und gleich darauf rurückgeht (z. B. Knall, Anschlag einer Klaviersaite). In diesem Fall spielt die Anpaßzeit des menschlichen Gehörs für einen Wechsel von leisen auf laute Geräusche eine Rolle. Die Empfindlichkeit für leise Geräusche wird durch einen sehr kurzen lauten Schalleindruck noch nicht aufgehoben. Dies kann dazu führen, daß innerhalb der oben behandelten Verzögerungszeit nach Ende des kurzen Nutzsignals Störgeräusche am Ausgang des auf ein großes Übertragungsmaß gesteuerten Expanders hörbar werden. Gemäß der Erfindung wird daher bei sehr kurzen Nutzsignalen die nach der niedrigsten Signalfrequenz bemessene Verzögerungszeit verkürzt oder zu Null gesteuert Die Verkürzung der Verzögerungszeit ist im Hinblick auf den maximalen Klirrfaktor zulässig, da sehr kurze Nutzsignale keine niederfrequenten Speklralanteile aufweisen können, die bei der Bemessung der Verzögerungszeit zu berücksichtigen wären.

Die Erfindung wird nun an Hand mehrerer Ausführungsbeispiele, die in der Zeichnung dargestellt sind, eirläutert

Figji zeigt eine einfache Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schallt/iig;

Fig.2 zeigt ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform;

F i g. 3 zeigt ein Blockschaltbild einer dritten Ausführungsform.

Alle Schaltungsanordnungen eignen sich als Steuerspannungserzeuger für solche Kompandersysteme, die dem Steuerspannungserzeuger im stationären Zustand ein Wechselspannungssignal mit konstanter Dynamik zuführen und nur bei eingangsseitigen Amplitudensprüngen eine kurzzeitige Amplitudenänderung hervorrufen, die aber dann durch den Regelkreis auf den stationären Wert zurückgeführt wird. Die dargestellten Schaltungen sind beispielsweise als Steuerspannungserzeuger einsetzbar für die mit 5 bezeichneten Funküonsblöcke der in F i g. 1 und 2 der eingangs genannten DE-PS 24 06 258 dargestellten Schaltung.

Bei der in Fig. 1 dargestellten erfindungsgemäßen Schaltung wird die Wechselspannung einer Komparatorschaltung 3 über eine Eingangsklemme 1 zugeführt. Die Kompafdtorschaltung 3 ist ausgangsseitig mit einer Stromspiegelschaltung 6 verbunden, „:<: einerseits zur Umladung eines Ladekondensators 7 die.it und damn einen ersten Stromkreis darstellt und die andererseits zur Ansteuerung eines Verzögerungsgliedes 9 Hient. Das Verzögerungsglied 9 steuert über einen Inverter IO einen zweiten Stromkreis 8, dessen Leitwert veränderbar ist. Die am Ladekondensator 7 anstehende Spannung ist als Steuerspannung an einer Ausgangsklemme 2 abgreifbar.

Die Komparatorschaltung 3 besitzt Komparatoren für die positive und die negative Halbwelle der Eingangswechselspannung mit Referenzspannungen. Die Komparetoren für die positive und die negative Halbwelle bestehen aus gleichartig aufgebauten Differenzverstärkern, die jeweils mit einer Stromquelle zusammenwirken. Der Komparator für die positive Halbwelle besteht aus zwei Transistoren 14 und 15, zwei Emitterwiderständen 12 und 13 im Zusammenwirken mit einer Stromquelle 11. Der Komparator füi die negative Halbwelle besteht aus zwei Transistoren 19 und 20, zwei Emitterwiderständen 17 und 18 im Zusammenwirken mit einer Stromquelle 16. Die Emitter der Transistoren jeden Komparators sind über die Emitterwiderstände 12, 13 bzw. 17, 18 zu einem Verbindungspunkt mit der jeweiligen Stromquelle 11 bzw. 16 geführt. Die Wechselspannungssignale weiden über die Eingangsklemme 1 den Basen der ersten Transistoren 14, 19 zugeführt. Die Basis des zweiten Transistors 15 des Komparators für die positive Halbwelle ist über eine Eingangsklemme 4 mit einer positiven Referenzspannungsquelle verbunden, während die Basis des zweiten Transistors 20 des Komparators für die negative Halbwelle mit einer Eipgat gsklemme 5 für die negative Referenzspannung verbunden ist. Bei dem Komparator für die positive Halbwelle ist der Kollektor des ersten Transistors 14, bei dem Komparator für die negative Halbwelle ist der Kollektor des zweiten Transistors 20 mit einer Bezugsspannung ( - U) verbunden. Die Kollektoren der anderen beiden Transistoren 15, 19 sind untereinander und mit einem Eingang 21 einer Stromspiegelschaltung 6 aus den Transistoren 24, 25 und 26 verbunden. Die Basisanschlüsse der Transistoren 24 und 26 werden als Steuereingänge 22 und 23 bezeichnet Die Basen der Transistoren 24, 25, 26 und der Kollektor des Transistors 25 sind mit dem Steuereingang 21 der Stromspiegelschaltung 6 verbunden. Die Emitter der Transistoren 24, 25 und 26 sind Untereinander

verbunden und an eine Bezugsspannung (— U) geführt. Der Kollektor des Transistors 26 ist mit dem Ladekondensator 7 verbunden. Der Transistor 26 dient als elektronisch steuerbarer erster Stromkreis für diesen Ladekondensator. Der andere Anschluß des Ladekondensators 7 ist an eine Bezugsspannung (Masse) gelegt. Zur Umladung des Ladekondensators 7 in umgekehrter Richtung dient ein zweiter elektronisch steuerbarer Stromkreis 8, der mit dem einen Anschluß an den gemeinsamen Verbindungspunkt des Ladekondensators ίο 7. des Kollektors des Transistors 26 und der Ausgangsklemme 2 gelegt ist und dessen anderer Anschluß mit einer Bezugsspannung (+ U) verbunden ist. Der elektronisch steuerbare zweite Stromkreis 8 ist aus zwei einzelnen, parallelgeschalteten Strompfaden mit einem Widerstand 31 und der Serienschaltung eines Widerstandes 28 und eines Schalters 30 aufgebaut. Außerdem ist der vom Ladekondensator 7 entfernt liegende Anschluß des Widerstandes 28 mit einem weiteren Kondensator 29 verbunden, dessen anderer Anschluß an Masse liegt.

Zur Steuerung des elektronisch steuerbaren zweiten Stromkreises 6, insbesondere des Schalters 30, dient ein Steuerteil aus dem Transistor 24, einer Verzögerungsschaltung 9 und eines Inverters 10. Der Kollektor des Transistors 24 ist dabei mit einem Steuere'ngang der Verzögerungsschaltung 9 verbunden. Ein Ausgang der Verzögerungsschaltung 9 ist über deii Inverter IO mit einem Steuereingang des elektronisch steuerbaren zweiten Stromkreises 8 verbunden. Die Verzögerungs-Schaltung 9 ist vorteilhaft als stromgesteuerte nachtriggerbare monostabile Kippstufe ausgebildet.

Die Komparatoren der Schaltung 3 arbeiten in der Weise, daß die Transistoren 15 bzw. 19 einen Strom liefern, sobald der Momentanwert der Eingangswechselspannung Unf den Wert der positiven Referenzspannung abzüglich des maximalen Spannungsabfalls am Emitterwiderstand 12 (UR_er\-l\\ ■ Ru) überschreitet oder wenn der Momentanwert die negative Referenzspannung zuzüglich des maximalen Spannungsabfalls am Emiiterwiderstand 18 (- Lfe,« +/ie · Ä34) unter- cfhrpi*pt Πργ vnn H^n TrancictrtrAn I?k7ui IQ crAÜAfArtA

Strom wird in den Eingang 21 der Stromspiegelschaltung 6 eingespeist. Eine solche in der IC-Technik übliche Schaltung dient dazu, mit einem Steuerstrom ein oder ⁴S mehrere weitere Ströme im Verhältnis 1 :1 zu steuern. Die gesteuerten Ströme stellen von der Größe her ein genaues Abbild des Steuerstromes dar. Im vorliegenden Fall fließt in den jeweiligen Kollektor der Transistoren 24 und 26 der gleiche Strom, der in den Steuereingang 21 der Stromspiegelschaltung 6 eingespeist wird. Dadurch ist es möglich, mit dem Steuerstrom aus den Kollektoren der Transistoren 15 und 19 sowohl den Ladestrom für den Ladekondensator 7 über den Transistor 26 zu steuern als auch die Verzögerungsschaltung 9 über den Transistor 24 anzusteuern.

Die obengenannten Angaben für den Momentanwert der Eingangswechselspannung stellen die Schwellwerte dar, bei denen der erste Stromkreis leitend wird. Im stationären Zustand werden diese Schwellwerte von den Spitzen der Momentanwerte der Eingangswechselspannung gerade überschritten. Der periodisch in dem ersten Stromkreis fließende Strom kompensiert dann gerade den Strom im auf geringste Leitfähigkeit eingestellten zweiten Stromkreis, so daß am Ladekondensator 7 eine konstante Steuerspannung Ust abgreifbar ist
Bei einem plötzlichen Pegelanstieg werden die durch

⁵⁰ die Referenzspannungen vorgegebenen Schwellwerte erheblich überschritten. Als Wirkungsfolge gelangt an den Steuereingang 21 ein erhöhter Steuerstrom, worauf der Ladeslrornpfäd mit dem Transistor 26 einen erhöhten Ladestrom liefert. Die Schaltung ist vorzugsweise so bemessen* daß ein zu dem Verhältnis aus dem Momenlanwert der Eingangswechselspannung und den obengenannten Schwellwerten proportionaler Ladestrom fließt.

In der geschilderten Weise wird so die Ladespannung am l.adekondensator 7. die unmittelbar das Übertragungsmaß der steuerbaren Verstärker bestimmt, dem erhöhten Wechselspannungspegel durch Variieren der Ladezeitkonstante angepaßt. Ein starkes Überschwingen, das ein Übersteuern des in seinem Dynamikumfang eingeschränkten Übertraguiigskanals zur Folge haben könnte, wird vermieden.

Da als Steuerparameter unter anderem die Amplitudensprunge der Wechselspannung dienen, iäül sich eine schnelle Zuordnung zwischen dem Übertragungsmaß der Verstärker und dem Nutzsignalpegel über einen großen Pegelbereich mit guter Genauigkeit erzielen.

Über die dem Steuereingang 21 zugeführten Signale wird auch mittels des Transistors 24 die Verzögerungsstufe 9. die vorteilhaft als stromgesteuerte nachtriggerbare monostabile Kippstufe ausgeführt ist, angesteuert. Wenn der Steuerstrom, der in den Eingang der Verzögerii.igsschaltung 9 fließt, eine vorgegebene Schwelle überschreitet, kippt die Verzögerungsschaltung 9 in einen instabilen Zustand. Das durch den Inverter 10 invertierte Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 9 bewirkt, daß der Schalter 30 geöffnet ist und somit der Parallelzweig des zweiten Stromkreises keinen Beitrag zur Leitfähigkeit liefert.

Für den Fall, daß die Momentanwerte der Eingangswechselspannung tV/vpdie obengenannten Schwellwerte nicht mehr erreichen, behält die Verzögerungsschaltüng9 ihren instabilen Zustand noch für eine vorbestimmte Verzögerungszeit bei. Nach Ablauf dieser Verzögerungszeit wird der Schalter 30 geschlossen und der Leitwert des zweiten Stromkreises 8 wird durch das

Fincrhaltpn Hac PoraÜAtau/AicrAC Arhftht In A(*r Anrat*.

stellten Ausführungsform wird der Stromkreis 8 vorteilhaft zwischen zwei Leitwerten umgeschaltet. Mit dieser Schaltung werden zwei Umladezeitkonstanten für den Ladekondensator 7 realisiert. An Stelle des Stromkreises 8 sind auch Schaltungen mit einem Transistor, der unterschiedlich angesteuert wird, denkbar. Durch das Verhalten der in dem Steuerzweig des zweiten Stromkreises angeordneten Verzögerungsschaltung wird erreicht, daß nach einem schnellen Absinken Uv;r Eingangswechselspannung das Abklingen des Nutzsignals nicht durch eine ebenso schnelle Änderung des Übertragungsmaßes verfälscht werden kann. Andererseits wird aber nach Ablauf der Verzögerungszeii das Übertragungsmaß der steuerbaren Verstärker so rechtzeitig geändert, daß ein störendes Rauschen nicht bemerkt werden kann.

Ein anderes Verhalten zeigt die Schaltung, wenn nach einem zurückgehenden Nutzsignal oder nach dem Betriebsfall ohne Ansteuerung die Wechselspannungsamplitude plötzlich ansteigt und gleich darauf wieder abfällt Vor Eintritt dieses Signalereignisses ist der Stromkreise durch Schließen des Schalters 30 auf größte Leitfähigkeit gesteuert. Da der eine Anschluß des Stromkreises 8 mit der Spannung +U verbunden ist, weist der Kondensator 29 zwischen dem Widerstand 28 und Masse ebenfalls die Ladung +U auf. Ein

plötzliches Ansteigen des Wechselspannungssignals hat zur Folge, daß das Verzögerungsglied in den instabilen Zustand kippt, und daß durch das Ausgangssignal über den Inverter IO der Schalter 30 geöffnet wird. Wenn kürz darauf der Wechseispannuhgspegel wieder unter die durch die Referenzspannungen vorgegebenen Schwellwerte sinkt, erhält zwar der Steuereingang der VerzögCi'iingsschaltung 9 keine weiteren Triggerimpulse, für die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes bleibt aber der Schalter 30 geöffnet. In diesem Fall trägt die Vom Kondensator 29 gespeicherte bildung zur Vergrößerung des Leitwertes des zweiten Stromkreises 8 bei und überbrückt damit die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 9. Die Ladung des Kondensators

29 fließt nach Öffnen des Schalters 30 über den Widerstand 28 ab. Je größer jedoch die Differenz zwischen dem Anstiegszeitpunkt und den Abfallzeitpunkt der Wcchselspannungsamplitude ist. um so geringer wird die Wirkung des Kondensators 25. Mit zunehmender Zeitdifferenz zwischen Anstieg und Abfall der Wechselspannungsamplitude vergrößert sich daher die effektive Zeit zur Umschaltung des Steuerspannungserzeugers von der großen auf die kleine Zeitkonstanle, bis der Maximalwert in der Größe der Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 9 erreicht wird.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel ist in Fig.2 dargestellt. Die entsprechenden Baugruppen sind mit den gleichen Bezugsziffern versehen wie in Fig. 1. Der Komparator 3 und die Stromspiegelschaltung 6 sind nur m als Blocke dargestellt. Zusätzlich zu der Schaltung in Fig. 1 enthält die Schaltung in Fig. 2 einen weiteren Komparator 32, der z. B. ebenso aufgebaut sein kann, wie der Komparator 3. Der Unterschied gegenüber dem Komparator 3 besteht lediglich darin, daß Eingangsklemmen 33 und 34 an Referenzspannungen Urm und — £//?<·« liegen, die betragsmäßig größer sind, als die entsprechenden Referenzspannungen Ur_ci\ und - UR_Cn-Der Ausgang des Komparators 32 vermag den Schalter

30 zu steuern, wobei er mit dem anderen Steuerzweig aus dem Stromspiegel 6, der Verzögerungsschaltung 9 öffnet, da er wegen der Haltezeit des Verzögerungsgliedes 9 durch dieses noch nicht »geschlossen« gesteuert ist. Nun ist aber der Kondensator 29 geladen und wirkt wie vorher beschrieben; d. h., der Stromkreis 8 liefert für eine gewisse Zeil einen höheren Strom; Werin kürz darauf die Wechselspannungsamplitude wieder stark zurückgeht, überbrückt die vom Kondensator 29 abfließende Ladung die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 9. Auch in diesem Fall verlängert sich die effektive Vefzögefüngszeit in Abhängigkeit von der Dauer des Nutzsignals. Die Schaltung nach Fig. 2 hat den Vorteil, daß sie bei jedem plötzlichen Ansteigen der Wechselspannungsamplitude reagiert, und die Schaltung damit unabhängig von dem Zustand des Steuerspannungserzeugers vor Eintritt des Signalereignisses wird; also auch dann, wenn vor dem Ereignis der Schalter 30 durch die Signale des Verzögerungsgliedes 9 und des Inverters 10 schon geöffnet war. Die Referenzspannungen i/flr/junu — UR_en sind vur^ugswcise so bemessen, daß die Aufladung des Kondensators 29 nur bei Pegelsprüngen an der Klemme 1 von mehr als etwa 1OdB aufwand erfolgt. Dieses Kriterium für die Wahl der kleinen Umladezeitkonstante nach einem plötzlichen Rückgang des Nutzsignals ist damit weilgehend an die physiologische Anpaßzeit des menschlichen Gehörs von leisen auf laute Schallereignisse abgestimmt.

In Fig. 3 ist noch eine weitere Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Auch hier sind wieder diejenigen Baugruppen, die denen aus Fig. 1 und 2 entsprechen, mit den gleichen Bezugszeichen versehen. An Stelle des Komparators 32, der die Eingangswechselspannung bewertet, enthält die Schaltung nach Fig.3 ein Differenzierglied mit einem Kondensator 36 und einem Widerstand 37, welches eine Ladezustandsänderung am Ladekondensator bewertet. Parallel zu dem Widerstand 37 ist eine Diode 38 geschaltet, die dazu dient. Spannungen, die von einer Zustandsänderung am Ladekondensator 7 in Richtung einer Abnahme der Wechselspannung an der Klemme 1 herrühren, kurzzuschließen. Mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt des

Vr\nAonc<iir\r*i "\f\ rtpc WiHArctanHc 17 iinH Hf»r OinHp TR

35 mit dem Steuereingang des Schalters 30 verbunden ist. Wenn der Komparator 32 so aufgebaut ist wie der Komparator 3, ist sein Ausgangswert ein Strom. Es ist dann erforderlich, daß der zweite Eingang des ODER-Verknüpfungsgliedes 35 stromempfindlich ist oder daß ein Strom-Spannungs-Wandler zwischengeschaltet ist

Die beschriebene Zusatzschaltung 32, 35 dient dazu, die effektive Verzögerungszeit zum Umschalten von der langen auf die kurze Zeitkonstante nach einem kurzen Nutzsigna] zu steuern. Beim plötzlichen Anstieg deines Nutzsignals führt die erste Halbwelle zu einem Überschwingen. Ein Überschwingen ist grundsätzlich unvermeidbar, da der Steuerspannungserzeuger eine gewisse Regelabweichung benötigt, um reagieren zu können. Dieser Spitzenwert der Eingangswechselspannung bewirkt, daß der Komparator 32 beim Überschreiten der Referenzspannungen Urcb bzw. — Urcr seinen Ausgangszustand ändert und über das ODER-Verknüpfungsglied 35 den Schalter 30 kurzzeitig schließt. Über den geschlossenen Schalter 30 wird dann der Kondensator 29 auf die Spannung + U aufgeladen. Infolge de: kleinen Einschwingzeit durch Umladen des Ladekondensators 7 über die Stromspiegelschaltung 6 sinkt die Spannung am Komparator 32 sofort wieder unter die genannten Referenzspannungen und der Schalter 30 ist die Basis eines Transistors 39 verbunden. Dieser Transistor steuert über das ODER-Verknüpfungsglied 35 den Schalter 30. Bei einer Ladungsänderung am Ladekondensator 7, die durch eine Zunahme der Wechselspannung hervorgerufen wird, erfolgt über den Kondensator 36 eine ebenso große Änderung der Spannung am Widerstand 37. Diese Spannung steuert

so den Transistor 39 leitend, so daß über das ODER-Verknüpfungsglied 35 der Schalter 30 geschlossen wird, und der Kondensator 29 geladen wird. In Abhängigkeit der Zeitkonstante des Differenziergliedes 36, 37 geht die Spannung am Widerstand 37 zurück, so daß nach einer gewissen Zeit der Transistor 39 gesperrt wird. Der Schalter 30 öffnet daraufhin. Bei einem plötzlichen Anstieg der Wechselspannung und einem kurz darauf folgenden Rückgang arbeitet die Schaltung in gleicher Weise wie im Zusammenhang mit der F i g. 2 beschrieben.

Es ist auch möglich, den Kollektor des Transistors 39 über einen Widerstand 41 mit dem Ladekondensator 7 zu verbinden, wie in der F i g. 3 durch eine gestrichelte Linie angedeutet In diesem Fall könnten das ODER-Verknüpfungsglied 35 und der Kondensator 29 entfallen. Die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 39 und der Widerstand 41 ist dann dem Stromkreise parallel geschaltet Kurz nach Ladungsänderung des

Ladekondensators 7 — Verursacht durch ein Ansteigen der Wechselspannung — ist die Leitfähigkeit des Transistors 39 auf einen Maximalwert gesteuert. Die Leitfähigkeit geht in Abhängigkeit der Zeitkonstante des Differenziergliedes mit dem Kondensator 36 und dem Widerstand 37 zurück. Die Wirkung auf die Ümladezeitkonstante des Ladekondensalors 7 ist somit die gleiche wie im Zusammenhang mit dem Kondensator 29 und dem Widerstand 28 erläutert.

Zwischen dem Kondensator 36 und dem Ladekondensator 7 kann auch ein Trennverstärker 40 vorgesehen werden, damit das Differenzierglied 36,37 nicht den Wert der Zeitkonstante aus der Stromspiegelschal· tung 6, dem Ladekondensator 7, dem Widerstand 28 und dem Kondensator 29 beeinflußt.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhängigen Steuergleichspannung mit einem Ladekondensator, dessen Ladezustand über steuerbare Lade- und Entladestromkreise in Abhängigkeit der Wechselspannung in der Weise veränderbar ist, daß bei Zunahme der Wechselspannungsamplitude der Leitwert eines ersten Stromkreises erhöht wird und bei schneller Abnahme der Wechselspannungsamplitude der Leitwert eines zweiten Stromkreises erhöht wird, wobei im Steuerweg für den zweiten Stromkreis ein Verzögerungsglied angeordnet ist, dadurch ge- is kennzeichnet, daß der Leitwert des zweiten Stromkreises (8) in Abhängigkeit der Zeitdifferenz zwischen einer Zunahme und einer schnellen Abnahme der Wechselspannungsamplitude steuerbar ist.

2. Schaltaigsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnei, daß der zweite Stromkreis (8) eine Pufferschaltung (28, 29) enthält, die sowohl mit dem Ladekondensator (7) als auch mit einer Spannungsquelle (+ U) verbunden ist, und daß die Pufferschal- tung (28,29) einen zeitabhängigen Leitwert besitzt

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Pufferschaltung (28, 29) einen Kondensator (29) und einen Widerstand (28) enthält und mittels eines elektronisch steuerbaren Schalters (30) mit der Spannungsquelle (+U) verbunden ist.

4. Schaltungsanordnung nach \nspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (30) mit einem Komparator (32) für die Wechsf'-'pannung verbunden ist

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (30) mit einem Differenzierglied (36, 37) verbunden ist, daß zwischen dem Ladekondensator (7) und einer Bezugsspannung (+ U) angeordnet ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand (37) des Differenziergliedes (36, 37) mit einem Gleichrichter (38) überbrückt ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Differenzierglied (36, 37) über einen Trennverstärker (40) mit dem Ladel.ondensator (7) verbunden ist.

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