DE2830785C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer von einer Wechselspannung abhängigen Steuergleichspannung, wie sie im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 wiedergegeben ist.

Für eine Anordnung zur automatischen Verstärkungsregelung ist aus der GB 14 88 421 eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhängigen Steuergleichspannung bekannt, die einen Speicher aufweist, der über einem Ladekreis aufladbar und über einen Verstärker entladbar ist; dabei ist in dem Ladestromkreis zusätzlich ein elektronisch steuerbarer Schalter angeordnet, dessen Steuereingang über einen Schwellwertdetektor für die Wechselspannung mit der Wechselspannung verbunden ist.

Durch die DE 24 06 258 C2 ist es ferner bekannt, eine Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff, jedoch ohne steuerbaren Schalter bei einem Kompander- System als Regelspannungserzeuger zu verwenden.

Dem Eingang des Regelspannungserzeugers wird bei Kompression das Wechsel­ spannungs-Ausgangssignal und bei Expansion das Wechselspannungs-Eingangs­ signal eines elektronisch in seiner Verstärkung steuerbaren und im Nutzsi­ gnalweg liegenden Verstärkers über einen weiteren elektronisch steuerbaren Verstärker zugeführt. Das Gleichspannungs-Ausgangssignal des Regelspannungs­ erzeugers wird sowohl dem Steuereingang des im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers als auch dem Steuereingang des weiteren Verstärkers zugeführt. Der Regelspannungserzeuger wirkt dabei so, daß er beim Überschreiten eines Schwellwertes durch die dem Eingang des Regelspannungserzeugers zugeführte Wechselspannung eine schnell ansteigende Gleichspannung erzeugt, die die Verstärkung des im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers soweit verändert, bis die Wechselspannung am Eingang des Regelspannungserzeugers wieder unter den erwähnten Schwellwert gesunken ist.

Ein Ausführungsbeispiel des bekannten Regelspannungserzeugers enthält einen Ladekondensator, von dem ein Anschluß an Masse liegt und der andere An­ schluß einerseits über einen Lade­ widerstand an eine Betriebsspannung und andererseits über einen Entladetransistors an Masse angeschlossen ist. Die der Basis des Transistors zugeführte Wechselspannung wird im Transistor gleichgerichtet. Zugleich wird der über den Widerstand aufge­ ladene Kondensator beim Überschreiten eines Schwellwertes durch die Wechselspannung an der Basis des Transistors über den dann schlagartig stromleitend geschalteten Transistor relativ schnell entladen. Gegenüber dieser sehr schnellen Entladung des Lade­ kondensators wird seine Aufladung im wesentlichen von der Größe des erwähnten Ladewiderstandes bestimmt.

Es wurde erkannt, daß z. B. im Falle einer Expander-Schaltung bei der beschriebenen Aufladung des Ladekondensators zwei sich an sich widersprechende Forderungen erfüllt sein müssen. Zum einen soll die Aufladung möglichst schnell vor sich gehen, damit bei einer plötzlich auftretenden, länger andauernden Verringerung der Amplitude des zu verarbeitenden Nutzsignales eine schnelle Nachregelung der Verstärkung des im Nutzsignal­ weg liegenden Verstärkers möglich ist. Anderenfalls würden in einem solchen Fall während der dann durch eine langsame Aufladung bedingten langen Übergangszeit in unerwünschter Weise Rauschsignale zu hören sein. Zum anderen soll die Auf­ ladung nicht zu schnell vor sich gehen, damit nicht bei den tiefsten zu verarbeitenden Frequenzen die Regelung so schnell ist, daß Verzerrungen der reinen Sinusschwingungen mit den tiefsten Frequenzen auftreten. Dieses Problem macht sich be­ sonders im Falle eines breitbandigen Kompandar-Systems bemerk­ bar, da dort alle Frequenzbereiche, also auch die tiefsten Frequenzen in dem einzigen vorhandenen Kanal verarbeitet werden.

Die vorstehenden Überlegungen sind entsprechend auch gültig, wenn bei einem anderen Ausführungsbeispiel des bekannten Re­ gelspannungserzeugers nicht die Entladung sondern die Aufla­ dung über einen Transistor vorgenommen wird. In diesem Fall gelten die vorstehenden Überlegungen für die Entladung des Ladekondensators.

Um die erwähnten sich widersprechenden Forderungen zu erfüllen, ist man bei der Auswahl der anzuwendenden Aufladungs- und Entladungszeitkonstanten auf einen Kompromiß angewiesen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsan­ ordnung zu schaffen, bei der der vorstehend erwähnte Kompromiß besser gelöst werden kann, so daß entweder das Verhalten der Schaltung bezüglich der in unerwünschter Weise zu hörenden Rauschsignale (Rauschverhalten) bei relativ geringer Verzer­ rung verbessert oder das Verhalten bezüglich der Verzerrungen bei relativ gutem Rauschverhalten verbessert ist.

Die Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung der im Oberbegriff des Patent­ anspruchs 1 angegebenen Art durch die im Kennzeichen des Patentanspruchs 1 wiedergegebenen Merkmale gelöst.

Weiterbildungen der Erfindung und vorteilhafte Aus­ führungsbeispiele sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung wird anhand von Ausführungsbeispielen, die in der Zeichnung dargestellt sind, näher erläutert.

Fig. 1 zeigt den prinzipiellen Aufbau der erfindungsgemäßen Schaltung,

Fig. 2 zeigt eine vorteilhafte Ausführungsform der erfindungs­ gemäßen Schaltung,

Fig. 3 zeigt Spannungs- und Stromverläufe an verschiedenen Schaltungsteilen einer Schaltung gemäß Fig. 2,

Fig. 4 zeigt ein Ausführungsbeispiel für ein Reziprokglied und

Fig. 5 zeigt Spannungsverläufe an verschiedenen Schaltungs­ teilen einer Schaltung gemäß Fig. 4.

In Fig. 1 ist der prinzipielle Aufbau der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dargestellt. Eine derartige Schaltung ist beispielsweise als Steuerspannungserzeuger einsetzbar für die mit 5 bezeichneten Funktionsblöcke der in Fig. 1 und 2 der eingangs genannten DE-PS 24 06 258 dargestellten Schaltung.

Die erfindungsgemäße Schaltung hat einen Eingang 1 für die Wechselspannung und einen Ausgang 2 für die Steuergleichspan­ nung. Der Eingang 1 ist mit einem Eingang 4 eines Komparators 3 verbunden, mit einem Eingang 21 einer Hilfsschaltung aus den Elementen 20, 23, 26 und mit einem Eingang 8 einer weite­ ren Hilfsschaltung aus den Elementen 7, 10. Der Komparator 3 besitzt einen weiteren Eingang, dem über eine Eingangsklemme 6 positive und negative Referenzspannungen zugeführt werden. Der Komparator 3 besitzt ferner einen Ausgang 5, der mit einem Eingang 16 eines elektronisch steuerbaren Schalters 15 verbunden ist. Das Ausgangssignal am Ausgang 5 des Komparators 3 kann zwei Ausgangszustände annehmen. Der erste Ausgangszu­ stand liegt vor, wenn die positive Halbwelle der Eingangs­ wechselspannung kleiner ist, als die positive Referenzspan­ nung und die negative Halbwelle der Wechselspannung. Der zweite Ausgangszustand liegt vor, wenn die positive Halbwelle größer ist als die positive Referenzspannung oder die negative Halb­ welle kleiner, d. h. negativer ist, als die negative Referenz­ spannung. Im ersten Ausgangszustand des Komparators 3 ist der elektronisch steuerbare Schalter 15 geöffnet gesteuert; im zweiten Ausgangszustand ist er geschlossen gesteuert.

Der Schalter 15 ist Bestandteil eines Ladestromkreises 29 und liegt in Reihe zu einer elektronisch steuerbaren Stromquelle 13. Der Ladestromkreis 29 ist mit einem Kontakt eines Ladekondensators 17 verbunden, am dem über die Ausgangsklemme 2 die Steuergleichspannung abgreifbar ist. Mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt des Ladekondensators 17, des Ladestromkreises 29 und der Ausgangsklemme 2 ist außerdem ein Entladestromkreis 30 verbunden, in dem eine elektronisch steuerbare Stromquelle 18 angeordnet ist. Der andere Kontakt des Ladekondensators 17 ist an eine Bezugsspannung (Masse) gelegt.

Die beiden erwähnten elektronisch steuerbaren Stromquellen 13, 18 weisen je einen Steuereingang 14, 19 auf. Dabei ist der Steuereingang 19 mit dem Ausgang 28 einer Hilfsschaltung 20, 23, 26 verbunden. Diese Hilfsschaltung besteht aus der Reihen­ schaltung eines Integriergliedes 20, eines Gleichrichters 23 und eines Reziprokgliedes 26. Dabei ist ein Ausgang 22 des Integriergliedes 20 mit einem Eingang 24 des Gleichrichters 23 verbunden und ein Ausgang 25 des Gleichrichters 23 ist mit einem Eingang 27 des Reziprokgliedes 26 verbunden. Ein Ausgang 28 des Reziprokgliedes 26 ist mit dem Steuereingang 19, der elektronisch steuerbaren Stromquelle 18 verbunden.

Der andere Steuereingang 14 ist mit dem Ausgang 12 einer weiteren Hilfsschaltung 7, 10 verbunden. Diese Hilfsschaltung besteht aus der Reihenschaltung eines Differenziergliedes 7 und eines Gleichrichters 10. Dabei ist ein Ausgang 9 des Differen­ ziergliedes 7 mit einem Eingang 11 des Gleichrichters 10 ver­ bunden und ein Ausgang 12 des Gleichrichters 10 ist mit dem Steuereingang 14 der elektronisch steuerbaren Stromquelle 13 verbunden.

Bei einer einfacheren Ausführungsform kann die zweite Hilfs­ schaltung auch entfallen, so daß die elektronisch steuerbare Stromquelle 13 durch eine Konstantstromquelle ersetzt werden kann.

Die Funktion der beschriebenen Schaltung wird nun erläutert. Der Index der Buchstaben U und I gibt an, an welchen Schal­ tungsteilen die Spannungen bzw. Ströme auftreten.

Bei Einsatz der Schaltung in einem geschlossenen Regelkreis ergibt sich im stationären Zustand ein solcher Wert für die Eingangswechselspannung U ₁, daß deren Spitzen die von den bei­ den Referenzspannungen U ₆ vorgegebenen Grenzen gerade über­ schreiten; d. h. die positive Referenzspannung überschreiten und die negative Referenzspannung unterschreiten. Für die Dauer der Überschreitung nimmt der Ausgang 5 des Komparators 3 den zwei­ ten Ausgangszustand an. Infolge dessen wird über das dem Steuereingang 16 des elektronisch steuerbaren Schalters 15 zu­ geführte Signal der Schalter 15 geschlossen und damit der Lade­ stromkreis 29 stromleitend gesteuert (I ₂₉). Im stationären Zu­ stand wird daher der Ladekondensator 17 periodisch über den Ladestrompfad 29 aufgeladen und zwar für die Dauer, in der die Eingangswechselspannungsspitzen U ₁ die durch die Referenz­ spannungen U ₆ vorgegebenen Grenzen überschreiten. Die über den Entladestromkreis 30 langsam abfließende Ladung wird durch die periodische Aufladung gerade kompensiert. Da die Ladezeit kürzer ist als die Entladezeit, ist die elektronisch steuerbare Stromquelle 13 so bemessen, daß sie bei einer bestimmten Steuerspannung am Steuereingang 14 eine entsprechend höhere Stromstärke liefert als die Entladestromquelle 18 bei der gleichen Steuerspannung am Steuereingang 19.

Über die Steuereingänge 14, 19 werden die elektronisch steuer­ baren Stromquellen 13, 18 in der Weise gesteuert, daß die Lade­ stromstärke I ₂₉ mit steigender Amplitude und Frequenz des Ein­ gangssignals U ₁ ansteigt und daß die Entladestromstärke I ₃₀ mit fallender Amplitude und steigender Frequenz des Eingangssignals U ₁ ansteigt. Anders ausgedrückt: Auf Frequenzänderungen des Ein­ gangssignals U ₁ sollen die Lade- und Entladestromquellen in gleicher Weise reagieren, auf Amplitudenänderungen in entgegen­ gesetzter Weise. Diese Steuerung wird durch die unterschiedlich aufgebauten Hilfsschaltungen erzielt.

Die am Ausgang 9 des Differenziergliedes 7 auftretenden Span­ nungen können nach Gleichrichtung durch den Gleichrichter 10 unmittelbar zur Steuerung der Ladestromquelle 13 benutzt werden, da bereits die gewünschte Amplituden- und Frequenzab­ hängigkeit gegeben ist.

Die Hilfsschaltung des Entladestromkreises dagegen ist kom­ plizierter aufgebaut. Das Integrierglied 20 der Hilfsschaltung bewirkt, daß die am Ausgang 22 auftretende Wechselspannungs­ amplitude gegenüber der Eingangsamplitude mit zunehmender Fre­ quenz sinkt. Diese Wechselspannung wird dem Eingang 24 des Gleichrichters 23 zugeführt, an dessen Ausgang 25 eine pul­ sierende Gleichspannung erscheint. Diese pulsierende Gleich­ spannung wird dem Eingang 27 des Reziprokgliedes 26 zugeführt. Am Ausgang 28 des Reziprokgliedes 26 tritt eine pulsierende Gleichspannung auf, deren Amplitudenverlauf genau im umge­ kehrten Verhältnis zu der Eingangsamplitude am Eingang 27 steht, d. h. mit abnehmender Eingangsamplitude zunimmt. Auf diese Weise wird die gewünschte gleichsinnige Frequenzab­ hängigkeit und gegensinnige Amplitudenabhängigkeit in der Steuerung der Entladestromquelle erzielt.

Mit der beschriebenen Schaltungsanordnung wird daher eine Steuerung der Lade- und Entladezeitkonstanten für den Lade­ kondensator 17 in Abhängigkeit der Nutzsignalfrequenz er­ möglicht. Diese Steuerung erfolgt in dem Sinne, daß die Lade- bzw. Entladezeitkonstanten mit zunehmender Nutzsignalfrequenz abnehmen. Durch die Anwendung dieser Schaltung in einem Steuer­ spannungserzeuger kann ein frequenzabhängiger Klirrfaktor für die Übertragungseigenschaften der Verstärker in einem Breitbandkompander erzielt werden. Demzufolge bleibt einer­ seits der Signalverlauf tiefer Frequenzen frei von Verzerrun­ gen und andererseits erfolgt bei hohen Frequenzen eine schnelle Anpassung des Übertragungsmaßes an den jeweiligen Nutzsignal­ pegel. Außerdem wird bei einem plötzlichen Wegfall des Nutz­ signals ebenfalls die Zeitkonstante der Entladung und damit die Übergangszeit zu dem neuen Wert des Übertragungsmaßes verringert, so daß Rauschsignale in der Übergangszeit nicht bemerkt werden.

Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel führt eine den Wert der Referenzspannung überschreitende Eingangswechselspannung zu einem Anstieg der Ladespannung am Kondensator 17, die als Steuerspannung für die Steuerung der Stellglieder in einem Ver­ stärker mit veränderbarem Übertragungsmaß dient. Wenn dagegen zur Steuerung der Stellglieder eine im Vergleich zur Eingangs­ wechselspannung gegensinnige Änderung der Steuergleichspannung erforderlich ist, müssen der Ladestrompfad und der Entlade­ strompfad der beschriebenen Schaltung gegeneinander ausge­ tauscht werden.

Diese alternative Ausführungsform ist in der in Fig. 2 dar­ gestellten vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung enthalten, auf die nun näher eingegangen werden soll.

Die erfindungsgemäße Schaltung hat einen Eingang 31 für die Wechselspannung und einen Ausgang 32 für die Steuergleich­ spannung. Der Eingang 31 ist mit einer Schaltungsanordnung aus den Elementen 40 und 46 verbunden, die eine Funktion ent­ sprechend dem Komparator 3 und dem Schalter 15 der Schaltung in Fig. 1 übernehmen. Außerdem ist der Eingang 31 mit dem Eingang 48 einer Hilfsschaltung aus den Elementen 47, 55, 61 und mit dem Eingang 65 einer weiteren Hilfsschaltung aus den Elementen 64, 72 verbunden.

Im Gegensatz zu der Schaltung gemäß Fig. 1 liegt der elektro­ nisch steuerbare Schalter bei der Schaltung gemäß Fig. 2 im Entladestromkreis. Dieser Schalter wird aus den Kollektor- Emitter-Strecken zweier Transistoren 43 und 44 gebildet. Da­ bei sind die Emitter beider Transistoren mit Masse verbunden und die Kollektoren beider Transistoren mit dem einen Pol einer elektronisch steuerbaren Stromquelle 37. Die steuer­ bare Stromquelle 37 und die Kollektor-Emitter-Strecken der Transistoren 43 und 44 bilden einen Entladestromkreis 39.

Gleichzeitig dienen die genannten Transistoren 43, 44 als Komparator für die positive und negative Halbwelle der Ein­ gangswechselspannung. Als Referenzspannungen dienen die Emitter-Basis-Durchlaßspannungen der Transistoren 43 und 44. Die Wechselspannung wird von der Eingangsklemme 31 aus dem Komparator für die positive Halbwelle 43 über einen Wider­ stand 41 zugeführt und dem Komparator für die negative Halb­ welle 44 über einen Inverter 48 mit dem Übertragungsmaß "-1" und einen Widerstand 45. Zwischen den jeweiligen Basen der Transistoren 43, 44 und Masse sind Widerstände 42 bzw. 46 an­ geordnet.

Der Entladestromkreis 39 dient zur Entladung eines Ladekonden­ sators 36, dessen Ladespannung als Steuergleichspannung über die Ausgangsklemme 32 abgreifbar ist. An dem gemeinsamen Ver­ bindungspunkt des Entladestromkreises 39, der Ausgangsklemme 32 und des Ladekondensators 36 ist außerdem ein Ladestromkreis 35 angeschlossen, der aus einer elektronisch steuerbaren Stromquelle 33 gebildet ist.

Die beiden elektronisch steuerbaren Stromquellen 33, 37 weisen je einen Steuereingang 34, 38 auf, die mit jeweils einer Hilfs­ schaltung aus den Elementen 47, 55, 61 bzw. 64, 72 verbunden sind. Die erste Hilfsschaltung besteht aus der Reihenschaltung eines Integriergliedes 47, eines Zweiweggleichrichters 55 und eines Reziprokgliedes 61. Dabei ist ein Ausgang 49 des Inte­ griergliedes 47 mit einem Eingang 56 des Zweiweggleichrichters 55 verbunden und ein Ausgang 57 des Zweiweggleichrichters 55 ist mit einem Eingang 62 des Reziprokgliedes 61 verbunden. Ein Ausgang 63 des Reziprokgliedes 61 ist mit dem Steuereingang 34 der elektronisch steuerbaren Ladestromquelle 33 verbunden.

Als Integrierglied 47 dient eine Schaltung mit einem Differenz­ verstärker 52, der als invertierender Verstärker geschaltet ist. Im Gegenkopplungsweg des Differenzverstärkers 52 ist eine Kapazität 51 angeordnet. Zwischen einem invertierenden Eingang 53 des Differenzverstärkers 52 und dem Eingang 48 des Inte­ griergliedes 47 ist ein Widerstand 50 angeordnet. Ein Ausgang 54 des Differenzverstärkers 52 ist mit dem Ausgang 49 des Integriergliedes 47 direkt verbunden.

Der Zweiweggleichrichter 55 enthält zwei Gleichrichter 59 und 60, deren Kathoden mit dem Ausgang 57 verbunden sind. Die Ano­ de des Gleichrichters 60 ist mit dem Eingang 56 des Zweiweg­ gleichrichters 55 direkt verbunden, während die Anode des Gleichrichters 59 mit dem Eingang 56 über einen Inverter 58 verbunden ist.

Die zweite Hilfsschaltung besteht aus der Reihenschaltung eines Differenziergliedes 64 und eines Zweiweggleichrichters 72. Dabei ist ein Ausgang 66 des Differenziergliedes 64 mit einem Eingang 73 des Zweiweggleichrichters 72 verbunden und ein Ausgang 74 des Zweiweggleichrichters 72 ist mit dem Steuereingang 38 der elektronisch steuerbaren Entladestrom­ quelle 37 verbunden.

Als Differenzierglied 64 dient eine Schaltung mit einem Dif­ ferenzverstärker 69, der als invertierender Verstärker ge­ schaltet ist. Im Gegenkopplungsweg des Differenzverstärkers 69 ist ein Widerstand 68 angeordnet. Zwischen einem inver­ tierenden Eingang 70 des Differenzverstärkers 65 und dem Eingang 65 des Differenziergliedes 64 ist eine Kapazität 67 an­ geordnet. Ein Ausgang 71 des Differenzverstärkers 69 ist mit dem Ausgang 66 des Differenziergliedes 64 direkt verbunden.

Der Zweiweggleichrichter 72 mit dem Gleichrichter 76 und 77 und dem Inverter 75 ist genauso aufgebaut, wie der Zweiweg­ gleichrichter 55.

Im übrigen entsprechen sich die Hilfsschaltungen 20, 23, 26 bzw. 7, 10 gemäß Fig. 1 und die Hilfsschaltungen 47, 55, 61 bzw. 64, 72 gemäß Fig. 2.

Die in den Ausführungsbeispielen gewählte Reihenfolge der Elemente der Hilfsschaltung ist zwar zweckmäßig, jedoch kann auch mit einer anderen Reihenfolge die beabsichtigte Wirkung erzielt werden.

Für die Schaltung in Fig. 2 sind die Spannungsverläufe in der Fig. 3 dargestellt. Der Index der mit dem Buchstaben U für Spannung bezeichneten Kurven entspricht den Bezugszeichen der in Fig. 2 dargestellten Schaltungsteile, an denen die Span­ nungen auftreten. Die Kurve U ₃₁ zeigt ein Eingangssignal, dessen ersten beiden Perioden noch den eingeschwungenen Zustand bei einem Kompander-System darstellen. Die Frequenz der zweiten Periode ist doppelt so groß wie diejenige der ersten Periode. Nach Ablauf dieser Perioden wird der eingeschwungene Zustand gestört, indem der Pegel des Nutzsignals plötzlich auf einen sehr kleinen Wert abfällt. Man kann sich vorstellen, daß während der nächsten zwei Perioden die Verstärkung des Kompander- Systems über den Regelkreis geändert wird und daß sich darauf wieder ein neuer eingeschwungener Zustand einstellt.

Die beiden durch die Emitter-Basis-Durchlaßspannungen der Transistoren 43 und 44 gebildeten Referenzspannungen werden im eingeschwungenen Zustand von den Spitzen der Momentanwerte gerade überschritten bzw. unterschritten.

Bei der Kurve U ₆₆ ist erkennbar, in welcher Weise das Diffe­ renzierglied 64 die Signale verarbeitet. Abgesehen von der Phasenverschiebung nimmt die Amplitude mit zunehmender Fre­ quenz zu und mit abnehmender Eingangsspannung ab.

Die Kurve U ₇₄ stellt das gleichgerichtete Ausgangssignal des Differenziergliedes 64 dar.

Die Kurve U ₄₉ zeigt das von dem Integrierglied 47 verarbeitete Signal. Die Amplitude des Ausgangssignals nimmt mit zunehmen­ der Frequenz ab.

Die Kurve U ₅₇ stellt das gleichgerichtete Ausgangssignal des Integriergliedes 47 dar.

Aus den Momentanwerten der Wechselspannung U ₅₇ wird mit Hilfe des Reziprokgliedes 61 der Kehrwert der Momentanwerte gebildet. Kleine Eingangsspannungen werden zu großen Ausgangsspannungen und große Eingangsspannungen werden zu kleinen Ausgangsspan­ nungen.

Der Momentanwert der Kurve U ₆₃ ist zugleich eine qualitative Angabe für die Stromstärke des Ladestromkreises 35. Die Strom­ stärke des Entladestromkreises 39 wird durch die Kurve U ₇₄ unter Berücksichtigung der Öffnungszeiten des Schalters 37 qualitativ wiedergegeben. Die Wirkung der beiden Stromkreise überlagert sich, woraus sich als Resultierende der Lade- bzw. Entladestrom und damit die Ladespannung am Ladekondensator 36 ergibt. Der Verlauf der Ladespannung ist in der Kurve U ₃₂ dar­ gestellt. Im stationären Zustand ist die Ladespannung U ₃₂, die gleichzeitig als Steuerspannung für die steuerbaren Ver­ stärker dient, mit einer gewissen Welligkeit beaufschlagt. Wie die Darstellung von U ₃₂ zeigt, ist die Amplitude dieser Wel­ ligkeit aber unabhängig von der Signalfrequenz. Daraus ergibt sich, daß auch ein die Nutzsignale beeinträchtigender nicht vermeidbarer Klirrfaktor frequenzunabhängig ist. Dies ist be­ sonders bei niedrigen Signalfrequenzen von großer Bedeutung.

Auf der anderen Seite zeigt die Kurve, daß bei einem plötz­ lichen Wegfall des Nutzsignals die Nachsteuerung auf den diesem Pegel entsprechenden Verstärkungsgrad mit der kleinstmöglichen Zeitkonstante erfolgt. Diese Schnelligkeit der Nachregelung ist wichtig, damit nicht nach dem plötzlichen Amplitudenrück­ gang eines Nutzsignals in unerwünschter Weise Rauschsignale hör­ bar werden.

Mit Hilfe der beschriebenen Erfindung ist daher ein günstiger Kompromiß hinsichtlich eines kleinen Klirrfaktors und einer schnellen Nachsteuerung bei plötzlichem Pegelwegfall gefunden worden.

Es ist möglich, die elektronisch steuerbaren Stromquellen so auszubilden, daß sie mit negativen Spannungswerten gesteuert werden. Ebenso ist es möglich, die Stromquellen so auszubil­ den, daß mit den Steuersignalen eine reziproke Änderung der Stromstärke erfolgt. In diesem Fall würde ein gesondertes Reziprokglied entfallen.

Es wird nun noch ein Ausführungsbeispiel für das in den Fig. 1 und 2 dargestellte Reziprokglied 26; 61 angegeben. In Fig. 4 ist eine entsprechende Schaltung dargestellt. Die Schaltung besteht aus der Reihenschaltung eines Logarithmie­ rers, eines Summierers, eines Impedanzwandlers, und wahlweise eines Delogarithmierers oder eines Delogarithmierers in Ver­ bindung mit einem Strom-Spannungs-Wandler. Die Schaltung ist für positive Eingangssignale ausgelegt.

Die Eingangssignale werden einer Eingangsklemme 62 zugeführt und sind als Spannungssignale an einer Ausgangsklemme 63 oder als Stromsignale an einer Ausgangsklemme 90 abgreifbar. Die Ein­ gangssignale werden über einen Widerstand 78 einem invertie­ renden Eingang eines Differenzverstärkers 79 zugeführt. Im Gegenkopplungsweg dieses Differenzverstärkers ist eine nicht­ lineare Impedanz in Form eines Transistors 80 angeordnet. Die Kennlinie des Transistors 80 verläuft nach der e-funktion, so daß bei Anordnung der Impedanz im Gegenkopplungsweg die Ein­ gangssignale nach den ln-Funktion logarithmiert werden. In Fig. 5 sind die Spannungen an verschiedenen Schaltungsteilen des Re­ ziprokgliedes 61 dargestellt. Der Spannungsverlauf am Schaltungs­ punkt 91 stellt den logarithmierten Verlauf des Eingangssignals dar, wobei die Signale einerseits invertiert und andererseits bezüglich des Null-Potentials verschoben sind. Da der Division durch eine bestimmte Zahl die Subtraktion eines Logarithmus dieser Zahl entspricht, erfolgt als nächster Schritt bei der dargestellten Schaltung die Subtraktion der Spannung U ₉₁ von einer konstanten Spannung. Dies wird dadurch bewirkt, daß der Pegel U ₉₁ über die Schwellspannungen der Transistoren 82 und 83 linear verschoben wird. Die konstanten Schwellspannungen der Transistoren 82 und 83 werden dadurch erzielt, daß über die Stromquelle 81 ein Konstantstrom in die Transistoren einge­ speist wird. Die Größe des Konstantstroms wird zweckmäßig so bemessen, daß er das geometrische Mittel aus den in der Rück­ führung des Operationsverstärkers 79 fließenden minimalen und maximalen Strom darstellt.

Die am Schaltungspunkt 92 vorliegende Spannung stellt den natürlichen Logarithmus des Reziprokwertes des Eingangssignals dar und wird über einen Impedanzwandler aus dem Differenzver­ stärker 84 und dem Gegenkopplungswiderstand 85 einem Deloga­ rithmierer zugeführt. Dieser besteht aus einer nichtlinearen Impedanz, im vorliegenden Fall einem Transistor 86; 78 die die gleiche Kennlinie aufweist, wie die im Gegenkopplungszweig des Differenzverstärkers 79 angeordnete Impedanz 80. In zweckmäßiger Weise sind die Transistoren 80, 82, 83, 86, 87 thermisch gekoppelt, so daß temperaturbedingte Verzerrungen im Kennlinienverlauf teilweise kompensiert werden. Eine dem über den Transistor 86 in den Differenzverstärker 88 mit dem Gegenkopplungswiderstand 89 fließenden Strom proportionale ne­ gative Spannung 63 ist an der Klemme 63 abgreifbar. Bei An­ wendung des beschriebenen Reziprokgliedes in der erfindungs­ gemäßen Schaltungsanordnung (Fig. 1 und 2) müßte die Aus­ gangsspannung noch invertiert werden. Es ist auch möglich, den Ausgang des Reziprokgliedes so auszubilden, daß über den Delogarithmierer 87 und die Ausgangsklemme 90 ein Ladestrom abgreifbar ist, der unmittelbar zur Aufladung eines Lade­ kondensators dienen könnte. In diesem Fall könnte die geson­ derte Ladestromquelle 33 gemäß Fig. 2 entfallen.

Claims (16)

1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer von einer Wechselspannung abhängigen Steuergleichspannung, insbesondere für eine Anordnung zur Dynamik-Kompression oder -Expansion, mit einem Ladekondensator (17), der über wenigstens einen Ladestromkreis aufladbar und über wenigstens einen Entladestromkreis entladbar ist, und bei welcher Schaltungsanordnung in einem der Stromkreise (29, 39) ein elektronisch steuerbarer Schalter (15) angeordnet ist, dessen Steuereingang (16) über einen Komparator (3) für die Wechselspannung verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß in dem anderen der Stromkreise (29, 30) eine steuerbare Stromquelle (18) vorgesehen ist, die an ihrem Steuereingang (19) von einer derart aufbereiteten Steuergröße gesteuert wird, daß die Stromstärke der Stromquelle (18) mit fallender Amplitude und steigender Frequenz der Wechselspannung ansteigt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in dem einen der beiden Stromkreise (29, 30) eine steuerbare Stromquelle (13) vorgesehen ist, die an ihrem Steuereingang (14) von einer derart aufbereiteten Steuergröße gesteuert wird, daß die Stromstärke der Stromquelle (13) mit steigender Amplitude und Frequenz der Wechselspannung ansteigt.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Aufbereitung der betreffenden Steuergröße der Steuereingang (19) der Stromquelle (18) im anderen Stromkreis (30) über eine Hilfsschaltung, bestehend aus der Reihenschaltung aus einem Integrierglied (20), einem Gleichrichter (23) und einem Reziprokglied (26) mit dem Eingang (1) für die Wechselspannung verbunden ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Aufbereitung der betreffenden Steuergröße der Steuereingang (14) der Stromquelle (13) in dem einem der beiden Stromkreise (29, 30) über eine weitere Hilfsschaltung, bestehend aus der Reihenschaltung aus einem Differenzierglied (7) und einem Gleichrichter (10) mit dem Eingang (1) für die Wechselspannung verbunden ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator (3) zum Vergleich mit Referenzspannungen eine Vergleichsschaltung für die positive Halbwelle und eine Vergleichsschaltung für die negative Halbwelle der Wechselspannung enthält.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator (3) so bemessen ist, daß sich ein Ausgangspotential ändert, wenn die Wechselspannung den Wert der Referenzspannung überschreitet bzw. unterschreitet.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzspannungen vom gleichen Betrag, aber unterschiedlicher Polarität sind.

8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromkreis (29; 39), der den steuerbaren Schalter (15; 43, 44) aufweist, in Reihe geschaltet die eine der elektronisch steuerbaren Stromquellen (13, 37) enthält, und daß der andere Stromkreis (30, 35) die andere der elektronisch steuerbaren Stromquellen enthält (18, 33).

9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der elektronisch steuerbare Schalter aus den Kollektor-Emitter-Strecken zweier Transistoren (43, 44) gebildet ist.

10. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß als Komparator für die Wechselspannung die Basis-Emitter-Strecken von Transistoren bzw. der Transistoren (43, 44) nach Anspruch 9 dienen, daß die Referenzspannungen aus den Basis-Emitter- Durchlaßspannungen der Transistoren (43, 44) gebildet sind und daß einer der Basen die Wechselspannung über einen Inverter (40) mit dem Übertragungsmaß "-1" zugeführt ist.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der/die Gleichrichter (55; 72) als Zweiweggleichrichter (59, 60; 76, 77) ausgebildet ist/sind und daß einem Weg der Gleichrichter (59; 76) das Wechselspannungssignal über einen Inverter (58; 77) zugeführt ist.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Integrierglied (47) einen Differenzverstärker (52) enthält, in dessen Ge­ genkopplungsweg wenigstens eine frequenzabhängige Impedanz (51) ange­ ordnet ist.

13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß als Integrierglied eine Tiefpaßschaltung dient.

14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Differenzierglied (64) einen Differenzverstärker (69) enthält, in dessen Signalweg wenigstens eine frequenzabhängige Impedanz (67) angeordnet ist.

15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4 oder 14, dadurch gekennzeichnet, daß als Differenzierglied eine Hochpaßschaltung dient.

16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Reziprokglied (26; 61) die Reihenschaltung aus einem Logarithmierglied (78, 79, 80), einem Summierglied (81, 82, 83) und einem Delogarithmier­ glied (86; 87) enthält.