DE2830786B2 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhängigen Steuergleichspannung - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhängigen Steuergleichspannung, wie sie im Oberbegriff des Patentanspruches 1 wiedergegeben ist

Durch die DE-PS 24 06 258 ist es bekannt eine solche Schaltungsanordnung bei einem Kompander-System als Regelspannungserzeuger zu verwenden.

Dem Eingang des Regelspannungserzeugers wird bei Kompression das Wechselspannungs-Ausgangssignal und bei Expansion das Wechselspannungs-Eingangssignal eines elektronisch in seiner Verstärkung steuerbaren und im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers Ober einen weiteren elektronisch steuerbaren Verstärker zugeführt Das Gleichspannungs-Ausgangssignal des Regelspannungserzeugers wird sowohl dem Steuereingang des im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers als auch dem Steuereingang des weiteren Verstärkers zugeführt Der Regelspannungserzeuger wirkt dabei so, daß er beim Überschreiten eines Schwellwertes durch die dem Eingang des Regelspannungserzeugers zugeführte Wechselspannung eine schnell ansteigende Gleichspannung erzeugt, die die Verstärkung des im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers so weit verändert, bis die Wechselspannung am Eingang des Regelspannungserzeugers wieder unter den erwähnten Schwellwert gesunken ist

Ein Ausführungsbeispiel des bekannten Regelspannungserzeugers enthält einen Ladekondensator, dessen einer Anschluß an Masse liegt und dersen anderer Anschluß einerseits über einen Ladewiderstand an eine Betriebsspannung und andererseits über einen steuerbaren Strompfad an Masse angeschlossen ist. Als steuerbarer Strompfad dient ein Transistor, der von der Ausgangswechselspannung des im Zweigweg liegenden Verstärkers angesteuert wird Die der Basis des Transistors zugeführte Wechselspannung wird im Transistor gleichgerichtet Wenn die Wechselspannung einen Schwellwert überschreitet wird der Transistor schlagartig stromleitend. Dadurch wird der über den Widerstand aufgeladene Kondensator relativ schnell entladen. Gegenüber dieser sehr schnellen Entladung des Ladekondensators wird seine Aufladung im wesentlichen von der Größe des erwähnten Ladewiderstandes bestimmt.

Eine entsprechende Wirkungsweise wird erreicht, wenn gemäß einem in der DE-PS 24 06 258 beschriebenen alternativen Ausführungsbeispiel des Regelspannungserzeugers der steuerbare Strompfad im Ladeweg des Kondensators liegt und ein Entladewiderstand oarallel zum Kondensator.

Es wurde erkennt, daß ζ, B, im Felle einer Expander-Schaltung bei der beschriebenen Aufladung des Ladekondensators zwei sich an sich widersprechende Forderungen erfüllt sein müssen, Zum einen soll die Aufladung möglichst schnell vor sich gehen, damit bei einer plötzlich auftretenden, langer dauernden Verringerung der Amplitude des zu verarbeitenden Nutzsignals eine schnelle Nachregelung der Verstärkung des im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers möglich ist Anderenfalls würden in einem solchen Fall während der dann durch eine langsame Aufladung bedingten langen Obergangszeit in unerwünschter Weise Rauschsignale zu hören sein. Zum anderen soll die Aufladung nicht zu schnell vor sich gehen, damit nicht Verzerrungen der reinen Sinusschwingungen mit den tiefsten Frequenzen auftreten. Dieses Problem macht sich besonders im Falle eines breitbandigen !Compander-Systems bemerkbar, da dort alle Frequenzbereiche, also auch die tiefsten Frequenzen in dem einzigen vorhandenen Kanal verarbeitet werden.

Um die erwähnten sich widersprechenden Forderungen zu erfüllen, ist man bei der Auswahl der anzuwendenden Aufladungs- und Entladungskonstanten auf einen Kompromiß angewiesen.

Dementsprechend liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung zu schaffen, bei der der vorstehend erwähnte Kompromiß zufriedenstellend gelöst ist Diese Aufgabe wird, ausgehend von der eingangs genannten Schaltungsanordnung, erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 wiedergegebenen Merkmale gelöst. Weiterbildungen der Erfindung und vorteilhafte Ausführungsbeispiele sind in den Unteransprüchen angegeben. Bei der erfindungsgemißen Schaljung ist das erwähnte Rauschverhalten in den Übergangszeiten unter gleichzeitiger Erfüllung der Forderung nach geringen Verzerrungen wesentlich verbessert

Die Erfindung wird anhand zweier Ausführungsbeispiele, die in der Zeichnung dargestellt sind, näher erläutert

F i g. 1 zeigt den prinzipiellen Aufbau der erfindungsgemäßen Schaltung,

Fig.2 zeigt Spannungs- und Stromverläufe an verschiedenen Schaltungsteilen einer Schaltung gemäß Fig.1,

Fig.3 zeigt eine vorteilhafte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung und

Fig.4 zeigt Spannungs- und Stromverläufe an verschiedenen Schaltungsteilen einer Schaltung gemäß Fig. 3.

In F i g. I ist der prinzipielle Aufbau der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dargestellt Eine derartige Schaltung ist beispielsweise als Steuerspannungserzeuger einsetzbar für die mit 5 bezeichneten Funktionsblökke der in Fig. I md 2 der eingangs genannten DE-PS 24 06 258 dargestellten Schaltung.

Die erfindungsgemäße Schaltung hat einen Eingang 1 für die Wechselspannung und einen Ausgang 2 für die Steucrgleichspannung. Der Eingang 1 ist über einen Widerstand 3 mit einem nichtinvertierenden Eingang 6 eines Differenzverstirkers 7 verbunden. Über eine Eingangsklemme 4 ist dem invertierenden Eingang 5 eine Referenzspannung zugeführt. Der Differenzverstärker 7 arbeitet als Komparator und kann einen ersten, durch niedriges Potential (L-Potential) und zweiten, durch hohiis Potential (H-Potential) gekennzeichneten Ausgangszristand einnehmen. Der erste Ausgangszustand liegt vor, wenn die Eingangswechselspannung U\ kleiner ist als die Referenzspannung Uy, der zweite Ausgangszustand liegt vor, wenn die Eingangswechselspannung U\ größer ist als die Referenzspannung 14 Vom Ausgange des Differenzverstärkers 7 verzweigen sich eine erste Steuerleitung 9, die zu dem Steuereingang U eines elektronisch steuerbaren Ladestrompfades 14 führt und eine zweite Steuerleitung 10, die zu dem Steuereingang 22 eines elektronisch steuerbaren Entladestrompfades 25 führt Der Lade·

ίο strompfad 14 und der Entladestrompfad 25 sind mit dem einen Kontakt eines Ladekondensators 15 verbunden. Der andere Kontakt des Ladekondensators 15 ist an eine Bezugsspannung (Masse) gelegt Der gemeinsame Verbindungspunkt des Ladestrompfades 14, des Entladestrompfads 25 und des Ladekondensators 15 ist mit dem Ausgang 2 verbunden. Der elektronisch steuerbare Ladestrompfad 14 enthält eine Stromquelle 12 und einen elektronisch steuerbaren Schalter 13, der über einen Steuereingang 11 steuerbar ist Der elektronisch steuerbare Entladestrompfad 25 enthält eine Stromquelle 24 und einen elektronisch uäuerbaren Schalter 23, der über einen Steuereingang 12 steuerbar ist Während der Steuereingang 11 des Ladestrompfads mit dem Ausgang 8 des Differenzverstärkers 7 über die Steuerleitung 9 direkt verbunden ist, ist zwischen dem Steuereingang 22 des Entladestrompfads 25 und dem Ausgang 8 des Differenzverstärkers 7 ein Inverter 20 angeordnet Dabei ist der Ausgang 8 des Differenzverstärkers 7 mit einem Eingang 16 des Verzögerungsglie-

JO des 17 verbunden; ein Ausgang 18 des Verzögerungsgliedes 17 ist mit einem Eingang 19 des Inverters 20 verbunden und ein Ausgang 21 des Inverters 20 ist mit dem Steusreingang 22 des elektronisch steuerbaren Entladestrompfads 25 verbunden.

Die Schaltungsanordnung ist als Steuerspannungserzeuger für solche Kompandersysteme geeignet die dem Steuerspannungserzeuger im stationären Zustand ein Wechselspannungssignal mit konstanter Dynamik zuführen und nur bei eingangsseitigen Amplitudensprüngen eine kurzzeitige Amplitudenänderung hervorrufen, die aber dann durch den Regelkreis auf den stationären Wert zurückgeführt wird. Im stationären Zustand stellt sich an der Eingangsklemme 1 ein Spitzenwert der Eingangswechselspannung ein, der den Wert der an der

-)5 Klemme 4 anliegenden Referenzspannung gerade überschreitet

In F i g. 2 ist dieser Zusammenhang durch die mit U\ und ίΛ bezeichneten Spannungsverläufe dargestellt In dem Fall, daß die Wechselspannungsspitze U\ den Wert

w der Referenzspannung L/₄ überschreitet nimmt der Ausgang 8 des Differenzverstärkers 7 für die Dauer der Überschreitung den zweiten Ausgangszustand ein. Der Verlauf der Ausgangispannung am Ausgang 8 des Differenzverstärker 7 ist durch die mit Lk bezeichnete Kurve dargestellt Die auf der Steuerleitung 9 auftretende Spannung lh und der Strom Iu durch den Ladestrompfad 14 haben den gleichen Verlauf wie U» und sind als eine Kurve dargestellt Ein Η-Potential am Ausgang 8 wird über die Steuerleitung 9 dem Steuereingang 11 des elektronisch steuerbaren Strompfads 14 zugeführt und bewirkt, daß der Strompfad 14 leitend wird. Dem Ladekondensator 15 wird ein Strom /is zugeführt Die Spannung Ug am Ausgang 8 des Differenzverstärkers 7 liegt auch gleichzeitig am

μ Eingang 16 des Verzögerungsgliedes 17 an. Das Verzögerungsglied 17 ist eine nachtriggerbare monostabile Kippstufe und kippt in den instabilen Zustand. Das Ausgangssignal Uv der monostabilen Kippstufe 17

wird über einen Inverter 20 als Signal Ux dem Steuereingang 22 des Entladestrompfads 25 zugeführt. Der Strompfad 25, dessen Schaltzustand durch die Kurve In dargestellt ist, ist nichtleitend gesteuert.

FQr den Fall, daß die Eingangswechselspannung U, den Wert der Referenzspannung U_t nicht mehr überschreitet, nimmt der Differenzverstärker 7 wieder den ersten Ausgangszustand, d. h. L-Potential am Ausgang 8 ein. Dadurch wird der Strompfad 14 nichtleitend. In der anderen Steuerleitung behält die monostabile Kippstufe 17 den instabilen Zustand für die Verzögerungszeit Ui bei. Nach Ablauf der Verzögerungszeit kippt sie in den stabilen Zustand zurück. Dadurch wird der Entladestromkreis 25 stromleitend. Dieser eben beschriebene Funktionsablauf wirkt sich in der Weise auf eine an der Ausgangsklemme 2 abgreifbare Steuergleichspannung LZ₂ aus, daß sie während Her Vpr7ftgpnings7eil Λ, ihren Wert auch noch beibehält, wenn die Spitze der Eingangswechselspannung U\ den durch die Referenzspannung Ut vorgegebenen Schwellwert nicht mehr erreicht. Erst nach Ablauf der Verzögerungszeit tu wird die Steiiergleichspannung verändert. Dadurch wird verhindert, daß die Kurvenform des den Kompander durchlaufenden Wechselspannungssignals durch Steuervorgänge verzerrt wird.

Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel führt eine den Wert der Referenzspannung überschreitende Eingangswechselspannung zu einem Anstieg der Steuergleichspannung. Wenn dagegen für die Steuerung der Stellglieder in einem Verstärker mit veränderbarem Übertragungsmaß eine im Vergleich zur Eingangswechselspannung gegensinnige Veränderung der Steuergleichspannung erforderlich ist, müssen der Ladestrompfad und der Entladestrompfad der beschriebenen Schaltung gegeneinander ausgetauscht werden.

Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung ist in F i g. 3 dargestellt. Die Schaltung besitzt einen Eingang 26 für die Wechselspannung und einen Ausgang 27 für die Steuergleichspannung. Der Eingang 26 ist über einen ersten Widerstand 28 mit einem nichtinvertierenden Eingang 33 eines ersten Differenzverstärkers 34 verbunden und über einen zweiten Widerstand 29 mit einem invertierenden Eingang 36 eines zweiten Differenzverstärkers 38 verbunden. Über eine Eingangsklemme 30 ist einem invertierenden Eingang 32 des ersten Differenzverstärkers 34 eine positive Referenzspannung zugeführt und über eine Eingangsklemme 31 ist einem nichtinvertierenden Eingang 37 des zweiten Differenzverstärkers 38 eine negative Referenzspannung zugeführt. Ausgänge 35, 39 der beiden Differenzverstärker sind mit Eingängen 40, 41 eines ersten ODER-Verknüpfungsglied« 42 verbunden. Die bisher beschriebene Schaltung arbeitet als Komparator, wobei ein Ausgang 43 des ODER-Verknüpfungsgliedes 42 einen ersten und einen zweiten Ausgangszustand einnehmen kann. Der erste Ausgangszustand liegt vor, wenn die positive Halbwelle der Wechselspannung kleiner ist, als die positive Referenzspannung und die negative Halbwelle der Wechselspannung größer, d. h. positiver, ist als die negative Referenzspannung. Der zweite Ausgangszustand liegt vor, wenn die positive Halbwelle größer ist als die positive Referenzspannung oder die negative Halbwelle kleiner, d. h. negativer, ist als die negative Referenzspannung. Vorn Ausgang 43 des ODER-Verknüpfungsgliedes 42 verzweigen sich eine erste Steuerleitung 44, die zu einem Steuereingang 47 eines elektronisch steuerbaren Ladestrompfads 61 führt und eine zweite Steuerleitung 45, die zu einem Steuereingang 58 eines elektronisch steuerbaren Entladestrompfads 62 führt Der Ladestrompfad 61 und der Entladestrompfad 62 sind mit dem einen Kontakt eines Ladekondensators 49 verbunden. Der andere Kontakt des Ladekondensators ist an eine Bezugsipannung (Masse) gelegt Der gemeinsame Verbindungspunkt des Ladekondensators 49, des Ladestrompfads 61 und des Entladestrompfads 62 ist mit dem Ausgang 27 und dem to einen Kontakt eines Widerstandes 50 verbunden. Der andere Kontakt des Widerstandes 50 ist mit der Bezugsspannung (Masse) verbunden. Der Widerstand

50 ist ein nichtsteuerbarer Entladestrompfad. Der elektronisch steuerbare Ladestrompfad 61 enthält eine

|5 Stromquelle 46 und einen elektronisch steuerbaren Schalter 48, der über einen Steuereingang 47 steuerbar ist. Der elektronisch steuerbare Entladestrompfad 62 enthält eine Stromquelle 60 und einen elektronisch steuerbaren Schalter 59, der Ober einen Steucreingang 58 steuerbar ist. Der Steuereingang 47 des Ladestrompfads61 ist mit dem Ausgang 43 des ersten ODER-Verknüpfungsgliedes 42 direkt verbunden. In der zweiten Steuerleitung 45 zwischen dem Ausgang 43 des ersten ODER-Verknüpfungsgliedes 42 und dem Steucreingang

2^r> 58 des elektronisch steuerbaren Entladestrompfads 62 ist die Reihenschaltung einer nachtriggerbaren monostabilen Kippstufe 52 und eines invertierenden ODER-Gliedes (NOR) 56 angeordnet Dabei ist der Ausgang 43 des ersten ODER-Verknüpfungsgliedes 42 mit einem

ι« auf die negative Flanke ansprechenden Triggereingang

51 der monostabiien Kippstuf« 52 verbunden. Ein Ausgang 53 der monostabilen Kippstufe 52 ist mit einem Eingang 55 des invertierenden ODER-Gliedes 56 verbunden. Ein Ausgang 57 des invertierenden ODER-

i~~> Gliedes 56 ist mit dem Steuereingang 58 des steuerbaren Entladestrompfads 62 verbunden. Ein anderer Eingang 54 des invertierenden ODER-Gliedes 56 ist mit der ersten Steuerleitung 44 verbunden.

Die Spannungs- und Stromverläufe einer Schaltung

gemäß F i g. 3 sind in F i g. 4 dargestellt Der Index der mit dem Buchstaben U für Spannung und / für Strom bezeichneten Kurven entspricht den Bezugszeichen der in Fig.3 dargestellten Schaltungsteile, an denen die Spannungen und Ströme auftreten.

⁴^ Bei Einsatz der Schaltung in einem geschlossenen Regelkreis ergibt sich im stationären Zustand ein solcher Wert für die Eingangswechselspannung f». daß deren Spitzen die von den beiden Referenzspannungen υ», L/ji vorgegebenen Grenzen gerade überschreiten;

d. h. die positive Referenzspannung Ux überschr-iten und die negative Reverenzspannung l/n unterschreiten. Für die Dauer der Überschreitung nimmt der Ausgang 43 des ODER-Verknüpfungsgliedes 42 den zweiten Ausgangszustand an (Uti\ Im vorliegenden Fall entspricht dem ersten Ausgangszustand ein niedriges Potential L-Potential) und dem zweiten Zustand ein hohes Potential (Η-Potential). Über die erste Steuerleitung 44 ist der Steuereingang 47 des elektronisch steuerbaren Ladestromkreises 61 unmittelbar mit dem Ausgang 43 des ODER-Verknüpfungsgliedes 42 verbunden. Bei Η-Potential am Steuereingang 47 (Un) ist der Ladestrompfad 61 stromleitend gesteuert (k\\

Im stationären Zustand wird der Ladekondensator 49 (Uw) periodisch über den Ladestrompfad 61 aufgeladen (h\i und zwar für die Dauer, in der die Eingangswechselspannungsspitzen (Ux) die durch die Referenzspannungen t/30, Ui\ vorgegebenen Grenzen überschreiten. Die über den Entladewiderstand 50 langsam abfließenden

Ladung wird durch die periodische Aufladung gerade kompensiert.

In der Zeit, in der der Ladestrompfad 61 (k\) durch H-Poieniial an seinem Steuereingang 47 stromleitend gesteuert ist, ist der Entladestrompfad 62 (lsi) nichtleitend gesteuert. Diese Steuerung wird durch das inve;/erende ODER-Glied 56 erzielt, dessen Ausgang L-Potential annimmt, wenn ein oder beide Eingänge 54, 55 mit Η-Potential angesteuert werden. Da der Eingang 54 mit der Steuerleitung 44 verbunden isi, bewirkt ein Η-Potential auf der Steuerleitung 44 ein L-Potential am Steuereingang 58 des Entladestrompfads 62 und damit dessen Sperrung. Auf diese Weise wird verhindert, daß beide elektronisch steuerbaren Strompfade 61, 62 gleichzeitig stromleitend werden können und sich dann ein unkontrollierter Ladezustand am Kondensator 49 einstellt.

wechselspannung U» nach einem Überschreiten der durch die Referenzspannungen U», U^ vorgegebenen Grenzen wieder in den zwischen diesen Grenzen liegenden Bereich zurückkehrt, geht auch der Ausgang 43 des ersten ODER-Verknüpfungsgliedes 42 von dem zweiten Schaltzustand (Η-Potential) in den ersten Schaltzustand (L-Potential) zurück. Mit der dabei auftretenden negativen Impulsflanke am Eingang 51 (Ui\) der nachtriggerbaren monostabilen Kippstufe 52 wird die Kippstufe 52 in den instabilen Zustand überführt, im vorliegenden Fall gekennzeichnet durch H-P' '.ential am Ausgang 53 (Un). Da bei einem konstanten Wechselspannungseingangssignal U» am Eingang 26 der Ausgang 43 des ODER-Verknüpfungsgliedes 42 jeweils zweimal in jeder Schwingungsperiode zwischen dem Η-Potential und dem L-Potential hin- und herschaltet (U*)), wird die monostabile Kippstufe 52 periodisch nachgetriggert und behält ihren instabilen Schaltzustand (Un) bei.

Bei Änderung der Eingangswechselspannung wird der neue Wert der Steuergleichspannung am Ausgang 27 durch variieren der Zeit erreicht in der der Ladestrompfad 61 stromleitend gesteuert ist. Bei Verlängerung des Schaltzustandes »Stromleitend« erhält der Ladekondensator 49 eine höhere Ladeendspannung; bei Verkürzung des Schaltzustandes »Stromleitend« wird die ständige Entladung über den Widerstand 50 nicht entsprechend kompensiert und es ergibt sich eine Verringerung der Ladeendspannung. Im letzteren Fall ist die Geschwindigkeit, mit der sich die Steuerspannung zu niedrigeren Werten hin ändern kann, zunächst durch die Zeitkonstante des Kondensators 49 und des Widerstands 50 begrenzt.

Bei den bisher betrachteten Fällen

1. stationärer Zustand der Eingangswechselspannung

2. ansteigen der Eingangswechselspannung mit einer beliebigen Geschwindigkeit

3. langsames Absinken der Eingangswechselspannung

ist der elektronisch steuerbare Entladestrompfad 62 nicht aktiviert worden. Dies ändert sich, wenn die Eingangswechselspannung von einem endlichen Wert sehr schnell auf einen kleinen Wert zurückgeht und den kleinen Wert beibehält

Sobald die Eingangswechselspannung Ux, nicht mehr den durch die Referenzspannungen £/», Un gegebenen Grenzwert erreicht, nimmt der Ausgang 43 des ODER-Verknüpfungsgliedes 42 kein Η-Potential mehr an, sondern behält L-Potential bei (Un). Folglich wird der Ladekondensator 49 nicht mehr über den Ladestrompfad 61 nachgeladen und verliert über den Widerstand 50 langsam an Ladung.

Da dem Eingang 51 der nachtriggerbare monostabile Kippstufe 52 keine Triggerimpulse mehr zugeführt werden, behält die Kippstufe den instabilen Zustand nur noch für die Verzögerungszeit t» vom letzten Triggerimpuls an gerechnet bei. Wenn nach Ablauf der Verzögerungszeit fcj der Ausgang 43 immer noch L-Potential hat (U^), erhalten beide Eingänge 54,55 des invertierenden ODER-Verknüpfungsgliedes L-Potential, worauf der Ausgang 57 Η-Potential (Un) annimmt und der elektronisch steuerbare Entladestrompfad 42 (Ui) stromleitend gesteuert wird. Die Entladung des Ladekondensators 49 (t/49) erfolgt dann wesentlich schneller als vorher durch den Widerstand 50.

Steigt die Eingangswechselspannung daraufhin wieder sn, und überschreitet die durch die Rcfcrciizspsn nungen vorgegebenen Grenzen, dann nimmt der Ausgang 43 des ODER-Verknüpfungsgliedes 42 wieder Η-Potential an, was zur Folge hat, daß der Entladestromkreis 62 nichtleitend und der Ladestromkreis 61 stromleitend gesteuert wird.
Durch das Verhalten der erfindungsgemäßen Schaltung nach einem schnellen Absinken der Eingangswechselspannung wird einerseits die Kurve des abklingenden Nutzsignals nicht verfälscht und andererseits das Übertragungsmaß des steuerbaren Verstärkers so rechtzeitig geändert, daß ein störendes Rauschen nicht

jo bemerkt werden kann.

Der Vorteil einer Schaltung gemäß der Fig.3 mit zwei Komparatoren gegenüber eine Schaltung gemäß der F i g. 1 mit einem Komparator besteht darin, daß zur Erzielung des gleichen niedrigen Klirrfaktors bei

j5 Verstärkungsänderungen die Verzögerungszeit t_i2 nur halb so groß gewählt werden muß, wie die Verzögerungszeit Γι? bei einer Schaltung mit nur einem Komparator. So kann z. B. bei einer Schaltung gemäß der F i g. 1 nur die positive Halbwelle eines Eingangssi-

W gnal erfaßt werden. Ob darauf noch eine negative Halbwelle folgt oder nicht, wird nicht erkannt, und muß durch die Wahl einer entsprechend längeren Verzögerungszeit mit berücksichtigt werden.
Ein weiterer Unterschied der in Fig.3 dargestellten Schaltung gegenüber derjenigen in F i g. 1 besteht darin, daß ein Triggerimpuls an die monostabile Kippstufe nicht bereits in dem Augenblick abgegeben wird, in dem der Momentanwert der Eingangswechselspannung eine der durch die Referenzspannungen vorgegebenen Grenzen überschreitet, sondern erst in dem Moment, in dein der Momentanwert der Eingangswechselspannung wieder in den zwischen den Grenzen liegenden Bereich zurückkehrt Gegenüber der Schaltung in F i g. 1 kann die Verzögerungszeit der monostabilen Kippstufe um den Wert verringert werden, den eine Wechselspannung mit sehr niedriger Frequenz eine der durch die Referenzspannungen vorgegebenen Grenzen überschreiten könnte. Eine große Verzögerungszeit ist aber bei hohen Frequenzen hinsichtlich des Klirrfaktors unnötig, und verhindert eine schnelle Nachregelung des ÜbertragungsmaBes.

Falls mit der Schaltung nach F i g. 3 eine im Vergleich zur Änderung der Eingangswechselspannung gegensinnige Änderung der Steuergleichspannung erzielt werden soil, muB der Strompfad 62 als Ladestrompfad und der Strompfad 61 als Entladestrompfad ausgebildet sein. Ferner muß der andere Pol des Widerstandes 50 mit einer anderen Bezugsspannung verbunden sein.

Es ist auch möglich, den Komparator so aufzubauen, daß die Ausgänge beim Überschreiten der Eingangswechselspannung über die durch die Referenzspannungen vorgegebenen Grenzen ihren Ausgangszustand von Η-Potential auf L-Potential ändern. Auch die übrige Schaltung könnte in negativer Logik aufgebaut sein. Z. B. müßte dann das ODER-Verknüpfungsglied durch ein UND-Verkrtiipftingsglied und das invertierende ODER-Verknüp'üngsglied durch ein invertierendes UND-Glied ersetzt werden. Außerdem müßte ein auf die positive Flanke ansprechender Triggereingang der monostabilen Kippstufe benutzt werden und ebenso ein zu dem Ausgang 53 invertierender Ausgang. Schließlich ist es auch möglich die Schaltung kombiniert in positiver und negativer Logik aufzubauen.

Ferner ist es möglich, den Widerstand 50 als Konstantstromquelle auszubilden und die Stromquelle 60 als Widerstand.

Bei einer vorteilhaften Ausführungsform der erfinüungsgemälien Anordnung ist die Verzögerungszeit der monostabilen Kippstufe auf ca. 25 ms bemessen. Dadurch ergibt veh, daß ein durch die Regelung bedingter Klirrfaktor bis zu einer untersten Frequenz von 20 Hz nur durch die Zeitkonstante des Widerstan-

"> des 50 und des Kondensators 49 bestimmt wird. Die aus dem Ladekondensator 49 und dem kombinierten Entladestromkreis aus dem Widerstand 50 und dem Strompfad 60 gebildete Zeitkonstante kann so klein bemessen werden, daß bei einem plötzlichen Pegelabfall

des Nutzsignals eine entsprechend kleine Übergangszeit für die Nachregelung der elektronisch steuerbaren Verstärker erzielt wird. Diese Übergangszeit, die sich aus der konstanten Verzögerung von 25 ms und der schnellen Entladezeit von z.B. 150ms zusammensetzt,

¹^ kann nämlich kürzer gemacht werden als die Zeit, die das menschliche Gehör benötigt, um nach einem lauten, abrupt abbrechenden Geräuscheindruck wieder für leise Geräusche empfindlich zu werden. Rauschsignale, die in der Übergangszeit der Nachregelung auftreten, werden

²ⁱ⁾ daher nicht bemerkt.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims (10)

Patentansprüche;

1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhängigen Steuergleichspannung mit einem Ladekondensator, der Ober s einen Ladestromkreis aufladbar und über einen Entladestromkreis entladbar ist, wobei der Ladestromkreis oder der Entladestromkreis einen steuerbaren Strompfad aufweist, der beim Oberschreiten eines vorgegebenen Schwellwertes der Wechsel- ι ο spannung angesteuert wird, insbesondere zur Erzeugung einer Steuergleichspannung in einer Anordnung zur Dynamik-Kompression oder -Expansion, dadurch gekennzeichnet, daß sowohl in dem Ladestromkreis (14) als auch in dem Entlade- i» Stromkreis (2S) je ein elektronisch steuerbarer Strompfad (13; 23) angeordnet sind, daß die steuerbaren Strompfade (14, 25) zueinander invertiert ansteuerbar sind und daß im Steuersignalweg (10) eines der steuerbaren Strompfade (25) eine Verzögemngsschaltung (17) vorgesehen ist

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß ein erster Komparator (34) zum Vergleich der positiven Hafbwelle der Wechselspannung mit einer ersten Referenzspannung (+UrcÜ & und ein zweiter Komparator (38) zum Vergleich der negativen Halbwelle mit einer zweiten Referenzspannung (— UnJi vorgesehen sind, daß die Ausgänge (35,39) der beiden Komparatoren (34,38) mit den Eingängen (40, 41) eines ersten ODER-Verknüpfungsgliedes (42) verbunden sind, und daß vom Ausgangss^nal des ersten ODER-Verknüpfungsgliedes (42) die Strornpfade gesteuert sind.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kof^aratoren (34, 38) so bemessen sind, daß sich ihr Ausgangspotential ändert, wenn die Wechselspannung den Wert der Referenzspannung Oberschreitet bzw. unterschreitet

4. Schaltungsanordnung nach einem der Anspriiehe 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Betrag der positiven Referenzspannung gleich dem Betrag der negativen Referenzspannung ist

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß als Verzöperungsschaltung « eine nachtriggerbare monostabile Kippstufe (52) dient die auf die Änderung des Eingangspolentials anspricht.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet daß die nachtriggerbare monostabi-Ie Kippstufe (52) so angesteuert ist daß sie auf Potentialänderungen anspricht die einem Oberschreiten der Wechselspannung bezüglich einer negativen Referenzspannung und einem Unterschreiten der Wechselspannung bezüglich einer positiven Referenzspannung entsprechen.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang (53) der nachtriggerbaren monostabilen Kippstufe (52) und die Steuerleitung (44) des anderen, nicht der Verzögerungsschaltung zugeordneten Strompfades mit den Eingängen (55, 54) eines zweiten ODER-Verknüpfungsgliedes (56) verbunden sind, dessen Ausgang (57) mit der der Verzögerungsschaltung zugeordneten Steuerleitung verbunden ist. <>5

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß statt einer Kombination aus einer ODER-Schaltung und einem in einer der Steuerleitungen eingefügten Inverter für das QDER-Verknöpfungsglied eine NOR-Schaltung (56) verwendet ist,

9, Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein elektronisch steuerbarer Ladestrompfad (65), ein elektronisch steuerbarer Entladestrompfad (62) und ein nichtsteuerbarer Ladestrompfad vorgesehen sind

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß ein elektronisch steuerbarer Ladestrompfad (61), ein elektronisch steuerbarer Entladestrompfad (62) und ein nichtsteuerbarer Entladestrompfad (50) vorgesehen sind.