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Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer
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Wechselspannung abhängigen Steuerspannung Die Erfindung bezieht sich
auf eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von einer Wechselspannung abhängigen
Steuer spannung, wie sie im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 wiedergegeben ist.
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Solche Schaltungsanordnungen sind in den eigenen Patenten DE-PS 28
30 784 und DE-PS 28 30 786 beschrieben. Es ist möglich, diese Schaltungsanordnungen
als Steuerspannungserzeuger bei einem Kompander-System zu verwenden, wie es z.B.
in der DE-PS 24 o6 258 beschrieben ist. Bei der KompanderSchaltung wird dem Eingang
des Steuerspannungserzeugers bei Kompression das Wechselspannungs-Ausgangssignal
und bei Expansion das Wechselspannungs-Eingangssignal eines elektronisch in seiner
Verstärkung steuerbaren und im
Nutzsignalweg liegenden Verstärkers
zugeführt. Das Gleichspannungs-Ausgangssignal des Steuerspannungserzeugers wird
dem Steuereingang des im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers zugeführt. Der Steuerspannungserzeuger
wirkt dabei so, daß er bei einer schnellen Erhöhung der dem Eingang des Steuerspannungserzeugers
zugeführten Wechselspannung eine betragsmäßig sich schnell ändernde Gleichspannung
erzeugt, die die Verstärkung des im Nutzsignalweg liegenden Verstärkers schnell
verändert. Eine schnelle Änderung des Übertragungsmaßes des im Nutzsignalweg liegenden
Verstärkers ist besonders dann wichtig, wenn sich der Pegel des Nutzsignals sprungartig
in großen Bereichen ändert. Sonst besteht bei einem Pegelsprung von einem kleinen
zu einem großen Wert die Gefahr des Überschwingens des Kompressorausgangssignals
und damit der Übersteuerung des Übertragungskanals. Bei einem Pegelsprung in umgekehrter
Richtung würden am Ausgang des Expanders in der Übergangszeit der Nachregelung Rauschsignale
hörbar werden, die bei noch vorhandenem Nutzsignal verdeckt worden waren. Um ein
komplementäres Verhalten von Kompressor und Expander zu erzielen, sollten zweckmäßig
die für die Arbeitsweise des Kompressors und des Expanders spezifischen Merkmale
bei Kompressor und Expander in gleicher Weise berücksichtigt werden.
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Der Steuerspannungserzeuger zur Steuerung des Übertragungsmaßes der
im Nutzsignalweg liegenden Verstärker muß daher eine Steuer spannung liefern, die
dem jeweiligen Pegel des Nutzsignals schnell angepaßt wird. Voraussetzung ist dafür
eine bei großen Pegelsprüngen wirksame kurze Entladezeitkonstante am Ladekondensator
des Steuerspannungserzeugers. Im stationären Zustand oder bei langsamen
Pegeländerung
soll die Entladezeitkonstante jedoch groß sein, damit die Steuerspannung nicht im
Takte der Nutzsignalfrequenz schwankt. Ein solches Verhalten hätte einen hohen Klirrfaktor
zur Folge.
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Es wird in diesem Zusammenhang der Ausdruck Entladung verwendet, wobei
vorausgesetzt wird, daß die obigen Uberlegungen sowohl für Schaltungen gültig sind,
bei denen der Ladekondensator mit abnehmender Wechselspannungsamplitude entladen
wird, als auch für solche, bei denen er geladen wird.
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Es ergibt sich , daß bei der Bemessung der Entladezeitkonstanten des
Ladekondensators mehrere sich widersprechende Forderungen erfüllt werden müssen.
Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besteht deshalb darin, eine Schaltungsanordnung
zu schaffen, die die Entladezeitkonstanten unter Berücksichtigung einer großen Uberschwingsicherheit,
eines kleinen Klirrfaktors und des physiologischen Verdeckungseffektes von Rauschsignalen
durch starke Nutzsignale steuert.
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Eine Lösung für diese Aufgabe ist in der deutschen Patentschrift P
28 50 736 beschrieben. Diese bekannte Lösung hat den Vorteil, daß die Verzögerungszeit
des Verzögerungsgliedes im Hinblick auf eine kurze Dauer von unverdecktem Rauschen
bei Einhaltung des zulässigen Klirrfaktors steuerbar ist.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, diesen Vorteil auch dann
zu erzielen, wenn Kompanderschaltungen verwendet werden, die nicht dem in der Patentschrift
P 28 50 736 beschriebenen Grundprinzip entsprechen. Diese Aufgabe wird bei einer
Schaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs
1 durch die im
Kennzeichen angegebenen Merkmale gelöst.
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Weiterbidlungen und vorteilhafte Ausführungsformen sind in den Unteransprüchen
wiedergegeben.
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Die Erfindung wird nun an Hand mehrerer Ausführungsbeispiele, die
in der Zeichnung dargestellt sind, erläutert.
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Fig. 1 zeigt eine einfache Ausführungsform der bekannten Schaltung,
Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild einer zweiten bekannten Ausführungsform, Fig. 3
zeigt ein Schaltbild einer Ausführungsform gemäß der Erfindung, Fig. 4 zeigt eine
Weiterbildung der Fig. 3.
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Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild eines steuerbaren Verstärkers 1,
dem an einer Eingangsklemme 2 eine Wechselspannung zugeführt wird. Eine verstärkte
oder durch Steuerung veränderte, z.B. komprimierte oder expandierte Ausgangsspannung
wird am Ausgang 3 abgegeben. Der Steuereingang 4 des Verstärkersoist mit einer Steuerschaltung
5 verbunden, deren Eingang an die Eingangsklemme2 angeschlossen ist. In der Steuerschaltung
5 gelangt die Wechselspannung über einen Kondensator 6 an die Basis eines Transistors
7, die zugleich über einen Widerstand 8 an Masse liegt. Im Emitterkreis des Transistors
7 liegt ein Ladekondensator 9, der über den Transistor 7 von einer Betriebsspannungsquelle
+UB aufgeladen wird. Der Ladezustand des Ladekondensators 9 ist ein Maß für die
Größe der dem Transistor 7 zugeführten Wechselspannung. Die Spannung des Ladekondensators
wird direkt oder über einen weiteren Verstärker an den steuerbaren Verstärker weitergeleitet.
Parallel zum Ladekondensator 9 ist
ein Widerstand 10 geschaltet,
der zugleich die Zeitkonstante der Schaltung mitdefiniert und einer permanenten
Entladung des Kondensators 9 dient.
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Eine solche Schaltung ist beschrieben in DE-AS 19 34 306.
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Fig. 2 zeigt eine Steuerschaltung 5 nach Fig. 1 mit einem Operationsverstärker
11, dessen Ausgangsspannung einem Gleichrichter 12 zur Ladung des Ladekondensators
9 zugeführt wird. Die Wirkung der Schaltung entspricht im wesentlichen der an Hand
Fig. 1 beschriebenen Schaltung.
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Koppelkondensator 13 und Ableitwiderstand 14 entsprechen dem Bauelement
6,8 in Fig. 1, sind hier aber so dimensioniert, daß sie an den Eingangswiderstand
des Operationsverstärkers 11 angepaßt sind.
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Der bei jeder Aufladung des Ladekondensators 9 fließende Strom J ist
ein Maß für den Ladezustand des Kondensators 9.
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Dieser Strom fließt durch Transistor 7 oder Diode 12.
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Die Schaltungen nach Fig. 1 und 2 werden daher in den Schaltungen
gemäß Fig. 3 und Fig. 4 so abgewandelt, daß die Größe der Spannung oder des Stromes
am Kollektor des Transistors 7 in Fig. 1 oder am Kollektor eines als Diode 12 geschalteten
Transistors 20 ausgewertet werden kann. In diesen abgewandelten Schaltungen ist
in den jeweiligen Kollektorkreis der Transistoren 7,20 eine Stromspiegelschaltung
15 eingeschaltet, die einen zum ladestrom gespiegelten Strom J zum Stromsteuereingang
16 (stromempfindlicher Eingang) einer Kippschaltung 17 liefert. Als Kippschaltung
kann z.B.
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ein sogenanntes Monoflop dienen, wie es in AEG-TELEFUNKEN Wissenschaftliche
Berichte 1/2 1979 auf Seite 103 beschrieben
ist. Die Ausgangsgröße
dieser Kippschaltung 17 dient zur Umschaltung eines Schalters 19, der in Serie mit
einem Widerstand 18 parallel zum Widerstand 10 geschaltet ist.
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Der Schalter 19 kann Teil der Kippschaltung 17 sein.
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Mit den soweit an Hand der Fig. 3 und 4 beschriebenen Schaltungen
wird das Verhalten des Steuerspannungserzeugers bei einem Rückgang der Wechselspannungsamplitude
verbessert.
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Bei einem langsamen Abfall der Wechselspannungsamplitude erfolgt ein
langsames Entladen des Ladekondensators durch den Widerstand 10. Die Zeitkonstante
dieser langsamen Entladung ist so bemessen, daß beider niedrigsten Signalfrequenz
der maximal zulässige Klirrfaktor gerade erreicht wird. Die Zeitkonstante ist gegeben
durch den Kondensator 9 und den Widerstand 10. Bei der Übertragung breitbandiger
(z.B. elektroakustischer) Signale mit niedriger unterer Grenzfrequenz ist für die
Einhaltung eines niedrigen Klirrfaktors eine große Zeitkonstante in der Größenordnung
von einigen Sekunden erforderlich.
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Bei einem schnellen Abfall der Wechselspannung erweist sich die große
Entladezeitkonstante als störend, da. z.B. beim Expander das Übertragungsmaß nicht
schnell genug vermindert wird, so daß Störgeräusche der Übertragungsstrecke, die
vorher vom starken Nutzsignal verdeckt warn,nun hörbar werden. In dem Fall einer
schnellen Abnahme der Wechselspannungsamplitude ist daher eine kurze Entladezeit
und damit eine kleine Entladezeitkonstante für den Steuerspannungs erzeuger erforderlich.
Um das zu erzielen, wird eine vom Ladestrom J für den Ladekondensator 9 abhängige
Größe wie die Spannung am Kollektor des Transistors 7 oder
ein
dem Strom J entsprechender Strom J' wie im Falle der Fig. 3 und 4 ausgewertet. Wenn
das Nutzsignal kleiner wird, hört der Ladestrom J auf zu fließen. Dies läßt sich
dazu auswerten, daß dann dem Widerstand 10 über den Schalter 19 ein Widerstand 18
parallel geschaltet wird. Dadurch wird die Entladung des Kondensators 9 z.B. um
den Faktor 10 beschleunigt.
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Mit Rücksicht auf eine unverzerrte Wiedergabe des letzten Schwingungszuges
des starken Nutzsignals darf aber die Umschaltung auf die kleine Zeitkonstante erst
dann erfolgen, wenn der letzte Schwingungszug beendet ist. Hierzu ist zwischen Stromspiegel
15 und Schalter 19 eine monostabile Kippstufe 17 eingefügt, die dazu führt, daß
der Schalter 19 erst mit einer gewissen Verzögerung geschlossen wird, wenn der Strom
J' zu Null wird. Da die längste Schwingungsdauer bei der niedrigsten Signalfrequenz
auftritt, muß die Verzögerungszeit für die Umschaltung von der großen auf die kleine
Zeitkonstante nach der niedrigsten Signalfrequenz bemessen werden. Wenn vor Ablauf
dieser Verzögerungszeit die Nutzsignalamplitude auf einen kleinen Wert zurückgeht,
ist am Ausgang des Expanders zwar unverdecktes Rauschen nachweisbar; das menschliche
Gehör benötigt aber eine gewisse Zeit, um sich von einem lauten Schalleindruck auf
einen leisen umzustellen. Das unverdeckte Rauschen wird daher nicht wahrgenommen,
wenn die Verzögerungszeit für die Umschaltung der Zeitkonstante kürzer gewählt wird,
als die physiologische Anpaßzeit des menschlichen Gehörs beträgt.