DE2928859C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einer Regelungsschaltung zur automatischen Verstärkungsregelung eines Verstärkers von der im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Art.

Eine bekannte, vorbenutzte Regelungsschaltung dieser Art ist in Fig. 1 dargestellt. Eine ähnliche Schaltung zeigt US-PS 34 41 748.

Eine derartige automatische Verstärkungsregelungsschaltung (im folgenden AVR genannt) findet bevorzugte Anwendung in einer Einrichtung zur Störimpulsaustastung in einem Autoradio od. dgl. Hierbei wird ein Teil des mit Störimpulsen behafteten Empfangssignals über den Verstärker und ein die Störimpulse selektiv durchlassendes Filter einer Steuerschaltung zugeführt, die bei Auftreten eines Störimpulses die Weiterleitung des Empfangssignals zu den weiteren Signalverarbeitungsstufen unterbricht. Die Störimpulse werden somit ausgetastet und sind bei der Tonwiedergabe nicht hörbar. Treten jedoch zahlreiche Störimpulse in rascher Folge auf, so ergeben sich sehr lange Austastzeiten, die sich bei der Wiedergabe u. U. unangenehmer bemerkbar machen als die Störimpulse selbst. Deshalb wird aus den detektierten Störimpulsen ein Eingangssignal für eine AVR-Schaltung gebildet, die die Verstärkung bzw. Empfindlichkeit des Verstärkers herabsetzt, solange eine schnelle Folge von Störimpulsen vorliegt, so daß während dieser Zeit nur noch sehr starke, nicht jedoch die schwachen Störimpulse ausgetastet werden. Derartige Anordnungen sind aus DE-AS 26 10 981, DE-OS 27 49 990 sowie Funk-Technik Nr. 13/1977, S. 215-220, jedoch ohne nähere Angaben über den Aufbau der AVR-Schaltung, bekannt.

Bei der praktischen Anwendung der oben genannten, vorbekannten AVR-Schaltung hat es sich als nachteilig erwiesen, daß die Referenzspannung temperaturabhängig ist, und daß bei jedem Ansprechen auf ein die Referenzspannung übersteigendes Eingangssignal ein sprunghafter Anstieg der Stromabnahme von der Versorgungsspannung erfolgt, die sich als Störung auf von der gleichen Versorgungsspannung versorgte Signalverarbeitungsstufen übertragen und zu Klickgeräuschen bei der Tonwiedergabe führen kann.

Weiterhin ist es bei einer AVR-Schaltung erwünscht, daß sie bei Auftreten einer schnellen Folge von Störimpulsen relativ langsam aktiv wird, jedoch beim Aufhören der schnellen Störimpulsfolge sehr schnell wieder inaktiv wird, damit nachfolgende einzelne Störimpulse sofort wieder wirksam ausgetastet werden. Bei der vorbekannten AVR-Schaltung kann dies nur durch Zwischenschaltung eines hohen Widerstandes zwischen Ladetransistor und Zeitkonstantenschaltung erzielt werden, wodurch jedoch die Wirksamkeit der Verstärkungsregelung begrenzt wird.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine AVR-Schaltung der angegebenen Gattung so zu verbessern, daß sie weitgehend temperaturabhängig arbeitet und keine Störungen über die Spannungsversorgung auf andere Schaltungen überträgt, und daß ihre Einschaltzeit und Ausschaltzeit nach Belieben sehr unterschiedlich eingestellt werden können.

Diese Aufgabe wird mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst. Eine vorteilhafte weitere Ausgestaltung ist im Anspruch 2 angegeben.

Durch die Verwendung zweier gleich aufgebauter Spannungsteiler zur Erzeugung der Referenzspannung werden Temperatureinflüsse weitgehend ausgeschaltet. Durch die Anordnung der Transistoren als Differenzschaltung, bei der je nach der Stärke des Eingangssignals der eine oder der andere Transistor den Stromweg über die Konstantstromquelle freigibt, ändert sich bei den Umschaltvorgängen die Stromentnahme von der Versorgungsspannung nicht, so daß auch keine Störungen über die Versorgungsspannungsleitungen auf andere Signalverarbeitungsstufen übertragen werden können. Schließlich können die Lade- und Entladezeit der Zeitkonstantenschaltung ohne Schwierigkeiten sehr unterschiedlich gewählt werden, so daß die AVR-Schaltung in gewünschter Weise langsam aktiv, aber schnell wieder inaktiv gemacht werden kann.

Eine weitere vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung ist in Anspruch 2 angegeben.

Ausführungsformen der Erfindung werden anhand der Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Störimpulsunterdrückungssystems, bei dem die Erfindung anwendbar ist;

Fig. 2 ein Schaltungsdiagramm zur Erläuterung einer herkömmlichen AVR-Schaltung zusammen mit einem Verstärker und einem Filter, wie es in Fig. 1 dargestellt ist;

Fig. 3 eine Zeit-Spannungs-Kennlinie einer Zeitkonstantschaltung, wie sie in Fig. 2 verwendet wird;

Fig. 4 ein Schaltungsdiagramm einer AVR-Schaltung entsprechend einer ersten Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 5 eine grafische Darstellung der Kennlinie der in Fig. 4 verwendeten Zeitkonstantschaltung und

Fig. 6 ein Schaltungsdiagramm einer AVR-Schaltung entsprechend einer zweiten Ausführungsform der Erfindung.

Zum leichteren Verständnis der Erfindung wird anhand der Fig. 1 und 2 ein Störimpulsunterdrückungssystem 10 mit einer herkömmlichen AVR-Schaltung 11 beschrieben. Das System weist eine Systemeingangsklemme 15 für das Systemeingangssignal IN, das mit einem oder mehreren Störimpulsen behaftet ist, sowie eine Systemausgangsklemme 16 für ein Systemausgangssignal OUT auf, das von den Störimpulsen befreit ist. Das Systemeingangssignal IN liegt im Tonfrequenzband, beispielsweise zwischen 50 Hz und 7,5 kHz. Die Störimpulse weisen Frequenzkomponenten auf, die sowohl im Tonfrequenzband als auch in einem Frequenzband verteilt sind, dessen Frequenzen oberhalb dem Tonfrequenzband liegen. Das System 10 weist einen Verstärker 17 zum Verstärken des ihm teilweise zugeführten Systemeingangssignals, ein Hochpaßfilter (HP) 18 mit einem Durchlaßband zwischen 15 kHz und 60 kHz zum Abtrennen der Störimpulse als festgestellte Störimpulse DN sowie einen Impulsgenerator (PG) 19 auf, der einer Torschaltung 20 einen Detektorimpuls DP zuführt, der während des Auftretens der festgestellten Störimpulse DN oder noch etwas länger fortwährend anliegt. Die Torschaltung 20 unterbricht das Systemeingangssignal IN während des Auftretens eines festgestellten Störimpulses DP. Wenn daher die festgestellten Störimpulse DN lange anhalten, ergibt sich eine lange Unterbrechung des Ausgangssignals OUT. Dies ist für den Zuhörer unangenehm und ärgerlich.

Um diese Unannehmlichkeit des Zuhörers zu mildern, wird die AVR-Schaltung 11 mit dem Filter 18 und dem Verstärker 17 kombiniert. Die AVR-Schaltung 11 spricht auf die festgestellten Störimpulse DN an und liefert dem Verstärker 17 ein Verstärkungsregelungssignal GC. Insbesondere wird die AVR- Schaltung 11 aktiv gemacht, um eine Verstärkung des Verstärkers 17 zu vermindern, und zwar entsprechend dem Verstärkungsregelungssignal GC. Demzufolge erzeugt der Verstärker 17 ein Verstärkungsregelungssignal. Während des Betriebs der AVR- Schaltung 11 wird das Systemeingangssignal IN nicht vollständig unterdrückt.

Wie insbesondere aus Fig. 2 zu ersehen ist, ist die herkömmliche AVR-Schaltung mit dem Verstärker 17 und dem Filter 18 verbunden. Dem Verstärker 17 wird das Systemeingangssignal IN über die Systemeingangsklemme 15, einem Paar von nicht numerierten Kondensatoren und einem Eingangswiderstand 22 zugeführt. Der Impulsgenerator 19 und die Torschaltung 20 sind in dieser Figur weggelassen. Die AVR-Schaltung 11 weist eine über einen Kondensator mit dem Filter 18 verbundene Eingangsklemme 25, eine mit dem Verstärker 17 verbundene Ausgangsklemme 26 und eine erste und zweite Klemme 27 und 28 auf, die mit einer elektrischen Stromversorgung (nicht dargestellt) mit einer Spannung V _cc verbunden sind. Der Eingangsklemme 25 werden die festgestellten Störimpulse DN als Eingangssignal mit einem veränderlichen Signalpegel zugeführt. Die AVR-Schaltung 11 weist eine Detektorschaltung 30 zum Feststellen des Signalpegels des Eingangssignals auf, die einen elektrischen Strom I₁ als Ausgangssignal fließen läßt, wenn der Signalpegel eine vorbestimmte Spannung überschreitet. Insbesondere weist die Detektorschaltung 30 drei Transistoren 31, 32 und 33 vom NPN-Typ und vier Widerstände 34, 35, 36 und 37 auf. Die Reihenschaltung der beiden Widerstände 34 und 35 dient als Spannungsteiler, um die Basis des Transistors 31 mit dem Eingangssignal zu beaufschlagen. Eine Basis-Emitter-Spannung V _BE des Transistors 31 definiert die vorbestimmte Spannung in der Detektorschaltung 30. Wenn das durch den Spannungsteiler geteilte Eingangssignal diese Basisemitterspannung V _BE überschreitet, so werden die Transistoren 31 und 33 leitend gemacht bzw. kommen in den Sättigungsbereich und der andere Transistor 32 wird gesperrt. Dies hat zur Folge, daß der Transistor 33 den Strom I₁ fließen läßt. Der Strom I₁ wird einer Zeitkonstantschaltung zugeführt, die aus einem Widerstand 38 mit dem Widerstandswert R _c , einem Widerstand 39 mit dem Widerstandswert R _d und einem Kondensator 40 mit der Kapazität C₁ besteht. Der Kondensator 40 wird über den Widerstand 38 aufgeladen, so daß eine Spannung V _c anliegt. Ein mit dem Kondensator 40 verbundener Ausgangstransistor 41 wird durch die am Kondensator 40 anliegende Spannung V _c geregelt. Das Verstärkungsregelungssignal GC wird über die Ausgangsklemme 26 dem Verstärker 17 zugeführt, um die Verstärkung des Verstärkers 17 herabzusetzen: Die Spannung V _BE des ersten Transistors 31 ändert sich in Abhängigkeit von der Temperatur. Darüber hinaus ändert sich der von der Stromversorgung zugeführte Gleichstrom rasch jedesmal dann, wenn die Transistoren 31 bis 33 durch das Eingangssignal geschaltet werden. Die AVR-Schaltung 11 weist damit die bereits oben beschriebenen Nachteile auf.

Zusätzlich dazu wird die AVR-Schaltung 11 für das Störimpulsunterdrückungssystem 10 vorzugsweise möglichst langsam aktiv und möglichst schnell inaktiv gemacht, wie bereits oben ausgeführt wurde. Zu diesem Zweck ist der Widerstandswert R _c des Widerstands 38 vorzugsweise größer als der Widerstandswert R _d des Widerstands 39.

In Fig. 3 ist die Zeitspannungskennlinie der Zeitkonstantschaltung dargestellt. Dabei ist auf der Abszisse die Zeit t und auf der Ordinate die Spannung V _c aufgetragen, die jeweils am Kondensator 40 anliegt. Daraus ist leicht zu verstehen, daß mit zunehmendem Widerstandswert R _c , wie es durch den Pfeil dargestellt ist, die Spannung V _c langsamer ansteigt. Die Erhöhung des Widerstandswerts R _c erschwert es jedoch, die Spannung V _c größer zu machen als die Basisemitterspannung V _BE , bei der der Ausgangstransistor 41 leitend wird. Dies bedeutet, daß der Verstärker 17 nicht vollständig durch das Verstärkungsregelungssignal GC geregelt wird. Daraus ist zu ersehen, daß der Widerstandswert R _c des Widerstands 38 bei der herkömmlichen AVR-Schaltung 11 nur schwer erhöht werden kann.

Fig. 4 zeigt eine AVR-Schaltung 45 gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung, die in Kombination mit dem Verstärker 17 und dem Filter 18, wie sie in Fig. 2 dargestellt sind, verwendbar ist. Wie in Fig. 2 weist die AVR-Schaltung 45 eine Eingangsklemme 25, eine Ausgangsklemme 26 sowie eine erste und zweite Klemme 27 und 28 auf. Bei dieser Ausführungsform ist die AVR-Schaltung 45 noch mit einer Reihenschaltung aus einer Diode 46 und einer Zenerdiode 47 verbunden, um die Quellenspannung V _cc zu stabilisieren. Damit liegt eine stabilisierte Spannung V _IN zwischen der ersten und zweiten Klemme 27 und 28 an. Es ist hier anzumerken, daß die Diode 46 bezüglich der Zenerdiode 47 eine im wesentlichen entgegengesetzte Temperaturkennlinie aufweist. Damit ist die stabilisierte Spannung V _IN nicht temperaturabhängig. Die AVR-Schaltung 45 weist eine Detektorschaltung 50 zur Erzeugung eines Stromes I₁ in Abhängigkeit von den festgelegten Störimpulsen DN auf. Die festgestellten Störimpulse DN werden der AVR-Schaltung 45 als Eingangssignal mit einem veränderlichen Signalpegel zugeführt. Die Detektorschaltung 50 weist als Vorspannungsschaltungen eine erste Reihenschaltung aus einem ersten und zweiten Widerstand 51 und 52, die mit einem ersten Verbindungspunkt verbunden sind, und eine zweite Reihenschaltung aus einem dritten und vierten Widerstand 53 und 54 auf, die mit einem zweiten Verbindungspunkt verbunden sind: Die erste und zweite Reihenschaltung sind zwischen der ersten und zweiten Klemme 27 und 28 geschaltet. Dabei sollen die ersten vier Widerstände 51 bis 54 die Widerstandswerte R₁, R₂, R₃ bzw. R₄ haben. Die Detektorschaltung 50 weist weiterhin einen ersten und zweiten NPN-Transistor 55 und 56 auf, deren Emitter mit einem dritten Verbindungspunkt und deren Basen mit dem ersten bzw. zweiten Verbindungspunkt verbunden sind. Die Kollektoren des ersten und zweiten Transistors 55 und 56 sind jeweils mit der ersten Klemme 27 verbunden. Eine bekannte Konstantstromschaltung 58 ist mit dem dritten Verbindungspunkt und mit der zweiten Klemme 28 verbunden, um einen Konstantstrom I₀ zu erzeugen. Die Basis des zweiten Transistors 56 ist mit der Eingangsklemme 25 verbunden. Die Detektorschaltung 50 weist weiterhin einen dritten PNP- Transistor 59 auf, dessen Emitter mit der ersten Klemme 27, dessen Basis mit der Basis des zweiten Transistors 56 und dessen Kollektor mit einer später beschriebenen Zeitkonstantschaltung verbunden sind. Zusätzlich dazu ist eine Diode 63 zwischen dem Emitter und der Basis des dritten Transistors 63 geschaltet. Damit wird der Basis des ersten Transistors 55 eine durch die Widerstände R₁ und R₂ bestimmte erste Vorspannung und der Basis des zweiten Transistors 56 eine durch die Widerstände R₃ und R₄ bestimmte zweite Vorspannung zugeführt, die in der dargestellten Schaltung kleiner ist als die erste Vorspannung. Die Differenz zwischen der ersten und zweiten Vorspannung bestimmt einen Verstärkungsregelungspegel V _AG , der der Basisemitterspannung V _BE des Transistors 31 entspricht, wie es in Fig. 2 dargestellt ist. Der Verstärkungsregelungspegel V _AG ist gegeben durch:

V _AG = V _IN [R₂/(R₁ + R₂) - R₄/(R₃ + R₄)] (1)

Dabei ist die stabilisierte Spannung V _IN im wesentlichen konstant, wie es bereits oben erwähnt wurde. Die Widerstände 51 bis 54 sind aus dem gleichen Material und haben daher die gleiche Temperaturabhängigkeit. Darüber hinaus treten die Widerstandswerte der entsprechenden Widerstände 51 bis 54 sowohl im Zähler als auch im Nenner der Gleichung (1) auf, die somit in gleicher Weise entsprechend der Temperaturänderung verändert werden. Damit wird die Temperaturabhängigkeit der Widerstände 51 bis 54 gegeneinander ausgeglichen. Dies bedeutet, daß der Klammerausdruck in Gleichung (1) im wesentlichen unveränderlich ist. Damit wird der Verstärkungsregelungspegel V _AG kaum durch die Temperatur beeinflußt.

Der erste und zweite Transistor 55 und 56 wirken als Differenzschaltung zum Schalten des Konstantstromes I₀. Insbesondere ist der erste Transistor 55 leitend, wenn der zweite Transistor 56 gesperrt ist, d. h. wenn der Signalpegel den Verstärkungsregelungspegel V _AG nicht überschreitet. In diesem Zustand fließt der Konstantstrom I₀ durch den ersten Transistor 55. Wenn der Signalpegel des Eingangssignals den Verstärkungsregelungspegel V _AG überschreitet, so wird der zweite Transistor 56 leitend und der erste Transistor 55 gesperrt. Dies hat zur Folge, daß der Konstantstrom I₀ vom ersten Transistor 55 zum zweiten Transistor 56 umgeschaltet wird. Es ist hier anzumerken, daß der Konstantstrom I₀ über die Diode 63 dem zweiten Transistor 56 zugeführt wird.

In gleicher Weise, wie der Konstantstrom I₀ selbst dann unveränderlich ist, wenn einer von den beiden Transistoren 55 und 56 zum anderen umgeschaltet wird, findet keine Änderung der Quellenspannung V _cc aufgrund des Schaltvorgangs der Differenzschaltung statt. Der Schaltvorgang hat daher keine Klickgeräusche bzw. Sperrimpulse (click noises) zu anderen Schaltungen zur Folge.

Darüber hinaus fließt der Konstantstrom I₀ durch die Diode 63, während der Transistor 56 leitend ist. Daraus ist leicht zu verstehen, daß der vom Kollektor des dritten Transistors 59 zugeführte Strom I₁ im wesentlichen selbst dann unveränderlich ist, wenn sich die am Kollektor des dritten Transistors 59 anliegende Spannung aus irgendeinem Grund ändert. Dies hat seinen Grund darin, daß die Basisemitterspannung des dritten Transistors 59 durch den Konstantstrom I₀ konstant gehalten wird. Folglich erzeugt der dritte Transistor 59 als Erregersignal den Strom I₁ jedesmal dann, wenn der von den festgestellten Störimpulsen DN resultierende Signalpegel den Verstärkungsregelungspegel V _AG überschreitet.

Die mit dem Kollektor des dritten Transistors 59 verbundene Zeitkonstantschaltung weist eine Parallelschaltung aus einem Kondensator 66 mit der Kapazität C _A und einem fünften Widerstand 67 mit dem Widerstandswert R₅ auf. Der Kondensator 66 wird durch den Strom I₁ aufgeladen und es liegt eine Spannung V _cc an ihm an. Damit akkumuliert bzw. speichert die Zeitkonstantschaltung das Erregersignal und erzeugt eine Speicher- oder Akkumulierpegel. Der Speicherpegel oder die Spannung V _c wird einem vierten Transistor 69 zugeführt. Eine Impedanz oder ein Widerstand zwischen dem Kollektor und dem Emitter des vierten Transistors 69 ist entsprechend der Änderung der Spannung V _c änderbar. Dies zeigt die Tatsache, daß das Verstärkungsregelungssignal GC als veränderliche Kollektorspannung am Kollektor des vierten Transistors 69 auftritt. Damit wird der Eingangspegel des Verstärkers 17 entsprechend dem Widerstand des Transistors 69 und dem Eingangswiderstand 22 verändert.

Bezüglich der Zeitkonstantschaltung wird der Strom I₁ null, wenn der von den festgestellten Störimpulsen DN resultierende Signalpegel kleiner ist als der Verstärkungsregelungspegel V _AG . Zu diesem Zeitpunkt wird die im Kondensator 66 gesammelte elektrische Ladung über den fünften Widerstand 67 entladen. Damit hat die Zeitkonstantschaltung eine Entladungszeitkonstante T₁, die durch das Produkt von Kapazität C _A und Widerstand R₅ bestimmt wird. Andererseits kann die Ladungszeitkonstante T₂ unabhängig von der Entladungszeitkonstante T₁ in dieser AVR-Schaltung 45 bestimmt werden. Wie aus Fig. 5 zu ersehen ist, ändert sich die Spannung V _c bei Zunahme des Widerstands R₅ oder des Stromes I₁ sehr stark, wie es durch den Pfeil dargestellt ist.

In Fig. 5 ist auf der Abszisse die Zeit t und auf der Ordinate die am Kondensator C _A anliegende Spannung V _c aufgetragen, wobei die Spannung V _c linear über eine Basisemitterspannung V _BE , zunimmt, bei der der vierte Transistor 69 leitend wird. Daraus ist zu ersehen, daß es bei der Zeitkonstantschaltung möglich ist, die Ladungszeitkonstante T₂ länger zu machen als die Entladungszeitkonstante T₁. Damit kann die AVR-Schaltung 45 langsam aktiv und schnell inaktiv gemacht werden.

Fig. 6 zeigt eine AVR-Schaltung 45′ gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung. Sie weist in ähnlicher Weise wie in Fig. 4 den dritten Transistor 59, die Zeitkonstantschaltung mit Kondensator 66 und Widerstand 67 und den vierten Transistor 69 auf. Die AVR-Schaltung 45′ weist weiterhin eine erste Detektorschaltung 50′ auf, die der in Fig. 4 dargestellten Detektorschaltung 50 entspricht. Die erste Detektorschaltung 50′ weist ähnliche Teile wie in Fig. 4 sowie eine mit dem dritten Transistor 59 verbundene Ausgangsschaltung auf. Die Ausgangsschaltung umfaßt einen Transistor 71 und eine Diode 72. Die erste Detektorschaltung 50′, der über die Eingangsklemme 25 die festgestellten Störimpulse DN zugeführt werden, wird in der oben beschriebenen Weise in Betrieb gesetzt und erregt über die Ausgangsschaltung den dritten Transistor 59. Die AVR-Schaltung 45′ weist weiterhin eine zweite Detektorschaltung 50′′ auf, die das Verstärkungsregelungssignal GC wie in Fig. 4 in Abhängigkeit vom Systemeingangssignal IN erzeugt, wenn das Systemeingangssignal IN einen größeren Signalpegel aufweist als eine dritte Vorspannung und einen kleineren als vierte Vorspannung. Aus diesem Grund weist die zweite Detektorschaltung 50′′ eine Eingangsklemme 25′ auf, die mit der in Fig. 4 dargestellten Systemeingangsklemme 15 verbunden ist. Die zweite Detektorschaltung 50′′ ist zusammen mit der ersten Detektorschaltung 50′ über eine einen Transistor 95 aufweisende Zwischenschaltung mit dem dritten Transistor 59 verbunden. Die zweite Detektorschaltung 50′′ weist eine dritte Reihenschaltung aus den Widerständen 75, 76 und 77 auf, die zwischen der ersten und zweiten Klemme 27 und 28 geschaltet sind und jeweils über einen oberen Verbindungspunkt UP bzw. einen unteren Verbindungspunkt LP die dritte bzw. vierte Vorspannung liefern. Eine vierte Reihenschaltung aus den Widerständen 78 und 79 ist mit der ersten und zweiten Klemme verbunden und liefert eine zwischen der dritten und vierten Vorspannung liegende Zwischenvorspannung. Vorzugsweise ist die Zwischenvorspannung gleich der zweiten Vorspannung, die durch die zweite Reihenschaltung aus den Widerständen 53 und 54 bestimmt wird. Die dritte Vorspannung wird einem ersten Transistorpaar 81 und die vierte Vorspannung einem zweiten Transistorpaar 82 zugeführt. Die Zwischenvorspannung wird einem dritten Transistorpaar 83 und einem vierten Transistorpaar 84 zugeführt. Jedes Transistorpaar ist in Darlington-Schaltung geschaltet. Das erste und dritte Transistorpaar ist mit einer Konstantstromquelle 85 verbunden, während das zweite und vierte Transistorpaar mit einer weiteren Konstantstromquelle 86 verbunden ist. Das zweite und dritte Transistorpaar 82 und 83 sind über einen Transistor 88 und eine Diode 89 mit der Zwischenschaltung verbunden. Die Zwischenschaltung dient zur Verbindung der ersten und zweiten Detektorschaltung 50′ und 50′′ mit dem dritten Transistor 59. Das Systemeingangssignal IN mit veränderlichem Signalpegel wird über die Eingangsklemme 25′ dem dritten und vierten Transistorpaar 83 und 84 zugeführt. Wenn der Signalpegel des Systemeingangssignals IN die durch das erste Transistorpaar 81 gegebene dritte Vorspannung überschreitet, so wird das dritte Transistorpaar 83 leitend und ein Strom I₀ fließt hindurch. Andererseits wird das zweite Transistorpaar 82 leitend, wenn der Signalpegel des Systemeingangssignals IN die vierte Vorspannung überschreitet. Folglich wird in jedem Fall der dritte Transistor 59 leitend und erzeugt das Verstärkungsregelungssignal GC. Wie aus dem obigen leicht zu verstehen ist, erzeugt die zweite Detektorschaltung 50′′ kein Ausgangssignal, wenn der Signalpegel des Systemeingangssignal IN im Bereich zwischen der dritten und vierten Vorspannung liegt. In diesem Fall wird der dritte Transistor 59 in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der ersten Detektorschaltung 50′ leitend.

Änderungen und Ausgestaltungen der beschriebenen Ausführungsformen sind für den Fachmann ohne weiteres möglich und fallen in den Rahmen der Erfindung. So kann beispielsweise der dritte Transistor 59 mit einem der Transistoren 55 und 56 verbunden werden, der beim Fehlen von Störimpulsen gesperrt wird. Darüber hinaus können der erste und zweite Transistor 55 und 56 vom PNP-Typ und der dritte vom NPN-Typ sein.

Claims (2)

1. Regelungsschaltung zur automatischen Verstärkungsregelung eines Verstärkers in Abhängigkeit von einem ihrem Signaleingang zugeführten Eingangssignal, mit einer mit dem Signaleingang verbundenen Detektorschaltung mit Spannungsteilern und Transistoren, die das Eingangssignal mit einer durch Spannungsteilung einer Versorgungsspannung erzeugten Referenzspannung vergleicht und bei Überschreiten der Referenzspannung die Basis eines Ladetransistors aufsteuert, einer vom Ladetransistor mit Strom beaufschlagten Zeitkonstantenschaltung mit Speicherglied, die entsprechend der Aufladung durch den Strom eine Speicherspannung erzeugt, und einem durch die Speicherspannung steuerbaren, mit dem Verstärker verbundenen und dessen Verstärkung beeinflussenden Steuerglied, dadurch gekennzeichnet, daß die Detektorschaltung (50) zwei parallel zueinander an der Versorgungsspannung (V _IN ) liegende Spannungsteiler (51, 52; 53, 54) gleichen Aufbaus, deren Abgriffpunkte auf um den Betrag der Schwellenspannung verschiedene Potentialen liegen, sowie eine Differenzschaltung aus zwei Transistoren (55, 56) aufweist, die in Kollektor-Emitterschaltung parallel zueinander zwischen der Versorgungsspannung (V _IN ) und einer Konstantstromquelle (58) liegen und deren Basen mit den Abgriffpunkten des einen bzw. anderen Spannungsteilers (51, 52; 53, 54) verbunden sind, wobei die Basis eines Transistors (56) auch mit dem Signaleingang (25) und der Kollektor eines Transistors (56) mit der Basis des Ladetransistors (59) verbunden ist, und daß der Emitter des Ladetransistors (59) mit der Versorgungsspannung (V _cc ) beaufschlagt und sein Kollektor unmittelbar mit der Zeitkonstantenschaltung (66, 67) verbunden ist.

2. Regelungsschaltung nach Anspruch 1, die Bestandteil einer Störimpulsaustastschaltung eines Rundfunkempfängers ist, bei der der Verstärkereingang mit dem Störimpuls enthaltenden Empfangssignal beaufschlagbar ist und der Verstärkerausgang über ein die Störimpulse abtrennendes Filter mit einer Steuerschaltung verbunden ist, die ein Schaltglied zum Unterbrechen der Zuführung des Empfangssignals zu weiteren Verarbeitungsstufen steuert, wobei der Signalausgang des Filters als Eingangssignal am Eingang der Regelungsschaltung anliegt, dadurch gekennzeichnet, daß die Regelungsschaltung eine zweite Detektorschaltung (50′′) aufweist, deren Signaleingang (25′) mit dem mit Störimpulsen behafteten Empfangssignal beaufschlagt ist und die das Empfangssignal mit einer oberen und einer unteren Referenzspannung vergleicht und den Ladetransistor (59) immer dann ständig aufsteuert, wenn das Empfangssignal über der oberen Referenzspannung oder unter der unteren Referenzspannung liegt, während bei einem zwischen der oberen und unteren Referenzspannung liegenden Empfangssignal die Aufsteuerung des Ladetransistors (59) durch die erste Detektorschaltung (50′) in Abhängigkeit von den durch das Filter (18) abgetrennten Störimpulsen erfolgt.