DE2035422C3

DE2035422C3 - Schaltungsanordnung zur Verarbeitung eines relativ kleinen Nutzsignals

Info

Publication number: DE2035422C3
Application number: DE2035422A
Authority: DE
Inventors: Auf Nichtnennung Antrag
Original assignee: American Optical Corp
Current assignee: Warner Lambert Co LLC
Priority date: 1969-08-13
Filing date: 1970-07-16
Publication date: 1980-09-11
Also published as: NL7008986A; DE2035422B2; GB1309828A; DE2035422A1; NL167812B; FR2059928A5; NL167812C; US3534282A

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Verarbeitung eines relativ kleinen Nutzsignals in einem große Spannungsspitzen aufweisenden Gesamtsignal mit Unterdrückung der Spannungsspitzen, insbesondere zur Verarbeitung von EKG-Signalen, mit einer ersten und einer zweiten Verstärkerstufe, einem zwischen dem Ausgang der ersten Verstärkerstufe und dem Eingang der zweiten Verstärkerstufe liegenden kapazitiven Schaltungsteil, und einem Schwellenwertdetektor, der in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der zweiten Verstärkerstufe aktiviert wird, um auf einen Punkt zwischen den beiden Verstärkerstufen im Sinn einer Unterdrükkung der Spannungsspitzen einzuwirken.

Auf vielen Anwendungsgebieten ist es erforderlich, ein kleines Signal bei Anwesenheit von hohen Impulsen zu verstärken. Ein typischer derartiger Fall liegt vor, wenn ein elektrokardiographisches Signal (EKG) zwecks Wiedergabe auf einem Oszillographen, auf einem Schreiber usw. verstärkt werden soll.

Häufig findet man, daß in dem gesamten EKG-Signal hohe Impulse oder Spannungsspitzen auftreten. Zum Beispiel kann ein gerade untersuchter Patient mit einem eingepflanzten Schrittmacher versehen sein, und die Schrittmacherimpulse erscheinen dann in dem EKG-Signal vor jeder QRS-Wellenform.

Diese Spannungsspitzen haben üblicherweise eine im Vergleich zur Amplitude der EKG-Wellenform wesentlieh größere Amplitude. Stellt man die Verstärkung der Meßvorrichtung so ein, daß eine Wiedergabe des EGK-Signals fast über den ganzen Wiedergabebereich erfolgt, so hat offensichtlich jede Spannungsspitzc ein Verlassen des Wiedergabebereiches zur Folge. Dies ist an sich von geringer Bedeutung. Die Hauptschwierigkeit ist die, daß jede Spannungsspitze den Verstärker in solcher Weise beeinflußt, daß das der Spannungsspitze folgende EKG-Signal einige Sekunden lang sich ebenfalls außerhalb des Wiedergabebereichs befindet.

Aus der FR-PS 13 59 691 ist ein Verstärker für die Aufzeichnung von EKG-Signalen bekannt, der beim Auftreten von Störspannungsspitzen mittels Schaltern kurzgeschlossen werden kann. Während des Kurz-

Schlusses ist keine Signalaufzeichnung möglich.

Aus der FR-PS 15 33419 ist eine Schaltungsanordnung der eingangs angegebenen Art bekannt, bei der zwischen zwei Verstärkerstufen eine ÄC-Kupplungsschaltung angeordnet ist, deren Widerstände durch leitend geschaltete Feldeffekttransistoren überbrückt werden, wenn von einem Schwellenwertdetektor festgestellt wird, daß das Ausgangssignal der zweiten Verstärkerstufe einen bestimmten Schwellenwert überschreitet Durch dieses Oberbrücken der Widerstände ι ο wird die Zeitkonstante der ÄC-Kuppluitgsschaltung derart verkürzt, daß der Eingang der zweiten Verstärkerstufe während des Andauerns des Störsignals hinsichtlich des interessierenden Nutzsignals kurzgeschlossen wird. Wahrend der Dauer des Störsignals ist somit keine Aufzeichnung des EKG-Signals möglich.

Aufgabe der Erfindung ist es, die Schaltungsanordnung der eingangs angegebenen Art so zu verbessern, daß kleine Nutzsignale auch bei Anwesenheit von amplitudenmäßig wesentlich größeren Impulsen verstärkt und damit registriert werden können.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 angegeben und in den weiteren Ansprüchen vorteilhaft weitergebildet

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung wird also während des Auftretens von Störsignalen großer Amplitude nicht einfach »blind« gemacht, wie es bei den genannten bekannten Schaltungsanordnungen der Fall ist, sondern sie behält auch beim Vorhandensein solcher Störsignale großer Amplitude die Möglichkeit, das Nutzsignal weiter zu verarbeiten, beispielsweise für e>ne Aufzeichnung verfügbar zu machen. Damit ist beispielsweise die Möglichkeit gegeben worden, bei der Herzsignalüberwachung auch unregelmäßige einzelne Aussetzer des Herzschlages sicher zu erfassen. So müssen beispielsweise bei der ärztlichen Überlegung, ob ein Herzschrittmacher erforderlich ist, solche unregelmäßigen Herzaussetzer mit Sicherheit wahrnehmbar gemacht 'werden. Wenn aber, wie bei bekannten Schaltungsanordnungen, beim Vorhandensein von Stör-Signalen eine Signalunterdrückung, auch des aufzuzeichnenden Herzaktionssignals durchgeführt wird, ist die Wahrscheinlichkeit, daß während einer vernünftigen Meßdauer unregelmäßige Herzaussetzer erfaßt werden, gering.

Die Erfindung wird nun an Hand von Ausführungsbeispielen näher erläutert In den Zeichnungen zeigt

F i g. 1 einen üblichen EKG-Verstärker zur Veranschaulichung des der Erfindung zugrunde liegenden Problems,

Fig.2 zwei Spannungswellenformen, die die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung von F i g. 1 charakterisieren,

F i g. 3 ist eine Schaltungsanordnung, die früher zur größtmöglichen Herabsetzung der Wirkung einer am Eingang auftretenden Spannungsspitze vorgeschlagen wurde,

Fig.4 ein schematisches Blockdiagramm einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,

F i g. 5 veranschaulicht die Wirkungsweise der Schaltungselemente 19,24 und 32 ^;i fig 4,

Fig.6 ein mehr ins Einzelne gehendes Ausführungsbeispiel der Erfindung,

F i g. 7 und 8 stellen verschiedene Ausgangssignale dar, die bei Anwesenheit von großen Eingangsimpulsen durch die Schaltungsanordnung von F i g. 6 erzeugt werden.

F i g. 1 zeigt im wesentlichen in Blockdarstelliing einen üblichen EKG-Verstärker. Die Eingangsklemme 15 ist mit einer am Patienten befestigten Elektrode gekoppelt Die Ausgangsklemme 16 ist mit der Wiedergabeeinheit gekoppelt Der Verstärker enthält zwei Vecstärkerstufen, 17 und 21. Jede dieser Stufen ist üblicherweise ein Gleichstromverstärker, weil das EKG-Signal niedrige Frequenzen enthält die im vorliegenden Fall interessieren; ein typisches Frequenzband des Gesamtverstärkers liegt zwischen 0,05 bis 50 Hz. Zwischen den beiden Stufen wird jedoch vorzugsweise an Stelle einer Gleichstromkopplung eine Wechselstromkopplung vorgesehen. Der Zweck dieser Wechselstromkopplung ist es, Gleichstromkomponenten zu entfernen, die auf Versetzungen des Eingangssignals beruhen.

Das EKG-Signal, welches von der Elektrode aufgenommen wird, kann Wellenformen mit Amplituden in der Größenordnung eines Bruchteils eines mV aufweisen. Jedoch kann die Gleichstromkomponente des Signals sehr viel größer sein, und zwar um einige Größenordnungen. Der Ausgang des Verstärkers 17 kann einen Bereich von 10 V in beiden Richtungen vom Erdpotential aus haben. Typischerweise kann die Verstärkung des Verstärkers 17 derart sein, daß die Schwingung einer EKG-Wellenform am Verstärkerausgang in der Größenordnung von 5 mV liegt. Der Rest des Bereichs ist für das variierende Gleichstromniveau vorgesehen. Es ist nicht zweckmäßig, den Ausgang des Verstärkers 17 direkt mit dem Eingang des Verstärkers 21 zu koppeln, weil die Gleichstromverschiebung sich auf Grund von Bewegungen des Patienten, von Umschaltungen der Elektroden usw. ständig ändert. Wenn keine Möglichkeit vorgesehen wird, die Gleichstromkomponente des Gesamtsignals zu subtrahieren, bevor dieses dem Eingang des Verstärkers 21 zugeführt wird, wird sich offenbar der Durchschnittswert des Ausgangssignals an der Klemme 16 ständig ändern. Wenn zum Beispiel ein Oszilloskop dazu benutzt wird, das EKG-Signal wiederzugeben, wird man finden, daß sich das Signal auf dem Bildschirm auf- und abbewegt und sich häufig aus dem Bereich herausbewegt. Dies könnte zwar durch Einstellung des Gleichstromanteils auf Null korrigiert werden; für kontinuierlich durchgeführte Aufnahmen wäre es aber weit besser, die Gleichstromkomponente am Ausgang des Verstärkers 17 automatisch zu entfernen. Ferner kann eine Sättigung des Verstärkers 21 auftreten, wenn die Gleichstromkomponente nicht vor dem Eingang in den Verstärker 21 entfernt wird und wenn die Gleichstromkomponente groß genug wird.

Die Gleichstromkomponente wird durch den Kondensator 18 und den Widerstand 20 entfernt. Jede Gleichstromkomponente am Ausgang des Verstärkers 17 hat einen Stromschluß durch den Kondensator und den Widerstand zur Folge, wobei sich der Kondensator auf den dem Gleichstrom entsprechenden Wert auflädt. Dementsprechend sind die einzigen Signale, die am Eingang des Verstärkers 21 erscheinen, die EKG-Wellenformen ohne Gleichstromverschiebungen der Basislinie derselben. Bei jeder Änderung des Gleichstromniveaus erfolgt ferner eine Ladung oder Entladung des Kondensators über den Widerstand 20, so daß so der Durchschnittswert des Eingangssignals in den Verstärker 21 wiederum gleich Null ist.

Der Kondensator 18 hat keine Wirkung auf die Hochfrequenzkomponenten des EKG-Signals; für relativ hohe Frequenzen ist der Kondensator kurzgeschlossen. Jedoch kann der Kondensator die sehr niedrigen

Frequenzen schwächen. Das Produkt des Widerstandswertes R des Widerstandes 20 und der Kapazität C des Kondensators 18 ist die Zeitkonstante der Schaltungsanordnung und bestimmt die Frequenz an dem Niedrig-Frequenzende der Gesamtcharakteristik, an dem die Verstärkung auf 3 db von dem maximalen Wert abfällt. Vorzugsweise ist auch ein weiterer /?C-Kreis vorhanden, bei dem die Positionen des Widerstandes und des Kondensators vertauscht sind, _..i die Verstärkung an dem Hochfrequenzende der Charakteristik zu begrenzen. Nur wenn die genannte Grenzfrequenz auf der Niederfrequenzseite ζ. Β. 0,05 Hz beträgt, muß das Produkt ÄCin der Größenordnung von 3,5 See. sein. Die Zeitkonstante ist nämlich gleich dem Reziproken der genannten Grenzfrequenz, multipliziert mit '/2.

Die Wirkung eines großen Impulses an der Klemme 15 kann unter Bezugnahme auf die Wellenformen der F i g. 2 verständlich gemacht werden. Aus Gründen der Anschaulichkeit sei angenommen, daß die EKG-Wellenamplitude am Ausgang des Verstärkers 17 5 mV beträgt und daß die Verstärkung des Verstärkers 21 derart ist, daß ein Eingangssignal von 5 mV bei der Wiedergabe den ganzen Bereich ausfüllt. Es ist wohl bekannt, daß die Spannungsspitze, die an der Klemme 15 bei einem üblichen EKG-Verstärker erscheinen kann, eine Amplitude haben kann, die größer ist als die sonst auftretende maximale Amplitude des EKG-Signals, und zwar um mehrere Größenordnungen. In einem derartigen Fall kann die Spannungsspitze am Ausgang des Verstärkers 17 eine Amplitude von 10 V haben, da dies die maximale Spannungsschwankung am Ausgang des Verstärkers 17 ist. Die Spannungsspitze kann typischerweise eine Dauer von 5 msec haben, wie in der Zeichnung gezeigt ist. Dies ist im Vergleich zur Zeitkonstante der Schaltungsanordnung ein derartig kurzes Zeitintervall, daß die Aufladung des Kondensators 18 näherungsweise durch eine gerade Linie dargestellt werden kann. Die Spannung am Kondensator kann sich nicht sofort ändern, und somit springt die Spannung am Verbindungspunkt des Kondensators 18 und des Widerstandes 20 auf 10 V, sobald die Spannungsspitze erscheint. Geht man von einer linearen Annäherung für kurze Zeitintervalle aus, so lädt sich der Kondensator gemäß der Gleichung

V_c = Et/RC
auf, wobei

Vc die Spannung am Kondensator, E die Spannung am Ausgang des Verstärkers 17

_ (10V)und

KC die Zeitkonstante der Schaltungsanordnung

ist. Am Ende der Spannungsspitze, nachdem 5 msec vergangen sind, beträgt die Spannung V_cam Kondensator, 10 (5 χ 10-³)/3,5, d. h. etwas über 14 mV. Wie durch die obere gestrichelte Linie in Fig.2 gezeigt wird, beträgt am Ende der Spannungsspitze die Spannung am Eingang des Verstärkers 2110 V weniger 14 mV. An der rückwärtigen Flanke der Spannungsspitze fällt die Spannung am Kondensator 18 unmittelbar um 10 V, und das Eingangssignal zum Verstärker 21 beträgt minus 14 mV. Wenn die Verstärkung des Verstärkers 21 so eingerichtet ist, daß eine EKG-Wellenform von 5 mV eine Wiedergabe über den ganzen Bereich zur Folge hat, dann erzeugt offensichtlich das negative 14-m V-Signal ein über den Bereich hinausgehendes Signal. Das Ausgangssignal bleibt so lange außerhalb des Bereiches, bis der Kondensator 18 sich über den Widerstand 20 entlädt. Bei einer Zeitkonstante von 3,5 see ist jedoch offensichtlich, daß das Ausgangssignal eine beträchtliche Zeitspanne lang außerhalb des Bereiches bleibt, wie s in F i g. 2 durch die untere gestrichelte Linie angedeutet wird. Es vergehen einige Sekunden, bis sich der Kondensator 18 entlädt. Während dieser Zeit befindet sich das Ausgangssignal außerhalb des Meßbereiches, und die aufzunehmende Information geht verloren.

to In fast allen Fällen weist der Verstärker eine einstellbare Verstärkung auf, so daß er in Verbindung mit verschiedenen Arten von Wiedergabegeräten benutzt werden kann, wobei die Verstärkung so gewählt wird, daß eine EKG-Wellenform ein den Wiedergabeis bereich des jeweiligen Wiedergabegerätes fast ganz ausfüllendes Signa! zur Folge hat Wenn sich der Kondensator 18 während einer Spannungsspitze um einen Betrag auflädt, der größer ist als die normale EKG-Amplitude am Ausgang des Verstärkers 17 und wenn die Wiedergabeverstärkung auf optimale Wiedergabe des EKG-Signals eingestellt ist, dann wird offensichtlich das Wiedergabesignal sich für einige Sekunden außerhalb des Wiedergabebereichs befinden. Das Problem wird in einigen Fällen verschärft, in denen

eine große plötzliche Änderung des Ausganges des Verstärkers 17, d. h. des Einganges zum Verstärker 21, das für den Verstärker 21 veranschlagte Eingangssignal übersteigt. In solchen Fällen können die Eingangstransistoren im Verstärker 21 in Sättigung übergehen oder zusammenbrechen und als Dioden arbeiten; die gewöhnlich hohe Eingangsimpedanz des Verstärkers 21 wird bedeutend herabgesetzt, ein hoher Stromfluß tritt auf, und der Kondensator 18 lädt sich in noch größerem Maße auf.

Die erwähnten Schwierigkeiten treten auch dann auf, wenn die Spannungsspitzen den Ausgang des Verstärkers 17 nicht auf seinen maximalen Wert von 10 V bringen. Es sei angenommen, daß ein mit einem Schrittmacher versehener Patient untersucht werden soll und jeder Schrittmacherimpuls den Ausgang des Verstärkers 17 auf IV bringt, während im Vergleich dazu die EKG-Wellenformen (QRS-Impuls) Amplituden von 5 mV aufweisen. Am Ende einer 5 msec dauernden Spannungsspitze dieser Art ist der Kondensator 18 auf 1,4 mV aufgeladen, während die entsprechende Spannung bei einer Spannungsspitze von 10 V 14 mV betrug. Die nächste EKG-Wellenform von 5 mV wird dann wiedergegeben. Während der nächsten Pause von ungefähr 1 Sekunde zwischen den

so Schrittmacherimpulsen entlädt sich der Kondensator 18 jedoch nur um 25%, d.h. auf eine Spannung von ungefähr 1 V, Der nächste Schrittmacherimpuls fügt der Kondensatorspannung 1,4 V hinzu, so daß die Gesamtspannung 2,4 V beträgt Der Kondensator entlädt sich

um 25%, und ein weiterer Spannungsschritt von 1,4 V wird hinzugefügt Die Spannung am Kondensator 18 baut sich auf, sobald der Schrittmacher in Betrieb gesetzt wird und hat bald ein Wiedergabesignal zur Folge, das außerhalb des Wiedergabebereichs liegt

Eventuell stellt der Kondensator das Gleichstromniveau neu ein, so daß die Wiedergabe nicht außerhalb des Wiedergabebereichs liegt Jedoch verschwindet die Wiedergabe jedesmal für einige Sekunden, wenn der Schrittmacher eingeschaltet wird. Ein ähnlicher Wiedergabeverlust tritt auf, wenn der Schrittmacher abgeschaltet wird.

Zur Lösung dieses Problems ist bereits ein eigener älterer Vorschlag gemacht worden, siehe DE-AS

20 03 04α

Fig.3 ist ein schematisches Blockdiagramm eines Systems zum Abschwächen von auf der linken Seite des Kondensators 18 auftretenden Spannungsspitzen. Tatsächlich dient die Schaltungsanordnung von Fig.3 einem breiteren Zweck als nur dem Zweck, die Sättigung des Verstärkers durch hohe Spannungsspitzen zu verhindern. Die Schaltungsanordnung dient dazu, alle hochfrequenten Störsignale abzuschwächen. Die maximale interessierende Frequenz in einem EKG-Si- ι ο gnal beträgt typischerweise ungefähr 50 Hz. Hochfrequente Störungen können von einer Reihe von Quellen herrühren, und es ist erwünscht, derartige Signale abzuschwächen. Der Ausgang des Verstärkers 21 wird zum Eingang eines Differenziergliedes 25 geführt. Der is Ausgang des Differenziergliedes wird dem Eingang des Schwellenwertdetektors 19 zugeführt Der Differentialwert eines Hochfrequenzsignals ist viel größer als der Differenzialwert eines Niederfrequenzsignals derselben Amplitude, und der Schwellenwertdetektor wird so eingestellt, daß er zwischen diesen beiden Fällen unterscheidet Wenn der Schwellenwertdetektor in Betrieb ist. ist der Schalter 24 geschlossen. Bei Abwesenheit eines hochfrequenten Störsignals wird der Ausgang des Verstärkers 17 direkt Ober den Widerstand

22 dem Kondensator 18 zugeführt Bei Anwesenheit eines hochfrequenten Störsignals wird der Verbindungspunkt des Widerstandes 22 und des Kondensators 18 über den Kondensator 23 mit Erde verbunden. Der Widerstand 22 und der Kondensator 23 bilden ein integrierendes Netzwerk, das sich schwächend auf hochfrequente Signale auswirkt Dies beruht auf der Tatsache, daß der Kondensator 23 hochfrequenten Signalen gegenüber einen niedrigen Widerstand darstellt, so daß die hochfrequenten Signale nach Erde kurzgeschlossen werden.

Die Schaltungsanordnung von F i g. 3 hat außer der Wirkung, daß sie hochfrequente Störsignale abschwächt, auch die Wirkung, daß sie die Amplitude einer fiber den Verstärker 17 gelangenden Spannungsspitze unterdrückt: der ansteigende Teil der Spannungsspitze ist so steil, daß der Ausgang des Differenziergliedes 25 den SchweDenwertdetektor 19 trigger!, so daß der Schalter 24 geschlossen wird und die Spannungsspitze über den Kondensator 23 nach Erde kurzgeschlossen wird. Jedoch hat die Verwendung der Integrierstufe 22,

23 einen gewissen Nachteil, jedenfalls insoweit, als die Unterdrückung von Spannungsspitzen betroffen ist Es sei angenommen, daß ein hochfrequentes Signal in dem EKG-Eingang anwesend war und daß der Kondensator so 23 durch den Schalter 24 mit Erde verbunden wurde. Vrähfead Sich der Kondensator im Stromkreis befand, wurde er auf das Gleichspannungsniveau des Verbindungspunktes des Widerstandes 22 und des Kondensators 18 aufgeladen, wobei dieses Glekhspannungsniveau wiederum eine Funktion des Gleichspannungsniveaus des Eingangssignals war. Es sei angenommen, daß die hochfrequenten Störsignale dann aufhörten und daß der Schalter 24 geöffnet wurde. Die Spannung am Kondensator 23 verbleibt auf dem vorherigen Niveau. Jedoch kann das Gleichspannungsniveau vom Verbindungspunlit des Widerstandes 22 und des Kondensators 18 sich ändern, und zwar sogar um einige Größenordnungen, da sich das Gleichspannungsniveau des EKG-Signals kontinuierlich ändert Wenn das nächste » Mal der Schalter 24 auf Grund eines hochfrequenten Störsignals geschlossen wird, wird der Kondensator 23 zwischen Verbindungspunkt des Widerstandes 22 und des Kondensators 18 und Erde eingeschaltet Dies ergibt eine abrupte Änderung des Gleichspannungsniveaus des Verbindungspunktes. Die resultierende Spannungsschwankung des Ausgangssignals kann eine außerhalb des Wiedergabebereiches liegende Wiedergabe während einer Zeit von mehreren Sekunden zur Folge haben.

Ein weiteres Problem ergibt sich bei dem Schaltkreis der F i g. 3, soweit die Unterdrückung von Spannungsspitzen betroffen ist durch die Tatsache, daß die Empfindlichkeit der Rückkopplungsschleife durch die Verstärkung des Verstärkers 21 beeinflußt wird. Die Höhe des Anstiegs der absorbierten Spannungsspitze am Verbindungspunkt des Widerstandes 22 und des Kondensators 23 ist nicht von der Verstärkung des Verstärkers 21 abhängig, und daher wird das am Ausgang des Verstärkers erscheinende Spitzensignal von dessen Verstärkung abhängig sein. Bei einem typischen Anwendungsfall kann z. B. die Verstärkung zwischen 83 und 166, <± h. in einem Verhältnis von 1 :20, variiert werden.

Die oben erläuterten Schwierigkeiten werden gemäß der vorliegenden Erfindung dadurch überwunden, daß ein nicht linearer Rückkopplungskreis an Stelle eines Elements vorgesehen wird, welches einfach an den Stromkreis an- und abgeschaltet wird.

In Fig.4 bilden der Kondensator 26 und der Widerstand 27 ein Differenzierglied entsprechend dem Differenzierglied 25 von F i g. 3, dessen Ausgang an dem Verbindungspunkt der zwei Schaltelemente proportional zu der Steigung des Ausgangssignals des Verstärkers 21 ist Das Differenzierglied dient in der Schaltungsanordnung von Fig.4 zwei Zwecken. Zunächst wird das differenzierte Signal dem Eingang des Schwellenwertdetektors 19 zugeführt so daß ein Hochfrequenzsignal, ζ. B. die anfängliche Spannungsstufe einer Spannungsspitze ein Ausgangssignal des Differenziergliedes zur Folge hat das ausreicht den Detektor zu aktivieren. Mit der Aktivierung des Detektors wird der Schalter 24 geschlossen in ähnlicher Weise wie bei der Schaltungsanordnung von F i g. 3. Der Schalter zieht die Schwellenwertspannung von dem differenzierten Signal an der Verbindungsstelle des Kondensators 26 und des Widerstandes 27 ab und gibt sie auf den Spannung-Strom-Wandler 32. Der Strom am Ausgang des Wandlers wird der Verbindungsstelle des Widerstandes 22 und des Kondensators 18 zugeführt

Es sei an dieser Stelle darauf hingewiesen, daß das Imegrier-Netzwerk mit dem Widerstand 30 und dem Kondensator 31. welches ständig im Stromkreis liegt eine andere Funktion ausübt als das Integrier-Netzwerk mit dem Widerstand 22 und dem Kondensator 23 bei dem Schaltkreis von F i g. 3, wie noch beschrieben wird.

Der Schwellenwertdetektor 19. der Schalter 24 und der Spannungs-Strom-Wandler 32 haben eine Gesamtübertragungscharakteristik, wie in F i g. 5 gezeigt wird. Die horizontale Achse in F i g. 5 stellt die Spannung am Verbindungspunkt des Kondensators 26 und des Widerstandes 27 dar, d. h. die Steigung des Ausgangssignals. Die vertikale Achse stellt den Strom dar, der aus dem Wandler 32 fließt Der Schwellenwertdetektor dient dazu, den Schalter 24 am Schließen zu hindern, wenn ein Schwellenwert Vt der Spannung in irgend einer der beiden Polaritäten überschritten wird (vgL Fig.5). Sobald der Schalter 24 geschlossen ist ist der Ausgangsstrom proportional zur Größe der differenzierten Ausgangsspannung an der Klemme 16 vermindert um den Schwellenwert Es sei darauf hingewiesen.

daß der Spannung-Strom-Wandler 32 so beschaffen ist, daß bei positiven Eingangsspannungen ein Strom in das Schaltelement fließt.

Der Widerstand in Richtung des Ausganges einer Stromquelle oder -senke gesehen, insbesondere in Richtung des Ausganges des Spannungs-Strom-Wandlers 32 gesehen, ist sehr hoch. Dementsprechend ist die Spannung am Eingang des Wandlers nicht maßgebend für die Spannung am Ausgang. In der Schaltungsanordnung von F i g. 4 wird dementsprechend die Spannung am Verbindungspunkt des Widerstandes 22 und des Kondensators 18 nicht durch das An- und Abschalten der Rückkopplungsschleife beeinflußt, sondern wird lediglich durch den Signalstrom beeinflußt, der von dem Spannungs-Strom-Wandler 32 herkommt Der Strom fließt von dem Wandler 32 aus Ober die Widerstände 22 und 30 in den Ausgangskreis des Verstärkers 17, weil die Eingangsimpedanz des Verstärkers 21 viel größer ist als die Ausgangsimpedanz des Verstärkers 17. Der Widerstand 20 stellt dabei die Gesamtimpedanz des Verstärkers gegen Erde dar, da er viel geringer ist als die Eingangsimpedanz des Verstärkers. Es sei z. B. angenommen, daß eine hohe Spannungsspitze am Ausgang des Verstärkers 17 erscheint Anfänglich tritt ein Spannungssprung an der Klemme 16 auf. Aber sobald der Schwellenwert des Detektors 19 überschritten wird, wird der Schalter 24 betätigt Bei einer positiven Spannungsspitze zeigt die Charakteristik von Fig.5, daß in den Wandler 32 Strom fließt Der Wandler 32 gibt dann einen Strom durch den Widerstand 22 in einer zu der Spannungsspitze entgegengesetzten Richtung, was auf eine Auslöschung desselben gerichtet ist In ähnlicher Weise ist in dem Falle einer negativen Spannungsspitze der Strom durch den Widerstand 22 von entgegengesetzter Polarität zu dem Spannungsspitzenstrom, was wiederum die Amplitude der Spannungsspitze an der Verbindungsstelle des Widerstandes 22 und des Kondensators 18 herabsetzt

Fig.7 zeigt die Ausgangswellenform als Funktion einer Eingangsspannungsspitze. Die Eingangsspannungsspitze soll dabei sehr hoch sein und ist aus diesem Grunde nicht in ihrer vollen Höhe gezeigt Mit dem ansteigenden Teil der Spannungsspitze springt die Spannung am Ausgang an der Klemme 16 sofort auf den Schwellenwert VV, da vor Erreichen dieses Wertes die Rückkopplungsschleife nicht geschlossen wird. Sobald die Spannung an der Klemme 16 auf den Wert VY springt, da sich die Spannung am Kondensator 26 nicht plötzlich ändern kann, wird der Schwellenwertdetektor 19 getriggert Die Spannung am Ausgang des Verstärkers 21 erhöht sich dann linear. Am Ende der Spannungsspitze, für die eine Dauer von T angenommen werde, fällt die Spannung schnei! ab. Wenn Vj* die maximale am Ausgang erwünschte Spannung ist, wird der Wert für VV vorzugsweise so gewählt daß er die Hälfte dieser Spannung beträgt Der Übertragungsfaktor des Spannungs-Strom-Umwandlers, d.h. die Neigung der beiden Teile der Charakteristik von F i g. 5 an den Stellen, an denen ein Stromschluß stattfindet, ist derart, daß die Ausgangsspannung den Wert K_M am Ende der Zeitperiode T erreicht, welche die übliche Dauer einer Spannungsspitze bei einem gegebenen Anwendungsfall darstellt Wenn die Spannungsspitze eine Dauer von 5 msec aufweist, ihr Einfluß auf das Ausgangssignal praktisch ungefähr 10 msec nach Beendigung des Eingangsimpulses verschwunden. Tatsächlich fällt bei Beendigung der Spannungsspitze die Ausgangsspannung abrupt in einem gewissen Ausmaß, bevor ihr exponentieller Abfall beginnt Dies beruht auf der Wirkung des Widerstandes 22.

Fig.8 zeigt eine übliche elektrokardiographische Wellenform, die an der Ausgangsklemme 16 erscheinen könnte. Wie oben erwähnt, ist eine übliche Quelle von Spannungsspitzen ein Schrittmacher, der in den Patienten eingepflanzt sein könnte. Der Schrittmacherimpuls wird eine kurze Zeitspanne, bevor die QRS-Welle in der EKG-Wellenform erscheint erzeugt Die vom

ίο Schrittmacher herrührende Spannungsspitze erscheint an der Ausgangsklemme 16, wie durch die Buchstaben PS in F i g. 8 gezeigt wird. Die Spannungsspitze PS ist dieselbe wie die in Fig.7 gezeigte Spannungsspitze, außer daß die Zeitskala in F i g. 8 komprimiert ist damit

is das zeitliche Verhältnis der EKG-Wellenform bezüglich der Dauer der Spannungsspitze offenbar wird. Die Spannungsspstzc in Fig.8 ergibt keinen Nachteil; im Gegenteil ist es erwünscht die Beziehung zwischen den Schrittmacherimpulsen und dem Schlagen des Herzens des Patienten sehen zu können.

Der Widerstand 30 und der Kondensator 31 dienen einfach als Verzögerungselement Es ist erwünscht daß das Differenzierglied in der Rückkopphingsschleife an den Stromkreis angeschaltet wird, bevor eine ankommende Spannungsspitze den Kondensator 18 überladen kann. Der Widerstand 30 und der Kondensator 31 verhindern im Ergebnis, daß die volle Spannungsspitze sofort zum Kondensator 18 gelangt Die Spannung am Kondensator 31 kann sich nicht sofort ändern, und die Spannung an der Verbindungsstelle des Widerstands 30 und des Kondensators 31 steigt exponentiell an. Die Zeitkonstante des Widerstandes und des Kondensators sind so klein, daß sie keine merkliche Wirkung auf die Vorgänge in der Schaltungsanordnung ausübt d. Iu der Kondensator 31 lädt sich auf den vollen Wert der Spannungsspitze in weniger als einer msec auf und entlädt sich bei Beendigung der Spannungsspitze in demselben Zeitintervall Die Verzögerung ist jedoch ausreichend, um die Rückkopplungsschleife in den Stromkreis einzuschalten, bevor der Kondensator 18 überladen wird.

Bei der tatsächlichen schaltungsmäßigen Ausführung des Systems nach Fig.4 werden zwei Rückkoppiungsschleifen vorgesehen, um positive und negative Stromwerte zu differenzieren, da es einfacher ist zwei derartige Unipolarschleifen vorzusehen als eine einzige bi-polare Schleife. Der Transistor Ti, Fig.6, ist mit seinem Emitter an eine positive Spannungsquelle 35 und mit seiner Basis über einen Widerstand 38a an die

so Verbindungsstelle eines Kondensators 26a und eines Widerstandes 27a angeschlossen. Der Kondensator 26a und der Widerstand 27a stellen ein Differenzierglied

PimUlw^n ΐηΐΗΐκιΙαπΙ

OSS

26 und des Widerstandes 27 in F i g. 5 ist Die Spannung am Ausgang des Differenziergliedes wird über den Widerstand 38a zu der Basis des Transistors Tl gekoppelt um den Stromfluß durch den Transistor zu der Verbindungsstelle des Widerstandes 22 und des Kondensators 18 zu steuern.

Zu Beginn ist der Transistor Tl nicht leitend, da der Widerstand 27a an die Quelle 35 angeschlossen ist und daher kein Spannungsabfall am Basis-Emitter-Ubergang des Transistors anliegt Im FaUe einer negativen Spannungsspitze geht die Verbindungsstelle des Kondensators 26a und des Widerstandes 27a ins Negative über, und der Basis-Emitter-Obergang des Transistors Tl wird in Durchlaß-Richtung gespannt Der Transistor leitet jedoch nicht, bis die Durchlaßspannung ungefähr

0.5 V beträgt. Der Transistor Π wirkt im Ergebnis; als Schwellenw ertdetektor. Er wirkt auch als Spannung-Strom-Wandler, weil der Strom durch seinen Collector direkt proportional der Ausgangsspannung des Differenziergliedes ist abzüglich 0,5 V. Der Strom in die Basis des Transistors Tl wird durch den Spannungsabfall am Widerstand 38a bestimmt Die linke Seite des Widerstandes ist an die Spannungsquelle 35 über den Spannungsabfall von 0,5 V entlang des Basis-Emitter-Oberganges des Transistors gekoppelt, und daher ist der Strom durch den Widerstand 38a gleich der um 5 V verringerten Ausgangsspannung des Differenziergliedes dividiert: durch die Größe des Widerstandes 38a. Der Collector-Strom vom Transistor Tl ist gleich dem Basisstrom !multipliziert mit der Stromverstärkung des is Verstärkers. Bei negativen Spannungsspitzen leitet der Transistor Tl, und es fließt ein Strom vom Collector zum Widerstand 22. Bei positiven Spannungsspitzen bleibt der Basis-Emitter-Obergang des Transistors Tl in Sperr-Richtung vorgespannt, und der Transistor leitet nicht

Der Transistor T2 entgegengesetzter Polarität arbeitet in ähnlicher Weise, außer daß er nur im Falle von positiven Spannungsspitzen leitet Anfänglich befinden sich Basis und Emitter des Transistors beide auf dem negativen Potential der Spannungsquelle 36. Wenn die Spannung an der Verbindungsstelle des Kondensators 266 und des Widerstandes 276 0,5 V übersteigt, wird der Transistor T2 leitend, und es fließt ein Strom vom Widerstand 22 in den Collector des Transistors. Der Transistor T2 leitet nicht im Falle von negativen Spannungsspitzen.

Die Widerstände 38a und 386 dienen einer maximalen Stabilisierung des Stromkreises. Die Transistoren Tl und T2 sind eher stromgesteuert als spannuagsgesteuert, und die Widerstände gestatten die Erzeugung eines Basisstrome!, der proportional zur Ausgangsspannung ist um die Leitfähigkeit jedes der Transistoren zu steuern. Im übrigen sei z. B. angenommen, daß der Widerstand :58a weggelassen würde. Der Kondensator 26a und der Widerstand 27a wurden kaum als Differenzierglied funktionieren; im Falle einer negativen Spannungsspitze, würde der Widerstand 27a über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors Tl kurzgeschlossen werden. Tatsädilich ändert sich die Zeitkonstante jedes der beiden Differenziergiieder, nachdem der zugeordnete Transistor leitend geworden ist Bevor der Schwellwert überschritten wird, ist der wirksame Widerstand des mit dem Transistor Tl verbundenem Differenziergliedes einfach gleich dem des Widerstandes 27a. Nachdem der Transistor leitend geworden ist, wird der wirksame Widerstand durch die Parallelschaltung der Widerstände 27a und 3Sa bestimmt Die: Schaltelemente 26, 27 und 38 des Netzwerkes und die Stromverstärkung des Transistors Tl bzw. T2 bestimmen die Neigung des gesteuerten Teils der Wellenform.

Zwei wesentliche Unterschiede zwischen der dem Stand der Technik entsprechenden Schaltungsanordnung von Fig.3 und der erfindungsgemäßen Sdialtungsanordnung bestehen in folgendem.

1. Bei der Schaltungsanordnung nach F i g. 3 wird die Energie der Spannungsspitze absorbiert und gespeichert durch den Kondensator 23, während bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung die Energie an die Stromversorgung (35 bzw. 36 in Fig.6) über einen der Transistoren Tl oder T2 zurückgegeben wird.

2. Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist das Differenzierglied im Rückkopplungskreis von der Spannungsspitze isoliert, während das Integrierglied in dem Stromkreis der dem Stand der Technik entsprechenden Schaltungsanordnung direkt mit der Spannungsspitze gekoppelt ist.

Es wird das Verständnis der Erfindung erleichtern, wenn man die Schaltungsanordnung von F i g. 6 für beispielhaft angenommene Werte analysiert. Dabei wird nur die untere Rückkopplungsschleife betrachtet; eine identische Analyse kann für die obere Rückkopplungsschleife gemacht werden. Im folgenden werden die folgenden Symbole (vgl. Fig.6) und die folgenden Werte für die Schaltungskomponenten benutzt:

Ri = Summe der Größen der

Widerstände 30 und 22 = 20 k
R₂ = Größe des Widerstandes 20 1 A₂

Q = Kapazität des Kondensators 18

> see

= 3,5 = 3,5

see

A₃ = Größe des Widerstandes 276 = 10 k C₂ = Kapazität des Kondensators 266 = 5 χ 10-⁸f R₄ = Größe des Widerstandes 386= 10 k A = Spannungsverstärkung des Verstärkers 21,

variabel zwischen 83 und 166
B = Stromverstärkung des Transistors T2

bei gemeinsamem Emitter = 200
Vi = Ausgangsspannung des Verstärkers 17
V₂ = Spannung am Collector des Transistors T2
Vo = Ausgangsspannung an der Klemme 16.

Bei der Betrachtung der Hochfrequenzschleife können wieder alle Kondensatoren so behandelt werden, als hätten sie einen Widerstand Null. Es sei angenommen, daß der Collector des Transistors T2 von der Verbindungsstelle des Widerstandes 22 und des Kondensators 18 gelöst ist Da der Verstärker 21 eine Eingangsimpedanz aufweist die viel größer ist als Ri, gilt Vi = V₂, wobei Vj die Ausgangsspannung des Verstärkers 17 und V₂ die Eingangsspannung des Verstärkers ist da die Wirkung des Kondensators 18 vernachlässigt wird. Nachdem der Transistor T2 leitfähig geworden ist beträgt die Verstärkung der Schleife, d. h. das Verhältnis der Eingangsspannung des Verstärkers 21 zu dem Collector-Strom des Transistors T2, bei Vernachlässigung des Spannungsabfalls am Basis-Emitter-Übergang des Transistors T2 ABIRa, amp/V. Wenn der Collector des Transistors T2 nun an die Verbindungsstelle des Widerstandes 22 und des Kondensators 18 angeschlossen wird, die sich auf dem Potential Vi befindet beträgt die von dieser Verbir. dungsstelle aus gesehene Impedanz R4/AB = 10,000/ (200X83) = 6 Ohm bei dem Minimalwert von A, und 10,000/(200X166) = 03 Ohm bei dem Maximalwert von A.

Im folgenden sei angenommen, daß die Spannungsspitze am Ausgang des Verstärkers 21 auf 1 Volt begrenzt werden soll. Da der Transistor T2 bei einer Basis-Emitter-Spannung in Durchlaßrichtung von 0,5 V zu leiten beginnt sieht man, daß der Ausgang plötzlich die Hälfte seines maximalen Wertes ansteigt und die Schleife dann geschlossen wird. Da die rechts vom Widerstand 22 aus gesehene Impedanz höchstens 6 Ohm beträgt im Vergleich zu Ri = 20 k, kann V₂ als virtuelle Erde angesehen werden, und der gesamte durch Ri fließende Strom muß aus der RückkooDlungs-

schleife entnommen werden, da die Eingangsimpedanz des Verstärkers 21 so hoch ist Für einen Impuls der Größe Vi am Ausgang des Verstärkers 17 gilt I, = Vi/Ru wobei /i der Strom durch die Widerstände 30 und 32 ist Der Basisstrom h des Transistors 7*2 hat einen Wert hlB = V_xI(RiB).

Da A4 = A3 gilt, ist der Strom durch den Widerstand 27b = h, und die Summe der beiden Teilströme durch den Kondensator 266 = 2 V_xI(RiB). In guter Annäherung steigt die Spannung am Kondensator 266 linear mit einer Geschwindigkeit von 2 ViI(RiBC₂) V/sec. Wenn V] = 10 V (maximaler Ausgang des Verstärkers 17) gilt, ist die Anstiegsgeschwindigkeit der Spannung am Kondensator 266 = 2(10)/(2 χ 10«χ200χ5 χ 10-«) = 100 V/sec. Wenn der Impuls eine Dauer von 5 msec hat, steigt der Ausgang um 0,5 V von dem Zeitpunkt an, in dem die Schleife zuerst geschlossen wird bis zum Ende des Impulses. Der Anstieg ist unabhängig von der Verstärkung des Verstärkers 21.

Bei der obigen Analyse war angenommen, daß Vi = 0 bei geschlossener Schleife galt, da U = ViIR_x angenommen wurde und dies nur bei V₂ = 0 gelten konnte. Jedoch steigt V₂ während des Impulses. Wenn die Spannung am Kondensator 18 vernachlässigt wird, wird der endgültige Wert von V₂ notwendigerweise gleich dem endgültigen Wert von V₀ dividiert durch Verstärkung des Verstärkers 21, da V₀ = V₂A. Bei der maximalen Verstärkung 166 beträgt der endgültige Wert von V₂ 0,5/166, d.h. 3 mV. Bei der minimalen Werteverstärkung beträgt der endgültige Wert von V₂ 0,5/83, d.h. 60 mW.

Der Kondensator 18 lädt sich linear auf, da das Produkt R₂Ci sehr viel größer ist als 5 msec. Bei einem konstanten V₂ von 3 mV lädt sich der Kondensator 18 auf eine Spannung auf, die gleich (3 mV) (5 msec)/(3,5 see), d. h. ungefähr 43 mV ist. Bei einem konstanten V₂ von 60 mV lädt sich der Kondensator 18 auf einen endgültigen Wert von 20 χ 4,3, d. h.86 Mikro-Volt auf.

Jedoch lädt sich der Kondensator 18 nicht von einem konstanten V₂ auf (3 mV bzw. 60 mV in den beiden Fällen). Statt dessen steigt V₂ um 3 oder 60 mV während des Impulses, und damit beträgt der Durchschnitt der sich ändernden Ladespannung 1,5 oder 30 mV in den beiden Fällen. Auen V₂ macht anfänglich einen Spannungssprung bei Auftreten des Impulses, und

dieser Spannungssprung hält an und bewirkt eine weitere Aufladung des Kondensators 18. Der anfängliche Spaimungssprung beträgt einfach V₀ZA, da die Spannung am Kondensator im Vergleich zu V₂ vemachljlssigbar ist, d.h. 03/83 (6OmV) bzw. 03/166

ίο (3 mV) in den beiden Fällen. Bei einer Verstärkung von 83 beträgt damit der Durchschnittswert von V₂ 30 + 60 = 90 mV; bei einer Verstärkung von 166 beträgt der durchschnittliche Wert von V₂ 13 + 3 oder = 43 mV. Jeder dieser Werte ist das V2-fache des Wertes von V₂.

is der dazu benutzt wird, die Maximalspannung am Kondensator t8 in den beiden Fällen zu berechnen, und damit müssen die Maximalspannungen in ähnlicher Weise urn 50% erhöht werden. Die Maximalspannungen am Kondensator 18 in den beiden Fällen sind damit

μ 43 · 13 = 6,4 Mikro-Volt bzw. 86 · 13 = 120 Mikro-Volt Da selbst der maximale Wert beträchtlich geringer ist als V₂, sieht man, daß die Annahme, der Kondensator 18 könne weggelassen werden, bei der Berechnung von V₂, gerechtfertigt war.

Die Bedeutung dieses Ergebnisses besteht darin, daß selbst mit minimaler Verstärkung — der ungünstigste Fall — der Kondensator 18 sich auf nicht mehr als 129 Mikro-Volt auflädt, also nur um etwa 2,6% der EKG-Wellenformamplitude von 5 mV am Ausgang des

Verstärkers 17. Große Spannungsspitzen üben daher fast keine Wirkung auf die Basislinie des Signals am Ausgang des Verstärkers 21 aus.

Es sei darauf hingewiesen, daß eine Spannungsspitze von 5 msec an der Klemme 16 unabhängig von der Verstärkung des Verstärkers 21 auf einen Wert von I V ansteigt, da der Wert der Verstärkung in die Berechnung von V₀ nicht eingeht Die Verstärkung beeinflußt lediglich die Aufladung des Kondensators 18. Damit ist die Wirkungsweise der Rückkopplungsstufe unabhängig von der Einstellung der Verstärkung.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Verarbeitung eines relativ kleinen Nutzsignals in einem große Spannungsspitzen aufweisenden Gesamtsignal mit Unterdrückung der Spannungsspitzen, insbesondere zur Verarbeitung von EKG-Signalen, mit einer ersten und einer zweiten Verstärkerstufe, einem zwischen dem Ausgang der ersten Verstärkerstufe und dem Eingang der zweiten Verstärkerstufe liegenden kapazitiven Schaltungsteil, und einem Schwellenwcrtdetektor, der in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der zweiten Verstärkerstufe aktiviert wird, um auf einen Punkt zwischen den beiden Verstärkerstufen im Sinn einer Unterdrückung der Spannungsspitzen einzuwirken, dadurch gekennzeichnet,

daß ein Differeiizierglied (26,27) zum Differenzieren des am Ausgang der zweiten Verstärkerstufe (21) erscheinenden AusgangssignaJs vorgesehen ist,
daß der Schwellenwertdetektor (19) mit dem Ausgang des Differenzierglieds (26, 27) verbunden ist und aktiviert wird, wenn das differenzierte Ausgangssignal einen vorgegebenen Schwellenwert f VV^überschreitet, und

daß mit dem Ausgang des Differenzierglieds (26,27) ein durch den Schwellenwertdetektor (19) einschaltbarer Spannungs-Strom-Wandler (32) verbunden ist zur Lieferung eines von dem differenzierten Ausgangssignal abhängigen Stroms an den Ausgang der ersten Verstärkerstufe (1).

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der von dem Spannung-Strom-Wandler (32) gelieferte Strom proportional zu dem um den genannten Schwellenwert (Vt) verminderten differenzierten Ausgangssignal ist

3. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungs-Strom-Wandler (32) bei positiven Eingangsspannungen als positive Stromsenke und bei negativen Eingangsspannungen als negative Stromsenke wirkt.

4. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Ausgang der ersten Verstärkerstufe (17) und dem genannten kapazitiven Schaltungsteil (18) Verzögerungsmittel (30, 31) geschaltet sind.

5. Schaltungsanordnung zur Unterdrückung von Spannungsspitzen bei einem einen kapazitiven Kopplungsteil aufweisenden Verstärker, gekennzeichnet durch einen Schwellenwertdetektor (19), zum Anzeigen einer einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitenden Spannungsspitze am Ausgang des Verstärkers (17,21), durch ein Differenzierglied (26,27), das mit dem Ausgang des Verstärkers verbunden ist und ein differenziertes Ausgangssignal erzeugt, und durch Schaltungsmittel (32, 24) zur Einführung eines eine Funktion des genannten differenzierten Ausgangssignals darstellenden Stromes in die Vorwärtsschleife des Verstärkers (17,21) vor den genannten kapazitiven Kopplungsteil (18), wobei die genannten Schaltungsmittel (32, 24) auf die Aktivierung des Schwellenwertdetektors (19) ansprechen.

6. Verstärkeranordnung mit einer Eingangsklemme und einer Ausgangsklemme, gekennzeichnet durch einen Spannungsverstärker (21), einen ersten Widerstand (22), der mit seinem einen Ende mit der Eingangsklemme verbunden ist, durch einen Kondensator (18), der zwischen das andere Ende des genannten ersten Widerstandes (22) und den Eingang des Spannungsverstärkers (21) geschaltet

s ist, wobei der Ausgang des Spannungsverstärkers mit der Ausgangsklemme (16) verbunden ist, durch einen zweiten Widerstand (20), der zwischen den Eingang des Spannungsverstärkers (21) und Erde geschaltet ist, durch ein Paar entgegengesetzte

ίο Polaritäten aufweisender Transistoren (Tl, 7*2). von denen jeder mit seinem Collector an die Verbindungsstelle zwischen dem ersten Widerstand (22) und dem Kondensator (18) und mit seinem Emitter an eine Spannungsquelle (35, 36) jeweils entspre-

chender Polarität angeschlossen ist, und durch Widerstände (38a, 3&b), die in Serie zu der Basis jedes der Transistoren liegen und die über je ein Differenzierglied (26a, 27a,· 266, 274>; mit der Aüsgangsklemme (16) gekoppelt sind.

7. Verstärkeranordnung nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch ein Verzögerungsnetzwerk (30, 31), das zwischen der Eingangsklemme (15) und dem genannten ersten Widerstand (22) liegt