CN1825445A

CN1825445A - 驱动装置

Info

Publication number: CN1825445A
Application number: CNA2006100094466A
Authority: CN
Inventors: 深水新吾; 山本泰永; 玉冈修二
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2005-02-22
Filing date: 2006-02-22
Publication date: 2006-08-30
Also published as: US7420348B2; US20060208680A1

Abstract

一种低耗电的驱动装置，生成与聚焦或跟踪驱动电路的驱动状况对应的驱动输出跟踪信号，把驱动输出跟踪信号对驱动电路的电源输入，通过驱动输出跟踪信号控制电源。用电源变化检测器检测驱动输出跟踪信号的急剧变化，对控制装置全体的DSP输入检测信号，用DSP核对预先决定的基准，判断是否改善电源的响应性，把结果返回电源。与以往的以低耗电为目标把供给的电源电压在第一电源、第二电源、第三电源等3阶段中切换的光盘装置，以及对于以低耗电为目标在3阶段的控制范围中存在界限的聚焦或跟踪电路相比，能实现进一步的降耗。

Description

驱动装置

技术领域

本发明涉及光盘再现装置等的驱动装置，特别涉及减少驱动致动器的驱动电路中的耗电，并且使驱动电路具有高的响应性的技术。

背景技术

在光盘中，因为非接触记录再现，所以具有介质寿命长，随机访问比磁带快很多，存储容量大等很多的特征。因此，CD(Compact Disk)或DVD(Digital Versatile Disk)驱动器作为个人电脑外部设备，成为标准设备。今后由于高速数据传送的要求，使光盘旋转的盘电机的转速越来越高速化。

在桌上型电脑的光盘装置中，一般采用输出电压为5V的5V电源、输出电压为12V的12V电源等2种。为了使由可动型头的一种即光学拾波器形成的光点跟踪磁道，2种致动器工作。一个是使光学拾波器的物镜在聚焦方向工作，用于对焦的聚焦致动器，另一个是使物镜在跟踪方向移动，用于跟踪的跟踪致动器。在分别驱动这些致动器的聚焦驱动电路和跟踪驱动电路等驱动电路中使用5V电源或12V电源。关于盘电机，为了与高速旋转对应，尽可能采用高的电源电压。此外，伴随着DSP(Digital SignalProcessor)的高集成度，常常在光盘装置内部设置电源电压为3.3V左右的信号处理电路。

根据光盘装置的动作状况，尽可能提高聚焦和跟踪驱动电路的电源电压存在有利的情况。例如当提高盘电机的转速时，伺服电机对应该跟踪的盘上的目标点的加速度也提高。这时，聚焦和跟踪致动器有必要以高加速度工作，要求线圈的电流也增大。因此，聚焦和跟踪驱动电路的电源电压高时有利。此外，想把光盘再现时的访问动作高速化时，为了使光点在跟踪方向高速移动和停止，有必要以高的加速度使跟踪致动器工作。这时，跟踪驱动电路的电源电压高时有利。

当再现面振动量大的光盘时，聚焦驱动电路的电源电压高时有利。当再现偏心量大的光盘时，跟踪驱动电路的电源电压高时有利。在以上的时候，高的电源电压成为必要。

除了所述对于高速化的要求，低耗电的要求也强烈。作为驱动致动器的驱动器，不是基于使用双极性晶体管的BTL驱动器的线性驱动方式，而采用PWM(Pulse Width Modulation)控制方式。因为通过PWM驱动器，能减少电路内部的电压下降引起的电力损失。可是，为了进行高频的电流开关，对于光盘装置，PWM驱动器发出的噪声成为问题，需要另外用于抑制电路的辐射的对策。

在记录再现的光盘装置中，有时来自光学拾波器的再现信号非常小。这时，如果用PWM驱动器驱动使光学拾波器的物镜移动的致动器，从PWM驱动器发出的电噪声进入来自光学拾波器的再现信号。结果光盘装置误动作，或出错率恶化。

为了避免以上的问题，在记录再现用光盘装置中，比较多地以PWM驱动器驱动频率比较低、电流大的盘电机驱动电路，以线性驱动方式的BTL驱动器驱动频率高的聚焦和跟踪驱动电路。

可是这时，在聚焦和跟踪驱动电路中，把电源电压和实际作用于致动器的电压的差乘以电流的积在BTL驱动电路内部作为热量失去。当以低速再现光盘时，作为驱动电路的电源电压，没必要是高电压。这时，作为驱动电路的电源，使用高的电源电压(12V)，所以在这些线性驱动方式的BTL驱动电路中，产生很多无用的耗电和发热的问题。即使为了驱动聚焦和跟踪致动器而必要的电流小，供给该驱动电流的电源电压也高时，功率输出晶体管的耗电增大，因此，搭载线性驱动方式的BTL驱动器的IC的发热和耗电成为问题。

为了避免该问题，有时把电源电压不提高到必要以上作为对策进行。可是，当存在通常动作以上的偏移要因时，例如在光盘装置中插入勉强达到目标规格的面振动量大的光盘或偏心量大的光盘时，使光学拾波器的物镜移动的致动器的驱动电流变得不足，对于这些偏差光盘，作为光盘装置的播放能力恶化。即发生电源电压引起的发热对策和播放能力的冲突。

此外，最近作为复合型驱动IC，有时在同一IC内设置盘电机驱动电路、聚焦和跟踪驱动电路。如果以高速使盘电机旋转，则盘电机的电机电流增加，所以复合型驱动IC内部的盘电机驱动电路的耗电增大。这时，作为聚焦和跟踪驱动电路的电源，如果使用高的电源电压(12V)，则复合型驱动IC内部的内部耗电增大，IC自身的温度也提高。当在高温的环境中使用光盘装置时，有时超过复合型驱动IC的允许温度。如上所述，存在搭载线性驱动的BTL驱动器的IC、或搭载该IC的光盘装置的耗电和发热问题变得显著的倾向。

响应该问题和要求，作为按照光盘装置的动作状态，切换聚焦和跟踪驱动电路的电源电压的技术，有特开2003-132555号公报。图1是该文献中描述的光盘装置。须指出的是，这里只记载原理说明所需的结构。

在图1中，通过光学拾波器130对光盘100照射光束，通过其反射光，盘上的信息作为电信号对再现信号处理电路140输出。由再现信号处理电路140修正振幅的再现信号由再现信号解调电路150解调，再现光盘100中记录完毕的信息。

在DSP500内包含微型计算机510和伺服电路520。根据来自微型计算机510的旋转速度的指令，由伺服电路520通过盘电机驱动电路控制盘电机110的旋转，光盘100以给定的转速旋转。在再现信号处理电路140中，生成光束焦点的聚焦方向的误差信号即聚焦误差信号和光束焦点的跟踪方向的误差信号即跟踪误差信号。通过伺服电路520，根据由再现信号处理电路140生成的聚焦误差信号通过聚焦驱动电路220和聚焦致动器210在聚焦方向控制光束焦点，从而光束焦点与光盘100的记录面一致。这是聚焦伺服。此外，通过伺服电路520，根据跟踪误差信号，通过跟踪驱动电路320和跟踪致动器310在跟踪方向控制光束焦点，从而光束焦点跟踪光盘100上的记录磁道。这是跟踪伺服。

在特开2003-132555号公报的光盘装置中，通过电源切换电路400，与装置的动作状态对应，适时切换输出电压为5V的5V电源162和输出电压为12V的12V电源161、输出电压为3.3V的3.3V电源163，提供给聚焦驱动电路220或跟踪驱动电路320，从而实现光盘装置的低耗电。

即在光盘装置中，设置具有在通常的再现和记录动作时对聚焦驱动电路220或跟踪驱动电路320供给的第一电压的第一电源、具有比第一电压高的第二电压的第二电源，从外部供给第一电源或第二电源的至少一方。设置当有必要提高致动器的驱动力时，切换到所述第二电源的切换部件。还描述设置从所述第一或第二电源变换具有比第一电压低的第三电压的第三电源的部件，按照来自控制部件的指令，能把聚焦驱动电路220或跟踪驱动电路320的电源切换为所述第三电源。

可是，第三电源的3.3V电源常常由降压型DC-DC变换器构成，所以参照图2说明降压型DC-DC变换器23500。

降压型DC-DC变换器23500包括：电压比较器23100、PWM比较器23200、开关电路23300和降压电压生成器23400。电压比较器23100包含电压放大器23110和电阻RC以及电容器CC。电压比较器23100的输入端子是电压放大器23110的非倒相输入端子和倒相输入端子，电压比较器23100的输出端子是电压放大器23110的输出端子。电压放大器23110的输出端子连接在电容器CC的一端，电容器CC的另一端连接在电阻RC的一端上，电阻RC的另一端连接在电压放大器23110的倒相输入端子上。

电压比较器23100的输出端子连接在PWM比较器23200的倒相输入端子上，在PWM比较器23200的非倒相输入端子上输入三角波23210的电压信号。PWM比较器23200的输出端子连接在控制开关电路23300的控制端子上。开关电路23300在本例子中使用pnp型的晶体管23310和再生电流用的二极管23320。晶体管23310的发射极端子连接在5V电源上，集电极端子连接在阳极端子接地的二极管23320的阴极端子和下一级降压电压生成器23400的输入端子上。

降压电压生成器23400包含线圈L和充电用的电容器CS，输入端子连接在线圈L的一端上，线圈L的另一端、一端接地的电容器CS的另一端连接在用降压型DC-DC变换器23400的输出端子输出降压电压VC的降压电压输出端子上。降压电压输出端子连接在电压比较器23100内的电压放大器23110的倒相输入端子上，在电压比较器23100的非倒相输入端子即降压型DC-DC变换器23500的输入端子即基准电压输入端子输入3.3V的基准电压。

降压型DC-DC变换器23500的动作变为如下。

电压放大器23110比较基准电压3.3V和降压电压VC，当降压电压VC比基准电压3.3V小时，提高输出电压，提高下一级的PWM比较器23200的倒相输入端子电压。PWM比较器23200比较对非倒相输入端子输入的三角波23210的电压和倒相输入端子电压，如果倒相输入端子电压上升，就输出脉冲宽度窄的PWM信号。用PWM信号开关5V电源电压的开关电路23300的导通期间比断开期间长，降压电压生成器23400把开关的5V电源电压变换为接近直流的电压，降压电压输出端子的降压电压VC上升。相反，当降压电压VC比基准电压3.3V大时，电压放大器23110的输出电压下降，结果降压电压输出端子的降压电压VC下降。

负反馈动作的结果是降压型DC-DC变换器23500进行工作，从而基准电压3.3V和降压电压VC变为相等的电压。

此外，作为其他专利文献，在专利第3513062号公报中，描述减轻光盘装置的物镜撞击光盘的技术。在使用DVD等2层光盘的光盘装置中，为了从单面再现2层的数据，采用在存储层间移动控制激光的焦点的聚焦跳动控制方法的技术。在聚焦跳动控制方法中，由于光盘的局部的损伤或面振动加速度的增大等，有时聚焦跳动在同一处几次失败。在跳动几次失败的地方，通过中止跳动，能减轻物镜撞击光盘。

[专利文献1]特开2003-132555号公报

[专利文献2]专利第3513062号公报

在所述公报中描述的技术中，光盘装置的聚焦和跟踪驱动电路的电源电压具有进行通常的再现的第一电源、比第一电源高的第二电源，当要求特别高的响应性时，切换为第二电压。此外，设置比第一电源低的第三电源，为了与光盘装置的动作状态、光盘的面振动以及偏心对应，细分为各种状态，把供给的电源电压在3阶段中切换为第一电源、第二电源、第三电源，供给，实现低耗电。可是，对于聚焦或跟踪驱动电路，在电源电压的3阶段切换的控制范围中，在低耗电上存在极限，为了低耗电，未考虑提供驱动电路中要求的最佳值的电源电压。

发明内容

鉴于所述，本发明的目的在于，进一步降低驱动电路中的耗电，并且使驱动电路具有高的响应性。

为了实现所述目的，本发明的驱动装置对使可动型头工作的致动器供给驱动输出，包括：生成给定的固定输出的固定输出生成部件；检测驱动所述致动器所需的所述驱动输出，生成跟踪所述驱动输出的驱动输出跟踪信号的驱动输出跟踪信号生成部件；根据所述固定输出和所述驱动输出跟踪信号，生成比驱动输出稍大一些的控制输出的控制输出生成部件；使用所述控制输出生成所述驱动输出的驱动输出生成部件。

根据该结构，能把用于驱动致动器的必要的最小限度的控制输出作为生成驱动输出的驱动输出生成元件的电源供给。

其特征在于，还具有：检测所述驱动输出跟踪信号急剧变化的急剧变化期间的驱动输出急剧变化检测部件；所述控制输出生成部件在所述急剧变化期间中输出不加上实质的变动的稳定值输出，改善响应性。此外，其特征在于，还具有：检测不需要改善响应性的响应性改善不要期间的响应性改善不要期间检测部件；在所述响应性改善不要期间中，即使检测到所述急剧变化期间，也不输出所述稳定值输出。

根据该结构，在所述急剧变化期间内，能取得与所述固定输出几乎同等的稳定值输出。此外，即使是所述急剧变化期间，当希望缓和的响应性时，通过使其为所述响应性改善不要期间，能控制输出。

在使用PWM驱动器的以往的驱动装置中，PWM驱动引起的高频电流开关噪声混入光学拾波器的再现信号中，在从再现信号生成的聚焦误差信号或跟踪误差信号中重叠噪声，使聚焦或跟踪动作误动作，此外使再现信号的出错率恶化，但是在本发明的驱动装置中，使用线性驱动方式的驱动输出生成元件，所以没有以往的驱动装置那样的担心，能实现良好的聚焦和跟踪动作、出错率。

此外，在以往的驱动装置中，为了低耗电，细分光盘装置的动作状态，把供给的电源电压切换为第一电源、第二电源、第三电源供给，存在3阶段的电源电压切换的控制范围的界限。在本发明的驱动装置中，通过设置控制输出生成部件，与驱动输出生成部件的驱动输出的大小对应的电源供给成为可能，当驱动输出高时，控制输出也高，当驱动输出低时，控制输出也低，所以能进一步实现低耗电，驱动IC的发热也不会成为问题。

当驱动装置受到机械的振动时，或插入面振动量或偏心量大的光盘时那样，需要驱动输出的急剧变化时，能供给与固定输出实质上同等的稳定值输出，所以生成驱动输出的驱动输出生成元件的电源电压充分增大，能以良好的响应性工作。当由于光盘的局部损伤或面振动加速度的增大，聚焦跳动失败时，设定不需要响应性的改善的响应性改善不要期间，即使检测到所述急剧变化期间，也不输出所述稳定值输出，从而能使响应性稳定，减轻物镜对光盘的撞击。

附图说明

下面简要说明附图。

图1是以往的光盘装置的框图。

图2是生成以往的3.3V电源的降压型DC-DC变换器。

图3是实施形态1的驱动装置的框图。

图4是关于图3的实施形态1的聚焦驱动电路的实施例1以及聚焦损失降低型电源的实施例1的详细框图。

图5是图4的聚焦驱动电路中包含的VB控制生成器的详细框图。

图6A是表示图5的主要信号的时间变化的波形图。

图6B是表示图5的主要信号的时间变化的波形图。

图7A是图4的驱动波形信号VIN1、第一基准电压VREF1以及驱动输出跟踪信号VB1的波形图。

图7B是图4的控制输出VC1以及驱动输出VO1+、VO1-的波形图。

图8是本发明的主要信号波形的动作说明图。

图9是图3的实施形态1的聚焦驱动电路的实施例2的详细框图。

图10是图9的第一最大值检测器的电路图。

图11是图3的实施形态1的聚焦驱动电路的实施例3的详细框图。

图12是图11的第二最大值检测器的电路图。

图13是图3的实施形态1的聚焦电源变化检测器的电路图。

图14是图3的实施形态1的VTF发生器的电路图。

图15是图3的实施形态1的聚焦损失降低型电源的实施例2的详细框图。

图16是接口电路的电路图。

图17是接口电路的定时图表。

图18是图3的实施形态1的聚焦损失降低型电源的实施例3的详细框图。

图19是图3的实施形态1的聚焦损失降低型电源的实施例4的详细框图。

图20是表示实施形态1的动作的程序流程图的实施例1。

图21是程序流程图的实施例1的聚焦部主要步骤。

图22是程序流程图的实施例1的跟踪部主要步骤。

图23是表示实施形态1的动作的程序流程图的实施例2。

图24是实施形态2的驱动装置的框图。

图25是关于图24的实施形态2的驱动电路的详细框图。

图26是表示本发明的概要的框图。

图中：1000-光盘；1100-盘电机；1200-盘电机驱动电路；1300-光学拾波器；1400-再现信号处理电路；1500-再现信号解调电路；1600-电源部；1610-电源部；1610-PVCC(12V)电源；1620-5V电源；1630-3.3V电源；2000-聚焦部；2100-聚焦致动器；2200-聚焦驱动电路；2300-聚焦损失降低型电源；2400-聚焦电源变化检测器；3000-跟踪部；3100-跟踪致动器；3200-跟踪驱动电路；3300-跟踪损失降低型电源；3400-跟踪电源变化检测器；5000-DSP部；5100-微型计算机；5200-伺服电路；5300-VTF发生器。

具体实施方式

最初参照图26说明本发明的概要。这里，固定输出例如是从12V的PVCC电源供给的直流电力。

由驱动输出生成部件(2200；3200；5200)生成驱动输出(VO1+；VO1-；VO2+；VO2-)，提供给致动器(2100；3100)，可动型头(1300)工作。此外，通过驱动输出跟踪信号生成部件(2220)，检测致动器(2100；3100)所需的驱动输出(VO1+；VO1-；VO2+；VO2-)，生成跟踪驱动输出(VO1+；VO1-；VO2+；VO2-)的驱动输出跟踪信号(VB1；VB2)。在控制输出生成部件(2300；3300；5300)中，根据驱动输出跟踪信号(VB1；VB2)控制由固定输出生成部件(1610)生成的固定输出，生成比驱动输出(VO1+；VO1-；VO2+；VO2-)稍大一些的控制输出(VC1；VC2)。在驱动输出生成部件(2200；3200；5200)中，使用控制输出(VC1；VC2)生成驱动输出(VO1+；VO1-；VO2+；VO2-)。

通过该结构，能把用于驱动致动器(2100；3100)的必要的最小限度的控制输出(VC1；VC2)作为驱动输出生成部件(2200；3200；5200)的电源供给。

通过驱动输出急剧变化检测部件(2400；3400)检测驱动输出跟踪信号(VB1；VB2)急剧变化的急剧变化期间(TVF1)，由控制输出生成部件(2300；3300；5300)在急剧变化期间(TVF1)中输出在固定输出中不加上实质的变动的稳定值输出(VC1；VC2)。

通过该结构，在急剧变化期间(TVF1)内，能形成与固定输出几乎同等的稳定值输出(VC1；VC2)，所以能改善控制输出生成部件(2300；3300；5300)的响应性。

此外，通过响应性改善不要期间检测部件(5100)，检测不要响应性改善的响应性改善不要期间(TA1)。在控制输出生成部件(2300；3300；5300)中，在响应性改善不要期间(TA1)中，即使检测到急剧变化期间(TVF1)，也不输出稳定值输出(VC1；VC2)。

通过该结构，即使是急剧变化期间(TVF1)，也希望缓和的响应性时，通过变为响应性改善不要期间(TA1)，能取得控制输出(VC1；VC2)。

以下参照附图说明发明的实施形态。

(实施形态1)

图3是实施形态1的驱动装置的框图。

在图3中，由光学拾波器1300对光盘1100照射光束，通过其反射光，光盘上的信息作为电信号对再现信号处理电路1400输出。由再现信号处理电路1400修正振幅的再现信号由再现信号解调电路1500解调，再现光盘1000中记录完毕的信息。

在DSP部500内包含微型计算机5100和伺服电路5200。根据来自微型计算机5100的旋转速度的指令，由伺服电路5200通过盘电机驱动电路1200控制盘电机1100的旋转，光盘1000以给定的转速旋转。在再现信号处理电路1400中，生成光束焦点的聚焦方向的误差信号即聚焦误差信号和光束焦点的跟踪方向的误差信号即跟踪误差信号。通过伺服电路5200，根据由再现信号处理电路1400生成的聚焦误差信号通过聚焦驱动电路2200和聚焦致动器2100在聚焦方向控制光束焦点，从而光束焦点与光盘1000的记录面一致。这是聚焦伺服。此外，通过伺服电路5200，根据跟踪误差信号，通过跟踪驱动电路3200和跟踪致动器3100在跟踪方向控制光束焦点，从而光束焦点跟踪光盘1000上的记录磁道。这是跟踪伺服。

这里，具有聚焦致动器2100、聚焦驱动电路2200、聚焦损失降低型电源2300、聚焦电源变化检测器2400的块为聚焦部2000，具有跟踪致动器3100、跟踪驱动电路3200、跟踪损失降低型电源3300、跟踪电源变化检测器3400的块为跟踪部3000。在实施形态1中，以聚焦部2000为中心进行说明，但是在跟踪部3000中，通过同样的结构、同样的动作，能取得同样的效果。

在聚焦驱动电路2200内，生成与聚焦驱动电路2200的驱动状况对应的驱动输出跟踪信号VB1，驱动输出跟踪信号VB1对聚焦损失降低型电源2300输入。提供给聚焦损失降低型电源2300的电源例如是输出电压12V的PVCC电源1610。结果，PVCC(12V)电源1610通过聚焦损失降低型电源2300变化为与聚焦驱动电路2200的驱动状况对应的电源电压，通过对聚焦驱动电路2200进行电源供给，能实现驱动装置的低耗电。

聚焦驱动电路2200的最初的PVCC电源，这里例如为12V的PVCC(12V)电源1610，但是如果能产生聚焦驱动电路2200要求的最大驱动电源，则为了进一步降低耗电，也可以把输出电压5V的5V电源1620作为PVCC电源。PVCC电源并不局限于12V或5V，可以是最适合的其他电压。

此外，驱动输出跟踪信号VB1急剧变化由聚焦电源变化检测器2400检测，检测输出作为驱动输出急剧变化信号VF1对DSP部5000输入。在DSP部5000，核对预先决定的判断处理，判断是否改善聚焦损失降低型电源2300的响应性，结果作为紧急动作信号VTF1反馈给聚焦损失降低型电源2300。聚焦损失降低型电源2300通常对低耗电有贡献，但是在电源的急剧变化时想改善响应性时，能具有高的响应性。

这里，如果说明基于图26的本发明的概要和图3的实施形态1的对应关系，则可动型头与光学拾波器1300对应，致动器与聚焦致动器2100和跟踪致动器3100对应，驱动输出生成部件与聚焦驱动电路2200、跟踪驱动电路3200、伺服电路5200对应，驱动输出跟踪信号生成部件与聚焦驱动电路2200和跟踪驱动电路3200中分别包含的VB控制生成器2220、对应，固定输出生成部件与PVCC(12V)电源1610对应，控制输出生成部件与聚焦损失降低型电源2300、跟踪损失降低型电源3300、VTF发生器5300对应，驱动输出急剧变化检测部件与聚焦电源变化检测器2400和跟踪电源变化检测器3400对应，响应性改善不要期间检测部件与微型计算机5100对应。

此外，在驱动输出生成部件中具有聚焦驱动输出生成部件和跟踪驱动输出生成部件，但是聚焦驱动输出生成部件与聚焦驱动电路2200和伺服电路5200对应，跟踪驱动输出生成部件与跟踪驱动电路3200和伺服电路5200对应。

如上所述，对于向聚焦驱动电路2200的电源供给，通过本发明的结构，能实现极细致的电源控制，能实现进一步的低耗电。此外，在本发明的驱动装置中，在插入面振动量或偏心量大的光盘时，也能以高响应性供给高的电源电压，所以紧急时的余地也充分，能提供跟踪性优异的聚焦控制。

以上以聚焦部2000为中心进行说明，但是在跟踪部3000中，通过同样的结构、同样的动作，能取得同样的效果。

(聚焦驱动电路的实施例1和聚焦损失降低型电源的实施例1)

图4是在图3的实施形态1中，关于聚焦驱动电路2200的实施例1和聚焦损失降低型电源2300的实施例1，详细的框图。在聚焦驱动电路2200中包含驱动控制部2210、VB控制生成器2220、由双极性或MOS晶体管等驱动输出生成元件以H桥构成的驱动输出部2230。驱动器2231、2232分别指H桥结构的一半。聚焦损失降低型电源2300是H桥结构的驱动输出部2230的供给电源，成为用来自VB控制生成器2220驱动输出跟踪信号VB1控制控制输出VC1的结构。

在图4中，通过DSP部5000输入具有用于驱动聚焦致动器2100的波形信息的驱动波形信号VIN1，由驱动控制部2210内的给定放大器2211放大，放大器输出VGX1和第一基准电压VREF1对VB控制生成器2220输入。在VB控制生成器2220，放大器输出VGX1和第一基准电压VREF1由绝对值电路2221、偏移值设定值2222和合成器2223进行信号合成，作为驱动输出跟踪信号VB1对聚焦损失降低型电源2300输出。在驱动输出部2230中包含线性驱动的驱动器2231、2232，从这一对驱动输出端子对聚焦致动器2100的第一、第二输入端子供给处于反相关系的一对驱动输出VO1+、VO1-。驱动输出VO1+、VO1-通常表现电压值，但是可以为电流值。

如以下表达式那样，作为把从驱动控制部2210的驱动波形信号VIN1减去给定值的第一基准电压VREF1(VIN1-VREF1)乘以某比例常数的增益G的值，求出驱动输出VO1+、VO1-的差(VO1+)-(VO1-)。

{(VO1+)-(VO1-)}＝G·(VIN1-VREF1)G＞0

如以上表达式所示，如果VIN1＞VREF1，则(VO1+)＞(VO1-)，如果VIN1＜VREF1，则(VO1+)＜(VO1-)。

图5是图4的聚焦驱动电路2200中包含的VB控制生成器2220的详细框图。图6A和图6B是表示图5的主要信号的时间变化的波形图。来自驱动控制部2210的信号VGX1对绝对值电路2221输入，与第一基准电压VREF1的差的电压通过V/I变换2224变换为电流。变换的电流I_B1由电流绝对值变换2225进行绝对值变换，成为电流I_A1。而用偏移值设定器2222把给定的电压值通过V/I变换2226进行电流变换，变为电流I_OFF1。把电流I_A1与电流I_OFF1相加，(I_A1)+(I_OFF1)的合成电流流入合成器2223的电阻R5。在图6A中表示电流I_B1的模式的波形图，在图6B中表示把电流I_B1进行绝对值变换的电流I_A1、把电流I_A1与电流I_OFF1相加的电流(I_A1)+(I_OFF1)的模式波形图。电阻R5的两端的电压成为驱动输出跟踪信号VB1，对聚焦损失降低型电源2300输出。

在采用以上结构的聚焦驱动电路中，生成控制聚焦损失降低型电源2300的控制输出VC1的驱动输出跟踪信号VB1。

聚焦损失降低型电源2300的实施例1表示为图4的降压型DC-DC变换器2350。

降压型DC-DC变换器2350包含电压比较器2310、PWM比较器2320和开关电路2330以及降压电压生成器2340。电压比较器2310包含电压放大器2311和电阻RC1以及电容器CC1。电压比较器2310的输入端子是电压放大器2311的非倒相输入端子和倒相输入端子，电压比较器2310的输出端子是电压放大器2311的输出端子。电压放大器2311的输出端子连接在电容器CC1的一端，电容器CC1的另一端连接在电阻RC1的一端上，电阻RC1的另一端连接在电压放大器2311的倒相输入端子上。

电压比较器2310的输出端子连接在PWM比较器2320的倒相输入端子上，在PWM比较器2320的非倒相输入端子上输入三角波2321的电压信号。PWM比较器2320的输出端子连接在控制开关电路2330的控制端子上。开关电路2330在本例子中使用pnp型的晶体管2331和再生电流用的二极管2332。晶体管2331的发射极端子连接在固定输出的PVCC(12V)电源1610上，集电极端子连接在阳极端子接地的二极管2332的阴极端子和下一级降压电压生成器2340的输入端子上。

降压电压生成器2340包含线圈L1和充电用的电容器CS1，输入端子连接在线圈L1的一端上，线圈L1的另一端、一端接地的电容器CS1的另一端连接在用降压型DC-DC变换器2340的输出端子输出控制输出VC1的控制输出端子上。控制输出端子连接在电压比较器2310内的电压放大器2311的倒相输入端子上，在电压比较器2310的非倒相输入端子即降压型DC-DC变换器2350的输入端子即基准电压输入端子输入第二基准电压。

降压型DC-DC变换器2350的动作变为如下。

电压放大器2311比较第二基准电压和控制输出VC1，当控制输出VC1比第二基准电压小时，提高输出电压，提高下一级的PWM比较器2320的倒相输入端子电压。PWM比较器2320比较对非倒相输入端子输入的三角波2321的电压和倒相输入端子电压，如果倒相输入端子电压上升，就输出脉冲宽度窄的PWM信号。用PWM信号开关固定输出的开关电路2330的导通期间比断开期间长，降压电压生成器2340把开关的固定输出变换为接近直流的控制输出VC1，结果，控制输出端子的控制输出VC1上升。相反，当控制输出VC1比第二基准电压大时，电压放大器2311的输出电压下降，结果控制输出端子的控制输出VC1下降。

负反馈动作的结果是降压型DC-DC变换器2350进行工作，从而第二基准电压和降压电压VC1变为相等的电压。

因此，如果在聚焦损失降低型电源2300内的降压型DC-DC变换器2350的输入端子即基准电压输入端子，作为第二基准电压，输入驱动输出跟踪信号VB1和跟踪信号偏移电压VOFF1的和的电压，则固定输出的PVCC(12V)电源1610降压到控制输出VC1的电压，从而与该和的电压一致。如果驱动输出跟踪信号VB1按照驱动波形信号VIN1变化，控制输出VC1就跟踪变化。

这样，降压型DC-DC变换器2350包含：比较第二基准电压和降压型DC-DC变换器2350的输出电压即控制输出VC1，生成两电压差的电压比较器2310；把电压差变换为PWM信号的PWM比较器2320；根据PWM信号开关固定输出的开关电路2330；把开关的固定输出变换为控制输出VC1的降压电压生成器2340。降压电压生成器2340具有线圈L1和电容器CS1。降压型DC-DC变换器2350的特征在于：从连接线圈L1和电容器CS1的控制输出端子输出控制输出VC1。构成图4的开关电路2330的晶体管2331和2332可以置换为2个MOS功率晶体管，用同步整流方式使这2个MOS功率晶体管工作。这时，PWM比较器2320成为按上述那样控制这2个同步整流方式的MOS功率晶体管的结构。

图7A是图4的驱动波形信号VIN1、第一基准电压VREF1以及驱动输出跟踪信号VB1的波形图。此外图7B是图4的控制输出VC1以及驱动输出VO1+、VO1-的波形图。图7A以及图7B中，纵轴为电压，固定输出的PVCC(12V)电源1610、控制输出VC1、驱动输出VO1+、VO1-表示电压。须指出的是，也可以纵轴为电流，全部用电流表示固定输出、控制输出VC1、驱动输出VO1+、VO1-。

如图7A所示，驱动输出跟踪信号VB1从上述的结构可知，表现为把驱动波形信号VIN1关于第一基准电压VREF1取绝对值，加上某给定电压的波形。降压型DC-DC变换器2350的基准电压输入端子的第二基准电压成为VB1+VOFF1。

因此，如图7B所示，跟踪第二基准电压的控制输出VC1表示为VB1+OFF1。控制输出VC1的波形成为沿着由驱动输出生成元件以平衡类型输出的驱动输出VO1+、VO1-的最大值的比驱动输出VO1+、VO1-稍大一些的波形。这里，控制输出VC1的波形比驱动输出VO1+、VO1-稍大一些的波形具有以下意思。根据一个观点，控制输出VC1的波形在驱动输出VO1+、VO1-的最大值附近，如图7B所示，比驱动输出VO1+、VO1-大，并且与该波形大致相似。这样，如果适当选择跟踪信号偏移电压VOFF1的值(不仅正数，也可以是0或负数)，则对驱动输出生成元件生成的驱动输出VO1+、VO1-不产生不良影响，能下降到最低限度的值，用与PVCC的差的部分(12V电源时，D12V，5V电源时，D5V)，能抑制线性驱动方式的驱动输出生成元件的耗电和发热。

这里说明与图8关联的部分。图8是关于本发明的主要信号波形的动作，以纵轴为电压，横轴为时间t，模式地说明的图。须指出的是，也可以把纵轴为电流，用电流表示图8的主要信号波形。关于聚焦驱动电路2200的驱动波形信号VIN1、聚焦驱动电路2200的第一基准电压VREF1聚焦驱动电路2200的输出信号即聚焦损失降低型电源的输入信号即驱动输出跟踪信号VB1，对于时间轴，表示各自的信号波形。

如图8的下部所示，时间轴划分为通常动作期间TNO和紧急动作期间TAB。紧急动作期间TAB例如是驱动装置受到机械振动时，或插入面振动量或偏心量大的光盘时。

在通常动作期间TNO时，来自DSP部5000的驱动波形信号VIN1以第一基准电压VREF1为中心，在通常的状态下推移。驱动输出跟踪信号VB1也与图7A同样，与驱动波形信号VIN1的信号波形对应地推移，以便不提高到必要以上。

在紧急动作期间TAB时，驱动波形信号VIN1通过来自DSP部5000的指令，以第一基准电压VREF1为中心，从正向负的方向瞬间以大的振幅振动。这里，作为虚线PVF1图示的那样，表示在正向振动的情形。驱动波形信号VIN1急剧上升，从而按照来自DSP部5000的指令，使聚焦驱动电路2200的驱动输出的差(VO1+)-(VO1-)与VIN1-VREF1成比例急剧上升，使聚焦致动器2100按照来自DSP部5000的指令工作。驱动输出跟踪信号VB1象虚线PVF1那样跟踪急剧的上升。

如上所述，用比用于驱动聚焦和跟踪致动器2100、3100的驱动输出的最大值还稍大一些电源供给，能实现耗电的大幅度的降低和发热的大幅度的降低。

(聚焦驱动电路的实施例2)

图9是图3的实施形态1的聚焦驱动电路220的实施例2的详细框图。本例子的聚焦驱动电路2200中包含驱动控制部2210、VB控制生成器2220和驱动输出部2230。驱动输出部2230包含线性驱动方式的4个驱动输出生成元件，在本例子中，具有N沟道MOS晶体管的H桥、驱动N沟道MOS晶体管的栅电压的电平移动器2233和2234、通过来自PVCC(12V)电源1610的电压用于对电平移动器2233和2234供给电源的充电泵2235。

在VB控制生成器2220中包含第一最大值检测器2227，第一最大值检测器2227的输出的驱动输出跟踪信号VB1提供给聚焦损失降低型电源2300。由驱动输出跟踪信号VB1控制控制输出VC1。

在上述的H桥中包含上级的N沟道MOS晶体管Q1、Q2以及下级的N沟道MOS晶体管Q3、Q4。Q1的源极端子和Q3的漏极端子的连接点以及Q2的源极端子和Q4的漏极端子的连接点等2个连接点是驱动输出端子，从这2个驱动输出端子对聚焦致动器2100的第一、第二输入端子供给驱动输出VO1+、VO1-。

图10是图9的第一最大值检测器2227的电路图。在图10中，检测到从图9的驱动输出VO1+、VO1-分别高出二极管电压的电压VMA和VMB，把这些电压VMA和电压VMB分别对晶体管T9和T9B输入。晶体管T9和T9B的基极端子通过电阻R9C公共接地，所以比较电压VMA和电压VMB，最大值作为驱动输出跟踪信号VB1对聚焦损失降低型电源2300输出。即驱动输出跟踪信号VB1成为包含2个电压VMA以及VMB的最大值的实质上等于最大值的信号波形。

聚焦损失降低型电源2300的控制输出VC1是聚焦驱动电路的驱动输出生成元件Q1、Q2、Q3、Q4的电源电压，所以如果适当选择跟踪信号偏移电压VOFF1的值(不仅正数，可以为0，可以为负数)，就能抑制线性驱动方式的驱动输出生成元件(在本例子中，N沟道MOS晶体管)的耗电和发热，供给驱动聚焦致动器2100所需的电流。

(聚焦驱动电路的实施例3)

图11是图3的实施例1的聚焦驱动电路2200的实施例3的详细框图。在本例子的聚焦驱动电路2200中包含驱动控制部2210、VB控制生成器2220和驱动输出部2230。驱动输出部2230成为线性驱动的驱动输出生成元件即基于npn晶体管Q1、Q2、Q3、Q4的H桥结构。此外，在VB控制生成器2220中包含第二最大值检测器2228，第二最大值检测器2228的输出的驱动输出跟踪信号VB1提供给聚焦损失降低型电源2300。通过驱动输出跟踪信号VB1控制控制输出VC1。

在上述的H桥中包含上级的npn晶体管Q1、Q2和下级的npn晶体管Q3、Q4。Q1的发射极端子和Q3的集电极端子的连接点以及Q2的发射极端子和Q4的集电极端子的连接点等2个连接点是驱动输出端子，从这2个驱动输出端子对聚焦致动器2100的第一、第二输入端子供给驱动输出VO1+、VO1-。

图11的Q1的基极电压VQ1B从驱动输出VO1+只升高Q1的基极-发射极间电压，同样Q2的基极电压VQ2B从驱动输出VO1-只升高Q2的基极-发射极间电压。

图12是图11的第二最大值检测器2228的电路图。是与图10的第一最大值检测器2227的后级同样的结构，图11的电压VQ1B以及电压VQ2B分别作为图12的晶体管T10A以及T10B的发射极端子电压V11A以及V11B输入。晶体管T10A以及T10B的基极端子通过电阻R10公共接地，所以比较电压V11A和电压V11B，最大值作为晶体管T10A以及T10B中公共的集电极电压V11C输出。集电极电压V11C是图11的驱动输出跟踪信号VB1，对聚焦损失降低型电源2300输出。即驱动输出跟踪信号VB1成为包含图11的2个电压VQ1B以及VQ2B的最大值的实质上等于最大值的信号波形。

与图9的实施例2同样，如果适当选择跟踪信号偏移电压VOFF1的值(不仅正数，可以为0，可以为负数)，就能抑制线性驱动方式的驱动输出生成元件(在本例子中，npn晶体管)的耗电和发热，供给驱动聚焦致动器2100所需的电流。

这里，比较图4、图9、图11分别表示的聚焦驱动电路的实施例1、2、3的特征。实施例1中，驱动输出跟踪信号VB1的生成是开环。而实施例2和3中，通过应该控制的来自驱动输出部2230的反馈，生成驱动输出跟踪信号VB1，成为闭环。而为了按照聚焦驱动电路2200的驱动状况，以高的响应性驱动聚焦致动器2100，有必要在尽可能早的时刻察觉来自伺服电路5200的事前的信息、要求的聚焦驱动电路2200的供给电源的特性。如果从这样的观点考虑，则实施例1实施例2以及3与相比，能以更好的响应性监测驱动输出跟踪信号VB1。实施例3从驱动输出生成元件的基极端子检测，与实施例2的按侧驱动输出生成元件的驱动输出相比，能快一些检测驱动输出跟踪信号VB1。

(聚焦电源变化检测器)

通过聚焦驱动电路2200的实施例1、2、3和聚焦损失降低型电源2300，在通常动作期间TNO时，能以良好的响应性充分供给驱动聚焦致动器2100所需的电流，但是在紧急动作期间TAB时，根据情况，有时聚焦损失降低型电源2300的响应性有可能变得不充分。驱动输出跟踪信号VB1急剧变化，即使与此对应使控制输出VC1也急剧变化，因为基于连接在聚焦损失降低型电源2300内的电压放大器2310上的电容器CC1和电阻RC1的相位补偿滤波器，开关电路2330不会急剧变为导通。因此，首先在聚焦电源变化检测器2400中，检测表示紧急动作期间TAB时的驱动输出急剧变化的驱动输出急剧变化信号VF1，然后使用驱动输出急剧变化信号VF1改善聚焦损失降低型电源2300的响应性。

图13是图3的实施例1的聚焦电源变化检测器2400的电路图。在图13中，在聚焦电源变化检测器2400中包含微分电路2410和波形整形电路2420。来自聚焦驱动电路220的驱动输出跟踪信号VB1对微分电路2410输入。在微分电路2410中包含运算放大器2411。运算放大器2411的非倒相输入端子连接在给定的微分基准电压VR1上，倒相输入端子连接在电容器CD1的一端和电阻RD1的一端上。电容器CD1的另一端成为微分电路2410的输入端子，电阻RD1的另一端连接在运算放大器2411的输出端子即微分电路2410的输出端子上。

如果输入的驱动输出跟踪信号VB1的电压波形中存在某种倾斜，则驱动输出跟踪信号VB1的时间微分乘以电容器CD1的值的电流通过电容器CD1流动。该电流通过电阻RD1流入运算放大器2411的输出端子。运算放大器的倒相输入端子对于非倒相端子的输入电压即微分基准电压VR1，假想接地，所以输出电压VBD1成为以下表达式的值。

VBD1＝VR1-RD1·CD1·(dVB1/dt)

在波形整形电路2420中包含2个比较器2421、2422和R-S双稳态多谐振荡器2423和驱动电路2424。在比较器2421的非倒相输入端子外加与微分基准电压VR1相差给定值的偏移电压-VTH1，在倒相输入端子外加微分电路2410的输出电压VBD1。比较器2421的输出端子连接在R-S双稳态多谐振荡器2423的设置端子上。在比较器2422的倒相输入端子上外加与微分基准电压VR1相差给定值的偏移电压+VTH1，在倒相输入端子外加微分电路2410的输出电压VBD1。比较器2422的输出端子连接在R-S双稳态多谐振荡器2423的复位端子上。R-S双稳态多谐振荡器2423的输出端子Q连接在驱动电路2424的输入端子上。驱动电路2424用与DSP部5000的接口，对R-S双稳态多谐振荡器2423的Q输出端子的信号，提供充分的驱动电流。驱动电路2424的输出是聚焦电源变化检测器2400的输出，作为驱动输出急剧变化信号VF1对DSP部5000输出。

参照图8的关联部分说明图13的动作。在图8中，关于驱动输出跟踪信号VB1、输出电压VBD1以及驱动输出急剧变化信号VF1，对于时间轴，表示各自的信号波形。

驱动输出跟踪信号VB1由图13的微分电路2410微分，如图8所示，成为以微分基准电压VR1为中心的输出电压VBD1。输出电压VBD1通过波形整形电路2420，与驱动输出跟踪信号VB1急剧上升的虚线PVF1对应，变为比阈值电压VR1-VTH1还低时，R-S双稳态多谐振荡器2423的S输入端子变为HIGH，R输入端子变为LOW，所以聚焦电源变化检测器2400的驱动输出急剧变化信号VF1变为LOW。输出电压VBD1与微分基准电压VR1为同水平时，S输入端子变为LOW，R输入端子变为LOW，所以逻辑电平维持LOW。如果与驱动输出跟踪信号VB1的急剧下降对应，输出电压VBD1变为比阈值电压VR1+VTH1还高，则S输入端子变为LOW，R输入端子变为HIGH，所以驱动输出急剧变化信号VF1变为HIGH。然后，上述的两阈值电位的中间继续，所以逻辑电平维持HIGH。只在驱动输出跟踪信号VB1急剧变化的急剧变化期间TVF1中，驱动输出急剧变化信号VF1变为LOW，其他期间变为HIGH。下面说明使用驱动输出急剧变化信号VF1改善聚焦损失降低型电源2300的响应性。

(VTF发生器)

图14是图3的实施例1的VTF发生器5300的电路图。

在图3的DSP部5000中，按照驱动装置的动作状况，从微型计算机5100对伺服电路5200输出指令，通过伺服电路5200控制聚焦驱动电路。此外，用来自DSP部5000的指令，与关于是否改善聚焦损失降低型电源2300的响应性在DSP部5000中预先设定的判断处理比较。判断结果作为响应性改善不要期间检测信号VPRE1从微型计算机5100输出。在VTF发生器5310，与聚焦电源变化检测器2400的输出即驱动输出急剧变化信号VF1进行逻辑运算，逻辑运算结果作为紧急动作信号VTF1对聚焦损失降低型电源2300输入。通过这样的结构，能使聚焦损失降低型电源2300按照希望的那样改善响应性。

作为充分利用在DSP部5000中关于是否改善聚焦损失降低型电源2300的响应性而预先设定的判断处理的例子，例如有专利第3513062号中记载的层间移动控制。在层间移动控制中，把握和分析进行聚焦跳动的地方、该跳动是否成功。在失败的可能性高的地方，通过避免跳动，能减轻在同一地方几次相撞的次数，防止对光盘产生致命的损伤。即意味着避免聚焦跳动时，聚焦损失降低型电源2300的响应性没必要改善。具体如下所述。

在层间移动控制中，进行聚焦跳动动作时，为每个地区存储跳动的尝试次数和成功率。聚焦跳动的尝试次数为给定次数以上，成功率未变为给定成功率以下的地区允许聚焦跳动。即通过使图14的响应性改善不要期间检测信号VPRE1为HIGH，聚焦电源变化检测器2400的驱动输出急剧变化信号VF1通过，作为紧急动作信号VTF1回到聚焦损失降低型电源2300。即对于聚焦损失降低型电源2300进行改善响应性的指令。聚焦跳动的尝试次数为给定次数以上，成功率变为给定成功率以下的地区禁止聚焦跳动。即通过使图14的响应性改善不要期间检测信号VPRE1为LOW，阻止聚焦电源变化检测器2400的驱动输出急剧变化信号VF1的结果，使聚焦损失降低型电源2300的响应性保持原状态。

这里，说明图8的关联的地方。在图8中，关于驱动输出急剧变化信号VF1、响应性改善不要期间检测信号VPRE1、紧急动作信号VTF1，对于时间轴，表示各自的信号波形。如上所述，驱动输出急剧变化信号VF1在驱动输出跟踪信号VB1急剧变化的急剧变化期间TVF1变为LOW，在其他部分变为HIGH。关于响应性改善不要期间检测信号VPRE1，在相当于禁止上述的聚焦跳动时的不要响应性的改善的响应性改善不要期间TA1、相当于允许聚焦跳动时的能改善响应性的响应性改善可能期间TB1中，值不同。在响应性改善不要期间TA1中，响应性改善不要期间检测信号VPRE1变为LOW，阻止驱动输出急剧变化信号VF1的结果，紧急动作信号VTF1保持HIGH。在响应性改善可能期间TB1中，响应性改善不要期间检测信号VPRE1变为HIGH，在急剧变化期间TVF1中变为LOW的驱动输出急剧变化信号VF1的结果原封不动通过，传递给紧急动作信号VTF1。因此，如果响应性改善可能期间TB1内的急剧变化期间TVF1为期间TVTF1，则紧急动作信号VTF1在期间TVTF1变为LOW，其他期间变为HIGH。

在以上的说明中，VTF发生器为基于硬件的结构，但是可以是基于用位于DSP部5000内部的微型计算机5100处理的软件的结构。此外，也包含伺服电路5200，DSP部5000可以是一个或多个基于微型计算机的软件结构。

如上所述，由于光盘的局部损伤和面振动加速度的增大，聚焦跳动失败时，能减轻物镜撞击光盘，能提高光盘装置的保护。

(聚焦损失降低型电源的实施例2)

关于通过紧急动作信号VTF1改善聚焦损失降低型电源2300的实施例，说明3例子。

图15是图3的实施形态1的聚焦损失降低型电源2300的实施例2的详细框图。以与图4的聚焦损失降低型电源2300的实施例1不同的点为中心进行说明。紧急动作信号VTF1对聚焦损失降低型电源2300的接口电路2360输入，其输出对IO电路2370输入。并且，IO电路2370的输出连接到控制开关电路2330的控制端子上。

图16是接口电路2360的电路图，图17是接口电路2360的定时图表的具体实施例。从图16、17可知，以DSP部5000的3.3V电源1630为电源的输入信号2361的逻辑电平0～3.3V变换为以聚焦损失降低型电源2300的PVCC(12V)电源1610为电源的输出信号2362的逻辑电平0～PVCC(12V)。此外，关于图15的IO电路2370，具有对于LOW的输入，输出为LOW，对于HIGH的输入，输出为高阻抗的功能。

使用图8的关联的部分说明图15的动作。在图8中，关于紧急动作信号VTF1、控制输出VC1和驱动输出VO1+、VO1-，对于时间轴，表示各自的信号波形。

在通常动作期间TNO，驱动输出VO1+、VO1-成为把驱动波形信号VIN1原封不动放大的波形，即使控制输出VC1与驱动输出跟踪信号VB1对应变动，驱动输出VO1+、VO1-的响应性也不变化。

在紧急动作期间TAB中，在响应性改善可能期间TB1和响应性改善不要期间TA1中分开对应。

在响应性改善可能期间TB1中，如上所述，紧急动作信号VTF1在期间TVTF1中变为LOW，其他期间保持HIGH。因此，在期间TVTF1中，IO电路2370的输出变为LOW，开关电路2330无论驱动输出跟踪信号VB1如何，强制变为导通状态。这时控制输出VC1急剧上升到接近固定输出的PVCC(12V)电源1610。这样的状态的输出VC1意味着对固定输出不加上实质的变动，即意味着实质上同等，变为稳定值输出。如在图8中用虚线PVTF1所示，在期间TVTF1内，稳定值输出VC1表现与驱动输出跟踪信号VB1的急剧上升的部分同样良好的响应性。结果驱动输出VO1+、VO1-成为接近把驱动波形信号VIN1原封不动放大的波形的状态。这样的状态为稳定值输出模式。须指出的是，如上所述，图8用电压值表示主要信号波形，关于稳定值输出VC1，用电压值表示。作为其他表示方法，可以用电流值表示主要信号波形，关于稳定值输出VC1，用电流值表示。

在期间TVTF1后，紧急动作信号VTF1变为HIGH，所以IO电路2370的输出变为高阻抗，控制输出VC1以及驱动输出VO1+、VO1-回到基于驱动输出跟踪信号VB1的动作。把这样的状态作为驱动输出跟踪信号依存模式。

而在响应性改善不要期间TA1中，紧急动作信号VTF1保持HIGH，即使象虚线PVF1那样驱动输出跟踪信号VB1急剧上升，基于紧急动作信号VTF1的强制动作也不工作。这时变为基于驱动输出跟踪信号VB1的动作即驱动输出跟踪信号依存模式，但是如上所述，即使驱动输出跟踪信号VB1急剧变化，与此对应要使控制输出VC1急剧变化，因为基于聚焦损失降低型电源2300内的电压放大器2311上连接的电容器CC1和电阻RC1的相位补偿滤波器，所以开关电路2330不会急剧变为导通。作为结果，控制输出VC1以及驱动输出VO1+、VO1-象作为虚线PVB1图示的那样，不表示驱动输出跟踪信号VB1那样的响应性。

在日本专利第3513062号记载的基于聚焦跳动的利用的层间移动控制中，禁止聚焦跳动的尝试次数为给定次数以上，成功率为给定成功率以下的地区的聚焦跳动时，通过使图8的响应性改善不要期间检测信号VPRE1为LOW，阻止聚焦电源变化检测器2400的驱动输出急剧变化信号VF1的结果，能使聚焦损失降低型电源2300的响应性比较缓和。

如上所述，在由于光盘的局部的损伤或面振动加速度的增大等，聚焦跳动失败时，也能减轻物镜撞击光盘，提高光盘装置的保护。

当在某种程度上能省略这样的DSP部5000的光盘装置的保护时，对聚焦损失降低型电源2300的接口电路2360直接输入聚焦电源变化检测器2400的驱动输出急剧变化信号VF1，把其输出对IO电路2370输入，用IO电路2370的输出驱动开关电路2330的控制端子，从而能取得同样的效果。

构成图15的开关电路2330的晶体管3331和二极管2332可以置换为2个MOS功率晶体管，用同步整流方式使这2个MOS功率晶体管工作。这时，PWM比较器2320成为按上述那样控制这2个同步整流方式的MOS功率晶体管的结构。

(聚焦损失降低型电源的实施例3)

图18是图3的实施例1的聚焦损失降低型电源2300的实施例3的详细框图。以与图15的聚焦损失降低型电源2300的实施例2不同的点为中心进行说明。

图15的PWM比较器2320在图18中变为具有一个允许端子EN的带EN的PWM比较器2325，接口电路2360的输出信号对带EN的PWM比较器2325的允许端子EN输入。

在这样的结构中，如果紧急动作信号VTF1是HIGH，则带EN的PWM比较器2325变为允许状态，进行基于驱动输出跟踪信号依存模式的通常的控制。因此，控制输出VC1以及驱动输出VO1+、VO1-在急剧变化期间TVF1中也象图8的虚线所示那样，表现比较缓和的响应性。

而如果紧急动作信号VTF1为LOW，则带EN的PWM比较器2325变为不允许状态，输出变为LOW，所以开关电路2330无论驱动输出跟踪信号VB1如何，都强制变为导通状态。结果聚焦损失降低型电源2300的控制输出VC1无论驱动输出跟踪信号VB1如何，都强制变为与固定输出的PVCC(12V)电源1610几乎相同电压的稳定值输出。因此，如虚线PVTF1所示，在期间TVTF1内，稳定值输出VC1表现与驱动输出跟踪信号VB的急剧上升部分同样良好的响应性，驱动输出VO1+、VO1-成为接近把驱动波形信号VIN1原封不动放大的波形的状态。即成为基于稳定值输出模式的动作。这样，在聚焦损失降低型电源的实施例3时，也具有与实施例2同样的效果。

(聚焦损失降低型电源的实施例4)

图19是图3的实施例1的聚焦损失降低型电源2300的实施例4的详细框图。以与图15的聚焦损失降低型电源2300的实施例2不同的点为中心进行说明。

在图19的聚焦损失降低型电源2300中，线圈L1的一端和充电用电容器CS1的一端连接在输出控制输出VC1的控制输出端子上。在控制输出端子和固定输出的PVCC(12V)电源1610之间追加强制驱动用电路2380，在控制强制驱动用电路2380的控制端子上通过接口电路2360连接来自DSP部500的紧急动作信号VTF1。在本例子中，作为强制驱动用电路2380，使用pnp晶体管，集电极端子连接在控制输出端子上，发射极端子连接在PVCC(12V)电源1610上，基极端子连接在接口电路2360上。须指出的是，作为强制驱动用电路2380，代替pnp晶体管，同样连接P沟道MOS晶体管，也能取得同样的效果。

在这样的结构中，如果紧急动作信号VTF1为HIGH，则强制驱动用电路2380变为断开状态，进行基于驱动输出跟踪信号依存模式的通常的控制。因此，控制输出VC1和驱动输出VO1+、VO1-在急剧变化期间TVF1中，也象图8的虚线PVB1所示那样表现比较缓和的响应性。

而如果紧急动作信号VTF1为LOW，则强制驱动用电路2380变为导通状态，聚焦损失降低型电源2300的控制输出VC1无论驱动输出跟踪信号VB1如何，能强制地变为与PVCC(12V)电源1610几乎相同电压的稳定值输出。因此，如图8的虚线PVTF1所示，在期间TVTF1内，稳定值输出VC1表现与用虚线PVF1表示的驱动输出跟踪信号VB1的急剧上升部分同样良好的响应性，驱动输出VO1+、VO1-成为接近把驱动波形信号VIN1原封不动放大的波形的状态。即成为基于稳定值输出模式的动作。

在实施例2和3中，通过线圈L1对充电用电容器CS1充电，但是在实施例4中，成为另外设置强制驱动用电路2380，直接对充电用电容器CS1充电的结构。因此，实施例4与实施例2以及3相比，稳定值输出VC1的上升迅速，更适合于改善图8所示的虚线PVTF1部分的上升。

以上以图3的聚焦部2000为中心说明了实施例1，但是关于跟踪部3000，通过与聚焦部2000同样的结构、同样的动作，能取得同样的效果。

在跟踪部3000中包含跟踪损失降低型电源3300，具有与上述的聚焦损失降低型电源2300的实施例4同样结构的实施例4。在跟踪损失降低型电源3300的实施例4中，存在与聚焦损失降低型电源2300的实施例4的强制驱动用电路2380对应的强制驱动用电路3380，通过与聚焦损失降低型电源2300同样的结构和动作，能取得同样的效果。

此外，当存在多个与聚焦部2000或跟踪部3000同样的结构时，通过同样的结构和动作，能取得同样的效果。

(表示实施形态1的动作的程序流程图的实施例1)

图20是表示实施形态1的动作的程序流程图的实施例1。

在图20中，在步骤S5000中开始DSP5000的动作，在步骤S5010中设定电源部1600、聚焦驱动电路2200、跟踪驱动电路3200的动作模式，在步骤S5020中电源部1600工作。步骤S5010以及S5020全体为初始步骤85100。

然后，划分为以聚焦部2000为中心的程序流程图、以跟踪部为中心的程序流程图。关于聚焦部2000，在步骤S2503中，聚焦驱动电路2200和聚焦电源变化检测器2400工作，进入聚焦部主要步骤S2300。图21表示步骤S2300的细节。

在图21中，在步骤S2100开始聚焦部主要步骤，在步骤S2301中，电源部1600、聚焦驱动电路2200和聚焦电源变化检测器2400脱离初始不稳定状态，进入稳定动作状态。接着，在步骤S2302中，通过聚焦电源变化检测器2400监视驱动输出跟踪信号VB1的急剧变化，检测急剧的上升，驱动输出急剧变化信号VF1变为LOW。在步骤S2303中，检测急剧的上升，驱动输出急剧变化信号VF1变为LOW。在步骤S2303中，用DSP部5000考虑聚焦致动器2100的动作模式，判断是通过或阻止驱动输出急剧变化信号VF1。

当根据DSP部5000的判断而阻止时，在步骤S2308中，紧急动作信号VTF1保持HIGH，在步骤S2309中，强制驱动用电路2380保持断开。程序流程图回到步骤S2302。

而在步骤S2303中，根据DSP部5000的判断，紧急动作信号VTF1通过时，在步骤S2304中，通过DSP部5000，紧急动作信号VTF1变为LOW，在步骤S2305中，强制驱动用电路2380变为导通，聚焦损失降低型电源2300充分上升后，在步骤S2306中，由聚焦电源变化检测器2400检测驱动输出跟踪信号VB1的急剧下降，驱动输出急剧变化信号VF1变为HIGH。结果，在步骤S2307中，强制驱动用电路2380变为断开，程序流程图回到步骤S2302。

接着回到图20的步骤S5020，说明以跟踪部3000为中心的程序流程图。关于以跟踪部3000为中心的程序流程图，与以聚焦部2000为中心的程序流程图同样。

在步骤S3503中，跟踪驱动电路3200和跟踪电源变化检测器3400工作，进入跟踪部主要步骤S3300。图22表示步骤S3300的细节。

在图22中，在步骤S3100中，开始跟踪部主要步骤，在步骤S3301中，电源部1600、跟踪驱动电路3200、跟踪电源变化检测器3400脱离初始不稳定状态，进入稳定动作状态。接着，在步骤S3302中，通过跟踪电源变化检测器3400监视驱动输出跟踪信号VB2的急剧变化，检测到急剧的上升，驱动输出急剧变化信号VF2变为LOW。在步骤S3303中，用DSP部5000考虑跟踪致动器3100的动作模式，判断是通过或阻止驱动输出急剧变化信号VF2。

当根据DSP部5000的判断而阻止时，在步骤S3308中，驱动输出急剧变化信号VF2保持HIGH，在步骤S3309中，强制驱动用电路3380保持OFF。程序流程图回到步骤S3302。

而当在步骤S3303中，根据DSP部5000的判断，驱动输出急剧变化信号VF2通过时，在步骤S3304中，通过DSP部5000紧急动作信号VTF2变为LOW，在步骤S3305中，强制驱动用电路3380变为导通，跟踪损失降低型电源3300充分上升后，在步骤S3306中，通过跟踪电源变化检测器3400检测到驱动输出跟踪信号VB2的急剧下降，驱动输出急剧变化信号VF2变为HIGH。结果，在步骤S3307中，强制驱动用电路3380变为断开，回到步骤S3302。

(表示实施形态1的程序流程图的实施例2)

图23是表示实施形态1的程序流程图的实施例2。

在图23中，在步骤S6000中DSP部5000开始动作，进入全体初始步骤5100。全体初始步骤5100与程序流程图的实施例1的图20所示完全相同，所以省略说明。全体初始步骤5100后，划分为以聚焦部2000为中心的程序流程图、以跟踪部3000为中心的程序流程图。关于聚焦部2000，在步骤S2203中，聚焦驱动电路2200和聚焦电源变化检测器2400工作。

在步骤S2401中，为了避免电源部1600、聚焦驱动电路2200和聚焦电源变化检测器2400的初始不稳定性引起的误动作，通过屏蔽期间设定部件把动作开始之后的TMASK1的时间设定为屏蔽期间。屏蔽期间TMASK1的时间中，通过DSP部5000忽略驱动输出急剧变化信号VF1的信号变动。在步骤S2402中，在屏蔽期间TMASK1之后的监视期间TWAT1中，驱动输出急剧变化信号VF1的信号变动由DSP部5000监视。当检测到信号变动时，还是初始不稳定状态，DSP部5000判断为不继续，程序流程图回到全体初始步骤5100。当未检测到信号变动时，是稳定状态，DSP部5000判断为继续，进入聚焦部主要步骤S2300。聚焦部主要步骤S2300与程序流程图的实施例1的图21所示完全相同，所以省略说明。

关于全体初始步骤5100后的跟踪部3000，在步骤S3203中，跟踪驱动电路3200和跟踪电源变化检测器3400工作。

在步骤S3401中，为了避免电源部1600、跟踪驱动电路3200和跟踪电源变化检测器3400的初始不稳定性引起的误动作，通过屏蔽期间设定部件把动作开始之后的TMASK2的时间设定为屏蔽期间。屏蔽期间TMASK2的时间中，通过DSP部5000忽略驱动输出急剧变化信号VF2的信号变动。在步骤S3402中，在屏蔽期间TMASK2之后的监视期间TWAT2中，驱动输出急剧变化信号VF2的信号变动由DSP部5000监视。当检测到信号变动时，还是初始不稳定状态，DSP部5000判断为不继续，程序流程图回到全体初始步骤5100。当未检测到信号变动时，是稳定状态，DSP部5000判断为继续，进入跟踪部主要步骤S3300。聚焦部主要步骤S3300与程序流程图的实施例1的图22所示完全相同，所以省略说明。

如上所述，图23的表示实施形态1的动作的程序流程图的实施例2与图20的程序流程图的实施例1相比，通过追加步骤S2401、S2402、S3401和S3402，能避免电源接通之后的不稳定状态下的误动作，光盘装置的稳定动作进一步提高。

通过采用表示以上的动作的程序流程，用比用于驱动聚焦和跟踪致动器2100、3100的驱动输出的最大值还稍大一些的电源供给就可以了，能实现耗电的大幅度下降和发热的大幅度下降。此外，当驱动装置受到机械的振动时，或者插入面振动量或偏心量大的光盘时驱动输出的急剧变化成为必要时，通过紧急动作信号的结构，能以良好的响应性工作。由于光盘的局部损伤或面振动加速度增大，而聚焦跳动失败时，通过DSP的指令，中止紧急动作信号的结构，使响应性稳定，能减轻物镜对光盘的撞击。

(实施形态2)

图24是实施形态2的驱动装置的框图。图25是关于图24的实施形态2的驱动电路4200的详细框图。图24的实施形态2与图1的实施形态1的不同点在于：聚焦和跟踪损失降低型电源2300、3300变为1个，成为损失降低型电源4300；聚焦和跟踪电源变化检测器2400、3400变为1个，成为电源变化检测器4400；聚焦和跟踪驱动电路2200、3200变为1个，成为驱动电路4200。关于损失降低型电源4300和电源变化检测器4400，在图3的实施形态1时，在聚焦部和跟踪部中分别存在一个同样结构的部分，但是在图24的实施形态2时，在全体中只有1个。因此，聚焦和跟踪损失降低型电源2300、3300和损失降低型电源4300等3个的结构、动作以及效果是同样的，此外聚焦和跟踪电源变化检测器2400、3400、电源变化检测器4400等3个的结构动作以及效果是同样的。在损失降低型电源4300中，包含通过与聚焦损失降低型电源2300的跟踪信号偏移电压VOFF1相同的结构、相同的动作而取得相同的效果的跟踪信号偏移电压VOFF。

如图25所示，关于驱动电路4200，基本上与图3的实施形态1同样，具有聚焦和跟踪驱动电路2200、3200。聚焦和跟踪驱动电路2200、3200的实施例如图4的聚焦驱动电路的实施例1、图9的聚焦驱动电路的实施例2、图11的聚焦驱动电路的实施例3所述。

关于驱动输出跟踪信号，在图25的聚焦和跟踪驱动电路2200、3200内分别具有VB控制生成器2220。这2个VB控制生成器2220分别生成副驱动输出跟踪信号VB1和VB2。VB控制生成器2220的具体例即第二最大值检测器2228取副驱动输出跟踪信号VB1和VB2的最大值，生成驱动输出跟踪信号VB。驱动输出跟踪信号VB对损失降低型电源4300输入。

即驱动输出跟踪信号VB成为包含这两个副驱动输出跟踪信号VB1和VB2的最大值的实质等于2信号的最大值的信号波形。此外，损失降低型电源4300的控制输出VC是聚焦和跟踪驱动电路2200、3200中包含的驱动输出生成元件的电源电压，所以如果适当选择跟踪信号偏移电压VOFF的值(不仅正数，可以为0，可以为负数)，就能抑制线性驱动方式的驱动输出生成元件的耗电和发热，供给驱动聚焦和跟踪致动器2100、3100所需的电流。

这里，在实施形态2中，聚焦和跟踪驱动电路2200、3200内的2个VB控制生成器2220称作副驱动输出跟踪信号生成部件，V VB控制生成器22200称作包括部件。

通过以上的实施形态2，用比用于驱动聚焦和跟踪致动器2100、3100的驱动输出的最大值还稍大一些的电源供给就可以了，能实现耗电的大幅度下降和发热的大幅度下降。此外，当驱动装置受到机械的振动时，或者插入面振动量或偏心量大的光盘时驱动输出的急剧变化成为必要时，通过紧急动作信号的结构，能以良好的响应性工作。由于光盘的局部损伤或面振动加速度增大，而聚焦跳动失败时，通过DSP的指令，中止紧急动作信号的结构，使响应性稳定，能减轻物镜对光盘的撞击。

须指出的是，在用于实施以上的发明的最佳形态中，关于本发明的基本部分即控制输出的生成，是比驱动输出稍大一些。对于聚焦和跟踪致动器2100、3100必要的驱动输出，能实现最低耗电的最佳条件是对于驱动输出的最大值的波形的时间经过，几乎一定地追加驱动输出生成元件中产生的损失部分。可是，在实际的各种形态的驱动装置中，为了从与成本的关系简单实现，有时成为比驱动输出的最大值的波形平缓的凹凸。这时，与上述的最佳条件相比，耗电多一些，但是与特开2003-132555号公报的技术相比，能充分实现低耗电。

Claims

1.一种驱动装置，将驱动输出供给到使可动型头工作的致动器，包括：

固定输出生成部件，其生成给定的固定输出；

驱动输出跟踪信号生成部件，其检测驱动所述致动器所需的所述驱动输出，生成跟踪所述驱动输出的驱动输出跟踪信号；

控制输出生成部件，其根据所述固定输出和所述驱动输出跟踪信号，生成比驱动输出稍大一些的控制输出；以及

驱动输出生成部件，其使用所述控制输出生成所述驱动输出。

2.根据权利要求1所述的驱动装置，其特征在于：

还具有：驱动输出急剧变化检测部件，其检测所述驱动输出跟踪信号产生急剧变化的急剧变化期间；

所述控制输出生成部件，在所述急剧变化期间中输出不在所述固定输出上加上实质性变动的稳定值输出，改善响应性。

3.根据权利要求2所述的驱动装置，其特征在于：

还具有：响应性改善不要期间检测部件，其检测不需要改善响应性的的响应性改善不要期间；

在所述响应性改善不要期间中，即使检测到所述急剧变化期间，也不输出所述稳定值输出。

4.根据权利要求1所述的驱动装置，其特征在于：

所述致动器具有第一、第二输入端子，

所述驱动输出生成部件，包括：生成驱动波形信号的伺服电路；和

驱动电路，

所述驱动电路，包含按照所述驱动波形信号，使用所述控制输出生成处于反相关系的一对驱动输出的驱动输出生成元件群；

把该一对驱动输出提供给所述第一、第二输入端子。

5.根据权利要求4所述的驱动装置，其特征在于：

所述驱动输出跟踪信号依据所述驱动波形信号与给定的第一基准电压之间的差的绝对值。

6.根据权利要求1所述的驱动装置，其特征在于：

所述驱动输出跟踪信号是多个所述驱动输出的最大值。

7.根据权利要求4所述的驱动装置，其特征在于：

所述一对驱动输出，从一对所述驱动输出生成元件的发射极端子或源极端子提供给所述致动器的所述第一、第二输入端子；

所述驱动输出跟踪信号是所述一对驱动输出生成元件的基极电压或栅极电压的最大值。

8.根据权利要求4所述的驱动装置，其特征在于：

所述驱动输出生成元件是npn晶体管或N沟道MOS晶体管中的任意一个。

9.根据权利要求1所述的驱动装置，其特征在于：

所述可动型头是光学拾波器。

10.根据权利要求2所述的驱动装置，其特征在于：

所述驱动输出急剧变化检测部件包括：

微分电路，其把所述驱动输出跟踪信号微分；和

波形整形电路，当将所述微分电路的输出的绝对值超过给定值的期间作为所述急剧变化期间时，其生成表示所述急剧变化期间的驱动输出急剧变化信号。

11.根据权利要求3所述的驱动装置，其特征在于：

所述响应性改善不要期间检测部件，包括设定用于避免初始动作不稳定性的给定屏蔽期间的屏蔽期间设定部件；

将所述屏蔽期间内作为所述响应性改善不要期间。

12.根据权利要求1所述的驱动装置，其特征在于：

所述致动器，是使可动型头的物镜在聚焦方向动作的聚焦致动器；

所述驱动输出生成部件，是对所述聚焦致动器供给所述驱动输出的聚焦驱动输出生成部件。

13.根据权利要求1所述的驱动装置，其特征在于：

所述致动器，是使可动型头的物镜在跟踪方向动作的跟踪致动器；

所述驱动输出生成部件，是对所述跟踪致动供给所述驱动输出的跟踪驱动输出生成部件。

14.根据权利要求1所述的驱动装置，其特征在于：

设置n个所述致动器；并且

设置n个所述驱动输出生成部件；

所述驱动输出跟踪信号生成部件包括：

n个副驱动输出跟踪信号生成部件，它们至少检测n个用于分别驱动所述n个致动器所需的驱动输出，生成分别跟踪所述n个驱动输出的n个副驱动输出跟踪信号；和

打包部件，其将所述n个副驱动输出跟踪信号打包，生成单一的驱动输出跟踪信号。

15.根据权利要求2所述的驱动装置，其特征在于：

所述控制输出生成部件包含降压型DC-DC变换器，当把所述驱动输出跟踪信号与给定的跟踪信号偏移电压相加后的信号作为第二基准电压时，该降压型DC-DC变换器生成与所述第二基准电压对应的电源电压；

所述降压型DC-DC变换器，根据所述固定输出和所述第二基准电压，生成控制输出。

16.根据权利要求15所述的驱动装置，其特征在于：

所述降压型DC-DC变换器包括：

电压比较器，其比较所述第二基准电压与所述降压型DC-DC变换器的输出电压，生成所述两电压差；

PWM比较器，其把所述电压差变换为PWM信号；

开关电路，其根据所述PWM信号开关所述固定输出；以及

降压电压生成器，其把所述被开关的所述固定输出变换为所述控制输出，

所述降压电压生成器具有线圈和电容器；

从连接所述线圈和所述电容器的控制输出端子输出所述控制输出。

17.根据权利要求16所述的驱动装置，其特征在于：

所述开关电路包括：

pnp晶体管，其基极端子连接在控制所述开关电路的控制端子上，发射极端子连接在所述固定输出生成部件上，集电极端子连接在所述开关电路的输出端子上；和

二极管，其阳极端子接地，阴极端子连接在所述集电极端子和所述开关电路的输出端子上。

18.根据权利要求16所述的驱动装置，其特征在于：

所述开关电路包括：由同步整流方式构成的2个MOS功率晶体管。

19.根据权利要求3所述的驱动装置，其特征在于：

所述控制输出生成部件，在所述响应性改善不要期间以外的期间中生成表示所述急剧变化期间的紧急动作信号。

20.根据权利要求2所述的驱动装置，其特征在于：

所述控制输出生成部件包含强制驱动用电路；

所述紧急动作信号输入控制所述强制驱动用电路的控制端子；

所述强制驱动用电路，连接在所述控制输出端子与所述固定输出端子之间，在所述急剧变化期间内变为导通状态使所述控制输出生成部件输出所述稳定值输出，此外变为断开状态使所述控制输出生成部件输出控制输出。

21.根据权利要求20所述的驱动装置，其特征在于：

所述强制驱动用电路包含一个pnp晶体管；

所述pnp晶体管，发射极端子连接在所述固定输出端子上，集电极端子连接在所述控制输出端子上，基极端子连接在所述强制驱动用电路的控制端子上。

22.根据权利要求20所述的驱动装置，其特征在于：

所述强制驱动用电路包含一个P沟道MOS晶体管；

所述P沟道MOS晶体管，源极端子连接在所述固定输出端子上，漏极端子连接在所述控制输出端子上，栅极端子连接在所述强制驱动用电路的控制端子上。

23.根据权利要求2所述的驱动装置，其特征在于：

所述紧急动作信号输入所述开关电路的控制端子；

所述开关电路，在所述急剧变化期间内成为导通状态使所述控制输出生成部件输出稳定值输出，除此之外则变为断开状态使所述控制输出生成部件输出控制输出。

24.根据权利要求2所述的驱动装置，其特征在于：

所述PWM比较器包括允许端子；

所述紧急动作信号输入所述允许端子；

25.根据权利要求1所述的驱动装置，其特征在于：

所述控制输出生成部件包括降压型DC-DC变换器，当把所述驱动输出跟踪信号与给定的跟踪信号偏移电压相加后的信号作为第二基准电压时，该降压型DC-DC变换器生成与所述第二基准电压对应的电源电压；

26.根据权利要求25所述的驱动装置，其特征在于：

所述降压型DC-DC变换器包括：

PWM比较器，其把所述电压差变换为PWM信号；

开关电路，其根据所述PWM信号开关所述固定输出；以及

所述降压电压生成器具有线圈和电容器；

27.根据权利要求26所述的驱动装置，其特征在于：

所述开关电路包括：

pnp晶体管，其基极端子连接在控制所述开关电路的控制端子上，发射极端子连接在所述固定输出生成部件的固定输出端子上，集电极端子连接在所述开关电路的输出端子上；和

28.根据权利要求26所述的驱动装置，其特征在于：

29.一种驱动方法，是将驱动输出供给到使可动型头工作的致动器的方法，其特征在于，包括：

生成给定的固定输出的步骤；

检测所述致动器所需的所述驱动输出，生成跟踪所述驱动输出的驱动输出跟踪信号的步骤；

根据所述固定输出和所述驱动输出跟踪信号，生成比驱动输出稍大一些的控制输出的步骤；以及

使用所述控制输出生成所述驱动输出的步骤。