CN1848257A

CN1848257A - 驱动装置

Info

Publication number: CN1848257A
Application number: CNA2006100747034A
Authority: CN
Inventors: 深水新吾; 山本泰永
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2005-04-12
Filing date: 2006-04-11
Publication date: 2006-10-18
Also published as: US20060238160A1

Abstract

一种驱动装置，生成与驱动聚焦及跟踪致动器的驱动输出的波形密切相关的驱动输出跟踪信号，将该驱动输出跟踪信号输入聚焦及跟踪升压型电源。在升压型电源中，根据驱动输出跟踪信号，控制固定输出，驱动输出的大小为固定输出以上时，生成大小为固定输出以上、而且比驱动输出大若干的控制输出。将该控制输出供给聚焦及跟踪驱动电路，生成驱动输出。现有技术的旨在省电的光盘装置，对供给的电源电压，进行第1电源、第2电源、第3电源等3个阶段的切换，对旨在省电的驱动器而言，3个阶段的控制范围有限。

Description

驱动装置

技术领域

[0001]

本发明涉及光盘记录再生装置等的驱动装置，特别涉及提高驱动电路的驱动能力后，在实现高速化的同时，还降低驱动电路的耗电量的技术。

背景技术

[0002]

光盘具有由于非接触记录再生所以介质寿命长、随机存取远比磁带快、记忆容量大等许多特征。因此，CD(Compact Disk)及DVD(Digital VersatileDisk)驱动器等，作为个人用计算机的外围机器，已经成为标准装备。今后，适应高速数据传输的要求，使光盘旋转的盘电动机的转速，将会越来越高。

[0003]

作为光盘装置的电源，在台式个人用计算机中，通常使用以下两种：输出电压为5V的5V电源，和输出电压为12V的12V电源。笔记本电脑装入型驱动器，或笔记本电脑的外围机器驱动器，通常使用输出电压为5V的5V电源这一种。在这里，主要讲述笔记本电脑使用的那种低电压型电源的现有技术。

在光盘装置中，为使光学拾波器产生的光点跟踪磁道，2种致动器进行动作。一个是使光学拾波器的物镜在聚焦方向移动，从而进行对焦的聚焦致动器；另一个是使物镜在跟踪方向移动，从而进行跟踪的跟踪致动器。在分别驱动这些致动器的聚焦驱动电路及跟踪驱动电路中，使用5V电源。使光盘旋转的盘电动机，也通常用5V驱动。作为5V电源以外的电压，在DSP(Digital Signal Processor)处理电路的电源电压中，有的使用3.3V左右。

[0004]

可是，按照光盘装置的动作状态，尽量提高聚焦及跟踪驱动电路的电源电压，往往有利。例如加大盘电动机的转速时，伺服机构对需要跟踪的盘上的目标点的加速度也要增大。这时，也需要使聚焦及跟踪致动器用很大的加速度动作，电感器的电流也要求增大。所以，聚焦及跟踪驱动电路的电源电压，较高时有利。另外，想使光盘再生时的存取动作高速化时，为使光点向跟踪方向高速移动及停止，也需要使跟踪致动器用很大的加速度动作。这时，跟踪驱动电路的电源电压，也是较高时有利。

进而，再生面摆动量较大的光盘时，聚焦驱动电路的电源电压，较高时有利。再生偏心量较大的光盘时，跟踪驱动电路的电源电压，较高时有利。在以上的情况下，需要较高的电源电压。

[0005]

与上述高速化的要求不同，还迫切要求降低电力消耗。作为驱动器的驱动方式，已经不采用使用双极性晶体管的BTL驱动器的线性驱动方式，而是采用PWM(Pulse Width Modulation)控制方式。因为采用PWM驱动器后，可以减少电路内部的电压丢失造成的电力损失。可是由于进行高频的电流开关，对光盘装置来说，PWM驱动器发出的噪声不容忽视，需要另行采取措施，抑制电路的多余的辐射。

特别在进行记录再生的光盘装置中，来自光学拾波器的再生信号有时非常小。这时，如果用PWM驱动器驱动使光学拾波器的物镜动作的致动器，由PWM驱动器发出的电性的噪声就会混入来自光学拾波器的再生信号。其结果，就会导致光盘装置误动作，或者使出错率变大。

[0006]

为了避免以上的问题，在进行记录再生的光盘装置中，比较多地采用下述方式：用PWM驱动器驱动频率较低、电流较大的盘电动机驱动电路，用线性驱动方式的BTL驱动器驱动电流相对较小、频率较高的聚焦及跟踪驱动电路。

可是这时，在聚焦及跟踪驱动电路中，电源电压和实际外加给致动器的电压之差与电流的乘积，在BTL驱动电路内部被作为热能消耗掉。低速再生光盘时，作为驱动电路的电源电压，不需要高电压。由于这时作为驱动电路的电源，也使用较高的电源电压，所以在这些线性驱动方式的BTL驱动电路中，存在着电能被大量浪费和发热的问题。就是说，尽管驱动聚焦及跟踪致动器所需的电流较小，但供给该驱动电流的电源电压却较高时，功率输出晶体管的耗电量就要增大，因此，搭载线性驱动方式的BTL驱动器的IC的发热及耗电量，就成为问题。

[0007]

为了避免该问题，作为对策，有时使电源电压不高于所需的电压。可是，在存在通常动作以上的离差时，例如将勉强符合目标规格的面摆动量很大的盘及偏心量很大的盘插入光盘装置时，使光学拾波器的物镜动作的致动器的驱动电流就会不足，导致光盘装置误动作，或者使出错率变大。就是说，对这些离差大的光盘而言，作为光盘装置的好用性恶化。这意味着需要权衡利用电源电压减少发热的措施和光盘装置的好用性。

[0008]

另外，近来作为复合型驱动器IC，有的将盘电动机驱动电路和聚焦及跟踪驱动电路设置在同一个IC内。使盘电动机高速旋转后，由于盘电动机的电动机电流增大，所以复合型驱动器IC内部的盘电动机驱动电路的耗电量增大。这时，作为聚焦及跟踪驱动电路的电源，使用较高的电源电压后，复合型驱动器IC内部的耗电量就要增大，IC本身的温度也要增高。进而，在较高的环境温度中使用光盘装置时，就会超过复合型驱动器IC的容许温度。如上所述，搭载线性驱动方式的BTL驱动器的IC，或者搭载该IC的光盘装置，其耗电量及发热的问题，存在着更加显著的倾向。

[0009]

根据这个问题及要求，作为按照光盘装置的动作状态等切换聚焦及跟踪驱动电路的电源电压的技术，例如在特开2003-132555号公报中进行了讲述。图26是该文献公布的现有技术的光盘装置的方框图。

[0010]

在图26中，光束被光学拾波器102照射到光盘101上，光盘上的信息，作为电信号，被反射光输入再生信号处理电路103。在再生信号处理电路103中经过振幅修正后的再生信号，在再生信号解调电路104中被解调，记录在光盘101上的信息被再生。

根据来自微型电子计算机110的旋转速度的指令，伺服控制电路105通过盘电动机驱动电路111，控制盘电动机112的旋转，

使光盘101用给定的转速旋转。在再生信号处理电路103中，生成光束焦点的聚焦方向的误差信号——聚焦误差信号和光束焦点的跟踪方向的误差信号——跟踪误差信号。在伺服控制电路105的作用下，根据再生信号处理电路103中生成的聚焦误差信号，通过聚焦驱动电路106和聚焦致动器108，光束焦点受到聚焦方向的控制，从而使光束焦点和光盘101的记录面一致。这是聚焦伺服。另外，在伺服控制电路105的作用下，根据跟踪误差信号，通过跟踪驱动电路107和跟踪致动器109，光束焦点受到跟踪方向的控制，从而使光束焦点和光盘101上的记录磁道一致。这是跟踪伺服。

[0011]

在特开2003-132555号公报的光盘装置中，在电源切换电路113的作用下，按照装置的动作状态，适时切换输出电压为5V的5V电源114、输出电压为12V的12V电源115、输出电压为3.3V的3.3V电源116，供给聚焦驱动电路106及跟踪驱动电路107，从而实现光盘装置的低耗电化。

就是说，该专利文献公开了下述情况：在光盘装置中，设置着第1电源和第2电源，前者具有在通常的再生及记录动作时供给聚焦驱动电路106及跟踪驱动电路107的第1电压，后者具有和第1电压不同的第2电压；从外部供给这些第1电源及第2电源中的一个，还设置着按照聚焦及跟踪驱动电路106、107的驱动状况，从第1电源切换成第2电源的切换部件。

[专利文献1]特开2003-132555号公报

[0012]

例如在用5V电源驱动的光盘装置中，采用上述公报讲述的技术，实现高速应答性和低耗电化时，具备进行通常的再生时的第1电源和比第1电源高的第2电源，将聚焦及跟踪驱动电路的电源电压，在要求高速应答性时，切换成第2电压。可是对于聚焦或跟踪驱动电路而言，固定的2种或3种电源电压的切换，并不能获得充分节电的效果。

发明内容

[0013]

本发明的目的在于，通过提高驱动电路的驱动能力实现高速化的同时，进一步降低驱动电路的耗电量。

[0014]

为了达到所述目的，本发明的驱动装置，是向使可动型头动作的致动器供给驱动输出的装置，具有：固定输出生成部件，其生成给定的固定输出；驱动输出跟踪信号生成部件，其检出驱动所述致动器所需的所述驱动输出，生成跟踪所述驱动输出的跟踪信号；升压型控制输出生成部件，其根据所述固定输出和所述驱动输出跟踪信号，在所述驱动输出的大小为所述固定输出以上时，生成大小为所述固定输出以上，而且比驱动输出还大若干的控制输出；驱动输出生成部件，其使用所述控制输出，生成所述驱动输出。

[0015]

在本发明的驱动装置中，由于具备升压型控制输出生成部件，所以可以供给比固定输出大的控制输出。这样，在需要较大的驱动输出时，驱动输出生成部件的驱动能力变大，伺服机构的高速应答性得到提高，对面摆动量及偏心量较大的光盘的容许范围也变大，所以提高了作为驱动装置的使用状况。另外，还能够适应物镜的重量增加。

[0016]

进而，尽管可以获得这么大的驱动能力，但由于使用沿着驱动致动器所需的驱动输出的波形的、所需的最小限度的控制输出，生成驱动输出，所以可以采用最小限度的耗电量动作，驱动输出生成部件的发热也没有问题。

这样，就妥善解决了提高好用性和降低耗电量这一需要权衡的问题。

附图说明

图1第1实施方式中的驱动装置的方框图。

图2第1实施方式的控制输出和驱动输出的关系图。

图3第1实施方式中的聚焦驱动电路的实施例1及聚焦升降压型电源的实施例1的详细的方框图。

图4第1实施方式中的VB控制生成器的详细的方框图。

图5是表示图4中的主要信号的时间变化的波形(A)、(B)、(C)及(D)的波形示意图。

图6第1实施方式中的升降压控制电路的电路图。

图7第1实施方式中的聚焦升降压型电源的动作波形图。

图8第1实施方式中的聚焦升降压型电源的动作波形图。

图9是图3中的主要信号的动作波形图。

图10第1实施方式中的聚焦驱动电路的实施例2的详细的方框图。

图11是图10中的最大值检出器的电路图。

图12第1实施方式中的聚焦驱动电路的实施例3的详细的方框图。

图13是图12中的最大值检出器的电路图。

图14第2实施方式中的驱动装置的方框图。

图15第2实施方式中的驱动电路的详细的方框图。

图16第3实施方式中的驱动装置的方框图。

图17第3实施方式的控制输出和驱动输出的关系图。

图18第3实施方式中的聚焦升压型电源的实施例1的详细的方框图。

图19第3实施方式中的升压控制电路的电路图。

图20第3实施方式中的聚焦升压型电源的动作波形图。

图21第3实施方式中的聚焦升压型电源的动作波形图。

图22是表示图18、图16、图3中的主要信号的动作波形图。

图23第4实施方式中的驱动装置的方框图。

图24第4实施方式中的驱动电路的详细的方框图。

图25表示本发明的概要的方框图。

图26现有技术的光盘装置的方框图。

具体实施方式

[0017]

(发明的概要)

首先，参照图25，讲述本发明的概要。在这里，所谓“固定输出”(PVCC)，是例如由输出电压为5V的5V直流电源供给的、具备足够的输出电流的直流电压。

由驱动输出生成部件(2200、3200、5200)生成驱动输出(VO1+、VO1-；VO2+、VO2-)，供给致动器(2100、3100)后，可动型头(1300)动作。另外，由驱动输出跟踪信号生成部件(2220)，检出致动器(2100、3100)所需的驱动输出(VO1+、VO1-，VO2+、VO2-)，生成跟踪驱动输出(VO1+、VO1-，VO2+、VO2-)的跟踪信号(VB1，VB2)。在升压型控制输出生成部件(2300A、3300A)中，根据驱动输出跟踪信号(VB1，VB2)，控制固定输出生成部件(1610)生成的固定输出(PVCC)，在驱动输出(VO1+、VO1-，VO2+、VO2-)比固定输出大(PVCC)时，生成比固定输出(PVCC)大，而且比驱动输出(VO1+、VO1-，VO2+、VO2-)还大若干的控制输出(VC1，VC2)。在驱动输出生成部件(2200、3200、5200)中，使用控制输出(VC1，VC2)，生成驱动输出(VO1+、VO1-，VO2+、VO2-)。

[0018]

采用这种结构后，能够将旨在驱动致动器(2100、3100)的所需最小限度的控制输出(VC1、VC2)，作为驱动输出生成部件(2200、3200、5200)的电源供给。

下面，参照附图，讲述本发明的实施方式。

此外，在以下的本发明的实施方式中记述的数字，都是为了具体讲述本发明的例示，本发明并不局限于这些数字。

[0019]

(第1实施方式)

图1是表示第1实施方式中的驱动装置的方框图。

在图1中，光束由光学拾波器1300照射到光盘1000上，根据其反射光，光盘上的信息被作为电信号，向再生信号处理电路1400输出。在再生信号处理电路1400中经过振辐修正的再生信号，在再生信号解调电路1500中被解调，光盘1000记录的信息被再生。

在DSP部5000内，包含微型计算机5100和伺服电路5200。根据来自微型计算机5100的旋转速度的指令，在伺服电路5200的作用下，通过盘电动机驱动电路1200，控制盘电动机1100的旋转，光盘1000用给定的转速旋转。在再生信号处理电路1400中，生成光束焦点的聚焦方向的误差信号——聚焦误差信号和光束焦点的跟踪方向的误差信号——跟踪误差信号。在伺服电路5200的作用下，根据再生信号处理电路1400生成的聚焦误差信号，通过聚焦驱动电路2200和聚焦致动器2100，光束焦点的聚焦方向受到控制，从而使光束焦点和光盘1000的记录面一致。这就是聚焦伺服。另外，在伺服电路5200的作用下，根据跟踪误差信号，通过跟踪驱动电路3200和跟踪致动器3100，光束焦点的跟踪方向受到控制，从而使光束焦点跟踪光盘1000的记录磁道。这就是跟踪伺服。

[0020]

在这里将具有聚焦致动器2100、聚焦驱动电路2200、聚焦升降压型电源2300的块，作为聚焦部2000；将具有跟踪致动器3100、跟踪驱动电路3200、跟踪升降压型电源3300的块，作为跟踪部3000。在第1实施方式中，以聚焦部2000为中心进行讲述。但跟踪部3000也采用相同的结构，进行相同的动作，可以获得相同的效果。

[0021]

在聚焦驱动电路2200内，生成与聚焦驱动电路2200的驱动状况相应的驱动输出跟踪信号VB1，该驱动输出跟踪信号VB1被输入聚焦升降压型电源2300。供给聚焦升降压型电源2300的电源电压，例如是输出电压为5V的固定输出PVCC，由固定输出(5V)电源1610供给。在聚焦升降压型电源2300中，固定输出PVCC被变换成与聚焦驱动电路2200的驱动状况相应的控制输出VC1。在聚焦驱动电路2200中，使用该控制输出VC1，生成驱动输出V01+、VO1-，传输给聚焦致动器2100，驱动聚焦致动器2100。驱动输出V01+、VO1-，通常表示电压值，但也可以作为电流值。

[0022]

图2是第1实施方式的聚焦升降压型电源2300产生的控制输出VC1和聚焦驱动电路2200的驱动输出V01+、VO1-的关系图。纵轴为控制输出VC1，横轴为驱动输出V01+、VO1。纵轴、横轴都表示电压，控制输出VC1、驱动输出V01+、VO1-及固定输出PVCC(5V)都用电压值表示。此外，纵轴、横轴还可以都表示电流，控制输出VC1、驱动输出V01+、VO1-及固定输出PVCC都用电流值表示。由图2可知：聚焦驱动电路2200的驱动输出，为固定输出PVCC(5V)以上时，固定输出PVCC(5V)只被升压D5VU的控制输出VC1，供给聚焦驱动电路2200，聚焦升降压型电源2300进行升压动作。聚焦驱动电路2200的驱动输出，为固定输出PVCC(5V)以下时，固定输出PVCC(5V)只被降压D5VD的控制输出VC1，供给聚焦驱动电路2200，聚焦升降压型电源2300进行降压动作

[0023]

在这里，假设固定输出PVCC由输出电压为5V的固定输出(5V)电源1610供给。但是，如果能够生成聚焦驱动电路2200要求的最大的驱动输出V01、+VO1-，那么为了进一步省电，还可以将输出电压为3.3V的3.3V电源1630作为固定输出电源。固定输出电源并不局限于5V及3.3V，还可以采用最佳的其它电压。

以上，以聚焦部2000为中心进行了讲述。但跟踪部3000也采用相同的结构，进行相同的动作，可以获得相同的效果。

[0024]

(聚焦驱动电路的实施例1及聚焦升降压型电源的实施例1)

图3是第1实施方式中的聚焦驱动电路的实施例1及聚焦升降压型电源的实施例1的详细的方框图。聚焦驱动电路2200，包含驱动器控制部2210、VB控制生成器2220、驱动输出部2230。驱动输出部2230，用双极性或MOS晶体管等驱动输出生成元件构成H电桥。驱动器2231、2232，各指H电桥结构的一半。聚焦升降压型电源2300，是H电桥构成的驱动输出部2230的供给电源，采用以来自VB控制生成器2220的驱动输出跟踪信号VB1，控制控制输出VC1的结构。

[0025]

在图3中，具备旨在驱动聚焦致动器2100的波形信息的驱动波形信号VIN1，由DSP部5000输入输入端子DI1，它与第1基准电压VREF1之差，被用驱动器控制部2210内的给定倍率的放大器2211放大，其放大输出VGX1和第1基准电压VREF1被输入VB控制生成器2220。在VB控制生成器2220中，放大输出VGX1和第1基准电压VREF1被用绝对值电路2221、偏置值设定器2222和合成器2223信号合成，作为驱动输出跟踪信号VB1，向聚焦升降压型电源2300输出。

[0026]

另一方面，放大器2211的输出VGX1，通过缓冲器2233及反相缓冲器2234，输入驱动输出部2230。在驱动输出部2230中，包含用线性驱动方式的驱动输出生成元件构成的驱动器2231、2232。由这一对的驱动输出端子，根据缓冲器2233及反相缓冲器2234产生的反相关系的输入信号，在2个驱动输出端子DO1+、DO1-上分别生成存在反相关系的一对驱动输出VO1+、VO1-，由驱动输出端子DO1+、DO1-分别供给聚焦致动器2100的第1、第2输入端子。

[0027]

输出VO1+、VO1-之差(VO1+)-(VO1-)，如下列公式1所示，可以作为将给定的增益G(G＞O)与从驱动器控制部2210的驱动波形信号VIN1减去给定值的第1基准电压VREF1的电压(VIN1-VREF1)的乘积求出。

{(VO1+)-(VO1-)}＝G·(VIN1-VREF1) ……(1)

如公式1所示，如果VIN1＞VREF1，那么(VO1+)＞(VO1-)；如果VIN1＜VREF1，那么(VO1+)＜(VO1-)。

[0028]

图4是图3的聚焦驱动电路2200包含的VB控制生成器2220的详细的方框图。来自驱动器控制部2210的信号VGX1，输入绝对值电路2221，它与第1基准电压VREF1之差的电压，被V/I变换2224变换成电流。变换的电流I_B1，经过绝对值变换2225的绝对值变换后，成为电流I_A1。另一方面，在偏置值设定器2222中，给定的电压值在V/I变换2226的作用下，被电流变换后，成为电流I_OFF1。电流I_A1与电流I_OFF1相加后，合成电流(I_A1)+(I_OFF1)流入合成器2223的电阻R5。

[0029]

图5(A)、(B)、(C)、及(D)，是表示图4中的主要信号的时间变化的波形示意图。图5(A)图示输入端子DI1中的驱动波形信号VIN1，成为实质上以第1基准电压VREF1为中心的对称。图5(B)图示电流I_B1。图5(C)图示对电流I_B1进行绝对值变换的电流I_A1及将电流I_A1与电流I_OFF1相加的电流(I_A1)+(I_OFF1)。电阻R5的两端的电压，成为驱动输出跟踪信号VB1，如图5(D)所示。

在采用以上结构的聚焦驱动电路中生成控制聚焦升降压型电源2300的控制输出VC1的驱动输出跟踪信号VB1。

[0030]

下面，讲述图3中的聚焦升降压型电源2300的实施例1。

聚焦升降压型电源2300的实施例1，包含升降压型DC-DC变换器2350。升降压型DC-DC变换器2350，包含升降压控制电路6000和升降压电压生成器2338。

图6是升降压控制电路6000的电路图。

升降压控制电路6000，包含电压比较器6100、电平移动电路6120、三角波发生器6130、PWM比较器6140和PWM比较器6150。电压比较器6100，包含电压放大器6110、电阻RC和电容CC。

升降压控制电路6000的基准电压输入端子VET，通过电压比较器6100的输入端子，与电压放大器6110的非反相输入端子连接。电压放大器6110的输出端子，与电压比较器6100的输出端子和电容CC的一端连接，电容CC的另一端与电阻RC的一端连接，电阻RC的另一端，与电压放大器6110的反相输入端子连接。

[0031]

电压比较器6100的输出端子，与PWM比较器6140的反相输入端子和电平移动电路6120的输入端子连接；三角波发生器6130的输出端子，与PWM比较器6140的非反相输入端子和PWM比较器6150的反相输入端子连接；电平移动电路6120的输出端子，与PWM比较器6150的反相输入端子连接。PWM比较器6140的输出端子和PWM比较器6150的输出端子，分别与升降压控制电路6000的输出端子CMO1T和输出端子CMO2T连接。

[0032]

另外，升降压控制电路6000的其它输入端子VCT，被反馈电路6160的输入端子输入，反馈电路6160的输出端子，通过电压比较器6100的其它输入端子，与电压放大器6110的反相输入端子连接。反馈电路6160的输入端子，与电阻Rf2的一端连接，电阻Rf2的另一端与电阻Rf1的一端和反馈电路6160的输出端子连接，电阻Rf1的另一端被接地。

[0033]

在图3的升降压型DC-DC变换器2350中，升降压电压生成器2338包含降压开关电路2330、电感器L1、升压开关电路2335、电容器CS1。升降压控制电路6000的输出端子CM01T，与控制升降压电压生成器2338包含的降压开关电路2330的控制输入端子连接。在本实施例中，降压开关电路2330包含用pnp型晶体管构成的开关2331和再生电流用的二极管2332。开关2331的基极，是上述控制输入端子，与升降压控制电路6000的输出端子CMO1T连接；发射极与固定输出(5V)电源1610连接；集电极与阳极接地的二极管2332的阴极和电感器L1的一端连接。

[0034]

电感器L1的另一端，与升压开关电路2335连接。在本实施例中，升压开关电路2335包含用npn型晶体管构成的开关2336和整流用的二极管2337。开关2336的基极，是升压开关电路2335的控制输入端子，与升降压控制电路6000的输出端子CMO2T连接；发射极接地；集电极与电感器L1的另一端和二极管2337的阳极连接。二极管2337的阴极，与一端接地的平滑用电容器CS1的另一端和控制输出端子DP1连接。控制输出端子DP1，是升降压型DC-DC变换器2350及聚焦升降压型电源2300的输出端子，与升降压控制电路6000的输入端子VCT连接。

[0035]

下面，参照图3、图6及图7、图8的动作波形图，讲述升降压型DC-DC变换器2350的动作。

控制输出端子DP1中的控制输出VC1，作为反馈电压Vd，通过反馈电路6160，输入电压比较器6100的反相输入端子。在反馈电压Vd和控制输出VC1之间，存在下列公式2的关系。

Vd＝((Rf1/(Rf1+Rf2))×VC1 …(2)

在电压比较器6100中，比较第2基准电压VE1和反馈电压Vd，将其差电压EAO发送给PWM比较器6140和电平移动电路6120。为使升降压型DC-DC变换器2350动作稳定，电容CC和电阻RC具有相位补偿功能。另一方面，最低位电位Vmin、最高位电位Vmax、振幅Vpp(＝Vmax-Vmin)的三角波，由三角波发生器6130向PWM比较器6140、6150发送。在电平移动电路6120的作用下，差电压EAO，使电位只下降三角波的振幅Vpp，作为电压LSO，发送给PWM比较器6150。

[0036]

在这里，对电压比较器6100的输出电压而言，电压LSO只下降振幅Vpp。但还可以在PWM比较器6140的输入中设置电平移动电路，例如只将电位提高振幅Vpp的一半，电平移动电路6120只将电位下降振幅Vpp的一半。另外，这2个电平移动电路的电平移动量，不局限于以上的值，可以设定为其它的最佳值。

在PWM比较器6140、6150中，比较三角波和差电压EAO、电压LSO，其结果作为逻辑值CMO1、CMO2，分别发送给降压开关电路2330、升压开关电路2335。

[0037]

图7是Vd≤VE1时的动作波形图。这时PWM比较器6140、6150的状态，如图7(A)所示，成为Vmin＜LSO＜Vmax而且Vmax＜EAO，逻辑值CMO1、CMO2分别如图7(B)、(D)所示。另外，图8是VE1＜Vd时的动作波形图。这时PWM比较器6140、6150的状态，如图8(A)所示，成为LSO＜Vmin而且Vmin＜EAO＜Vmax，逻辑值CMO1、CMO2分别如图8(B)、(D)所示。

升降压型DC-DC变换器2350是进行升压动作，还是进行降压动作，取决于逻辑值CMO1、CMO2。

[0038]

逻辑值CMO1低时，开关2331接通。在该状态下，逻辑值CMO2与三角波的周期同步反复高低变化时，开关2336反复通、断。这时，电感器L1的降压开关电路2330侧的一端，与固定输出PVCC成为同电位，另一端在OV和5V之间与三角波的周期同步反复变化。另一端为OV时，电感器L1蓄积能量；另一端为5V时，电感器L1将能量向电容器CS1释放。就是说，控制输出VC1，在5V上加上上述能量的电压换算部分，成为升压动作。

逻辑值CMO2低时，开关2336断开。在该状态下，逻辑值CMO1与三角波的周期同步反复高低变化时，开关2331反复断、通。这时，降压开关电路2330的输出，在OV和5V之间与三角波的周期同步反复变化。就是说，控制输出VC1，从5V减去只在0V的期间的比例，所以成为降压动作。

[0039]

图7(C)、(E)及图8(C)、(E)分别表示开关2331、2336的状态。

升压、降压的程度，根据PWM比较器6140、6150的比较结果，取决于在三角波周期动作的开关2331、2336的通、断的占空比。升压动作时，开关2336的接通期间的比例越长，升压的程度就越大。降压动作时，开关2331的接通期间的比例越短，降压的程度就越大。

[0040]

这样，升降压型DC-DC变换器2350，在Vd≤VE1时，成为升压动作；在VE1＜Vd时，成为降压动作。所以反馈电压Vd，与第2基准电压VE1实质上成为相等地动作。其结果，由公式2可知，对第2基准电压VE1而言，控制输出VC1满足下列公式3的关系地收敛。

VC1＝((Rf1+Rf2)/Rf1)×VE1 …(3)

综上所述，升降压型DC-DC变换器2350，包含：生成与控制输出VC1成正比、而且大小在控制输出VC1以下的反馈电压Vd的反馈电路6160；比较第2基准电压VE1和反馈电压Vd，生成两电压差EAO、LSO的电压比较器6100；将两电压差EAO、LSO变换成PWM信号CMO1、CMO2的多个PWM比较器6140、6150；根据多个PWM信号CMO1、CMO2，开关固定输出PVCC，变换成控制输出VC1的升降压电压生成器2338。升降压电压生成器2338，具备升压开关电路2335、降压开关电路2330、电感器L1、电容器CS1，控制输出VC1由电容器CS1的两端输出。

进而，降压开关电路2330内的升降压型DC-DC变换器2350，作为第2基准电压VE1，如果将驱动输出跟踪信号VB1与跟踪信号偏置电压VOFF1之和的电压，输入基准电压输入端子VET，就可以根据驱动输出跟踪信号VB1控制固定输出PVCC，生成与第2基准电压VE1对应的控制输出VC1。驱动输出的大小为固定输出PVCC以上时，控制输出VC1满足下列公式4的关系地升压到固定输出PVCC以上，成为升压动作。驱动输出小于固定输出PVCC时，控制输出VC1降压到固定输出PVCC以下，成为降压动作。

VC1＝((Rf1+Rf2)/Rf1)×(VB1+VOFF1) …(4)

[0041]

进而，适当选择跟踪信号偏置电压VOFF1的值，可以使控制输出VC1的大小比驱动输出大若干。另外，驱动输出跟踪信号VB1按照驱动波形信号VIN1变化后，控制输出VC1也随之变化。

还可以采用将构成图3的降压开关电路2330的开关2331和二极管2332置换成2个MOS功率晶体管，用同步整流方式使这2个MOS功率晶体管动作的结构。另外，还可以采用将构成图3的升压开关电路2335的开关2336和二极管2337置换成2个MOS功率晶体管，用同步整流方式使这2个MOS功率晶体管动作的结构。这时，升降压控制电路6000成为如上所述地控制这些同步整流方式的MOS功率晶体管的结构。

另外，关于开关2331及开关2336，也可以分别置换成P沟道MOS晶体管及N沟道MOS晶体管，进行利用MOS开关的切换动作。

[0042]

图9是图3所述的各主要信号的动作波形图。图9(A)分作升压动作期间TVU和降压动作期间TVD，表示驱动波形信号VIN1、第1基准电压VREF1及驱动输出跟踪信号VB1；图9(B)分作升压动作期间TVU和降压动作期间TVD，表示控制输出VC1及驱动输出V01+、VO1-。图9的纵轴表示电压，但也可以表示电流，全部用电流值表示这些各种信号。在图9(A)中，由上述的结构可知：驱动输出跟踪信号VB1以第1基准电压VREF1为中心，取得驱动波形信号VIN1的绝对值，作为加上了给定的电压的波形表示。升降压型DC-DC变换器2350的基准电压输入端子VET的第2基准电压VE1，成为(VB1+VOFF1)。

[0043]

在图9(B)中，跟踪第2基准电压VE1的控制输出VC1，被作为公式4表示。控制输出VC1的波形，成为沿着驱动输出生成元件按照平衡型输出的驱动输出V01+、VO1-的最大值的、比驱动输出V01+、VO1-大若干的波形。在这里，所谓“控制输出VC1的波形成为比驱动输出V01+、VO1-大若干的波形”，具有下述含意。根据一种观点，控制输出VC1的波形，在驱动输出V01+、VO1-的最大值的附近，如图9B所示，是大于驱动输出V01+、VO1-、而且与该波形大致相似。这样，适当选择跟踪信号偏置电压VOFF1的值(不仅是正，还可以为0、为负)后，就可以不影响驱动输出生成元件生成的驱动输出V01+、VO1-地降低到最小限度的值。

在升压动作期间TVU中，控制输出VC1被固定输出PVCC升压，但与将10V电源原封不动地供给驱动输出生成元件时相比，由于有来自10V电源的差分电压D10V，所以可以抑制线性驱动方式的驱动输出生成元件的耗电量及发热。在降压动作期间TVD中，控制输出VC1被固定输出PVCC降压，与将5V电源原封不动地供给驱动输出生成元件时相比，由于有来自5V电源的差分电压D5V，或者在取代5V电源使用10V电源时，由于有来自10V电源的差分电压D10V，所以可以抑制线性驱动方式的驱动输出生成元件的耗电量及发热。

[0044]

(聚焦驱动电路的实施例2)

图10是图1的第1实施方式中的聚焦驱动电路2200的实施例2的详细的方框图。在本实施例2的聚焦驱动电路2200，包含驱动器控制部2210、VB控制生成器2220及驱动输出部2230。在驱动输出部2230中，包含：具备线性驱动方式的4个驱动输出生成元件，在本实施例中为N沟道MOS晶体管的H电桥；驱动N沟道MOS晶体管的栅极的电平移动2233、2234；使用固定输出PVCC，旨在向电平移动2233、2234供给电源的充电泵2235。

[0045]

在VB控制生成器2220中，包含最大值检出器2227，最大值检出器2227输出的驱动输出跟踪信号VB1，供给聚焦升降压型电源2300。控制输出VC1，受该驱动输出跟踪信号VB1控制。

在上述的H电桥中，包含上级的N沟道MOS晶体管Q1、Q2及下级的N沟道MOS晶体管Q3、Q4。N沟道MOS晶体管Q1的源极端子与N沟道MOS晶体管Q3的漏极端子的连接点，及N沟道MOS晶体管Q2的源极端子与N沟道MOS晶体管Q4的漏极端子的连接点的2个连接点，分别是驱动输出端子D01+、DO1-，驱动输出V01+、VO1-分别由这2个驱动输出端子D01+、DO1-供给聚焦致动器2100的第1、第2输入端子。

[0046]

图11是图10中的最大值检出器2227的电路图。在图11中，根据图10的驱动输出端子D01+、DO1-，检出各自正向二极管电压的高电压VMA、VMB，这些电压VMA、VMB分别输入晶体管T9A、T9B。由于晶体管T9A、T9B的基极端子，通过电阻R9C被共同接地，所以电压VMA和电压VMB被比较，这些电压中的最大值即较大者的电压。作为驱动输出跟踪信号VB1，向聚焦升降压型电源2300输出。驱动输出跟踪信号VB1成为包入这两个电压VMA、VMB的、与两电压的最大值实质上相等的信号波形。

[0047]

如上所述，聚焦升降压型电源2300的控制输出VC1，是聚焦驱动电路的驱动输出生成元件Q1、Q2、Q3、Q4的电源电压，所以适当选择跟踪信号偏置电压VOFF1的值(不仅是正，还可以为0、为负)后，就能够抑制线性驱动方式的驱动输出生成元件(在本实施例中为N沟道MOS晶体管)的耗电量及发热，能够供给旨在驱动聚焦致动器2100的必要的电流。

[0048]

(聚焦驱动电路的实施例3)

图12是图1的第1实施方式中的聚焦驱动电路2200的实施例3的详细的方框图。在本实施例的聚焦驱动电路2200，包含驱动器控制部2210、VB控制生成器2220及驱动输出部2230。在驱动输出部2230中，以线性驱动方式的H电桥结构使用驱动输出生成元件的npn型晶体管Q1、Q2、Q3、Q4。另外，在VB控制生成器2220中，包含最大值检出器2228，最大值检出器2228输出的驱动输出跟踪信号VB1，供给聚焦升降压型电源2300。控制输出VC1，受该驱动输出跟踪信号VB1控制。

[0049]

在上述的H电桥中，包含上级的npn晶体管Q1、Q2及下级的npn晶体管Q3、Q4。npn晶体管Q1的发射极端子与npn晶体管Q3的集电极端子的连接点，及npn晶体管Q2的发射极端子与npn晶体管Q4的集电极端子的连接点的2个连接点，分别是驱动输出端子D01+、DO1-，驱动输出V01+、VO1-分别由这2个驱动输出端子D01+、DO1-供给聚焦致动器2100的第1、第2输入端子。

图12中的Q1的基极电压VQ1B，只比驱动输出VO1+高Q1的基极·反射极间的电压。同样，Q2的基极电压VQ2B，只比驱动输出VO1-高Q2的基极·反射极间的电压。

[0050]

图13是图12中的最大值检出器2228的电路图。其结构和图11的最大值检出器2227的下级相同，图12的电压VQ1B、VQ2B，分别作为图13的晶体管T10A、T10B的发射极端子电压V11A、V11B输入。由于晶体管T 10A、T10B的基极端子，通过电阻R10被共同接地，所以电压V11A和电压V11B被比较，这些电压中的最大值即较大者的电压被作为集电极电压V11C输出。该集电极电压V11C，是图12的驱动输出跟踪信号VB1，向聚焦升降压型电源2300输出。驱动输出跟踪信号VB1，成为包入图12的两个电压VQ1B、VQ2B的、与两电压的最大值实质上相等的信号波形。

[0051]

如上所述，和图10的实施例2一样，适当选择跟踪信号偏置电压VOFF1的值(不仅是正，还可以为0、为负)后，就能够抑制线性驱动方式的驱动输出生成元件(在本实施例中为npn晶体管)的耗电量及发热，能够供给旨在驱动聚焦致动器2100的必要的电流。

[0052]

在此，对图3、图10、图12分别示出的聚焦驱动电路的实施例1、2、3的特征作一比较。实施例1，驱动输出跟踪信号VB1的生成是开路。与此不同，实施例2和3都是根据来自需要控制的驱动输出部2230的反馈，生成驱动输出跟踪信号VB1，成为闭环。另一方面，为了按照聚焦驱动电路2200的驱动状况，用较高的应答性驱动聚焦致动器2100，需要尽早察知来自伺服电路5200的事先的信息及聚焦驱动电路2200要求的供给电源的特性。从这个角度考虑，实施例1能够比实施例2及3适时性良好地检出驱动输出跟踪信号VB1。实施例3根据驱动输出生成元件的基极端子检出，与实施例2的检出驱动输出生成元件的驱动输出相比，能够稍微快一点地检出驱动输出跟踪信号VB1。

[0053]

综上所述，在第1实施方式中，采用线性驱动方式的驱动输出生成元件。这样，不产生多余的频率噪声，也不需要采取安装困难、需要微调的特别的电磁屏蔽措施，能够获得稳定的聚焦动作，改善再生出错率。

另外，由于具备聚焦升降压型电源2300，所以可以供给比固定输出PVCC大的控制输出VC1。这样，在需要较大的驱动输出V01+、VO1-时，由于聚焦驱动电路2200的驱动能力增大，伺服的高速应答性提高，所以对于摆动量及偏心量较大光盘的容许范围也变大，提高作为驱动装置的好用性，另外，还能适应物镜重量增加的趋势。

[0054]

进而，尽管能获得这么大的驱动能力，也由于使用沿着驱动输出V01+、VO1-的波形的、所需最小限度的控制输出VC1，生成驱动能力，所以可以只消耗最小限度的电能，驱动输出生成元件也不存在发热的问题。

反之，在较小的驱动输出够用时，控制输出VC1也变小，进一步降低耗电量。

这样，无论驱动输出V01+、VO1-大于固定输出PVCC还是小于固定输出PVCC，都可以通过自动切换升压动作和降压动作，将控制输出VC1设定成沿着驱动输出V01+、VO1-的波形的最小限度的值，能够不影响固定输出PVCC的值地用最小限度的耗电量将必要的驱动输出V01+、VO1供给聚焦致动器2100。

[0055]

以上，以图1的聚焦部2000为中心，讲述了第1实施方式。但跟踪部3000也采用相同的结构，进行相同的动作，可以获得相同的效果。

另外，还具有1个以上和聚焦部2000或跟踪部3000相同的结构时，通过相同的结构及动作，可以获得相同的效果。

[0056]

(第2实施方式)

图14是表示第2实施方式中的驱动装置的方框图。图15是图14的第2实施方式中的驱动电路4200的详细的方框图。图14的第2实施方式，和图1的第1实施方式不同之处是：聚焦及跟踪升降压型电源2300、3300成为一个，成为升降压型电源4300；聚焦及跟踪驱动电路2200、3200成为一个，成为驱动电路4200。关于升降压型电源4300，采用图1的第1实施方式时，聚焦部2000和跟踪部3000的每一个，都各存在1个相同结构的元件；而在采用图14的第2实施方式中，整体只需1个就行。这样，聚焦及跟踪升降压型电源2300、3300和升降压型电源4300等3个的结构、动作及效果都一样。在升降压型电源4300中，包含通过和聚焦升降压型电源2300的跟踪信号偏置电压VOFF1相同的结构、相同的动作，获得相同效果的跟踪信号偏置电压VOFF。

[0057]

如图15所示，驱动电路4200基本上和图1的第1实施方式一样，具有聚焦及跟踪驱动电路2200、3200。这些聚焦及跟踪驱动电路2200、3200的实施例，与作为图3的聚焦驱动电路的实施例1、图10的聚焦驱动电路的实施例2及图12的聚焦驱动电路的实施例3所记述的相同。

关于驱动输出跟踪信号，在图15中的聚焦及跟踪驱动电路2200、3200内分别有VB控制生成器2220。这2个VB控制生成器2220，分别生成副驱动输出跟踪信号VB1、VB2。VB控制生成器2220的具体例——最大值检出器2228，采用前已叙及的图13的结构，副驱动输出跟踪信号VB1、VB2两者的最大值，即较大者的电压，作为驱动输出跟踪信号VB向升降压型电源4300输出。驱动输出跟踪信号VB成为包入这两个副驱动输出跟踪信号VB1、VB2的、与两信号的最大值实质上相等的信号波形。

[0058]

综上所述，由于升降压型电源4300的控制输出VC，是聚焦及跟踪驱动电路2200、3200包含的驱动输出生成元件的电源电压，所以，适当选择跟踪信号偏置电压VOFF的值(不仅是正，还可以为0、为负)后，就可以抑制线性驱动方式的驱动输出生成元件的耗电量及发热，能够供给驱动聚焦及跟踪致动器2100、3100所需的电流。

在这里，在第2实施方式中，聚焦及跟踪驱动电路2200、3200内的2个VB控制生成器2220，被称作“副驱动输出跟踪信号生成部件”；VB控制生成器22200，被称作“打包部件”。

[0059]

综上所述，在第2实施方式中，由于具备升降压型电源4300，所以可以供给大于固定输出PVCC的控制输出VC。由于在需要较大的驱动输出V01+、VO1-、V02+、VO2-时，驱动电路4200的驱动能力变大，伺服的高速应答性提高，所以对于摆动量及偏心量较大光盘的容许范围也变大，提高作为驱动装置的好用性。另外，还能适应物镜重量增加的趋势。

[0060]

进而，尽管能获得这么大的驱动能力，也由于使用沿着驱动输出V01+、VO1、V02+、VO2-的波形的、所需最小限度的控制输出VC1，生成驱动能力，所以可以只消耗最小限度的电能，驱动输出生成元件也不存在发热的问题。

反之，用较小的驱动输出够用时，控制输出VC1也变小，进一步降低耗电量。

这样，无论驱动输出V01+、VO1-、V02+、VO2-大于固定输出PVCC还是小于固定输出PVCC，都可以通过自动切换升压动作和降压动作，将控制输出VC1设定成沿着驱动输出V01+、VO1-、V02+、VO2-的波形的最小限度的值，能够不影响固定输出PVCC的值地用最小限度的耗电量将必要的驱动输出V01+、VO1、V02+、VO2-供给聚焦及跟踪致动器2100、3100。

[0061]

另外，在第2实施方式中，作为生成供给聚焦及跟踪驱动电路2200、3200的控制输出VC的电源，用一个升降压型电源4300就行，所以使结构简单，实现了低成本化。

[0062]

(第3实施方式)

在第1实施方式及第2实施方式中，作为向聚焦及跟踪驱动电路2200、3200供给控制输出VC1、VC2的电源，使用聚焦及跟踪升降压型电源2300、3300或升降压型电源4300。在第3实施方式及第4实施方式中，使用聚焦及跟踪升压型电源2300A、3300A或升压型电源4300A。

[0063]

图16是表示第3实施方式中的驱动装置的方框图。

图16中的第3实施方式的结构，和图1中的第1实施方式的结构不同之处是：取代聚焦部2000及跟踪部3000，使用聚焦部2000A及跟踪部3000A；还取代其中包含的聚焦及跟踪升降压型电源2300、3300，使用聚焦及跟踪升压型电源2300A、3300A。所以，在第3实施方式中，特别讲述与聚焦及跟踪升压型电源2300A、3300A相关的情况。还是以聚焦部2000A为中心讲述。但跟踪部3000A通过相同的结构、相同的动作，也可以获得相同效果。

[0064]

在这里，讲述采用图25的本发明的概要和图16中的第3实施方式的对应关系。可动型头与光学拾波器1300固定输出(5V)电源1610对应，致动器与聚焦致动器2100和跟踪致动器3100对应，驱动输出生成部件与聚焦驱动电路2200、跟踪驱动电路3200和伺服电路5200对应，驱动输出跟踪信号生成部件与聚焦驱动电路2200、跟踪驱动电路3200分别包含的VB控制生成器2220对应，固定输出生成部件与固定输出(5V)电源1610对应，升压型控制输出生成部件与聚焦升压型电源2300A和跟踪升压型电源3300A对应。

另外，在驱动输出生成部件中，作为例子，有聚焦驱动输出生成部件和跟踪驱动输出生成部件。但聚焦驱动输出生成部件与聚焦驱动电路2200和伺服电路5200对应，跟踪驱动输出生成部件与跟踪驱动电路3200和伺服电路5200对应。

[0065]

图17是第3实施方式的聚焦升压型电源2300A产生的控制输出VC1和聚焦驱动电路2200的驱动输出V01+、VO1-的关系图。纵轴为控制输出VC1，横轴为驱动输出V01+、VO1。纵轴、横轴都表示电压，将控制输出VC1、驱动输出V01+、VO1-及固定输出PVCC(5V)都用电压值表示。此外，纵轴、横轴还可以都表示电流，将控制输出VC1、驱动输出V01+、VO1-及固定输出PVCC都用电流值表示。由图17可知：聚焦驱动电路2200的驱动输出，为固定输出PVCC(5V)以上时，固定输出PVCC(5V)只被升压D5VU的控制输出VC1，供给聚焦驱动电路2200，聚焦升压型电源2300A进行升压动作。聚焦驱动电路2200的驱动输出，为固定输出PVCC(5V)以下时，与固定输出PVCC(5V)实质上相等的控制输出VC1，供给聚焦驱动电路2200，聚焦升压型电源2300A进行固定输出动作

[0066]

以上，以聚焦部2000A为中心进行了讲述。但跟踪部3000A也采用相同的结构，进行相同的动作后，可以获得相同的效果。

[0067]

(聚焦升压型电源的实施例1)

图18是第3实施方式中的聚焦升压型电源2300A的实施例1的详细的方框图。聚焦升压型电源2300A的实施例1，包含升压型DC-DC变换器2350A。升压型DC-DC变换器2350A，包含升压控制电路6000A和升压电压生成器2338A。

图19是升压控制电路6000A的电路图。升压控制电路6000A，包含电压比较器6100A、三角波发生器6130A和PWM比较器6150A。电压比较器6100A，包含电压放大器6110A、电阻RCA和电容CCA。

[0068]

升压控制电路6000A的基准电压输入端子VETA，通过电压比较器6100A的输入端子，与电压放大器6110A的非反相输入端子连接。电压放大器6110A的输出端子，与电压比较器6100A的输出端子和电容CCA的一端连接，电容CCA的另一端与电阻RCA的一端连接，电阻RCA的另一端，与电压放大器6110A的反相输入端子连接。电压比较器6100A的输出端子，与PWM比较器6150A的非反相输入端子连接；三角波发生器6130A的输出端子，与PWM比较器6140的反相输入端子连接；PWM比较器6150A的输出端子，与输出端子CMO1TA连接。

[0069]

另外，升压控制电路6000A的其它输入端子VCTA，被反馈电路6160A的输入端子输入，反馈电路6160A的输出端子，通过电压比较器6100A的其它输入端子，与电压放大器6110A的反相输入端子连接。反馈电路6160A的输入端子，与电阻Rf2A的一端连接，电阻Rf2A的另一端与电阻Rf1A的一端和反馈电路6160A的输出端子连接，电阻Rf1A的另一端被接地。

[0070]

在图18的升压型DC-DC变换器2350A中，升压电压生成器2338A包含电感器L1A、升压开关电路2335A、电容器CS1A。升压控制电路6000A的输出端子CM0TA，与控制升压电压生成器2338A包含的升压开关电路2335A的控制输入端子连接。在本实施例中，升压开关电路2335A包含用npn型晶体管构成的开关2336A和整流用的二极管2337A。开关2336A的基极，是上述控制输入端子，与升压控制电路6000A的输出端子CMOTA连接；发射极接地；集电极与电感器L1A的一端和二极管2337A的阳极连接。电感器L1A的另一端，与固定输出(5V)电源1610连接；二极管2337A的阴极，与一端接地的平滑用电容器CS1A的另一端和控制输出端子DP1A连接。控制输出端子DP1A，是升压型DC-DC变换器2350A及聚焦升压型电源2300A的输出端子，与升压控制电路6000A的输入端子VCTA连接。

[0071]

下面，参照图18、图19及图20、图21的动作波形图，讲述该升压型DC-DC变换器2350A的动作。

控制输出端子DP1A中的控制输出VC1，作为反馈电压Vd，通过反馈电路6160A，输入电压比较器6100A的反相输入端子。在反馈电压Vd和控制输出VC1之间，存在下列公式2的关系。

Vd＝((Rf1A/(Rf1A+Rf2A))×VC1 …(5)

[0072]

在电压比较器6100A中，比较第2基准电压VE1和反馈电压Vd，将其差电压EAO发送给PWM比较器6150A。为使升压型DC-DC变换器2350A动作稳定，电容CCA和电阻RCA具有相位补偿功能。另一方面，最低位电位Vmin、最高位电位Vmax、振幅Vpp(＝Vmax-Vmin)的三角波，由三角波发生器6130A向PWM比较器6150A发送。

在PWM比较器6150A中，比较三角波和差电压EAO，其结果作为逻辑值CMO，发送给升压开关电路2335A。

[0073]

图20是Vd≤VE1时的动作波形图。这时PWM比较器6150A的状态，如图20(A)所示，成为Vmin＜EAO＜Vmax，逻辑值CMO如图20(B)所示。另外，图21是VE1＜Vd时的动作波形图。这时PWM比较器6150A的状态，如图21(A)所示，成为EAO＜Vmin，逻辑值CMO如图21(B)所示。

升压型DC-DC变换器2350A是进行升压动作，还是进行降压动作，取决于逻辑值CMO。

[0074]

逻辑值CMO与三角波的周期同步反复高低变化时，开关2336A反复通、断。这时，电感器L1A的一端，与固定输出PVCC成为同电位，另一端在OV和5V之间与三角波的周期同步反复变化。另一端为OV时，电感器L1A蓄积能量；另一端为5V时，电感器L1A将能量向电容器CS1A释放。就是说，由于控制输出VC1，在5V上加上上述能量的电压换算部分，所以成为升压动作。

逻辑值CMO低时，开关2336A断开。在该状态下，就是说，控制输出VC1，成为从固定输出PVCC减去二极管2337A的正向电压及电感器L1A中的串联电阻的电压降等的电压，成为与固定输出PVCC实质上相等的固定输出动作。

[0075]

图20(C)及图21(C)分别表示开关2336A的状态。

升压的程度，根据PWM比较器6150A的比较结果，取决于在三角波周期动作的开关2336A的通、断的占空比。开关2336A的接通期间的比例越长，升压的程度就越大。

这样，升压型DC-DC变换器2350A，在Vd≤VE1时，成为升压动作；在VE1＜Vd时，成为固定输出动作，所以反馈电压Vd，与第2基准电压VE1实质上成为相等地动作。其结果，由公式5可知，对第2基准电压VE1而言，控制输出VC1满足下列公式6的关系地收敛。

VC1＝((Rf1A+Rf2A)/Rf1A)×VE1 …(6)

[0076]

综上所述，升压型DC-DC变换器2350A，包含：生成与控制输出VC1成正比、而且大小在控制输出VC1以下的反馈电压Vd的反馈电路6160A；比较第2基准电压VE1和反馈电压Vd，生成两电压差EAO的电压比较器6100A；将两电压差EAO变换成PWM信号CMO的PWM比较器6150A；根据PWM信号CMO，开关固定输出PVCC，变换成控制输出VC1的升压电压生成器2338A。升压电压生成器2338，具备升压开关电路2335A、电感器L1A、电容器CS1A，控制输出VC1由电容器CS1A的两端输出。

进而，聚焦升压型电源2300A内的升压型DC-DC变换器2350A，作为第2基准电压VE1，如果将驱动输出跟踪信号VB1与跟踪信号偏置电压VOFF1A之和的电压，输入基准电压输入端子VETA，就可以根据驱动输出跟踪信号VB1控制固定输出PVCC，生成与第2基准电压VE1对应的控制输出VC1。驱动输出的大小为固定输出PVCC以上时，控制输出VC1满足下列公式7的关系地升压到固定输出PVCC以上，成为升压动作。驱动输出的大小为固定输出PVCC以下时，控制输出VC1成为和固定输出PVCC实质上相等，成为固定输出动作。在这里，在生成的与第2基准电压VE1对应的控制输出VC1中，包含升压动作和固定输出动作的两者。

VC1＝((Rf1A+Rf2A)/Rf1A)×(VB1+VOFF1A) …(7)

进而，适当选择跟踪信号偏置电压VOFF1A的值，可以使控制输出VC1的大小比驱动输出大若干。另外，驱动输出跟踪信号VB1按照驱动波形信号VIN1变化后，控制输出VC1也随之变化。

[0077]

还可以采用将构成图18的升压开关电路2335A的开关2336A和二极管2337A置换成2个MOS功率晶体管，用同步整流方式使这2个MOS功率晶体管动作的结构。这时，升压控制电路6000A成为如上所述地控制这些同步整流方式的MOS功率晶体管的结构。

另外，关于开关2336A，也可以置换成N沟道MOS晶体管，进行利用MOS开关的切换动作。

[0078]

图22是图18、图16、图3所述的各主要信号的动作波形图。图22(A)分作升压动作期间TVU和固定输出动作期间TVP，表示驱动波形信号VIN1、第1基准电压VREF1及驱动输出跟踪信号VB1；图22(B)分作升压动作期间TVU和固定输出动作期间TVP，表示控制输出VC1及驱动输出V01+、VO1-。图22的纵轴表示电压，但也可以表示电流，全部用电流值表示这些各种信号。

在图22(A)中，由上述的结构可知：驱动输出跟踪信号VB1以第1基准电压VREF1为中心，取得驱动波形信号VIN1的绝对值，作为加上了给定的电压的波形表示。升压型DC-DC变换器2350A的基准电压输入端子VETA的第2基准电压VE1，成为(VB1+VOFF1A)。

[0079]

在图22(B)中，跟踪第2基准电压VE1的控制输出VC1，被作为公式7表示。控制输出VC1的波形，成为沿着驱动输出生成元件按照平衡型输出的驱动输出VO1+、VO1-的最大值的、比驱动输出V01+、VO1-大若干的波形。在这里，所谓“控制输出VC1的波形成为比驱动输出V01+、VO1-大若干的波形”，具有下述含意。根据一种观点，控制输出VC1的波形，在驱动输出V01+、VO1-的最大值的附近，如图22B所示，是大于驱动输出V01+、VO1-、而且与该波形大致相似。这样，适当选择跟踪信号偏置电压VOFF1A的值(不仅是正，还可以为0、为负)后，就可以不影响驱动输出生成元件生成的驱动输出V01+、VO1-地降低到最小限度的值。

在升压动作期间TVU中，控制输出VC1被固定输出PVCC升压，但与将10V电源原封不动地供给驱动输出生成元件时相比，由于有来自10V电源的差分电压D10V，所以可以抑制线性驱动方式的驱动输出生成元件的耗电量及发热。在固定输出动作期间TVP中，控制输出VC1成为实质上和固定输出PVCC相等。

[0080]

综上所述，在第3实施方式中，采用线性驱动方式的驱动输出生成元件。这样，不产生多余的频率噪声，也不需要采取安装困难、需要微调的特别的电磁屏蔽措施，能够获得稳定的聚焦动作，改善再生出错率。

另外，由于具备聚焦升压型电源2300A，所以可以供给比固定输出PVCC大的控制输出VC1。这样，在需要较大的驱动输出V01+、VO1-时，由于聚焦驱动电路2200的驱动能力增大，伺服的高速应答性提高，所以对于摆动量及偏心量较大光盘的容许范围也变大，提高作为驱动装置的好用性，另外，还能适应物镜重量增加的趋势。

[0081]

[0082]

[0083]

以上，以图16的聚焦部2000A为中心，讲述了第3实施方式。但跟踪部3000A也可以采用和相同聚焦部2000A的结构，进行相同的动作，获得相同的效果。

另外，还可以在具有1个以上和聚焦部2000A或跟踪部3000A相同的结构时，通过相同的结构及动作，获得相同的效果。

[0084]

(第4实施方式)

图23是表示第4实施方式中的驱动装置的方框图。图24是图23的第4实施方式中的驱动电路4200的详细的方框图。图23的第4实施方式，和图16的第3实施方式不同之处是：聚焦及跟踪升压型电源2300A、3300A成为一个，成为升降压型电源4300A；聚焦及跟踪驱动电路2200、3200成为一个，成为驱动电路4200。关于升压型电源4300A，采用图16的第3实施方式时，聚焦部2000A和跟踪部3000A的每一个，都各存在1个相同结构的元件；而在采用图23的第4实施方式中，整体只需1个就行。这样，聚焦及跟踪升降压型电源2300A、3300A和升压型电源4300A等3个的结构、动作及效果都一样。在升压型电源4300A中，包含通过和聚焦升压型电源2300A的跟踪信号偏置电压VOFF1A相同的结构、相同的动作，获得相同效果的跟踪信号偏置电压VOFFA。

[0085]

如图24所示，驱动电路4200基本上和图16的第3实施方式一样，具有聚焦及跟踪驱动电路2200、3200。这些聚焦及跟踪驱动电路2200、3200的实施例，与作为图3的聚焦驱动电路的实施例1、图10的聚焦驱动电路的实施例2及图12的聚焦驱动电路的实施例3所记述的相同。

关于驱动输出跟踪信号，在图23中的聚焦及跟踪驱动电路2200、3200内，分别有VB控制生成器2220。这2个VB控制生成器2220，分别生成副驱动输出跟踪信号VB1、VB2。VB控制生成器22200的具体例——最大值检出器2228，采用前已叙及的图13的结构，作为驱动输出跟踪信号VB，向升压型电源4300A输出副驱动输出跟踪信号VB1、VB2两者的最大值、即较大者的电压。驱动输出跟踪信号VB，成为包入这两个副驱动输出跟踪信号VB1、VB2的、与两信号的最大值实质上相等的信号波形。

[0086]

综上所述，由于升压型电源4300A的控制输出VC，是聚焦及跟踪驱动电路2200、3200包含的驱动输出生成元件的电源电压，所以，适当选择跟踪信号偏置电压VOFFA的值(不仅是正，还可以为0、为负)后，就可以抑制线性驱动方式的驱动输出生成元件的耗电量及发热，能够供给驱动聚焦及跟踪致动器2100、3100所需的电流。

在这里，在第4实施方式中，聚焦及跟踪驱动电路2200、3200内的2个VB控制生成器2220，被称作“副驱动输出跟踪信号生成部件”；VB控制生成器22200，被称作“打包部件”。

[0087]

综上所述，在第4实施方式中，由于具备升压型电源4300A，所以可以供给大于固定输出PVCC的控制输出VC。由于在需要较大的驱动输出V01+、VO1-、V02+、VO2-时，驱动电路4200的驱动能力变大，伺服的高速应答性提高，所以对于摆动量及偏心量较大光盘的容许范围也变大，提高作为驱动装置的好用性。另外，还能适应物镜重量增加的趋势。

[0088]

反之，用较小的驱动输出够用时，控制输出VC1成为与固定输出PVCC实质上相等，用与固定输出PVCC对应的耗电量就行。

[0089]

这样，无论驱动输出V01+、VO1-、V02+、VO2-大于固定输出PVCC还是小于固定输出PVCC，都可以通过自动切换升压动作和降压动作，将控制输出VC1设定成沿着驱动输出V01+、VO1-、V02+、VO2-的波形的最小限度的值，能够用最小限度的耗电量将必要的驱动输出V01+、VO1、V02+、VO2-供给聚焦及跟踪致动器2100、3100。

[0090]

另外，在第4实施方式中，作为生成供给聚焦及跟踪驱动电路2200、3200的控制输出VC的电源，用一个升降压型电源4300就行，所以使结构简单，实现了低成本化。

这样，就妥善解决了降低耗电量和提高好用性这一需要权衡的问题。

[0091]

此外，在以上的旨在实施发明的最好的实施方式中，关于本发明的基本部分——控制输出的生成，定为比驱动输出大若干。对于聚焦及跟踪致动器2100、3100所需的驱动输出，可以使耗电量最低的最佳条件，是对驱动输出的最大值的波形的时间性的经过，实质上在一定值上追加驱动输出生成元件产生的损失部分。可是，在实际的各种形态的驱动装置中，着眼于成本，为了简易地实现，往往作成比驱动输出的最大值的波形平缓的凹凸。这时，耗电量虽然比上述最佳条件大一些，但也能圆满地达到本发明的目的。

[0092]

本发明能在驱动装置中利用。

Claims

1、一种驱动装置，是向使可动型头动作的致动器供给驱动输出的装置，具有：

固定输出生成部件，其生成给定的固定输出；

驱动输出跟踪信号生成部件，其检出驱动所述致动器所需的所述驱动输出，生成跟踪所述驱动输出的驱动输出跟踪信号；

升压型控制输出生成部件，其根据所述固定输出和所述驱动输出跟踪信号，在所述驱动输出的大小为所述固定输出以上时，生成是所述固定输出以上大小的、而且比驱动输出还大若干的控制输出；以及

驱动输出生成部件，其使用所述控制输出，生成所述驱动输出。

2、如权利要求1所述的驱动装置，其特征在于：所述驱动输出的大小在所述固定输出以下时，所述升压型控制输出生成部件，生成是所述固定输出以下大小的、而且比所述驱动输出大若干的控制输出。

3、如权利要求1所述的驱动装置，其特征在于：所述驱动输出的大小在所述固定输出以下时，所述升压型控制输出生成部件，生成实质上与所述固定输出相等的大小的控制输出。

4、如权利要求1所述的驱动装置，其特征在于：所述致动器，具备第1、第2输入端子；

所述驱动输出生成部件，包含

生成驱动波形信号的伺服电路，和

驱动电路；

所述驱动电路，包含根据所述驱动波形信号、使用所述控制输出生成一对具有反相关系的驱动输出的驱动输出生成元件群，

将该一对驱动输出供给所述第1、第2输入端子。

5、如权利要求4所述的驱动装置，其特征在于：所述驱动输出跟踪信号，依据所述驱动波形信号与给定的第1基准电压之差的绝对值。

6、如权利要求1所述的驱动装置，其特征在于：所述驱动输出跟踪信号，是多个所述驱动输出的最大值。

7、如权利要求4所述的驱动装置，其特征在于：所述一对驱动输出，由一对所述驱动输出生成元件的发射极端子或源极端子供给所述致动器的所述第1、第2输入端子；

所述驱动输出跟踪信号，是所述一对驱动输出生成元件的基极电压或栅极电压的最大值。

8、如权利要求4所述的驱动装置，其特征在于：所述驱动输出生成元件，是npn晶体管或N沟道MOS晶体管中的某一个。

9、如权利要求1所述的驱动装置，其特征在于：所述可动型头，是光学拾波器。

10、如权利要求1所述的驱动装置，其特征在于：所述致动器，是使可动型头的物镜在聚焦方向动作的聚焦致动器；

所述驱动输出生成部件，是向所述聚焦致动器供给所述驱动输出的聚焦驱动输出生成部件。

11、如权利要求1所述的驱动装置，其特征在于：所述致动器，是使可动型头的物镜在跟踪方向动作的跟踪致动器；

所述驱动输出生成部件，是向所述跟踪致动器供给所述驱动输出的跟踪驱动输出生成部件。

12、如权利要求1所述的驱动装置，其特征在于：设置n个所述致动器的同时，

还设置n个所述驱动输出生成部件，

所述驱动输出跟踪信号生成部件，包含：

n个副驱动输出跟踪信号生成部件，其检出至少n个用于驱动所述n个致动器的每一个所需的驱动输出，生成跟踪所述n个驱动输出的每一个的n个副驱动输出跟踪信号；和

打包部件，其包入所述n个副驱动输出跟踪信号，生成单一的驱动输出跟踪信号。

13、如权利要求1所述的驱动装置，其特征在于：所述升压型控制输出生成部件，包含升压型DC-DC变换器，该升压型DC-DC变换器，将在所述驱动输出跟踪信号上添加了给定的跟踪信号偏置电压的信号作为第2基准电压，生成与所述第2基准电压对应的电源电压；

所述升压型DC-DC变换器，根据所述固定输出和所述第2基准电压，在所述驱动输出的大小为所述固定输出以上时，生成是所述固定输出以上大小的、而且比所述驱动输出大若干的控制输出。

14、如权利要求13所述的驱动装置，其特征在于：所述升压型DC-DC变换器，包含：

反馈电路，其生成与所述控制输出成正比、而且大小在所述控制输出以下的反馈电压；

电压比较器，其比较所述第2基准电压与所述反馈电压，生成所述两电压差；

PWM比较器，其将所述两电压差变换成PWM信号；以及

升压电压生成器，其根据所述PWM信号，开关所述固定输出，变换成所述控制输出，

所述升压电压生成器，具备升压开关电路、电感器和电容器；

由所述电容器的两端，输出所述控制输出。

15、如权利要求14所述的驱动装置，其特征在于：所述升压开关电路，包含：

npn晶体管，其基极端子与控制所述升压开关电路的控制输入端子连接，发射极端子被接地，集电极端子与所述电感器的一端连接；和

二极管，其阳极端子与所述npn晶体管的集电极端子连接，阴极端子与所述电容器的一端连接。

16、如权利要求14所述的驱动装置，其特征在于：所述升压开关电路，包含：

N沟道MOS晶体管，其栅极端子与控制所述升压开关电路的控制输入端子连接，源极端子被接地，漏极端子与所述电感器的一端连接；和

二极管，其阳极端子与所述N沟道MOS晶体管的漏极端子连接，阴极端子与所述电容器的一端连接。

17、如权利要求14所述的驱动装置，其特征在于：所述升压开关电路，包含用同步整流方式构成的两个MOS功率晶体管。

18、如权利要求2所述的驱动装置，其特征在于：所述升压型控制输出生成部件，包含升降压型DC-DC变换器，该升降压型DC-DC变换器，将在所述驱动输出跟踪信号上添加了给定的跟踪信号偏置电压的信号作为第2基准电压，生成与所述第2基准电压对应的电源电压；

所述升降压型DC-DC变换器，根据所述固定输出和所述第2基准电压，在所述驱动输出的大小为所述固定输出以上时，生成大小为所述固定输出以上、而且比驱动输出大若干的控制输出，而在所述驱动输出的大小为所述固定输出以下时，生成大小为所述固定输出以下、而且比驱动输出大若干的控制输出。

19、如权利要求18所述的驱动装置，其特征在于：所述升降压型DC-DC变换器，包含：

多个PWM比较器，其将所述两电压差变换成PWM信号；以及

升降压电压生成器，其根据所述多个PWM信号，开关所述固定输出，变换成所述控制输出，

所述升降压电压生成器，具备升压开关电路、降压开关电路、电感器和电容器；

由所述电容器的两端，输出所述控制输出。

20、如权利要求19所述的驱动装置，其特征在于：所述升压开关电路，包含：

二极管，其阳极端子与所述npn晶体管的集电极端子连接，阴极端子与所述电容器的一端连接；

所述降压开关电路，包含：

pnp晶体管，其基极端子与控制所述降压开关电路的控制输入端子连接，发射极端子与所述固定输出生成部件连接，集电极端子与所述电感器的另一端连接；和

二极管，其阳极端子接地，阴极端子与所述pnp晶体管的集电极端子连接。

21、如权利要求19所述的驱动装置，其特征在于：所述升压开关电路，包含：

二极管，其阳极端子与所述N沟道MOS晶体管的漏极端子连接，阴极端子与所述电容器的一端连接；

所述降压开关电路，包含：

P沟道MOS晶体管，其栅极端子与控制所述降压开关电路的控制输入端子连接，源极端子与所述固定输出生成部件连接，漏极端子与所述电感器的另一端连接；和

二极管，其阳极端子被接地，阴极端子与所述P沟道MOS晶体管的漏极端子连接。

22、如权利要求19所述的驱动装置，其特征在于：所述升压开关电路及所述降压开关电路，分别包含用同步整流方式构成的两个MOS功率晶体管。

23、如权利要求3所述的驱动装置，其特征在于：所述升压型控制输出生成部件，包含升压固定型DC-DC变换器，该升压固定型DC-DC变换器，将在所述驱动输出跟踪信号上添加了给定的跟踪信号偏置电压的信号作为第2基准电压，生成与所述第2基准电压对应的电源电压；

所述升压固定型DC-DC变换器，根据所述固定输出和所述第2基准电压，在所述驱动输出的大小为所述固定输出以上时，生成大小为所述固定输出以上、而且比驱动输出大若干的控制输出，而在所述驱动输出的大小为所述固定输出以下时，生成与所述固定输出实质上相等的控制输出。

24、如权利要求23所述的驱动装置，其特征在于：所述升压固定型DC-DC变换器，包含：

PWM比较器，其将所述两电压差变换成PWM信号；以及

由所述电容器的两端，输出所述控制输出。

25、如权利要求24所述的驱动装置，其特征在于：所述升压开关电路，包含：

26、如权利要求24所述的驱动装置，其特征在于：所述升压开关电路，包含：

27、如权利要求24所述的驱动装置，其特征在于：所述升压开关电路，包含用同步整流方式构成的两个MOS功率晶体管。

28、一种驱动方法，是向使可动型头动作的致动器供给驱动输出的方法，具有：

生成给定的固定输出的步骤；

检出驱动所述致动器所需的所述驱动输出，生成跟踪所述驱动输出的驱动输出跟踪信号的步骤；

根据所述固定输出和所述驱动输出跟踪信号，在所述驱动输出的大小为所述固定输出以上时，生成大小为所述固定输出以上，而且比驱动输出还大若干的控制输出的步骤；以及

使用所述控制输出，生成所述驱动输出的步骤。