CN1249718C - 位置控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明的目的在于提供一种控制系统，既维持系统的稳定性，又降低对振动等加速度扰动的灵敏度，进而提高对跟踪目标位置(d_p) 的跟踪性能。控制系统(201)具有扰动观测器(6)，使用可观测的致动器控制信号(cont)和零跟踪位置(x₀)，求出扰动力(Di)和作为控制对象的速度的速度(x₀’)的各推测值、即扰动力推测值(Di^)和速度推测值(x₀’^)因反馈扰动力推测值(Di^)和速度推测值(x₀’^)，故既能维持系统的稳定性，又能降低对振动等加速度扰动的灵敏度，并减小位置偏差(d_p_e)。

Description

位置控制方法

技术领域

本发明涉及跟踪控制。可适用于进行例如光盘装置中的光点聚焦控制或轨道控制的控制系统。

背景技术

首先，简单说明一般光盘装置中的聚焦控制或轨道控制。光盘卡在主轴电机上，控制主轴电机旋转，使光盘以规定的线速度转动。

在光盘装置中，为了实现正确的记录重放，有必要使从光检测头来的光点高精度地聚焦、定位在光盘面上呈螺旋状形成的记录轨道上。因很难使光盘的中心孔和主轴电机的转轴完全一致，故光盘旋转会产生几百μm的偏心。此外，因光盘的机械工作精度的关系，光盘的旋转会产生几百μm的面振。再有，后面，有时将称之为偏心和面振的光盘固有的物理变形统称为“盘的物理变形”。

当光盘旋转产生偏心时，因光盘的记录轨道摆动，故必须进行对记录轨道的跟踪控制的轨道控制。此外，还必须进行聚焦控制，与伴随光盘旋转的面振对应，使光点跟踪记录轨道并进行聚焦。本说明书所说的位置控制的概念包含轨道控制和聚焦控制中的任何一种控制。该位置控制可以通过跟踪控制装有物镜的致动器的可动部的位置来实现。

A1.第1现有技术

图43是表示控制控制对象的位置的先有的控制系统301的构成的方框图，例如，是在车载用或携带用光盘装置中进行光点的聚焦控制或轨道控制的位置控制系统的方框图。

在控制系统301中，控制对象位置x跟踪跟踪目标位置d_p。减法器1从跟踪目标位置d_p减去亏损对象位置x，得到位置偏差d_p_e。而且进行使位置偏差d_p_e收敛到近似为0的控制。例如，设控制对象位置x在机械的中点的值为0。

但是，当将控制系统301用于光盘装置时，没有分别直接检测控制对象位置x和跟踪目标位置d_p的手段。只不过通过对利用光检测头具有的光学装置检测出的信号进行电学运算来得到作为电信号的位置偏差d_p_e。此外，致动器通常不设置检测速度的传感器。因此，控制对象位置x和跟踪目标位置d_p输入原理性示出的减法器1。构成直接反馈系统。

相位补偿方框2对位置偏差d_p_e进行相位补偿，得到位置控制信号p_cont。位置控制信号p_cont例如是电压。力/电变换方框3将位置控制信号p_cont变换成力，输出位置控制力z2。对给出控制对象位置x的致动器不仅加位置控制力，还重叠基于加在控制对象上的加速度扰动Di_acc的加速度扰动力z_acc。

加法器5的输出、即加速度扰动力z_acc和位置控制力z2重叠的结果作为外力z1加给致动机构方框4。致动机构方框4将外力z1变换成控制对象位置x。换言之，控制对象位置x是对致动器加外力z1时的致动器可动部的位置。

控制对象位置x例如是光盘装置中的光检测头致动器的可动部的位置。此外，跟踪目标位置d_p是控制对象位置x的目标值、即致动器的可动部的位置的目标值。而且，若控制系统301例如是进行聚焦控制的控制系统，则位置偏差d_p_e是所谓‘聚焦误差信号’。此外，若控制系统301例如是进行轨道控制的控制系统，则位置偏差d_p_e是所谓‘轨道误差信号’。

相位补偿方框2对位置偏差d_p_e进行基于相位补偿特性F(s)的相位补偿。相位补偿特性F(s)是兼具有使控制系统301的交叉频率附近的相位超前以确保相位裕度的稳定补偿和使比该交叉频率低的频带部分增益增加的低频补偿的特性。根据稳定补偿和低频补偿得到位置控制信号p_cont。

力/电变换特性H(s)表示力/电变换方框3的特性，可定义为包含驱动器增益和表示致动器的驱动磁路中的电流和力的关系的力/电流特性的特性。

致动机构特性G(s)表示致动机构方框4的特性，例如，可由2阶系统表示。具体地说，在典型地使用质量、弹簧和阻尼器表示的致动器中，表示加给致动器的力和致动器的可动部的位置的关系。

图44是表示控制系统301中的一例开环特性的图。同图(a)和(b)分别表示增益特性和相位特性。如图44所示，使CD唱机的最大旋转频率附近的8Hz以下的增益上升，进而使增益为0dB的交叉频率(1KHz)附近频带的相位超前，以确保规定的相位裕度。

将控制系统301用于CD唱机时的开环特性一般形成得可以确保在低频段有60dB以上的增益，有1K～3KHz控制频段、40～60度的相位裕度和10～20dB的增益裕度。该开环特性可以通过适当设计致动机构特性G(s)和相位补偿特性F(s)来实现。

图45是表示具有图44所示的开环特性并进行轨道控制的控制系统301的动作的图。这里示出当控制对象不加加速度扰动Di_acc时、即Di_acc＝0的情况。图45(a)示出跟踪目标位置d_p的变化情况，并示出光盘的偏心量。这里，假定跟踪目标位置d_p以CD唱机的最大旋转频率附近的8Hz变化，其振幅是标准界限的140μm。即，图45(a)示出CD唱机在最坏条件下工作时的跟踪目标位置d_p的值。

图45(b)示出跟踪目标位置d_p象图45(a)那样变化时的位置偏差d_p_e的变化情况，示出控制系统301处于正常状态下的值。以后，将控制系统正常状态下的位置偏差d_p_e称作‘残留偏差’。

如图45所示，即使CD唱机在最坏条件下工作，若能忽略加速度扰动的影响，则可以将残留偏差抑制到0.09μmpp。一般，当残留偏差大于0.1μmpp时，重放信号的质量就会变差，所以，若控制系统301具有图44所示的开环特性，即使在最坏的条件下，也能保证正常的重放，重放信号的质量不会变差。

但是，实际的车载用或携带用光盘装置会有振动。例如，在携带用计算机搭载ODD装置或携带用CD唱机·MD唱机中，因拿着走路引起的外部振动或者装在交通工具内或放在桌子等上时的外部振动会加到光检测头的致动器上。

而且，如图43所示那样，对致动机构方框4不仅加位置控制力z2，还输入基于加速度扰动Di_acc的加速度扰动力z_acc。受到加速度扰动Di_acc的影响，控制对象位置x大大偏离跟踪目标位置d_p，结果，位置偏差d_p_e增大。

图46是表示具有图44所示的开环特性的控制系统301的灵敏度特性的图。图46(a)和图46(b)分别表示增益特性和相位特性。

图47是表示具有图44所示的开环特性的控制系统301的动作的图。图47(a)示出加速度扰动Di_acc的频率为30Hz、振幅为5Gpp的波形。图47(b)示出加图47(a)所示的加速度扰动Di_acc使的残留偏差。在这些图中，设跟踪目标位置d_p为0。

当给控制系统301加加速度扰动Di_acc时，如图47(b)所示那样，残留偏差变成1.5μmpp。这样大的残留偏差使光盘重放信号的质量变差，增加信息读出的数据误码率。此外，当当光盘装置是记录器时，由于加速度扰动Di_acc的影响，有时会不能进行正常的信息记录。

A2.第2现有技术

在实际的光盘装置中，有时会遇到重放或记录具有划伤或污垢等缺陷的光盘的情况。

在光盘表面发生缺陷的区域(以后暂称作‘缺陷区’)中，光在盘上不能正常反射，会丢失光学信息。因此，若在缺陷区使用位置偏差d_p_e进行跟踪控制，则控制对象位置x和其目标值d_p的实际差会变大，存在若是聚焦控制则焦点偏移、若是轨道控制则向相邻轨道迁移的问题。

为了对付这样的问题，希望使用即使从没有缺陷的区域(以下暂称作‘无缺陷区’)向缺陷区迁移也能连续进行位置控制的功能(以后，暂称作‘缺陷补偿功能’)来构成控制系统。

图48是表示具有这样的缺陷补偿功能的先有的控制系统302的构成的方框图。控制系统302可以采用在光盘装置中进行光点聚焦控制和轨道控制的位置控制系统。

如图48所示，控制系统302在控制系统301的相位补偿方框2和力/电变换方框3之间插入用来得到缺陷补偿功能的信号处理方框103。

信号处理方框103具有选择电路102和由它选择的第1和第2路径。选择电路102与第1情况和与其互补的笫2情况对应，分别将第1和第2路径上的信号作为致动器控制信号cont输出。在控制系统302中，与控制系统301不同，输入到力/电变换方框3的致动器控制信号cont不一定和位置控制信号p_cont一致。

第1情况和第2情况分别相当于例如致动器遇到无缺陷区或缺陷区的情况。第1情况和第2情况根据另外给出的缺陷检测信号DEFECT识别，例如，分别与缺陷检测信号DEFECT的“L”、“H”电平对应。

缺陷检测信号DEFECT与致动器是遇到缺陷区(将该期间暂称作‘缺陷期间’)还是遇到无缺陷区(将该期间暂称作‘无缺陷期间’)对应，分别取“H”和“L”信号电平。缺陷检测信号DEFECT例如根据从盘反射的光量生成。

第1路径将从相位补偿方框2输出的位置控制信号p_cont直接输入到选择电路102。在第2路径上设有低通滤波器100和采样保持电路101。而且，低通滤波器100从位置控制信号p_cont中抽出包含盘旋转频率的低频成分再输出。低通滤波器100的输出加给采样保持电路101。采样保持电路101在缺陷检测信号DEFECT从“L”电平向“H”电平转移的时刻进行采样保持动作。

当致动器遇到无缺陷区时，选择第1路径，所以，实质上，控制系统302和控制系统301一样位置控制信号p_cont输入到力/电变换方框3。但是，当致动器遇到缺陷区时，选择第2路径，所以，在控制系统302中，当从当前的第2情况产生之前的第1情况向第2情况迁移时、即从无缺陷区向缺陷区转移(以下，暂称作‘缺陷入口’)时的位置控制信号p_cont作为致动器控制信号cont输入到力/电变换方框3中。而且，该位置控制信号p_cont如上所述已抽出了低频成分。

因采样保持电路101的输入是低通滤波器100的输出，故可以进行除去了重叠在其上的高频噪声的影响的位置控制信号p_cont的采样保持。这样的采样保持电路101的输出是无缺陷区的位置控制信号p_cont的譬如平均值，可以作为校正盘的物理变形的盘物理变形校正信号捕捉。而且，通过采用该盘物理变形校正信号作为缺陷区的致动器控制信号cont来实现力/电变换方框3的输入的连续性，从而实现缺陷补偿功能。

对于象这样在缺陷期间利用无缺陷期间的相位补偿方框的输出的低频成分的技术，可以利用例如特开平11-250478号公报公开的技术。

其次，为了稳定可靠地实现缺陷补偿，在从缺陷区向无缺陷区转移的时刻(以下，暂称作‘缺陷出口’)能正常进行向位置控制环路的牵引是其必要条件。

位置控制环路正常牵引的条件是牵引动作时的位置偏差d_p_e在零附近以及表示控制对象的速度的控制对象位置x的时间微分x’和表示控制对象的跟踪目标的速度的跟踪目标位置d_p的时间微分d_p’的差在零附近。

上述2个条件意味着即使在缺陷期间跟踪目标位置d_p和控制对象位置x的差也一直不会太大。为了实现这一条件，必须是即使在位置偏差d_p_e欠缺的缺陷期间，也能适当生成控制对象的驱动信号，具体地说，就是向力/电变换方框3输入的致动器控制信号cont。

B1.第1现有技术的问题

为了解决第1现有技术的问题，也可以考虑例如使相位补偿方框2的低频补偿特性变成宽带的特性。图49示出控制系统301的比图44所示的开环特性(图中表示为“正常”)更利于低频补偿的开环特性。图49(a)和图49(b)分别表示增益特性和相位特性。

这样的对低频补偿特别有效的控制系统301的灵敏度特性由图50示出的曲线表示，图50(a)和图50(b)分别表示增益特性和相位特性。再有，图46所示的灵敏度特性在图50中表示为“正常”。

如图50所示，可以使象图49所示那样的开环特性中增益高的频带内的灵敏度特性降低。但是，如图50(a)的部分A所示那样，存在交叉频率附近的增益特性的灵敏度变高的问题。进而，如图49(b)所示那样，相位裕度减小。因此，若对低频补偿特别有效，则位置控制的稳定性差，存在控制对象位置x容易振动的问题。

此外，为了解决伴随低频补偿出现的因控制系统的特别利于低频补偿而产生的问题，在相位补偿方框2中，可以增设使相位超前的稳定化补偿器。例如，可以增加相位补偿特性F(s)的阶数，但在实际控制系统中，通常相位补偿方框2是LSI化的模块，大多由规定阶数的滤波器定义，设计裕度小，所以，任意增加相位补偿特性F(s)的阶数很困难。

B2.第2现有技术的问题

第2现有技术对于盘的物理变形量小的情况是有效的技术，但对于盘的物理变形量超过盘的标准界限的情况，恐怕会有问题。下面，说明这一问题。

与盘的物理变形对应变化的跟踪目标位置d_p的变化是与盘的旋转周期同步的正弦状的周期图形。为了使控制对象位置x跟踪它，致动器控制信号cont的波形也是与盘的旋转周期同步的正弦状的周期图形。而且，当盘的物理变形变大时，致动器控制信号cont的周期波形的振幅也变大。

另一方面，因在缺陷期间致动器控制信号cont是一定值，故在缺陷出口致动器控制信号cont从上述一定值向周期波形图形迁移。因此，原理上缺陷出口的前后的致动器控制信号cont的值不一致。无缺陷期间的致动器控制信号cont的周期波形的振幅越大，该不一致越厉害。

而且，因控制对象位置x的变化相对致动器控制信号cont的灵敏度由力/电变换方框3和致动机构方框4决定，故致动器控制信号cont在缺陷出口的前后越不一致，缺陷出口的位置误差越大。

当象上述那样变大的位置误差超过控制系统302的位置控制动态范围时，会存在若是聚焦控制，则焦点偏离，若是轨道控制，则滑向相邻轨道的问题。

使用模拟分析结果具体地示出该问题。这里，以将控制系统用于CD唱机的轨道控制为例进行说明。图51是表示控制系统302进行的轨道控制的动作的图。图51示出假定CD盘的偏心量为±70μm，以1.2m/s的线速度回放盘的形成记录轨道的区域的最内圈的半径为24mm的部分时的解析结果。虽然设缺陷区的长度为3mm，但实际的CD盘的缺陷长度几乎没有超过3mm的。

图51(a)示出跟踪目标位置d_p的时间变化，相当于盘的偏心量。在本模拟计算中，表示盘的偏心量的偏心图形是振幅±70μm、周期约8Hz的正弦波。这里，为了在最坏条件下进行模拟，假定在跟踪目标的速度最大的位置、即正弦波偏心图形的过零区域的附近存在缺陷区。但是，因图51(a)只在时间轴上将向下过零附近放大后示出，故偏心图形变成斜向右下的直线状波形。

图51(b)示出残留偏差的波形，图51(c)示出致动器控制信号cont的波形，图51(d)示出缺陷检测信号DEFECT的波形。如图51(d)所示，从图51(a)所示的偏心图形过零时间附近开始缺陷期间，缺陷期间的长度约为2.5ms。此外，由图51(c)可知，在缺陷检测信号DEFECT为“H”电平的期间致动器控制信号cont一定，将紧靠缺陷入口之前的位置控制信号p_cont保持下来。在与缺陷入口对应的时刻，致动器控制信号cont有点上升，这是由于将从该时刻上溯低通滤波器100的延迟时间的时刻的致动器控制信号cont保持下来的缘故。

若按照上述第2现有技术，则如图51(b)那样，缺陷期间的残留偏差的绝对值按平方增加，缺陷区越长，其值越大。在该例中，缺陷出口的残留偏差达到0.75μm。鉴于将控制对象的位置牵引到相邻轨道的临界点是CD的半个轨道间距，所以，该残留偏差的大小会带来不稳定的缺陷补偿。

若按照该笫2现有技术，当偏心等盘的物理变形大时，即当跟踪目标位置d_p的变化大时，缺陷出口的残留偏差变大，存在可能失去控制的连续性的危险问题。

进而，说明在第2现有技术中，包含在致动器控制信号cont中的噪声成分对缺陷补偿动作的影响。一般，因位置偏差d_p_e包含比盘的旋转频率高的高频观测噪声，故作为榆入位置偏差d_p_e的相位补偿方框2的输出的相位控制信号p_cont也叠加噪声。因此，在无缺陷期间，致动器控制信号也叠加噪声。该噪声的振幅依赖叠加在位置偏差d_p_e上的噪声。

当叠加在致动器控制信号cont上的噪声是随机噪声时，几乎不影响控制对象位置x。如上所述，致动机构特性G(s)起积分器的作用，该积分器可由使用质量、弹簧和阻尼器的2阶模型表示。因此，即使输入随机噪声，因在正常状态下积分值为零，故随机噪声的影响很小。

但是，在缺陷入口处，不能保证致动机构方框4在此之前的噪声积分值为0，有可能具有直流成分。当噪声的积分值具有直流成分时，它和缺陷期间对致动器加脉冲状的扰动的情况等效。该现象可能引起致动器速度的偏差，从而增大位置偏差d_p_e。

此外，近年来，相位补偿方框2由按规定的采样频率动作的LSI(大规模集成电路)构成，其内部大多执行数字运算处理。这时，在位置控制信号p_cont上叠加包含采样频率的噪声。若该噪声榆入到致动机构方框4并被积分，则该积分值变成直流成分，而且，其长度有时会达到几倍于采样周期的长度。

为了使该问题明确化，图52示出虚拟CD轨道控制的模拟计算的结果。图52所示的曲线是以将控制系统302用于CD唱机的轨道控制为例，假定无盘偏心且缺陷区的长度为3mm，以1.2m/s的线速度重放时的分析结果。而且，作为一个例子，假定相位补偿方框2由以80KHz的采样频率工作的数字电路构成。同时，设噪声的振幅为0.4V，噪声脉冲的宽度为25μs(相当于2个采样周期)，而且该噪声脉冲加在紧靠缺陷入口之前的位置。对于分析缺陷补偿的功能来说，这种情况和把作为噪声的积分值得到的脉冲叠加在致动器控制信号cont上的情况是等效的。具体地说，该脉冲在缺陷检测信号DEFECT的上升沿之前的2个周期内、即25μs内具有0.4V的振幅。

图52(a)示出跟踪目标位置d_p，在该模拟计算中，设与其对应的盘的偏心量为零。图52(b)示出残留偏差，图52(c)示出致动器控制信号cont，图52(d)示出缺陷检测信号DEFECT的波形。如图52(d)所示，缺陷期间的长度约为2.5ms。如图52(c)所示，在缺陷检测信号DEFECT为“H”电平的期间，致动器控制信号cont保持无缺陷期间的致动器控制信号cont、即相位控制信号p_cont的值(零)。

而且，如图52(b)所示，缺陷期间的残留偏差的绝对值按平方关系增加，缺陷长度越长，其值越大。在本例中，在缺陷出口处，残留偏差为5μm左右，该值远远超过作为将控制对象的位置牵引到相邻轨道的临界点的CD的半个轨道间距0.8μm，变成不稳定的缺陷补偿。

若这样按照第2现有技术，则存在第2个问题，即因致动器控制信号cont叠加噪声而是缺陷出口处的残留偏差变大，具有失去控制连续性的危险。

发明内容

鉴于上述问题，本发明的第1目的在于维持系统的稳定性，同时降低对振动等加速度扰动的灵敏度。通过达到第1目的，可以得到一种光盘装置，能准确地进行信号的记录和重放，即使对于车载或携带的机器，在作用振动或加速度扰动的环境下，其位置偏差也不增大。

本发明的第2目的在于实现稳定的位置控制，即使偏心或面振等盘的物理变形大，或致动器控制信号有很大的噪声，在缺陷检测期间前后也不会失去控制的连续性。通过达到第2目的，可以得到重放等操作稳定的可驱动控制的光盘装置。

本发明的第1方面是使致动器的可动部的位置跟踪目标值的跟踪控制方法。扰动力定义为从作用于上述可动部的加速度扰动和上述可动部的质量的乘积减去上述目标值和上述致动器的机构特性的逆特性的乘积所得到的量。其特征在于将上述扰动力的推测值反馈到上述致动器的力/电变换特性中。

本发明的第2方面是本发明笫1方面的位置控制方法，其特征在于：将上述可动部的速度推测值反馈到上述上述致动器的力/电变换特性中。

本发明的第3方面是本发明第2方面的位置控制方法，位置偏差定义为从上述目标值减去上述位置所得到的量。对上述位置偏差进行相位补偿以求出位置控制信号，从进行了第1应对处理的上述位置控制信号中减去作为上述扰动力的推测值和第1常数的乘积的扰动力反馈量和对上述可动部的速度推测值进行规定的处理所得到的速度反馈量，再求出致动器控制信号，并将其作为上述致动器的力/电变换特性的输入。根据对上述位置偏差乘(-1)的值进行第2应对处理的结果和上述致动器控制信号，求出上述扰动力的推测值和上述可动部的速度推测值，构成将上述可动部的速度推测值的目标值设定为零的闭合回路。

本发明的第4方面是本发明第3方面的位置控制方法，在上述规定的处理中，将上述可动部的速度推测值乘以第2常数，再求出上述速度反馈量。

本发明的第5方面是本发明第2和第4方面中的任何一方面的位置控制方法，上述第1和第2应对处理中的任何一种处理与第1情况对应将各输入直接输出，并与和上述笫1情况互补的第2情况对应，除去刚刚从上述第1情况向上述笫2情况迁移前的各输入的高频成分，再输出。

本发明的第6方面是本发明第2方面的位置控制方法，位置偏差定义为从上述目标值减去上述位置所得到的量。对上述位置偏差进行相位补偿以求出位置控制信号，从进行了第1应对处理的上述位置控制信号中减去作为上述扰动力的推测值和第1常数的乘积的扰动力反馈量和对上述可动部的速度推测值进行规定的处理所得到的速度反馈量，再求出致动器控制信号，并将其作为上述致动器的力/电变换特性的输入。根据对上述位置偏差乘(-1)的值进行第2应对处理的结果和上述致动器控制信号，求出上述扰动力的推测值和上述可动部的速度推测值。构成将上述可动部的速度推测值的目标值分别与上述第1情况对应设定为零，与上述第2情况对应设定为刚刚从上述第1情况向上述第2情况迁移前的上述可动部的速度推测值的闭合回路。

本发明的第7方面是本发明第6方面的位置控制方法，上述第1和第2应对处理中的任何一种处理与第1情况对应将各输入直接输出，并与和上述第1情况互补的第2情况对应，除去刚刚从上述第1情况向上述第2情况迁移前的各输入的高频成分，再输出。

本发明的第8方面是本发明第6方面的位置控制方法，在上述规定的处理中，对上述可动部的速度推测值进行笫3应对处理，再求出上述速度反馈量。上述第3应对处理与上述第1情况对应，输出上述可动部的速度推测值和第3常数的积，并与上述第2情况对应，从上述可动部的速度推测值中减去将刚刚从上述笫1情况向上述第2情况迁移前的上述可动部的速度推测值的高频成分除去后的值，将该相减的结果乘以第4常数后再输出。

本发明的第9方面是本发明第5和第7方面中的任何一方面的位置控制方法，上述致动器用于旋转信息记录盘位置的跟踪。在上述第1应对处理中，除去上述高频成分的截止频率设定在上述信息记录媒体的旋转频率以上和上述跟踪控制开环特性的交叉频率以下。

本发明的第10方面是本发明第5、第7和第9方面中的任何一方面的位置控制方法，上述致动器用于旋转信息记录盘位置的跟踪。在上述第2应对处理中，除去上述高频成分的截止频率设定在上述信息记录媒体的旋转频率以上。

本发明的第11方面是本发明第8方面的位置控制方法，上述致动器用于旋转信息记录盘位置的跟踪。上述扰动力的推测值根据上述目标值和上述位置的差以及上述致动器的力/电变换特性的输入，利用规定的推测特性求出，在上述推测特性的极点中，在复数平面内最接近原点的最小极点设定在上述信息记录媒体的旋转频率以上。在上述第2应对处理中，除去上述高频成分的截止频率设定在上述信息记录媒体的旋转频率以上和上述最小极点以下。

本发明的第12方面是本发明第8方面的位置控制方法，上述第1应对处理在其最后阶段进而包含除去高频成分的处理。

本发明的第13方面是本发明第8方面的位置控制方法，上述第1应对处理在其最初阶段进而包含除去高频成分的处理。

本发明的第14方面是本发明第12和第13方面中的任何一方面的位置控制方法，在上述第1应对处理进而包含的除去高频成分的处理中，其截止频率设定得比上述跟踪控制采用的采样频率低。

本发明的第15方面是本发明第1至第14方面中的任何一方面的位置控制方法，上述致动器用于旋转信息记录盘位置的跟踪。上述扰动力的推测值根据上述目标值和上述位置的差以及上述致动器的力/电变换特性的输入，利用规定的推测特性求出。在上述推测特性的极点中，在复数平面内最接近原点的极点设定在上述信息记录媒体的旋转频率以上和上述跟踪控制开环特性的交叉频率以下。

附图说明

图1是表示本发明实施形态1的控制系统201的构成的方框图。

图2是平行替换先有的控制系统301具有的各功能方框的方框图。

图3是表示控制系统303的构成的方框图。

图4是表示扰动力的定义的图。

图5是表示控制系统304的构成的方框图。

图6是表示力/电变换方框3的方框图。

图7是表示力/电变换方框3和致动器机构方框4的方框图。

图8是举例示出扰动观测器6的构成的方框图。

图9是表示放大器7的构成的方框图。

图10是表示扰动力抑制回路的构成的方框图。

图11是表示将控制系统304变形后得到的控制系统的方框图。

图12是表示基于图11所示的控制系统的控制系统的方框图。

图13是控制系统202的构成的方框图

图14是举例示出放大器27的构成的方框图。

图15是举例示出放大器37的构成的方框图。

图16是表示扰动观测器6的扰动推测特性的图。

图17是表示控制系统201的开环特性的图。

图18是表示控制系统201的灵敏度特性的图。

图19是表示控制系统201的动作的图。

图20是表示控制系统201的动作的图。

图21是表示本发明实施形态2的控制系统203的构成的方框图。

图22是举例示出第1应对处理方框23的构成的方框图。

图23是举例示出第2应对处理方框28的构成的方框图。

图24是表示对控制系统203进行等效变换后的控制系统的构成的方框图。

图25是表示控制系统203的构成的方框图。

图26是表示控制系统203的效果的图。

图27是表示本发明实施形态3的控制系统205的构成的方框图。

图28是表示控制系统206的构成的方框图。

图29是表示第3应对处理方框29的构成的方框图。

图30是表示控制速度推测值x₀’^的闭合环路的构成的方框图。

图31是表示控制速度推测值x₀’^的闭合环路的构成的方框图。

图32是表示控制系统205的效果的图。

图33是表示控制系统203的效果的图。

图34是表示本发明实施形态4的控制系统207的构成的方框图。

图35是表示控制系统208的构成的方框图。

图36是表示控制系统207的开环特性的图。

图37是表示控制系统207的开环特性的图。

图38是表示控制系统207的开环特性的图。

图39是表示控制系统207的效果的图。

图40是表示控制系统207的效果的图。

图41是表示本发明实施形态4的控制系统209的构成的方框图。

图42是表示控制系统210的构成的方框图。

图43是表示第1现有技术的控制系统301的构成的方框图。

图44是表示控制系统301的开环特性的图。

图45是表示控制系统301的动作的图。

图46是表示控制系统301的灵敏度特性的图。

图47是表示控制系统301的动作的图。

图48是表示第2现有技术的控制系统302的构成的方框图。

图49是表示控制系统302的开环特性的图。

图50是表示控制系统302的灵敏度特性的图。

图51是表示控制系统302进行的轨道控制的动作的图。

图52是控制系统302的分析结果的图。

具体实施方式

C1.实施形态1

图1是实施形态1的控制系统201的构成的方框图。控制系统201可以在例如车载或携带用光盘装置中用于进行光点聚焦控制或轨道跟踪控制的位置控制系统。

控制系统201通过在图43所示的控制系统301的基础上增设包括扰动观测器6、放大器7、16和减法器8的反馈回路的后述的扰动抑制环路来构成。

下面，首先说明对将先有的控制系统301等效变换后的构成增设扰动抑制环路的考虑，然后，进一步说明进行等效变换后得到控制系统201的过程。

图2是保留先有的控制系统301具有的各功能方框间的联系，只平行替换配置地点的方框图。作为输入到力/电变换器方框3的致动器控制信号cont，输入从相位补偿方框2输出的位置控制信号p_cont。

图3是表示对图2所示的控制系统进行等效变换后的控制系统303的构成的方框图。简言之，所进行的等效变换是致动机构方框4输入侧的运算采用在图2的致动机构方框4的输出侧的运算中采用的跟踪目标位置d_p。结果，加法器5输入新定义的扰动力Di以取代加速度扰动力z_acc。而且，致动机构方框4输入外力z11。

图4是表示扰动力Di的定义的方框图。扰动力Di定义为从作为作用于致动器的可动部的加速度Di_acc和可动部的质量m的乘积的加速度扰动力z_acc减去作为跟踪目标位置d_p和致动机构特性G(s)的逆特性、即1/G(s)的乘积得到的位置扰动力z3的值。

即，在控制系统303中，与盘的物理变形对应变化的跟踪目标位置d_p也和加速度扰动Di_acc一起被当做扰动捕捉。这样，与将跟踪目标位置d_p当做扰动捕捉对应，使控制系统303的跟踪目标的值重新归零。这样一来，权且将新导入的控制对象的位置称作零跟踪位置x₀，将该跟踪目标称作零跟踪目标位置d_p₀。零跟踪目标位置d_p₀的值为零。

如图3所示，加法器5使位置控制力z2和扰动力Di相加，并输出外力z11。而且，利用致动机构方框4将外力z11变换成零跟踪位置x₀。

若用数学式表示扰动力Di，则可以定义如下。

【式1】

$\mathrm{Di}=m\·\mathrm{Di}\_\mathrm{acc}-\frac{d-p}{G\left(s\right)}...\left(1\right)$

零跟踪位置x₀和将位置偏差d_p_e的符号改变后的值相等，可由下式表示。

【式2】

               x₀＝-d_p_e＝-d_p+x    …(2)

如上所述，位置偏差d_p_e是可观测的值，因此，零跟踪位置x₀也变成可观测的值。即，通过导入扰动的概念并将跟踪目标位置d_p作为扰动捕捉，可以假定控制系统303跟踪零跟踪目标位置d_p₀，而且将可观测的零跟踪位置x₀作为控制对象。在该系统中，因作为系统操作量的致动器控制信号cont(在图2和图3终与位置控制信号相等)和作为一个控制对象的状态量的零跟踪位置x₀都是可观测的量，故可以构成将扰动Di作为一个状态量定义的广义的扰动观测系统。

图5是表示对控制系统303附加了包含扰动观测系统6的扰动抑制环路的控制系统304的构成的方框图。在控制系统304中，力/电变换方框73输入致动器控制信号cont，而不是相位补偿方框2输出的位置控制信号p_cont。这里，致动器控制信号cont是从位置控制信号p_cont减去放大器7的输出的值，该减法运算由减法器8进行。

扰动观测系统6根据零跟踪位置x₀和致动器控制信号p_cont输出扰动推测值Di^和速度推测值x₀’^。符号“^”表示用其左侧记载的符号表示的量是推测值。而且，放大器7使扰动推测值Di^和速度推测值x₀’^分别乘规定的系数并使两者求和后再输出。

因利用扰动推测值Di^可以估算作用于控制系统304上的扰动Di，故通过使扰动推测值Di^反馈到力/电变换特性H(s)中，可以抑制扰动Di的影响。如式(1)所示，扰动Di不仅包括加速度扰动Di_acc，还包括跟踪目标位置d_p的信息。因此，即使存在盘的物理变形，通过抑制扰动Di的影响，也可以降低作为扰动加给致动器的加速度的灵敏度。

控制对象位置x的时间微分x’和零跟踪位置x₀的时间微分x₀’只不过是目标值不同，两者采用同等的值。以后，将控制对象位置x的时间微分x’和零跟踪位置x₀的时间微分x₀’统称作“速度x₀’”。

其次，详细说明各功能方框。表示上述相位补偿方框2的特性的相位补偿特性F(s)例如可由下式表示。

【式3】

             F(s)＝F₁(s)F₂(s)G_F       …(3)

【式4】

$F_1\left(s\right)=\frac{T_{1}s+1}{T_{2}s+1}...\left(4\right)$

【式5】

$F_2\left(s\right)=\frac{T_{3}s+1}{T_{4}s+1}...\left(5\right)$

这里，F1(s)表示控制系统304的使比交叉频率低的频带内的部分增益增加的低频补偿特性，F2(s)表示使交叉频率附近的相位超前来确保相位裕度的稳定补偿特性，G_F表示增益。此外，若设低频补偿开始频率为f1，低频补偿结束频率为f2，稳定补偿开始频率为f3，稳定补偿结束频率为f4，则T1～T4

【式6】

$T_1=\frac{1}{2f_1\mathrm{\π}}...\left(6\right)$

【式7】

$T_2=\frac{1}{2f_2\mathrm{\π}}...\left(7\right)$

【式8】

$T_3=\frac{1}{2f_3\mathrm{\π}}...\left(8\right)$

【式9】

$T_4=\frac{1}{2f_4\mathrm{\π}}...\left(9\right)$

此外，表示上述力/电变换方框3的特性的力/电变换特性H(s)例如可由下式表示。

【式10】

$H\left(s\right)=\frac{\mathrm{Gd}\·\mathrm{K\τ}}{R+\mathrm{Ls}}...\left(10\right)$

这里，R是光检测头的致动器磁路中的致动器驱动线圈的电阻值，L是致动器驱动线圈的电感，K_τ是致动器磁路的电流—力变换系数，Gd是致动器磁路中的驱动器放大倍数。即，在力/电变换方框3中，致动器控制信号cont乘以系数Gd·K_τ/(R+L_s)，得到位置控制力z2。

若按照式(10)，则力/电变换方框3可由图6所示的方框图表示。具体地说，力/电变换方框3可由表示致动器磁路中的驱动器放大倍数Gd的功能方框3A、表示相同致动器磁路的电感特性的功能方框3B和表示相同致动器磁路的电流—力变换系数K_τ的功能方框3C表示。而且，在功能方框3A中，将致动器控制信号cont放大Gd倍，功能方框3B使功能方框3A的输出放大1/(R+L_s)倍，功能方框3C使功能方框3B的输出放大K_τ倍，得位置控制力z2。当致动器驱动线圈的电感可以忽略时，表示力/电变换特性H(s)的公式也可以采用下式

【式11】

$H\left(s\right)=\frac{\mathrm{Gd}\·\mathrm{K\τ}}{R}...\left(11\right)$

以后，为了简单起见，只说明采用式(11)作为力/电变换特性H(s)2的控制系统。

表示致动机构方框4的特性的致动机构特性G(s)表示加在致动器上力和致动器的位置的关系。若使用质量、弹簧和阻尼器来典型地表示作为控制对象的致动器，并导入控制对象的质量m、弹性系数k、黏性系数c，则致动机构特性G(s)可由下式表示。

【式12】

$G\left(s\right)=\frac{1}{{\mathrm{ms}}^2+\mathrm{cs}+k}...\left(12\right)$

图7是使用上述式(11)和式(12)表示图5所示的力/电变换方框3和致动机构方框4的方框图。致动机构方框4可由减法器4A、表示控制对象的质量m的倒数的功能方框4B、积分器4C、4D、表示黏性系数c的功能方框4E和表示弹性系数k的功能方框4F表示。

在力/电变换方框3中，将输入的致动器控制信号cont放大Gd·K_τ倍，得到位置控制力z2。加法器5使位置控制力z2和扰动力Di相加，得到外力z11。减法器4A从外力z11减去将零跟踪位置x₀放大K倍后的值和将速度x₀’放大C倍后的值。减法器4A的输出放大1/m倍后输入积分器4C。积分器4C对输入的值进行积分，得到速度x₀’，积分器4D对速度x₀’进行积分，得到零跟踪位置x₀。

若使用状态方程式来表示图7所示的系统，则表示如下。

【式13】

$X=\left(\begin{array}{c}{x_0}^{\′}\\ x_0\\ \mathrm{Di}\end{array}\right)$ (状态量)     …(13)

【式14】

$\frac{d}{\mathrm{dt}}X=\mathrm{AX}+\mathrm{Bu}$ (状态方程式)    …(14)

【式15】

            y＝CX       (输出方程式)…(15)

这里，矢量A～C、U可由下式表示。

【式16】

$A=\left(\begin{array}{ccc}-\frac{c}{m}& -\frac{k}{m}& \frac{1}{m}\\ 1& 0& 0\\ 0& 0& 0\end{array}\right)...\left(16\right)$

【式17】

$B=\left(\begin{array}{c}\frac{\mathrm{Gd}\·\mathrm{K\τ}}{\mathrm{mR}}\\ 0\\ 0\end{array}\right)...\left(17\right)$

【式18】

            u＝cont                 …(18)

【式19】

            C＝[0 1 0]              …(19)

可以认为：行列式B是列矢量，行列式C是行矢量，行列式U是标量(状控制信号)。

扰动观测器6的功能由下式定义。再有，作为零跟踪位置x₀的推测值，导入位置推测值x₀^。

【式20】

$X^{^}=\left(\begin{array}{c}{x_0}^{\′^}\\ {x_0}^{^}\\ D{i}^{^}\end{array}\right)$ (状态量)  ...(20)

【式21】

$\frac{d}{\mathrm{dt}}{X}^{^}=(A-\mathrm{KC})X^{^}+\mathrm{Ky}+\mathrm{Bu}...\left(21\right)$

(状态方程式)

这里，反馈增益矢量K可由下式表示。

【式22】

$K=$ $\left(\begin{array}{c}k1\\ k2\\ k3\end{array}\right)...\left(22\right)$

图8是举例示出由上述式(20)～式(22)定义的扰动观测器6的构成的方框图。扰动观测器6具有乘Gd’·K’/R’的功能方框6A、加法减法器6B、6D、6F、6J、乘质量M’的倒数的功能方框6C、积分器6E、6G、6N、乘弹性系数k’的功能方框6I和乘黏性系数c’的功能方框6K～6M，由它们来实现规定的推测特性。

这里，值m’、k’、c’、Gd’·K_τ’/R’由致动器产品的规格决定(它们使用的符号“’”不是时间微分的意思)，与实际使用的致动器的值m、k、c、Gd·K_τ/R对应。关于反馈增益矢量的要素k1～k3的决定将在后面叙述。

在功能方框6A中，将输入的致动器控制信号cont放大Gd’·K_τ’/R’倍，再输出到加法减法器6B中(与力/电变换方框3对应)。而且，在加法减法器6B中，使功能方框6A的输出和扰动力推测值Di^相加，从该相加的结果中减去在功能方框6I中将位置推测值x₀^放大k’倍后的值和在功能方框6H中将加法器6F的输出放大c’倍后的值(与减法器4A对应)。加法减法器6B的输出在功能方框6C中放大1/m’倍后(与功能方框4B对应)，在加法器6D中，与将减法器6J的输出放大k1倍的值相加。积分器6E对加法器6D的输出进行积分，得到速度推测值x₀’^(与积分器4D对应)。这里得到的速度推测值x₀’^向放大器7输出。

加法器6F使速度推测值x₀’^和将减法器6J的输出放大k2倍后的值相加。积分器6G对加法器6F的输出进行积分，得到位置推测值x₀^。减法器6J从零跟踪位置x₀中减去位置推测值x₀^。积分器6N对将减法器6J的输出放大k3倍后的值进行积分，得到扰动推测值Di^。而且，该扰动推测值Di^向放大器7输出。

通过根据图8所示的方框图，利用电路或数字运算手段来实现由式(20)～式(22)定义的扰动观测器6，可以推测扰动Di和致动器的速度x₀’。

图9是表示放大器7的构成的方框图。放大器7具有放大器7A、7B、7D和加法器7C。利用加法器7C使由放大器7A放大了α倍的扰动推测值Di^和由放大器7B放大了β倍的速度推测值x₀’^相加。利用放大器7D使加法器7C的输出放大R’/(Gd’·K_τ’)倍后再输出给减法器8。这里，表示放大器7D的特性的R’/(Gd’·K_τ’)是模拟地表示力/电变换方框3的功能方框6A的逆特性。此外，α、β设定为正数，如后面所述那样，为了防止起振，α的值应设定在1以下。

图10是表示扰动力抑制环路的构成的方框图，扰动抑制环路是从控制系统304中将设有相位补偿方框2的路径去掉后剩下的部分。换言之，扰动抑制环路是相位补偿方框2的输出为零时的控制系统304。因此，减法器8的功能可以由使放大器7的输出乘以系数(-1)的放大器17来体现。

使图5所示的控制系统304变形后得到图11所示的控制系统。在该控制系统中，输出将零跟踪目标位置d_p₀作为跟踪目标的零跟踪位置x₀。

进而，根据式(2)，将位置偏差d_p_e乘以(-1)，对图11所示的控制系统求输入到扰动观测器6的零跟踪位置x₀。图12是表示进行该变形后得到的控制系统的方框图，系数(-1)的乘法运算可以是放大器16的功能。

进而，通过对图12所示的控制系统进行和从图2到图3的变形相反的变形，可以得到图1所示的控制系统201。因此，控制系统201和控制系统304一样，发挥了扰动抑制环路的作用。这样一来，当使实际的控制对象的控制对象位置x跟踪目标位置d_p时，通过将扰动Di^放大-αR’/K_τ’倍，将速度推测值x₀’^放大-βR’/K_τ’倍，并使它们都反馈到致动器的力/电变换特性H(s)中，可以使作为扰动而加给致动器的加速度的影响的灵敏度降低，从而维持系统的稳定性。

其次，重新详细说明控制系统201。控制系统201进行使作为致动器的可动部的位置的控制对象位置x跟踪跟踪目标位置d_p的控制。作为从跟踪跟踪目标位置d_p减去控制对象位置x的值的位置偏差d_p_e如上所述，相当于将零跟踪位置x₀的符号改变后的值(即乘以系数(-1)之后得到的值)，控制环路使该值始终收敛在零的附近。

跟踪目标位置d_p与光盘的记录轨道对应，并与盘的物理变形对应变化。而且，若控制系统201是例如进行聚焦控制的控制系统，则位置偏差d_p_e就是所谓‘聚焦误差信号’。此外，若图1所示的控制系统是例如进行轨道控制的控制系统，则位置偏差d_p_e就是所谓‘轨道误差信号’。

相位补偿方框2输入位置偏差d_p_e，对其进行由式(2)～(5)表示的低频补偿和稳定补偿后，输出位置控制信号p_cont。

力/电变换方框3输入致动器控制信号cont，对其进行由式(10)表示的变换后，输出位置控制力z2。

致动机构方框4输入外力z1，对其进行由式(11)表示的变换后，输出控制对象位置x。

为了以加速度扰动Di_acc为基础去表现作为扰动加在控制对象上的加速度扰动力z_acc，典型地示出乘以控制对象的质量m的功能方框9。此外，还典型地示出加法器5，该加法器5能得到作为位置控制力z2和加速度扰动力z_acc的合力而加给控制对象的外力z1。此外，在用于光盘装置的实际的位置控制系统中，没有分别直接检测控制对象位置x和跟踪目标位置d_p的手段，通过对利用具有光检测头的光学装置检测出的信号进行电路运算，只能得到作为电信号的位置偏差d_p_e。因此，从跟踪目标位置d_p减去控制对象位置x得到位置偏差d_p_e的减法器1也是典型的减法器。

扰动力的推测值Di^和速度推测值x₀’^可以利用扰动观测器6得到，它们经由放大器7和减法器8反馈到力/电变换方框3中。减法器8从位置控制信号p_cont中减去放大器7输出的反馈量，再输出致动器控制信号cont。为了求出扰动力的推测值Di^和速度x₀’的推测值x₀’^，扰动观测器6分别从放大器16和减法器8输入零跟踪位置x₀和致动器控制信号cont。

在图9中，举例示出了放大器7由放大器7A、7B、7D和加法器7C构成的情况。但是，也可以使扰动力的推测值Di^乘以系数α·R’/(Gd’·K_τ’)，使速度推测值x₀’^乘以系数β·R’/(Gd’·K_τ’)，再从位置控制信号p_cont中减去这两者来求出致动器控制信号cont。图13是表示进行该变形后得到的控制系统202的构成的方框图。采用使扰动力的推测值Di^乘以系数Ga(＝α·R’/(Gd’·K_τ’))再输出扰动反馈量的放大器27和使速度推测值x₀’^乘以系数Gb(＝β·R’/(Gd’·K_τ’))再输出速度反馈量的放大器37区代替放大器7。此外，设置减法器81以代替减法器8，从位置控制信号p_cont减去扰动反馈量和速度反馈量，再输出致动器控制信号cont。

图14和图15是分别举例示出放大器27、37的构成的方框图。如图14所示，放大器27具有放大器27A、27B。利用放大器27A放大了α倍的扰动推测值Di^在放大器27B中被放大R’/(Gd’·K_τ’)倍，再输出给减法器81。此外，如图15所示，放大器37具有放大器37A、37B。利用放大器37A放大了β倍的速度推测值x₀’^在放大器37B中被放大R’/(Gd’·K_τ’)倍，再输出给减法器81。

其次，说明扰动观测器6的最佳形态。在式(21)中，若状态量X^的系数行列式(A-KC)的固有值稳定，则零跟踪位置x₀和速度x₀’收敛，使推测值和实际值一致。例如，决定反馈增益矢量K，使上述固有值变成一个极点。

在本实施形态中，因扰动观测器6具有积分器6E、6G、6N，故其极点(称作扰动观测器的推测特性的极点)有3个。设它们分别是λ1、λ2、λ3。通过该极点在复数平面上的配置，可以决定扰动观测器6的推测特性。再有，在本说明书中，在扰动观测器6的多个极点中，设复数平面上最接近原点的极点(以下称作“最小极点”)为λ1，将用频率表示的λ1定义为扰动观测器6的推测频带fovs。

扰动观测器6的极点λ1～λ3和反馈增益K1～K3的关系如下式所示。

【式23】

$\left.\begin{array}{c}k1=\mathrm{\λ}1\·\mathrm{\λ}2+\mathrm{\λ}2\·\mathrm{\λ}3+\mathrm{\λ}3\·\mathrm{\λ}1-\frac{k^{\′}+c^{\′}\·k2}{m^{\′}}\\ k2=-(\mathrm{\λ}1+\mathrm{\λ}2+\mathrm{\λ}3+\frac{c^{\′}}{m^{\′}})\\ k3=-m^{\′}\·\mathrm{\λ}1\·\mathrm{\λ}2\·\mathrm{\λ}3\end{array}\right\}...\left(23\right)$

图16是表示当扰动观测器6的极点是三个重根且其值是900Hz时的扰动观测器6扰动推测特性的图。图16(a)的纵轴表示扰动力推测值Di^的大小相对扰动力Di的比值，图16(b)的纵轴表示扰动力推测值Di^的相位和扰动力Di的相位的差。由图16(a)可知，降低0dB到3dB的频率大约是300Hz，扰动观测器6的推测频带fovs大约是300Hz。

因扰动力Di由式(1)定义，故包含跟踪目标位置d_p的信息。而且，通过反馈扰动力推测值Di^，使控制系统201的开环特性(下面，只要不特别指明，就是指使位置x跟踪跟踪目标位置d_p的控制系统的开环特性，但是，因引入扰动Di的等效变换象图2和图3所示那样改变不改变开环特性，故和使零跟踪位置x₀跟踪零跟踪目标位置d_p₀的控制系统的开环特性一样)中的增益特性在推测频带fovs以下得以提高。因此，为了减小残留偏差，希望展宽推测频带fovs。所以，下面，讨论推测频带fovs的最佳范围。

扰动观测器6具有检测扰动力Di的传感器的功能，扰动力抑制环路(参照图10)具有抑制推测频带fovs以下的扰动力Di的功能。因此，扰动观测器6的推测频带fovs最好至少设定在想要抑制的扰动力Di的频带以上。扰动力Di具有跟踪目位置d_p的信息，为了抵消盘的物理变形的影响，有必要象能推测盘的物理变形那样来设定推测频带fovs。光盘的物理变形表现为以盘的旋转频率作为基本频率的周期函数。因此，推测频带fovs最好至少设定在比盘的旋转频率高的频率上。

但是，若将推测频带fovs设定得比控制系统201的开环特性的交叉频率还高，则会使交叉频率提高。

因此，若设想要发挥扰动抑制效果的频率为fa，控制系统201的开环特性的交叉频率为fb，则希望满足式(24)。例如，频率fa、fb可分别选择为30Hz和1KHz。

【式24】

         fa≤fovs≤fb    …(24)

根据推测频带fovs的定义，将扰动观测器6的最小极点λ1设定在频率fa和交叉频率fb之间。

其次，讨论反馈增益α、β。因反馈增益α决定扰动力推测值Di^的反馈量，故为了提高扰动观测器6的扰动抑制效果，反馈增益α应取尽可能大的值。但是，如上所述，扰动力推测值Di^乘以α·R’/(Gd’·K_τ’)倍后反馈到力/电变换特性H(s)中。而且，力/电变换特性H(s)由式(11)表示，所以，反馈增益α最好设定在1以下。

此外，反馈增益β决定速度推测值x₀’^的反馈量。速度推测值x₀’^反馈量如后述那样，将对控制系统的稳定性产生影响。

图17是表示控制系统201的开环特性的图。这里，假定控制系统201用于CD唱机的轨道控制，并象下式那样设定各个值。

【式25】

$\left.\begin{array}{c}{f}_1=8\left(\mathrm{Hz}\right)\\ f_2=80\left(\mathrm{Hz}\right)\\ f_3=400\left(\mathrm{Hz}\right)\\ f_4=2500\left(\mathrm{Hz}\right)\\ G=4500000\left(\mathrm{Hz}\right)\\ R=R^{\′}=6\left(\mathrm{\Ω}\right)\\ K_{\mathrm{\τ}}={K_{\mathrm{\τ}}}^{\′}=0.0778(N/A)\\ \mathrm{Gd}={\mathrm{Gd}}^{\′}=4.8\\ m=m^{\′}=0.379e-3\left(\mathrm{Kg}\right)\\ c=c^{\′}=0.0233(\mathrm{Kg}/s)\\ k=k^{\′}=22.8(\mathrm{Kg}/s^2)\\ \mathrm{\λ}1=\mathrm{\λ}2=\mathrm{\λ}3=900\left(\mathrm{Hz}\right)\end{array}\right\}...\left(25\right)$

图17(a)表示增益特性，图17(b)表示相位特性。图18是表示控制系统201的灵敏度特性的图，图18(a)、(C)分别示出增益特性和相位特性。图18(b)是图18(a)的局部放大图。在这些图中，粗的曲线表示α＝0、β＝0的情况，是不反馈扰动力推测值Di^和速度推测值x₀’^时的曲线。这时，和先有的控制系统301一样，和没有扰动抑制环路的情况等效，致动器控制信号cont和位置控制信号p_cont一致。

首先，考察当反馈量β为零时对反馈量α的影响。若使反馈量α增大，开环特性中的低频增益增大(图17(a))，灵敏度特性下降(图18(a))，能够抑制位置偏差d_p_e。如图18(a)所示，通过将反馈量α提高到0.95，与反馈量α为0的情况比较，在扰动观测器6的推测频带fovs以下、即该例中的比300Hz低的频带内，可以使系统对外界扰动不敏感。由此，通过反馈扰动力推测值Di^，即使对于盘的物理变形大的盘，也可以当做盘的物理变形小的盘来对待。

但是，因在β＝0的情况下交叉频率处在的相位裕度减小，故有可能使跟踪控制产生振动(图17(b))。此外，若在β＝0的情况下增加反馈量α，则存在交叉频率处的灵敏度增加的不利因素(图18(B))。因此，通过增大反馈量β区补偿相位裕度。在图17(b)所示的曲线中，当α＝0.95，β＝2时，可以使相位裕度恢复到不反馈扰动力推测值Di^和速度推测值x₀’^时的值。而且，将β设定为2左右，虽然交叉要上升一点，但在推测频带fovs以下，增益的减小不是很大。此外，如图18(b)所示，通过增加β，不仅能提高交叉频率附近的扰动刚性，还能改善低频段的灵敏度特性。而且，将β设定为2左右，虽然在低频段灵敏度特性要上升一点，但其上升量并不太大。

因此，在以下的例子中，例如，作为反馈量α、β的典型值，分别设定为0.95和2。

图19是表示将控制系统201用于轨道控制时的动作的图。这里，假定加速度扰动Diacc为零的情况。图19(a)示出跟踪目标位置的变化情况，相当于光盘的偏心量。

如图19(a)所示，跟踪目标位置d_p以CD唱机的最大旋转频率附近的8Hz变化，其振幅是标准临界值的140μmpp。即，图19(a)示出CD唱机在最差的条件下工作时的跟踪目标位置d_p的值。

图19(b)示出跟踪目标位置d_p象图19(a)那样变化时的位置偏差d_p_e的变化情况，并示出控制系统201的残留偏差。如图19(b)  所示，即使CD唱机在最差的条件下工作，也可以将残留偏差抑制到0.02μmpp左右。与不反馈扰动力推测值Di^和速度推测值x₀’^的先有的控制系统301的结果(图45)比较，残留偏差减小了。这表示对盘物理变形的跟踪性能提高了。

图20是表示施加加速度扰动Di_acc时的控制系统201的动作的图。图20(a)示出加速度扰动Di_acc，图20(b)示出施加图20(a)所示的加速度扰动Di_acc时的残留偏差。再有，图20所示的动作是跟踪目标位置d_p为零时的例子。

如图20(a)所示，即使将频率为30Hz、振幅为5Gpp的加速度扰动Di_acc加给先有的控制系统，也可以象图20(b)所示那样，将残留偏差抑制到0.2μmpp。

如上所述，若按照本实施形态的控制系统201，比先有的控制系统301更能正常地进行记录或重放。

C2.实施形态2.

在实施形态2中提出一种控制系统，可以解决作为第2现有技术中的第一个问题的当盘的物理变形大时缺陷出口处的残留偏差变大的问题。

图21是表示本发明实施形态2的控制系统203的构成的方框图。控制系统203可以采用固定用、车载用或携带用的光盘装置中的进行光点的聚焦控制或轨道控制的位置控制系统。

控制系统203的构成基本上是在图48所示的控制系统302的基础上，用第1应对处理方框23去代替处理方框103并增加反馈部400。详细地说，因考虑到基于加给控制对象的加速度扰动Di_acc的加速度扰动力z_acc，故典型地示出加法器5。此外，还典型地示出使加速度扰动Di_acc乘以控制对象的质量m的乘法器9。

反馈部400具有第2应对处理方框28和在实施形态1中已使用图13说明过的控制系统202使用的扰动观测器6、放大器16、27、37及减法器81。

和控制系统202一样，放大器16使减法器1的输出乘以(-1)，再输出零跟踪位置x₀。而且，放大器27使从扰动观测器6得到的扰动力推测值Di^乘以系数Ga(＝α·R’/(Gd’·K_τ’))，放大器37使从扰动观测器6得到的速度推测值x₀’^乘以系数Gb(＝β·R’/(Gd’·K_τ’))，再分别向减法器81输出。

但是，本实施形态的特征在于：在减法器81中，放大器27、37的输出被减去的对象不是位置控制信号p_cont，而是第1应对处理方框23的输出。此外，虽然扰动观测器6的一个输入是致动器控制信号cont，但另一个输入不是零跟踪位置x₀，而是第2应对处理方框28的输出。即，在控制系统203中，扰动观测器6在图8所示的构成中，减法器6J变成从第2应对处理方框28的输出减去位置推测值x₀’^。

图22和图23是分别举例示出第1应对处理方框23和第2应对处理方框28的构成的方框图。如图22所示，第1应对处理方框23具有低通滤波器23a、采样保持电路23b和选择电路23c。此外，如图23所示，第2应对处理方框28具有低通滤波器28a、采样保持电路28b和选择电路28c。第1应对处理方框23和第2应对处理方框28的构成和动作与先有的控制系统302的处理方框103对构成和动作一样。第1应对处理方框23和第2应对处理方框28都具有这样的功能，即，与第1情况对应，直接输出其输入，与和第1情况互补的第2情况对应，除去刚刚在从第1情况迁移到第2情况之前输入的高频成分后再输出。

但是，第1应对处理方框23输入位置控制信号p_cont，如上所述，第1应对处理方框23的输出送给减法器81。第2应对处理方框28输入把位置偏差d_p_e的符号改变后的值，即零跟踪位置x₀，如上所述，第2应对处理方框28的输出输入给扰动观测器6。基于这一观点的低通滤波器23a、28a的最佳截止频率将在后面叙述。

第1应对处理方框23在无缺陷区直接输出位置控制信号p_cont。在缺陷区输出刚好在缺陷入口之前的位置控制信号p_cont的低频成分。第2应对处理方框28在无缺陷区直接输出零跟踪位置x₀。在缺陷区输出刚好在缺陷入口之前的零跟踪位置x₀的低频成分。

为了使低通滤波器23a、28a对输入信号产生延迟，选择电路23c、28c的动作不在缺陷检测信号DEFET的上升沿对缺陷期间中的位置控制信号p_cont的低频成分或零跟踪位置x₀的低频成分进行采样。

由以上可知，控制系统203在无缺陷区和控制系统202的动作一样，因此，能得到实施形态1所示的效果。

对于扰动观测器6的推测频带fovs也可以和实施形态1同样设定。作为包含跟踪目标位置d_p的信息的扰动力Di的推测值的推测值Di^经放大器27、减法器8反馈到力/电变换方框3的输入。由此，在盘旋转频率以下，可以压低跟踪目标位置d_p，从而使残留偏差降低。这意味着提高了推测频带fovs的增益特性。因此，为了通过经减法器1将零跟踪位置x₀反馈到相位补偿方框2的输入来降低残留偏差，希望使推测频带fovs的带宽展宽。

但是，象在实施形态1中所述那样，当推测频带fovs设定得比采用扰动观测器6的控制系统203的开环特性的交叉频率还高时，就会使该交叉频率增加。

因此，希望采用盘的旋转频率作为欲发挥扰动抑制效果的频率fa，并采用控制系统203的开环特性的交叉频率fb作为交叉频率fb，来使式(24)成立。更具体一点说，最好将扰动观测器6的最小极点λ1设在盘的旋转频率fa和交叉频率fb之间。但是，这里所说的开环特性是指无缺陷期间的开环特性。

为了说明控制系统203的动作，通过进行等效变换来改变方框图。首先，导入扰动力Di，使控制对象变成零跟踪位置x₀。因此，跟踪目标变成零跟踪目标位置d_p₀(图24)。进而，鉴于放大器16的功能和式(2)，省略放大器16，零跟踪位置x₀直接输入第2应对处理方框28。这样得到的控制系统204的构成和控制系统203的构成等效(图25)。象在实施形态1中所述的那样，通过导入扰动力并将跟踪目标位置d_p作为扰动来捕捉，控制系统204便把可观测的零跟踪位置x₀作为其控制对象。

在缺陷区中，位置偏差d_p_e成为伪信号。因此，位置控制信号p_cont和零跟踪位置x₀也变成伪信号。因此，在缺陷补偿中，若到达缺陷区，不进行基于位置偏差d_p_e的控制，若到达无缺陷区，一边及时保持控制的连续性，一边请求执行进入正常控制的动作。而且，为了在这样的缺陷出口处得到进入进行稳定连续的控制的动作，有必要不在位置偏差d_p_e的基础上进行控制，以便即使在缺陷期间也对盘的物理变形进行跟踪。

在本实施形态中，在缺陷期间一边参照刚好在缺陷入口之前的零跟踪位置x₀，一边反馈扰动力推测值di^。由式(1)可知，在不作用加速度扰动Di_acc的环境下，例如，在固定式光盘装置中，扰动力Di是用力的因次去表现盘的物理变形。换言之，扰动力Di是一种使致动器跟踪盘的物理变形从而使位置偏差为零的力。因此，通过得到扰动力推测值di^，即使在缺陷期间，也能对盘的物理变形进行控制。

进而，为了根据致动器控制信号cont和位置偏差d_p_e推测扰动力推测值di^和速度推测值x₀’^，扰动观测器6通常由多个积分器构成(图8)。而且，该积分器的功能对过去的经历、具体地说即过去的状态量进行累加。在缺陷区即使不使用位置偏差d_p_e，也能分别利用第1应对处理方框23得到刚好在缺陷入口之前的位置控制信号p_cont的低频成分，利用第2应对处理方框28得到刚好在缺陷入口之前的零跟踪位置x₀的低频成分。

因此，扰动观测器6可以根据上述经历和刚好在缺陷入口之前的零跟踪位置x₀和致动器控制信号cont进行内插，基本正确地推测缺陷期间的扰动力推测值di^和速度推测值x₀’^。

这样一来，在本实施形态的控制系统203中，因即使在缺陷期间，也能利用扰动观测器6基本正确地推测扰动力di，故通过反馈作为扰动力Di的推测值的扰动力推测值Di^，可以比上述第2现有技术更能在缺陷期间减小盘的物理变形的影响。因次，即使在缺陷期间，也能使控制对象位置跟踪跟踪目标位置d_p。结果，可以减小缺陷出口处的残留偏差，能够维持位置控制的连续性。

此外，如在实施形态1中所述那样，因除扰动力推测值Di^之外，还反馈作为控制对象的速度的推测值的速度推测只x₀’^，故能确保控制系统203、204的稳定性。

其次，讨论第1应对处理方框23的低通滤波器23a和第2应对处理方框28的低通滤波器28a的截止频率的最佳范围。如上所述，盘的物理变形可以由以盘的旋转频率作为其基本频率的周期函数来表现，所以，跟踪目标位置d_p包含盘的旋转频率成分。因此，位置偏差d_p_e或位置控制信号p_cont也包含盘的旋转频率成分，因它们是控制所必需的频率成分，故截止频率最好高于盘的旋转频率。特别是低通滤波器28a，其截止频率最好设定成能抑制在由减法器1得到位置偏差d_p_e时所附加的高频噪声。

在分别包括具有这样的截止频率的低通滤波器23a、28a的第1应对处理方框23和第2应对处理方框28中，能够除去重叠在位置控制信号p_cont或位置偏差d_p_e上的高频噪声，能实现无高频噪声影响的跟踪控制。

再有，因低通滤波器23a输入已利用相位补偿方框2在几百乃至几千Hz的频带内进行了相位补偿的位置控制信号p_cont，故希望将在该频带内放大了的噪声抑制悼。因此，最好使该截止频率设定在控制系统203的开环特性的交叉频率以下。综上所述，低通滤波器23a的截止频率最好设定在高于盘的旋转频率而低于控制系统203的开环特性的交叉频率的范围内。

图26是表示模拟控制系统203的效果的图。图26(a)示出跟踪目标位置d_p的变化情况，这时，设扰动加速度Di_acc为零，相当于盘的偏心量。图26(b)示出残留偏差d_p_e，图26(c)示出致动器控制信号cont，图26(d)示出扰动力推测值Di^。

在本模拟中，设控制系统203的开环特性的交叉频率为1KHz，扰动观测器6的推测频带为300Hz，低通滤波器23a、28a的截止频率为80Hz。其它条件和在第2现有技术中已说明的得到了图51的曲线模拟计算相同。因此，图26(a)、(d)的曲线和图51(a)、(d)的曲线相同。此外，在图26(b)、(C)的曲线上，再用虚线描出了图51(b)、(c)的曲线。但是，图26(c)的曲线与图51(c)的曲线相比，其纵轴的范围缩小了。

如图26所示，在控制系统203中，缺陷期间的残留偏差不变。缺陷出口的残留偏差与第2现有技术的控制系统203相比非常小，大约可抑制为零。因此，即使从缺陷区向无缺陷区迁移，也能保持控制的连续性。

当然，上述效果不仅是轨道控制，对于聚焦控制也同样可以得到。此外，在图21的反馈部400中，作为使扰动力推测值Di^和速度推测值x₀’^反馈的构成，可以采用放大器27、37和减法器81，但也可以采用在图1所示的控制系统201中已采用的放大器7(参照图9)和减法器8。进而，也可以使用微机或DSP等数字运算器件，通过数字运算来实现除去减法器81的反馈部400。

C3.实施形态3

在本实施形态及后述的实施形态4中，提出了一种控制系统，用来解决第2现有技术中的第2个问题，即因包含在致动器控制信号cont中的噪声引起的缺陷出口处的残留偏差大的问题。

如上所述，上述问题原因是缺陷入口处的噪声成分是脉冲状的扰动，致动器具有不稳定的速度。因次，通过即使在缺陷区中也控制速度，可以解决上述问题。

因扰动观测器6输出速度推测值x₀’^，故可以构成闭合回路，以便在缺陷期间进行控制，使速度推测值x₀’^保持在刚好在缺陷入口之前的值的低频成分上。因此，可以控制缺陷区的致动器的速度x₀’，可以使在缺陷入口处因噪声的影响而产生的变动的速度x₀’返回不受噪声影响的值。结果，可以抑制缺陷出口处的位置偏差d_p_e，实现稳定的缺陷补偿。

图27是表示实施形态3的控制系统205的构成的图。控制系统205可以采用例如固定用、车载用或携带用的光盘装置中的进行光点的聚焦控制或轨道控制的位置控制系统。控制系统205基本上是在实施形态2中已说明过的控制系统203的基础上，用第3应对处理方框29去代替放大器37。

为了说明控制系统205的动作，通过进行等效变换来改变方框图。和在实施形态2中从控制系统203导出控制系统204一样，导入扰动力Di，使控制对象变成零跟踪位置x₀，跟踪目标变成零跟踪目标位置d_p₀。鉴于放大器16的功能和式(2)，省略放大器16，零跟踪位置x₀直接输入第2应对处理方框28。这样得到的控制系统206的构成和控制系统205的构成等效(图28)。象在实施形态1中所述的那样，通过导入扰动力并将跟踪目标位置d_p作为扰动来捕捉，控制系统206便把可观测的零跟踪位置x₀作为其控制对象。

图29是表示第3应对处理方框29的构成的方框图。如图29所示，第3应对处理方框29具有低通滤波器29a、采样保持电路29b、减法器29c、放大器29d、29e和选择电路29f。

选择电路29f在缺陷检测信号DEFECT为“H”电平时，将放大器29d的输出输出给减法器8，在缺陷检测信号DEFECT为“L”电平时，将放大器29e的输出输出给减法器8。

速度推测值x₀’^从扰动观测器6输入到低通滤波器29a，采样保持电路29b在缺陷检测信号DEFECT的上升沿保持低通滤波器29a的输出，并输出给减法器29c。因速度推测值x₀’^通过低通滤波器29a延迟，故通过在缺陷检测信号DEFECT的上升沿保持低通滤波器29a的输出，可以保持刚好在缺陷入口之前的速度推测值x₀’^的低频成分Vin。

速度推测值x₀’^还输入到减法器29c。减法器29c从速度推测值x₀’^减去采样保持电路29b的输出Vin后，再输出给放大器29d。放大器29d使减法器29c的输出乘以系数gain_def，再输出给选择电路29f。

速度推测值x₀’^还输入放大器29e。放大器29e使速度推测值x₀’^乘以系数gain_def，再输出给选择电路29f。因在无缺陷期间放大器29e的输出加给减法器81，故放大器29e与放大器37(图13)对应，系数gain例如选定为和被放大器37相乘的系数Gb相同的值。换言之，系数gain大小的调整和调整反馈增益β相当。

这样，在第3应对处理方框29中，与无缺陷区对应(第1情况)输出速度推测值x₀’^和系数gain的积，与缺陷区对应(第2情况)将从速度推测值x₀’^减去已除去刚好在缺陷入口之前的速度推测值x₀’^的高频成分的值Vin的结果乘以系数gain_def后再输出。通过调整系数gain_def的值，可以调整加给减法器81的速度反馈量。

利用选择电路29f的选择功能，根据控制系统206是在无缺陷期间还是在缺陷期间，可以把握对速度推测值x₀’^设定了不同的目标值的闭合回路的构成。图30和图31是分别表示在无缺陷期间和缺陷期间控制速度推测值x₀’^的闭合回路的构成的方框图。

在图30中，在无缺陷期间，对扰动观测器6输入致动器控制信号cont和零跟踪位置x₀。输入到减法器81中的是放大器29e的输出，从扰动观测器6向放大器29e输入速度推测值x₀’^。假定在放大器29e的输入和扰动观测器6的输出之间插入虚拟减法器29g。减法器29g输入从扰动观测器6输出的速度推测值x₀’^和值为零的速度目标值Vt。而且，减法器29g从速度推测值x₀’^中减去值为零的速度目标值Vt，再输出给放大器29e。这样，通过导入虚拟减法器29g，可以构成串联反馈闭合回路，与无缺陷期间对应进行目标值为零的速度推测值x₀’^的控制。

若借鉴选择电路29f的动作，则图30所示的动作对实施形态2中示出的控制系统203、204也有效。而且，若借鉴选择电路23c、28c的动作，则对实施形态1中示出的控制系统202也有效。即，在利用放大器37使速度推测值x₀’^乘以系数Gb来求出速度反馈量的控制中，也可以把握将速度推测值x₀’^的目标值作为零的闭合回路的构成。

在图31中，在缺陷期间，虽然观测器6输入致动器控制信号cont，但不输入零跟踪位置x₀。利用笫2应对处理方框28的功能，代替零跟踪位置x₀，向观测器6输入刚好在缺陷入口之前的零跟踪位置x₀的低频成分x₀_in。因此，控制图31所示的速度推测值x₀’^的闭合回路可以避免在缺陷区作为伪信号的位置偏差d_p_e的影响。

在缺陷期间榆入到减法器81的是放大器29d的输出，从扰动观测器6向放大器29c输入速度推测值x₀’^。减法器29c从速度推测值x₀’^中减去已将刚好在缺陷入口之前的速度推测值x₀’^的高频成分除去后的值Vin，再输出给放大器29d。这样，利用减法器29c的功能，可以构成串联反馈闭合回路，与缺陷期间对应进行将刚好在缺陷入口之前的速度推测值x₀’^、更详细地说是其低频成分Vin作为目标值的速度推测值x₀’^的控制。

而且，通过调整低通滤波器29a的截止频率，可以从刚好在缺陷入口之前的速度推测值x₀’^中去掉重叠在致动器控制信号cont上的噪声(参照图52(C))的影响。结果，能够抑制因噪声引起的缺陷期间的控制对象的速度变动，可以减小缺陷出口处的残留偏差。

讨论低通滤波器29a的截止频率的最佳范围。低通滤波器29c必须具有无噪声地提取速度推测值x₀’^的盘旋转频率成分。因此，其截止频率必须设定得高于盘的旋转频率。

此外，因输出速度推测值x₀’^的是扰动观测器6，故速度推测值x₀’^的频带是扰动观测器6的推测频带fovs。因此，即使使低通滤波器29a的截止频率设定得比扰动观测器6的推测频带fovs高，在比扰动观测器6的推测频带fovs高的频率中，不包含控制对象的速度信息，进而不希望增加噪声。低通滤波器29a的截止频率最好设定在扰动观测器6的推测频带fovs以下。

如上所述，扰动观测器6的推测频带fovs定义为在复数平面上最接近原点的极点(最小极点)的频率。因此，低通滤波器29a的截止频率最好设定得比盘的旋转频率高，而比扰动观测器6的最小极点的频率低。

这样，通过设定低通滤波器29a的截止频率，可以抑制缺陷期间的控制对象的速度变动，减小缺陷出口处的残留偏差。

图32是表示模拟本实施形态的控制系统205的效果的图。图32(a)表示跟踪目标位置d_p，图32(b)表示残留偏差d_p_e，图32(c)表示致动器控制信号cont，图32(d)表示缺陷检测信号DEFECT，图32(e)表示扰动力推测值Di^。

在本模拟中，设控制系统205的开环特性的交叉频率为1KHz，扰动观测器6的推测频带为300Hz，低通滤波器23a、28a、29a的截止频率为80Hz。其它条件和在第2现有技术中已说明的得到了图52的曲线的模拟相同。因此，图32(a)、(d)的曲线和图52(a)、(d)的曲线相同。此外，图32(b)、(C)的曲线分别用实线示出控制系统205的结果，用虚线示出控制系统302的结果。

图33是在图32示出结果的模拟的噪声条件的基础上进而加上图26(a)示出的盘的偏心条件的模拟结果。图33(a)表示跟踪目标位置d_p，图33(b)表示残留偏差d_p_e，图33(c)表示致动器控制信号cont，图33(d)表示缺陷检测信号DEFECT，图33(e)表示扰动力推测值Di^。此外，图33(b)、(C)的曲线分别用实线示出控制系统205的结果，用虚线示出控制系统302的结果。

由图32和图33可知，实施形态3的控制系统205与第2现有技术的控制系统302相比，可以将缺陷出口处的残留偏差抑制得更小一些。这是因为，在缺陷期间，扰动观测器6可以利用第3应对处理方框的功能，将起因于重叠在致动器控制信号cont上的噪声的速度变动控制在规定的值上。

如上所述，即使在缺陷区，也可以通过反馈扰动力推测值Di^对盘的物理变形进行校正，通过反馈速度推测值x₀’^来抑制重叠在致动器控制信号cont上的噪声。因此，能对缺陷区进行稳定的控制，而且，即使在缺陷出口处也能获得控制的连续性。

当然，上述效果不仅是轨道控制，对于聚焦控制也同样可以得到。本实施形态的控制系统205的功能对于无缺陷区，和实施形态2的控制系统203一样。因此，在无缺陷区，能得到和控制系统203相同的效果。进而，和实施形态2一样，也可以使用微机或DSP等数字运算器件，通过数字运算来实现扰动观测器6、第2应对处理方框28、放大器16、第3应对处理方框29和放大器27。

C4.实施形态4

图34是表示实施形态4的控制系统207的构成的方框图。控制系统207也可以采用例如固定用、车载用或携带用的光盘装置中的进行光点的聚焦控制或轨道控制的位置控制系统。控制系统207的构成基本上是在实施形态3中已说明过的控制系统205中，在笫1应对处理方框23和减法器8之间插入低通滤波器24。

为了说明控制系统207的动作，通过进行等效变换来改变方框图。和在实施形态2中从控制系统203导出控制系统204一样，导入扰动力Di，使控制对象变成零跟踪位置x₀，跟踪目标变成零跟踪目标位置d_p₀。鉴于放大器16的功能和式(2)，省略放大器16，零跟踪位置x₀直接输入第2应对处理方框28。这样得到的控制系统208的构成和控制系统207的构成等效(图35)。象在实施形态1中所述的那样，通过导入扰动力并将跟踪目标位置d_p作为扰动来捕捉，控制系统便把可观测的零跟踪位置x₀作为其控制对象。

在本实施形态的控制系统207、208中，进而具有从第1应对处理方框23的输出提取低频成分的低通滤波器24。通过调整低通滤波器24的截止频率，可以除去重叠在位置控制信号p_cont上的高频噪声，除去重叠在致动器控制信号cont上的脉冲状噪声。结果，与实施形态3的控制系统205、206相比，可以进一步抑制起因于重叠在致动器控制信号cont上的噪声的缺陷期间的控制对象的速度的变动。可以减小缺陷出口处的残留偏差。

说明低通滤波器24的截止频率的设定方法。低通滤波器24的功能是降低包含在位置控制信号p_cont、详细地说是无缺陷期间的位置控制信号p_cont中的噪声。例如，当包含在进行跟踪控制的控制系统207、208中的相位补偿方框2由按规定的采样频率动作的数字电路构成时，希望至少将采样噪声抑制掉。因此，当相位补偿方框2由按规定的采样频率动作的数字电路构成时，低通滤波器24的截止频率最好设定为至少低于采样频率。

为了提高低通滤波器24的噪声抑制效果，希望将其截止频率设定得尽量低些。但是，若例如将截止频率设定为几KHz，因低通滤波器24产生相移，故控制系统207的开环特性中的相位裕度减小，结果，恐怕会损失控制系统207、208的稳定性。

图36是表示控制系统207的开环特性的图。图36(a)、36(b)分别示出其增益特性和相位特性。此外，图中的实线和虚线分别表示低通滤波器24插入前和插入后的特性。这里是当设低通滤波器24的截止频率例如为8KHz，且不反馈扰动力推测值Di^时(在放大器27中Ga＝α＝0)的无缺陷期间的特性。如图36(b)所示，通过插入低通滤波器24，可以确认相位裕度减小了。

因插入低通滤波器24引起的相位裕度的减小可以通过增加用来得到速度反馈量的增益来恢复。具体地说，通过例如增加与速度推测值x₀’^相乘的放大器29e(参照图29)的系数gain来实现。

图37是表示控制系统207的开环特性的图。。图37(a)、37(b)分别示出其增益特性和相位特性。此外，图中的实线和虚线分别表示低通滤波器24(截止频率8KHz)插入前和插入后的特性。与图3所示的情况相比，只是用来得到速度反馈量的增益增加了。如图37(b)所示，通过使用来得到速度反馈量的增益增加，可以使因插入低通滤波器24引起的相位裕度的减小达到几乎没有的程度。

进而，在无缺陷期间，象实施形态1中所述那样，通过反馈扰动力推测值Di^，可以提高控制系统207的开环特性中的增益特性的低频特性。图38是表示反馈扰动力推测值Di^和速度推测值x₀’^时的控制系统207的开环特性的图。图38(a)、38(b)分别示出其增益特性和相位特性。此外，图中的实线和虚线分别表示低通滤波器24(截止频率8KHz)插入前和插入后的特性。再有，速度反馈量比图37的虚线所示的特性大，以便不会因反馈扰动力推测值Di^而使相位裕度减小。

如图38(a)所示，通过反馈扰动力推测值Di^来提高开环特性的增益特性中的低频特性。进而，通过使用来得到速度反馈量的增益增加，可以使因插入低通滤波器24引起的相位裕度的减小和因反馈扰动力推测值Di^引起的相位裕度的减小达到几乎没有的程度。

图39以曲线的形式示出根据模拟本实施形态的控制系统207的效果而确认的结果。本模拟在和上述图32示出结果的模拟相同的条件下进行。图39(a)表示跟踪目标位置d_p，图39(b)表示残留偏差，图39(c)表示致动器控制信号cont，图39(d)表示缺陷检测信号DEFECT的波形，图39(e)表示扰动力推测值Di^。而且，图中的虚线示出使用本实施形态的控制系统207的模拟结果，实线示出使用本实施形态3的控制系统205的模拟结果。因此，图39(a)、(d)和图32(a)、(d)相同。图39(b)、(c)、(d)中的实线分别和图32(b)、(c)、(d)中的实线一致。只是，图39(b)、(c)、(d)的图比图32(b)、(c)、(d)的图，其纵轴的范围放大了。

图40是在图39示出结果的模拟的噪声条件的基础上进而加上图26(a)示出的模拟所采用的盘的偏心条件进行模拟的结果。图40(a)表示跟踪目标位置d_p，图40(b)表示残留偏差，图40(c)表示致动器控制信号cont，图40(d)表示缺陷检测信号DEFECT的波形，图40(e)表示扰动力推测值Di^。此外，图中的虚线示出使用本实施形态的控制系统207的模拟结果，实线示出使用本实施形态3的控制系统205的模拟结果。因此，图40(a)、(d)和图33(a)、(d)相同。图40(b)、(c)、(d)中的实线分别和图33(b)、(c)、(d)中的实线一致。只是，图40(b)、(c)、(d)的图比图33(b)、(c)、(d)的图，其纵轴的范围放大了。

如图39(b)和图40(b)所示，本实施形态的控制系统207与实施形态3的控制系统205相比，可以将缺陷出口处的残留偏差抑制得更小一些。

当然，上述效果不仅是轨道控制，对于聚焦控制也同样可以得到。

低通滤波器24也可以插在相位补偿方框2和第1应对处理方框23之间。图41是表示本实施形态的另一个控制系统209的构成的方框图。图42是表示对控制系统209进行等效交换所得到的控制系统210的构成的方框图。通过对控制系统209导入扰动力Di^并将跟踪目标位置d_p作为扰动来捕捉，控制系统210将可观测的零跟踪位置x₀作为其控制对象。

在控制系统209、210中，第1应对处理方框23不输入位置控制信号p_cont，而输入低通滤波器24的输出。低通滤波器24具有抑制向本身输入的噪声的功能，第1应对处理方框23具有在缺陷期间保持刚好在缺陷入口之前向本身输入的值的功能。因此，具有替换两者的顺序的关系的控制系统207和209(或控制系统208、210)相互之间的动态特性几乎不变。因此，控制系统209、210也可以得到和控制系统207、208同样的效果。

在控制系统209中，当相位补偿方框2由按规定的采样频率动作的数字电路构成时，低通滤波器24的截止频率最好设定为至少低于采样频率。

此外，起因于低通滤波器24的控制系统209的开环特性的相位裕度的减小可以因增加用来得到速度反馈量的增益而得到改善，这一点和控制系统207一样。

第1应对处理方框23包括低通滤波器24进行第1应对处理能够有把握。即，在控制系统207、208中，第1应对处理在其最后阶段进行高频成分的除去，在控制系统209、210中，第1应对处理在其最初阶段进行高频成分的除去。

若按照本发明第1方面的控制方法，通过导入所谓扰动的概念再将目标值作为扰动来捕捉，可以构想一种控制系统，对值为零的目标值进行跟踪，而且将可观测的零跟踪位置作为控制对象。在该系统中，可以构成扰动观测器，该观测器是将扰动作为一个状态量定义的广域观测器。因通过扰动观测器得到扰动力的推测值，故可以通过使其反馈到力/电变换器来抑制其对扰动力的灵敏度。扰动力除了加速度扰动之外还具有跟踪目标位置的信息。因此，即使存在盘的物理变形，通过抑制扰动力的影响，也可以降低对作为扰动加给致动器的加速度的灵敏度。

若按照本发明第2至第4方面的控制方法，可以补偿因将扰动力的推测值反馈到致动器的力/电变换器而引起的相位裕度的减小。

若按照本发明第5至第8方面的控制方法，可以实现与第2情况对应的跟踪控制，而不受高频噪声的影响。

若按照本发明第6方面的控制方法，即使在从第2情况向第1情况迁移时也可以进行连续控制。

若按照本发明第9方面的控制方法，在抽出具有位置控制信号的信息记录盘的旋转频率成分的同时，可以抑制在求位置控制信号时施加的相位补偿中增大的噪声。

若按照本发明第10方面的控制方法，可以抽出具有位置偏差的信息记录盘的旋转频率成分并抑制重叠在其上的噪声。

若按照本发明第11方面的控制方法，可以抽出具有可动部的速度推测值的信息记录盘的旋转频率成分并抑制不包含可动部的速度信息的频带内的噪声。

若按照本发明第12至第14方面的控制方法，可以除去重叠在位置控制信号上的采样噪声。

若按照本发明第15方面的控制方法，至少对信息记录盘的旋转频率可以发挥扰动抑制效果，而且能避免交叉频率的增大。

Claims (5)

1、一种位置控制方法，是使驱动光检测头的致动器的可动部的位置跟踪目标位置的控制方法，其特征在于：

扰动力定义为从作用于上述可动部的加速度扰动和上述可动部的质量的乘积减去上述目标位置和上述致动器的机构特性的逆特性的乘积所得到的值，基于对上述目标位置的上述可动部的位置偏差及由上述致动器的控制信号和该致动器的电/力变换特性求出的上述致动器的驱动力，由求出该扰动力的扰动观测器求出上述扰动力的推测值，将该推测值反馈到上述致动器的电/力变换部中。

2、权利要求1记载的位置控制方法，其特征在于：基于对上述目标位置的上述可动部的位置偏差及由上述致动器的控制信号和该致动器的电/力变换特性求出的上述致动器的驱动力，由上述扰动观测器求出上述可动部的速度推测值，将该速度推测值与上述扰动力的推测值一起反馈到上述致动器的电/力变换部中。

3、权利要求2记载的位置控制方法，其特征在于：

在光盘的缺陷区中，上述扰动观测器基于该缺陷区入口中的上述可动部的位置偏差、以及在上述缺陷区入口中对上述缺陷区入口中的上述致动器的控制信号的低频成分进行采样保持的值，求出上述扰动力的推测值及上述致动器的速度推测值。

4、权利要求3记载的位置控制方法，其特征在于：在光盘的缺陷区中，将基于该缺陷区入口中的上述可动部的速度推测值的低频成分和上述速度推测值之间的差分的值反馈到上述致动器的电/力变换部中。

5、权利要求4记载的位置控制方法，其特征在于：

除去上述致动器的控制信号中所包含的噪声成分，并将除去该噪声成分的信号作为上述致动器的控制信号使用。

Images