CN1595520A - 适应均衡装置和适应均衡方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种能够将系数控制循环的延迟抑制为很小而提高系数的收敛特性的适应均衡装置。它根据重放信号的质量，通过选择器选择最大似然解码比特序列、维托毕解码过程中的临时解码比特序列、对均衡器(4)的输出进行二值化得到的比特序列以及对均衡器(4)的输入进行二值化得到的比特序列中的任意一个。另外，在选择器中，为了与由上述选择器选择的比特序列(b)的定时符合，而选择延迟调整了的均衡器(4)的输出、均衡器(4)的输入。然后，系数适应控制器(8)根据上述比特序列(b)、上述延迟调整了的均衡器(4)的输出、上述延迟调整了的均衡器(4)的输入，更新在上述均衡器(4)中使用的间隔系数，使得最大似然解码时的误差极小化。

Description

适应均衡装置和适应均衡方法
技术领域
本发明涉及在使用了PRML(部分响应最大似然：PartialResponse Maximum Likehood)信号处理技术的信息重放装置中，适应地对重放信号进行均衡的适应均衡装置和适应均衡方法。
现有技术
在重放记录在HDD、DVD、Blu-rayDsic等记录介质中的信息的装置中，为了提高重放性能，使用了PRML信号处理技术。在PR均衡中，为了对应记录介质或重放线路的特性变动而采用适应均衡方法。
现在，一般使用通过LMS(最小均方：Least Mean Square)算法使均衡误差最小化的适应均衡方法，但是为了进一步提高重放性能，提出了使最大似然解码时的误差最小化的算法。在非专利文献1中，提出了更新系数使根据SAM(顺序振幅极限：sequenced AmplitudeMargin)求出的最大似然解码时的误差最小化的适应均衡方法，使用图7、图8说明将该方法适用于(1，7)RLL(运行期间限制编码：Run-Length Limited coding)、PR(1，2，2，1)ML时的系数更新式。图7是理想PR(1，2，2，1)均衡波形图，(1，7)RLL的理想PR(1，2，2，1)均衡波形的振幅为7值，分别表示为T0、T1、T2、T3、T4、T5、T6。图8是格子线图，该格子线图中的状态由3个比特决定，将比特序列为(000)时的状态表示为S000。
产生比特序列(0001111)时的理想波形如图7中的实线所示的(T1、T3、T5、T6)，格子线图中的状态如图8中的实线所示，从S000转移到S111。另外，产生比特序列(0000111)时的理想波形如图7中的虚线所示的(T0、T1、T3、T5)，格子线图中的状态如图8中的虚线所示，从S000转移到S111。
即，相同的状态转移存在2个路径，通过下式1求出这些路径的欧几里德距离的2次方d2。
公式1
d2＝(T1-T0)2+(T3-T1)2+(T5-T3)2+(T6-T5)2
在下表1中归纳表示了长度为7的比特序列的相同状态转移的2个路径的欧几里德距离的2次方d2。如果7值全部是等间隔的，即如公式2所示，
公式2
T1-T0＝T2-T1＝T3-T2＝T4-T3＝T5-T4＝T6-T5
则8个状态转移的d2都是相同的值，为10(T1-T0)2。
表1
(1，7)RLL+PR(1，2，2，1)的状态转移和欧几里德距离的2次方
状态转移  序列1  序列2                 d2
 S000→S111  0001111  0000111 (T1-T0)2+(T3-T1)2+(T5-T3)2+(T6-T5)2
 S000→S110  0001110  0000110 (T1-T0)2+(T3-T1)2+(T5-T3)2+(T5-T4)2
 S100→S111  1001111  1000111 (T2-T1)2+(T3-T1)2+(T5-T3)2+(T6-T5)2
 S100→S110  1001110  1000110 (T2-T1)2+(T3-T1)2+(T5-T3)2+(T5-T4)2
 S011→S001  0111001  0110001 (T5-T4)2+(T5-T3)2+(T3-T1)2+(T2-T1)2
 S011→S000  0111000  0110000 (T5-T4)2+(T5-T3)2+(T3-T1)2+(T1-T0)2
 S111→S001  1111001  1110001 (T6-T5)2+(T5-T3)2+(T3-T1)2+(T2-T1)2
 S111→S000  1111000  1110000 (T6-T5)2+(T5-T3)2+(T3-T1)2+(T1-T0)2
在此，考虑将与正确比特序列(0001111)对应的波形输入到均衡器中的情况。与相同状态转移的另一个路径对应的比特序列是(0000111)，是最大似然解码时最容易出错的序列，因此将其称为不正确比特序列。
如果设输入波形为{u(-4，n)，u(-3，n)，u(-2，n)，u(-1，n)，u(0，n)，u(1，n)}，均衡波形为{y(-3，n)，y(-2，n)，y(-1，n)，y(0，n)}，间隔(tap)系数为c(k，n)，则下式的关系成立。
公式3
y ( 0 , n ) = Σ k = - 1 1 c ( k , n ) u ( k , n )
y ( - 1 , n ) = Σ k = - 1 1 c ( k , n ) u ( - 1 + k , n )
y ( - 2 , n ) = Σ k = - 1 1 c ( k , n ) u ( - 2 + k , n )
y ( - 3 , n ) = Σ k = - 1 1 c ( k , n ) u ( - 3 + k , n )
上式是表示间隔数3的FIR型均衡器的公式，如图9所示那样。另外，在此，为了说明的方便而将间隔数设置为3个，但可以容易地扩展。
与正确比特序列(0001111)和不正确比特序列(0000111)对应的理想PR(1，2，2，1)均衡波形分别是(T1、T3、T5、T6)和(T0、T1、T3、T5)。因此，能够通过下式求出均衡波形和2个路径的测量(metric)差s(n)。
公式4
s ( n ) = { y ( - 3 , n ) - T 0 } 2 + { y ( - 2 , n ) - T 1 } 2 + { y ( - 1 , n ) - T 3 } 2 + { y ( 0 , n ) - T 5 } 2
- { y ( - 3 , n ) - T 1 } 2 - { y ( - 2 , n ) - T 3 } 2 - { y ( - 1 , n ) - T 5 } 2 - { y ( 0 , n ) - T 6 } 2
= 2 { T 1 - T 0 } y ( - 3 , n ) + 2 { T 3 - T 1 } y ( - 2 , n ) + 2 { T 5 - T 3 } y ( - 1 , n ) + 2 { T 6 - T 5 } y ( 0 , n )
+ T 0 2 - T 6 2
= 2 Σ k = - 1 1 c ( k , n ) { { T 1 - T 0 } u ( - 3 + k , n ) + { T 3 - T 1 } u ( - 2 + k , n )
+ { T 5 - T 3 } u ( - 1 + k , n ) + { T 6 - T 5 } u ( k , n ) }
+ T 0 2 - T 6 2
另一方面，如下这样定义误差函数ε。
公式5
ε＝E[{s(n)-d2}2]
在此，E是希望值算子。将公式4代入公式5，通过用c(k，n)对ε进行偏微分，得到下式。
公式6
∂ ϵ ∂ c ( k , n ) = 2 E [ { s ( n ) - d 2 } · 2 { { T 1 - T 0 } u ( - 3 + k , n ) + { T 3 - T 1 } u ( - 2 + k , n )
+ { T 5 - T 3 } u ( - 1 + k , n ) + { T 6 - T 5 } u ( k , n ) } ]
上述公式6表示误差特性曲面的斜面向量。斜面向量的要素和间隔系数c(k，n)的2次方平均误差ε的一次导函数相等。在与该斜面向量相反时，即在误差特性曲面的最急下降方向连续地修正间隔系数c(k，n)，则逐渐达到极小2次方平均误差εmin。这就是被称为最急下降法(method of steepest descent)的现有最优化方法。
实际上，为了装置化而将希望值算子E置换为瞬时推算值。即，如下式这样更新间隔系数c(k，n)。
公式7
c(k，n+1)＝c(k，n)-2μ{s(n)-d2}·2{{T1-T0}u(-3+k，n)+{T3-T1}u(-2+k，n)
         +{T5-T3}u(-1+k，n)+{T6-T5}u(k，n)}
在此，μ是步长大小参数。该算法是新的适应均衡方法。
上述公式7是从正确比特序列(0001111)求出的，但也可以同样地对其他的比特序列进行求取。归纳表1所示的16个正确比特序列的情况下的系数更新公式。
(1)在正确比特序列(0001111)、不正确比特序列(0000111)的情况下，相同状态转移的路径的欧几里德距离的2次方d2、均衡波形和相同状态转移的路径的测量差s(n)、斜面向量分别如公式8～公式10所示那样。
公式8
d2 07＝(T1-T0)2+(T3-T1)2+(T5-T3)2+(T6-T5)2
公式9
s07(n)＝{y(-3，n)-T0}2+{y(-2，n)-T1}2+{y(-1，n)-T3}2+{y(0，n)-T5}2
      -{y(-3，n)-T1}2-{y(-2，n)-T3}2-{y(-1，n)-T5}2-{y(0，n)-T6}2
      ＝2{T1-T0}y(-3，n)+2{T3-T1}y(-2，n)+2{T5-T3}y(-1，n)+2{T6-T5}y(0，n)
      +T0 2-T6 2
公式10
∂ s 07 ( n ) ∂ c ( k , n ) = 2 { T 1 - T 0 } u ( - 3 + k , n ) + 2 { T 3 - T 1 } u ( - 2 + k , n )
+ 2 { T 5 - T 3 } u ( - 1 + k , n ) + 2 { T 6 - T 5 } u ( k , n )
因此，如下式那样更新间隔系数c(k，n)。
公式11
c ( k , n + 1 ) = c ( k , n ) - 2 μ { s 07 ( n ) - d 2 07 } ∂ s 07 ( n ) ∂ c ( k , n )
(2)在正确比特序列(0000111)、不正确比特序列(0001111)的情况下，如下式那样更新间隔系数c(k，n)。
公式12
c ( k , n + 1 ) = c ( k , n ) + 2 μ { - s 07 ( n ) - d 2 07 } ∂ s 07 ( n ) ∂ c ( k , n )
(3)在正确比特序列(0001110)、不正确比特序列(0000110)的情况下，相同状态转移的路径的欧几里德距离的2次方d2、均衡波形和相同状态转移的路径的测量差s(n)、斜面向量分别如公式13～公式15所示那样。
公式13
d2 06＝(T1-T0)2+(T3-T1)2+(T5-T3)2+(T5-T4)2
公式14
s06(n)＝{y(-3，n)-T0}2+{y(-2，n)-T1}2+{y(-1，n)-T3}2+{y(0，n)-T4}2
       -{y(-3，n)-T1}2-{y(-2，n)-T3}2-{y(-1，n)-T5}2-{y(0，n)-T5}2
       ＝2{T1-T0}y(-3，n)+2{T3-T1}y(-2，n)+2{T5-T3}y(-1，n)+2{T5-T4}y(0，n)
      +T0 2+T4 2-2T5 2
公式15
∂ s 06 ( n ) ∂ c ( k , n ) = 2 { T 1 - T 0 } u ( - 3 + k , n ) + 2 { T 3 - T 1 } u ( - 2 + k , n )
+ 2 { T 5 - T 3 } u ( - 1 + k , n ) + 2 { T 5 - T 4 } u ( k , n )
因此，如下式那样更新间隔系数c(k，n)。
公式16
c ( k , n + 1 ) = c ( k , n ) - 2 μ { s 06 ( n ) - d 2 06 } ∂ s 06 ( n ) ∂ c ( k , n )
(4)在正确比特序列(0000110)、不正确比特序列(0001110)的情况下，如下式那样更新间隔系数c(k，n)。
公式17
c ( k , n + 1 ) = c ( k , n ) + 2 μ { - s 06 ( n ) - d 2 06 } ∂ s 06 ( n ) ∂ c ( k , n )
(5)在正确比特序列(1001111)、不正确比特序列(1000111)的情况下，相同状态转移的路径的欧几里德距离的2次方d2、均衡波形和相同状态转移的路径的测量差s(n)、斜面向量分别如公式18～公式20所示那样。
公式18
d2 47＝(T2-T1)2+(T3-T1)2+(T5-T3)2+(T6-T5)2
公式19
s47(n)＝{y(-3，n)-T1}2+{y(-2，n)-T1}2+{y(-1，n)-T3}2+{y(0，n)-T5}2
       -{y(-3，n)-T2}2-{y(-2，n)-T3}2-{y(-1，n)-T5}2-{y(0，n)-T6}2
       ＝2{T2-T1}y(-3，n)+2{T3-T1}y(-2，n)+2{T5-T3}y(-1，n)+2{T6-T5}y(0，n)
       +2T1 2+T2 2-T6 2
公式20
∂ s 47 ( n ) ∂ c ( k , n ) = 2 { T 2 - T 1 } u ( - 3 + k , n ) + 2 { T 3 - T 1 } u ( - 2 + k , n )
+ 2 { T 5 - T 3 } u ( - 1 + k , n ) + 2 { T 6 - T 5 } u ( k , n )
因此，如下式那样更新间隔系数c(k，n)。
公式21
c ( k , n + 1 ) = c ( k , n ) - 2 μ { s 47 ( n ) - d 2 47 } ∂ s 47 ( n ) ∂ c ( k , n )
(6)在正确比特序列(1000111)、不正确比特序列(1001111)的情况下，如下式那样更新间隔系数c(k，n)。
公式22
c ( k , n + 1 ) = c ( k , n ) + 2 μ { - s 47 ( n ) - d 2 47 } ∂ s 47 ( n ) ∂ c ( k , n )
(7)在正确比特序列(1001110)、不正确比特序列(1000110)的情况下，相同状态转移的路径的欧几里德距离的2次方d2、均衡波形和相同状态转移的路径的测量差s(n)、斜面向量分别如公式23～公式25所示那样。
公式23
d2 46＝(T2-T1)2+(T3-T1)2+(T5-T3)2+(T5-T4)2
公式24
s46(n)＝{y(-3，n)-T1}2+{y(-2，n)-T1}2+{y(-1，n)-T3}2+{y(0，n)-T4}2
       -{y(-3，n)-T2}2-{y(-2，n)-T3}2-{y(-1，n)-T5}2-{y(0，n)-T5}2
       ＝2{T2-T1}y(-3，n)+2{T3-T1}y(-2，n)+2{T5-T3}y(-1，n)+2{T5-T4}y(0，n)
       +2T1 2+T4 2-T2 2-2T5 2
公式25
∂ s 46 ( n ) ∂ c ( k , n ) = 2 { T 2 - T 1 } u ( - 3 + k , n ) + 2 { T 3 - T 1 } u ( - 2 + k , n )
+ 2 { T 5 - T 3 } u ( - 1 + k , n ) + 2 { T 5 - T 4 } u ( k , n )
因此，如下式那样更新间隔系数c(k，n)。
公式26
c ( k , n + 1 ) = c ( k , n ) - 2 μ { s 46 ( n ) - d 2 46 } ∂ s 46 ( n ) ∂ c ( k , n )
(8)在正确比特序列(1000110)、不正确比特序列(1001110)的情况下，如下式那样更新间隔系数c(k，n)。
公式27
c ( k , n + 1 ) = c ( k , n ) + 2 μ { - s 46 ( n ) - d 2 46 } ∂ s 46 ( n ) ∂ c ( k , n )
(9)在正确比特序列(0111001)、不正确比特序列(0110001)的情况下，相同状态转移的路径的欧几里德距离的2次方d2、均衡波形和相同状态转移的路径的测量差s(n)、斜面向量分别如公式28～公式30所示那样。
公式28
d2 31＝(T5-T4)2+(T5-T3)2+(T3-T1)2+(T2-T1)2＝d2 46
公式29
s31(n)＝{y(-3，n)-T4}2+{y(-2，n)-T3}2+{y(-1，n)-T1}2+{y(0，n)-T1}2
       -{y-3，n)-T5}2-{y(-2，n)-T5}2-{y(-1，n)-T3}2-{y(0，n)-T2}2
       ＝2{T5-T4}y(-3，n)+2{T5-T3}y(-2，n)+2{T3-T1}y(-1，n)+2{T2-T1}y(0，n)
       +T4 2+2T1 2-2T5 2-T2 2
公式30
∂ s 31 ( n ) ∂ c ( k , n ) = 2 { T 5 - T 4 } u ( - 3 + k , n ) + 2 { T 5 - T 3 } u ( - 2 + k , n )
+ 2 { T 3 - T 1 } u ( - 1 + k , n ) + 2 { T 2 - T 1 } u ( k , n )
因此，如下式那样更新间隔系数c(k，n)。
公式31
c ( k , n + 1 ) = c ( k , n ) - 2 μ { s 31 ( n ) - d 2 31 } ∂ s 31 ( n ) ∂ c ( k , n )
(10)在正确比特序列(0110001)、不正确比特序列(0111001)的情况下，如下式那样更新间隔系数c(k，n)。
公式32
c ( k , n + 1 ) = c ( k , n ) + 2 μ { - s 31 ( n ) - d 2 31 } ∂ s 31 ( n ) ∂ c ( k , n )
(11)在正确比特序列(0111000)、不正确比特序列(0110000)的情况下，相同状态转移的路径的欧几里德距离的2次方d2、均衡波形和相同状态转移的路径的测量差s(n)、斜面向量分别如公式33～公式35所示那样。
公式33
d2 30＝(T5-T4)2+(T5-T3)2+(T3-T1)2+(T1-T0)2＝d2 06
公式34
s30(n)＝{y(-3，n)-T4}2+{y(-2，n)-T3}2+{y(-1，n)-T1}2+{y(0，n)-T0}2
       -{y(-3，n)-T5}2-{y(-2，n)-T5}2-{y(-1，n)-T3}2-{y(0，n)-T1}2
       ＝2{T5-T4}y(-3，n)+2{T5-T3}y(-2，n)+2{T3-T1}y(-1，n)+2{T1-T0}y(0，n)
       +T4 2+T0 2-2T5 2
公式35
∂ s 30 ( n ) ∂ c ( k , n ) = 2 { T 5 - T 4 } u ( - 3 + k , n ) + 2 { T 5 - T 3 } u ( - 2 + k , n )
+ 2 { T 3 - T 1 } u ( - 1 + k , n ) + 2 { T 1 - T 0 } u ( k , n )
因此，如下式那样更新间隔系数c(k，n)。
公式36
c ( k , n + 1 ) = c ( k , n ) - 2 μ { s 30 ( n ) - d 2 30 } ∂ s 30 ( n ) ∂ c ( k , n )
(12)在正确比特序列(0110000)、不正确比特序列(0111000)的情况下，如下式那样更新间隔系数c(k，n)。
公式37
c ( k , n + 1 ) = c ( k , n ) + 2 μ { - s 30 ( n ) - d 2 30 } ∂ s 30 ( n ) ∂ c ( k , n )
(13)在正确比特序列(1111001)、不正确比特序列(1110001)的情况下，相同状态转移的路径的欧几里德距离的2次方d2、均衡波形和相同状态转移的路径的测量差s(n)、斜面向量分别如公式38～公式40所示那样。
公式38
d2 71＝(T6-T5)2+(T5-T3)2+(T3-T1)2+(T2-T1)2＝d2 47
公式39
s71(n)＝{y(-3，n)-T5}2+{y(-2，n)-T3}2+{y(-1，n)-T1}2+{y(0，n)-T1}2
       -{y(-3，n)-T6}2-{y(-2，n)-T5}2-{y(-1，n)-T3}2-{y(0，n)-T2}2
       ＝2{T6-T5}y(-3，n)+2{T5-T3}y(-2，n)+2{T3-T1}y(-1，n)+2{T1-T0}y(0，n)
       +2T1 2-T6 2-T2 2
公式40
∂ s 71 ( n ) ∂ c ( k , n ) = 2 { T 6 - T 5 } u ( - 3 + k , n ) + 2 { T 5 - T 3 } u ( - 2 + k , n )
+ 2 { T 3 - T 1 } u ( - 1 + k , n ) + 2 { T 2 - T 1 } u ( k , n )
因此，如下式那样更新间隔系数c(k，n)。
公式41
c ( k , n + 1 ) = c ( k , n ) - 2 μ { s 71 ( n ) - d 2 71 } ∂ s 71 ( n ) ∂ c ( k , n )
(14)在正确比特序列(1110001)、不正确比特序列(1111001)的情况下，如下式那样更新间隔系数c(k，n)。
公式42
c ( k , n + 1 ) = c ( k , n ) + 2 μ { - s 71 ( n ) - d 2 71 } ∂ s 71 ( n ) ∂ c ( k , n )
(15)在正确比特序列(1111000)、不正确比特序列(1110000)的情况下，相同状态转移的路径的欧几里德距离的2次方d2、均衡波形和相同状态转移的路径的测量差s(n)、斜面向量分别如公式43～公式45所示那样。
公式43
d2 70＝(T6-T5)2+(T5-T3)2+(T3-T1)2+(T1-T0)2＝d2 07
公式44
s70(n)＝{y(-3，n)-T5}2+{y(-2，n)-T3}2+{y(-1，n)-T1}2+{y(0，n)-T0}2
       -{y(-3，n)-T6}2-{y(-2，n)-T5}2-{y(-1，n)-T3}2-{y(0，n)-T1}2
       ＝2{T6-T5}y(-3，n)+2{T5-T3}y(-2，n)+2{T3-T1}y(-1，n)+2{T1-T0}y(0，n)
       +T0 2-T6 2
公式45
∂ s 70 ( n ) ∂ c ( k , n ) = 2 { T 6 - T 5 } u ( - 3 + k , n ) + 2 { T 5 - T 3 } u ( - 2 + k , n )
+ 2 { T 3 - T 1 } u ( - 1 + k , n ) + 2 { T 1 - T 0 } u ( k , n )
因此，如下式那样更新间隔系数c(k，n)。
公式46
c ( k , n + 1 ) = c ( k , n ) - 2 μ { s 70 ( n ) - d 2 70 } ∂ s 70 ( n ) ∂ c ( k , n )
(16)在正确比特序列(1110000)、不正确比特序列(1111000)的情况下，如下式那样更新间隔系数c(k，n)。
公式47
c ( k , n + 1 ) = c ( k , n ) + 2 μ { - s 70 ( n ) - d 2 70 } ∂ s 70 ( n ) ∂ c ( k , n )
另外，只在检测出比特序列(x00x11x)(x11x00x)时更新上述间隔系数。
图10是展示现有的适应均衡装置的结构的图。该适应均衡装置使用上述(1)～(16)所示的系数更新公式，进行适应均衡。
光头2读取记录在光盘1中的记录比特序列。
A/D转换器3对作为由上述光头2读取的记录比特序列的模拟重放信号进行A/D转换。
均衡器4对上述A/D转换器3的输出信号进行均衡。
维托毕(Viterbi)解码器5对从上述均衡器4输出的均衡信号进行最大似然解码。
延迟器6对作为上述均衡器4输出的均衡信号进行延迟调整。
延迟器7对作为上述均衡器4输入的数字重放信号进行延迟调整。
系数适应控制器8根据作为上述维托毕解码器5的输出信号的最大似然解码比特序列、上述延迟器6的输出信号和上述延迟器7的输出信号，适应地控制在上述均衡器4中使用的间隔系数。
接着，说明动作。
通过光头2作为模拟重放信号读取记录在光盘1中的记录比特序列。通过A/D转换器3将读取的模拟重放信号转换为数字重放信号，并在均衡器4中均衡化为PR(1，2，2，1)。维托毕解码器5对均衡化后的数字信号进行最大似然解码，由此，得到最大似然解码比特序列。
为了对由上述维托毕解码器5得到的最大似然解码比特序列的定时进行调整，通过延迟器6对均衡器4的输出进行延迟调整，并通过延迟器7对均衡器4的输入进行延迟调整。在系数适应控制器8中，根据上述解码比特序列、上述延迟调整了的均衡器输出和上述延迟调整了的均衡器输入，适应地对上述间隔系数进行更新，该更新了的间隔系数被输出到上述均衡器4。这样，均衡器4能够对数字重放信号进行适应的均衡。
在此，使用图11说明系数适应控制器8。图11是展示系数适应控制器8的结构的框图。
在图11中，比特序列检测电路81从解码比特序列中检测出特定的比特序列。最大似然解码误差计算电路82根据延迟调整了的均衡器4的输出求出16种最大似然解码误差，并根据比特序列检出信号选择其中的一个。斜面向量计算电路83根据延迟调整了的均衡器4的输出计算16种误差特性曲面的斜面向量，并根据比特序列检出信号选择其中的一个。更新控制电路84根据上述比特序列检出信号输出系数更新信号。系数更新电路85根据上述系数更新信号，进行间隔系数的更新。
接着，说明系数适应控制方法。
在比特序列检测电路81中，从解码比特序列中检测出特定的比特序列(x00x11x)(x11x00x)。另外，在上述例子中，由于特定的比特序列有16种，所以可以构成为：在检测出的情况下输出与其对应的1～16的值，在没有检测出的情况下输出0。
在最大似然解码误差计算电路82中，根据延迟调整了的均衡器4的输出求出16种最大似然解码误差，根据上述比特序列检出信号选择其中的一个，并输出到斜面向量计算电路83。在斜面向量计算电路83中，根据上述最大似然解码误差和上述延迟调整了的均衡器4的输入，计算16种误差特性曲面的斜面向量，并根据上述比特序列检出信号选择其中的一个，输出到系数更新电路85。
在更新控制电路84中，与上述比特序列检出信号的值对应地将系数更新信号输出到系数更新电路85，在系数更新电路85中，将上述斜面向量乘以系数μ再加上间隔系数的值作为新的间隔系数输出。另外，在系数更新信号是Low时不更新间隔系数。
非专利文献1：奥村哲也及其它4人，“New adaptive equalizationmethod for PRML system using sequenced amplitude margin”，Technical Digest of Optical Data Storage 2003，2003年5月11日，第96-98页
在图10所示的现有的适应均衡装置中，使用由维托毕解码器5得到的最大似然解码比特序列进行系数适应控制。然后，为了使该解码比特序列的定时符合，而通过延迟器6、7使均衡器4的输入输出延迟。
维托毕解码器5在格子线图中的剩下的路径只有一个后，为了对与该剩下的路径对应的比特进行解码，而必需有存储被认为只有一个的长度的路径存储器，并必须进行该量的延迟。如果路径存储器是30段，则最低也需要30个时钟脉冲量的延迟。
这样，由于维托毕解码器5的延迟大，所以适应地控制间隔系数的循环的延迟也变大。因此，到得到最优的间隔系数为止需要很长时间，另外，也难以跟踪光头读取波形的急剧变动。进而，必须有段数长的延迟器，会造成电路规模的增大。
发明内容
本发明就是为了解决上述问题点而提出的，其目的在于：提供一种能够抑制系数控制循环的延迟成为很小而提高系数的收敛特性的适应均衡装置。
为了解决上述问题，本发明的方面1的适应均衡装置的特征在于具备：使用间隔系数对从记录介质中读出的重放信号进行均衡的均衡器；对从上述均衡器输出的均衡信号进行最大似然解码的最大似然解码器；对上述重放信号进行延迟调整，使之与上述最大似然解码过程中的临时解码信号的定时符合的第1延迟器；对上述均衡信号进行延迟调整，使之与上述临时解码信号的定时符合的第2延迟器；根据上述临时解码信号、上述第1延迟器的输出以及上述第2延迟器的输出，适应地控制上述间隔系数使得最大似然解码时的误差最小的系数适应控制器。
另外，本发明的方面2的适应均衡装置的特征在于具备：使用间隔系数对从记录介质读出的重放信号进行均衡的均衡器；对从上述均衡器输出的均衡信号进行最大似然解码的最大似然解码器；对上述均衡信号进行二值化的二值化器；对上述重放信号进行延迟调整，使之与从上述二值化器输出的二值化信号的定时符合的第1延迟器；对上述均衡信号进行延迟调整，使之与上述二值化信号的定时符合的第2延迟器；根据上述二值化信号、上述第1延迟器的输出和上述第2延迟器的输出，适应地控制上述间隔系数使得最大似然解码时的误差最小的系数适应控制器。
另外，本发明的方面3的适应均衡装置的特征在于具备：使用间隔系数对从记录介质读出的重放信号进行均衡的均衡器；对从上述均衡器输出的均衡信号进行最大似然解码的最大似然解码器；对上述重放信号进行二值化的二值化器；对上述重放信号进行延迟调整，使之与从上述二值化器输出的二值化信号的定时符合的第1延迟器；对上述均衡信号进行延迟调整，使之与上述二值化信号的定时符合的第2延迟器；根据上述二值化信号、上述第1延迟器的输出和上述第2延迟器的输出，适应地控制上述间隔系数使得最大似然解码时的误差最小的系数适应控制器。
另外，本发明的方面4的适应均衡装置的特征在于具备：使用间隔系数对从记录介质读出的重放信号进行均衡的均衡器；对从上述均衡器输出的均衡信号进行最大似然解码的最大似然解码器；对上述均衡信号进行二值化的第1二值化器；对上述重放信号进行二值化的第2二值化器；选择作为上述最大似然解码结果的最大似然解码信号、上述最大似然解码过程中的临时解码信号、上述第1二值化器的输出信号或上述第2二值化器的输出信号中的任意一个的选择器；对上述重放信号进行延迟调整，使之与上述选择器的输出信号的定时符合的第1延迟器；对上述均衡信号进行延迟调整，使之与上述选择器的输出信号的定时符合的第2延迟器；根据上述选择器的输出信号、上述第1延迟器的输出信号和上述第2延迟器的输出信号，适应地控制上述间隔系数使得最大似然解码时的误差最小的系数适应控制器。
另外，本发明的方面5的适应均衡装置的特征在于：在方面4记载的适应均衡装置中，上述选择器根据由上述系数适应控制器从上述均衡信号计算出的最大似然解码时的误差，进行上述选择。
另外，本发明的方面6的适应均衡装置的特征在于：在方面1到4中的任意一个记载的适应均衡装置中，上述系数适应控制器在上述最大似然解码时的误差超过某一个定值时，不进行系数的更新。
另外，本发明的方面7的适应均衡装置的特征在于：在方面1到4中的任意一个记载的适应均衡装置中，上述系数适应控制器适应地控制间隔系数，使得上述均衡信号成为PR(a，b，b，a)均衡。
另外，本发明的方面8的适应均衡装置的特征在于：在方面1到4中的任意一个记载的适应均衡装置中，上述系数适应控制器适应地控制间隔系数，使得上述均衡信号成为PR(1，2，2，1)均衡。
另外，本发明的方面9的适应均衡装置的特征在于：在方面1到4中的任意一个记载的适应均衡装置中，上述系数适应控制器适应地控制间隔系数，使得上述均衡信号成为PR(3，4，4，3)均衡。
另外，本发明的方面10的适应均衡装置的特征在于：在方面1到4中的任意一个记载的适应均衡装置中，上述系数适应控制器适应地控制间隔系数，使得上述均衡信号成为PR(a，b，a)均衡。
另外，本发明的方面11的适应均衡装置的特征在于：在方面1到4中的任意一个记载的适应均衡装置中，上述系数适应控制器适应地控制间隔系数，使得上述均衡信号成为PR(1，2，1)均衡。
另外，本发明的方面12的适应均衡装置的特征在于：在方面1到4中的任意一个记载的适应均衡装置中，上述系数适应控制器适应地控制间隔系数，使得上述均衡信号成为PR(a，b，c，b，a)均衡。
另外，本发明的方面13的适应均衡装置的特征在于：在方面1到4中的任意一个记载的适应均衡装置中，上述系数适应控制器适应地控制间隔系数，使得上述均衡信号成为PR(1，2，2，2，1)均衡。
另外，本发明的方面14的适应均衡装置的特征在于：在方面1到4中的任意一个记载的适应均衡装置中，该适应均衡装置被用于光盘重放装置。
另外，本发明的方面15的适应均衡装置的特征在于：在方面1到4中的任意一个记载的适应均衡装置中，该适应均衡装置被用于磁盘重放装置。
另外，本发明的方面16的适应均衡装置的特征在于：在方面1到4中的任意一个记载的适应均衡装置中，该适应均衡装置被用于光磁盘重放装置。
另外，本发明的方面17的适应均衡方法的特征在于包括：使用间隔系数对从记录介质中读出的重放信号进行均衡的均衡步骤；对上述均衡信号进行最大似然解码的最大似然解码步骤；对上述重放信号进行延迟调整，使之与上述最大似然解码过程中的临时解码信号的定时符合的第1延迟步骤；对上述均衡信号进行延迟调整，使之与上述临时解码信号的定时符合的第2延迟步骤；根据上述临时解码信号、上述延迟调整了的重放信号以及延迟调整了的均衡信号，适应地控制上述间隔系数使得最大似然解码时的误差最小的系数适应控制步骤。
另外，本发明的方面18的适应均衡方法的特征在于包括：使用间隔系数对从记录介质读出的重放信号进行均衡的均衡步骤；对上述均衡信号进行最大似然解码的最大似然解码步骤；对上述均衡信号进行二值化的二值化步骤；对上述重放信号进行延迟调整，使之与上述二值化信号的定时符合的第1延迟步骤；对上述均衡信号进行延迟调整，使之与上述二值化信号的定时符合的第2延迟步骤；根据上述二值化信号、上述延迟调整了的重放信号和上述延迟调整了的均衡信号，适应地控制上述间隔系数使得最大似然解码时的误差最小的系数适应控制步骤。
另外，本发明的方面19的适应均衡方法的特征在于包括：使用间隔系数对从记录介质读出的重放信号进行均衡的均衡步骤；对上述均衡信号进行最大似然解码的最大似然解码步骤；对上述重放信号进行二值化的二值化步骤；对上述重放信号进行延迟调整，使之与上述二值化信号的定时符合的第1延迟步骤；对上述均衡信号进行延迟调整，使之与上述二值化信号的定时符合的第2延迟步骤；根据上述二值化信号、上述延迟调整了的重放信号和上述延迟调整了的均衡信号，适应地控制上述间隔系数使得最大似然解码时的误差最小的系数适应控制步骤。
另外，本发明的方面20的适应均衡方法的特征在于包括：使用间隔系数对从记录介质读出的重放信号进行均衡的均衡步骤；对上述均衡信号进行最大似然解码的最大似然解码步骤；对上述均衡信号进行二值化的第1二值化步骤；对上述重放信号进行二值化的第2二值化步骤；选择作为上述最大似然解码结果的最大似然解码信号、上述最大似然解码过程中的临时解码信号、上述二值化了的均衡信号或上述二值化了的重放信号中的任意一个的选择步骤；对上述重放信号进行延迟调整，使之与上述选择器的输出信号的定时符合的第1延迟步骤；对上述均衡信号进行延迟调整，使之与上述选择器的输出信号的定时符合的第2延迟步骤；根据上述选择信号、上述延迟调整了的重放信号和上述延迟调整了的均衡信号，适应地控制上述间隔系数使得最大似然解码时的误差最小的系数适应控制步骤。
另外，本发明的方面21的适应均衡方法的特征在于：在方面20记载的适应均衡方法中，上述选择步骤根据由上述系数适应控制步骤从上述均衡信号计算出的最大似然解码时的误差，进行上述选择。
另外，本发明的方面22的适应均衡方法的特征在于：在方面17到20中的任意一个记载的适应均衡方法中，上述系数适应控制步骤在上述最大似然解码时的误差超过某一个定值时，不进行系数的更新。
本发明相关的适应均衡装置由于根据在比维托毕解码的解码比特序列更早的时刻得到的比特序列，适应地控制系数，所以能够将系数控制循环的循环延迟抑制为很小，提高了系数的收敛特性。另外，由于能够减少用于延迟调整的延迟器的段数，所以能够减小电路规模。
附图说明
图1是展示本发明的实施例1的适应均衡装置的结构的框图。
图2是展示本发明的实施例2的适应均衡装置的结构的框图。
图3是展示本发明的实施例3的适应均衡装置的结构的框图。
图4是展示本发明的实施例4的适应均衡装置的结构的框图。
图5是展示本发明的实施例5的适应均衡装置的结构的框图。
图6是展示本发明的系数适应控制器的结构框图。
图7是展示理想PR(1，2，2，1)均衡波形的图。
图8是产生理想PR(1，2，2，1)均衡波形的情况下的格子线图的图。
图9是展示间隔数为3的FIR型均衡器的结构的图。
图10是展示现有的适应均衡装置的结构的框图。
图11是展示现有的系数适应控制器的结构的框图。
具体实施方式
以下，参照附图说明本发明的实施例。另外，在此所示的实施例只不过是一个例子，并不一定限定于该实施例。
(实施例1)
以下，使用图1说明本发明的实施例1的适应均衡装置。
图1是展示本实施例1的适应均衡装置的结构的图。另外，在图1中，对与图10相同或对应的构成要素使用同一符号，并省略其说明。
延迟器111对均衡器4的输出进行延迟调整，使之与最大似然解码过程中的临时解码比特序列的定时符合。延迟器112对均衡器4的输入进行延迟调整，使之与上述临时解码比特序列的定时符合。
另外，维托毕解码器5在格子线图中的剩下的路径只有1个后，对与该剩下的路径对应的比特进行解码，因此要准备被看作是只有一个的充分长度的路径存储器。例如，如果设路径存储器的长度为30段，则实际上在第30段中剩下的路径也还是1条，只限于在维托毕解码器5的输入信号中叠加了较大的噪音的情况。当然，为了作为最大似然解码结果使用而必需具有冗余性，30段的长度就具有很大的意义了，但在逐次地进行适应均衡的情况下，如上所述，例如从第10段的路径存储器开始暂时对比特序列进行解码，在实际使用中是没有问题的。因此，在本实施例1中，作为最大似然解码过程中的临时解码比特序列，说明从第10段的路径存储器得到的情况。
另外，系数适应控制器8对间隔系数进行适应控制，使得均衡器4的输出成为PR(a，b，b，a)均衡、PR(a，b，a)均衡、PR(a，b，c，b，a)均衡。作为具体的PR类有(1，2，2，1)、(3，4，4，3)、(1，2，1)、(1，2，2，2，1)等，在本实施例中，适应控制间隔系数使得成为PR(1，2，2，1)均衡。
接着，说明动作。
作为模拟重放信号由光头2读取记录在光盘1中的记录比特序列。由A/D转换器3转换为数字重放信号，由均衡器4均衡化为PR(1，2，2，1)。由维托毕解码器5对均衡后的数字信号进行最大似然解码，由此得到最大似然解码比特序列。
另一方面，在延迟器111、112中，对上述均衡器4的输出、上述均衡器4的输入进行延迟调整，使得分别与最大似然解码过程中的临时解码比特序列，例如从第10段的路径存储器得到的临时解码比特序列的定时符合，并输出到系数适应控制器8。
然后，在系数适应控制器8中，根据上述临时解码比特序列、上述延迟调整了的均衡器4的输出以及上述延迟调整了的均衡器4的输入，适应地更新间隔系数。
这样，在实施例1中，在维托毕解码器5的路径存储器的中间，例如向系数适应控制器8输入从第10段得到的临时解码比特序列，根据该临时解码比特序列、由延迟器111延迟调整了的均衡器4的输出以及由延迟器112延迟调整了的均衡器4的输入，适应地控制间隔系数，因此在该例子中能够使延迟器111、112的段数比现有技术少20段，适应均衡所需要的循环延迟短20段，其结果是能够提高系数的收敛特性。另外，能够将电路规模削减所减少的延迟段数。
(实施例2)
以下，使用图2说明本发明的实施例2的适应均衡装置。
图2是展示本实施例2的适应均衡装置的结构的图。另外，在图2中，对与图10相同或对应的结构要素使用同一符号，并省略其说明。
二值化器121对均衡器4的输出进行二值化。延迟器122对上述均衡器4的输出进行延迟调整，使之与上述二值化器121的输出信号的定时符合。延迟器123对上述均衡器4的输入进行延迟调整，使之与上述二值化器121的输出信号的定时符合。
另外，考虑通过最大似然解码得到的比特序列与记录比特序列最接近，但通过其他的方法也能得到比特序列。例如，通过电平判断对均衡器4的输出进行二值化，也能够得到与记录比特序列接近的比特序列。当然，在不进行最大似然解码的部分中误差率高的可能性较大，但在逐次地进行适应均衡的情况下，在实际中也有比较充分的情况。因此，在本实施例2中，使用对均衡器4的输出进行二值化得到的比特序列，进行系数适应控制。
接着，说明动作。
作为模拟重放信号由光头2读取记录在光盘1中的记录比特序列。由A/D转换器3转换为数字重放信号，由均衡器4均衡化为PR(1，2，2，1)。由维托毕解码器5对均衡后的数字信号进行最大似然解码，由此得到最大似然解码比特序列。
另一方面，在二值化器121中，向系数适应控制器8输出对上述均衡器4的输出进行二值化得到的比特序列。在延迟器122、123中，对上述均衡器4的输出、上述均衡器4的输入进行延迟调整，使得分别与从上述二值化器121输出的比特序列的定时符合，并输出到系数适应控制器8。
然后，在系数适应控制器8中，根据从上述二值化器121输出的比特序列、上述延迟调整了的均衡器4的输出以及上述延迟调整了的均衡器4的输入，适应地更新间隔系数。
在这样的实施例2中，将通过二值化器121对均衡器4的输出进行二值化得到的比特序列输入到系数适应控制器8，根据该比特序列、由延迟器122延迟调整了的均衡器4的输出以及由延迟器123延迟调整了的均衡器4的输入，适应地控制间隔系数，因此不需要等待维托毕解码器5的延迟，能够使延迟器122、123的延迟段数比图1中的延迟器111、112还短，适应均衡所需要的循环变得更短，其结果是能够提高系数的收敛特性。另外，能够将电路规模削减所减少的延迟段数。
(实施例3)
以下，使用图3说明本发明的实施例3的适应均衡装置。
图3是展示本实施例3的适应均衡装置的结构的图。另外，在图3中，对与图10相同或对应的结构要素使用同一符号，并省略其说明。
二值化器131对均衡器4的输入进行二值化。延迟器132对均衡器4的输出进行延迟调整，使之与上述二值化器131的输出信号的定时符合。延迟器133对上述均衡器4的输入进行延迟调整，使之与上述二值化器131的输出信号的定时符合。
另外，考虑通过最大似然解码得到的比特序列与记录比特序列最接近，但通过其他的方法也能得到比特序列。例如，通过电平判断对均衡器4的输入进行二值化，也能够得到与记录比特序列接近的比特序列。当然，在不进行最大似然解码并且不进行波形均衡的部分中误差率高的可能性较大，但在逐次地进行适应均衡的情况下，在实际中也有比较充分的情况。因此，在本实施例3中，使用对均衡器4的输入进行二值化得到的比特序列，进行系数适应控制。
接着，说明动作。
作为模拟重放信号由光头2读取记录在光盘1中的记录比特序列。由A/D转换器3转换为数字重放信号，由均衡器4均衡化为PR(1，2，2，1)。由维托毕解码器5对均衡后的数字信号进行最大似然解码，由此得到最大似然解码比特序列。
另一方面，在二值化器131中，向系数适应控制器8输出对上述均衡器4的输入进行二值化得到的比特序列。在延迟器132、133中，对上述均衡器4的输出、上述均衡器4的输入进行延迟调整，使得分别与从上述二值化器131输出的比特序列的定时符合，并输出到系数适应控制器8。
然后，在系数适应控制器8中，根据从上述二值化器131输出的比特序列、上述延迟调整了的均衡器4的输出以及上述延迟调整了的均衡器4的输入，适应地更新间隔系数。
这样，在实施例3中，将通过二值化器131对均衡器4的输入进行二值化得到的比特序列输入到系数适应控制器8，根据该比特序列、由延迟器132延迟调整了的均衡器4的输出以及由延迟器133延迟调整了的均衡器4的输入，适应地控制间隔系数，因此不需要等待均衡器4的延迟，能够使延迟器132、133的延迟段数比图2中的延迟器122、123还短，适应均衡所需要的循环变得更短，其结果是能够提高间隔系数的收敛特性。另外，能够将电路规模削减所减少的延迟段数。
(实施例4)
以下，使用图4说明本发明的实施例4的适应均衡装置。
图4是展示本实施例4的适应均衡装置的结构的图。另外，在图4中，对与图10相同或对应的结构要素使用同一符号，并省略其说明。
二值化器141对均衡器4的输出进行二值化。二值化器142对均衡器4的输入进行二值化。
延迟器143对均衡器4的输出进行延迟调整，输出与解码比特序列bv、临时解码比特序列bvi、上述二值化器141的输出bby以及上述二值化器142的输出bbu各自的比特序列的定时符合的4种均衡器4的输出yv、yvi、yby、ybu。延迟器144对均衡器4的输入进行延迟调整，输出与解码比特序列bv、临时解码比特序列bvi、上述二值化器141的输出bby以及上述二值化器142的输出bbu各自的比特序列的定时符合的4种均衡器4的输入uv、uvi、uby、ubu。
选择器145根据来自外部的选择信号sel的输入，选择解码比特序列bv、临时解码比特序列bvi、上述二值化器141的输出bby以及上述二值化器142的输出bbu中的任意一个。选择器146根据来自外部的选择信号sel的输入，选择上述延迟器143的输出yv、yvi、yby、ybu中的任意一个。选择器147根据来自外部的选择信号sel的输入，选择上述延迟器144的输出uv、uvi、uby、ubu中的任意一个。
接着，说明动作。
作为模拟重放信号由光头2读取记录在光盘1中的记录比特序列。由A/D转换器3转换为数字重放信号，由均衡器4均衡化为PR(1，2，2，1)。由维托毕解码器5对均衡后的数字信号进行最大似然解码，由此得到最大似然解码比特序列。
另一方面，在选择器145中，根据从外部输入的选择信号sel，选择从维托毕解码器5得到的最大似然解码比特序列bv、维托毕解码过程中的临时解码比特序列bvi、对均衡器4的输出进行二值化得到的比特序列bby、对均衡器4的输入进行二值化得到的比特序列bbu这4种中的一个，并输出到系数适应控制器8。
另外，在选择器146中，根据上述选择信号sel，选择为了与上述4种比特序列的定时符合而延迟调整了的4种均衡器4的输出yv、yvi、yby、ybu中的一个，并输出到系数适应控制器8。
另外，在选择器147中，根据上述选择信号sel，选择为了与上述4种比特序列的定时符合而延迟调整了的4种均衡器4的输入uv、uvi、uby、ubu中的一个，并输出到系数适应控制器8。
在系数适应控制器8中，根据由上述选择器145选择了的比特序列b、由上述选择器146选择了的延迟调整了的均衡4的输出yd以及由上述选择器147选择了的延迟调整了的均衡器4的输入ud，适应地更新间隔系数。
在此，说明从上述适应均衡装置的外部付与的选择信号sel。可以考虑决定选择信号sel的各种方法，但在此作为一个例子列举基于经过时间的决定方法。
在初始状态下，由于不清楚从光盘1等记录介质到均衡器4的信道特性，所以进行初始化设置，使得均衡器4的间隔系数只有中间的一个为1，而其他的为0。这意味着只简单地对均衡器4的输入进行延迟就成为了均衡器4的输出，不进行波形均衡。因此，比特序列bby包含错误的可能性较高，如果选择它进行系数适应控制，则有可能在错误的方向上控制系数。同样地，由于比特序列bvi包含错误的可能性也较高，所以决定选择信号sel，使得选择被认为是错误最少的比特序列bv进行系数适应控制。另外，与其对应地也切换均衡器4的输出和均衡器4的输入的延迟段数。
但是，在这种情况下，由于循环延迟长，所以到系数收敛到最优值为止需要很长时间。
所以，决定选择信号sel，使得选择经过了某一定时间后的比特序列bvi。如果某一定时间进行系数适应控制，则提高了均衡器特性，也提高了比特序列bvi的可靠性，因此，这样进行决定能够在正确的方向上控制系数。进而，决定选择信号sel，使得在经过了一定时间后选择比特序列bby，并决定选择信号sel，使得最终选择比特序列bbu。
这样，如果改变选择信号sel，使得以bv、bvi、bby、bbu的顺序改变经过时间而选择的比特序列，则能够缩短到系数收敛为最优值为止的时间，同时能够跟踪信道特性的急剧变动。
在这样的实施例4中，根据从外部输入的选择信号sel，选择最大似然解码比特序列bv、维托毕解码过程中的临时解码比特序列bvi、对均衡器4的输出进行二值化而得到的比特序列bby、对均衡器4的输入进行二值化而得到的比特序列bbu这4种中的一个，并输入到系数适应控制器8，并根据选择的比特序列b、为了与该比特序列的定时符合而延迟调整了的均衡器4的输出yd、均衡器4的输入ud，适应地控制系数，因此能够与重放信号的质量符合地进行适应均衡，能够提高系数的收敛特性。
(实施例5)
以下，使用图5说明本发明的实施例5的适应均衡装置。
图5是展示本实施例5的适应均衡装置的结构的图。另外，在图5中，对与图4相同或对应的结构要素使用同一符号，并省略其说明。
选择信号生成器151根据从均衡器4的输出求出的最大似然解码时的误差，生成选择信号sel。在此，认为在最大似然解码误差小的情况下，即使是对均衡器4的输入进行二值化得到的比特序列，其误差也充分少，而认为在最大似然解码误差大的情况下，如果不是通过维托毕解码器5得到的解码比特序列，则无法消除错误。因此，选择信号生成器5从系数适应控制器8接受最大似然解码误差，根据最大似然解码误差的大小，决定选择哪个比特序列。
接着，说明动作。
作为模拟重放信号由光头2读取记录在光盘1中的记录比特序列。由A/D转换器3转换为数字重放信号，由均衡器4均衡化为PR(1，2，2，1)。由维托毕解码器5对均衡后的数字信号进行最大似然解码，由此得到最大似然解码比特序列。
另一方面，在选择信号生成器151中，从系数适应控制器8接受最大似然解码误差，并根据该最大似然解码误差生成选择信号sel。然后，在选择器145中，根据上述选择信号sel，选择从维托毕解码器5得到的最大似然解码比特序列bv、维托毕解码过程中的临时解码比特序列bvi、对均衡器4的输出进行二值化得到的比特序列bby、对均衡器4的输入进行二值化得到的比特序列bbu这4种中的一个，并输入到系数适应控制器8。另外，在选择器146中，根据上述选择信号sel，选择为了与上述4种比特序列的定时符合而延迟调整了的4种均衡器4的输出yv、yvi、yby、ybu中的一个，并输入到系数适应控制器8。另外，在选择器147中，根据上述选择信号sel，选择为了与上述4种比特序列的定时符合而延迟调整了的4种均衡器4的输入uv、uvi、uby、ubu中的一个，并输入到系数适应控制器8。
在系数适应控制器8中，根据由上述选择器145选择了的比特序列b、由上述选择器146选择了的延迟调整了的均衡4的输出yd以及由上述选择器147选择了的延迟调整了的均衡器4的输入ud，适应地更新间隔系数。
在这样的实施例5中，根据由选择信号生成器151生成的选择信号sel，选择最大似然解码比特序列bv、维托毕解码过程中的临时解码比特序列bvi、对均衡器4的输出进行二值化而得到的比特序列bby、对均衡器4的输入进行二值化而得到的比特序列bbu这4种中的一个，并输入到系数适应控制器8，并根据选择的比特序列b、为了与该比特序列的定时符合而延迟调整了的均衡器4的输出yd、均衡器4的输入ud，适应地控制系数，因此能够与重放信号的质量符合地进行适应均衡，能够提高系数的收敛特性。
另外，由于在适应均衡装置的内部设置选择信号生成器151，所以能够自动地进行选择信号的决定，提高用户的操作性。
另外，在上述各实施例1～5中，使用现有的系数适应控制器8进行了说明，但也可以如图6所示，向更新控制电路86输入比特序列检出信号和最大似然解码误差，在该比特序列检出信号为0(即，由比特序列检测器81没有检测出特定的比特序列时)时，或者在最大似然解码误差超过了某一定值时，向系数更新电路85发出指示，使得不更新系数。由此，由于在最大似然解码误差过大时，比特序列自身出错的可能性高，所以能够避免在错误的方向上更新系数。
本发明的适应均衡装置作为能够将系数控制循环的延迟抑制为很小并且提高系数的收敛特性的适应均衡装置，能够用于光盘重放装置、磁盘重放装置、光磁盘重放装置等中。

Claims (22)

1.一种适应均衡装置，其特征在于包括：
使用间隔系数对从记录介质中读出的重放信号进行均衡的均衡器；
对从上述均衡器输出的均衡信号进行最大似然解码的最大似然解码器；
对上述重放信号进行延迟调整，使之与上述最大似然解码过程中的临时解码信号的定时符合的第1延迟器；
对上述均衡信号进行延迟调整，使之与上述临时解码信号的定时符合的第2延迟器；
根据上述临时解码信号、上述第1延迟器的输出以及上述第2延迟器的输出，适应地控制上述间隔系数使得最大似然解码时的误差最小的系数适应控制器。
2.一种适应均衡装置，其特征在于包括：
使用间隔系数对从记录介质读出的重放信号进行均衡的均衡器；
对从上述均衡器输出的均衡信号进行最大似然解码的最大似然解码器；
对上述均衡信号进行二值化的二值化器；
对上述重放信号进行延迟调整，使之与从上述二值化器输出的二值化信号的定时符合的第1延迟器；
对上述均衡信号进行延迟调整，使之与上述二值化信号的定时符合的第2延迟器；
根据上述二值化信号、上述第1延迟器的输出和上述第2延迟器的输出，适应地控制上述间隔系数使得最大似然解码时的误差最小的系数适应控制器。
3.一种适应均衡装置，其特征在于包括：
使用间隔系数对从记录介质读出的重放信号进行均衡的均衡器；
对从上述均衡器输出的均衡信号进行最大似然解码的最大似然解码器；
对上述重放信号进行二值化的二值化器；
对上述重放信号进行延迟调整，使之与从上述二值化器输出的二值化信号的定时符合的第1延迟器；
对上述均衡信号进行延迟调整，使之与上述二值化信号的定时符合的第2延迟器；
根据上述二值化信号、上述第1延迟器的输出和上述第2延迟器的输出，适应地控制上述间隔系数使得最大似然解码时的误差最小的系数适应控制器。
4.一种适应均衡装置，其特征在于包括：
使用间隔系数对从记录介质读出的重放信号进行均衡的均衡器；
对从上述均衡器输出的均衡信号进行最大似然解码的最大似然解码器；
对上述均衡信号进行二值化的第1二值化器；
对上述重放信号进行二值化的第2二值化器；
选择作为上述最大似然解码结果的最大似然解码信号、上述最大似然解码过程中的临时解码信号、上述第1二值化器的输出信号或上述第2二值化器的输出信号中的任意一个的选择器；
对上述重放信号进行延迟调整，使之与上述选择器的输出信号的定时符合的第1延迟器；
对上述均衡信号进行延迟调整，使之与上述选择器的输出信号的定时符合的第2延迟器；
根据上述选择器的输出信号、上述第1延迟器的输出信号和上述第2延迟器的输出信号，适应地控制上述间隔系数使得最大似然解码时的误差最小的系数适应控制器。
5.根据权利要求4记载的适应均衡装置，其特征在于：
上述选择器根据由上述系数适应控制器从上述均衡信号计算出的最大似然解码时的误差，进行上述选择。
6.根据权利要求1到4中的任意一个记载的适应均衡装置，其特征在于：
上述系数适应控制器在上述最大似然解码时的误差超过某一个定值时，不进行系数的更新。
7.根据权利要求1到4中的任意一个记载的适应均衡装置，其特征在于：
上述系数适应控制器适应地控制间隔系数，使得上述均衡信号成为PR(a，b，b，a)均衡。
8.根据权利要求1到4中的任意一个记载的适应均衡装置，其特征在于：
上述系数适应控制器适应地控制间隔系数，使得上述均衡信号成为PR(1，2，2，1)均衡。
9.根据权利要求1到4中的任意一个记载的适应均衡装置，其特征在于：
上述系数适应控制器适应地控制间隔系数，使得上述均衡信号成为PR(3，4，4，3)均衡。
10.根据权利要求1到4中的任意一个记载的适应均衡装置，其特征在于：
上述系数适应控制器适应地控制间隔系数，使得上述均衡信号成为PR(a，b，a)均衡。
11.根据权利要求1到4中的任意一个记载的适应均衡装置，其特征在于：
上述系数适应控制器适应地控制间隔系数，使得上述均衡信号成为PR(1，2，1)均衡。
12.根据权利要求1到4中的任意一个记载的适应均衡装置，其特征在于：
上述系数适应控制器适应地控制间隔系数，使得上述均衡信号成为PR(a，b，c，b，a)均衡。
13.根据权利要求1到4中的任意一个记载的适应均衡装置，其特征在于：
上述系数适应控制器适应地控制间隔系数，使得上述均衡信号成为PR(1，2，2，2，1)均衡。
14.根据权利要求1到4中的任意一个记载的适应均衡装置，其特征在于：
该适应均衡装置被用于光盘重放装置。
15.根据权利要求1到4中的任意一个记载的适应均衡装置，其特征在于：
该适应均衡装置被用于磁盘重放装置。
16.根据权利要求1到4中的任意一个记载的适应均衡装置，其特征在于：
该适应均衡装置被用于光磁盘重放装置。
17.一种适应均衡方法，其特征在于包括：
使用间隔系数对从记录介质中读出的重放信号进行均衡的均衡步骤；
对由上述均衡步骤得到的均衡信号进行最大似然解码的最大似然解码步骤；
对上述重放信号进行延迟调整，使之与上述最大似然解码过程中的临时解码信号的定时符合的第1延迟步骤；
对上述均衡信号进行延迟调整，使之与上述临时解码信号的定时符合的第2延迟步骤；
根据上述临时解码信号、上述延迟调整了的重放信号以及上述延迟调整了的均衡信号，适应地控制上述间隔系数使得最大似然解码时的误差最小的系数适应控制步骤。
18.一种适应均衡方法，其特征在于包括：
使用间隔系数对从记录介质读出的重放信号进行均衡的均衡步骤；
对上述均衡信号进行最大似然解码的最大似然解码步骤；
对上述均衡信号进行二值化的二值化步骤；
对上述重放信号进行延迟调整，使之与由上述二值化步骤得到的二值化信号的定时符合的第1延迟步骤；
对上述均衡信号进行延迟调整，使之与上述二值化信号的定时符合的第2延迟步骤；
根据上述二值化信号、上述延迟调整了的重放信号和上述延迟调整了的均衡信号，适应地控制上述间隔系数使得最大似然解码时的误差最小的系数适应控制步骤。
19.一种适应均衡方法，其特征在于包括：
使用间隔系数对从记录介质读出的重放信号进行均衡的均衡步骤；
对上述均衡信号进行最大似然解码的最大似然解码步骤；
对上述重放信号进行二值化的二值化步骤；
对上述重放信号进行延迟调整，使之与上述二值化信号的定时符合的第1延迟步骤；
对上述均衡信号进行延迟调整，使之与上述二值化信号的定时符合的第2延迟步骤；
根据上述二值化信号、上述延迟调整了的重放信号和上述延迟调整了的均衡信号，适应地控制上述间隔系数使得最大似然解码时的误差最小的系数适应控制步骤。
20.一种适应均衡方法，其特征在于包括：
使用间隔系数对从记录介质读出的重放信号进行均衡的均衡步骤；
对上述均衡信号进行最大似然解码的最大似然解码步骤；
对上述均衡信号进行二值化的第1二值化步骤；
对上述重放信号进行二值化的第2二值化步骤；
选择作为上述最大似然解码结果的最大似然解码信号、上述最大似然解码过程中的临时解码信号、上述二值化了的均衡信号或上述二值化了的重放信号中的任意一个的选择步骤；
对上述重放信号进行延迟调整，使之与由上述选择步骤得到的选择信号的定时符合的第1延迟步骤；
对上述均衡信号进行延迟调整，使之与上述选择信号的定时符合的第2延迟步骤；
根据上述选择信号、上述延迟调整了的重放信号和上述延迟调整了的均衡信号，适应地控制上述间隔系数使得最大似然解码时的误差最小的系数适应控制步骤。
21.根据权利要求20记载的适应均衡方法，其特征在于：
上述选择步骤根据由上述系数适应控制步骤从上述均衡信号计算出的最大似然解码时的误差，进行上述选择。
22.根据权利要求17～20中的任意一个记载的适应均衡方法，其特征在于：
上述系数适应控制步骤在上述最大似然解码时的误差超过某一个定值时，不进行系数的更新。
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