CN1722606A - 电车控制装置 - Google Patents

Abstract

一种电车控制装置，将滤波电容器或滤波电抗器的能量值作为控制对象以降低能量值中含有的高次谐波分量。包括检测滤波电容器4的电压的电压检测器9；从该电压检测器9的输出中运算滤波电容器4的能量值的能量值运算器11；将能量值中含有的规定波段频率分量抽出的波段频率分量检测器12；波段频率分量乘上规定系数并输出q轴电流命令修正值的波段频率分量系数器13；以及将q轴电流命令值与q轴电流命令修正值相加以修正q轴电流命令值的q轴电流命令修正值加法器17。

Description

电车控制装置

技术领域

本发明涉及将从架线集电的直流电用电力变换器变换成交流电并驱动交流电动机的电车控制装置。

背景技术

在现有的电车控制装置中，为了除去回线电流中含有的故障电流，根据滤波电容器的电压振动，在q轴电压命令vq1上外加修正值dvq1，来控制第1的q轴电流iq1。d轴电流id和第1的q轴电流iq1根据相位通过旋转坐标变换能求出所检测的电动机电流。

从dq轴-旋转坐标系中的交流电动机的电压方程式(其记载省略)中，能够明白d轴与q轴和电流与磁通的相互关系。即，当只操作频率ω1时，不仅控制第1的q轴电流iq1，而且d轴电流id、d轴磁通φd、以及q轴磁通φq也发生变动并引起干扰。这里，将第1的q轴电流iq1用q轴电压vq来控制，q轴磁通φq用频率ω1来控制，d轴的电流id用d轴电压vd来控制，并在控制第1的q轴电流iq1时，抑制d轴电流id和q轴磁通φq的变动(例如，参照专利文献1)。

[专利文献1]特开2002-238298号公报(第5页、第7页、图6)

发明内容

在现有的电车控制装置中，由于必须有抑制d轴与q轴的电流和磁通的干扰的装置，存在结构复杂的问题。

本发明是为了解决上述问题而提出来的，通过将滤波电容器或滤波电抗器的能量值作为控制对象以降低能量值中含有的高次谐波分量，提供一种能够削减回线电流的高次谐波分量的电车用控制装置。

本发明的电车控制装置，在将从架线集电的直流电用滤波电抗器和滤波电容器进行滤波、用电力变换器变换成交流电、并驱动车辆驱动用交流电动机，根据命令的d轴电流命令值和q轴电流命令值用电压坐标变换器将发往电力变换器的电压命令进行运算的电车控制装置中，包括检测滤波电容器的电压的电压检测器；从该电压检测器的输出中运算滤波电容器的能量值的能量值运算器；将能量值中含有的规定波段频率分量抽出的波段频率分量检测器；波段频率分量乘上规定系数并输出q轴电流命令修正值的波段频率分量系数器；以及将q轴电流命令值与q轴电流命令修正值相加以修正q轴电流命令值的q轴电流命令修正值加法器。

本发明由于通过修正q轴电流命令值，能够降低电容器能量值中含有的规定波段频率分量，能够降低轨道电路的回线电流中的规定波段频率分量，即高次谐波分量，因此能够防止安装在轨道电路上的安全设备产生故障。

附图说明

图1是表示实施本发明用的实施方式1的电车控制装置的结构图。

图2是表示图1的滤波电容器的能量值的控制方块图。

图3(包括图3a，图3b)是表示与图1中的滤波电容器的能量值的控制相关的开环转换器图(board)的说明图。

图4是表示实施本发明用的实施方式2的电车控制装置的结构图。

图5是表示与图4中的滤波电抗器的能量值的控制相关的开环转换器图的说明图。

图6(包括图6a，图6b)是表示与图4中的滤波电抗器的能量值的控制相关的开环转换器图的说明图。

图7是表示实施本发明用的实施方式3的电车控制装置的结构图。

图8是表示图7的增益的说明图。

图9是表示实施本发明用的实施方式4的电车控制装置的结构图。

图10是表示实施本发明用的实施方式5的电车控制装置的结构图。

图11是表示图10中的正转时的滤波电容器的能量值的说明图。

图12是表示图10中的反转时的滤波电容器的能量值的说明图。

标号说明

1架线

3滤波电抗器

4滤波电容器

6交流电动机

9电压检测器

11，35能量值运算器

12，36频率分量检测器

13波段频率分量系数器

17q轴电流命令修正加法器

39旋转速度乘法器

40旋转速度系数器

43方向命令系数器

44方向命令乘法器

具体实施方式

实施方式1

图1是表示实施本发明用的实施方式1的电车控制装置的结构图。在图1中，从架线对直流电集电的集电器2经滤波电抗器3和滤波电容器4与电力变换器5相连。接着，输出电力变换器5的交流电的输出侧与电车驱动用感应电动机6相连。

从架线1经集电器2输入直流电，通过滤波电抗器3和滤波电容器4滤波直流电压之后，通过电力变换器5将直流电变换成任意的交流电以驱动车辆驱动用感应电动机6。

而且，电流检测器7为了将感应电动机6控制在任意的速度，检测感应电动机6的电流(三相电流，iu、iv、iw)。而且旋转速度检测器8检测感应电动机6的旋转速度ωr。

用电压检测器9检测滤波电容器4的电压Efc。接着，电压Efc输入乘法器10进行Efc的2次方运算。乘法器10的运算结果通过能量值运算器11乘上0.5×C(C：滤波电容器4的静电电容)。从能量值运算器11输出滤波电容器4的能量值Wc。该能量值Wc通过波段频率分量检测器12抽出规定波段频率分量dWc，通过波段频率分量系数器13将该值dWc乘上K，运算q轴电流命令修正值diq*。

减法器14从与感应电动机6的磁通轴相对应的d轴电流命令值id*减去通过电流检测器7和电流坐标变换器15得到的感应电动机6的d轴电流值id。该减法结果通过d轴电流控制器16，例如进行比例控制或比例积分控制，输出d轴电压修正信号值vd2。

而且，q轴电流命令修正加法器17将与感应电动机6的转矩轴相对应的q轴电流命令值iq*与q轴电流命令修正值diq*相加，输出修正后的q轴电流命令值iq2*。减法器18从修正的q轴电流命令值iq2*减去通过电流坐标变换器15得到的感应电动机6的q轴电流值iq。减法结果通过q轴电流控制器19，例如进行比例控制或比例积分控制，输出q轴电压修正信号值vq2。

差额控制器20根据d轴电流命令值id*和q轴电流命令值iq*运算转差频率命令值ωs*。加法器21将旋转速度检测器8输出的感应电动机6的旋转速度ωr与转差频率命令值ωs*相加，输出电力变换器频率命令ω1。这相当于电力变换器5输出的频率。ω1输入到积分器22，得到相位θ。

而且，将d轴电流命令值id*、q轴电流命令值iq*、以及ω1输入到电压补偿器23，运算dq轴上的非干扰控制项vd1、vq1。在加法器24运算电力变换器5产生的d轴电压值vd*，在加法器25中运算电力变换器5产生的q轴电压值vq*。接着，将d轴电压值vd*和q轴电压值vq*输入到电压坐标变换器26，最后计算电力变换器5应产生的电压命令信号(vu*，vv*，vw*)。

但是，当着眼于含有q轴电流命令修正值diq*的控制系统时，就得到了图2的方框图。图2中，27是减法器，28是q轴电流控制系统，29是感应电动机6中的q轴电流转为转矩的传递方块，30是乘法器，31是系数器，32是由滤波电抗器3和滤波电容器4构成的受电装置。系数器31是在波段频率分量系数器27上附加负值，但在图2中，由于已改成将dWc的命令值设为0并在减法器27中进行减法运算的表现形式，对于例如dWc为正的标号，diq*就成为正的标号，与图1的标号相一致。

Q轴电流控制系统28由减法器18、q轴电流控制器19、加法器25、电压坐标变换器26、电力变换器5构成，构成按照q轴电流命令修正值diq*，感应电动机6的q轴电流值为diq的控制系统。还有，关于输入信号iq*的控制系统，在图2省略了q轴电流命令修正值加法器17的图示，但同时使其按照q轴电流命令值iq*，感应电动机6的q轴电流成为iq地进行控制。因此，感应电动机6的电流值控制成iq2*(iq*+diq*)。然而，图2只表示着眼于相对于q轴电流修正值diq*的控制系统的方框图。

传送方块29表示q轴电流转为转矩的传递特性，由q轴电流iq表示感应电动机6产生的转矩。而且由于满足转矩(dτ)×旋转数(ωr)＝功率(dp)的关系，乘法器30表示感应电动机6产生的功率(power)dp。感应电动机6产生的功率经过电力变换器5流向受电装置32，成为滤波电容器3的能量值Wc。

而且，由于在直流架线中滤波电容器3的电压Efc有直流分量，因此当由Efc运算Wc时，能量值Wc含有直流分量的能量。直流分量不是抑制对象分量，因此在受电装置32中的滤波电容器4的能量值Wc中，用波段频率分量检测器12将规定的交流分量作为规定的波段频率分量dWc抽出。构成反馈电路(feedback loop)，使得波段频率分量dWc为0，对于命令值0用减法器27运算误差，经系数器31运算q轴电流命令修正值diq*。如上所述，q轴电流控制系统是含有q轴电流控制器19的控制系统，这里对于q轴电流命令修正值diq*以足够高的响应进行电流追随，能够得到与diq*大致上相一致的diq。

但是，在通过电流坐标变换器15在感应电动机6的dq轴上进行控制的前提下，一般感应电动机中的q轴电流iq与转矩τ的关系能用式(1)来表示。因此，同样diq与dτ的关系也能用式(1)来表示，得到从diq流向dτ的传递方块29。还有，Pm是极对数，M是互感，Lr是2次电感，φdr是d轴磁通。

数学方程式1

$\mathrm{\τ}=\frac{\mathrm{Pm}}{\mathrm{Lr}}\·M\·\mathrm{\φdr}\·\mathrm{iq}---\left(1\right)$

而且由于转矩dτ与感应电动机6的旋转速度ωr的积为功率dp，因此在图2中用乘法器30能够表示功率dp。进一步功率dp输入到受电装置32，在滤波电容器4中存储能量值Wc。

这里，控制对象为滤波电容器4的能量值Wc中含有的规定波段频率分量的交流分量dWc，其命令值为0。滤波电容器4的能量变动被图2的反馈电路衰减，其结果抑制了回线电流的交流分量。

接着阐述从受电装置32的功率dp流向能量值Wc的传递函数。当因只用交流分量，而忽略受电装置32的直流要素(架线的直流电压源)时，受电装置32只由滤波电抗器3和滤波电容器4构成。当将感应电动机6流向受电装置32的功率设为P时，P与Wc的关系用式(2)来表示。即，利用感应电动机6的功率能够控制滤波电容器4的能量值。还有，在式(2)中，L是滤波电抗器3的电感值，C是滤波电容器4的静电电容，R是滤波电抗器3的电阻分量值，s是将时间函数进行拉普拉斯变换后的s函数的复数参数。

数学方程式2

$\mathrm{Wc}=\frac{\mathrm{sCL}+\mathrm{RC}}{s^2\mathrm{CL}+\mathrm{sRC}+1}\·P---\left(2\right)$

根据图2的方框图，将开环转换器图的例子示于图3。这里将q轴电流控制系统28设定为300(rad/sec)的响应，在系数器31设成K＝1，将波段频率分量检测器12设定为具有40db/dec的断路特性且通过频带为10～300Hz。而且设定L＝10mH，C＝4000μF，R＝0.4Ω，Pm＝2，Lr＝35.5mH，M＝34.3mH，φdr＝3.4[Wb]。作为参数感应电动机6的旋转速度ωr如图3(a)所示，选定为2π×50(rad/sec)，2π×25(rad/sec)，2π×10(rad/sec)的3种形式。随着旋转速度ωr的上升，开环增益(Gain[dB])也上升。在该情况下，如图3(b)所示，无论哪种形式，增益为0dB以上时，由于相位(Phase[deg])不可能为±180°，所以能够成为稳定的控制系统。因此，滤波电容器4的能量值Wc中含有的规定波段频率分量的交流分量在开环转换器图的增益为0dB以上的波段中，只降低其增益量。

接着，阐述滤波电容器4的能量值Wc与滤波电抗器3的电流(回线电流Is)的关系。当将Efc分成直流分量vdc和交流分量vac中时，能量值Wc就满足式(3)。能量值Wc的交流分量Wcac满足式(4)。

数学方程式3

$\mathrm{Wc}=\frac{1}{2}C\·{\mathrm{Efc}}^2=\frac{1}{2}C{(\mathrm{vdc}+\mathrm{vac})}^2$

$=\frac{1}{2}C({\mathrm{vdc}}^2+2\mathrm{vdc}\·\mathrm{vac}+{\mathrm{vac}}^2)---\left(3\right)$

数学方程式4

$\mathrm{Wcac}=\frac{1}{2}C(2\mathrm{vdc}\·\mathrm{vac}+{\mathrm{vac}}^2)=\frac{1}{2}C(2\mathrm{vdc}+\mathrm{vac})\·\mathrm{vac}---\left(4\right)$

例如，在受电装置32的直流电压为1500V的情况下，由于vac＜＜2vdc(＝3000V)，所以式(5)就成立。由此，抑制能量值Wc的交流分量就等同于抑制vac，其结果就等同于抑制回线电流Is。

数学方程式5

$\mathrm{Wcac}=\frac{1}{2}C\·2\mathrm{vdc}\·\mathrm{vac}=C\·\mathrm{vdc}\·\mathrm{vac}---\left(5\right)$

根据这样的结构，检测滤波电容器4的能量值Wc，进行反馈控制，使能量值Wc的规定波段频率分量变为0，由于降低能量值Wc的交流分量，因此能够使轨道电路中的回线电流的规定波段频率的交流分量衰减，能够消除轨道电路的故障。

而且，实现反馈控制时，只要改变q轴电流命令值即可，能够使结构更简单。

而且，通过将滤波电容器4的能量值Wc作为控制对象，以谋求反馈控制的线性化，因此由单纯的开环转换器图进行设计，能够更精确地设计回线电流的交流分量的下降量。

实施方式2

图4是表示实施本发明用的实施方式2的电车控制装置的结构图。在图4中，1～8，14～26与实施方式1的相同。

用电流检测器33检测滤波电抗器3的电流Is。电流Is输入乘法器34进行电流Is的2次方运算。乘法器34的结果通过能量值运算器35乘上0.5×L(L：滤波电抗器3的电感值)。作为能量值运算器35的输出运算滤波电抗器3的能量值WL。从能量值运算器35输出滤波电感3的能量值WL。从该能量值WL中利用波段频率分量检测器36抽出规定波段频率分量dWL，波段频率分量dWL通过相位补偿器37的系数器37a乘上K后运算q轴电流命令修正值diq*。进一步，相位补偿器37表示为如式(6)所示的传递特性G(s)，选定为常数，以稳定反馈控制系统。在式(6)中，T1、T2为时间常数。

数学方程式6

$G\left(s\right)=\frac{T_2\·s+1}{T_1\·s+1}\·K---\left(6\right)$

且说，当着眼于包含q轴电流命令修正值diq*的控制系统时，就能得到如图5所示的方框图。在图5中，38为减法器，是在系数器37a上附加负值而得到的，但在图5中，由于已改成将dWL的命令值设为0并在减法器38中进行减法运算的表现方式，对于例如dWL为正的标号，diq*就成为正的标号，与图4的标号相一致。

在受电装置32中的滤波电抗器3的能量值WL中，用波段频率分量检测器36将规定波段的交流分量作为规定波段频率分量dWL抽出。构成反馈电路(feedback loop)，使得波段频率分量dWL为0，对于命令值0用减法器38运算误差，经相位补偿器37运算作为q轴电流命令修正值的diq*。q轴电流控制系统是含有q轴电流控制器19的控制系统，对于q轴电流命令修正值diq*以足够高的响应进行电流追随，能够得到与q轴电流命令修正值diq*大致上相一致的diq。

接着阐述受电装置32的功率dp流向能量值WL的传送函数。当因只用交流分量，而忽略受电装置32的直流要素(架线的直流电压源)时，受电装置32只由滤波电抗器3和滤波电容器4构成。将感应电动机6流向受电装置32的功率设为P时，P与WL的关系能用式(7)来表示。即，利用感应电动机6的功率能够控制滤波电抗器3的能量值。还有，在式(7)中，L是滤波电抗器3的电感值，C是滤波电容器4的静电电容，R是滤波电抗器3的电阻分量值。

数学方程式7

$\mathrm{WL}=\frac{1}{s^3\mathrm{CL}+s^2\mathrm{RC}+s}\·P---\left(7\right)$

根据图5的方框图，将开环转换器图的例子示于图6。这里将q轴电流控制系统28设定为300(rad/sec)的响应，在系数器37a设定增益K＝0.005，将波段频率分量检测器36设定为具有40db/dec的断路特性且频带为10～300Hz。而且设定L＝10mH，C＝4000μF，R＝0.4Ω，Pm＝2，Lr＝35.5mH，M＝34.3mH，φdr＝3.4[Wb]。而且，将式(6)的T1定为0.016，T2定为0.0016。作为参数感应电动机6的旋转速度ωr如图6(a)所示，选定为2π×50(rad/sec)，2π×25(rad/sec)，2π×10(rad/sec)的3种形式。随着旋转速度ωr的上升，开环增益(Gain[dB])也上升。在该情况下，如图6(b)所示，无论哪种形式，增益为0dB以上时，由于相位(Phase[deg])不可能为±180°，所以能够成为稳定的控制系统。因此，滤波电抗器3的能量值WL中含有的规定波段频率分量的交流分量在开环转换器图的增益为0dB以上的波段中，只降低其增益量。而且，图6中当旋转速度ωr为2π×10(rad/sec)时，增益为0dB以下，因此没有降低能量值WL的交流分量的效应，但当旋转速度ωr上升时，增益就变为0dB以上，出现了降低效应。

根据这样的结构，检测滤波电抗器3的能量值WL，进行反馈控制，使能量值WL的规定波段频率分量变为0，降低能量值WL的交流分量，因此能够使回线电流的规定波段频率分量的交流分量衰减，能够消除轨道电路的故障。

而且，实现反馈控制时，只要改变q轴电流命令值即可，能够使结构更简单。

而且，通过将滤波电抗器3的能量值WL作为控制对象，以谋求反馈控制的线性化，因此由单纯的开环转换器图进行的设计，能够精确地设计回线电流的交流分量的下降量。

而且，由于能够降低抑制回线电流的交流分量用的滤波电抗器3和滤波电容器4的容量，因此能够力求做到整个装置既小又轻。

实施方式3

图7是表示实施本发明用的实施方式3的电车控制装置的结构图。在图7中，1～26与图1中的相同。

将波段频率分量系数器13输出的q轴电流命令修正值diq*输入到旋转速度乘法器39。而且，旋转速度检测器8输出的旋转速度ωr在旋转速度系数器40设定成旋转速度系数K2。

如图2和图5的方框图，或图3和图6的开环转换器图所示，增益与感应电动机6的旋转速度ωr成比例地变化。例如，当旋转速度ωr为2π×25(rad/sec)时，在2π×50(rad/sec)时就产生6dB的差值，旋转速度ωr越低，滤波电容器4或滤波电抗器3的能量值的交流分量的下降就越受影响。

这里，通过以下方法，使得即使旋转速度下降，利用旋转速度系数K2在开环转换器图上的增益也不会下降。根据图2和图5的方框图，开环转换器图的增益与旋转速度ωr成比例，因此将旋转速度系数K2(ωr)设定为如图8所示的与旋转速度ωr成反比例的增益。在该例子中，将开环转换器图的增益不管在怎么样的频率，总是设定为很高。这里，将旋转速度系数K2与旋转速度ωr的关系定为式(8)，成为ωr＝2π×50(rad/sec)时的状态。

数学方程式8

K2＝50/(ωr/2π)                           (8)

根据这样的结构，不管感应电动机的旋转速度ωr怎样，通常能够设计成可得到恒定的开环增益，因此即使旋转速度ωr很低时，也能够降低滤波电容器4中的交流分量。

还有，实施方式3中，是将滤波电容器4的能量作为控制对象作说明的，但即使是将实施方式2的图4所示的滤波电抗器3的能量作为控制对象的结构，也能够期望得到同样的效果。

进一步，在实施方式3中，是将旋转速度系数器40的输入作为感应电动机6的旋转速度ωr作说明的，但在差额控制器20的输出ωs*的值与旋转速度ωr相比足够小的情况下，将电力变换器频率命令ω1作为旋转速度系数器40的输入时，也能够期望得到同样的效果。

实施方式4

图9是表示实施本发明用的实施方式4的电车控制装置的结构图。在图9中，1～16，18，19，21，22～26与实施方式1的相同。在图9中，将q轴电流命令值iq*和q轴电流命令修正值diq*用加法器41进行相加，输出修正后的q轴电流命令值iq2*。通过将该修正后的q轴电流命令值iq2*输入到差额控制器42，转差频率ωs*也与q轴电流命令值iq*一起改变。这样，在原理上将感应电动机6控制在dq轴上，因此也可以使转差频率ωs*与q轴电流命令值iq2*一致地进行改变。

根据这样的结构，在与感应电动机6一致的dq轴上控制q轴电流，因此能够使滤波电容器4的能量值中的交流分量更精确地下降。

还有，在实施方式4中，是将滤波电容器4的能量作为控制对象的，但在将滤波电抗器3的能量值作为控制对象时，也能够期望得到同样的效果。

实施方式5

图10是表示实施本发明用的实施方式5的电车控制装置的结构图。在图10中，1～26与实施方式1的相同。当方向命令系数器43接到电车的前进或倒退的行进方向命令时，在接到前进命令时输出[1]，接到倒退命令时输出[-1]。接着，当波段频率分量系数器13输出的q轴电流命令修正值diq*和方向命令系数器43输出的行进方向命令输入到方向命令乘法器44时，从方向命令乘法器44输出附有与行进方向命令相对应的标号的q轴电流命令修正值diq**。

图11是模式化地表示前进时(感应电动机6的正转时)的滤波电容器4的能量值Wc与iq2*的关系的说明图。图11中的(a)是加速时，(b)是减速时的说明图。在(a)中，当滤波电容器4的能量值Wc只上升规定的波段频率分量dWc时，感应电动机6就能得到q轴电流命令修正值diq**，使其夺取滤波电容器4的能量。在(b)中，能得到q轴电流命令修正值diq**，使能量不再回到滤波电容器4。

图12是模式化地表示倒退时(感应电动机6的反转时)的滤波电容器4的能量值Wc与iq2*的关系的说明图。图12中的(a)是加速时，(b)是减速时的说明图。在(a)中，能得到q轴电流命令修正值diq**，使其夺取滤波电容器4的能量。在(b)中，能得到q轴电流命令修正值diq**，使能量不再回到滤波电容器4。

由于在前进和倒退中，本来q轴电流命令iq*的标号是相反的，如图11和图12所示q轴电流命令修正diq*的标号也相反。即，也可以根据前进和倒退的命令，如q轴电流命令修正diq**那样地改变标号。

根据这样的结构，通过根据前进和倒退如q轴电流命令修正信号diq**那样地改变标号，不管是前进还是倒退，都能有效地降低滤波电容器4的能量的交流分量。

还有，在实施方式5中，将滤波电容器4的能量作为控制对象，但即使将滤波电抗器3的能量作为控制对象，也能够期望得到同样的效果。

而且，实施方式1到实施方式5，虽然说明了将感应电动机6的旋转速度ωr用旋转速度检测器8来进行检测的方法，但即使是根据q轴电流命令值iq*等推定旋转速度推定值ωr，也能够期望得到同样的效果。

进一步，实施方式1到实施方式5，虽然说明了用电力变换器5的输出驱动感应电动机6的方法，但关于同步电动机等的交流电动机也能够期望得到同样的效果。

Claims (5)

1.一种电车控制装置，其特征在于，

在将从架线集电的直流电用滤波电抗器和滤波电容器进行滤波、用电力变换器变换成交流电、并驱动车辆驱动用交流电动机，根据命令的d轴电流命令值和q轴电流命令值用电压坐标变换器将发往所述电力变换器的电压命令进行运算的电车控制装置中，包括：

检测所述滤波电容器的电压的电压检测器；

从该电压检测器的输出中运算所述滤波电容器的能量值的能量值运算器；

将所述能量值中含有的规定波段频率分量抽出的波段频率分量检测器；

所述波段频率分量乘上规定系数并输出q轴电流命令修正值的波段频率分量系数器；

以及将所述q轴电流命令值与所述q轴电流命令修正值相加以修正所述q轴电流命令值的q轴电流命令修正值加法器。

2.一种电车控制装置，其特征在于，

在将从架线集电的直流电用滤波电抗器和滤波电容器进行滤波、用电力变换器变换成交流电、并驱动车辆驱动用交流电动机，根据命令的d轴电流命令值和q轴电流命令值用电压坐标变换器将发往所述电力变换器的电压命令进行运算的电车控制装置中，包括

检测所述滤波电抗器的电流的电流检测器；

从该电流检测器的输出中运算所述滤波电抗器的能量值的能量值运算器；

将所述能量值中含有的规定波段频率分量抽出的波段频率分量检测器；

所述波段频率分量乘上规定系数，同时进行相位补偿并输出q轴电流命令修正值的相位补偿器；

以及将所述q轴电流命令值与所述q轴电流命令修正值相加以修正所述q轴电流命令值的q轴电流命令修正值加法器。

3.如权利要求1或2的任何一项所述的电车控制装置，其特征在于，包括

检测所述交流电动机的旋转速度的旋转速度检测器；

输出与所述旋转速度成反比的旋转速度系数的旋转速度系数器；

以及将所述q轴电流命令值与所述旋转速度系数相乘并根据所述旋转速度将所述q轴电流命令修正值进行修正的旋转速度乘法器。

4.如权利要求1或2的任何一项所述的电车控制装置，其特征在于，包括

将接受所述电车的前进或倒退的行进方向命令按照行进方向的方向系数进行输出的方向命令系数器；

以及将所述q轴命令修正值与所述方向命令系数相乘并将所述q轴电流命令修正值按照所述前进方向进行修正的方向命令乘法器。

5.如权利要求1或2的任何一项所述的电车控制装置，其特征在于，包括

将所述q轴电流命令值与所述q轴电流命令修正值相加采用修正所述q轴电流命令值的q轴电流命令修正值加法器的输出，从而对感应电动机的转差频率命令进行运算的差额控制器。

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