JP5161766B2 - インバータ装置および空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、インバータの歪みを低減する技術に関し、さらに詳しくはインバータ装置および空気調和機に関する。

図１４に示す従来例は、電動機を駆動する交流電源に流れる交流電流の歪みを低減するインバータ装置である（例えば、特許文献１参照）。

図１４において、従来例のインバータ装置は、直流交流変換部４ｐ、電流検出部６ｐ、電流指令演算部８ｐ、電圧指令演算部９ｐ、ＰＷＭ信号発生部１０ｐ、電圧指令補償部１１ｐから構成される。直流交流変換部４ｐは、平滑部（図示せず）の出力電圧を所望の交流電圧に変換し、電動機５ｐを駆動する。電流検出部６ｐは、電動機５ｐに流れる電流を検出する。電流指令演算部８ｐは、電動機５ｐを駆動するための電流指令値を演算する。電圧指令演算部９ｐは、電流指令値と電流検出部６ｐで検出された電流値に基づき、電圧指令値を算出する。ＰＷＭ信号発生部１０ｐは、電圧指令値から直流交流変換部４ｐを駆動する信号を生成する。電圧指令補償部１１ｐは、電圧指令値に補償信号を重畳する。

このように、一般的には、電流指令値により電圧指令値の振幅を補償し、歪みを低減している。

一方、最近のインバータ装置では、コスト削減、小型化・軽量化のために、平滑部に用いるコンデンサおよびリアクタは、著しく小容量化、小規模化されている。
特開平９−８４３８５号公報

しかしながら、このように不十分な容量の平滑部を用いた場合、平滑部の出力電圧は、交流電源周波数の２倍の周波数で大きく脈動する。この場合、従来例の電圧指令補償部１１ｐを用いたインバータ装置では、脈動電圧の影響を受け電動機５ｐの電流歪みを十分抑制することが出来ないという課題を有していた。

本発明は、上述した従来の課題を解決するもので、出力電圧が大きく脈動する平滑部を用いながら、電動機の波形歪みを抑制することが可能なインバータ装置および空気調和機を提供することを目的とする。

上述した従来の課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、交流電源からの交流電圧を整流し、整流電圧を生成する整流手段と、整流電圧を平滑し、交流電圧周期の半分に対応する平滑電圧周期の波形を含む平滑電圧を生成する平滑手段と、平滑電圧を、パルス幅変調された交流を表す駆動電圧に変換し、電動機に供給する直流交流変換手段と、平滑電圧周期の波形を含むとともに波形歪みを含む電流であって、駆動電圧により電動機に流れる電動機電流を検出し、電流検出信号を生成する電流検出手段と、電動機の回転数の目標値を表す目標回転数信号を生成する目標回転数設定手段と、電流検出信号および目標回転数信号に基づいて、電動機電流の指令値を表す電流指令信号を生成する電流指令生成手段と、電流検出信号および電流指令信号に基づいて、波形歪みを補正する電流指令補正信号を生成する電流指令補正手段と、電流検出信号、電流指令信号、および電流指令補正信号に基づいて、電圧指令信号を生成し、出力する電圧指令出力手段と、平滑電圧の位相を表す電圧位相信号を検出する電圧位相検出手段と、電流検出信号、目標回転数信号および電圧位相信号に基づいて、波形歪みを補正する電圧指令補正信号を生成する電圧指令補正手段と、電圧指令信号に電圧指令補正信号を加算し、加算した結果を表す被変調信号を生成する被変調信号生成手段と、被変調信号に基づいて、パルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成手段と、を有し、前記直流交流変換手段は、パルス幅変調信号に基づいて、交流駆動電圧を生成することを特徴としている。

さらに、本発明の空気調和機は、上述したインバータ装置と、電動機を含む圧縮機と、を有することを特徴としている。

交流電源に流れる交流電流の電源高調波を低減し、商用電力系統の汚染を防止することにより、インバータ装置だけでなく、電力系統に繋がるその他の電気機器の電源効率も向上させる。また、平滑コンデンサの体積を小さくすることができるため、インバータ装置の小型・軽量化が可能となり、このようなインバータ装置を用いた空気調和機の小型・軽量化も容易になる。さらに、平滑コンデンサ、インバータ装置、および空気調和機の小型化により、インバータ装置および空気調和機の低コスト化が可能となる。また、力率改善回路も不要となるため、インバータ装置および空気調和機の低コスト化に、さらに寄与する。このインバータ装置は、空気調和機だけでなく、インバータ装置を用いるあらゆる電気機器に適用可能である。

以下、本発明を実施するための最良の形態に関するいくつかの例について、図面を参照しながら説明する。なお、図面において、実質的に同一の構成、動作、および効果を表す要素については、同一の符号を付す。また、以下において記述される数字は、すべて本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明は例示された数字に制限されない。さらに、ハイ／ローで表される論理レベルまたはオン／オフで表されるスイッチング状態は、本発明を具体的に説明するために例示するものであり、例示された論理レベルまたはスイッチング状態が異なる組合せで、同等な結果を得ることも可能である。また、構成要素間の接続関係は、本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明の機能を実現する接続関係はこれに限定されない。さらに、以下の実施の形態は、ハードウェアおよび／またはソフトウェアを用いて構成されるが、ハードウェアを用いる構成は、ソフトウェアを用いても構成可能であり、ソフトウェアを用いる構成は、ハードウェアを用いても構成可能である。

（実施の形態１）
図１は、実施の形態１におけるインバータ装置の構成を示すブロック図である。

図１において、実施の形態１におけるインバータ装置は、交流電源１からの単相の交流電圧Ｓ１を整流し、再びパルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を用いて交流化することにより駆動電圧Ｓ４を生成する。インバータ装置は、駆動電圧Ｓ４を電動機５に供給し、電動機５を駆動する。電動機５が回転することにより、空気調和機を構成する圧縮機において、冷媒が圧縮される。実施の形態１におけるインバータ装置は、整流部２、平滑部３、直流交流変換部４、電流検出部６、回転位相検出部７、目標回転数設定部１５、電流指令生成部８、電流指令補正部１３、電流指令補正部１４、加算部１７、電圧指令生成部９、電圧指令補正部１１、電圧位相検出部１２、加算部１６、およびＰＷＭ信号生成部１０を含む。加算部１７および電圧指令生成部９は、電圧指令出力部を構成する。

整流部２は、ダイオードブリッジで構成され、交流電源１からの交流電圧Ｓ１を入力する。その結果、交流電源１には交流電流ＳＣが流れる。整流部２は、交流電圧Ｓ１を全波整流し、整流電圧Ｓ２を生成する。平滑部３は、整流電圧Ｓ２に並列に接続される平滑コンデンサ（図示せず）と直列に接続されるリアクタ（図示せず）で構成され、整流電圧Ｓ２を平滑化し、交流電圧Ｓ１の２倍の周波数で大きく脈動する平滑電圧Ｓ３を生成する。交流電圧Ｓ１の２倍の周波数に対応する平滑電圧Ｓ３の周期を、平滑電圧周期と呼ぶ。すなわち、平滑電圧周期は、交流電圧周期の半分に対応する。直流交流変換部４は、半導体スイッチング素子で構成され、平滑電圧Ｓ３を、ＰＷＭされた交流を表す駆動電圧Ｓ４に変換する。電圧位相検出部１２は、平滑電圧Ｓ３の位相を表す電圧位相信号Ｓ１２を検出する。

電流検出部６は、駆動電圧Ｓ４により電動機５に流れる電動機電流を検出し、電流検出信号Ｓ６を生成する。電流検出信号Ｓ６は、平滑電圧周期の波形を含み、波形歪みを有する。回転位相検出部７は、電流検出信号Ｓ６に基づいて、電動機５の回転位相を表す回転位相信号Ｓ７を検出する。目標回転数設定部１５は、電動機５の回転数の目標値を表す目標回転数信号Ｓ１５を生成する。電流指令生成部８は、回転位相信号Ｓ７、電圧位相信号Ｓ１２、および目標回転数信号Ｓ１５に基づいて、電動機電流の指令値を表す電流指令信号Ｓ８を生成する。

電流指令補正部１３は、電圧位相信号Ｓ１２、回転位相信号Ｓ７、および電流指令信号Ｓ８に基づいて、電流検出信号Ｓ６の波形歪みを補正する電流指令補正信号Ｓ１３を生成する。電流指令補正部１４は、電圧位相信号Ｓ１２、回転位相信号Ｓ７、電流指令信号Ｓ８、および転流信号Ｓ１０Ａ（後述）に基づいて、電流検出信号Ｓ６の波形歪みを補正する電流指令補正信号Ｓ１４を生成する。加算部１７は、電流指令信号Ｓ８に、電流指令補正信号Ｓ１３と電流指令補正信号Ｓ１４を加算し、加算信号Ｓ１７を生成する。電圧指令生成部９は、回転位相信号Ｓ７および加算信号Ｓ１７に基づいて、ＰＷＭにおける被変調信号の指令値を表す電圧指令信号Ｓ９を生成する。

電圧指令補正部１１は、電圧位相信号Ｓ１２、回転位相信号Ｓ７、および電流指令信号Ｓ８に基づいて、電流検出信号Ｓ６の波形歪みを補正する電圧指令補正信号Ｓ１１を生成する。加算部１６は、電圧指令信号Ｓ９と電圧指令補正信号Ｓ１１を加算し、加算信号Ｓ１６を生成する。加算部１６は被変調信号生成部とも呼ばれ、加算信号Ｓ１６は被変調信号とも呼ばれる。ＰＷＭ信号生成部１０は、加算信号Ｓ１６に基づいて、電動機電流における転流のタイミングを表す転流信号Ｓ１０Ａを生成する。さらに、ＰＷＭ信号生成部１０は、加算信号Ｓ１６を被変調信号とし、例えば数ｋＨｚないし数１０ｋＨｚの三角状搬送波信号と転流信号Ｓ１０Ａを用いてＰＷＭ化し、ＰＷＭ波形を表すＰＷＭ信号Ｓ１０を生成する。直流交流変換部４は、ＰＷＭ信号Ｓ１０に基づいて、平滑電圧Ｓ３をスイッチングし、駆動電圧Ｓ４を生成する。

電動機電流は、直流交流変換部４および電動機５間に流れる電流であり、電動機５がＹ次結線の場合、電動機５の相電流に一致する。電流検出部６は、代表的実施の形態では、電動機電流を直接に電流センサ１８で検出する。別の実施の形態では、直流交流変換部４の母線電流、すなわち平滑電圧Ｓ３が直流交流変換部４に加わる２つの端子の少なくとも一方に流れる電流により、間接的に推定値を検出する。

平滑部３を構成するリアクタは、交流電圧Ｓ１の投入時における平滑コンデンサへの突入充電電流のピーク値を下げるために設けられる。リアクタの挿入される位置は、交流電源１と平滑部３を構成する平滑コンデンサとの間であるが、整流部２の交流電源１側と平滑部３側のいずれであってもよい。

さらに、平滑部３を構成するリアクタのリアクタンスＬ１値と平滑コンデンサの容量値Ｃ１は、その共振周波数ｆｃ＝１／（２π×√（Ｌ１×Ｃ１））が交流電源１の周波数の４０倍以上になるように設定される。実施の形態１では、交流電源１の周波数を５０Ｈｚとする。この場合、例えばリアクタンス値Ｌ１＝０．５ｍＨ、容量値Ｃ１＝１０μＦとすることにより、共振周波数ｆｃ（＝２２５０Ｈｚ）＞４０×５０Ｈｚ（＝２０００Ｈｚ）のように、４０倍以上にすることができる。共振周波数ｆｃを交流電源１の周波数の４０倍以上にすれば、リアクタおよび平滑コンデンサが小型・軽量化され、コスト削減が可能となる。また、共振周波数対策用の力率改善（ＰＦＣ：Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）回路も不要となり、さらにコスト低下に寄与することができる。

平滑コンデンサは、代表的には、フィルムコンデンサで構成される。フィルムコンデンサの寿命特性は半永久的であり、しかも周囲温度による寿命特性への影響は無視できため、実施の形態１のインバータ装置を用いた空気調和機は、使用環境を自由に選択することができる。

以上のように構成された実施の形態１のインバータ装置について、以下にその動作を説明する。まず、図２は、時間ｔに対する主要信号の波形図を示している。図２（Ａ）は、平滑電圧Ｓ３の波形である。平滑部３の平滑コンデンサの容量を著しく小さくすることにより、平滑電圧Ｓ３は、電源周波数の２倍の周波数（平滑電圧周波数と呼ぶ）かつリップル率８０％以上の振幅で、大きく脈動する。平滑電圧周波数の逆数は、平滑電圧周期ＴＰＷ（図２（Ａ）に図示）と呼ばれる。実施の形態１では、平滑電圧周波数は１００Ｈｚであり、平滑電圧周期ＴＰＷは１０ミリ秒である。

図２（Ｂ）は、電流検出信号Ｓ６の波形である。電流検出信号Ｓ６は、搬送波信号を、包絡曲線で示される被変調信号で振幅変調した波形になる。この場合、搬送波信号は、電動機５の極対数（極数の１／２）と回転数の積で表される電気角周波数を有し、波形歪みを含む正弦波であり、被変調信号は平滑電圧Ｓ３に大略相似している。電流検出信号Ｓ６は通信信号ではないが、説明上、このように変調用語を用いて表現する。

実施の形態１では、電動機５の極対数を３、回転数を３５００ｒｐｍとすると、電流検出信号Ｓ６の電気角周波数は、３×３５００（ｒｐｍ）／６０（秒）＝１７５（Ｈｚ）となる。電気角周波数の逆数は、電気角周期と呼ばれる。この例では電気角周期は、約５．７（ｍｓｅｃ）である。図２（Ｄ）は、電圧位相信号Ｓ１２の波形である。電圧位相信号Ｓ１２は、平滑電圧周期ＴＰＷの間に０度から３６０度まで変化するノコギリ波状の波形となる。

図３は、時間ｔに対する主要信号の波形図を示している。図３（Ａ）は、図２（Ｂ）と同じく電流検出信号Ｓ６の波形であり、図３（Ｂ）は、図３（Ａ）における電流検出信号Ｓ６の電気角周期ＴＥＡの時間軸を拡大した波形である。電流検出信号Ｓ６は、電流歪みと呼ばれる波形歪みを含み、点線で示す歪みのない波形に対して乖離する。図３（Ｃ）ないし図３（Ｅ）についても、図３（Ｂ）と同様に、時間軸が拡大されている。図３（Ｃ）は、回転位相信号Ｓ７の波形である。回転位相信号Ｓ７は、電気角周期ＴＥＡの間に０度から３６０度まで変化するノコギリ波状の波形となる。

（電流指令生成部８の構成および動作）
電流指令生成部８は、電圧位相信号Ｓ１２で表される平滑電圧周期ＴＰＷ毎に、正弦波の大略上半分が繰り返される電流指令信号Ｓ８（図２（Ｃ）に図示）を生成する。電流指令信号Ｓ８の大きさは、回転位相信号Ｓ７から求められる実回転数と、目標回転数信号Ｓ１５で表される目標回転数との比較により、両回転数の差が小さくなるように、制御される。すなわち、実回転数が目標回転数よりも小さい場合、電流指令信号Ｓ８の大きさを大きくし、実回転数が目標回転数よりも大きい場合、電流指令信号Ｓ８の大きさを小さくする。電流指令生成部８は、実回転数を求めるために、回転位相信号Ｓ７の電気角周期ＴＥＡごとのタイミングだけを検出し、回転位相信号Ｓ７に含まれる電流検出信号Ｓ６の波形歪みを検出しない。このため、電流指令生成部８は回転位相信号Ｓ７の波形歪みを電流指令信号Ｓ８に与えない。電流指令生成部８は、回転位相信号Ｓ７に加え、波形歪みを含まない目標回転数信号Ｓ１５および電圧位相信号Ｓ１２に基づいて、電流指令信号Ｓ８を生成する。これにより、電流指令信号Ｓ８は電流検出信号Ｓ６の波形歪みを含まない。

（電流指令補正部１３の構成および動作）
次に、実施の形態１における電流指令補正部１３の構成および動作について、説明する。図４Ａは実施の形態１における電流指令補正部１３の構成を示す詳細なブロック図である。電流指令補正部１３は、高調波生成部４０Ａ、タイミング生成部４１、振幅位相設定部４２、制御部４３、スイッチ部４４、および信号平滑部４５を含む。

ここで、直流交流変換部４は、例えば、１個の高電位側トランジスタと１個の低電位側トランジスタで構成される１対のスイッチング回路を３対含み、電気角周期ＴＥＡの間に６回転流する。６回の転流時に、各スイッチング回路における高電位側トランジスタと低電位側トランジスタが同時にオン状態にならないように、デッドタイムと呼ばれる両者ともオフの状態が設けられる。このデッドタイムは、電気角周期ＴＥＡの間に６回転流することにより発生するため、電流検出信号Ｓ６に、電気角周波数の６次高調波を主とする、上述したような波形歪みをもたらす。電気角周期ＴＥＡ間の転流回数が変われば、転流回数に等しい次数の高調波歪みが発生する。

高調波生成部４０Ａは、回転位相信号Ｓ７に基づいて、電気角周波数の６次高調波を表す高調波信号Ｓ４０Ａを生成する。上述した例では、電気角周波数は１７５Ｈｚであるから、高調波信号Ｓ４０Ａの周波数は、１７５×６＝１０５０Ｈｚとなる。タイミング生成部４１は、電圧位相信号Ｓ１２に基づいて、平滑電圧周期ＴＰＷ内のタイミングを表すタイミング信号Ｓ４１を生成する。代表例では、タイミング生成部４１は、平滑電圧周期ＴＰＷを複数の異なる期間（副平滑電圧期間と呼ぶ）に分割し、各副平滑電圧期間の始点と終点のタイミングを表すタイミング信号Ｓ４１を生成する。

振幅位相設定部４２は、タイミング信号Ｓ４１に基づいて、平滑電圧周期ＴＰＷ内で変化する基準振幅を設定する。さらに振幅位相設定部４２は、この基準振幅に対して電流指令信号Ｓ８の代表値の大きさを乗算し、電流指令振幅を生成する。例えば、電流指令信号Ｓ８（図２（Ｃ）に図示）の代表値は、平滑電圧周期ＴＰＷにおける最大値に設定される。これにより、電流指令振幅は、実回転数と目標回転数との比較により両回転数の差が小さくなるように、制御される。振幅位相設定部４２は、高調波信号Ｓ４０Ａの振幅をこの電流指令振幅に設定し、設定された高調波信号Ｓ４０Ａを表す振幅位相設定信号Ｓ４２を生成する。

代表的には、振幅位相設定信号Ｓ４２の振幅は、各副平滑電圧期間内で大略一定となる一方、平滑電圧周期ＴＰＷ内では副平滑電圧期間が変わるごとに変化することができる。例えば、振幅位相設定信号Ｓ４２の振幅は、平滑電圧Ｓ３の大きさに大略比例して、副平滑電圧期間が変わるごとに変化する。同時に、各副平滑電圧期間における振幅位相設定信号Ｓ４２の振幅は、電流指令信号Ｓ８の代表値の大きさに比例して変化する。

さらに、振幅位相設定部４２は、タイミング信号Ｓ４１に基づいて、振幅位相設定信号Ｓ４２の位相を設定する。代表的には、振幅位相設定信号Ｓ４２の位相は、各副平滑電圧期間内で大略一定となる一方、平滑電圧周期ＴＰＷ内では副平滑電圧期間が変わるごとに変化することができる。

制御部４３は、電圧位相信号Ｓ１２に基づいて、平滑電圧周期ＴＰＷ内でまたは平滑電圧周期ＴＰＷごとに、振幅位相設定信号Ｓ４２を通過させる期間（通過期間と呼ぶ）を表す制御信号Ｓ４３を生成する。スイッチ部４４は、制御信号Ｓ４３に基づいてオン／オフし、通過期間で通過した振幅位相設定信号Ｓ４２を表す通過信号Ｓ４４を生成する。通過期間の開始時点および終了時点のタイミングは、平滑電圧周期ＴＰＷごとに、平滑電圧周期ＴＰＷ内でランダムに変化させることができる。さらに、平滑電圧周期ＴＰＷごとに、振幅位相設定信号Ｓ４２を少しでも通過させる通過期間と、まったく通過させない非通過期間とのいずれか一方を、ランダムに設定することができる。

通過期間は、長さが非ゼロの補正期間とも呼ばれ、非通過期間は、長さがゼロの補正期間とも呼ばれる。制御信号Ｓ４３は、補正期間信号とも呼ばれる。すなわち、補正期間信号Ｓ４３は、各平滑電圧周期ＴＰＷ内で、長さがゼロの補正期間と非ゼロの補正期間のいずれか一方を表す。さらに制御部４３は、非ゼロの補正期間において、平滑電圧周期ＴＰＷごとに、非ゼロの補正期間における開始時点および終了時点の少なくとも一方を、任意の時点に設定する。

図９は、図４Ａにおける電流指令補正部１３の動作を示す波形図である。図９（Ａ）および図９（Ｃ）は平滑電圧周期ＴＰＷの平滑電圧Ｓ３の波形を示し、図９（Ｂ）および図９（Ｄ）は、平滑電圧Ｓ３に対応して、電流指令補正信号Ｓ１３の波形を示す。図９（Ａ）ないし図９（Ｄ）では、制御部４３およびスイッチ部４４の動作を中心に説明し、副平滑電圧期間ごとの種々の変化は省略する。

図９（Ｂ）では、制御部４３は、平滑電圧周期ＴＰＷごとに、開始時点ｔｓ１から終了時点ｔｅ１までの通過期間を設定し、スイッチ部４４は、通過期間においてオンされ、電流指令補正信号Ｓ１３を出力する。開始時点ｔｓ１および終了時点ｔｅ１は、制御部４３により、平滑電圧周期ＴＰＷごとにランダムに設定される。すなわち、平滑電圧周期ＴＰＷの期間ＴＥ１内における開始時点ｔｓ１のタイミングと、期間ＴＥ２内における開始時点ｔｓ２のタイミングとは、変えることができる。また、平滑電圧周期ＴＰＷの期間ＴＥ１内における終了時点ｔｅ１のタイミングと、期間ＴＥ２内における終了時点ｔｅ２のタイミングとは、変えることができる。開始時点および終了時点のタイミングのうち、いずれか一方を変えても、両方を変えてもよい。

さらに、図９（Ｄ）では、開始時点ｔｓ３から終了時点ｔｅ３までの通過期間の有無は、制御部４３により、平滑電圧周期ＴＰＷごとにいずれか一方にランダムに設定される。すなわち、平滑電圧周期ＴＰＷの各期間ＴＦ１、ＴＦ２は、振幅位相設定信号Ｓ４２を少しでも通過させる通過期間であり、期間ＴＦ３は、振幅位相設定信号Ｓ４２をまったく通過させない非通過期間である。

上述したように、平滑電圧Ｓ３は、平滑電圧周期ＴＰＷで大きく脈動する波形（図９（Ａ）および図９（Ｃ）に図示）になり、電流検出信号Ｓ６（図２（Ｂ）に図示）は、平滑電圧周期ＴＰＷで包絡曲線が大きく脈動する波形になる。電流検出信号Ｓ６の振幅が平滑電圧周期ＴＰＷごとに小さくなる領域においては、回転位相信号Ｓ７における実回転数の検出精度は悪化するため、振幅位相設定信号Ｓ４２の周波数および位相の精度は悪化する。さらに、電流指令信号Ｓ８は振幅が落ち込むため、６次高調波歪みの振幅も不安定になる。

このような場合、制御部４３およびスイッチ部４４を用いて、電流検出信号Ｓ６の振幅が小さくなる領域だけ補正を一時停止する。補正を停止しても、電流検出信号Ｓ６に含まれる波形歪みは小さいので、問題とはならない。このように、誤った補正により、補正誤差が拡大することを防止できる。

さらに、平滑電圧周期ＴＰＷごとに通過期間の開始時点および終了時点のタイミングをランダムに変化させ、また、平滑電圧周期ＴＰＷごとに通過期間と非通過期間のいずれか一方をランダムに設定する。これにより、電流検出信号Ｓ６において、通過期間における平滑電圧周期ＴＰＷの周期性と、６次高調波歪みとの相互変調による新たな歪みの発生を、抑制することが可能となる。

信号平滑部４５は、通過信号Ｓ４４における振幅および位相の急峻な変化を平滑化し、平滑化した信号を表す電流指令補正信号Ｓ１３を生成する。通過信号Ｓ４４が十分平滑化されていれば、信号平滑部４５は省略することができる。

別の実施の形態では、振幅位相設定部４２は、高調波信号Ｓ４０Ａおよび電流指令信号Ｓ８に基づいて、振幅または位相の異なる複数系統の副振幅位相設定信号を生成する。振幅位相設定部４２は、さらに、タイミング信号Ｓ４１に基づいて、副平滑電圧期間ごとに、これらの複数系統の副振幅位相設定信号の中から一系統の信号を選択し、振幅位相設定信号Ｓ４２を生成する。

さらに、別の実施の形態では、図４Ａにおける高調波生成部４０Ａは省略され、回転位相信号Ｓ７は、振幅位相設定部４２に直接に入力される。振幅位相設定部４２において、振幅位相設定信号Ｓ４２の周波数は、６次高調波歪みに大略等しい所定値であり、あらかじめ設定される。さらに、振幅位相設定信号Ｓ４２の位相は、回転位相信号Ｓ７に基づいて、実回転数が速くなれば進相し、実回転数が遅くなれば遅相する。

以上のように電流指令補正部１３を構成することにより、電流指令補正部１３は、６次高調波歪み（上述した例では１０５０Ｈｚ）と大略等しい周波数を有する電流指令補正信号Ｓ１３を生成する。また、電流指令補正信号Ｓ１３の振幅は、各副平滑電圧期間内で大略一定となり、平滑電圧周期ＴＰＷ内では副平滑電圧期間が変わるごとに、例えば平滑電圧Ｓ３の大きさに大略比例して、変化することができる。さらに、各副平滑電圧期間における電流指令補正信号Ｓ１３の振幅は、電流指令信号Ｓ８の代表値の大きさに比例して変化し、実回転数と目標回転数の差が小さくなるように制御される。その結果、電流指令補正信号Ｓ１３の振幅は、電圧指令補正信号Ｓ１１の振幅と併せて、電流検出信号Ｓ６に含まれる６次高調波の大きさに、大略等しくすることができる。

さらに、電流指令補正信号Ｓ１３の位相は、振幅位相設定部４２により、電流検出信号Ｓ６、平滑電圧Ｓ３、または交流電流ＳＣの波形歪みが小さくなるように、副平滑電圧期間ごとに事前に調整される。このように、副平滑電圧期間ごとに電流指令補正信号Ｓ１３の位相も変化させると、上述した交流電流ＳＣなどの波形歪みが小さくなる場合がある。調整後の電流指令補正信号Ｓ１３の位相は、電流検出信号Ｓ６に含まれる６次高調波の位相に対して、大略逆位相となる。６次高調波の位相は、回転位相信号Ｓ７に対して所定の位相関係にあり、振幅位相設定部４２は回転位相信号Ｓ７に基づくため、振幅位相設定部４２により位相を事前に調整すれば、その後調整値を固定しても、逆位相状態は継続する。

図３（Ｄ）は、電流指令補正信号Ｓ１３の波形の一例である。電流指令補正信号Ｓ１３は、拡大された電気角周期ＴＥＡにおいて、６周期の６次高調波を含む。

図８は、図１における実施の形態１の動作を示す波形図である。図８（Ａ）は平滑電圧Ｓ３の波形を示し、図８（Ｂ）、図８（Ｃ）、および図８（Ｄ）は、平滑電圧Ｓ３に対応して、それぞれ回転位相信号Ｓ７、転流信号Ｓ１０Ａ、および電流指令補正信号Ｓ１３の波形を示す。図８（Ｄ）の波形を見やすくするため、図３（Ａ）および図３（Ｂ）の場合よりも実回転数を低くし、電気角周期ＴＥＡを大きくしている。図８（Ｄ）の電流指令補正信号Ｓ１３は、電気角周期ＴＥＡの間に６周期の６次高調波を含む。さらに、電流指令補正信号Ｓ１３は、平滑電圧周期ＴＰＷ内の副平滑電圧期間ＴＤ１、ＴＤ２、ＴＤ３ごとに、振幅および位相が変化する。電流指令補正信号Ｓ１３の大きさが最大となるタイミングは、必ずしも平滑電圧Ｓ３が最大となるタイミングではなく、そこから若干ずれる。

図１０は、図４Ａにおける電流指令補正部１３の動作を示す波形図である。図１０（Ａ）は平滑電圧Ｓ３の波形を示し、図１０（Ｂ）、図１０（Ｃ）、および図１０（Ｄ）は、平滑電圧Ｓ３に対応して、それぞれ副振幅位相設定信号の波形を示す。これら３系統の副振幅位相設定信号において、周波数は、図４Ａの場合、すべて高調波信号Ｓ４０Ａの周波数であり、もしくは高調波生成部４０Ａが省略される場合、すべて６次高調波歪みに大略等しい所定値であり、あらかじめ設定される。振幅および位相は、３系統のそれぞれにおいて所定の値を有する。図１０（Ｃ）の副振幅位相設定信号は、図１０（Ｂ）の副振幅位相設定信号に対して等しい振幅および進相した位相を有し、図１０（Ｄ）の副振幅位相設定信号は、図１０（Ｃ）の副振幅位相設定信号に対してより大きい振幅および等しい位相を有する。

平滑電圧周期ＴＰＷは、各副平滑電圧期間ＴＡ１、ＴＡ２、ＴＡ３、ＴＡ４に分割される。各副平滑電圧期間ＴＡ１、ＴＡ４では図１０（Ｂ）の副振幅位相設定信号、副平滑電圧期間ＴＡ２では図１０（Ｄ）の副振幅位相設定信号、および副平滑電圧期間ＴＡ３では図１０（Ｃ）の副振幅位相設定信号（それぞれ斜線で図示）が、それぞれ選択される。選択された副振幅位相設定信号は一系統につなぎ合わされ、電流指令補正信号Ｓ１３が生成される。

これにより、平滑電圧Ｓ３が大きい期間では、電流指令補正信号Ｓ１３を大きくする一方、平滑電圧Ｓ３が小さい期間では、電流指令補正信号Ｓ１３を小さくすることができる。その結果、電流指令補正信号Ｓ１３を、電流検出信号Ｓ６の波形歪みに合わせた大きさにすることができる。さらに図１０（Ｃ）のように位相を微調整することにより、電流検出信号Ｓ６の波形歪みとは逆位相の電流指令補正信号Ｓ１３を生成することが可能となる。

図１１は、図４Ａにおける電流指令補正部１３の動作を示す波形図である。図１１（Ａ）は回転位相信号Ｓ７から求められる実回転数であり、期間ＴＢ１から期間ＴＢ２にかけて上昇する。図１１（Ｂ）および図１１（Ｃ）は、それぞれ副振幅位相設定信号の波形を示す。これら２系統の副振幅位相設定信号において、周波数は、すべて５次高調波歪みに大略等しい所定値であり、あらかじめ設定される。振幅および位相は２系統のそれぞれにおいて所定の値を有する。図１１（Ｃ）の副振幅位相設定信号は、図１１（Ｂ）の副振幅位相設定信号に対して等しい振幅および進相した位相を有する。

期間ＴＢ１では図１１（Ｂ）の副振幅位相設定信号、期間ＴＢ２では図１１（Ｃ）の副振幅位相設定信号（それぞれ斜線で図示）がそれぞれ選択される。選択された副振幅位相設定信号は一系統につなぎ合わされ、電流指令補正信号Ｓ１３が生成される。これにより、実回転数が上昇すると、電流指令補正信号Ｓ１３の位相を進相させることができ、電流検出信号Ｓ６の波形歪みとは逆位相の電流指令補正信号Ｓ１３を生成することが可能となる。

図１２は、図４Ａにおける電流指令補正部１３の動作を示す波形図である。図１２（Ａ）は電流指令信号Ｓ８の大きさであり、期間ＴＣ１から期間ＴＣ２にかけて上昇する。図１２（Ｂ）、図１２（Ｃ）、および図１２（Ｄ）は、それぞれ副振幅位相設定信号の波形を示す。これら３系統の副振幅位相設定信号において、図４Ａの場合、すべて高調波信号Ｓ４０Ａの周波数であり、図７Ｃの場合、すべて５次高調波歪みに大略等しい所定値であり、あらかじめ設定される。振幅および位相は、３系統のそれぞれにおいて所定の値を有する。図１２（Ｃ）の副振幅位相設定信号は、図１２（Ｂ）の副振幅位相設定信号に対して等しい振幅および進相した位相を有し、図１２（Ｄ）の副振幅位相設定信号は、図１２（Ｃ）の副振幅位相設定信号に対してより大きい振幅および等しい位相を有する。

期間ＴＣ１では図１２（Ｂ）の副振幅位相設定信号、期間ＴＣ２では図１２（Ｄ）の副振幅位相設定信号（それぞれ斜線で図示）がそれぞれ選択される。選択された副振幅位相設定信号は一系統につなぎ合わされ、電流指令補正信号Ｓ１３が生成される。これにより、電流指令信号Ｓ８の大きさが上昇すると、電流指令補正信号Ｓ１３の振幅をより大きくすることができる。その結果、同様に電流指令信号Ｓ８とともに上昇する電流検出信号Ｓ６の波形歪みに対して、大略等しい大きさの電流指令補正信号Ｓ１３を生成することが可能となる。

図１０（Ａ）から図１２（Ｃ）までの波形図では、図４Ａにおけるスイッチ部４４は、振幅位相設定信号Ｓ４２をすべて通過させ、電流指令補正信号Ｓ１３を生成する。

なお、高調波信号Ｓ４０Ａは、電気角周波数の６次高調波を表すとしたが、さらに６次以外の高調波も含む周期的信号であってもよい。

（電流指令補正部１４の構成および動作）
次に、実施の形態１における電流指令補正部１４の構成および動作について、説明する。図４Ｂは実施の形態１における電流指令補正部１４の構成を示す詳細なブロック図である。電流指令補正部１４は、相互変調波生成部４６、タイミング生成部４１Ａ、振幅位相設定部４２Ａ、制御部４３、スイッチ部４４、および信号平滑部４５を含む。電流指令補正部１４では、電流指令補正部１３と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は、電流指令補正部１３と同等であるので、説明を省略する。

相互変調波生成部４６は、回転位相信号Ｓ７に基づいて、電気角周波数の６次高調波を表す電気角高調波信号を生成する。相互変調波生成部４６は、さらに、電圧位相信号Ｓ１２に基づいて、平滑電圧周波数およびその高調波周波数を有する信号を表す平滑電圧高調波信号を生成する。相互変調波生成部４６は、さらに、電気角高調波信号の周波数と平滑電圧高調波信号の周波数との和と差に基づいて、相互変調波信号Ｓ４６を生成する。なお、相互変調波生成部４６は、電圧位相信号Ｓ１２の代りに平滑電圧Ｓ３を入力し、平滑電圧高調波信号を生成してもよい。

上述した例では、電気角周波数は１７５Ｈｚであり、平滑電圧周波数は１００Ｈｚであるから、電気角高調波信号の周波数は１０５０Ｈｚとなり、平滑電圧高調波信号の周波数は、１００Ｈｚ、２００Ｈｚのように１００Ｈｚの倍数となる。それゆえ、相互変調波信号Ｓ４６の周波数は、８５０Ｈｚ、９５０Ｈｚ、１０５０Ｈｚ、１１５０Ｈｚ、１２５０Ｈｚのように、１０５０Ｈｚを中心とする１００Ｈｚ間隔の周波数になる。

タイミング生成部４１Ａは、電圧位相信号Ｓ１２および転流信号Ｓ１０Ａに基づいて、平滑電圧周期ＴＰＷ内のタイミングを表すタイミング信号Ｓ４１Ａを生成する。転流信号Ｓ１０Ａは、例えば、転流するごとに、ローレベルとハイレベル間を変化する信号を表す。代表例では、タイミング生成部４１Ａは、転流信号Ｓ１０Ａが、ローレベルとハイレベル間を変化する上昇エッジおよび下降エッジの両方を表す転流タイミングを生成する。タイミング生成部４１Ａは、さらに、電圧位相信号Ｓ１２に基づいて、平滑電圧周期ＴＰＷ内の所定の有効期間だけ、転流タイミングをタイミング信号Ｓ４１Ａとして出力する。有効期間は、平滑電圧周期ＴＰＷに等しくてもよい。この場合、タイミング生成部４１Ａは、全部の転流タイミングをタイミング信号Ｓ４１Ａとして出力する。

振幅位相設定部４２Ａは、タイミング信号Ｓ４１Ａに基づいて、平滑電圧周期ＴＰＷ内で変化する基準振幅を設定する。さらに振幅位相設定部４２Ａは、この基準振幅に対して電流指令信号Ｓ８の代表値の大きさを乗算し、電流指令振幅を生成する。例えば、電流指令信号Ｓ８（図２（Ｃ）に図示）の代表値は、平滑電圧周期ＴＰＷにおける最大値に設定される。これにより、電流指令振幅は、実回転数と目標回転数との比較により両回転数の差が小さくなるように、制御される。振幅位相設定部４２Ａは、相互変調波信号Ｓ４６の振幅をこの電流指令振幅に設定し、設定された相互変調波信号Ｓ４６を表す振幅位相設定信号Ｓ４２Ａを生成する。

代表的には、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａの振幅は、平滑電圧Ｓ３の大きさに大略比例して変化する。別の例では、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａの振幅は、平滑電圧周期ＴＰＷ内において一定である。いずれにしても、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａの振幅は、電流指令信号Ｓ８の代表値の大きさに比例して変化する。別の例では、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａの振幅は、電流指令信号Ｓ８の代表値の大きさに依存せず、一定である。

さらに、振幅位相設定部４２Ａは、タイミング信号Ｓ４１Ａに基づいて、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａの位相を設定する。ここで図７を用いて、振幅位相設定部４２Ａにおける位相の設定構成について説明する。図７では、タイミング信号Ｓ４１Ａの代りに、転流信号Ｓ１０Ａを用いる。タイミング信号Ｓ４１Ａは、転流信号Ｓ１０Ａの上昇エッジおよび下降エッジの両エッジを表す。有効期間（不図示）は、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａにおいて、相互変調波信号Ｓ４６に基づく正弦波状の波形が存在する期間以上で、平滑電圧周期ＴＰＷ内にある。すなわち、図７（Ａ）、図７（Ｂ）、図７（Ｃ）、図７（Ｄ）、および図７（Ｆ）では、有効期間は平滑電圧周期ＴＰＷよりも狭く、図７（Ｅ）では、有効期間は平滑電圧周期ＴＰＷに等しい。

転流信号Ｓ１０Ａにおける上昇および下降の両エッジ間の間隔は、転流周期と呼ばれる。転流周期は、転流ごとに変動する。振幅位相設定信号Ｓ４２Ａにおける正弦波状波形の周期は、波形周期と呼ばれる。図７（Ａ）、図７（Ｂ）、図７（Ｃ）、および図７（Ｄ）の振幅位相設定信号Ｓ４２Ａは、それぞれ１つの波形周期の正弦波状波形で構成される。図７（Ｅ）および図７（Ｆ）の振幅位相設定信号Ｓ４２Ａは、互いに異なる２つの波形周期の正弦波状波形が、交互に現れるように、または一方の出現確率が他方よりも多くなるように、またはランダムに現れるように構成される。

平滑電圧周期ＴＰＷに対する有効期間の長さおよび波形周期の構成については、図７（Ａ）ないし図７（Ｆ）において、上述したように設定する。さらに、転流周期に対する波形周期の大小関係および連続波における波形周期の個数Ｎ（Ｎは１以上の整数）について、図７（Ａ）ないし図７（Ｆ）において以下のように設定した場合、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａは、以下に説明するような波形となる。ここで、相互変調波信号Ｓ４６は正弦波状波形に基づく連続波であるが、振幅位相設定部４２Ａは、タイミング信号Ｓ４１Ａに基づき、相互変調波信号Ｓ４６を波形周期単位で処理する。このため、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａは、波形周期単位の正弦波状波形がＮ回連続する連続波を含み、各連続波間が不連続になる不連続波で表される。Ｎが１の場合、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａは、波形周期単位の不連続波である。

図７（Ａ）は、波形周期が転流周期の長さに無関係で、Ｎが有効期間内で無制限の場合を示す。この場合、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａは、有効期間の最初のタイミング信号Ｓ４１Ａに同期するが、残りの有効期間では同期しない。それゆえ、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａは、有効期間内で無制限に連続する連続波を含み、有効期間外で不連続になる不連続波で表される。結果的に、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａは、平滑電圧周期ＴＰＷごとに１回、転流信号Ｓ１０Ａに同期する。

図７（Ｂ）は、波形周期がいずれの転流周期よりも長く、Ｎ＝１の場合を示す。この場合、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａは、有効期間の最初のタイミング信号Ｓ４１Ａに同期し、同期時点以降で波形周期後の最初のタイミング信号Ｓ４１Ａに同期する。それゆえ、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａは、１つの波形周期の連続波を含み、各連続波間が不連続になり有効期間外でも不連続になる不連続波で表される。結果的に、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａは、波形周期ごとに、転流信号Ｓ１０Ａに同期する。

図７（Ｃ）は、波形周期がいずれの転流周期よりも短く、Ｎ＝１の場合を示す。この場合、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａは、全部のタイミング信号Ｓ４１Ａに同期する。それゆえ、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａは、１つの波形周期の連続波を含み、各連続波間が不連続になり有効期間外でも不連続になる不連続波で表される。結果的に、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａは、波形周期ごとに、転流信号Ｓ１０Ａに同期する。

図７（Ｄ）は、図７（Ｃ）と同様に、波形周期がいずれの転流周期よりも短く、Ｎ＝２の場合を示す。この場合、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａは、有効期間の最初のタイミング信号Ｓ４１Ａに同期し、同期時点以降で２つの波形周期後の最初のタイミング信号Ｓ４１Ａに同期する。それゆえ、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａは、この２つの波形周期の連続波を含み、各連続波間が不連続になり有効期間外でも不連続になる不連続波で表される。結果的に、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａは、２つの波形周期ごとに、転流信号Ｓ１０Ａに同期する。

図７（Ｅ）は、波形周期が転流周期の長さに無関係で、Ｎ＝３の場合を示す。この場合、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａは、任意のタイミング信号Ｓ４１Ａに同期し、同期時点以降で３つの波形周期後の最初のタイミング信号Ｓ４１Ａに同期する。それゆえ、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａは、有効期間に無関係に、この３つの波形周期の連続波を含み、各連続波間が不連続になる不連続波で表される。結果的に、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａは、互いに異なる２つの波形周期を有し、異なる波形周期ごとに、転流信号Ｓ１０Ａに同期する。

図７（Ｆ）は、波形周期が転流周期の長さに無関係で、Ｎ＝１の場合を示す。この場合、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａは、有効期間の最初のタイミング信号Ｓ４１Ａに同期し、同期時点以降で波形周期後の最初のタイミング信号Ｓ４１Ａに同期する。それゆえ、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａは、１つの波形周期の連続波を含み、各連続波間が不連続になり有効期間外でも不連続になる不連続波で表される。さらに、この連続波は、互いに異なる２つの波形周期を有する。結果的に、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａは、互いに異なる２つの波形周期を有し、波形周期ごとに、転流信号Ｓ１０Ａに同期する。

振幅位相設定信号Ｓ４２Ａの波形周期は、上述した例では、相互変調波信号Ｓ４６の周波数を表す８５０Ｈｚ、９５０Ｈｚ、１０５０Ｈｚ、１１５０Ｈｚ、１２５０Ｈｚのような、１０５０Ｈｚを中心とする１００Ｈｚ間隔の周波数に対応する周期の中から、１つ以上選ばれる。図７（Ｅ）および図７（Ｆ）では、互いに異なる２つの波形周期について説明したが、互いに異なる３つ以上の波形周期としてもよく、同様に説明することができる。また図７では、１つの連続波は、例えば１０５０Ｈｚを中心とする１００Ｈｚ間隔の周波数のうち、１つの周波数で構成してもよく、また２つ以上の周波数で構成してもよい。

振幅位相設定信号Ｓ４２Ａが転流信号Ｓ１０Ａに同期する位相は、図７では、正弦波における０度位相に選ばれているが、その他の位相であってもよい。

このように、振幅位相設定部４２Ａは、図７（Ａ）ないし図７（Ｆ）に示される６種類の位相同期構成のうち、いずれか１種類、または少なくともいずれか２種類の組合せに基づいて、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａを生成する。

制御部４３、スイッチ部４４、および信号平滑部４５については、電流指令補正部１３の場合と同等であるので、説明を省略する。

別の実施の形態では、図４Ａにおける相互変調波生成部４６は省略される。振幅位相設定部４２Ａにおいて、振幅位相設定信号Ｓ４２Ａの周波数は、相互変調歪みに大略等しい所定値であり、あらかじめ設定される。

上述したように、波形歪みを含む電流検出信号Ｓ６の波形（図２（Ｂ）に図示）は、６次高調波歪みを含む電気角周波数の搬送波信号を、高調波歪みを含む平滑電圧Ｓ３（図２（Ａ）に図示）で振幅変調した波形になる。この場合、搬送波信号の６次高調波歪みも高調波歪みを含む平滑電圧Ｓ３で振幅変調されるため、電流検出信号Ｓ６の波形歪みには、電気角周波数の６次高調波歪みだけでなく、相互変調歪みが含まれる。相互変調歪みは、電気角周波数の６次高調波周波数と、平滑電圧周波数およびその高調波周波数との和と差の周波数を有する歪みである。

このように、電流検出信号Ｓ６の波形歪みのうち、電気角周波数の６次高調波歪みは、電流指令補正部１３により補正されるが、電気角周波数の６次高調波歪みと平滑電圧周波数およびその高調波周波数との相互変調歪みは、電流指令補正部１４により補正される。

すなわち、電流指令補正部１４は、上述した相互変調波信号Ｓ４６の周波数、またはこの周波数に大略等しい周波数、を有する電流指令補正信号Ｓ１４を生成する。また、電流指令補正信号Ｓ１４の振幅は、例えば平滑電圧Ｓ３の大きさに大略比例して、変化することができる。さらに、電流指令補正信号Ｓ１４の振幅は、電流指令信号Ｓ８の代表値の大きさに比例して変化し、実回転数と目標回転数の差が小さくなるように制御される。

さらに、電流指令補正信号Ｓ１４の位相は、図７に示すように、電動機電流の転流タイミングを表す転流信号Ｓ１０Ａに同期する。電流検出信号Ｓ６における６次高調波歪みは、電気角周期ＴＥＡの間に６回転流することに起因するため、転流タイミングに同期することにより、効果的に、電流検出信号Ｓ６の６次高調波歪みに関連する相互変調波歪みを低減する。

また、電流指令補正信号Ｓ１４の位相は、振幅位相設定部４２Ａにより、電流検出信号Ｓ６、平滑電圧Ｓ３、または交流電流ＳＣの波形歪みが小さくなるように、事前に調整される。調整後の電流指令補正信号Ｓ１４の位相は、電流検出信号Ｓ６に含まれる相互変調波の位相に対して、大略逆位相となる。相互変調波の位相は、回転位相信号Ｓ７に対して所定の位相関係にあり、振幅位相設定部４２Ａは回転位相信号Ｓ７に基づくため、振幅位相設定部４２Ａにより位相を事前に調整すれば、その後調整値を固定しても、逆位相状態は継続する。

（加算部１７および電圧指令生成部９の構成および動作）
加算部１７は、波形歪みを含まない電流指令信号Ｓ８に、電流検出信号Ｓ６の波形歪みとは大略逆位相の６次高調波歪みを表す電流指令補正信号Ｓ１３と、６次高調波歪みに関連する相互変調波歪みを表す電流指令補正信号Ｓ１４とを加算し、加算信号Ｓ１７を生成する。

次に、実施の形態１における電圧指令生成部９の構成および動作について、説明する。図５は、実施の形態１における電圧指令生成部９の構成を示す詳細なブロック図である。電圧指令生成部９は、搬送波生成部２１および振幅変調部２２を含む。

搬送波生成部２１は、回転位相信号Ｓ７に基づいて、電気角周期ＴＥＡの正弦波を表す搬送波信号Ｓ２１を生成する。振幅変調部２２は、搬送波信号Ｓ２１を、加算信号Ｓ１７で表される被変調信号により振幅変調し、電圧指令信号Ｓ９を生成する。搬送波生成部２１は、回転位相信号Ｓ７の電気角周期ＴＥＡごとのタイミングだけを検出し、回転位相信号Ｓ７に含まれる電流検出信号Ｓ６の波形歪みを検出しない。このため、搬送波生成部２１は回転位相信号Ｓ７の波形歪みを搬送波信号Ｓ２１に与えない。振幅変調部２２は、波形歪みを含む加算信号Ｓ１７および波形歪みを含まない搬送波信号Ｓ２１に基づいて、電圧指令信号Ｓ９を生成する。これにより、電圧指令信号Ｓ９は、電流指令補正信号Ｓ１３および電流指令補正信号Ｓ１４の波形歪みを含む。

一方、電流検出信号Ｓ６に含まれる６次高調波歪みおよび６次高調波歪みに関連する相互変調波歪みは、平滑電圧Ｓ３内に、主として電気角周波数の５次高調波歪みおよび５次高調波歪みに関連する相互変調波歪みとなって現れる。平滑電圧Ｓ３におけるこれらの歪みは、交流電源１に流れる交流電流ＳＣに高調波歪みを発生させる。平滑電圧Ｓ３における上述した歪みを低減させれば、電流検出信号Ｓ６の波形歪みおよび交流電流ＳＣの高調波歪みも低減する。

加算信号Ｓ１７は、６次高調波歪みおよび６次高調波歪みに関連する相互変調波歪みを含むため、平滑電圧Ｓ３における電気角周波数の５次高調波歪みおよび５次高調波歪みに関連する相互変調波歪みを補正するためには、６次高調波を５次高調波に変換する必要がある。振幅変調部２２は、電気角周波数の搬送波信号Ｓ２１を、６次高調波歪みおよび６次高調波歪みに関連する相互変調波歪みを含む加算信号Ｓ１７で振幅変調することにより、５次高調波歪みおよび５次高調波歪みに関連する相互変調波歪みと、７次高調波歪みおよび７次高調波歪みに関連する相互変調波歪みと、を含む信号を生成する。さらに振幅変調部２２は、このうち５次高調波歪みおよび５次高調波歪みに関連する相互変調波歪みだけを抽出し、搬送波信号Ｓ２１を電流指令信号Ｓ８で振幅変調した信号と合わせて、電圧指令信号Ｓ９を生成する。

上述した例では、電気角周波数は１７５Ｈｚ、平滑電圧周波数は１００Ｈｚであるから、５次高調波歪みは８７５Ｈｚ、５次高調波歪みに関連する相互変調波歪みは６７５Ｈｚ、７７５Ｈｚ、８７５Ｈｚ、９７５Ｈｚ、１０７５Ｈｚのように、８７５Ｈｚを中心とする１００Ｈｚ間隔の周波数になる。

電圧指令信号Ｓ９の包絡曲線は、加算信号Ｓ１７を表す。包絡曲線の大きさは、実回転数と目標回転数との比較により両回転数の差が小さくなるように、制御される。すなわち、電圧指令信号Ｓ９は、平滑電圧周期ＴＰＷ単位で示すと、図３（Ａ）の電流検出信号Ｓ６と大略同様な波形になる。

なお、電圧指令信号Ｓ９は、５次高調波歪みおよび５次高調波歪みに関連する相互変調波歪みを含むとしたが、さらに５次以外の７次高調波歪みおよび７次高調波歪みなども含む周期的信号であってもよい。

（電圧指令補正部１１の構成および動作）
次に、実施の形態１における電圧指令補正部１１の構成および動作について、説明する。図６は実施の形態１における電圧指令補正部１１の構成を示す詳細なブロック図である。電圧指令補正部１１は、高調波生成部４０、タイミング生成部４１、振幅位相設定部４２、制御部４３、スイッチ部４４、および信号平滑部４５を含む。

高調波生成部４０は、回転位相信号Ｓ７に基づいて、電気角周波数の５次高調波を表す高調波信号Ｓ４０を生成する。上述した例では、電気角周波数は１７５Ｈｚであるから、高調波信号Ｓ４０の周波数は８７５Ｈｚとなる。

タイミング生成部４１、振幅位相設定部４２、制御部４３、スイッチ部４４、および信号平滑部４５の構成、動作、および効果は、電流指令補正部１３と同等であるので、説明を省略する。

以上のように電圧指令補正部１１を構成することにより、電圧指令補正部１１は、５次高調波歪みと大略等しい周波数を有する電圧指令補正信号Ｓ１１を生成する。また、電圧指令補正信号Ｓ１１の振幅は、各副平滑電圧期間内で大略一定となり、平滑電圧周期ＴＰＷ内では副平滑電圧期間が変わるごとに、例えば平滑電圧Ｓ３の大きさに大略比例して、変化することができる。さらに、各副平滑電圧期間における電圧指令補正信号Ｓ１１の振幅は、電流指令信号Ｓ８の代表値の大きさに比例して変化し、実回転数と目標回転数の差が小さくなるように制御される。その結果、電圧指令補正信号Ｓ１１の振幅は、電流指令補正信号Ｓ１３の振幅と併せて、電流検出信号Ｓ６に含まれる６次高調波の大きさに、大略等しくすることができる。

さらに、電圧指令補正信号Ｓ１１の位相は、振幅位相設定部４２により、電流検出信号Ｓ６、平滑電圧Ｓ３、または交流電流ＳＣの波形歪みが小さくなるように、副平滑電圧期間ごとに事前に調整される。このように、副平滑電圧期間ごとに電圧指令補正信号Ｓ１１の位相も変化させると、上述した交流電流ＳＣなどの波形歪みが小さくなる場合がある。調整後の電圧指令補正信号Ｓ１１の位相は、電流検出信号Ｓ６に含まれる６次高調波の位相に対して、大略逆位相となる。６次高調波の位相は、回転位相信号Ｓ７に対して所定の位相関係にあり、振幅位相設定部４２は回転位相信号Ｓ７に基づくため、振幅位相設定部４２により位相を事前に調整すれば、その後調整値を固定しても、逆位相状態は継続する。

別の観点によれば、電流検出信号Ｓ６の６次高調波歪みは、平滑電圧Ｓ３内に、主として電気角周波数の５次高調波歪みとなって現れる。平滑電圧Ｓ３における電気角周波数の５次高調波歪みは、交流電源１に流れる交流電流ＳＣに高調波歪みを発生させる。平滑電圧Ｓ３における電気角周波数の５次高調波歪みを低減させれば、電流検出信号Ｓ６の波形歪みおよび交流電流ＳＣの高調波歪みも低減する。電圧指令補正信号Ｓ１１は、この５次高調波歪みを低減する。

電流検出信号Ｓ６の６次高調波歪みは、電圧指令補正部１１だけでなく、電流指令補正部１３によっても補正される。図１の実施の形態１のように、電流指令補正部１３と電圧指令補正部１１の両方で構成される場合、電流検出信号Ｓ６の６次高調波歪みが小さくなるように、両方で最適に調整される。その結果、電流検出信号Ｓ６の６次高調波歪みは、電流指令補正信号Ｓ１３により補正しやすい歪みと電圧指令補正信号Ｓ１１により補正しやすい歪みの和と見なされ、電流指令補正信号Ｓ１３および電圧指令補正信号Ｓ１１の両方により、分担して効果的に低減される。なお、電流指令補正部１３だけで構成される場合、単独で最適に調整することにより、電流検出信号Ｓ６の６次高調波歪みは、電流指令補正信号Ｓ１３の単独により十分に低減される。

図３（Ｅ）は、電圧指令補正信号Ｓ１１の波形の一例である。電圧指令補正信号Ｓ１１は、拡大された電気角周期ＴＥＡにおいて、５周期の５次高調波を含む。

図８（Ｅ）は、平滑電圧Ｓ３に対応して、電圧指令補正信号Ｓ１１の波形を示す。図８（Ｅ）の電圧指令補正信号Ｓ１１は、電気角周期ＴＥＡの間に５周期の５次高調波を含む。さらに、電圧指令補正信号Ｓ１１は、平滑電圧周期ＴＰＷ内の副平滑電圧期間ＴＤ１、ＴＤ２、ＴＤ３ごとに、振幅および位相が変化する。電圧指令補正信号Ｓ１１の大きさが最大となるタイミングは、必ずしも平滑電圧Ｓ３が最大となるタイミングではなく、そこから若干ずれる。

上述したように、６次高調波歪みを含む電流指令補正信号Ｓ１３は、電流指令補正部１３により生成され、図１０、図１１、および図１２のように動作する。５次高調波歪みを含む電圧指令補正信号Ｓ１１も、電圧指令補正部１１により生成され、図１０、図１１、および図１２のように動作する。電圧指令補正信号Ｓ１１の動作は、電流指令補正信号Ｓ１３の場合と同様なので、説明を省略する。

なお、高調波信号Ｓ４０は、電気角周波数の５次高調波を表すとしたが、さらに５次以外の高調波も含む周期的信号であってもよい。

ここで、実施の形態１では、電圧指令補正部１１は、電圧位相信号Ｓ１２、回転位相信号Ｓ７、および電流指令信号Ｓ８に基づいて、電圧指令補正信号Ｓ１１を生成したが、電流指令信号Ｓ８の代りに、電流検出信号Ｓ６を用いても同様に動作する。この場合、図１では、電圧指令補正部１１には、電流指令信号Ｓ８の代りに電流検出信号Ｓ６が入力され、図６では、振幅位相設定部４２には、電流指令信号Ｓ８の代りに電流検出信号Ｓ６が入力される。

（加算部１６、ＰＷＭ信号生成部１０、および直流交流変換部４の構成および動作）
加算部１６は、５次高調波歪みおよび５次高調波歪みに関連する相互変調波歪みを含む電圧指令信号Ｓ９に、同様に５次高調波歪みを含む電圧指令補正信号Ｓ１１を加算し、加算信号Ｓ１６を生成する。ＰＷＭ信号生成部１０は、加算信号Ｓ１６に基づいて、電流検出信号Ｓ６とは逆位相の波形歪みを含むＰＷＭ信号Ｓ１０を生成する。さらに、直流交流変換部４は、ＰＷＭ信号Ｓ１０に基づいて、電流検出信号Ｓ６とは逆位相の波形歪みを含む駆動電圧Ｓ４を生成する。電流検出信号Ｓ６とは逆位相の波形歪みを含む駆動電圧Ｓ４が電動機５を駆動する結果、電流検出信号Ｓ６の波形歪みは低減される。また、実回転数と目標回転数との比較結果を表す電流指令信号Ｓ８を、電圧指令生成部９、ＰＷＭ信号生成部１０、および直流交流変換部４を介して、駆動電圧Ｓ４に反映させることにより、電動機５の実回転数は、さらに目標回転数に近づくように制御される。

上述したように、電流検出信号Ｓ６の波形歪みの振幅は、平滑電圧Ｓ３の大きさに大略比例する。加算信号Ｓ１６は、電流指令補正部１３、電流指令補正部１４、および電圧指令補正部１１の構成により、電流検出信号Ｓ６の波形歪みとは逆位相で振幅が大略等しい波形歪みを含む。これにより、加算信号Ｓ１６に基づく駆動電圧Ｓ４は、平滑電圧Ｓ３の大きさに大略比例する電流検出信号Ｓ６の波形歪みを、効果的に低減することが可能となる。

（実施の形態１のまとめ）
図１３（Ａ）および図１３（Ｂ）は、電流指令補正部１３、電流指令補正部１４、および電圧指令補正部１１が動作しない場合の電流検出信号Ｓ６および交流電流ＳＣをそれぞれ示す。図１３（Ｃ）および図１３（Ｄ）は、電流指令補正部１３、電流指令補正部１４、および電圧指令補正部１１が動作する場合の電流検出信号Ｓ６および交流電流ＳＣをそれぞれ示す。図１３（Ａ）および図１３（Ｃ）は、図１３（Ｂ）および図１３（Ｄ）に対して、図３（Ａ）と図３（Ｂ）の関係と同様に横軸が拡大されており、平滑電圧周期ＴＰＷおよび電気角周期ＴＥＡにより、時間のスケールが示される。

図１３（Ａ）において、電流検出信号Ｓ６が、点線で示す歪みのない波形に対して、高調波および相互変調波を含んで歪むと、この波形歪みは、平滑部３および整流部２を介して交流電流ＳＣに影響する。その結果、図１３（Ｂ）のように交流電流ＳＣは、高調波が増大した波形となり、点線で示す歪みのない波形に対して乖離してくる。電流指令補正部１３、電流指令補正部１４、および電圧指令補正部１１が動作する場合、図１３（Ｃ）のように電流検出信号Ｓ６の波形歪みは低減され、その結果、図１３（Ｄ）のように交流電流ＳＣの高調波歪みも低減される。

以上のように実施の形態１によれば、電流指令補正部１３、電流指令補正部１４、および電圧指令補正部１１を用いて、６次高調波歪を含む電流指令補正信号Ｓ１３、６次高調波歪に関連する相互変調波歪みを含む電流指令補正信号Ｓ１４、および５次高調波歪を含む電圧指令補正信号Ｓ１１をそれぞれ生成する。電流検出信号Ｓ６に含まれる波形歪みは、電流指令補正信号Ｓ１３により補正しやすい６次高調波歪みと、電圧指令補正信号Ｓ１１により補正しやすい６次高調波歪みと、６次高調波歪に関連する相互変調波歪みとの和と見なされる。電流指令補正信号Ｓ１３、電流指令補正信号Ｓ１４、および電圧指令補正信号Ｓ１１は、電流検出信号Ｓ６に含まれる波形歪みと大略逆位相で、平滑電圧Ｓ３の大きさに大略比例する。電流指令補正信号Ｓ１３、電流指令補正信号Ｓ１４、および電圧指令補正信号Ｓ１１は、ＰＷＭ信号Ｓ１０を介して駆動電圧Ｓ４に反映することにより、電流検出信号Ｓ６の波形歪みを分担して低減する。これにより、平滑コンデンサの容量値を小さくし、平滑電圧Ｓ３が大きく脈動する平滑部３を用いながら、電動機５に流れる電流歪みを抑制することが可能になる。その結果、交流電流ＳＣの電源高調波を低減し、商用電力系統の汚染を防止することにより、実施の形態１のインバータ装置だけでなく、電力系統に繋がるその他の電気機器の電源効率も向上させる。

また、平滑コンデンサの体積を小さくすることができるため、インバータ装置の小型・軽量化が可能となり、このようなインバータ装置を用いた空気調和機の小型・軽量化も容易になる。さらに、平滑コンデンサ、インバータ装置、および空気調和機の小型化により、インバータ装置および空気調和機の低コスト化が可能となる。また、ＰＦＣ回路も不要となるため、インバータ装置および空気調和機の低コスト化に、さらに寄与する。また、平滑コンデンサにはフィルムコンデンサを使用することができるため、平滑コンデンサを長寿命化し、空気調和機の動作温度を拡大することができる。さらに、電動機電流の波形歪みを低減するため、空気調和機の低騒音化が可能となる。実施の形態１のインバータ装置は、空気調和機だけでなく、インバータ装置を用いるあらゆる電気機器に適用可能である。

さらに、実施の形態１は、回転位相信号Ｓ７に基づいて基本の波形歪みを生成し、電流指令信号Ｓ８および電圧位相信号Ｓ１２に基づいてこの基本の波形歪みを修正することにより、電流指令補正信号Ｓ１３、電流指令補正信号Ｓ１４、および電圧指令補正信号Ｓ１１を生成する。このように、実施の形態１は電動機５の検出信号により自動的に補正する要素が少ないため、平滑電圧Ｓ３が小さくなったり波形歪みが大きくなったりしても、補正動作が破綻しにくい構成になっている。しかも上述したように、通過期間および非通過期間をランダムに設定し、通過期間の開始時点および終了時点をランダムに設定することにより、破綻に対してより強い構成になっている。

なお、図１において、電流指令生成部８、電流指令補正部１３、電流指令補正部１４、電圧指令生成部９、および電圧指令補正部１１は回転位相信号Ｓ７に基づくとしたが、回転位相信号Ｓ７は電流検出信号Ｓ６から生成されるため、回転位相信号Ｓ７の代りに電流検出信号Ｓ６に基づくとしてもよい。すなわち、電流指令生成部８は、電流検出信号Ｓ６、電圧位相信号Ｓ１２、および目標回転数信号Ｓ１５に基づいて、電流指令信号Ｓ８を生成する。電流指令補正部１３は、電圧位相信号Ｓ１２、電流検出信号Ｓ６、および電流指令信号Ｓ８に基づいて、電流指令補正信号Ｓ１３を生成する。電流指令補正部１４は、電圧位相信号Ｓ１２、電流検出信号Ｓ６、電流指令信号Ｓ８、および転流信号Ｓ１０Ａに基づいて、電流指令補正信号Ｓ１４を生成する。電圧指令生成部９は、電流検出信号Ｓ６および加算信号Ｓ１７に基づいて、電圧指令信号Ｓ９を生成する。電圧指令補正部１１は、電圧位相信号Ｓ１２、電流検出信号Ｓ６、および電流指令信号Ｓ８に基づいて、電圧指令補正信号Ｓ１１を生成する。

さらに、電流指令生成部８、電流指令補正部１３、電流指令補正部１４、および電圧指令補正部１１は電圧位相信号Ｓ１２に基づくとしたが、電流検出信号Ｓ６の包絡曲線から平滑電圧周期ＴＰＷが生成されるため、電圧位相信号Ｓ１２の代りに電流検出信号Ｓ６に基づくとしてもよい。すなわち、電流指令生成部８は、電流検出信号Ｓ６および目標回転数信号Ｓ１５に基づいて、電流指令信号Ｓ８を生成する。電流指令補正部１３は、電流検出信号Ｓ６および電流指令信号Ｓ８に基づいて、電流指令補正信号Ｓ１３を生成する。電流指令補正部１４は、電流検出信号Ｓ６、電流指令信号Ｓ８、および転流信号Ｓ１０Ａに基づいて、電流指令補正信号Ｓ１４を生成する。電圧指令補正部１１は、電流検出信号Ｓ６および電流指令信号Ｓ８に基づいて、電圧指令補正信号Ｓ１１を生成する。

さらに、電流指令補正部１３、電流指令補正部１４、および電圧指令補正部１１は電流指令信号Ｓ８に基づくとしたが、電流指令生成部８は電流検出信号Ｓ６および目標回転数信号Ｓ１５に基づいて電流指令信号Ｓ８を生成するため、電流指令信号Ｓ８の代りに電流検出信号Ｓ６および目標回転数信号Ｓ１５に基づくとしてもよい。すなわち、電流指令補正部１３は、電流検出信号Ｓ６および目標回転数信号Ｓ１５に基づいて、電流指令補正信号Ｓ１３を生成する。電流指令補正部１４は、電流検出信号Ｓ６、目標回転数信号Ｓ１５、および転流信号Ｓ１０Ａに基づいて、電流指令補正信号Ｓ１４を生成する。電圧指令生成部９は、電流検出信号Ｓ６および目標回転数信号Ｓ１５に基づいて、電圧指令信号Ｓ９を生成する。電圧指令補正部１１は、電流検出信号Ｓ６および目標回転数信号Ｓ１５に基づいて、電圧指令補正信号Ｓ１１を生成する。

以上、実施の形態におけるこれまでの説明は、すべて本発明を具体化した一例であって、本発明はこれらの例に限定されず、本発明の技術を用いて当業者が容易に構成可能な種々の例に展開可能である。

本発明は、インバータ装置および空気調和機に利用できる。

図１は実施の形態１のインバータ装置における構成を示すブロック図である。 図２は実施の形態１のインバータ装置における主要信号の波形図である。 図３は実施の形態１のインバータ装置における主要信号の波形図である。 図４Ａは実施の形態１のインバータ装置における電流検出部の構成を示す詳細なブロック図である。 図４Ｂは実施の形態１のインバータ装置における別の電流検出部の構成を示す詳細なブロック図である。 図５は実施の形態１のインバータ装置における電圧指令生成部の構成を示す詳細なブロック図である。 図６は実施の形態１のインバータ装置における電圧指令補正部の構成を示す詳細なブロック図である。 図７は実施の形態１のインバータ装置における主要信号の波形図である。 図８は実施の形態１のインバータ装置における主要信号の波形図である。 図９は実施の形態１のインバータ装置における主要信号の波形図である。 図１０は実施の形態１のインバータ装置における主要信号の波形図である。 図１１は実施の形態１のインバータ装置における主要信号の波形図である。 図１２は実施の形態１のインバータ装置における主要信号の波形図である。 図１３は実施の形態１のインバータ装置における主要信号の波形図である。 図１４は従来例のインバータ装置のブロック図である。

符号の説明

１ 交流電源
２ 整流部
３ 平滑部
４ 直流交流変換部
５ 電動機
６ 電流検出部
７ 回転位相検出部
８ 電流指令生成部
９ 電圧指令生成部
１０ ＰＷＭ信号生成部
１１ 電圧指令補正部
１２ 電圧位相検出部
１３ 電流指令補正部
１４ 電流指令補正部
１５ 目標回転数設定部
１６ 加算部
１７ 加算部
１８ 電流センサ

Claims (15)

1. 交流電源からの交流電圧を整流し、整流電圧を生成する整流手段と、
   整流電圧を平滑し、交流電圧周期の半分に対応する平滑電圧周期の波形を含む平滑電圧を生成する平滑手段と、
   平滑電圧を、パルス幅変調された交流駆動電圧に変換し、電動機に供給する直流交流変換手段と、
   平滑電圧周期の波形を含むとともに波形歪みを含む電流であって、交流駆動電圧により電動機に流れる電動機電流を検出し、電流検出信号を生成する電流検出手段と、
   電動機の回転数の目標値を表す目標回転数信号を生成する目標回転数設定手段と、
   電流検出信号および目標回転数信号に基づいて、電動機電流の指令値を表す電流指令信号を生成する電流指令生成手段と、
   電流検出信号および電流指令信号に基づいて、波形歪みを補正する電流指令補正信号を生成する電流指令補正手段と、
   電流検出信号、電流指令信号、および電流指令補正信号に基づいて、電圧指令信号を生成し、出力する電圧指令出力手段と、
   平滑電圧の位相を表す電圧位相信号を検出する電圧位相検出手段と、
   電流検出信号、目標回転数信号および電圧位相信号に基づいて、波形歪みを補正する電圧指令補正信号を生成する電圧指令補正手段と、
   電圧指令信号に電圧指令補正信号を加算し、加算した結果を表す被変調信号を生成する被変調信号生成手段と、
   被変調信号に基づいて、パルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成手段と、を有し、
   前記直流交流変換手段は、パルス幅変調信号に基づいて、交流駆動電圧を生成することを特徴とする、インバータ装置。
2. 前記パルス幅変調信号生成手段は、電動機電流の転流タイミングを表す転流信号を生成し、
   前記電流指令補正手段は、
   電流検出信号および電流指令信号に基づいて、波形歪みを補正する第１の電流指令補正信号を生成する第１の電流指令補正手段と、
   電流検出信号、電流指令信号、および転流信号に基づいて、波形歪みを補正する第２の電流指令補正信号を生成する第２の電流指令補正手段と、を含むことを特徴とする、請求項１に記載のインバータ装置。
3. さらに、電流検出信号に基づいて、電動機の回転位相を表す回転位相信号を検出する回転位相検出手段を有し、
   前記電圧指令補正手段は、回転位相信号および電流指令信号に基づいて、電圧指令補正信号を生成することを特徴とする、請求項１に記載のインバータ装置。
4. 前記電圧指令補正手段は、
   各平滑電圧周期内で、長さがゼロの補正期間と非ゼロの補正期間のいずれか一方を表す補正期間信号を生成する制御部を含み、
   補正期間信号が非ゼロの補正期間内の場合、電圧指令補正信号を生成し、
   制御部は、平滑電圧周期ごとに、非ゼロの補正期間における開始時点および終了時点の少なくとも一方を、任意の時点に設定することを特徴とする、請求項１に記載のインバータ装置。
5. 前記電圧指令補正手段は、電圧指令補正信号の振幅および位相の少なくとも一方を変化させることを特徴とする、請求項１に記載のインバータ装置。
6. さらに、電流検出信号に基づいて、電動機の回転位相を表す回転位相信号を検出する回転位相検出手段を有し、
   前記電流指令生成手段は、回転位相信号および目標回転数信号に基づいて、電流指令信号を生成し、
   前記電流指令補正手段は、回転位相信号および電流指令信号に基づいて、電流指令補正信号を生成し、
   前記電圧指令出力手段は、回転位相信号、電流指令信号、および電流指令補正信号に基づいて、電圧指令信号を出力することを特徴とする、請求項１に記載のインバータ装置。
7. 前記電圧指令出力手段は、
   電流指令信号に電流指令補正信号を加算し、加算信号を生成する加算信号生成部と、
   電流検出信号および加算信号に基づいて、電圧指令信号を生成する電圧指令生成手段と、を含むことを特徴とする、請求項１に記載のインバータ装置。
8. さらに、平滑電圧の位相を表す電圧位相信号を検出する電圧位相検出手段を有することを特徴とする、請求項１に記載のインバータ装置。
9. 前記電流指令生成手段は、電圧位相信号に基づいて、電流指令信号を生成することを特徴とする、請求項８に記載のインバータ装置。
10. 前記電流指令補正手段は、電圧位相信号に基づいて、電流指令補正信号を生成することを特徴とする、請求項８に記載のインバータ装置。
11. 前記電流指令補正手段は、
    各平滑電圧周期内で、長さがゼロの補正期間と非ゼロの補正期間のいずれか一方を表す補正期間信号を生成する制御部を含み、
    補正期間信号が非ゼロの補正期間内の場合、電流指令補正信号を生成し、
    制御部は、平滑電圧周期ごとに、非ゼロの補正期間における開始時点および終了時点の少なくとも一方を、任意の時点に設定することを特徴とする、請求項１に記載のインバータ装置。
12. 前記電流指令補正手段は、電流指令補正信号の振幅および位相の少なくとも一方を変化させることを特徴とする、請求項１に記載のインバータ装置。
13. 前記平滑手段は、平滑コンデンサおよびリアクタを含み、
    平滑コンデンサおよびリアクタの共振周波数は、交流電源の周波数の４０倍以上であることを特徴とする、請求項１に記載のインバータ装置。
14. 平滑コンデンサは、フィルムコンデンサで構成されることを特徴とする、請求項１３に記載のインバータ装置。
15. 請求項１に記載のインバータ装置と、
    電動機を含む圧縮機と、を有することを特徴とする、空気調和機。

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