JP2019004610A - 電気機器 - Google Patents

Abstract

【課題】回転機の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が該回転機で発生することを簡易な構成で抑制する。【解決手段】第１電力変換器４は、第１回転機２を第１変調方式で駆動する。第２電力変換器５は、第２回転機３を第２変調方式で駆動する。制御装置１１は、第１変調方式で使用される第１変調信号と、第２変調方式で使用される第２変調信号と、を生成する。第１変調方式及び第２変調方式は、３相変調方式と同じ線間電圧を生じさせる変調方式である。第２回転機３のコモンモード電圧は、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の成分である整数倍成分を有している。制御装置１１は、整数倍成分と逆位相で周期的に変化する重畳成分を第１変調信号に含ませる制御モードである重畳モードを有している。【選択図】図１

Description

本開示は、電気機器に関する。

電気機器には、回転機を有するものがある。回転機からは、漏れ電流が発生することがある。このため、漏れ電流を抑制するための種々の対策がとられている。

特許文献１の技術では、部品の追加により漏れ電流を抑制しようとしている。図１３に、特許文献１の高周波漏れ電流低減装置１００を示す。この装置１００は、第１のトランス１０１と、第２のトランス１０２と、電圧増幅器１１０と、を有している。

第１のトランス１０１は、三相の巻線１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃと、巻線１０１ｄと、を有している。巻線１０１ｄは、電圧検出用の巻線である。第２のトランス１０２は、三相の巻線１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃと、巻線１０２ｄと、を有している。巻線１０２ｄは、電圧印加用の巻線である。

交流電源１０５は、接続線１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃによって、巻線１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃに接続されている。巻線１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃは、三相の接続線１０３ａ，１０３ｂ，１０３ｃによって、巻線１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃに接続されている。巻線１０２ａ，１０２ｂ，１０２ｃは、三相の接続線１０６ａ，１０６ｂ，１０６ｃによって、コンバータ１０７に接続されている。コンバータ１０７は、インバータ１０８に接続されている。インバータ１０８は、三相モータ１０９に接続されている。

第１のトランス１０１は、接続線１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃに流れる高周波漏れ電流により発生する電圧Ｖ１を検出する。電圧増幅器１１０は、電圧Ｖ１を増幅し、電圧Ｖ２を出力する。巻線１０２ｄに、電圧Ｖ２が電圧Ｖ１とほぼ同方向になるようにして印加される。これにより、巻線１０２ａ，１０２ａ，１０２ｃに、電圧Ｖ１とほぼ同方向の電圧が印加される。こうして、高周波漏れ電流が抑制される。

特許文献２の技術では、特別な部品を追加することなく漏れ電流を抑制しようとしている。図１４に、特許文献２の多軸駆動システムを示す。このシステムは、モータ１１１と、モータ１１２と、インバータ１１３と、インバータ１１４と、三角波発生器１３０と、を有している。モータ１１１及び１１２は、金属フレームを通じて互いに電気的に導通している。

三角波発生器１３０は、第１三角波と、第２三角波と、を生成する。第１三角波及び第２三角波は、互いの位相が１８０°ずれている。第１三角波は、インバータ１１３用のＰＷＭキャリア信号として用いられる。第２三角波は、インバータ１１４用のＰＷＭキャリア信号として用いられる。このような第１三角波及び第２三角波を用いることによって、金属フレームの電圧の変動が抑制され、モータ１１１及びモータ１１２からの高周波漏れ電流が抑制される。

国際公開第２０１０／１００９３４号 特開２００７−３３６６３４号公報

特許文献１及び２では、回転機の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が該回転機で発生することを簡易な構成で抑制することについて、検討されていない。

本開示は、
第１回転機と、
第２回転機と、
前記第１回転機を第１変調方式で駆動する第１電力変換器と、
前記第２回転機を第２変調方式で駆動する第２電力変換器と、
前記第１変調方式で使用される第１変調信号と、前記第２変調方式で使用される第２変調信号と、を生成する制御装置と、を備えた電気機器であって、
前記第１変調方式及び前記第２変調方式は、３相変調方式と同じ線間電圧を生じさせる変調方式であり、
前記第２回転機のコモンモード電圧は、前記第２回転機の回転周波数の整数倍の周波数の成分である整数倍成分を有し、
前記制御装置は、前記整数倍成分と逆位相で周期的に変化する重畳成分を前記第１変調信号に含ませる制御モードである重畳モードを有している、電気機器を提供する。

本開示に係る技術によれば、回転機の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が該回転機で発生することを簡易な構成で抑制することができる。

電気機器の構成図 ３相変調方式の変調信号を説明するための図 ３相変調方式で駆動される回転機の線間電圧を説明するための図 ３相変調方式で駆動される回転機のコモンモード電圧を説明するための図 第２回転機の変調信号を説明するための図 第２回転機の線間電圧を説明するための図 第２回転機のコモンモード電圧を説明するための図 第１回転機の変調信号を説明するための図 第１回転機の線間電圧を説明するための図 第１回転機のコモンモード電圧を説明するための図 制御装置の構成図 各種波形を説明するための図 漏れ電流抑制の効果を説明するための図 第２回転機の変調信号を説明するための図 第２回転機の線間電圧を説明するための図 第２回転機のコモンモード電圧を説明するための図 第１回転機の変調信号を説明するための図 第１回転機の線間電圧を説明するための図 第１回転機のコモンモード電圧を説明するための図 第２回転機の変調信号を説明するための図 第２回転機の線間電圧を説明するための図 第２回転機のコモンモード電圧を説明するための図 第１回転機の変調信号を説明するための図 第１回転機の線間電圧を説明するための図 第１回転機のコモンモード電圧を説明するための図 仮信号生成部及び直流成分除去部を説明するための図 特許文献１の技術を説明するための図 特許文献２の技術を説明するための図

（本発明者による知見）
特許文献１には、２つのトランス１０１及び１０２と、電圧増幅器１１０と、を用いて、漏れ電流を抑制することが記載されている。しかしながら、これらの部品は、装置１００の構成を複雑にしている。

回転機の制御に用いられる変調方式によっては、回転機のコモンモード電圧は、回転機の回転周波数の整数倍の周波数の成分を有する。以下では、この成分を、整数倍成分と称することがある。変調方式が２相変調方式、ヒップ変調方式等である場合に、コモンモード電圧は、整数倍成分を有する。具体的には、整数倍成分は、回転機の回転周波数と相数と極対数とによって決定される周波数成分である。この成分は、キャリア周波数に比べて低周波数の成分である。ここで、回転機のコモンモード電圧は、回転機の中性点の対地電圧を指す。また、本明細書では、回転機の回転周波数は、電気角ではなく機械角に基づいたものであり、回転機の回転数と同じである。

コモンモード電圧の上記整数倍成分は、回転機の漏れ電流を発生させる。具体的には、整数倍成分は、低周波数、例えば回転機の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流を発生させる。特許文献２の技術では、２つのＰＷＭキャリア信号の位相を互いに１８０°ずらすことによって、漏れ電流を抑制しようとしている。しかし、この技術では、整数倍成分に由来する漏れ電流を抑制することはできない。

回転機の用途によっては、回転機に液冷媒等が浸漬し、回転機の低周波領域における対地寄生容量が大きくなることがある。例えば、モータがポンプに内蔵されており、かつ、モータ周囲に存する外郭部が接地されている場合がある。この場合にモータのステータ部分に液冷媒等が浸漬すると、モータと外郭部との間の低周波領域における寄生容量が大きくなる。低周波領域における寄生容量が大きいと、低周波領域の漏れ電流が大きくなる。

以上を踏まえ、本発明者は、回転機の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が該回転機で発生することを簡易な構成で抑制することができる技術を検討した。

本開示の第１態様は、
第１回転機と、
第２回転機と、
前記第１回転機を第１変調方式で駆動する第１電力変換器と、
前記第２回転機を第２変調方式で駆動する第２電力変換器と、
前記第１変調方式で使用される第１変調信号と、前記第２変調方式で使用される第２変調信号と、を生成する制御装置と、を備えた電気機器であって、
前記第１変調方式及び前記第２変調方式は、３相変調方式と同じ線間電圧を生じさせる変調方式であり、
前記第２回転機のコモンモード電圧は、前記第２回転機の回転周波数の整数倍の周波数の成分である整数倍成分を有し、
前記制御装置は、前記整数倍成分と逆位相で周期的に変化する重畳成分を前記第１変調信号に含ませる制御モードである重畳モードを有している、電気機器を提供する。

第１態様によれば、第２回転機の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が第２回転機で発生することを、簡易な構成で抑制することができる。

本開示の第２態様は、第１態様に加え、
前記第２回転機として、
（ａ）前記第１回転機よりも中性点の対地静電容量が大きい、
（ｂ）前記第１回転機よりも漏れ電流が大きい、及び／又は、
（ｃ）前記第１回転機よりも消費電力が大きい、回転機が用いられている、電気機器を提供する。

第２回転機が（ｂ）の特徴を有している場合には、第２回転機の漏れ電流を抑制する効果が好適に発揮される。（ａ）の特徴を有する回転機は、漏れ電流が大きくなり易い。（ｃ）の特徴を有する回転機は、大型となり易く、中性点の対地静電容量が大きくなり易く、漏れ電流が大きくなり易い。このため、第２回転機が（ａ）又は（ｃ）の特徴を有している場合には、第２回転機の漏れ電流を抑制する効果が好適に発揮される可能性が高い。また、第２回転機が（ｃ）の特徴を有している場合には、単位消費電力当たりの第２回転機の漏れ電流抑制効果が大きくなり易い。

本開示の第３態様は、第１態様又は第２態様に加え、
前記制御装置は、前記第２回転機の回転数が閾値回転数未満であると判断したときに、前記重畳モードを実行する、電気機器を提供する。

第３態様によれば、第２回転機の回転数が閾値回転数以上であるときに、重畳モードが実行されることが原因で第１電力変換器が過変調領域で動作することを防止できる。

本開示の第４態様は、第１態様〜第３態様のいずれか１つに加え、
前記重畳モードにおいて、前記制御装置は、前記第２変調信号の振幅と、前記第１回転機の中性点の対地静電容量の周波数特性と、前記第２回転機の中性点の対地静電容量の周波数特性と、に応じて、前記重畳成分の振幅を逐次変化させる、電気機器を提供する。

第４態様によれば、重畳成分の振幅を適切に調整することができる。この調整により、漏れ電流を効果的に抑制し易くなる。

本開示の第５態様は、第１態様〜第４態様のいずれか１つに加え、
前記第２回転機のコモンモード電圧は、直流成分を有し、
前記制御装置は、前記重畳モードにおいて前記重畳成分を生成する重畳部であって、仮信号生成部及び直流成分除去部を含む重畳部を有し、
前記重畳モードにおいて、前記仮信号生成部は、前記第２回転機のコモンモード電圧の前記直流成分及び前記整数倍成分の合成成分に−１を乗算することによって仮信号を生成し、
前記重畳モードにおいて、前記直流成分除去部は、前記仮信号の直流成分の一部又は全部を除去することによって前記重畳信号を生成する、電気機器を提供する。

第５態様の直流成分除去部によれば、第２回転機のコモンモード電圧が直流成分を有している場合であっても、重畳成分の直流成分が過度に大きくなることを防止することができる。これにより、第１電力変換器が過変調領域で動作することを防止しつつ、重畳成分の振幅を大きくすることができる。このようにすれば、第１回転機を安定して動作させつつ、第２回転機における漏れ電流を効果的に抑制することが可能となる。

本開示の第６態様は、第１態様〜第５態様のいずれか１つに加え、
前記制御装置は、第１変調信号生成部と、第２変調信号生成部と、重畳部と、を有し、
前記第２変調信号生成部は、前記第２変調信号を生成し、
前記重畳モードにおいて、前記重畳部は、前記第２変調信号生成部を参照して前記重畳成分を決定し、決定された前記重畳成分を前記第１変調信号生成部に与え、
前記重畳モードにおいて、前記第１変調信号生成部は、前記重畳部から与えられた前記重畳成分を用いて前記第１変調信号を生成する、電気機器を提供する。

第６態様によれば、第１変調信号に重畳成分を容易に含ませることができる。

本開示の第７態様は、第１態様〜第６態様のいずれか１つに加え、
前記第２変調方式は、
（ｖ）２相変調方式である、
（ｗ）ヒップ変調方式である、又は、
（ｘ）３相変調の各相の変調信号のうち中央値となる変調信号の値の１／２倍を、３相変調の各相の変調信号に対して加算することによって、各相の変調信号を得る変調方式である、電気機器を提供する。

第７態様の第２変調方式は、第２変調方式の具体例である。

以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。本開示は、以下の実施の形態に限定されない。

（実施の形態１）
図１は、本実施の形態に係る電気機器１の構成図である。電気機器１は、商用電源８に接続され得る。電気機器１は、第１回転機２と、第２回転機３と、第１電力変換器４と、第２電力変換器５と、制御装置１１と、を備えている。また、電気機器１は、第１機械６と、第２機械７と、整流回路９と、コンデンサ１０と、を備えている。

本実施の形態では、第１回転機２及び第２回転機３は、モータである。第１機械６及び第２機械７は、負荷である。具体的には、第１機械６は、ファンである。第２機械７は、ポンプである。

電気機器１には、商用電源８から交流電力が供給される。整流回路９は、この交流電力を直流電力に変換する。コンデンサ１０は、この直流電力を平滑化する。第１電力変換器４及び第２電力変換器５には、平滑化された直流電力が供給される。第１電力変換器４は、第１回転機２を駆動する。第１回転機２は、第１機械６を駆動する。第２電力変換器５は、第２回転機３を駆動する。第２回転機３は、第２機械７を駆動する。

商用電源８と整流回路９との間に、力率改善回路が挿入されていてもよい。商用電源８と整流回路９との間に、端子雑音の抑制回路が挿入されていてもよい。商用電源８と整流回路９との間に、外来ノイズを低減させるフィルタ回路が挿入されていてもよい。

第１電力変換器４は、第１回転機２を第１変調方式で駆動する。第２電力変換器５は、第２回転機３を第２変調方式で駆動する。制御装置１１は、第１変調信号と第２変調信号とを生成する。第１変調信号は、第１変調方式で使用される信号である。第２変調信号は、第２変調方式で使用される信号である。なお、本実施の形態及び後述の実施の形態では、変調信号は、電圧波である。

第１変調方式及び第２変調方式は、３相変調方式と同じ線間電圧を生じさせる変調方式である。この点は、後述の実施の形態でも同様である。

図２Ａに、３相変調方式における変調信号を示す。図２Ｂに、３相変調方式における線間電圧を示す。３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*は、互いに位相が１２０°ずつずれた正弦波信号である。

先に述べたとおり、回転機のコモンモード電圧は、回転機の中性点の対地電圧を指す。回転機のコモンモード電圧は、各相の変調信号の平均値の変化周期と同じ周期で変化する交流成分を有する場合がある。しかしながら、３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*の平均値は、上記周期では変化しない。このため、図２Ｃに示すように、３相変調方式におけるコモンモード電圧は、上記周期で変化する交流成分を有さない。なお、図２Ｃでは、コモンモード電圧がそのような交流成分を有さないことを分かり易く示すために、キャリア信号等に由来する高周波成分を無視している。

本実施の形態では、第２変調方式は、２相変調方式である。２相変調方式によれば、スイッチング損失を低減させ、回転機を高効率に駆動させることができる。具体的には、本実施の形態の第２変調方式は、下固定方式の２相変調方式である。下固定方式では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号のうち最も小さい相のものが、低レベルに固定される。低レベルは、キャリア信号の最低レベルを指す。低レベルに固定された相のデューティは、０％に固定される。

本実施の形態の第２変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*を用いて表現できる。具体的には、変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、以下の式（１−１）で与えられる。ここで、「ｍｉｎ（Ａ，Ｂ，Ｃ）」は、Ａ、Ｂ及びＣの最小値を指す。以下では、第２変調方式における各相の変調信号を、まとめて第２変調信号と称することがある。また、Δｍ１を、重畳成分と称することがある。

変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*を用いた場合の第２回転機３の線間電圧及び相電圧は、変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*を用いた場合の第２回転機３の線間電圧及び相電圧と同じとなる。この点は、後述の実施の形態でも同様である。

図３Ａに、変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*を示す。図３Ｂに、第２回転機３の線間電圧を示す。図３Ｃに、第２回転機３のコモンモード電圧を示す。第２回転機３のコモンモード電圧は、３相変調方式におけるコモンモード電圧とは異なり、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の成分である整数倍成分を有している。

なお、図３Ｃでは、キャリア信号等に由来する高周波成分を無視している。この点は、図４Ｃ、図８Ｃ、図９Ｃ、図１０Ｃ及び図１１Ｃについても同様である。

本実施の形態の第１変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*は、３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#を用いて表現できる。具体的には、変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*は、以下の式（１−２）で与えられる。以下では、第１変調方式における各相の変調信号を、まとめて第１変調信号と称することがある。

変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*を用いた場合の第１回転機２の線間電圧及び相電圧は、変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#を用いた場合の第１回転機２の線間電圧及び相電圧と同じとなる。この点は、後述の実施の形態でも同様である。

本実施の形態では、変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#の位相と変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*の位相はずれている。ただし、変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#の位相と変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*の位相は同じであってもよい。また、本実施の形態では、変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#の振幅と変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*の振幅は同じである。ただし、変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#の振幅と変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*の振幅は異なっていてもよい。これらの点は、後述の実施の形態においても同様である。

図４Ａに、変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*を示す。図４Ｂに、第１回転機２の線間電圧を示す。図４Ｃに、第１回転機２のコモンモード電圧を示す。第１回転機２のコモンモード電圧は、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の成分を有している。この成分は、第２回転機３のコモンモード電圧の上記整数倍成分と逆位相で周期的に変化している。

上述のように、第２回転機３のコモンモード電圧は、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の成分である整数倍成分を有している。そして、式（１−２）に従う制御により、第１変調信号が、この整数倍成分と逆位相で周期的に変化する重畳成分を含むことになる。以下では、重畳成分を第１変調信号に含ませる制御装置１１の制御モードを、重畳モードと称することがある。なお、制御装置１１は、重畳モードのみを有していてもよく、重畳モードとともに他の制御モードを有していてもよい。

本実施の形態の制御装置１１は、図５に示す構成を有している。制御装置１１は、第１の第１減算部１３と、第１の第１ＰＩ制御部１４と、第１の第２減算部１５と、第１の第２ＰＩ制御部１６と、第１の２相／３相変換部１７と、第１変調信号生成部１８と、第１の搬送波比較部１９と、を有している。制御装置１１は、第２の第１減算部２３と、第２の第１ＰＩ制御部２４と、第２の第２減算部２５と、第２の第２ＰＩ制御部２６と、第２の２相／３相変換部２７と、第２変調信号生成部２８と、第２の搬送波比較部２９と、を有している。また、制御装置１１は、重畳部１２を有している。

第２の第１減算部２３は、第２回転機３の回転数の指令値ｒｐｍ２＿ｒｅｆから第２回転機３の回転数の瞬時値ｒｐｍ２＿ｔを差し引いた差分を計算する。指令値ｒｐｍ２＿ｒｅｆは、例えば、外部から制御装置１１に与えられる。瞬時値ｒｐｍ２＿ｔは、例えば、レゾルバ又はエンコーダ等のセンサを用いて特定することができる。また、電流センサにより第２回転機３の電流を検出し、電流の検出値から瞬時値ｒｐｍ２＿ｔを推定することもできる。

第２の第１ＰＩ制御部２４は、第２回転機３のｑ軸電流の指令値Ｉｑ２＿ｒｅｆを特定する。具体的には、第２の第１ＰＩ制御部２４は、比例積分制御によって、指令値ｒｐｍ２＿ｒｅｆから瞬時値ｒｐｍ２＿ｔを差し引いた差分をゼロに収束させる指令値Ｉｑ２＿ｒｅｆを演算する。

第２の第２減算部２５は、指令値Ｉｑ２＿ｒｅｆから第２回転機３のｑ軸電流の瞬時値Ｉｑ２＿ｔを差し引いた差分を計算する。瞬時値Ｉｑ２＿ｔは、例えば、第２回転機３の３相座標上の電流をセンサで検出し、この電流をｄｑ座標上の電流に座標変換することによって得ることができる。

第２の第２ＰＩ制御部２６は、第２回転機３のｑ軸電圧の指令値Ｖｑ２＿ｒｅｆを特定する。具体的には、第２の第２ＰＩ制御部２６は、比例積分制御によって、指令値Ｉｑ２＿ｒｅｆから瞬時値Ｉｑ２＿ｔを差し引いた差分をゼロに収束させる指令値Ｖｑ２＿ｒｅｆを演算する。

第２の２相／３相変換部２７は、第２回転機３のｄ軸電圧の指令値Ｖｄ２＿ｒｅｆとｑ軸電圧の指令値Ｖｑ２＿ｒｅｆの組み合わせを、３相座標上のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧に座標変換する。これにより、第２回転機３のＵ相、Ｖ相及びＷ相の相電圧の指令値が生成される。指令値Ｖｄ２＿ｒｅｆは、例えば、外部から制御装置１１に与えられる。

第２変調信号生成部２８は、第２変調信号を生成する。具体的には、第２変調信号生成部２８は、第２回転機３のＵ相、Ｖ相及びＷ相の相電圧の指令値のそれぞれを、コンデンサ１０の端子間電圧の半分の値で割る。これにより、第２回転機３のＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相変調方式用の変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*が得られる。第２変調信号生成部２８は、式（１−１）に基づいて、変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*から、第２変調方式用の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*を生成する。

第２の搬送波比較部２９は、ＰＷＭ変調により、制御信号を生成する。具体的には、第２の搬送波比較部２９は、変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*とキャリア信号とを比較する。第２の搬送波比較部２９は、この比較を通じて、第２回転機３のＵ相、Ｖ相及びＷ相の制御信号を生成する。キャリア信号は、例えば三角波である。

生成された制御信号は、第２電力変換器５に出力される。第２電力変換器５は、制御信号に基づいて第２回転機３を駆動させる。

第１の第１減算部１３は、第１回転機２の回転数の指令値ｒｐｍ１＿ｒｅｆから第１回転機２の回転数の瞬時値ｒｐｍ１＿ｔを差し引いた差分を計算する。指令値ｒｐｍ１＿ｒｅｆは、例えば、外部から制御装置１１に与えられる。瞬時値ｒｐｍ１＿ｔは、例えば、レゾルバ又はエンコーダ等のセンサを用いて特定することができる。また、電流センサにより第１回転機２の電流を検出し、電流の検出値から瞬時値ｒｐｍ１＿ｔを推定することもできる。

第１の第１ＰＩ制御部１４は、第１回転機２のｑ軸電流の指令値Ｉｑ１＿ｒｅｆを特定する。具体的には、第１の第１ＰＩ制御部１４は、比例積分制御によって、指令値ｒｐｍ１＿ｒｅｆから瞬時値ｒｐｍ１＿ｔを差し引いた差分をゼロに収束させる指令値Ｉｑ１＿ｒｅｆを演算する。

第１の第２減算部１５は、指令値Ｉｑ１＿ｒｅｆから第１回転機２のｑ軸電流の瞬時値Ｉｑ１＿ｔを差し引いた差分を計算する。瞬時値Ｉｑ１＿ｔは、例えば、第１回転機２の３相座標上の電流をセンサで検出し、この電流をｄｑ座標上の電流に座標変換することによって得ることができる。

第１の第２ＰＩ制御部１６は、第１回転機２のｑ軸電圧の指令値Ｖｑ１＿ｒｅｆを特定する。具体的には、第１の第２ＰＩ制御部１６は、比例積分制御によって、指令値Ｉｑ１＿ｒｅｆから瞬時値Ｉｑ１＿ｔを差し引いた差分をゼロに収束させる指令値Ｖｑ１＿ｒｅｆを演算する。

第１の２相／３相変換部１７は、第１回転機２のｄ軸電圧の指令値Ｖｄ１＿ｒｅｆとｑ軸電圧の指令値Ｖｑ１＿ｒｅｆの組み合わせを、３相座標上のＵ相、Ｖ相及びＷ相の電圧に座標変換する。これにより、第１回転機２のＵ相、Ｖ相及びＷ相の相電圧の指令値が生成される。指令値Ｖｄ１＿ｒｅｆは、例えば、外部から制御装置１１に与えられる。

重畳部１２は、第２変調信号生成部２８を参照して重畳成分Δｍ１を決定する。そして、重畳部１２は、決定された重畳成分Δｍ１を第１変調信号生成部１８に与える。

第１変調信号生成部１８は、重畳部１２から与えられた重畳成分Δｍ１を用いて第１変調信号を生成する。具体的には、第１変調信号生成部１８は、第１回転機２のＵ相、Ｖ相及びＷ相の相電圧の指令値のそれぞれを、コンデンサ１０の端子間電圧の半分の値で割る。これにより、第１回転機２のＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相変調方式用の変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#が得られる。第１変調信号生成部１８は、式（１−２）に基づいて、変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#及び重畳成分Δｍ１から、第１変調方式用の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*を生成する。

第１の搬送波比較部１９は、ＰＷＭ変調により、制御信号を生成する。具体的には、第１の搬送波比較部１９は、変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*とキャリア信号とを比較する。第１の搬送波比較部１９は、この比較を通じて、第１回転機２のＵ相、Ｖ相及びＷ相の制御信号を生成する。キャリア信号は、例えば三角波である。

生成された制御信号は、第１電力変換器４に出力される。第１電力変換器４は、制御信号に基づいて第１回転機２を駆動させる。

本実施の形態によれば、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が第２回転機３で発生することを、簡易な構成で抑制することができる。

図６及び図７に、シミュレーションにより得た各種波形を示す。

図６の１段目は、第２回転機３の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*を示す。２段目は、第１回転機２の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*を示す。３段目は、重畳成分Δｍ１を示す。４段目は、第１回転機２及び第２回転機３のコモンモード電圧を示す。なお、４段目の２つの波形は、キャリア成分由来の高周波ノイズをローパスフィルタを用いてカットすることによって得たものである。５段目は、第１回転機２の相電流を示す。６段目は、第２回転機３の相電流を示す。

１段目から、第２変調信号が下固定方式の２相変調方式の波形を有していることが把握される。２段目から、第１変調信号が３相変調方式の変調信号に重畳成分Δｍ１を重畳させた波形を有していることが把握される。本実施の形態では、第１回転機２及び第２回転機３は、それぞれ、相数が３であり、極対数が２である。このため、４段目に示されているように、モータ第１回転機２及び第２回転機３のコモンモード電圧は、第２回転機３の回転周波数の６倍の周波数の脈動成分を有している。また、４段目から、これらのコモンモード電圧の位相が互い反転していることが把握される。５段目から、第１回転機２の各相の変調信号が重畳成分Δｍ１を含んでいても、第１回転機２に正弦波状の相電流を印加できることが把握される。

図７の上側のグラフは、第１変調方式として３相変調方式を採用した点を除いて本実施の形態に従って回転機２及び３を制御した場合における、第２回転機３の漏れ電流を示す。図７の下側のグラフは、本実施の形態に従って回転機２及び３を制御した場合における、第２回転機３の漏れ電流を示す。なお、各グラフの波形は、キャリア成分由来の高周波ノイズをローパスフィルタを用いてカットすることによって得たものである。

図７から、第２回転機３の回転周波数の６倍の周波数の漏れ電流が減衰していることが把握される。図７から、第２回転機３の漏れ電流が好適に補償されていることが分かる。

（実施の形態２）
以下、実施の形態２の電気機器について説明する。実施の形態２では、実施の形態１と重複する説明を省略することがある。

実施の形態２では、実施の形態１の第２変調方式とは異なる第２変調方式が用いられる。このため、制御装置１１は、式（１−１）とは異なる式に基づいて、第２変調方式用のＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*を生成する。また、制御装置１１は、式（１−２）とは異なる式に基づいて、第１変調方式用の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*を生成する。

実施の形態２では、第２変調方式は、２相変調方式である。具体的には、本実施の形態の第２変調方式は、上固定方式の２相変調方式である。上固定方式では、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号のうち最も大きい相のものが、高レベルに固定される。高レベルは、キャリア信号の最大レベルを指す。高レベルに固定された相のデューティは、１００％に固定される。

本実施の形態の第２変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*とキャリア信号の振幅Ｋと用いて表現できる。具体的には、変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、以下の式（２−１）で与えられる。ここで、「ｍａｘ（Ａ，Ｂ，Ｃ）」は、Ａ、Ｂ及びＣの最大値を指す。式（１−１）及び式（２−１）から理解されるように、実施の形態２の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、実施の形態１の重畳成分Δｍ１とは異なる重畳成分Δｍ２に基づいている。

図８Ａに、変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*を示す。図８Ｂに、第２回転機３の線間電圧を示す。図８Ｃに、第２回転機３のコモンモード電圧を示す。第２回転機３のコモンモード電圧は、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の成分である整数倍成分を有している。

本実施の形態の第１変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*は、３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#を用いて表現できる。具体的には、変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*は、以下の式（２−２）で与えられる。

図９Ａに、変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*を示す。図９Ｂに、第１回転機２の線間電圧を示す。図９Ｃに、第１回転機２のコモンモード電圧を示す。第１回転機２のコモンモード電圧は、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の成分を有している。この成分は、第２回転機３のコモンモード電圧の上記整数倍成分と逆位相で周期的に変化している。

実施の形態２でも、制御装置１１は、図５と同様の構成を有している。ただし、実施の形態２では、制御装置１１、より具体的には第２変調信号生成部２８は、式（１−１）ではなく式（２−１）に基づいて、第２変調信号を生成する。制御装置１１、より具体的には第１変調信号生成部１８は、式（１−２）ではなく式（２−２）に基づいて、第１変調信号を生成する。重畳部１２は、重畳成分Δｍ１ではなく重畳成分Δｍ２を決定し、重畳成分Δｍ２を第１変調信号生成部１８に与える。

実施の形態２によれば、実施の形態１と同様、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が第２回転機３で発生することを、簡易な構成で抑制することができる。

（実施の形態３）
以下、実施の形態３の電気機器について説明する。実施の形態２では、実施の形態１と重複する説明を省略することがある。

実施の形態３では、実施の形態１の第２変調方式とは異なる第２変調方式が用いられる。このため、制御装置１１は、式（１−１）とは異なる式に基づいて、第２変調方式用のＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*を生成する。また、制御装置１１は、式（１−２）とは異なる式に基づいて、第１変調方式用の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*を生成する。

実施の形態３では、第２変調方式は、２相変調方式である。具体的には、本実施の形態の第２変調方式は、上下固定方式の２相変調方式である。上下固定方式によれば、第２電力変換器５のスイッチング素子がパワー半導体を用いたものである場合において、各スイッチング素子のパワー半導体の発熱のバランスをとることができる。

式（１−１）に示す下固定方式では、電気角１２０°毎に、変調信号が低レベルに固定される相が、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の順に切り替わる。式（２−１）に示す上固定方式では、電気角１２０°毎に、変調信号が高レベルに固定される相が、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の順に切り替わる。

これに対し、本実施の形態の上下固定方式は、以下のようなものである。Ｕ相の変調信号が高レベルに固定される第１期間がある。Ｖ相の変調信号が低レベルに固定される第２期間がある。Ｗ相の変調信号が高レベルに固定される第３期間がある。Ｕ相の変調信号が低レベルに固定される第４期間がある。Ｖ相の変調信号が高レベルに固定される第５期間がある。Ｗ相の変調信号が低レベルに固定される第６期間がある。本実施の形態の上下固定方式では、第１期間、第２期間、第３期間、第４期間、第５期間及び第６期間がこの順で繰り返される。また、３相変調方式が採用された場合と同じ線間電圧が得られるように、低レベル又は高レベルに固定されていない相の変調信号が生成される。

本実施の形態の第２変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*と重畳成分Δｍ３とを用いて表現できる。具体的には、変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、以下の式（３−１）で与えられる。Δｍ３は、上述のように第１〜第６期間が設定される数式である。また、Δｍ３は、３相変調方式が採用された場合と同じ線間電圧が得られるように低レベル又は高レベルに固定されていない相の変調信号が規定される数式である。式（１−１）及び式（３−１）から理解されるように、実施の形態３の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、実施の形態１の重畳成分Δｍ１とは異なる重畳成分Δｍ３に基づいている。

本実施の形態でも、第２回転機３のコモンモード電圧は、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の成分である整数倍成分を有している。

本実施の形態の第１変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*は、３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#を用いて表現できる。具体的には、変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*は、以下の式（３−２）で与えられる。

本実施形態でも、第１回転機２のコモンモード電圧は、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の成分を有している。この成分は、第２回転機３のコモンモード電圧の上記整数倍成分と逆位相で周期的に変化している。

実施の形態３でも、制御装置１１は、図５と同様の構成を有している。ただし、実施の形態３では、制御装置１１、より具体的には第２変調信号生成部２８は、式（１−１）ではなく式（３−１）に基づいて、第２変調信号を生成する。制御装置１１、より具体的には第１変調信号生成部１８は、式（１−２）ではなく式（３−２）に基づいて、第１変調信号を生成する。重畳部１２は、重畳成分Δｍ１ではなく重畳成分Δｍ３を決定し、重畳成分Δｍ３を第１変調信号生成部１８に与える。

実施の形態３によれば、実施の形態１と同様、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が第２回転機３で発生することを、簡易な構成で抑制することができる。

（実施の形態４）
以下、実施の形態４の電気機器について説明する。実施の形態４では、実施の形態１と重複する説明を省略することがある。

実施の形態４では、実施の形態１の第２変調方式とは異なる第２変調方式が用いられる。このため、制御装置１１は、式（１−１）とは異なる式に基づいて、第２変調方式用のＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*を生成する。また、制御装置１１は、式（１−２）とは異なる式に基づいて、第１変調方式用の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*を生成する。

実施の形態４では、第２変調方式は、ヒップ変調方式である。ヒップ変調方式によれば、回転機を駆動する際の電圧利用率を向上させることができる。本実施の形態の第２変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u3 ^*，Ｖ_v3 ^*及びＶ_w3 ^*を用いて表現できる。具体的には、変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、以下の式（４−１）で与えられる。式（１−１）及び式（４−１）から理解されるように、実施の形態４の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、実施の形態１の重畳成分Δｍ１とは異なる重畳成分Δｍ４に基づいている。

図１０Ａに、変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*を示す。図１０Ｂに、第２回転機３の線間電圧を示す。図１０Ｃに、第２回転機３のコモンモード電圧を示す。第２回転機３のコモンモード電圧は、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の成分である整数倍成分を有している。

本実施の形態の第１変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*は、３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#を用いて表現できる。具体的には、変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*は、以下の式（４−２）で与えられる。

図１１Ａに、変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*を示す。図１１Ｂに、第１回転機２の線間電圧を示す。図１１Ｃに、第１回転機２のコモンモード電圧を示す。第１回転機２のコモンモード電圧は、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の成分を有している。この成分は、第２回転機３のコモンモード電圧の上記整数倍成分と逆位相で周期的に変化している。

実施の形態４でも、制御装置１１は、図５と同様の構成を有している。ただし、実施の形態４では、制御装置１１、より具体的には第２変調信号生成部２８は、式（１−１）ではなく式（４−１）に基づいて、第２変調信号を生成する。制御装置１１、より具体的には第１変調信号生成部１８は、式（１−２）ではなく式（４−２）に基づいて、第１変調信号を生成する。重畳部１２は、重畳成分Δｍ１ではなく重畳成分Δｍ４を決定し、重畳成分Δｍ４を第１変調信号生成部１８に与える。

実施の形態４によれば、実施の形態１と同様、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が第２回転機３で発生することを、簡易な構成で抑制することができる。

（実施の形態５）
以下、実施の形態５の電気機器について説明する。実施の形態５では、実施の形態１と重複する説明を省略することがある。

実施の形態５では、実施の形態１の第２変調方式とは異なる第２変調方式が用いられる。このため、制御装置１１は、式（１−１）とは異なる式に基づいて、第２変調方式用のＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*を生成する。また、制御装置１１は、式（１−２）とは異なる式に基づいて、第１変調方式用の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*を生成する。

実施の形態５では、第２変調方式は、３相変調の各相の変調信号のうち中央値となる変調信号の値の１／２倍を、３相変調の各相の変調信号に対して加算することによって、各相の変調信号を得る変調方式である。具体的には、本実施の形態の第２変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、以下の式（５−１）で与えられる。ここで、「ｍｅｄｉａｎ（Ａ，Ｂ，Ｃ）」は、Ａ、Ｂ及びＣの中央値を指す。中央値は、有限個のデータを小さい順に並べたとき中央に位置する値である。例えば、「−２」と「１」と「５」の中央値は、「１」である。式（１−１）及び式（５−１）から理解されるように、実施の形態５の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*は、実施の形態１の重畳成分Δｍ１とは異なる重畳成分Δｍ５に基づいている。

実施の形態５によれば、実施の形態４の変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*と同じ変調信号Ｖ_u2 ^*，Ｖ_v2 ^*及びＶ_w2 ^*が得られる。

本実施の形態の第１変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*は、３相変調方式におけるＵ相、Ｖ相及びＷ相の変調信号Ｖ_u3 ^*#，Ｖ_v3 ^*#及びＶ_w3 ^*#を用いて表現できる。具体的には、変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*は、以下の式（５−２）で与えられる。

実施の形態５によれば、実施の形態４の変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*と同じ変調信号Ｖ_u1 ^*，Ｖ_v1 ^*及びＶ_w1 ^*が得られる。

実施の形態５でも、制御装置１１は、図５と同様の構成を有している。ただし、実施の形態５では、制御装置１１、より具体的には第２変調信号生成部２８は、式（１−１）ではなく式（５−１）に基づいて、第２変調信号を生成する。制御装置１１、より具体的には第１変調信号生成部１８は、式（１−２）ではなく式（５−２）に基づいて、第１変調信号を生成する。重畳部１２は、重畳成分Δｍ１ではなく重畳成分Δｍ５を決定し、重畳成分Δｍ５を第１変調信号生成部１８に与える。

実施の形態５によれば、実施の形態１と同様、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が第２回転機３で発生することを、簡易な構成で抑制することができる。

実施の形態１〜５では、第２回転機３のコモンモード電圧は、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の成分である整数倍成分を有している。制御装置１１は、その整数倍成分と逆位相で周期的に変化する重畳成分を第１変調信号に含ませる制御モードである重畳モードを有している。重畳モードによれば、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が第２回転機３で発生し難くなる。

重畳成分に基づく漏れ電流抑制は、特別な部品を追加することなく達成できる。従って、実施の形態１〜５によれば、第２回転機３からの漏れ電流を簡易な構成で抑制することができる。なお、実施の形態１〜５の電気機器に、特別な部品を追加して、漏れ電流抑制効果を高めてもよい。その場合、重畳成分に基づく漏れ電流抑制効果の分だけ、電気機器の構成が簡易化することになる。

以上の理由で、実施の形態１〜５によれば、第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が第２回転機３で発生することを、簡易な構成で抑制することができる。

実施の形態１〜５の第２回転機３として、（ａ）第１回転機２よりも中性点の対地静電容量が大きい回転機を用いることができる。第２回転機３として、（ｂ）第１回転機２よりも漏れ電流が大きい回転機を用いることができる。また、第２回転機３として、（ｃ）第１回転機２よりも消費電力が大きい回転機を用いることができる。第２回転機３が（ｂ）の特徴を有している場合には、第２回転機３の漏れ電流を抑制する効果が好適に発揮される。（ａ）の特徴を有する回転機は、漏れ電流が大きくなり易い。（ｃ）の特徴を有する回転機は、大型となり易く、中性点の対地静電容量が大きくなり易く、漏れ電流が大きくなり易い。このため、第２回転機３が（ａ）又は（ｃ）の特徴を有している場合には、第２回転機３の漏れ電流を抑制する効果が好適に発揮される可能性が高い。また、第２回転機３が（ｃ）の特徴を有している場合には、単位消費電力当たりの第２回転機３の漏れ電流抑制効果が大きくなり易い。ここで、「単位消費電力」の消費電力は、第１回転機２及び第２回転機３の合計の消費電力を指す。

制御装置１１は、第２回転機３の回転数が閾値回転数未満であると判断したときに、重畳モードを実行するものであってもよい。このようにすれば、第２回転機の回転数が閾値回転数以上であるときに、重畳モードが実行されることが原因で第１電力変換器４が過変調領域で動作することを防止できる。このようにした場合であっても、上記閾値回転数と第２回転機３の相数と第２回転機３の極対数との積で表される周波数までの周波数範囲の漏れ電流が第２回転機３で発生することを抑制できる。さらに、上記の積で表される周波数とその側帯波周波数の間の周波数範囲の漏れ電流が第２回転機３で発生することも抑制できる。

なお、一例では、制御装置１１は、第２回転機３の回転数が閾値回転数以上であると判断したときに、第１変調方式として３相変調方式を用いる。

制御装置１１は、重畳モードにおいて、第２変調信号の振幅と、第１回転機２の中性点の対地静電容量Ｃ１の周波数特性と、第２回転機３の中性点の対地静電容量Ｃ２の周波数特性と、に応じて、重畳成分の振幅を逐次変化させるものであってもよい。このようにすれば、重畳成分の振幅を適切に調整することができる。この調整により、漏れ電流を効果的に抑制することが可能となる。なお、対地静電容量Ｃ１の周波数特性及び対地静電容量Ｃ２の周波数特性は、回転機２及び３の試験運転等を通じて知ることができる。

具体的には、第２変調信号の振幅が大きいときほど、重畳成分の振幅を大きくすることができる。また、第２回転機３のコモンモード電圧の周波数をＦＣと定義したとき、周波数ＦＣにおける対地静電容量Ｃ１に対する周波数ＦＣにおける対地静電容量Ｃ２の比率が大きいときほど、重畳成分の振幅を大きくすることができる。なお、改めて断るまでもないが、重畳成分の振幅は、重畳成分に含まれた交流成分の大きさである。

重畳成分を、第２変調信号の振幅に関連する第１の成分と、対地静電容量Ｃ１の周波数特性に関連する第２の成分と、対地静電容量Ｃ２の周波数特性に関連する第３の成分と、に分けて考えることもできる。例えば、第１の成分を、第２変調信号の振幅に比例して大きくすることができる。あるいは、第１の成分を、第２回転機３の誘起電圧における第２回転機３の回転周波数の整数倍の周波数の成分に比例して大きくすることができる。具体的には、第１の成分を、誘起電圧の基本波成分に比例して大きくすることができる。第２成分は、周波数ＦＣにおける対地静電容量Ｃ１が小さいときほど、大きくすることができる。第３成分は、周波数ＦＣにおける対地静電容量Ｃ２が大きいときほど、大きくすることができる。

重畳成分は、直流成分を有していてもよく、直流成分を有していなくてもよい。念のために説明すると、「整数倍成分と逆位相で周期的に変化する重畳成分」は、交流成分のみならず、直流成分を含んでいてもよい成分を指す。

第２回転機３のコモンモード電圧は、直流成分を有している場合がある。上記実施の形態の制御装置１１は、重畳モードにおいて重畳成分を生成する重畳部１２を有している。重畳部１２は、図１２に示すように、仮信号生成部１２ａと、直流成分除去部１２ｂと、を含んでいてもよい。仮信号生成部１２ａは、重畳モードにおいて、第２回転機３のコモンモード電圧の直流成分及び整数倍成分の合成成分に−１を乗算することによって仮信号を生成するものである。直流成分除去部１２ｂは、重畳モードにおいて、仮信号の直流成分の一部又は全部を除去することによって重畳信号を生成するものである。このようにすれば、重畳成分の直流成分が過度に大きくなることを防止することができる。これにより、第１電力変換器４が過変調領域で動作することを防止しつつ、重畳成分の振幅を大きくすることができる。このようにすれば、第１回転機２を安定して動作させつつ、第２回転機３における漏れ電流を効果的に抑制することが可能となる。

実施の形態１〜５では、第１機械６はファンであり、第２機械７はポンプである。ただし、ただし、第１機械６は、ファン以外の負荷であってもよい。また、第２機械７は、ポンプ以外の負荷であってもよい。また、第１回転機２及び第２回転機３が発電機であり、第１機械６及び第２機械７が原動機であってもよい。

実施の形態１〜５では、第２変調方式は、式（１−１）、式（２−１）、式（３−１）、式（４−１）又は式（５−１）に基づいたものである。ただし、第２変調方式は、これらに限定されない。

実施の形態１〜５では、重畳成分の振幅は、第２回転機３のコモンモード電圧の整数倍成分の振幅と同じである。このようにすることは、重畳成分により第２回転機３のコモンモード電圧に由来する漏れ電流をキャンセル観点から有利である。

ただし、重畳成分の振幅は、整数倍成分の振幅よりも小さくてもよい。このようにすれば、第１電力変換器４が過変調領域で動作することを防止し易くなる。具体的には、漏れ電流が許容範囲に収まる程度に、重畳成分の振幅を小さくすることができる。漏れ電流の許容範囲は、例えば、実効値が１ｍＡ以下である範囲である。

第１回転機２の回転数及び第２回転数３の回転数は、同じであってもよく、異なっていてもよい。また、第１変調信号と比較されるキャリア信号及び第２変調信号と比較されるキャリア信号の位相差は、０°であってもよく、１８０°であってもよく、それ以外であってもよい。いずれの場合も、第２回転機３における漏れ電流抑制効果が発揮される。

変形例では、実施の形態１〜５の電気機器に、第３回転機と、第３回転機を第３変調方式で駆動する第３電力変換器と、が追加される。第３変調方式は、３相変調方式と同じ線間電圧を生じさせる変調方式である。重畳モードにおいて、制御装置１１は、第２回転機３の上記整数倍成分と逆位相で周期的に変化する重畳成分と第３回転機の上記整数倍成分と逆位相で周期的に変化する別の重畳成分とを第１変調信号に含ませる。このようにすれば、第２回転機３で発生する漏れ電流とともに、第３回転機で発生する漏れ電流を抑制することができる。

上記変形例では、第３回転機からの漏れ電流が、第１回転機２によって抑制される。第３変調方式は、特に限定されない。第３変調方式としては、２相変調方式、ヒップ変調方式が例示される。第３変調方式は、３相変調の各相の変調信号のうち中央値となる変調信号の値の１／２倍を、３相変調の各相の変調信号に対して加算することによって、各相の変調信号を得る変調方式であってもよい。第３変調方式は、３相変調方式であってもよい。

第３回転機に関する技術には、第２回転機３に関する技術に適用可能である。例えば、第３回転機を駆動させる電力変換装置として、第２電力変換装置５と同様の電力変換装置を用いることができる。第３変調信号で使用される第３変調信号を、制御装置１１で生成することができる。具体的には、第２の第１減算部２３、第２の第１ＰＩ制御部２４、第２の第２減算部２５、第２の２相／３相変換部２７、第２変調信号生成部２８及び第２の搬送波比較部２９と同様の要素を用いて第３変調信号及び制御信号を生成することができる。第３回転機に関する技術には、３相変調方式に関する公知の技術も適用可能である。

実施の形態１〜５及び変形例の技術に、キャリア信号に由来する漏れ電流を抑制する技術を組み合わせてもよい。キャリア信号に由来する漏れ電流を抑制する技術としては、第２変調信号と比較されるキャリア信号の位相を、第１変調信号と比較されるキャリア信号の位相の逆位相とする技術が挙げられる。

上記実施の形態に係る技術によれば、１又は複数の回転機の回転周波数の整数倍の周波数の漏れ電流が回転機で発生することを抑制することができる。この抑制は、特別な部品を追加することなく達成することができる。

上記実施の形態に係る技術によれば、回転機のロータ部等が液体に浸漬するような場合において、回転機で漏れ電流が発生することを好適に抑制することができる。

上記実施の形態に係る技術は、例えば、エアコンのような冷凍サイクルを用いて熱搬送する電気機器に適用できる。また、この技術は、ランキンサイクルを用いて排熱から発電するような、多数の回転機を有する電機機器に適用できる。

１ 電気機器
２，３ 回転機
４，５ 電力変換器
６，７ 機械
８ 商用電源
９ 整流回路
１０ コンデンサ
１１ 制御装置
１２ 重畳部
１２ａ 仮信号生成部
１２ｂ 直流成分除去部
１３，１５，２３，２５ 減算部
１４，１６，２４，２６ ＰＩ制御部
１７，２７ ２相／３相変換部
１８，２８ 変調信号生成部
１９，２９ 搬送波比較部
１００ 高周波漏れ電流低減装置
１０１，１０２ トランス
１０１ａ〜１０１ｄ，１０２〜１０２ｄ 巻線
１０３ａ〜１０３ｃ，１０４ａ〜１０４ｃ，１０６ａ〜１０６ｃ 接続線
１０５ 交流電源
１０７ コンバータ
１０８ インバータ
１０９ 三相モータ
１１０ 電圧増幅器
１１１，１１２ モータ
１１３，１１４ インバータ
１３０ 三角波発生器

Claims (7)

1. 第１回転機と、
   第２回転機と、
   前記第１回転機を第１変調方式で駆動する第１電力変換器と、
   前記第２回転機を第２変調方式で駆動する第２電力変換器と、
   前記第１変調方式で使用される第１変調信号と、前記第２変調方式で使用される第２変調信号と、を生成する制御装置と、を備えた電気機器であって、
   前記第１変調方式及び前記第２変調方式は、３相変調方式と同じ線間電圧を生じさせる変調方式であり、
   前記第２回転機のコモンモード電圧は、前記第２回転機の回転周波数の整数倍の周波数の成分である整数倍成分を有し、
   前記制御装置は、前記整数倍成分と逆位相で周期的に変化する重畳成分を前記第１変調信号に含ませる制御モードである重畳モードを有している、電気機器。
2. 前記第２回転機として、
   （ａ）前記第１回転機よりも中性点の対地静電容量が大きい、
   （ｂ）前記第１回転機よりも漏れ電流が大きい、及び／又は、
   （ｃ）前記第１回転機よりも消費電力が大きい、回転機が用いられている、請求項１に記載の電気機器。
3. 前記制御装置は、前記第２回転機の回転数が閾値回転数未満であると判断したときに、前記重畳モードを実行する、請求項１又は２に記載の電気機器。
4. 前記重畳モードにおいて、前記制御装置は、前記第２変調信号の振幅と、前記第１回転機の中性点の対地静電容量の周波数特性と、前記第２回転機の中性点の対地静電容量の周波数特性と、に応じて、前記重畳成分の振幅を逐次変化させる、請求項１〜３のいずれか一項に記載の電気機器。
5. 前記第２回転機のコモンモード電圧は、直流成分を有し、
   前記制御装置は、前記重畳モードにおいて前記重畳成分を生成する重畳部であって、仮信号生成部及び直流成分除去部を含む重畳部を有し、
   前記重畳モードにおいて、前記仮信号生成部は、前記第２回転機のコモンモード電圧の前記直流成分及び前記整数倍成分の合成成分に−１を乗算することによって仮信号を生成し、
   前記重畳モードにおいて、前記直流成分除去部は、前記仮信号の直流成分の一部又は全部を除去することによって前記重畳信号を生成する、請求項１〜４のいずれか一項に記載の電気機器。
6. 前記制御装置は、第１変調信号生成部と、第２変調信号生成部と、重畳部と、を有し、
   前記第２変調信号生成部は、前記第２変調信号を生成し、
   前記重畳モードにおいて、前記重畳部は、前記第２変調信号生成部を参照して前記重畳成分を決定し、決定された前記重畳成分を前記第１変調信号生成部に与え、
   前記重畳モードにおいて、前記第１変調信号生成部は、前記重畳部から与えられた前記重畳成分を用いて前記第１変調信号を生成する、請求項１〜５のいずれか一項に記載の電気機器。
7. 前記第２変調方式は、
   （ｖ）２相変調方式である、
   （ｗ）ヒップ変調方式である、又は、
   （ｘ）３相変調の各相の変調信号のうち中央値となる変調信号の値の１／２倍を、３相変調の各相の変調信号に対して加算することによって、各相の変調信号を得る変調方式である、請求項１〜６のいずれか一項に記載の電気機器。