JP2012165487A

JP2012165487A - 漏れ電流抑制回路

Info

Publication number: JP2012165487A
Application number: JP2011021736A
Authority: JP
Inventors: Junichi Tsuda; 純一津田; Hiroshi Mochikawa; 宏餅川; Yuji Koyama; 裕史児山
Original assignee: Toshiba Corp; Toshiba Elevator Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp; Toshiba Elevator and Building Systems Corp
Priority date: 2011-02-03
Filing date: 2011-02-03
Publication date: 2012-08-30
Anticipated expiration: 2031-02-03
Also published as: JP5701631B2

Abstract

【課題】二相変調などでインバータ出力のコモンモード電圧が大きく変化する場合においても、漏れ電流やフィルタ回路内のコモンモード電流を増やさず、フィルタ回路の大型化を抑える。
【解決手段】スイッチング素子を利用する電力変換装置１、２に用いる漏れ電流抑制回路であって、前記電力変換装置の出力側の各電源ラインに接続され、コモンモード電流に対して低インピーダンスのコモンモード電流抽出回路８と、前記電力変換装置の入力側の各電源ラインに接続された第１相間コンデンサ７ａ〜７ｃと、前記第１相間コンデンサから前記電力変換装置を経由して、前記コモンモード電流抽出回路に至る経路の任意の位置に直列に挿入された第１コモンモードチョークコイル６と、前記コモンモード電流抽出回路８に形成されたコモンモード電流の抽出点ｂと、前記第１相間コンデンサにより形成される中性点ａとの間に接続される減衰要素１５とを具備する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置を構成するスイッチング素子のスイッチング動作により発生する漏れ電流を抑制する漏れ電流抑制回路に関する。

インバータに代表される電力変換装置は、半導体スイッチング素子のスイッチング動作により電力変換を行っている。モータを駆動する三相ＰＷＭインバータを例にとると、出力しようとする電圧の指令値と三角波などのキャリアとを比較し、比較結果に基づき各相の半導体素子をスイッチングさせる。このとき、その原理上、三相のＵＶＷ相出力電圧の平均値を示すコモンモード電圧はゼロにはならず、キャリアに同期して大きな電圧が発生する。このコモンモード電圧は、モータの浮遊容量などを介してアース（ＧＮＤ）へと流れる漏れ電流（高周波ノイズ）の原因となる。漏れ電流は他の機器に障害をもたらすなどの問題となるため、漏れ電流対策は必須となっている。その有効な対策としてコイルやコンデンサなどの受動素子で構成されるフィルタ回路がある。

図９は、漏れ電流対策を施した電力変換装置の主回路構成の一例を示す。

三相交流電源５からコンバータ１までの入力ライン上に、コモンモードチョークコイル６など高周波の漏れ電流（コモンモード電流）に対して高インピーダンスとなるインダクタンス素子を挿入する。コンバータ１は三相電力を直流電力に変換し、この直流電圧は平滑コンデンサ３にて平滑される。インバータ３はこの直流電圧を、所望の大きさ及び周波数の三相交流電圧に変換しモータ４に供給する。

更にインダクタンス素子６とコモンモード電圧の発生源であるインバータ２のスイッチング素子とを含めたループ内に、コンデンサ７ａ〜７ｃ及びコモンモード電流抽出回路８などの低インピーダンス素子で構成される漏れ電流のバイパス回路が設けられる。コンデンサ７ａ〜７ｃの共通接続点すなわち中性点ａがコモンモード電流抽出回路８の共通接続点すなわち抽出点ｂに接続される。コモンモード電流抽出回路８は、コンデンサ９ａ〜９ｃと単相リアクトル１０ａ〜１０ｃの３つの対を含む。

インバータのスイッチング動作により発生するコモンモード電流のうち、モータの浮遊容量などを介してアースへと流れる電流をここでは漏れ電流１４とし、バイパス回路を流れる電流をコモンモード電流１３とする。

図９のようなタイプのフィルタ回路はコモンモードチョークコイル６が高インピーダンスとなって、漏れ電流１４となるコモンモード電流の流れを抑えると共に、それでも抑え切れないコモンモード電流１３は、コモンモード電流抽出回路８及びコンデンサ７ａ〜７ｃで形成されたバイパス回路を流れる。そのため、インバータのスイッチングが一般的な「三相変調」である場合には、このような回路構成は漏れ電流の抑制には非常に有効であり、更に他の類似フィルタ回路も提案されている。

特開２００５−２０４４３８号公報

しかし、例えば三相ＰＷＭインバータでは、素子のスイッチング損失を減らす方法として、一つの相のスイッチングを停止するいわゆる「二相変調」が広く採用されている。図１０（ａ）は二相変調方式のインバータ出力電圧指令値の一例を示す。１１ａはインバータＵ相出力指令、１１ｂはインバータＶ相出力指令、１１ｃはインバータＷ相出力指令、１２は三相の出力指令の平均値である。この二相変調では、スイッチングを停止する相の電位を、下側スイッチング素子（以下、下素子という）を導通させてインバータ入力直流電圧の下側電位（以下、下電位という）に固定した状態である。二相変調では、例えばＵ相を下電位に固定した場合、Ｕ相電圧を三相変調時に比べて下げた分だけ、他のＶ、Ｗ相の出力指令も低下される。この結果、二相変調時においても、ＵＶＷの相間電圧は三相変調時と同一である。

こうした二相変調の場合、フィルタ回路の効果は十分に得られず、漏れ電流が大きくなる可能性がある。また、フィルタ回路内を流れるコモンモード電流も大きくなり、コモンモードチョークコイル６などのインダクタンス素子が磁気飽和する可能性も高まることから、その防止のためにフィルタの大型化も避けられない。図１０（ｂ）はフィルタ回路内を流れるコモンモード電流１３の一例を示し、図１０（ｃ）はモータ４のアースライン（ＧＮＤ）を流れる漏れ電流１４の一例を示す。

こうした漏れ電流１４やフィルタ回路内のコモンモード電流１３の増大は、全ての相の平均電圧で表されるコモンモード電圧の変化に起因する。例えばスイッチングを停止する相の電位を下電位に固定した二相変調の場合、キャリアに同期して通常発生する短期のコモンモード電圧の変化とは別に、スイッチングを停止する相が切り換る際に、より長期の視点で見た場合にコモンモード電圧の大きな変化が生じる。この電圧の変化は、図１０（ａ）ではコモンモード電圧に相当する三相電圧指令の平均値１２の変化に相当し、インバータの変調率や出力周波数が高いほど大きくなる。その場合、この電圧の変化が発振源となって、コモンモードチョークコイルとバイパス回路のコンデンサとの間で共振が発生して、図１０（ｂ）及び（ｃ）のようにフィルタ回路内のコモンモード電流や漏れ電流が増大する。

そこで本発明は、二相変調などでインバータ出力のコモンモード電圧が大きく変化する場合においても、漏れ電流やフィルタ回路内のコモンモード電流を増やさず、フィルタ回路の大型化を抑えることを目的とするものである。

本発明の実施形態は、スイッチング素子を利用する電力変換装置に用いる漏れ電流抑制回路であって、前記電力変換装置の出力側の各電源ラインに接続され、コモンモード電流に対して低インピーダンスのコモンモード電流抽出回路と、前記電力変換装置の入力側の各電源ラインに接続された第１相間コンデンサと、前記第１相間コンデンサから前記電力変換装置を経由して、前記コモンモード電流抽出回路に至る経路の任意の位置に直列に挿入された第１コモンモードチョークコイルと、前記コモンモード電流抽出回路に形成されたコモンモード電流の抽出点と、前記第１相間コンデンサにより形成される中性点との間に接続される減衰要素とを具備する。

本発明の第１実施例に係るフィルタ回路の構成図。本発明の第２実施例に係るフィルタ回路の構成図。図２のインバータの出力電圧指令と、フィルタ回路内のコモンモード電流及び漏れ電流のシミュレーション波形。本発明の第３実施例に係るフィルタ回路の構成図。図４のインバータの出力電圧指令と、フィルタ回路内のコモンモード電流及び漏れ電流のシミュレーション波形。本発明の第４実施例に係るフィルタ回路の構成図。本発明の第５実施例に係るフィルタ回路の構成図。本発明の第６実施例に係るフィルタ回路の構成図。従来例に係るフィルタ回路の構成図。図９のインバータの出力電圧指令と、フィルタ回路内のコモンモード電流及び漏れ電流のシミュレーション波形。

以下、本発明に係る漏れ電流抑制回路の実施例について、図面を参照して説明する。

図１は、本発明による漏れ電流抑制回路の第１実施例の構成を示すブロック図である。

バイパス回路を構成する相間コンデンサ７ａ〜７ｃの中性点ａとコモンモード電流抽出回路８の抽出点ｂとの間に減衰要素１５が設けられている。インバータ出力のコモンモード電圧の大きな変化に伴って、バイパス回路を含む回路内に生じる共振は、この減衰要素１５によって抑えられ、回路内を流れるコモンモード電流１３及び外へと流れる漏れ電流１４が低く抑えられる。減衰要素１５をコモンモード電流抽出回路８のＵＶＷ各相に、あるいは相間コンデンサ７ａ〜７ｃに、それぞれ直列に接続しても共振を減衰させることは可能である。しかし、そのように構成した揚合、対象となるコモンモード電流だけでなく、相間を流れるノーマルモード電流２２も減衰要素を流れて不要な損失を発生させてしまうため、図１のように構成した方がよい。ここでノーマルモード電流とは、例えばｕ相からｗ相に流れる電流２２のような、三相の相間を流れる電流である。

尚、コモンモードチョークコイル６の接続位置は、図１に示したコンバータ１の入力側に限らず、インバータ２の出力端子直後、あるいはコンバータ１とインバータ２の間に設けても構わない。また、このコモンモードチョークコイル６と、漏れ電流の発生源となるインバータ２などのスイッチング部分を間に含んでいれば、バイパス回路の接続位置も図１に限るものではなく、例えばコモンモードチョークコイル６の配置変更に応じて、他の位置に変更できる。

本発明の第２実施例を、図２、図３を用いて説明する。

図２のフィルタ回路は、減衰要素として抵抗１６を用いた構成を示している。抵抗１６を、コモンモードチョークコイルとバイパス路全体のコンデンサ容量とで決まる特性インピーダンスに近い抵抗値にすることで、振動を効果的に減衰できる。この特性インピーダンスＺは、コモンモードチョークコイルのインダクタンスをＬ、バイパス路全体の容量成分をＣとすると次式で示される。

Ｚ＝（Ｌ／Ｃ）^１／２
図３は図２の構成におけるコモンモード電流及び漏れ電流を示し、（ｂ−１）はバイパス回路を流れるコモンモード電流１３、（ｃ−１）は漏れ電流１４の一例を表している。図３の（ｂ−２）と（ｃ−２）は、それぞれ（ｂ−１）と（ｃ−１）の時間軸を拡大した図である。このように本実施例によれば、従来の図１０に比べ、コモンモード電流１３及び漏れ電流１４共に大幅に抑制されている。

本発明の第３実施例を図４、図５を用いて説明する。

図４のフィルタ回路は、減衰要素１５を抵抗１６とコンデンサ１７との並列回路で構成している。コモンモード電流には、主にインバータのキャリア周波数成分と、コモンモードチョークコイルとバイパス路によって生じる共振電流が含まれる。図２の第２実施例のように単に抵抗だけで構成した場合、回路の共振によって生じる電流だけでなく、本来フィルタ回路によって抑制したい漏れ電流の成分に対してもバイパス路のインピーダンスが高くなってしまう。すなわちモータ４に流れ込むコモンモード電流が増加する。従って、モータから浮遊容量を介してアースラインに流れる漏れ電流１４を抑制するフィルタとしての効果が薄れる。

これに対して図４のように、抵抗１６と並列にコンデンサ１７を接続する場合、減衰させたい回路の共振電流は抵抗１６を流れ、漏れ電流の主な成分でより高周波のインバータキャリア周波数成分はコンデンサ１７を流れるようにそれぞれの定数を選択する。この結果、フィルタの性能を保ったまま、回路内の共振電流（キャリア周波数より低い周波数成分）を選択的に抵抗で減衰させることができる。この場合、高周波のインバータキャリア周波数成分に対しては、バイパス路が低インピーダンスとなるため、キャリア周波数成分は十分抑制される。この結果、モータから浮遊容量を介してアースラインに流れる漏れ電流１４は減少する。

図５は図４の構成におけるコモンモード電流１３と漏れ電流１４の一例を表している。図３の第２実施例に比べ、特に漏れ電流１４が明らかに減少していることがわかる。

本発明の第４実施例を、図６を用いて説明する。

第４実施例は第３実施例に対して、抵抗１６とコンデンサ１７との並列回路を、トランス１８を介してバイパス路に接続した構成である。例えば発熱する抵抗１６を冷却するためにヒートシンクに接続するような場合、第３実施例のような構成であるとバイパス路を流れる電流が、抵抗の浮遊容量を通して外に漏れる可能性がある。本実施例では、トランス１８を介して抵抗１６を接続することで、抵抗１６とコンデンサ１７を含むトランス２次側回路は絶縁された、すなわち閉じた回路となるため、例え抵抗１６とアースとの間に浮遊容量が存在しても、抵抗１６からの漏れ電流が発生することはない。

本発明の第５実施例を、図７を用いて説明する。

第５実施例は、バイパス回路を構成する第１相間コンデンサ７ａ〜７ｃの入力側電源ラインに、第２コモンモードチョークコイル１９が挿入される。更に、この第２コモンモードチョークコイル１９と第１相間コンデンサ７ａ〜７ｃとの間には、第２相間コンデンサ２０ａ〜２０ｃが接続され、この第２相間コンデンサの中性点ｃとアースラインの間に接地コンデンサ２１が接続される。

第２コモンモードチョークコイル１９、第２相間コンデンサ２０ａ〜２０ｃ及び接地コンデンサ２１は、上記第１〜第４実施例で抑えきれない漏れ電流に対してフィルタとして作用し、電源へのコモンモードノイズ（一般に１５０ｋＨｚ以上の成分）を低減できる。これは、高周波の伝導ノイズ１４ａが第２相間コンデンサ２０ａ〜２０ｃ及び接地コンデンサ２１とで構成される低インピーダンスの経路を流れて、第２コモンモードチョークコイルを含む高インピーダンスの電源側の経路には流入しないためである。従って本実施例によれば、電源５に接続された他の機器に伝送される高周波ノイズを防止できる。また、第２相間コンデンサ２０ａ〜２０ｃは、第１相間コンデンサ７ａ〜７ｃとともに、電源へのノーマルモードノイズ（一般に１５０ｋＨｚ以上の成分）の低減にも有効である。

本発明の第６実施例を、図８を用いて説明する。

第６実施例では、第５実施例の第２相間コンデンサ２０ａ〜２０ｃを介して接地コンデンサ２１を接続する構成に対して、バイパス回路を構成する第１相間コンデンサ７ａ〜７ｃの中性点ａを接地コンデンサ２１を介してアースラインに接続した構成となっている。本実施例によれば、相間コンデンサを一組にまとめられるため、部品点数が少なくて済む。

以上の説明はこの発明の実施の形態であって、この発明の装置及び方法を限定するものではなく、様々な変形例を容易に実施することができるものである。例えば、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を構成できる。

１…コンバータ、２…インバータ、４…モータ、５…電源、６…コモンモードチョークコイル、７ａ，７ｂ，７ｃ…相間コンデンサ、８…コモンモード電流抽出回路、９ａ，９ｂ，９Ｃ…コンデンサ、１０ａ，１０ｂ，１０ｃ…単相リアクトル、１５…減衰要素、１６…抵抗、１７…コンデンサ、１８…トランス。

Claims

スイッチング素子を利用する電力変換装置に用いる漏れ電流抑制回路であって、
前記電力変換装置の出力側の各電源ラインに接続され、コモンモード電流に対して低インピーダンスのコモンモード電流抽出回路と、
前記電力変換装置の入力側の各電源ラインに接続された第１相間コンデンサと、
前記第１相間コンデンサから前記電力変換装置を経由して、前記コモンモード電流抽出回路に至る経路の任意の位置に直列に挿入された第１コモンモードチョークコイルと、
前記コモンモード電流抽出回路に形成されたコモンモード電流の抽出点と、前記第１相間コンデンサにより形成される中性点との間に接続される減衰要素と、
を具備することを特徴とする漏れ電流抑制回路。
前記減衰要素が抵抗であることを特徴とする請求項１に記載の漏れ電流抑制回路。
前記減衰要素が抵抗とコンデンサとの並列回路であることを特徴とする請求項１に記載の漏れ電流抑制回路。
前記減衰要素として、トランスの１次巻線が前記抽出点及び前記中性点の間に直列に接続され、前記トランスの２次巻線には抵抗、あるいは抵抗及びコンデンサの並列回路が接続されていることを特徴とする請求項１に記載の漏れ電流抑制回路。
前記電力変換装置に電力を供給する電源と前記第１相間コンデンサの間に接続された第２コモンモードチョークコイルと、
前記第２コモンモードチョークコイルと前記第１相間コンデンサとの間に接続された第２相間コンデンサと、前記第２相間コンデンサの中性点とアースライン間に接続された接地コンデンサとを備えたことを特徴とする請求項１乃至４のうち１項記載の漏れ電流抑制回路。
前記第１相間コンデンサの中性点とアースライン間に接続された接地コンデンサを具備することを特徴とする請求項５に記載の漏れ電流抑制回路。