JP2009142076A - 低ノイズ電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ノイズ対策部品の大型化を伴わず、小型かつ安価な方式でノイズ電流を低減する電力変換装置。
【解決手段】整流回路１と、整流回路の直流出力側に設けた平滑コンデンサ２と、平滑コンデンサの後流側に接続されたインバータ回路３と、を備えた電力変換装置において、電力変換装置をアースする第１のアース端子Ｇ１と、モータへのシールドケーブルのシールド被覆又はモータアース線を接続する第２のアース端子Ｇ２と、を有し、第１のアース端子Ｇ１と第２のアース端子Ｇ２は配線で電気的に接続され、第１のアース端子Ｇ１と整流回路１の交流入力側は第１のコンデンサＣｘ，Ｃｙを介した配線で接続され、第２のアース端子Ｇ２とインバータ回路３は、第２のコンデンサＣｎと抵抗Ｒｎとを介した配線で接続され、第２のコンデンサＣｎの容量は第１のコンデンサＣｘ，Ｃｙの容量より小さく構成する。
【選択図】図２

Description

本発明は、伝導ノイズの低減方式を採用した電力変換装置に関する。

インバータに代表される電力変換装置は、ＩＧＢＴなど半導体素子のスイッチング動作で発生させた方形波電圧により、モータへ供給する電力を制御する。方形波電圧は高い周波数成分を含んでおり、その電圧がモータやモータケーブルに印加されると、それらとグランド間の浮遊容量を通して漏れ電流が発生する。このグランドへ漏洩した電流はコモンモードノイズ電流と呼ばれ、インバータ等の電力変換装置が発生する伝導ノイズの主原因である。コモンモードノイズ電流は電源へ回り込み、他の電子・電気機器の誤作動等の障害を与え課題となり得る。

前記のコモンモードノイズ電流への対策を講じた従来インバータとそのインバータを使用したシステムの全体構成の例を図９に示す。インバータ（電力変換装置）は、交流入力を直流出力に変換する整流回路１と、この整流回路１の直流出力側の平滑コンデンサ２と、この平滑コンデンサ２の後流側のインバータ回路３と、から構成される。さらに、図９に示すように電源入力三相線に、コンデンサＣｘとコンデンサＣｙから成るフィルタコンデンサ部分４を接続することで電源へ回り込むノイズ電流の低減を図っている。

モータ１２やモータケーブル１４の浮遊容量を介してグランドへ漏洩したコモンモード電流Ｉｔの一部は、電流Ｉｙとしてフィルタコンデンサ部分４によって直接インバータへ回収される。このフィルタコンデンサ部分４を低インピーダンスとして、より多くの電流を回収できれば、電源へ回り込むノイズ電流Ｉｒは低減される。図９では示していないが、フィルタコンデンサ部分４の電源側にコモンモードチョークを追加する場合もある。これにより、電源へ回り込みインバータに戻る経路のインピーダンスを高くし、この経路に流れるノイズ電流Ｉｒをさらに低減することができる。

前述したように、フィルタコンデンサ部分４やコモンモードチョークを用いれば、課題となる電源へ回り込むノイズ電流Ｉｒは容易に低減可能と思える。しかし、モータ１２およびモータケーブル１４のグランドに対するインピーダンスが極小となる周波数（モータ１２およびモータケーブル１４のグランドに対する浮遊容量とモータケーブル１４のインダクタンスできまる共振周波数）では、大量のコモンモードノイズ電流が発生する。そのため、この共振周波数において、電源へ回り込むノイズ電流Ｉｒを十分に低減するには、コンデンサやチョークなどの対策部品を大きくしなければならず、コストや体積の上昇を招いてしまう。さらに、コモンモードチョークの周波数特性やフィルタコンデンサ部分４の配線インダクタンスの影響で、高周波域では十分なノイズ低減効果が得られない場合もある。

そこで、前述した共振周波数でのコモンモードノイズ電流を抑制するための従来技術として、例えば特許文献１に記載されるダンピングインピーダンスを使用する方法が提案されている。また、電源へ回りこむノイズ電流を低減できる従来からの方法として、例えば、特許文献２に記載される平滑コンデンサの負極側にバイパス経路を追加する方法が提案されている。
特許第３４３２５０５号公報 特開２００３−２３５２６９号公報

しかしながら、上記特許文献１に示す方法を適用する場合には、モータとグランドとの間の経路にダンピングインピーダンスとして抵抗を挿入しなければならない。しかし、この抵抗には発生したコモンモードノイズ電流Ｉｔのすべての周波数成分が通るため、この抵抗の発熱が課題となる。特に、モータケーブル１４（図９を参照）が長い（浮遊容量が大きい）場合には大量のコモンモードノイズ電流が発生するので、抵抗の発熱が大きくなる。

また、上記特許文献２に示す方法を適用して前述した共振周波数でのコモンモードノイズ電流を抑制するためには、上記特許文献１と同様に、バイパス経路に抵抗を用いなければならない。そのため、上記特許文献１と同様に、このバイパス経路に大量の電流が流れる場合には抵抗が発熱する課題が生じる。また、バイパス経路のインピーダンスが大きい場合には、高周波ノイズに対するノイズ低減効果は小さくなる。

そこで、本発明は、ノイズ対策部品の大型化を伴わず、小型かつ安価な方式でノイズ電流を低減した電力変換装置を提供することを目的としている。

前記課題を解決するために、本発明は主として次のような構成を採用する。
交流入力を直流出力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に設けた平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサに接続され前記整流回路と反対側に設けられたインバータ回路と、を備えた電力変換装置において、
前記電力変換装置をアースするための第１のアース端子と、モータへのシールドケーブルのシールド被覆又はモータアース線を接続するための第２のアース端子と、を有し、前記第１のアース端子と前記第２のアース端子は配線で電気的に接続され、前記第１のアース端子と前記整流回路の交流入力側は第１のコンデンサを介した配線で接続され、前記第２のアース端子と前記インバータ回路は、第２のコンデンサと、前記第２のコンデンサと直列の抵抗とを介した配線で接続され、前記第２のコンデンサの容量は前記第１のコンデンサの容量より小さい構成とする。

また、前記電力変換装置において、前記第１のアース端子と前記第２のアース端子を接続する配線にインダクタを挿入する構成とする。さらに、前記電力変換装置において、グランドへの漏洩電流であるコモンモードノイズ電流の高周波成分を、前記第１のコンデンサを介して回収する他に、前記第２のアース端子、第２のコンデンサ及び前記抵抗を介して前記インバータ回路に回収し、さらに、前記コモンモードノイズ電流の高周波域に含まれる共振周波数でのコモンモード電流を前記抵抗によってダンピングして低減する構成とする。

本発明によれば、ノイズ対策部品の大型化を伴わず、小型かつ安価な方式で高周波ノイズ電流を低減した電力変換装置を提供することができる。また、抵抗の発熱等の課題も生じないことから、信頼性を向上できる。

本発明の第１〜第６の実施形態に係る電力変換装置について、図１〜図８を参照しながら以下詳細に説明する。

「第１の実施形態」
図１は本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。図２は本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置が適用されるシステムの全体構成を示す図である。図１と図２に示す本実施形態に係る電力変換装置が、図９に示す従来の電力変換装置と異なる点は、次のとおりである。

第一の点は、電力変換装置（インバータ）が、電力変換装置のアース端子Ｇ１の他に、シールケーブルのシールド被覆１１あるいはモータアース線を接続するためのアース端子Ｇ２を備えていることである。このアース端子Ｇ２とアース端子Ｇ１は電力変換装置のケース５内部の配線９で電気的に接続されている（以下、Ｇ１−Ｇ２線９と記す）。第二の点は、アース端子Ｇ２とインバータ回路３のＮ側配線はコンデンサＣｎと抵抗Ｒｎを介した配線８で接続されている（以下、Ｇ２−Ｎ線８と記す）。さらに、コンデンサＣｎの容量の大きさが、フィルタコンデンサ部分４のコンデンサＣｘとコンデンサＣｙの容量より小さく設定されているのが特徴である。具体的には、ＣｘとＣｙの小さい方の値よりもＣｎを小さく設定する。例示として示すと、ＣｘとＣｙが１μＦであるのに対してＣｎは０．０１〜０．１μＦであるという程度である。

図２には、図１に示す実施形態に係る電力変換装置を使用した場合のシステム全体の構成とその作用を模式的に示す。インバータ動作により発生したコモンモードノイズ電流Ｉｔは、Ｇ１−Ｇ２線９を通る電流ＩｇとＧ２−Ｎ線８を通りインバータ回路３へ帰還する電流Ｉｎに分かれる。電流Ｉｇの大部分は、フィルタコンデンサ部４を通り、整流回路１を介してインバータ回路３へ帰還する電流Ｉｙと成る（ここで回収されなかった電流Ｉｒは電源１０へ回り込み解決すべき課題となる）。

本発明の第１の実施形態では、ＣｘとＣｙはＣｎよりも容量が大きいため、低周波域（約１ＭＨｚ以下）においてフィルタコンデンサ部分４のインピーダンスは、Ｇ２−Ｎ線８のインピーダンスより低くなっている。逆に、高周波域（約１ＭＨｚ以上）ではフィルタコンデンサ部分４の容量がコンデンサＣｎの容量より大きいので寄生インダクタンスが大きくなり、さらに、フィルタコンデンサ部分４の設置場所の長さの関係で配線インダクタンスが大きくなって、フィルタコンデンサ部分４のインピーダンスは高くなっている。したがって、フィルタコンデンサ部分４の電流Ｉｙには、低周波ノイズ電流が多く、高周波ノイズ電流は少ない。

これに対して、Ｃｎの容量が小さいため、低周波域においてはＧ２−Ｎ線８のインピーダンスが高く低周波ノイズは非常に小さく、高周波域においては、フィルタコンデンサ部分４の高インピーダンスのために電流Ｉｎには高周波ノイズ電流が多く含まれる。

したがって、本発明の第１の実施形態では、フィルタコンデンサ部分４のみでコモンモードノイズ電流を回収するのではなく、高周波成分に関してはＧ２−Ｎ線８を介してもインバータ回路３へ回収できる。これによって、図９に示す従来技術と比較して、電源１０へ回りこむノイズ電流Ｉｒの高周波成分を低減できる。換言すると、第１の実施形態は、低周波ノイズは図９に示す従来技術と同程度であるが、高周波ノイズは本実施形態に設けたＧ２−Ｎ線８を通して回収できるので電源１０側に流れ難くなる。

さらに、第１の実施形態では背景技術で述べた共振周波数でのコモンモードノイズ電流を大幅に抑制することが可能である。この共振周波数は、モータの種類やモータケーブル長にも依存するが、比較的高い周波数（例えば、３ＭＨｚ）となる。そのため、この共振周波数のコモンモードノイズ電流（共振電流）は、Ｇ２−Ｎ線８を通ることができる。Ｇ２−Ｎ線８を通りインバータ回路３へ至る経路には、抵抗Ｒｎがあるため、共振電流はダンピングされる。その結果、共振周波数でのコモンモード電流は大幅に低減される。

さらに、第１の実施形態ではＣｎの容量をＣｘとＣｙよりも小さく設定しているので、Ｇ２−Ｎ線と通るノイズ電流はこの共振電流を含め高周波成分が大部分で低周波成分を殆ど含まない。このため、抵抗Ｒｎで消費される電力は小さく、この抵抗の発熱は小さい。したがって、抵抗の発熱は解決すべき課題の対象とならない。なお、図１と図２に示すＹ結線の３つのコンデンサＣｘは、その中点でコンデンサＣｙと直列接続されていて、各コンデンサＣｘ，Ｃｙの耐圧を小さく設計できるようにしている。

「第２の実施形態」
図３は本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。図４は本発明の第１と第２の実施形態に係る電力変換装置が奏する効果を実験検証した結果を示す図である。

本発明の第２の実施形態は、上述した第１の実施形態の動作及び作用について改良、改善したものであり、具体的には、上述の第１の実施形態において、Ｇ１−Ｇ２線９にインダクタＬｇを追加したものである。このインダクタＬｇを追加することにより、高周波域において、図２の電流Ｉｇが減少し、電流Ｉｎが増加する。その結果、電流Ｉｒの高周波成分をさらに低減することができる。

本実施形態における効果を実験検証した結果を示す図４において、横軸は周波数、縦軸は雑音端子電圧である。雑音端子電圧は電源へ回り込むノイズ電流を評価するための一般的指標であり、擬似電源回路網を用いて測定される量である。図４（ａ）は図９の従来技術での雑音端子電圧の測定結果を、図４（ｂ）は図１の第１の実施形態での雑音端子電圧の測定結果をそれぞれ示している。さらに、図４（ｃ）は図３に示す第２の実施形態での雑音端子電圧の測定結果である。

図４（ａ）において、３ＭＨｚのピークは上述した共振周波数に対応しており、雑音端子電圧レベルが高くなっている。しかしながら、本発明の第１の実施形態と第２の実施形態を適用した図４（ｂ）と図４（ｃ）においては、３ＭＨｚの雑音端子電圧のピークは大きく低減しており、各実施形態の有効性を示している。また、３ＭＨｚ以上の周波数帯でも、５ｄＢ程度の低減が見られ、高周波域での各実施形態の有効性も確認できる。なお、図示するように、図４（ｃ）に示した第２の実施形態での雑音端子電圧レベルの方が、図４（ｂ）に示した第１の実施形態のものより、低減効果が大きくなっている。

「第３の実施形態」
図５は本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。第３の実施形態では、第２アース端子Ｇ２とインバータ回路３を接続する配線８におけるインバータ回路３側の接続先が、図３に示すインバータ回路３のＮ側に代えて、インバータ回路３のＰ側であるように変形したものである。第３の実施形態におけるインバータ回路側のＰ側接続先とする回路構成はその基本的な作用、効果が、第２の実施形態のＮ側接続先とするものと同等である。

「第４の実施形態」
図６は本発明の第４の実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。第４の実施形態では、第２アース端子Ｇ２とインバータ回路３を接続する配線８におけるインバータ回路３側の接続先を、インバータ回路３のＰ側とＮ側の両方に接続するものである。すなわち、インバータ回路３のＰ側とＮ側の間に直列の２つのコンデンサＣｎ１とＣｎ２とを設け、これらのコンデンサＣｎ１とＣｎ２との中点が、配線８のインバータ回路３側の接続先となるものである。

図６に示す第４の実施形態におけるインバータ回路側の接続先をＰ側及びＮ側の双方に接続する回路構成はその基本的な作用、効果が、第２の実施形態のＮ側接続先のものと同等である。

「第５の実施形態」
図７は本発明の第５の実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。図７に示す第５の実施形態は、図３に示す上述した第２の実施形態を改良、改善したものである。本実施形態では、整流回路１の電源入力側にコモンモードチョークＬｃを追加したものである。これにより、電源１０（図２を参照）へ回り込むノイズ電流を一層小さくすることが可能である。また、このコモンモードチョークＬｃ自体は従来技術でも使用されているが、本発明の第２の実施形態に示す回路構成に適用することで、従来技術で使用されるチョークＬｃのインダクタンス値を小さくすることができる。

「第６の実施形態」
図８は本発明の第６の実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。図８に示す第６の実施形態は、上述した第２の実施形態を単相電源の場合に適用したものである。第６の実施形態を提示することで、本発明は、三相電源だけでなく単相電源で駆動するインバータにも適用可能である。

単相電源では、フィルタコンデンサ部分４と整流回路１は、図８に示すような回路構成となる。すなわち、フィルタコンデンサ部分４と整流回路１でのコンデンサＣｘとダイオード６が３対から２対の構成になる。上述した第３の実施形態、第４の実施形態、第５の実施形態に関しても、単相電源で適用する場合は、フィルタコンデンサ部分４と整流回路１は、図８に示すような回路構成となる。

本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置が適用されるシステムの全体構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。 本発明の第１と第２の実施形態に係る電力変換装置が奏する効果を実験検証した結果を示す図である。 本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。 本発明の第４の実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。 本発明の第５の実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。 本発明の第６の実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す図である。 従来技術に関する電力変換装置が適用されるシステムの全体構成を示す図である。

符号の説明

１ 整流回路
２ 平滑コンデンサ
３ インバータ回路
４ フィルタコンデンサ部分
５ 電力変換装置ケース
６ ダイオード
７ ＩＧＢＴ
８ インバータ回路Ｎ側とＧ２端子を結ぶ配線
９ Ｇ１端子とＧ２端子を結ぶ配線
１０ 電源
１１ シールド被覆
１２ モータ
１３ グランド
１４ モータケーブル
Ｇ１，Ｇ２ 端子
Ｃｘ，Ｃｙ，Ｃｎ，Ｃｎ１，Ｃｎ２ コンデンサ
Ｒｎ 抵抗
Ｉｔ，Ｉｎ，Ｉｇ，Ｉｙ，Ｉｒ ノイズ電流
Ｌｇ インダクタ
Ｌｃ コモンモードチョーク

Claims (12)

1. 交流入力を直流出力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流出力側に設けた平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサに接続され前記整流回路と反対側に設けられたインバータ回路と、を備えた電力変換装置において、
   前記電力変換装置をアースするための第１のアース端子と、モータへのシールドケーブルのシールド被覆又はモータアース線を接続するための第２のアース端子と、を有し、
   前記第１のアース端子と前記第２のアース端子は配線で電気的に接続され、
   前記第１のアース端子と前記整流回路の交流入力側は第１のコンデンサを介した配線で接続され、
   前記第２のアース端子と前記インバータ回路は、第２のコンデンサと、前記第２のコンデンサと直列の抵抗とを介した配線で接続され、
   前記第２のコンデンサの容量は前記第１のコンデンサの容量より小さい
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１において、
   前記第１のアース端子と前記第２のアース端子を接続する配線にインダクタを挿入することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１または請求項２において、
   前記第２のアースと前記インバータ回路を接続する前記配線の前記インバータ回路側の接続先が、前記インバータ回路のＮ側配線であることを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１または請求項２において、
   前記第２のアース端子と前記インバータ回路を接続する前記配線の前記インバータ回路側の接続先が、前記インバータ回路のＰ側配線であることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項１または請求項２において、
   前記インバータ回路のＰ側とＮ側の間に直列のコンデンサを設け、前記第２のアース端子と前記インバータ回路を接続する前記配線の前記インバータ回路側の接続先が、前記直列に設けられたコンデンサの中点である
   ことを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１または請求項２において、
   前記整流回路の交流入力側は三相線であり、前記三相線間にはＹ結線の３つのコンデンサを有し、
   前記Ｙ結線の３つのコンデンサの中点と前記第１のアース端子との間に他のコンデンサを接続し、
   前記第１のコンデンサが、前記３つのコンデンサと前記他のコンデンサとからなる
   ことを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項６において、
   前記整流回路の交流入力側の三相線にコモンモードチョークを接続することを特徴とする電力変換装置。
8. 請求項７において、
   前記コモンモードチョークは前記Ｙ結線の３つのコンデンサより入力電源側に接続することを特徴とする電力変換装置。
9. 請求項１又は請求項２において、
   前記整流回路の交流入力側は単相線であり、前記単相線間には２つのコンデンサを有し、
   前記２つのコンデンサの中点と前記第１のアース端子との間に他のコンデンサを接続し、
   前記第１のコンデンサが、前記２つのコンデンサと前記他のコンデンサとからなる
   ことを特徴とする電力変換装置。
10. 請求項９において、
    前記整流回路の交流入力側の単相線にコモンモードチョークを接続することを特徴とする電力変換装置。
11. 請求項１０において、
    前記コモンモードチョークは前記２つのコンデンサより入力電源側に接続することを特徴とする電力変換装置。
12. 請求項１または請求項２において、
    グランドへの漏洩電流であるコモンモードノイズ電流の高周波成分を、前記第１のコンデンサを介して回収する他に、前記第２のアース端子、第２のコンデンサ及び前記抵抗を介して前記インバータ回路に回収し、
    さらに、前記コモンモードノイズ電流の高周波域に含まれる共振周波数でのコモンモード電流を前記抵抗によってダンピングして低減する
    ことを特徴とする電力変換装置。

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