WO2007125826A1 - インバータ装置および空気調和機 - Google Patents

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WO2007125826A1
WO2007125826A1 PCT/JP2007/058611 JP2007058611W WO2007125826A1 WO 2007125826 A1 WO2007125826 A1 WO 2007125826A1 JP 2007058611 W JP2007058611 W JP 2007058611W WO 2007125826 A1 WO2007125826 A1 WO 2007125826A1
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voltage
current
current command
period
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PCT/JP2007/058611
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English (en)
French (fr)
Inventor
Takashi Fukue
Hideo Matsushiro
Masanori Ogawa
Original Assignee
Panasonic Corporation
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using ac to ac converters without intermediate conversion to dc
    • H02P27/18—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using ac to ac converters without intermediate conversion to dc varying the frequency by omitting half waves
    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F25—REFRIGERATION OR COOLING; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS; MANUFACTURE OR STORAGE OF ICE; LIQUEFACTION SOLIDIFICATION OF GASES
    • F25B—REFRIGERATION MACHINES, PLANTS OR SYSTEMS; COMBINED HEATING AND REFRIGERATION SYSTEMS; HEAT PUMP SYSTEMS
    • F25B2600/00—Control issues
    • F25B2600/02—Compressor control
    • F25B2600/021—Inverters therefor
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B30/00—Energy efficient heating, ventilation or air conditioning [HVAC]
    • Y02B30/70—Efficient control or regulation technologies, e.g. for control of refrigerant flow, motor or heating

Definitions

  • the present invention relates to a technique for reducing distortion of an inverter, and more particularly to an inverter device and an air conditioner.
  • a conventional example shown in FIG. 14 is an inverter device that reduces distortion of an alternating current flowing in an alternating current power source that drives an electric motor (see, for example, Patent Document 1).
  • the conventional inverter device includes a DC / AC converter 4p, a current detector 6p, a current command calculator 8p, a voltage command calculator 9p, a PWM signal generator 10p, and a voltage command compensator l ip. Composed.
  • the DC / AC conversion unit 4p converts the output voltage of the smoothing unit (not shown) into a desired AC voltage and drives the motor 5p.
  • the current detector 6p detects the current flowing through the motor 5p.
  • the current command calculation unit 8p calculates a current command value for driving the motor 5p.
  • the voltage command calculation unit 9p calculates a voltage command value based on the current command value and the current value detected by the current detection unit 6p.
  • the PWM signal generator ⁇ generates a signal for driving the direct current AC converter 4p from the voltage command value.
  • the voltage command compensation unit l ip superimposes a compensation signal on the voltage command value.
  • the amplitude of the voltage command value is compensated by the current command value, and the distortion is reduced.
  • capacitors and reactors used in the smoothing section have been significantly reduced in capacity and scale in order to reduce costs and reduce size and weight.
  • Patent Document 1 JP-A-9-84385
  • the present invention solves the above-described conventional problems, and uses an inverter device and an air conditioner that can suppress waveform distortion of an electric motor while using a smoothing portion that pulsates with a large output voltage.
  • the purpose is to provide.
  • an inverter device of the present invention includes a rectifier that rectifies an AC voltage from an AC power source and generates a rectified voltage, and smoothes the rectified voltage to generate an AC voltage cycle.
  • Smoothing means for generating a smoothing voltage including a waveform of a smoothing voltage period corresponding to half of the current, a DC / AC conversion means for converting the smoothing voltage into a drive voltage representing pulse width modulated alternating current, and supplying the drive voltage to the electric motor, and smoothing
  • a current that includes the waveform of the voltage cycle and includes the first waveform distortion, and that detects the motor current flowing through the motor by the drive voltage and generates a current detection signal, and represents the target value of the rotation speed of the motor
  • Target rotation speed setting means for generating a target rotation speed signal
  • current command generation means for generating a current command signal representing a command value of the motor current based on the current detection signal and the target rotation speed signal
  • a first current command correction means for generating a first current command correction signal for correcting the first waveform distortion based on the output signal and the current command signal; a current detection signal; a current command signal; and a first current command correction signal.
  • a voltage command output means for generating and outputting a voltage command signal based on the voltage command signal, and a pulse width modulation signal generating means for generating a pulse width modulation signal based on the voltage command signal, the DC / AC conversion means Is characterized in that a drive voltage is generated based on a pulse width modulation signal.
  • an air conditioner of the present invention is characterized by having the above-described inverter device and a compressor including an electric motor.
  • the power efficiency of other electrical equipment connected to the power system connected only by the inverter device is also improved.
  • the volume of the smoothing capacitor can be reduced, the inverter device can be reduced in size and weight, and the air conditioner using such an inverter device can be easily reduced in size and weight.
  • smoothing capacitors, inverter devices, and And the downsizing of air conditioners makes it possible to reduce the cost of inverter devices and air conditioners.
  • a power factor correction circuit is not required, which further contributes to cost reduction of the inverter device and the air conditioner.
  • This inverter device can be applied to any electrical equipment that uses an inverter device that uses only an air conditioner.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an inverter device according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a waveform diagram of main signals in the inverter device of the first embodiment.
  • FIG. 3 is a waveform diagram of main signals in the inverter device of the first embodiment.
  • FIG. 4A is a detailed block diagram showing a configuration of a current detection unit in the inverter device of the first embodiment.
  • FIG. 4B is a detailed block diagram showing a configuration of another current detection unit in the inverter device of the first embodiment.
  • FIG. 5 is a detailed block diagram showing a configuration of a voltage command generation unit in the inverter device of the first embodiment.
  • FIG. 6 is a detailed block diagram showing a configuration of a voltage command correction unit in the inverter device of the first embodiment.
  • FIG. 7 is a waveform diagram of main signals in the inverter device of the first embodiment.
  • FIG. 8 is a waveform diagram of main signals in the inverter device of the first embodiment.
  • FIG. 9 is a waveform diagram of main signals in the inverter device of the first embodiment.
  • FIG. 10 is a waveform diagram of main signals in the inverter device of the first embodiment.
  • FIG. 11 is a waveform diagram of main signals in the inverter device of the first embodiment.
  • FIG. 12 is a waveform diagram of main signals in the inverter device of the first embodiment.
  • FIG. 13 is a waveform diagram of main signals in the inverter device of the first embodiment.
  • FIG. 14 is a block diagram of a conventional inverter device.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the inverter device according to the first embodiment.
  • the inverter device in Embodiment 1 rectifies single-phase AC voltage S1 from AC power supply 1, and converts it to AC again using pulse width modulation (PWM). Generate drive voltage S4.
  • the inverter device supplies the drive voltage S 4 to the electric motor 5 to drive the electric motor 5.
  • the electric motor 5 rotates, the refrigerant is compressed in the compressor constituting the air conditioner.
  • the inverter device in Embodiment 1 includes a rectifying unit 2, a smoothing unit 3, a DC / AC converting unit 4, a current detecting unit 6, a rotational phase detecting unit 7, a target rotational speed setting unit 15, a current command generating unit 8, a current It includes a command correction unit 13, a current command correction unit 14, an addition unit 17, a voltage command generation unit 9, a voltage command correction unit 11, a voltage phase detection unit 12, an addition unit 16, and a PWM signal generation unit 10.
  • the adder 17 and the voltage command generator 9 constitute a voltage command output unit.
  • the rectifying unit 2 is configured by a diode bridge, and receives the AC voltage S1 from the AC power source 1. As a result, the alternating current SC flows through the alternating current power source 1.
  • the rectifier 2 performs full-wave rectification on the AC voltage S1 to generate a rectified voltage S2.
  • the smoothing unit 3 includes a reactor (not shown) connected in series with a smoothing capacitor (not shown) connected in parallel to the rectified voltage S2, and smoothes the rectified voltage S2 to 2 of the AC voltage S1. Generates a smoothing voltage S3 that pulsates greatly at twice the frequency. The period of smoothing voltage S3 corresponding to twice the frequency of AC voltage S1 is called the smoothing voltage period.
  • the smoothing voltage period corresponds to half of the AC voltage period.
  • the DC AC converter 4 is composed of a semiconductor switching element, and converts the smoothed voltage S3 into a drive voltage S4 representing PWM AC.
  • the voltage phase detector 12 detects a voltage phase signal S12 representing the phase of the smoothed voltage S3.
  • the current detection unit 6 detects the motor current flowing through the motor 5 based on the drive voltage S4, and generates a current detection signal S6.
  • the current detection signal S6 includes a waveform having a smoothing voltage period and has waveform distortion.
  • the rotation phase detector 7 detects a rotation phase signal S7 representing the rotation phase of the electric motor 5 based on the current detection signal S6.
  • the target rotational speed setting unit 15 generates a target rotational speed signal S15 representing the target value of the rotational speed of the electric motor 5.
  • the current command generator 8 generates electric motor power based on the rotational phase signal S7, the voltage phase signal SI 2, and the target rotational speed signal SI 5.
  • a current command signal S8 representing the flow command value is generated.
  • the current command correction unit 13 generates a current command correction signal S13 for correcting the waveform distortion of the current detection signal S6 based on the voltage phase signal S12, the rotation phase signal S7, and the current command signal S8.
  • the current command correction unit 14 corrects the waveform distortion of the current detection signal S6 based on the voltage phase signal S12, the rotation phase signal S7, the current command signal S8, and the commutation signal S10A (described later). S 14 is generated.
  • the adding unit 17 adds the current command correction signal S13 and the current command correction signal S14 to the current command signal S8 to generate an addition signal S17. Based on the rotation phase signal S7 and the addition signal S17, the voltage command generation unit 9 generates a voltage command signal S9 representing the command value of the modulated signal in PWM.
  • the voltage command correction unit 11 generates a voltage command correction signal S11 for correcting the waveform distortion of the current detection signal S6 based on the voltage phase signal S12, the rotation phase signal S7, and the current command signal S8.
  • the adding unit 16 adds the voltage command signal S9 and the voltage command correction signal S11 to generate an addition signal S16.
  • the adder 16 is also called a modulated signal generator, and the added signal S16 is also called a modulated signal.
  • the PWM signal generation unit 10 generates a commutation signal S10A representing the commutation timing in the motor current based on the addition signal S16.
  • the PWM signal generation unit 10 uses the addition signal S16 as a modulated signal, for example, uses a triangular carrier wave signal of several kHz to several tens of kHz and a commutation signal S 1 OA, converts it to PWM, and represents a PWM waveform.
  • PW M signal S10 is generated.
  • the DC / AC converter 4 switches the smoothing voltage S3 based on the PWM signal S10 to generate the driving voltage S4.
  • the electric motor current is a current flowing between the DC / AC converter 4 and the electric motor 5, and matches the phase current of the electric motor 5 when the electric motor 5 is in the Y-order connection.
  • the current detection unit 6 directly detects the motor current with the current sensor 18.
  • the estimated value is indirectly detected by the bus current of the DC / AC converter 4, that is, the current that flows through at least one of the two terminals of the smoothed voltage S 3 applied to the DC / AC converter 4.
  • the reactor constituting the smoothing unit 3 is provided to reduce the peak value of the inrush charging current to the smoothing capacitor when the AC voltage S1 is applied.
  • the position where the reactor is inserted is between the AC power source 1 and the smoothing capacitor that constitutes the smoothing unit 3, but it may be shifted between the AC power source 1 side and the smoothing unit 3 side of the rectifying unit 2.
  • PFC Power Factor Correction
  • the smoothing capacitor is typically composed of a film capacitor.
  • the life characteristics of film capacitors are semi-permanent, and the influence of the ambient temperature on the life characteristics is negligible, so the air conditioner using the inverter device of Embodiment 1 is free to select the operating environment. Can do.
  • FIG. 2 shows a waveform diagram of main signals with respect to time t.
  • Figure 2 (A) shows the waveform of the smoothing voltage S3.
  • the smoothing voltage S3 pulsates with a frequency twice the power supply frequency (referred to as the smoothing voltage frequency) and an amplitude with a ripple rate of 80% or more.
  • the inverse of the smoothing voltage frequency is called the smoothing voltage period TPW (shown in Fig. 2 (A)).
  • the smoothing voltage frequency is 100 Hz and the smoothing voltage period TPW is 10 milliseconds.
  • FIG. 2 (B) shows the waveform of the current detection signal S6.
  • the current detection signal S6 has a waveform obtained by amplitude-modulating a carrier signal with a modulated signal indicated by an envelope curve.
  • the carrier wave signal is a sine wave having an electrical angular frequency represented by the product of the number of pole pairs of motor 5 (number of poles 1Z2) and the number of revolutions, and including waveform distortion. It is almost similar to Although the current detection signal S6 is not a communication signal, it is expressed in this way using modulation terms for the sake of explanation.
  • Electrical angle The reciprocal of the frequency is called the electrical angular period. In this example, the electrical angular period is about 5.7 (msec).
  • Fig. 2 (D) shows the waveform of the voltage phase signal S12.
  • the voltage phase signal S12 has a sawtooth waveform that varies from 0 degrees to 360 degrees during the smoothing voltage period TPW.
  • FIG. 3 shows a waveform diagram of main signals with respect to time t.
  • Fig. 3 (A) shows the waveform of the current detection signal S6 as in Fig. 2 (B), and Fig. 3 (B) shows the time axis of the electrical angular period TEA of the current detection signal S6 in Fig. 3 (A).
  • the current detection signal S6 includes waveform distortion called current distortion and deviates from a waveform without distortion indicated by a dotted line.
  • FIGS. 3 (C) to 3 (E) the time axis is expanded as in FIG. 3 (B).
  • Fig. 3 (C) shows the waveform of the rotational phase signal S7.
  • the rotational phase signal S7 has a sawtooth waveform that changes from 0 degrees to 360 degrees during the electrical angular period TEA.
  • the current command generator 8 generates a current command signal S8 (shown in FIG. 2C) in which approximately the upper half of the sine wave is repeated for each smoothing voltage period TPW represented by the voltage phase signal S12.
  • the magnitude of the current command signal S8 is such that the difference between the two rotational speeds is reduced by comparing the actual rotational speed obtained from the rotational phase signal S7 with the target rotational speed represented by the target rotational speed signal S15. Be controlled. That is, when the actual rotational speed is smaller than the target rotational speed, the magnitude of the current command signal S8 is increased, and when the actual rotational speed is larger than the target rotational speed, the magnitude of the current command signal S8 is decreased.
  • the current command generator 8 detects only the timing for each electrical angle period TEA of the rotation phase signal S7 in order to obtain the actual rotation speed, and does not detect the waveform distortion of the current detection signal S6 included in the rotation phase signal S7. . For this reason, the current command generation unit 8 does not give the waveform distortion of the rotational phase signal S7 to the current command signal S8.
  • the current command generator 8 generates a current command signal S8 based on the target rotation speed signal S15 and the voltage phase signal S12 that do not include waveform distortion, in addition to the rotation phase signal S7. Thus, the current command signal S8 does not include the waveform distortion of the current detection signal S6.
  • FIG. 4A is a detailed block diagram showing a configuration of current command correction unit 13 in the first exemplary embodiment.
  • Current command correction unit 13 includes harmonic generation unit 40A, timing generation unit 41, amplitude A phase setting unit 42, a control unit 43, a switch unit 44, and a signal smoothing unit 45 are included.
  • the DC-AC converter 4 includes, for example, three pairs of one pair of switching circuits composed of one high-potential side transistor and one low-potential side transistor, and between the electrical angular periods TEA. 6 turns.
  • the current detection signal S6 causes the waveform distortion as described above, mainly the 6th harmonic of the electrical angular frequency. . If the number of commutations between the electrical angular periods TEA changes, harmonic distortion of the same order as the number of commutations occurs.
  • the harmonic generation unit 40A generates a harmonic signal S40A representing the sixth harmonic of the electrical angular frequency based on the rotational phase signal S7.
  • the timing generation unit 41 Based on the voltage phase signal S12, the timing generation unit 41 generates a timing signal S41 representing the timing within the smoothing voltage period TPW.
  • the timing generation unit 41 divides the smoothing voltage period TPW into a plurality of different periods (referred to as sub-smoothing voltage periods), and generates a timing signal S41 that represents the timing of the start point and end point of each sub-smoothing voltage period. .
  • the amplitude phase setting unit 42 sets a reference amplitude that changes within the smoothing voltage period TPW based on the timing signal S41. Further, the amplitude phase setting unit 42 multiplies the reference amplitude by the representative value of the current command signal S8 to generate a current command amplitude. For example, the representative value of the current command signal S8 (shown in Fig. 2 (C)) is set to the maximum value in the smoothing voltage period TPW. As a result, the current command amplitude is controlled so that the difference between the two rotational speeds is reduced by comparing the actual rotational speed with the target rotational speed. The amplitude phase setting unit 42 sets the amplitude of the harmonic signal S 40A to this current command amplitude, and generates an amplitude phase setting signal S42 representing the set harmonic signal S40A.
  • the amplitude of the amplitude phase setting signal S42 is substantially constant in each sub-smoothing voltage period, but can change every time the sub-smoothing voltage period changes within the smoothing voltage period TPW.
  • the amplitude of the amplitude phase setting signal S42 is changed in proportion to the magnitude of the smoothing voltage S3 and changes every time the sub-smoothing voltage period changes.
  • the amplitude of the amplitude phase setting signal S42 changes in proportion to the representative value of the current command signal S8.
  • the amplitude phase setting unit 42 sets the phase of the amplitude phase setting signal S42 based on the timing signal S41.
  • the phase of the amplitude phase setting signal S42 is substantially constant within each sub-smoothing voltage period, but can change every time the sub-smoothing voltage period changes within the smoothing voltage period TPW.
  • the control unit 43 controls the control signal S43 representing a period (referred to as a passing period) during which the amplitude phase setting signal S42 is passed within the smoothing voltage period TPW or every smoothing voltage period TPW. Is generated.
  • the switch unit 44 is turned on / off based on the control signal S43, and generates a passing signal S44 representing the amplitude phase setting signal S42 that has passed in the passing period.
  • the timing at the start time and end time of the passage period can be changed randomly within the smoothing voltage period TPW for each smoothing voltage period TPW.
  • either a passing period in which the amplitude phase setting signal S42 is allowed to pass through, or a non-passing period in which no amplitude phase setting signal S42 is allowed to pass can be set at random.
  • the passing period is also referred to as a non-zero correction period, and the non-passing period is also referred to as a zero-length correction period.
  • the control signal S43 is also called a correction period signal. That is, the correction period signal S43 represents one of a zero-length correction period and a non-zero correction period within each smoothing voltage period TPW. Furthermore, in the non-zero correction period, the control unit 43 sets at least one of the start time and the end time in the non-zero correction period to an arbitrary time for each smoothing voltage period TPW.
  • FIG. 9 is a waveform diagram showing the operation of the current command correction unit 13 in FIG. 4A.
  • Fig. 9 (A) and Fig. 9 (C) show the waveform of the smoothing voltage S3 of the smoothing voltage period TPW
  • Fig. 9 (B) and Fig. 9 (D) show the current command correction corresponding to the smoothing voltage S3.
  • the waveform of signal S13 is shown.
  • FIG. 9A and FIG. 9D the operation of the control unit 43 and the switch unit 44 will be mainly described, and various changes for each sub-smoothing voltage period will be omitted.
  • the control unit 43 sets a passing period from the start time tsl to the end time tel for each smoothing voltage period TPW, and the switch unit 44 is turned on in the passing period, Command correction signal S13 is output.
  • the start time tsl and end time tel are determined by the control unit 43. Therefore, it is set randomly for each smoothing voltage period TPW. That is, the timing of the start time point ts1 within the period TE1 of the smoothing voltage cycle TPW and the timing of the start time point ts2 within the period TE2 can be changed.
  • the timing of the end time tel in the period TE1 of the smoothing voltage period TPW and the timing of the end time te2 in the period TE2 can be changed. Either one or both of the timings of the start time and the end time may be changed.
  • each period TF1 and TF2 of the smoothing voltage period TPW is a passing period in which the amplitude phase setting signal S42 is passed through even a little
  • the period TF3 is a non-passing period in which the amplitude phase setting signal S42 is not passed at all.
  • the smoothing voltage S3 has a waveform that pulsates greatly in the smoothing voltage period TPW (shown in Figs. 9 (A) and 9 (C)), and the current detection signal S6 (Fig. 2 (B) Is a waveform in which the envelope curve pulsates greatly with the smoothing voltage period TPW.
  • the accuracy of detection of the actual number of rotations in the rotation phase signal S7 deteriorates, so the accuracy of the frequency and phase of the amplitude phase setting signal S42 is Getting worse.
  • the amplitude of the current command signal S8 falls, the amplitude of the sixth harmonic distortion also becomes unstable.
  • control unit 43 and the switch unit 44 are used to temporarily stop correction only in a region where the amplitude of the current detection signal S6 is small. Even if the correction is stopped, the waveform distortion included in the current detection signal S6 is small, so it does not matter. In this way, it is possible to prevent the correction error from expanding due to erroneous correction.
  • the timing at the start and end of the passing period is randomly changed for each smoothing voltage period TPW, and either the passing period or the non-passing period is set randomly for each smoothing voltage period TPW. To do.
  • the current detection signal S6 it is possible to suppress the occurrence of new distortion due to the intermodulation between the periodicity of the smoothing voltage period TPW in the passing period and the sixth-order harmonic distortion.
  • the signal smoothing unit 45 smoothes sharp changes in amplitude and phase in the passing signal S44. Then, a current command correction signal S13 representing the smoothed signal is generated. If the passing signal S44 is sufficiently smoothed, the signal smoothing unit 45 can be omitted.
  • the amplitude / phase setting unit 42 generates a plurality of sub-amplitude phase setting signals having different amplitudes or phases based on the harmonic signal S40A and the current command signal S8. . Further, the amplitude / phase setting unit 42 selects one system signal from the plurality of systems of sub-amplitude phase setting signals for each sub-smooth voltage period based on the timing signal S41, and the amplitude / phase setting signal S42. Is generated.
  • the harmonic generation unit 40A in FIG. 4A is omitted, and the rotation phase signal S7 is directly input to the amplitude phase setting unit 42.
  • the frequency of the amplitude phase setting signal S42 is a predetermined value that is substantially equal to the sixth-order harmonic distortion, and is set in advance. Further, based on the rotational phase signal S7, the phase of the amplitude phase setting signal S42 is advanced when the actual rotational speed is increased, and is delayed when the actual rotational speed is delayed.
  • the current command correction unit 13 By configuring the current command correction unit 13 as described above, the current command correction unit 13 generates a current command correction signal S13 having a frequency substantially equal to the sixth-order harmonic distortion (1050 Hz in the above-described example). To do. Further, the amplitude of the current command correction signal S13 is substantially constant within each sub-smooth voltage period, and each time the sub-smooth voltage period changes within the smooth voltage period TPW, for example, is approximately proportional to the magnitude of the smooth voltage S3. Can change. Furthermore, the amplitude of the current command correction signal S13 in each sub-smoothing voltage period changes in proportion to the magnitude of the representative value of the current command signal S8, and is controlled so that the difference between the actual rotational speed and the target rotational speed is small. It is done. As a result, the amplitude of the current command correction signal S13 can be made substantially equal to the magnitude of the sixth harmonic contained in the current detection signal S6, together with the amplitude of the voltage command correction signal S11.
  • the phase of the current command correction signal S13 is adjusted by the amplitude phase setting unit 42 so that the waveform distortion of the current detection signal S6, the smoothing voltage S3, or the alternating current SC is reduced. Adjusted in advance. As described above, if the phase of the current command correction signal S13 is also changed every sub-smooth voltage period, waveform distortion such as the above-described alternating current SC may be reduced.
  • the phase of the adjusted current command correction signal S13 is substantially opposite to the phase of the sixth harmonic contained in the current detection signal S6.
  • the phase of the 6th harmonic is the rotational phase signal. Since the amplitude phase setting unit 42 is based on the rotational phase signal S7 and the phase is adjusted in advance by the amplitude phase setting unit 42, the adjustment value is fixed thereafter. The antiphase condition continues.
  • FIG. 3D shows an example of the waveform of the current command correction signal S13.
  • the current command correction signal S13 includes six cycles of the sixth harmonic in the expanded electrical angle cycle TEA.
  • FIG. 8 is a waveform diagram showing the operation of the first embodiment shown in FIG. Fig. 8 (A) shows the waveform of the smoothing voltage S3, and Fig. 8 (B), Fig. 8 (C), and Fig. 8 (D) correspond to the smoothing voltage S3, respectively.
  • the waveforms of current signal S10A and current command correction signal S13 are shown.
  • the actual rotational speed is made lower and the electrical angular period TEA is made larger than in Figs. 3 (A) and 3 (B).
  • the current command correction signal S13 in FIG. 8D includes six cycles of the 6th harmonic in the electrical angle cycle TEA.
  • the amplitude and phase of the current command correction signal S13 change every sub-smoothing voltage period TD1, TD2, TD3 within the smoothing voltage period TPW.
  • the timing at which the magnitude of the current command correction signal S13 is maximized is slightly different from the timing at which the smoothing voltage S3 is maximized.
  • FIG. 10 is a waveform diagram showing an operation of the current command correction unit 13 in FIG. 4A.
  • Fig. 10 (A) shows the waveform of the smooth voltage S3, and Fig. 10 (B), Fig. 10 (C), and Fig. 10 (D) show the waveform of the sub-amplitude phase setting signal corresponding to the smooth voltage S3. Indicates.
  • the frequencies are all the frequency of the harmonic signal S40A in the case of Fig. 4A, or if the harmonic generation unit 40A is omitted, all the frequencies are in the 6th harmonic distortion.
  • the predetermined values are substantially equal, and are set by force.
  • the amplitude and phase have predetermined values in each of the three systems.
  • the smoothing voltage period TPW is divided into sub-smoothing voltage periods TA1, TA2, TA3, and TA4.
  • TA1, TA4 the sub-amplitude phase setting signal of FIG. 10 (B), in sub-smoothing voltage period TA2, the sub-amplitude phase setting signal of FIG. 10 (D), and in sub-smoothing voltage period TA3, FIG. (C)
  • Sub-amplitude phase setting signal (each shown with diagonal lines) Force is selected for each .
  • the selected sub-amplitude phase setting signal is connected to one system, and the current command correction signal
  • the current command correction signal S13 can be increased during the period when the smoothing voltage S3 is large, while the current command correction signal S13 can be decreased during the period when the smoothing voltage S3 is small. As a result, it is possible to make the current command correction signal S13 have a magnitude S that matches the waveform distortion of the current detection signal S6. Further, by finely adjusting the phase as shown in FIG. 10C, it is possible to generate a current command correction signal S13 having a phase opposite to the waveform distortion of the current detection signal S6.
  • FIG. 11 is a waveform diagram showing the operation of the current command correction unit 13 in FIG. 4A.
  • FIG. 11 (A) shows the actual rotational speed obtained from the rotational phase signal S7, which increases from the period TBI to the period TB2.
  • Fig. 11 (B) and Fig. 11 (C) show the waveforms of the sub-amplitude phase setting signal, respectively.
  • the frequencies are all predetermined values that are approximately equal to the fifth-order harmonic distortion, and are set by force.
  • the amplitude and phase have predetermined values in each of the two systems.
  • the sub-amplitude phase setting signal in FIG. 11 (C) has a phase that is equal, amplitude, and advanced with respect to the sub-amplitude phase setting signal in FIG.
  • the sub-amplitude phase setting signal of FIG. 11B is selected, and in the period TB2, the sub-amplitude phase setting signal of FIG.
  • the selected sub-amplitude phase setting signal is connected to one system, and a current command correction signal S13 is generated.
  • the phase of the current command correction signal S13 can be advanced, and the current command correction signal S13 having a phase opposite to the waveform distortion of the current detection signal S6 can be generated.
  • FIG. 12 is a waveform diagram showing the operation of the current command correction unit 13 in FIG. 4A.
  • Fig. 12 (A) shows the magnitude of the current command signal S8, which rises from period TC1 to period TC2.
  • Figures 12 (B), 12 (C), and 12 (D) show the waveforms of the sub-amplitude phase setting signal.
  • Fig. 4A all are the frequencies of the harmonic signal S40A
  • Fig. 7C all are predetermined values that are approximately equal to the fifth harmonic distortion and are set in advance.
  • the amplitude and phase have predetermined values in each of the three systems.
  • the sub-amplitude phase setting signal in Fig. 12 (C) is the sub-amplitude phase setting signal in Fig. 12 (B).
  • the sub-amplitude phase setting signal of Fig. 12 (D) has a larger amplitude and equal phase than the sub-amplitude phase setting signal of Fig. 12 (C). .
  • the sub-amplitude phase setting signal shown in FIG. 12B is selected, and in period TC2, the sub-amplitude phase setting signal shown in FIG.
  • the selected sub-amplitude phase setting signals are connected to one system, and a current command correction signal S 13 is generated.
  • a current command correction signal S 13 is generated.
  • the switch unit 44 in FIG. 4A passes all the amplitude phase setting signal S42 to generate the current command correction signal S13. .
  • the harmonic signal S40A represents the sixth harmonic of the electrical angular frequency, it may be a periodic signal including harmonics other than the sixth.
  • FIG. 4B is a detailed block diagram showing the configuration of the current command correction unit 14 in the first embodiment.
  • the current command correction unit 14 includes an intermodulation wave generation unit 46, a timing generation unit 41A, an amplitude / phase setting unit 42A, a control unit 43, a switch unit 44, and a signal smoothing unit 45.
  • the current command correction unit 14 will be described focusing on differences from the current command correction unit 13. Other configurations, operations, and effects are the same as those of the current command correction unit 13, and thus description thereof is omitted.
  • Intermodulation wave generation unit 46 generates an electrical angle harmonic signal representing the sixth harmonic of the electrical angular frequency based on rotational phase signal S7. Intermodulation wave generation unit 46 further generates a smoothed voltage harmonic signal representing a signal having a smoothed voltage frequency and its harmonic frequency based on voltage phase signal S12. The intermodulation wave generation unit 46 further generates the intermodulation wave signal S46 based on the sum and difference between the frequency of the electrical angle harmonic signal and the frequency of the smoothed voltage harmonic signal. The intermodulation wave generation unit 46 substitutes for the voltage phase signal S12. Alternatively, the smoothed voltage S3 may be input to generate a smoothed voltage harmonic signal.
  • the electrical angular frequency is 175 Hz and the smoothing voltage frequency is 100 Hz. Therefore, the frequency of the electrical angular harmonic signal is 1050 Hz, and the frequency of the smoothing voltage harmonic signal is 100 Hz and 200 Hz. As shown, it is a multiple of 100Hz. Therefore, the frequency of the intermodulation wave signal S 46 is a frequency of 100 Hz intervals centered on 1050 Hz, such as 850 Hz, 950 Hz, 1050 Hz, 1150 Hz, and 1250 Hz.
  • Timing generation unit 41A generates timing signal S41A representing the timing within smoothing voltage period TPW based on voltage phase signal S12 and commutation signal S10A.
  • the commutation signal S10A represents, for example, a signal that changes between a low level and a high level each time commutation is performed.
  • the timing generation unit 41A generates commutation timing in which the commutation signal S10A represents both the rising edge and the falling edge that change between the low level and the high level.
  • the timing generation unit 41A outputs the commutation timing as the timing signal S41A for a predetermined valid period within the smoothing voltage period TPW based on the voltage phase signal S12.
  • the effective period may be equal to the smoothing voltage period TPW. In this case, the timing generation unit 41A outputs all commutation timings as the timing signal S41A.
  • the amplitude phase setting unit 42A sets a reference amplitude that changes within the smoothing voltage period TPW. Further, the amplitude phase setting unit 42A multiplies the reference amplitude by the representative value of the current command signal S8 to generate a current command amplitude. For example, the representative value of the current command signal S8 (shown in FIG. 2C) is set to the maximum value in the smoothing voltage period TPW. As a result, the current command amplitude is controlled so that the difference between the two rotational speeds is reduced by comparing the actual rotational speed with the target rotational speed. The amplitude phase setting unit 42A sets the amplitude of the intermodulation wave signal S46 to the current command amplitude, and generates an amplitude phase setting signal S42A representing the set intermodulation wave signal S46.
  • the amplitude of amplitude phase setting signal S42A changes approximately in proportion to the magnitude of smoothing voltage S3.
  • the amplitude of the amplitude phase setting signal S42A is constant within the smoothing voltage period T PW.
  • the amplitude of the amplitude phase setting signal S42A changes in proportion to the magnitude of the representative value of the current command signal S8.
  • the amplitude of the amplitude phase setting signal S42A is constant regardless of the magnitude of the representative value of the current command signal S8.
  • the amplitude phase setting unit 42A sets the phase of the amplitude phase setting signal S42A based on the timing signal S41A.
  • the phase setting configuration in the amplitude phase setting unit 42A will be described.
  • the commutation signal S10A is used instead of the timing signal S41A.
  • Timing signal S41A represents both rising and falling edges of commutation signal S10A.
  • the effective period (not shown) is longer than the period in which the sinusoidal waveform based on the intermodulation wave signal S46 exists in the amplitude phase setting signal S42A and is within the smoothing voltage period TPW. That is, in Fig. 7 (A), Fig. 7 (B), Fig. 7 (C), Fig. 7 (D), and Fig. 7 (F), the effective period is narrower than the smoothing voltage period TPW. Then, the effective period is equal to the smoothing voltage period TPW.
  • the interval between both rising and falling edges in the commutation signal S10A is called a commutation cycle.
  • the commutation cycle varies for each commutation.
  • the period of the sinusoidal waveform in the amplitude / phase setting signal S42A is called a waveform period.
  • Each of the amplitude and phase setting signals S42A in FIGS. 7A, 7B, 7C, and 7D is formed of a sinusoidal waveform having one waveform period.
  • the amplitude and phase setting signal S42A in Fig. 7 (E) and Fig. 7 (F) is such that two sinusoidal waveforms with two different waveform periods appear alternately or one has a higher probability of occurrence than the other. Configured to appear randomly or randomly.
  • the smoothing voltage period The length of the effective period with respect to the TPW and the configuration of the waveform period are set as described above in FIGS. 7A to 7F. Furthermore, the magnitude relationship of the waveform period with respect to the commutation period and the number N of waveform periods in the continuous wave (N is an integer of 1 or more) were set as follows in FIGS. 7 (A) to 7 (F). In this case, the amplitude / phase setting signal S42A has a waveform as described below.
  • the intermodulation wave signal S46 is a continuous wave based on a sinusoidal waveform, but the amplitude / phase setting unit 42A processes the intermodulation wave signal S46 on a waveform cycle basis based on the timing signal S41A.
  • the amplitude phase setting signal S42A is represented by a discontinuous wave that includes a continuous wave in which a sinusoidal waveform in a waveform cycle unit is continued N times and in which the continuous waves are discontinuous.
  • N 1, the amplitude / phase setting signal S42A is a discontinuous wave in waveform periods.
  • Fig. 7 (A) shows that the waveform period is independent of the length of the commutation period, and N is unlimited within the effective period. Show the case.
  • the amplitude phase setting signal S42A is synchronized with the first timing signal S41A of the valid period, but is not synchronized with the remaining valid period. Therefore, the amplitude phase setting signal S42A is represented by a discontinuous wave that includes an unlimited continuous wave within the effective period and becomes discontinuous outside the effective period.
  • the amplitude phase setting signal S42A is synchronized with the commutation signal S10A once every smoothing voltage period TPW.
  • the amplitude phase setting signal S42A is synchronized with the first timing signal S41A in the valid period, and is synchronized with the first timing signal S41A after the waveform period after the synchronization point. Therefore, the amplitude phase setting signal S42A includes a continuous wave having one waveform period, and is expressed by a discontinuous wave in which the continuous waves are discontinuous and become discontinuous even outside the effective period. As a result, the amplitude phase setting signal S42A is synchronized with the commutation signal S10A every waveform cycle.
  • the amplitude / phase setting signal S42A is synchronized with all the timing signals S41A. Therefore, the amplitude phase setting signal S42A includes a continuous wave of one waveform period, and is represented by a discontinuous wave in which each continuous wave becomes discontinuous and becomes discontinuous even outside the effective period. As a result, the amplitude phase setting signal S42A is synchronized with the commutation signal S10A every waveform period.
  • the amplitude phase setting signal S42A is synchronized with the first timing signal S41A in the valid period, and is synchronized with the first timing signal S41A after two waveform periods after the synchronization point. Therefore, the amplitude phase setting signal S42A includes continuous waves of these two waveform periods, and is expressed by a discontinuous wave in which the continuous waves are discontinuous and discontinuous even outside the effective period. As a result, the amplitude phase setting signal S42A is synchronized with the commutation signal S10A every two waveform periods.
  • the amplitude phase setting signal S42A is synchronized with an arbitrary timing signal S41A, and is synchronized with the first timing signal S41A after three waveform periods after the synchronization point. Therefore, the amplitude and phase setting signal S42A is represented by a discontinuous wave that includes the continuous waves of these three waveform periods and is discontinuous between the continuous waves regardless of the effective period.
  • the amplitude / phase setting signal The signal S42A has two different waveform periods, and is synchronized with the commutation signal S10A for each different waveform period.
  • the amplitude phase setting signal S42A is synchronized with the first timing signal S41A in the valid period, and is synchronized with the first timing signal S41A after the waveform period after the synchronization point. Therefore, the amplitude phase setting signal S42A is represented by a discontinuous wave that includes continuous waves of one waveform period, and the continuous waves are discontinuous and discontinuous even outside the effective period. Furthermore, this continuous wave has two different waveform periods. As a result, the amplitude phase setting signal S42A has two different waveform periods, and is synchronized with the commutation signal S10A for each waveform period.
  • the waveform period of the amplitude phase setting signal S42A is a frequency of 100 Hz intervals centered at 1050 Hz, such as 850 Hz, 950 Hz, 1050 Hz, 1150 Hz, 1250 Hz representing the frequency of the intermodulation wave signal S46.
  • One or more periods are selected from the periods corresponding to.
  • FIGS. 7E and 7F the same explanation can be given by using three or more waveform periods different from each other in terms of two different waveform periods.
  • one continuous wave may be composed of one frequency or two or more frequencies out of the frequency of 100 Hz intervals centered on 1050 Hz, for example.
  • the phase in which the amplitude phase setting signal S42A is synchronized with the commutation signal S10A may be the force or other phase selected as the 0 degree phase in the sine wave in FIG.
  • the amplitude / phase setting unit 42A has one of the six types of phase synchronization configurations shown in FIGS. 7A to 7F and at least one of the two types of force. Based on the combination, the amplitude phase setting signal S42A is generated.
  • control unit 43 Since the control unit 43, the switch unit 44, and the signal smoothing unit 45 are the same as those of the current command correction unit 13, their description is omitted.
  • intermodulation wave generation unit 46 in FIG. 4A is omitted.
  • the frequency of the amplitude phase setting signal S42A is a predetermined value that is substantially equal to the intermodulation distortion, and is initially set.
  • the waveform of the current detection signal S6 including waveform distortion is obtained by smoothing a carrier signal having an electrical angular frequency including sixth-order harmonic distortion and smoothing including harmonic distortion.
  • Voltage S The waveform is amplitude-modulated by 3 (shown in Fig. 2 (A)).
  • the waveform distortion of the current detection signal S6 is not limited to the 6th harmonic distortion of the electrical angular frequency.
  • modulation distortion is a distortion having a frequency that is the sum and difference of the sixth harmonic frequency of the electrical angular frequency and the smoothing voltage frequency and its harmonic frequency.
  • the sixth harmonic distortion of the electrical angular frequency is corrected by the current command correction unit 13, but is smoothed with the sixth harmonic distortion of the electrical angular frequency.
  • the intermodulation distortion between the voltage frequency and its harmonic frequency is corrected by the current command correction unit 14.
  • the current command correction unit 14 generates a current command correction signal S14 having the frequency of the above-described intermodulation wave signal S46 or a frequency substantially equal to this frequency. Further, the amplitude S of the current command correction signal S14 can be changed, for example, approximately in proportion to the magnitude of the smoothing voltage S3. Further, the amplitude of the current command correction signal S14 changes in proportion to the magnitude of the representative value of the current command signal S8, and is controlled so that the difference between the actual rotational speed and the target rotational speed becomes small.
  • phase of current command correction signal S 14 is synchronized with commutation signal S10A representing the commutation timing of the motor current.
  • the 6th harmonic distortion in the current detection signal S6 is caused by the flow of 6 revolutions during the electrical angular period TEA. Therefore, by synchronizing with the commutation timing, the current detection signal S6 6 Reducing interharmonic distortion related to second harmonic distortion.
  • the phase of the current command correction signal S14 is adjusted in advance by the amplitude phase setting unit 42A so that the waveform distortion of the current detection signal S6, the smoothing voltage S3, or the alternating current SC is reduced. .
  • the phase of the adjusted current command correction signal S14 is substantially opposite to the phase of the intermodulation wave included in the current detection signal S6. Since the phase of the intermodulation wave has a predetermined phase relationship with the rotational phase signal S7 and the amplitude phase setting unit 42A is based on the rotational phase signal S7, if the phase is adjusted in advance by the amplitude phase setting unit 42A, After that, even if the adjustment value is fixed, the antiphase state continues.
  • the addition unit 17 relates to the current command signal S8 that does not include waveform distortion, the current command correction signal S13 that represents sixth-order harmonic distortion that is approximately in phase with the waveform distortion of the current detection signal S6, and the sixth-order harmonic distortion.
  • the current command correction signal S14 representing the intermodulation wave distortion to be added is added to generate an addition signal S17.
  • FIG. 5 is a detailed block diagram showing a configuration of voltage command generation unit 9 in the first embodiment.
  • the voltage command generator 9 includes a carrier wave generator 21 and an amplitude modulator 22.
  • the carrier wave generation unit 21 generates a carrier wave signal S21 representing a sine wave having an electrical angular period TEA based on the rotational phase signal S7.
  • the amplitude modulation unit 22 modulates the amplitude of the carrier signal S21 with the modulated signal represented by the addition signal S17, and generates a voltage command signal S9.
  • the carrier wave generation unit 21 detects only the timing of each electrical angle period TEA of the rotation phase signal S7, and does not detect the waveform distortion of the current detection signal S6 included in the rotation phase signal S7. For this reason, the carrier wave generation unit 21 does not give the waveform distortion of the rotation phase signal S7 to the carrier wave signal S21.
  • the amplitude modulation unit 22 generates the voltage command signal S9 based on the addition signal S17 including waveform distortion and the carrier signal S21 not including waveform distortion.
  • the voltage command signal S9 includes waveform distortions of the current command correction signal S13 and the current command correction signal S14.
  • the sixth-order harmonic distortion included in the current detection signal S6 and the intermodulation wave distortion related to the sixth-order harmonic distortion are mainly included in the smoothing voltage S3 and the fifth-order harmonic distortion of the electrical angular frequency. Appears as intermodulation wave distortion related to fifth harmonic distortion.
  • These distortions in the smoothing voltage S3 cause harmonic distortion in the AC current SC flowing through the AC power source 1. If the above-described distortion in the smoothing voltage S3 is reduced, the waveform distortion of the current detection signal S6 and the harmonic distortion of the alternating current SC are also reduced.
  • the addition signal S17 includes sixth-order harmonic distortion and intermodulation distortion related to the sixth-order harmonic distortion
  • the sum signal S17 is effective for the fifth-order harmonic distortion and fifth-order harmonic distortion of the electrical angular frequency at the smoothing voltage S3.
  • the amplitude modulator 22 modulates the electric angular frequency carrier signal S21 with the addition signal S17 including the sixth-order harmonic distortion and the intermodulation wave distortion related to the sixth-order harmonic distortion, thereby obtaining the fifth-order harmonic.
  • Phases related to distortion and fifth harmonic distortion A signal including intermodulation wave distortion and intermodulation wave distortion related to 7th harmonic distortion and 7th harmonic distortion is generated.
  • the amplitude modulation unit 22 extracts only the fifth-order harmonic distortion and the intermodulation wave distortion related to the fifth-order harmonic distortion, and combines the carrier signal S21 with the signal that is amplitude-modulated by the current command signal S8. Thus, a voltage command signal S9 is generated.
  • the electrical angular frequency is 175 Hz and the smoothing voltage frequency is 100 Hz, so the fifth harmonic distortion is 875 Hz, and the intermodulation wave distortion related to the fifth harmonic distortion is 675 Hz, 775 Hz, 875 Hz, Like 975Hz, 1075: Hz, the frequency is between ⁇ and 875Hz.
  • the envelope curve of the voltage command signal S9 represents the addition signal S17.
  • the size of the envelope curve is controlled so that the difference between the two rotational speeds is reduced by comparing the actual rotational speed with the target rotational speed.
  • the voltage command signal S9 has substantially the same waveform as the current detection signal S6 in FIG. 3 (A) when expressed in units of smoothing voltage period TPW.
  • voltage command signal S9 includes intermodulation wave distortion related to 5th harmonic distortion and 5th harmonic distortion, 7th harmonic distortion and 7th harmonic other than the 5th harmonic are also included. It may be a periodic signal including distortion.
  • FIG. 6 is a detailed block diagram showing the configuration of the voltage command correction unit 11 in the first embodiment.
  • the voltage command correction unit 11 includes a harmonic generation unit 40, a timing generation unit 41, an amplitude / phase setting unit 42, a control unit 43, a switch unit 44, and a signal smoothing unit 45.
  • the harmonic generation unit 40 generates a harmonic signal S40 representing the fifth harmonic of the electrical angular frequency based on the rotational phase signal S7.
  • the frequency of the harmonic signal S40 is 875 Hz.
  • the voltage command correction unit 11 By configuring the voltage command correction unit 11 as described above, the voltage command correction unit 11 generates a voltage command correction signal S11 having a frequency substantially equal to the fifth-order harmonic distortion. Also, The amplitude of the voltage command correction signal SI 1 is substantially constant within each sub-smoothing voltage period, and is approximately proportional to the magnitude of the smoothing voltage S3, for example, every time the sub-smoothing voltage period changes within the smoothing voltage period TPW. Can change. Further, the amplitude of the voltage command correction signal S11 in each sub-smooth voltage period changes in proportion to the magnitude of the representative value of the current command signal S8, and is controlled so that the difference between the actual rotation speed and the target rotation speed is reduced. The As a result, the amplitude of the voltage command correction signal S11 can be made substantially equal to the magnitude of the sixth harmonic contained in the current detection signal S6, together with the amplitude of the current command correction signal S13.
  • the phase of the voltage command correction signal S 11 is adjusted so that the amplitude phase setting unit 42 reduces the waveform distortion of the current detection signal S 6, the smoothing voltage S 3, or the alternating current SC so as to reduce the waveform distortion. Adjusted in advance. As described above, if the phase of the voltage command correction signal S11 is also changed every sub-smooth voltage period, the waveform distortion such as the above-described alternating current SC may be reduced.
  • the phase of the voltage command correction signal S11 after adjustment is substantially opposite to the phase of the 6th harmonic contained in the current detection signal S6.
  • the phase of the 6th harmonic has a predetermined phase relationship with the rotational phase signal S7, and the amplitude phase setting unit 42 is based on the rotational phase signal S7. For example, the antiphase state continues even if the adjustment value is fixed thereafter.
  • the sixth harmonic distortion of the current detection signal S6 appears as a fifth harmonic distortion mainly in electrical angular frequency in the smooth voltage S3.
  • the fifth harmonic distortion of the electrical angular frequency at the smoothing voltage S3 causes harmonic distortion in the AC current SC flowing through the AC power source 1. If the fifth harmonic distortion of the electrical angular frequency in the smooth voltage S3 is reduced, the waveform distortion of the current detection signal S6 and the harmonic distortion of the alternating current SC are also reduced.
  • the voltage command correction signal S11 reduces this fifth-order harmonic distortion.
  • the sixth-order harmonic distortion of the current detection signal S6 is also corrected by the current command correction unit 13 that is connected only by the voltage command correction unit 11.
  • the sixth harmonic distortion force of the current detection signal S6 is optimal for both to be small.
  • the 6th harmonic distortion of the current detection signal S6 is regarded as the sum of distortion that can be easily corrected by the current command correction signal S13 and distortion that can be easily corrected by the voltage command correction signal S11.
  • Voltage finger The command correction signal SI 1 is shared and effectively reduced. In the case where only the current command correction unit 13 is configured, the sixth harmonic distortion of the current detection signal S6 is sufficiently reduced by the single adjustment of the current command correction signal S13.
  • FIG. 3E is an example of the waveform of the voltage command correction signal S11.
  • the voltage command correction signal S11 includes five periods of fifth harmonics in the expanded electrical angle period TEA.
  • FIG. 8E shows the waveform of the voltage command correction signal S 11 corresponding to the smooth voltage S3.
  • the voltage command correction signal S11 in Fig. 8 (E) includes 5th-order harmonics of 5 cycles between the electrical angular cycles TEA. Further, the voltage command correction signal S11 changes in amplitude and phase for each sub-smoothing voltage period TD1, TD2, TD3 within the smoothing voltage period TPW.
  • the timing at which the magnitude of the voltage command correction signal S 11 is maximized is not always the same as the timing at which the smooth voltage S3 is maximized.
  • the current command correction signal S13 including the 6th-order harmonic distortion is generated by the current command correction unit 13, and operates as shown in FIG. 10, FIG. 11, and FIG.
  • the voltage command correction signal S11 including the fifth-order harmonic distortion is also generated by the voltage command correction unit 11 and operates as shown in FIG. 10, FIG. 11, and FIG. Since the operation of the voltage command correction signal S11 is the same as that of the current command correction signal S13, the description thereof is omitted.
  • the harmonic signal S40 represents the fifth harmonic of the electrical angular frequency, but may be a periodic signal that includes a harmonic other than the fifth.
  • the voltage command correction unit 11 generates the voltage command correction signal S 11 based on the voltage phase signal S12, the rotation phase signal S7, and the current command signal S8. The same operation is performed even if the current detection signal S6 is used instead of the command signal S8.
  • the voltage command correction unit 11 receives the current detection signal S6 instead of the current command signal S8, and in FIG. 6, the amplitude phase setting unit 42 receives the current command signal S8 instead of the current command signal S8. Current detection signal S6 is input.
  • Adder 16 includes fifth-order harmonic distortion and intermodulation wave distortion related to fifth-order harmonic distortion. Similarly, a voltage command correction signal S11 including fifth-order harmonic distortion is added to the voltage command signal S9 to generate an addition signal S16.
  • the PWM signal generator 10 is based on the addition signal S16.
  • a PWM signal S10 including a waveform distortion having a phase opposite to that of the current detection signal S6 is generated.
  • the DC / AC converter 4 generates a drive voltage S4 including waveform distortion having a phase opposite to that of the current detection signal S6, based on the PWM signal S10.
  • the waveform distortion of the current detection signal S6 is reduced.
  • the current command signal S8 representing the comparison result between the actual rotation speed and the target rotation speed is reflected in the drive voltage S4 via the voltage command generation section 9, the PWM signal generation section 10, and the DC / AC conversion section 4.
  • the actual rotational speed of the electric motor 5 is controlled so as to be closer to the target rotational speed.
  • the amplitude of the waveform distortion of the current detection signal S6 is approximately proportional to the magnitude of the smoothing voltage S3.
  • the addition signal S16 includes a waveform distortion having an opposite phase to the waveform distortion of the current detection signal S6 and substantially the same amplitude due to the configuration of the current command correction unit 13, the current command correction unit 14, and the voltage command correction unit 11.
  • the driving voltage S3 based on the addition signal S16 is a force S that can effectively reduce the waveform distortion of the current detection signal S6 that is approximately proportional to the magnitude of the smoothing voltage S3.
  • FIGS. 13 (A) and 13 (B) show the current detection signal S6 and the AC current SC when the current command correction unit 13, the current command correction unit 14, and the voltage command correction unit 11 do not operate, respectively.
  • FIGS. 13C and 13D respectively show the current detection signal S6 and the alternating current SC when the current command correction unit 13, the current command correction unit 14, and the voltage command correction unit 11 operate.
  • 13 (A) and 13 (C) show an enlarged view of the horizontal axis as compared to FIGS. 3 (A) and 3 (B), compared to FIGS. 13 (B) and 13 (D).
  • the time scale is indicated by the smoothing voltage period TPW and the electrical angle period TEA.
  • FIG. 13 (A) when the current detection signal S6 is distorted including harmonics and intermodulation waves with respect to the waveform without distortion indicated by the dotted line, the waveform distortion is corrected by the smoothing unit 3 and the rectifying unit. 2 affects the alternating current SC.
  • the alternating current SC has a waveform in which the harmonics are increased, and deviates from the waveform without distortion indicated by the dotted line.
  • the current command correction unit 13 When the current command correction unit 14, and the voltage command correction unit 11 operate, the waveform distortion of the current detection signal S6 is reduced as shown in FIG. 13 (C). of Thus, the harmonic distortion of the alternating current sc is also reduced.
  • the current command correction signal S13 including the sixth-order harmonic distortion is obtained using the current command correction unit 13, the current command correction unit 14, and the voltage command correction unit 11.
  • Current command correction signal S14 including intermodulation wave distortion related to sixth harmonic distortion, and voltage command correction signal S11 including fifth harmonic distortion are generated.
  • the waveform distortion included in the current detection signal S6 is easily corrected by the current command correction signal S13, the sixth harmonic distortion, the sixth harmonic distortion that is easy to correct by the voltage command correction signal S11, and the sixth harmonic distortion. This is considered the sum of the related intermodulation wave distortion.
  • the current command correction signal S13, the current command correction signal S14, and the voltage command correction signal SI1 are substantially in phase with the waveform distortion included in the current detection signal S6, and are approximately proportional to the magnitude of the smoothing voltage S3.
  • Current command correction signal S13, current command correction signal S14, and voltage command correction signal SI1 share and reduce waveform distortion of current detection signal S6 by reflecting it to drive voltage S4 via PWM signal S10. .
  • the power supply efficiency of other electrical equipment connected to the power system connected only by the inverter device of the first embodiment is improved by reducing the power supply harmonics of the AC current SC and preventing contamination of the commercial power system. .
  • the inverter device can be reduced in size and weight, and the air conditioner using such an inverter device can be easily reduced in size and weight.
  • the downsizing of the smoothing capacitor, the inverter device, and the air conditioner can reduce the cost of the inverter device and the air conditioner.
  • no PFC circuit since no PFC circuit is required, it contributes further to the cost reduction of inverter devices and air conditioners.
  • a film capacitor can be used as the smoothing capacitor, the life of the smoothing capacitor can be extended and the operating temperature of the air conditioner can be increased.
  • the waveform distortion of the motor current is reduced, the noise of the air conditioner can be reduced.
  • the inverter device of Embodiment 1 can be applied to any electrical equipment that uses an inverter device that is connected only by an air conditioner.
  • Embodiment 1 generates basic waveform distortion based on rotational phase signal S7, By correcting this basic waveform distortion based on the current command signal S8 and the voltage phase signal SI2, a current command correction signal S13, a current command correction signal S14, and a voltage command correction signal S11 are generated.
  • the first embodiment since the first embodiment has few elements that are automatically corrected by the detection signal of the electric motor 5, even if the smoothing voltage S3 decreases or the waveform distortion increases, the correction operation is unlikely to fail. It has become.
  • the passage period and the non-passing period are set at random, and the start time and end time of the passing period are set at random, so that the structure is stronger against failure.
  • the current command generation unit 8, the current command correction unit 13, the current command correction unit 14, the voltage command generation unit 9, and the voltage command correction unit 11 are based on the rotational phase signal S7. Since the rotation phase signal S7 is generated from the current detection signal S6, the rotation phase signal S7 may be based on the current detection signal S6 instead of the rotation phase signal S7. That is, the current command generation unit 8 generates a current command signal S8 based on the current detection signal S6, the voltage phase signal S12, and the target rotational speed signal S15. The current command correction unit 13 generates a current command correction signal S13 based on the voltage phase signal S12, the current detection signal S6, and the current command signal S8.
  • the current command correction unit 14 generates a current command correction signal S14 based on the voltage phase signal S12, the current detection signal S6, the current command signal S8, and the commutation signal S10A.
  • the voltage command generator 9 generates a voltage command signal S9 based on the current detection signal S6 and the addition signal S17.
  • the voltage command correction unit 11 generates a voltage command correction signal S11 based on the voltage phase signal S12, the current detection signal S6, and the current command signal S8.
  • the current command generation unit 8, the current command correction unit 13, the current command correction unit 14, and the voltage command correction unit 11 are based on the voltage phase signal S12 and the smooth voltage from the envelope curve of the current detection signal S6. Since the period TPW is generated, it may be based on the current detection signal S6 instead of the voltage phase signal S12. That is, the current command generation unit 8 generates a current command signal S8 based on the current detection signal S6 and the target rotational speed signal S15. The current command correction unit 13 generates a current command correction signal S13 based on the current detection signal S6 and the current command signal S8.
  • the current command correction unit 14 generates a current command correction signal S 14 based on the current detection signal S6, the current command signal S8, and the commutation signal SI OA.
  • the voltage command correction unit 11 generates a voltage command correction signal based on the current detection signal S6 and the current command signal S8. Generate Sl l.
  • the current command correction unit 13 uses the current detection signal S6 and the target rotational speed signal. Since the current command signal S8 is generated based on S15, it may be based on the current detection signal S6 and the target rotational speed signal S15 instead of the current command signal S8. That is, the current command correction unit 13 generates a current command correction signal S13 based on the current detection signal S6 and the target rotation speed signal S15. The current command correction unit 14 generates a current command correction signal S14 based on the current detection signal S6, the target rotation speed signal S15, and the commutation signal S10A.
  • the voltage command generator 9 generates a voltage command signal S9 based on the current detection signal S6 and the target rotational speed signal S15.
  • the voltage command correction unit 11 generates a voltage command correction signal S11 based on the current detection signal S6 and the target rotational speed signal S15.
  • the present invention can be used for an inverter device and an air conditioner.

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Description

明 細 書
インバータ装置および空気調和機
技術分野
[0001] 本発明は、インバータの歪みを低減する技術に関し、さらに詳しくはインバータ装置 および空気調和機に関する。
背景技術
[0002] 図 14に示す従来例は、電動機を駆動する交流電源に流れる交流電流の歪みを低 減するインバータ装置である（例えば、特許文献 1参照）。
[0003] 図 14において、従来例のインバータ装置は、直流交流変換部 4p、電流検出部 6p 、電流指令演算部 8p、電圧指令演算部 9p、 PWM信号発生部 10p、電圧指令補償 部 l ipから構成される。直流交流変換部 4pは、平滑部（図示せず）の出力電圧を所 望の交流電圧に変換し、電動機 5pを駆動する。電流検出部 6pは、電動機 5pに流れ る電流を検出する。電流指令演算部 8pは、電動機 5pを駆動するための電流指令値 を演算する。電圧指令演算部 9pは、電流指令値と電流検出部 6pで検出された電流 値に基づき、電圧指令値を算出する。 PWM信号発生部 ΙΟρは、電圧指令値から直 流交流変換部 4pを駆動する信号を生成する。電圧指令補償部 l ipは、電圧指令値 に補償信号を重畳する。
[0004] このように、一般的には、電流指令値により電圧指令値の振幅を補償し、歪みを低 減している。
[0005] 一方、最近のインバータ装置では、コスト削減、小型化'軽量化のために、平滑部 に用いるコンデンサおよびリアクタは、著しく小容量化、小規模化されている。
特許文献 1 :特開平 9一 84385号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0006] し力、しながら、このように不十分な容量の平滑部を用いた場合、平滑部の出力電圧 は、交流電源周波数の 2倍の周波数で大きく脈動する。この場合、従来例の電圧指 令補償部 l ipを用いたインバータ装置では、脈動電圧の影響を受け電動機 5pの電 流歪みを十分抑制することが出来ないとレ、う課題を有してレ、た。
[0007] 本発明は、上述した従来の課題を解決するもので、出力電圧が大きく脈動する平 滑部を用いながら、電動機の波形歪みを抑制することが可能なインバータ装置およ び空気調和機を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
[0008] 上述した従来の課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、交流電源か らの交流電圧を整流し、整流電圧を生成する整流手段と、整流電圧を平滑し、交流 電圧周期の半分に対応する平滑電圧周期の波形を含む平滑電圧を生成する平滑 手段と、平滑電圧を、パルス幅変調された交流を表す駆動電圧に変換し、電動機に 供給する直流交流変換手段と、平滑電圧周期の波形を含むとともに第 1波形歪みを 含む電流であって、駆動電圧により電動機に流れる電動機電流を検出し、電流検出 信号を生成する電流検出手段と、電動機の回転数の目標値を表す目標回転数信号 を生成する目標回転数設定手段と、電流検出信号および目標回転数信号に基づい て、電動機電流の指令値を表す電流指令信号を生成する電流指令生成手段と、電 流検出信号および電流指令信号に基づいて、第 1波形歪みを補正する第 1電流指 令補正信号を生成する第 1電流指令補正手段と、電流検出信号、電流指令信号、 および第 1電流指令補正信号に基づいて、電圧指令信号を生成し、出力する電圧 指令出力手段と、電圧指令信号に基づいて、パルス幅変調信号を生成するパルス 幅変調信号生成手段と、を有し、前記直流交流変換手段は、パルス幅変調信号に 基づいて、駆動電圧を生成することを特徴としている。
[0009] さらに、本発明の空気調和機は、上述したインバータ装置と、電動機を含む圧縮機 と、を有することを特徴としている。
発明の効果
[0010] 交流電源に流れる交流電流の電源高調波を低減し、商用電力系統の汚染を防止 することにより、インバータ装置だけでなぐ電力系統に繋がるその他の電気機器の 電源効率も向上させる。また、平滑コンデンサの体積を小さくすることができるため、 インバータ装置の小型 ·軽量化が可能となり、このようなインバータ装置を用レ、た空気 調和機の小型 ·軽量化も容易になる。さらに、平滑コンデンサ、インバータ装置、およ び空気調和機の小型化により、インバータ装置および空気調和機の低コスト化が可 能となる。また、力率改善回路も不要となるため、インバータ装置および空気調和機 の低コスト化に、さらに寄与する。このインバータ装置は、空気調和機だけでなぐィ ンバータ装置を用いるあらゆる電気機器に適用可能である。
図面の簡単な説明
[0011] [図 1]図 1は実施の形態 1のインバータ装置における構成を示すブロック図である。
[図 2]図 2は実施の形態 1のインバータ装置における主要信号の波形図である。
[図 3]図 3は実施の形態 1のインバータ装置における主要信号の波形図である。
[図 4A]図 4Aは実施の形態 1のインバータ装置における電流検出部の構成を示す詳 細なブロック図である。
[図 4B]図 4Bは実施の形態 1のインバータ装置における別の電流検出部の構成を示 す詳細なブロック図である。
[図 5]図 5は実施の形態 1のインバータ装置における電圧指令生成部の構成を示す 詳細なブロック図である。
[図 6]図 6は実施の形態 1のインバータ装置における電圧指令補正部の構成を示す 詳細なブロック図である。
[図 7]図 7は実施の形態 1のインバータ装置における主要信号の波形図である。
[図 8]図 8は実施の形態 1のインバータ装置における主要信号の波形図である。
[図 9]図 9は実施の形態 1のインバータ装置における主要信号の波形図である。
[図 10]図 10は実施の形態 1のインバータ装置における主要信号の波形図である。
[図 11]図 11は実施の形態 1のインバータ装置における主要信号の波形図である。
[図 12]図 12は実施の形態 1のインバータ装置における主要信号の波形図である。
[図 13]図 13は実施の形態 1のインバータ装置における主要信号の波形図である。
[図 14]図 14は従来例のインバータ装置のブロック図である。
符号の説明
[0012] 1 交流電源
2 整流部 4 直流交流変換部
5 電動機
6 電流検出部
7 回転位相検出部
8 電流指令生成部
9 電圧指令生成部
10 PWM信号生成部
11 電圧指令補正部
12 電圧位相検出部
13 電流指令補正部
14 電流指令補正部
15 目標回転数設定部
16 加算部
17 加算部
18 電流センサ
発明を実施するための最良の形態
以下、本発明を実施するための最良の形態に関するいくつかの例について、図面 を参照しながら説明する。なお、図面において、実質的に同一の構成、動作、および 効果を表す要素については、同一の符号を付す。また、以下において記述される数 字は、すべて本発明を具体的に説明するために例示するものであり、本発明は例示 された数字に制限されなレ、。さらに、ハイ Zローで表される論理レベルまたはオン/ オフで表されるスイッチング状態は、本発明を具体的に説明するために例示するもの であり、例示された論理レベルまたはスイッチング状態が異なる組合せで、同等な結 果を得ることも可能である。また、構成要素間の接続関係は、本発明を具体的に説明 するために例示するものであり、本発明の機能を実現する接続関係はこれに限定さ れない。さらに、以下の実施の形態は、ハードウェアおよび/またはソフトウェアを用 いて構成されるが、ハードウェアを用いる構成は、ソフトウェアを用いても構成可能で あり、ソフトウェアを用いる構成は、ハードウェアを用いても構成可能である。 [0014] (実施の形態 1)
図 1は、実施の形態 1におけるインバータ装置の構成を示すブロック図である。
[0015] 図 1において、実施の形態 1におけるインバータ装置は、交流電源 1からの単相の 交流電圧 S1を整流し、再びパルス幅変調（PWM : Pulse Width Modulation)を 用いて交流化することにより駆動電圧 S4を生成する。インバータ装置は、駆動電圧 S 4を電動機 5に供給し、電動機 5を駆動する。電動機 5が回転することにより、空気調 和機を構成する圧縮機において、冷媒が圧縮される。実施の形態 1におけるインバ ータ装置は、整流部 2、平滑部 3、直流交流変換部 4、電流検出部 6、回転位相検出 部 7、目標回転数設定部 15、電流指令生成部 8、電流指令補正部 13、電流指令補 正部 14、加算部 17、電圧指令生成部 9、電圧指令補正部 11、電圧位相検出部 12、 加算部 16、および PWM信号生成部 10を含む。加算部 17および電圧指令生成部 9 は、電圧指令出力部を構成する。
[0016] 整流部 2は、ダイオードブリッジで構成され、交流電源 1からの交流電圧 S1を入力 する。その結果、交流電源 1には交流電流 SCが流れる。整流部 2は、交流電圧 S1を 全波整流し、整流電圧 S2を生成する。平滑部 3は、整流電圧 S2に並列に接続され る平滑コンデンサ（図示せず）と直列に接続されるリアクタ（図示せず）で構成され、整 流電圧 S2を平滑化し、交流電圧 S1の 2倍の周波数で大きく脈動する平滑電圧 S3を 生成する。交流電圧 S1の 2倍の周波数に対応する平滑電圧 S3の周期を、平滑電圧 周期と呼ぶ。すなわち、平滑電圧周期は、交流電圧周期の半分に対応する。直流交 流変換部 4は、半導体スイッチング素子で構成され、平滑電圧 S3を、 PWMされた交 流を表す駆動電圧 S4に変換する。電圧位相検出部 12は、平滑電圧 S3の位相を表 す電圧位相信号 S12を検出する。
[0017] 電流検出部 6は、駆動電圧 S4により電動機 5に流れる電動機電流を検出し、電流 検出信号 S6を生成する。電流検出信号 S6は、平滑電圧周期の波形を含み、波形 歪みを有する。回転位相検出部 7は、電流検出信号 S6に基づいて、電動機 5の回転 位相を表す回転位相信号 S7を検出する。 目標回転数設定部 15は、電動機 5の回転 数の目標値を表す目標回転数信号 S15を生成する。電流指令生成部 8は、回転位 相信号 S7、電圧位相信号 SI 2、および目標回転数信号 SI 5に基づいて、電動機電 流の指令値を表す電流指令信号 S8を生成する。
[0018] 電流指令補正部 13は、電圧位相信号 S12、回転位相信号 S7、および電流指令信 号 S8に基づいて、電流検出信号 S6の波形歪みを補正する電流指令補正信号 S13 を生成する。電流指令補正部 14は、電圧位相信号 S12、回転位相信号 S7、電流指 令信号 S8、および転流信号 S10A (後述）に基づいて、電流検出信号 S6の波形歪 みを補正する電流指令補正信号 S 14を生成する。加算部 17は、電流指令信号 S8 に、電流指令補正信号 S13と電流指令補正信号 S14を加算し、加算信号 S17を生 成する。電圧指令生成部 9は、回転位相信号 S7および加算信号 S17に基づいて、 P WMにおける被変調信号の指令値を表す電圧指令信号 S9を生成する。
[0019] 電圧指令補正部 11は、電圧位相信号 S12、回転位相信号 S7、および電流指令信 号 S8に基づいて、電流検出信号 S6の波形歪みを補正する電圧指令補正信号 S11 を生成する。加算部 16は、電圧指令信号 S9と電圧指令補正信号 S11を加算し、加 算信号 S16を生成する。加算部 16は被変調信号生成部とも呼ばれ、加算信号 S16 は被変調信号とも呼ばれる。 PWM信号生成部 10は、加算信号 S16に基づいて、電 動機電流における転流のタイミングを表す転流信号 S10Aを生成する。さらに、 PW M信号生成部 10は、加算信号 S16を被変調信号とし、例えば数 kHzないし数 10kH zの三角状搬送波信号と転流信号 S 1 OAを用レ、て PWM化し、 PWM波形を表す PW M信号 S 10を生成する。直流交流変換部 4は、 PWM信号 S10に基づいて、平滑電 圧 S3をスイッチングし、駆動電圧 S4を生成する。
[0020] 電動機電流は、直流交流変換部 4および電動機 5間に流れる電流であり、電動機 5 が Y次結線の場合、電動機 5の相電流に一致する。電流検出部 6は、代表的実施の 形態では、電動機電流を直接に電流センサ 18で検出する。別の実施の形態では、 直流交流変換部 4の母線電流、すなわち平滑電圧 S3が直流交流変換部 4に加わる 2つの端子の少なくとも一方に流れる電流により、間接的に推定値を検出する。
[0021] 平滑部 3を構成するリアクタは、交流電圧 S1の投入時における平滑コンデンサへの 突入充電電流のピーク値を下げるために設けられる。リアクタの揷入される位置は、 交流電源 1と平滑部 3を構成する平滑コンデンサとの間であるが、整流部 2の交流電 源 1側と平滑部 3側のレ、ずれであってもよレ、。 [0022] さらに、平滑部 3を構成するリアクタのリアクタンス LI値と平滑コンデンサの容量値 C 1は、その共振周波数 = 1/ (2 π (L1 X C1) )が交流電源 1の周波数の 40倍 以上になるように設定される。実施の形態 1では、交流電源 1の周波数を 50Hzとする 。この場合、例えばリアクタンス値 L1 = 0. 5mH、容量値 CI = 10 z Fとすることにより 、共振周波数 fc ( = 2250iiz) >40 Χ 50ίίζ ( = 2000Πζ)のよう ίこ、 40倍以上 (こす ること力 Sできる。共振周波数 fcを交流電源 1の周波数の 40倍以上にすれば、リアクタ および平滑コンデンサが小型'軽量化され、コスト削減が可能となる。また、共振周波 数対策用の力率改善（PFC : Power Factor Correction)回路も不要となり、さら にコスト低下に寄与することができる。
[0023] 平滑コンデンサは、代表的には、フィルムコンデンサで構成される。フィルムコンデ ンサの寿命特性は半永久的であり、し力 周囲温度による寿命特性への影響は無視 できため、実施の形態 1のインバータ装置を用いた空気調和機は、使用環境を自由 に選択することができる。
[0024] 以上のように構成された実施の形態 1のインバータ装置について、以下にその動作 を説明する。まず、図 2は、時間 tに対する主要信号の波形図を示している。図 2 (A) は、平滑電圧 S3の波形である。平滑部 3の平滑コンデンサの容量を著しく小さくする ことにより、平滑電圧 S3は、電源周波数の 2倍の周波数（平滑電圧周波数と呼ぶ）か つリップル率 80%以上の振幅で、大きく脈動する。平滑電圧周波数の逆数は、平滑 電圧周期 TPW (図 2 (A)に図示）と呼ばれる。実施の形態 1では、平滑電圧周波数 は 100Hzであり、平滑電圧周期 TPWは 10ミリ秒である。
[0025] 図 2 (B)は、電流検出信号 S6の波形である。電流検出信号 S6は、搬送波信号を、 包絡曲線で示される被変調信号で振幅変調した波形になる。この場合、搬送波信号 は、電動機 5の極対数 (極数の 1Z2)と回転数の積で表される電気角周波数を有し、 波形歪みを含む正弦波であり、被変調信号は平滑電圧 S3に大略相似している。電 流検出信号 S6は通信信号ではないが、説明上、このように変調用語を用いて表現 する。
[0026] 実施の形態 1では、電動機 5の極対数を 3、回転数を 3500rpmとすると、電流検出 信号 S6の電気角周波数は、 3 3500 (卬111) 760 (秒）= 175 0½)となる。電気角 周波数の逆数は、電気角周期と呼ばれる。この例では電気角周期は、約 5. 7 (msec )である。図 2 (D)は、電圧位相信号 S12の波形である。電圧位相信号 S12は、平滑 電圧周期 TPWの間に 0度から 360度まで変化するノコギリ波状の波形となる。
[0027] 図 3は、時間 tに対する主要信号の波形図を示している。図 3 (A)は、図 2 (B)と同じ く電流検出信号 S6の波形であり、図 3 (B)は、図 3 (A)における電流検出信号 S6の 電気角周期 TEAの時間軸を拡大した波形である。電流検出信号 S6は、電流歪みと 呼ばれる波形歪みを含み、点線で示す歪みのない波形に対して乖離する。図 3 (C) ないし図 3 (E)についても、図 3 (B)と同様に、時間軸が拡大されている。図 3 (C)は、 回転位相信号 S7の波形である。回転位相信号 S7は、電気角周期 TEAの間に 0度 力 360度まで変化するノコギリ波状の波形となる。
[0028] (電流指令生成部 8の構成および動作）
電流指令生成部 8は、電圧位相信号 S 12で表される平滑電圧周期 TPW毎に、正 弦波の大略上半分が繰り返される電流指令信号 S8 (図 2 (C)に図示）を生成する。 電流指令信号 S8の大きさは、回転位相信号 S7から求められる実回転数と、 目標回 転数信号 S15で表される目標回転数との比較により、両回転数の差が小さくなるよう に、制御される。すなわち、実回転数が目標回転数よりも小さい場合、電流指令信号 S8の大きさを大きくし、実回転数が目標回転数よりも大きい場合、電流指令信号 S8 の大きさを小さくする。電流指令生成部 8は、実回転数を求めるために、回転位相信 号 S7の電気角周期 TEAごとのタイミングだけを検出し、回転位相信号 S7に含まれる 電流検出信号 S6の波形歪みを検出しない。このため、電流指令生成部 8は回転位 相信号 S7の波形歪みを電流指令信号 S8に与えない。電流指令生成部 8は、回転 位相信号 S7に加え、波形歪みを含まない目標回転数信号 S15および電圧位相信 号 S12に基づいて、電流指令信号 S8を生成する。これにより、電流指令信号 S8は 電流検出信号 S6の波形歪みを含まない。
[0029] (電流指令補正部 13の構成および動作）
次に、実施の形態 1における電流指令補正部 13の構成および動作について、説明 する。図 4Aは実施の形態 1における電流指令補正部 13の構成を示す詳細なブロッ ク図である。電流指令補正部 13は、高調波生成部 40A、タイミング生成部 41、振幅 位相設定部 42、制御部 43、スィッチ部 44、および信号平滑部 45を含む。
[0030] ここで、直流交流変換部 4は、例えば、 1個の高電位側トランジスタと 1個の低電位 側トランジスタで構成される 1対のスイッチング回路を 3対含み、電気角周期 TEAの 間に 6回転流する。 6回の転流時に、各スイッチング回路における高電位側トランジス タと低電位側トランジスタが同時にオン状態にならないように、デッドタイムと呼ばれる 両者ともオフの状態が設けられる。このデッドタイムは、電気角周期 TEAの間に 6回 転流することにより発生するため、電流検出信号 S6に、電気角周波数の 6次高調波 を主とする、上述したような波形歪みをもたらす。電気角周期 TEA間の転流回数が 変われば、転流回数に等しい次数の高調波歪みが発生する。
[0031] 高調波生成部 40Aは、回転位相信号 S7に基づいて、電気角周波数の 6次高調波 を表す高調波信号 S40Aを生成する。上述した例では、電気角周波数は 175Hzで あるから、高調波信号 S40Aの周波数は、 175 X 6 = 1050Hzとなる。タイミング生成 部 41は、電圧位相信号 S12に基づいて、平滑電圧周期 TPW内のタイミングを表す タイミング信号 S41を生成する。代表例では、タイミング生成部 41は、平滑電圧周期 TPWを複数の異なる期間（副平滑電圧期間と呼ぶ）に分割し、各副平滑電圧期間の 始点と終点のタイミングを表すタイミング信号 S41を生成する。
[0032] 振幅位相設定部 42は、タイミング信号 S41に基づレ、て、平滑電圧周期 TPW内で 変化する基準振幅を設定する。さらに振幅位相設定部 42は、この基準振幅に対して 電流指令信号 S8の代表値の大きさを乗算し、電流指令振幅を生成する。例えば、電 流指令信号 S8 (図 2 (C)に図示）の代表値は、平滑電圧周期 TPWにおける最大値 に設定される。これにより、電流指令振幅は、実回転数と目標回転数との比較により 両回転数の差が小さくなるように、制御される。振幅位相設定部 42は、高調波信号 S 40Aの振幅をこの電流指令振幅に設定し、設定された高調波信号 S40Aを表す振 幅位相設定信号 S42を生成する。
[0033] 代表的には、振幅位相設定信号 S42の振幅は、各副平滑電圧期間内で大略一定 となる一方、平滑電圧周期 TPW内では副平滑電圧期間が変わるごとに変化すること ができる。例えば、振幅位相設定信号 S42の振幅は、平滑電圧 S3の大きさに大略 比例して、副平滑電圧期間が変わるごとに変化する。同時に、各副平滑電圧期間に おける振幅位相設定信号 S42の振幅は、電流指令信号 S8の代表値の大きさに比例 して変化する。
[0034] さらに、振幅位相設定部 42は、タイミング信号 S41に基づいて、振幅位相設定信 号 S42の位相を設定する。代表的には、振幅位相設定信号 S42の位相は、各副平 滑電圧期間内で大略一定となる一方、平滑電圧周期 TPW内では副平滑電圧期間 が変わるごとに変化することができる。
[0035] 制御部 43は、電圧位相信号 S12に基づいて、平滑電圧周期 TPW内でまたは平滑 電圧周期 TPWごとに、振幅位相設定信号 S42を通過させる期間（通過期間と呼ぶ） を表す制御信号 S43を生成する。スィッチ部 44は、制御信号 S43に基づいてオン/ オフし、通過期間で通過した振幅位相設定信号 S42を表す通過信号 S44を生成す る。通過期間の開始時点および終了時点のタイミングは、平滑電圧周期 TPWごとに 、平滑電圧周期 TPW内でランダムに変化させることができる。さらに、平滑電圧周期 TPWごとに、振幅位相設定信号 S42を少しでも通過させる通過期間と、まったく通過 させない非通過期間とのいずれか一方を、ランダムに設定することができる。
[0036] 通過期間は、長さが非ゼロの補正期間とも呼ばれ、非通過期間は、長さがゼロの補 正期間とも呼ばれる。制御信号 S43は、補正期間信号とも呼ばれる。すなわち、補正 期間信号 S43は、各平滑電圧周期 TPW内で、長さがゼロの補正期間と非ゼロの補 正期間のいずれか一方を表す。さらに制御部 43は、非ゼロの補正期間において、平 滑電圧周期 TPWごとに、非ゼロの補正期間における開始時点および終了時点の少 なくとも一方を、任意の時点に設定する。
[0037] 図 9は、図 4Aにおける電流指令補正部 13の動作を示す波形図である。図 9 (A)お よび図 9 (C)は平滑電圧周期 TPWの平滑電圧 S3の波形を示し、図 9 (B)および図 9 (D)は、平滑電圧 S3に対応して、電流指令補正信号 S13の波形を示す。図 9 (A)な レ、し図 9 (D)では、制御部 43およびスィッチ部 44の動作を中心に説明し、副平滑電 圧期間ごとの種々の変化は省略する。
[0038] 図 9 (B)では、制御部 43は、平滑電圧周期 TPWごとに、開始時点 tslから終了時 点 telまでの通過期間を設定し、スィッチ部 44は、通過期間においてオンされ、電流 指令補正信号 S13を出力する。開始時点 tslおよび終了時点 telは、制御部 43によ り、平滑電圧周期 TPWごとにランダムに設定される。すなわち、平滑電圧周期 TPW の期間 TE1内における開始時点 ts 1のタイミングと、期間 TE2内における開始時点 t s2のタイミングとは、変えることができる。また、平滑電圧周期 TPWの期間 TE1内に おける終了時点 telのタイミングと、期間 TE2内における終了時点 te2のタイミングと は、変えること力できる。開始時点および終了時点のタイミングのうち、いずれか一方 を変えても、両方を変えてもよい。
[0039] さらに、図 9 (D)では、開始時点 ts3から終了時点 te3までの通過期間の有無は、制 御部 43により、平滑電圧周期 TPWごとにいずれか一方にランダムに設定される。す なわち、平滑電圧周期 TPWの各期間 TF1、 TF2は、振幅位相設定信号 S42を少し でも通過させる通過期間であり、期間 TF3は、振幅位相設定信号 S42をまったく通 過させない非通過期間である。
[0040] 上述したように、平滑電圧 S3は、平滑電圧周期 TPWで大きく脈動する波形（図 9 ( A)および図 9 (C)に図示）になり、電流検出信号 S6 (図 2 (B)に図示）は、平滑電圧 周期 TPWで包絡曲線が大きく脈動する波形になる。電流検出信号 S6の振幅が平 滑電圧周期 TPWごとに小さくなる領域においては、回転位相信号 S7における実回 転数の検出精度は悪化するため、振幅位相設定信号 S42の周波数および位相の精 度は悪化する。さらに、電流指令信号 S8は振幅が落ち込むため、 6次高調波歪みの 振幅も不安定になる。
[0041] このような場合、制御部 43およびスィッチ部 44を用いて、電流検出信号 S6の振幅 が小さくなる領域だけ補正を一時停止する。補正を停止しても、電流検出信号 S6に 含まれる波形歪みは小さいので、問題とはならない。このように、誤った補正により、 補正誤差が拡大することを防止できる。
[0042] さらに、平滑電圧周期 TPWごとに通過期間の開始時点および終了時点のタイミン グをランダムに変化させ、また、平滑電圧周期 TPWごとに通過期間と非通過期間の いずれか一方をランダムに設定する。これにより、電流検出信号 S6において、通過 期間における平滑電圧周期 TPWの周期性と、 6次高調波歪みとの相互変調による 新たな歪みの発生を、抑制することが可能となる。
[0043] 信号平滑部 45は、通過信号 S44における振幅および位相の急峻な変化を平滑化 し、平滑化した信号を表す電流指令補正信号 S13を生成する。通過信号 S44が十 分平滑化されていれば、信号平滑部 45は省略することができる。
[0044] 別の実施の形態では、振幅位相設定部 42は、高調波信号 S40Aおよび電流指令 信号 S8に基づレ、て、振幅または位相の異なる複数系統の副振幅位相設定信号を生 成する。振幅位相設定部 42は、さらに、タイミング信号 S41に基づいて、副平滑電圧 期間ごとに、これらの複数系統の副振幅位相設定信号の中から一系統の信号を選 択し、振幅位相設定信号 S42を生成する。
[0045] さらに、別の実施の形態では、図 4Aにおける高調波生成部 40Aは省略され、回転 位相信号 S7は、振幅位相設定部 42に直接に入力される。振幅位相設定部 42にお いて、振幅位相設定信号 S42の周波数は、 6次高調波歪みに大略等しい所定値で あり、あらかじめ設定される。さらに、振幅位相設定信号 S42の位相は、回転位相信 号 S7に基づいて、実回転数が速くなれば進相し、実回転数が遅くなれば遅相する。
[0046] 以上のように電流指令補正部 13を構成することにより、電流指令補正部 13は、 6次 高調波歪み（上述した例では 1050Hz)と大略等しい周波数を有する電流指令補正 信号 S13を生成する。また、電流指令補正信号 S13の振幅は、各副平滑電圧期間 内で大略一定となり、平滑電圧周期 TPW内では副平滑電圧期間が変わるごとに、 例えば平滑電圧 S3の大きさに大略比例して、変化することができる。さらに、各副平 滑電圧期間における電流指令補正信号 S13の振幅は、電流指令信号 S8の代表値 の大きさに比例して変化し、実回転数と目標回転数の差が小さくなるように制御され る。その結果、電流指令補正信号 S13の振幅は、電圧指令補正信号 S11の振幅と 併せて、電流検出信号 S6に含まれる 6次高調波の大きさに、大略等しくすることがで きる。
[0047] さらに、電流指令補正信号 S 13の位相は、振幅位相設定部 42により、電流検出信 号 S6、平滑電圧 S3、または交流電流 SCの波形歪みが小さくなるように、副平滑電 圧期間ごとに事前に調整される。このように、副平滑電圧期間ごとに電流指令補正信 号 S13の位相も変化させると、上述した交流電流 SCなどの波形歪みが小さくなる場 合がある。調整後の電流指令補正信号 S 13の位相は、電流検出信号 S6に含まれる 6次高調波の位相に対して、大略逆位相となる。 6次高調波の位相は、回転位相信 号 S7に対して所定の位相関係にあり、振幅位相設定部 42は回転位相信号 S7に基 づくため、振幅位相設定部 42により位相を事前に調整すれば、その後調整値を固定 しても、逆位相状態は継続する。
[0048] 図 3 (D)は、電流指令補正信号 S13の波形の一例である。電流指令補正信号 S13 は、拡大された電気角周期 TEAにおいて、 6周期の 6次高調波を含む。
[0049] 図 8は、図 1における実施の形態 1の動作を示す波形図である。図 8 (A)は平滑電 圧 S3の波形を示し、図 8 (B)、図 8 (C)、および図 8 (D)は、平滑電圧 S3に対応して 、それぞれ回転位相信号 S7、転流信号 S10A、および電流指令補正信号 S13の波 形を示す。図 8 (D)の波形を見やすくするため、図 3 (A)および図 3 (B)の場合よりも 実回転数を低くし、電気角周期 TEAを大きくしている。図 8 (D)の電流指令補正信号 S13は、電気角周期 TEAの間に 6周期の 6次高調波を含む。さらに、電流指令補正 信号 S13は、平滑電圧周期 TPW内の副平滑電圧期間 TD1、 TD2、 TD3ごとに、振 幅および位相が変化する。電流指令補正信号 S 13の大きさが最大となるタイミングは 、必ずしも平滑電圧 S3が最大となるタイミングではなぐそこから若干ずれる。
[0050] 図 10は、図 4Aにおける電流指令補正部 13の動作を示す波形図である。図 10 (A )は平滑電圧 S3の波形を示し、図 10 (B)、図 10 (C)、および図 10 (D)は、平滑電圧 S3に対応して、それぞれ副振幅位相設定信号の波形を示す。これら 3系統の副振 幅位相設定信号において、周波数は、図 4Aの場合、すべて高調波信号 S40Aの周 波数であり、もしくは高調波生成部 40Aが省略される場合、すべて 6次高調波歪みに 大略等しい所定値であり、あら力じめ設定される。振幅および位相は、 3系統のそれ ぞれにおいて所定の値を有する。図 10 (C)の副振幅位相設定信号は、図 10 (B)の 副振幅位相設定信号に対して等しい振幅および進相した位相を有し、図 10 (D)の 副振幅位相設定信号は、図 10 (C)の副振幅位相設定信号に対してより大きい振幅 および等しい位相を有する。
[0051] 平滑電圧周期 TPWは、各副平滑電圧期間 TA1、 TA2、 TA3、 TA4に分割される 。各副平滑電圧期間 TA1、 TA4では図 10 (B)の副振幅位相設定信号、副平滑電 圧期間 TA2では図 10 (D)の副振幅位相設定信号、および副平滑電圧期間 TA3で は図 10 (C)の副振幅位相設定信号 (それぞれ斜線で図示）力 それぞれ選択される 。選択された副振幅位相設定信号は一系統につなぎ合わされ、電流指令補正信号
S13が生成される。
[0052] これにより、平滑電圧 S3が大きい期間では、電流指令補正信号 S13を大きくする 一方、平滑電圧 S3が小さい期間では、電流指令補正信号 S13を小さくすることがで きる。その結果、電流指令補正信号 S13を、電流検出信号 S6の波形歪みに合わせ た大きさにすること力 Sできる。さらに図 10 (C)のように位相を微調整することにより、電 流検出信号 S6の波形歪みとは逆位相の電流指令補正信号 S13を生成することが可 能となる。
[0053] 図 11は、図 4Aにおける電流指令補正部 13の動作を示す波形図である。図 11 (A )は回転位相信号 S7から求められる実回転数であり、期間 TBIから期間 TB2にかけ て上昇する。図 11 (B)および図 11 (C)は、それぞれ副振幅位相設定信号の波形を 示す。これら 2系統の副振幅位相設定信号において、周波数は、すべて 5次高調波 歪みに大略等しい所定値であり、あら力じめ設定される。振幅および位相は 2系統の それぞれにおいて所定の値を有する。図 11 (C)の副振幅位相設定信号は、図 11 (B )の副振幅位相設定信号に対して等しレ、振幅および進相した位相を有する。
[0054] 期間 TBIでは図 11 (B)の副振幅位相設定信号、期間 TB2では図 11 (C)の副振 幅位相設定信号 (それぞれ斜線で図示）がそれぞれ選択される。選択された副振幅 位相設定信号は一系統につなぎ合わされ、電流指令補正信号 S13が生成される。こ れにより、実回転数が上昇すると、電流指令補正信号 S13の位相を進相させることが でき、電流検出信号 S6の波形歪みとは逆位相の電流指令補正信号 S13を生成する ことが可能となる。
[0055] 図 12は、図 4Aにおける電流指令補正部 13の動作を示す波形図である。図 12 (A )は電流指令信号 S8の大きさであり、期間 TC1から期間 TC2にかけて上昇する。図 12 (B) ,図 12 (C)、および図 12 (D)は、それぞれ副振幅位相設定信号の波形を示 す。これら 3系統の副振幅位相設定信号において、図 4Aの場合、すべて高調波信 号 S40Aの周波数であり、図 7Cの場合、すべて 5次高調波歪みに大略等しい所定 値であり、あらかじめ設定される。振幅および位相は、 3系統のそれぞれにおいて所 定の値を有する。図 12 (C)の副振幅位相設定信号は、図 12 (B)の副振幅位相設定 信号に対して等しい振幅および進相した位相を有し、図 12 (D)の副振幅位相設定 信号は、図 12 (C)の副振幅位相設定信号に対してより大きい振幅および等しい位相 を有する。
[0056] 期間 TC1では図 12 (B)の副振幅位相設定信号、期間 TC2では図 12 (D)の副振 幅位相設定信号 (それぞれ斜線で図示）がそれぞれ選択される。選択された副振幅 位相設定信号は一系統につなぎ合わされ、電流指令補正信号 S 13が生成される。こ れにより、電流指令信号 S8の大きさが上昇すると、電流指令補正信号 S 13の振幅を より大きくすること力 Sできる。その結果、同様に電流指令信号 S8とともに上昇する電流 検出信号 S6の波形歪みに対して、大略等しい大きさの電流指令補正信号 S13を生 成することが可能となる。
[0057] 図 10 (A)から図 12 (C)までの波形図では、図 4Aにおけるスィッチ部 44は、振幅位 相設定信号 S42をすベて通過させ、電流指令補正信号 S 13を生成する。
[0058] なお、高調波信号 S40Aは、電気角周波数の 6次高調波を表すとしたが、さらに 6 次以外の高調波も含む周期的信号であってもよい。
[0059] (電流指令補正部 14の構成および動作）
次に、実施の形態 1における電流指令補正部 14の構成および動作について、説明 する。図 4Bは実施の形態 1における電流指令補正部 14の構成を示す詳細なブロッ ク図である。電流指令補正部 14は、相互変調波生成部 46、タイミング生成部 41A、 振幅位相設定部 42A、制御部 43、スィッチ部 44、および信号平滑部 45を含む。電 流指令補正部 14では、電流指令補正部 13と異なる点を中心に説明する。その他の 構成、動作、および効果は、電流指令補正部 13と同等であるので、説明を省略する
[0060] 相互変調波生成部 46は、回転位相信号 S7に基づいて、電気角周波数の 6次高調 波を表す電気角高調波信号を生成する。相互変調波生成部 46は、さらに、電圧位 相信号 S12に基づいて、平滑電圧周波数およびその高調波周波数を有する信号を 表す平滑電圧高調波信号を生成する。相互変調波生成部 46は、さらに、電気角高 調波信号の周波数と平滑電圧高調波信号の周波数との和と差に基づいて、相互変 調波信号 S46を生成する。なお、相互変調波生成部 46は、電圧位相信号 S12の代 りに平滑電圧 S3を入力し、平滑電圧高調波信号を生成してもよい。
[0061] 上述した例では、電気角周波数は 175Hzであり、平滑電圧周波数は 100Hzであ るから、電気角高調波信号の周波数は 1050Hzとなり、平滑電圧高調波信号の周波 数は、 100Hz、 200Hzのように 100Hzの倍数となる。それゆえ、相互変調波信号 S 46の周波数は、 850Hz, 950Hz, 1050Hz, 1150Hz, 1250Hzのように、 1050H zを中心とする 100Hz間隔の周波数になる。
[0062] タイミング生成部 41Aは、電圧位相信号 S12および転流信号 S10Aに基づいて、 平滑電圧周期 TPW内のタイミングを表すタイミング信号 S41Aを生成する。転流信 号 S10Aは、例えば、転流するごとに、ローレベルとハイレベル間を変化する信号を 表す。代表例では、タイミング生成部 41Aは、転流信号 S10Aが、ローレベルとハイ レベル間を変化する上昇エッジおよび下降エッジの両方を表す転流タイミングを生 成する。タイミング生成部 41Aは、さらに、電圧位相信号 S12に基づいて、平滑電圧 周期 TPW内の所定の有効期間だけ、転流タイミングをタイミング信号 S41Aとして出 力する。有効期間は、平滑電圧周期 TPWに等しくてもよい。この場合、タイミング生 成部 41Aは、全部の転流タイミングをタイミング信号 S41Aとして出力する。
[0063] 振幅位相設定部 42Aは、タイミング信号 S41 Aに基づいて、平滑電圧周期 TPW内 で変化する基準振幅を設定する。さらに振幅位相設定部 42Aは、この基準振幅に対 して電流指令信号 S8の代表値の大きさを乗算し、電流指令振幅を生成する。例えば 、電流指令信号 S8 (図 2 (C)に図示）の代表値は、平滑電圧周期 TPWにおける最大 値に設定される。これにより、電流指令振幅は、実回転数と目標回転数との比較によ り両回転数の差が小さくなるように、制御される。振幅位相設定部 42Aは、相互変調 波信号 S46の振幅をこの電流指令振幅に設定し、設定された相互変調波信号 S46 を表す振幅位相設定信号 S42Aを生成する。
[0064] 代表的には、振幅位相設定信号 S42Aの振幅は、平滑電圧 S3の大きさに大略比 例して変化する。別の例では、振幅位相設定信号 S42Aの振幅は、平滑電圧周期 T PW内において一定である。いずれにしても、振幅位相設定信号 S42Aの振幅は、 電流指令信号 S8の代表値の大きさに比例して変化する。別の例では、振幅位相設 定信号 S42Aの振幅は、電流指令信号 S8の代表値の大きさに依存せず、一定であ る。
[0065] さらに、振幅位相設定部 42Aは、タイミング信号 S41Aに基づいて、振幅位相設定 信号 S42Aの位相を設定する。ここで図 7を用いて、振幅位相設定部 42Aにおける 位相の設定構成について説明する。図 7では、タイミング信号 S41 Aの代りに、転流 信号 S10Aを用いる。タイミング信号 S41Aは、転流信号 S10Aの上昇エッジおよび 下降エッジの両エッジを表す。有効期間（不図示）は、振幅位相設定信号 S42Aにお いて、相互変調波信号 S46に基づく正弦波状の波形が存在する期間以上で、平滑 電圧周期 TPW内にある。すなわち、図 7 (A)、図 7 (B)、図 7 (C)、図 7 (D)、および 図 7 (F)では、有効期間は平滑電圧周期 TPWよりも狭ぐ図 7 (E)では、有効期間は 平滑電圧周期 TPWに等しい。
[0066] 転流信号 S10Aにおける上昇および下降の両エッジ間の間隔は、転流周期と呼ば れる。転流周期は、転流ごとに変動する。振幅位相設定信号 S42Aにおける正弦波 状波形の周期は、波形周期と呼ばれる。図 7 (A)、図 7 (B)、図 7 (C)、および図 7 (D )の振幅位相設定信号 S42Aは、それぞれ 1つの波形周期の正弦波状波形で構成さ れる。図 7 (E)および図 7 (F)の振幅位相設定信号 S42Aは、互いに異なる 2つの波 形周期の正弦波状波形が、交互に現れるように、または一方の出現確率が他方より も多くなるように、またはランダムに現れるように構成される。
[0067] 平滑電圧周期 TPWに対する有効期間の長さおよび波形周期の構成については、 図 7 (A)ないし図 7 (F)において、上述したように設定する。さらに、転流周期に対す る波形周期の大小関係および連続波における波形周期の個数 N (Nは 1以上の整数 )について、図 7 (A)ないし図 7 (F)において以下のように設定した場合、振幅位相設 定信号 S42Aは、以下に説明するような波形となる。ここで、相互変調波信号 S46は 正弦波状波形に基づく連続波であるが、振幅位相設定部 42Aは、タイミング信号 S4 1Aに基づき、相互変調波信号 S46を波形周期単位で処理する。このため、振幅位 相設定信号 S42Aは、波形周期単位の正弦波状波形が N回連続する連続波を含み 、各連続波間が不連続になる不連続波で表される。 Nが 1の場合、振幅位相設定信 号 S42Aは、波形周期単位の不連続波である。
[0068] 図 7 (A)は、波形周期が転流周期の長さに無関係で、 Nが有効期間内で無制限の 場合を示す。この場合、振幅位相設定信号 S42Aは、有効期間の最初のタイミング 信号 S41Aに同期するが、残りの有効期間では同期しない。それゆえ、振幅位相設 定信号 S42Aは、有効期間内で無制限に連続する連続波を含み、有効期間外で不 連続になる不連続波で表される。結果的に、振幅位相設定信号 S42Aは、平滑電圧 周期 TPWごとに 1回、転流信号 S10Aに同期する。
[0069] 図 7 (B)は、波形周期がいずれの転流周期よりも長ぐ N = lの場合を示す。この場 合、振幅位相設定信号 S42Aは、有効期間の最初のタイミング信号 S41Aに同期し 、同期時点以降で波形周期後の最初のタイミング信号 S41Aに同期する。それゆえ、 振幅位相設定信号 S42Aは、 1つの波形周期の連続波を含み、各連続波間が不連 続になり有効期間外でも不連続になる不連続波で表される。結果的に、振幅位相設 定信号 S42Aは、波形周期ごとに、転流信号 S10Aに同期する。
[0070] 図 7 (C)は、波形周期がいずれの転流周期よりも短ぐ N= lの場合を示す。この場 合、振幅位相設定信号 S42Aは、全部のタイミング信号 S41Aに同期する。それゆえ 、振幅位相設定信号 S42Aは、 1つの波形周期の連続波を含み、各連続波間が不 連続になり有効期間外でも不連続になる不連続波で表される。結果的に、振幅位相 設定信号 S42Aは、波形周期ごとに、転流信号 S10Aに同期する。
[0071] 図 7 (D)は、図 7 (C)と同様に、波形周期がいずれの転流周期よりも短ぐ N = 2の 場合を示す。この場合、振幅位相設定信号 S42Aは、有効期間の最初のタイミング 信号 S41Aに同期し、同期時点以降で 2つの波形周期後の最初のタイミング信号 S4 1Aに同期する。それゆえ、振幅位相設定信号 S42Aは、この 2つの波形周期の連続 波を含み、各連続波間が不連続になり有効期間外でも不連続になる不連続波で表 される。結果的に、振幅位相設定信号 S42Aは、 2つの波形周期ごとに、転流信号 S 10Aに同期する。
[0072] 図 7 (E)は、波形周期が転流周期の長さに無関係で、 N = 3の場合を示す。この場 合、振幅位相設定信号 S42Aは、任意のタイミング信号 S41Aに同期し、同期時点 以降で 3つの波形周期後の最初のタイミング信号 S41Aに同期する。それゆえ、振幅 位相設定信号 S42Aは、有効期間に無関係に、この 3つの波形周期の連続波を含 み、各連続波間が不連続になる不連続波で表される。結果的に、振幅位相設定信 号 S42Aは、互いに異なる 2つの波形周期を有し、異なる波形周期ごとに、転流信号 S10Aに同期する。
[0073] 図 7 (F)は、波形周期が転流周期の長さに無関係で、 N= lの場合を示す。この場 合、振幅位相設定信号 S42Aは、有効期間の最初のタイミング信号 S41Aに同期し 、同期時点以降で波形周期後の最初のタイミング信号 S41Aに同期する。それゆえ、 振幅位相設定信号 S42Aは、 1つの波形周期の連続波を含み、各連続波間が不連 続になり有効期間外でも不連続になる不連続波で表される。さらに、この連続波は、 互いに異なる 2つの波形周期を有する。結果的に、振幅位相設定信号 S42Aは、互 いに異なる 2つの波形周期を有し、波形周期ごとに、転流信号 S10Aに同期する。
[0074] 振幅位相設定信号 S42Aの波形周期は、上述した例では、相互変調波信号 S46 の周波数を表す 850Hz、 950Hz, 1050Hz, 1150Hz, 1250Hzのような、 1050H zを中心とする 100Hz間隔の周波数に対応する周期の中から、 1つ以上選ばれる。 図 7 (E)および図 7 (F)では、互いに異なる 2つの波形周期について説明した力 互 レ、に異なる 3つ以上の波形周期としてもよぐ同様に説明することができる。また図 7 では、 1つの連続波は、例えば 1050Hzを中心とする 100Hz間隔の周波数のうち、 1 つの周波数で構成してもよぐまた 2つ以上の周波数で構成してもよい。
[0075] 振幅位相設定信号 S42Aが転流信号 S10Aに同期する位相は、図 7では、正弦波 における 0度位相に選ばれている力 その他の位相であってもよい。
[0076] このように、振幅位相設定部 42Aは、図 7 (A)ないし図 7 (F)に示される 6種類の位 相同期構成のうち、いずれか 1種類、または少なくともいずれ力 2種類の組合せに基 づいて、振幅位相設定信号 S42Aを生成する。
[0077] 制御部 43、スィッチ部 44、および信号平滑部 45については、電流指令補正部 13 の場合と同等であるので、説明を省略する。
[0078] 別の実施の形態では、図 4Aにおける相互変調波生成部 46は省略される。振幅位 相設定部 42Aにおいて、振幅位相設定信号 S42Aの周波数は、相互変調歪みに大 略等しい所定値であり、あら力、じめ設定される。
[0079] 上述したように、波形歪みを含む電流検出信号 S6の波形（図 2 (B)に図示）は、 6 次高調波歪みを含む電気角周波数の搬送波信号を、高調波歪みを含む平滑電圧 S 3 (図 2 (A)に図示）で振幅変調した波形になる。この場合、搬送波信号の 6次高調波 歪みも高調波歪みを含む平滑電圧 S3で振幅変調されるため、電流検出信号 S6の 波形歪みには、電気角周波数の 6次高調波歪みだけでなぐ相互変調歪みが含まれ る。相互変調歪みは、電気角周波数の 6次高調波周波数と、平滑電圧周波数および その高調波周波数との和と差の周波数を有する歪みである。
[0080] このように、電流検出信号 S6の波形歪みのうち、電気角周波数の 6次高調波歪み は、電流指令補正部 13により補正されるが、電気角周波数の 6次高調波歪みと平滑 電圧周波数およびその高調波周波数との相互変調歪みは、電流指令補正部 14によ り補正される。
[0081] すなわち、電流指令補正部 14は、上述した相互変調波信号 S46の周波数、または この周波数に大略等しい周波数、を有する電流指令補正信号 S14を生成する。また 、電流指令補正信号 S14の振幅は、例えば平滑電圧 S3の大きさに大略比例して、 変ィ匕すること力 Sできる。さらに、電流指令補正信号 S14の振幅は、電流指令信号 S8 の代表値の大きさに比例して変化し、実回転数と目標回転数の差が小さくなるように 制御される。
[0082] さらに、電流指令補正信号 S 14の位相は、図 7に示すように、電動機電流の転流タ イミングを表す転流信号 S10Aに同期する。電流検出信号 S6における 6次高調波歪 みは、電気角周期 TEAの間に 6回転流することに起因するため、転流タイミングに同 期することにより、効果的に、電流検出信号 S6の 6次高調波歪みに関連する相互変 調波歪みを低減する。
[0083] また、電流指令補正信号 S14の位相は、振幅位相設定部 42Aにより、電流検出信 号 S6、平滑電圧 S3、または交流電流 SCの波形歪みが小さくなるように、事前に調 整される。調整後の電流指令補正信号 S14の位相は、電流検出信号 S6に含まれる 相互変調波の位相に対して、大略逆位相となる。相互変調波の位相は、回転位相信 号 S7に対して所定の位相関係にあり、振幅位相設定部 42Aは回転位相信号 S7に 基づくため、振幅位相設定部 42Aにより位相を事前に調整すれば、その後調整値を 固定しても、逆位相状態は継続する。
[0084] (加算部 17および電圧指令生成部 9の構成および動作） 加算部 17は、波形歪みを含まない電流指令信号 S8に、電流検出信号 S6の波形 歪みとは大略逆位相の 6次高調波歪みを表す電流指令補正信号 S13と、 6次高調 波歪みに関連する相互変調波歪みを表す電流指令補正信号 S14とを加算し、加算 信号 S17を生成する。
[0085] 次に、実施の形態 1における電圧指令生成部 9の構成および動作について、説明 する。図 5は、実施の形態 1における電圧指令生成部 9の構成を示す詳細なブロック 図である。電圧指令生成部 9は、搬送波生成部 21および振幅変調部 22を含む。
[0086] 搬送波生成部 21は、回転位相信号 S7に基づいて、電気角周期 TEAの正弦波を 表す搬送波信号 S21を生成する。振幅変調部 22は、搬送波信号 S21を、加算信号 S17で表される被変調信号により振幅変調し、電圧指令信号 S9を生成する。搬送波 生成部 21は、回転位相信号 S7の電気角周期 TEAごとのタイミングだけを検出し、 回転位相信号 S7に含まれる電流検出信号 S6の波形歪みを検出しなレ、。このため、 搬送波生成部 21は回転位相信号 S7の波形歪みを搬送波信号 S21に与えない。振 幅変調部 22は、波形歪みを含む加算信号 S 17および波形歪みを含まない搬送波 信号 S21に基づいて、電圧指令信号 S9を生成する。これにより、電圧指令信号 S9 は、電流指令補正信号 S 13および電流指令補正信号 S 14の波形歪みを含む。
[0087] 一方、電流検出信号 S6に含まれる 6次高調波歪みおよび 6次高調波歪みに関連 する相互変調波歪みは、平滑電圧 S3内に、主として電気角周波数の 5次高調波歪 みおよび 5次高調波歪みに関連する相互変調波歪みとなって現れる。平滑電圧 S3 におけるこれらの歪みは、交流電源 1に流れる交流電流 SCに高調波歪みを発生さ せる。平滑電圧 S3における上述した歪みを低減させれば、電流検出信号 S6の波形 歪みおよび交流電流 SCの高調波歪みも低減する。
[0088] 加算信号 S17は、 6次高調波歪みおよび 6次高調波歪みに関連する相互変調波 歪みを含むため、平滑電圧 S3における電気角周波数の 5次高調波歪みおよび 5次 高調波歪みに関連する相互変調波歪みを補正するためには、 6次高調波を 5次高調 波に変換する必要がある。振幅変調部 22は、電気角周波数の搬送波信号 S21を、 6 次高調波歪みおよび 6次高調波歪みに関連する相互変調波歪みを含む加算信号 S 17で振幅変調することにより、 5次高調波歪みおよび 5次高調波歪みに関連する相 互変調波歪みと、 7次高調波歪みおよび 7次高調波歪みに関連する相互変調波歪 みと、を含む信号を生成する。さらに振幅変調部 22は、このうち 5次高調波歪みおよ び 5次高調波歪みに関連する相互変調波歪みだけを抽出し、搬送波信号 S21を電 流指令信号 S8で振幅変調した信号と合わせて、電圧指令信号 S9を生成する。
[0089] 上述した例では、電気角周波数は 175Hz、平滑電圧周波数は 100Hzであるから、 5次高調波歪みは 875Hz、 5次高調波歪みに関連する相互変調波歪みは 675Hz、 775Hz, 875Hz, 975Hz, 1075:Hzのように、 875Hzを中 、とする ΙΟΟΗζ間鬲の 周波数になる。
[0090] 電圧指令信号 S9の包絡曲線は、加算信号 S17を表す。包絡曲線の大きさは、実 回転数と目標回転数との比較により両回転数の差が小さくなるように、制御される。す なわち、電圧指令信号 S9は、平滑電圧周期 TPW単位で示すと、図 3 (A)の電流検 出信号 S6と大略同様な波形になる。
[0091] なお、電圧指令信号 S9は、 5次高調波歪みおよび 5次高調波歪みに関連する相互 変調波歪みを含むとしたが、さらに 5次以外の 7次高調波歪みおよび 7次高調波歪み なども含む周期的信号であってもよい。
[0092] (電圧指令補正部 11の構成および動作）
次に、実施の形態 1における電圧指令補正部 11の構成および動作について、説明 する。図 6は実施の形態 1における電圧指令補正部 11の構成を示す詳細なブロック 図である。電圧指令補正部 11は、高調波生成部 40、タイミング生成部 41、振幅位相 設定部 42、制御部 43、スィッチ部 44、および信号平滑部 45を含む。
[0093] 高調波生成部 40は、回転位相信号 S7に基づいて、電気角周波数の 5次高調波を 表す高調波信号 S40を生成する。上述した例では、電気角周波数は 175Hzである から、高調波信号 S40の周波数は 875Hzとなる。
[0094] タイミング生成部 41、振幅位相設定部 42、制御部 43、スィッチ部 44、および信号 平滑部 45の構成、動作、および効果は、電流指令補正部 13と同等であるので、説 明を省略する。
[0095] 以上のように電圧指令補正部 11を構成することにより、電圧指令補正部 11は、 5次 高調波歪みと大略等しい周波数を有する電圧指令補正信号 S11を生成する。また、 電圧指令補正信号 SI 1の振幅は、各副平滑電圧期間内で大略一定となり、平滑電 圧周期 TPW内では副平滑電圧期間が変わるごとに、例えば平滑電圧 S3の大きさに 大略比例して、変ィ匕することができる。さらに、各副平滑電圧期間における電圧指令 補正信号 S11の振幅は、電流指令信号 S8の代表値の大きさに比例して変化し、実 回転数と目標回転数の差が小さくなるように制御される。その結果、電圧指令補正信 号 S11の振幅は、電流指令補正信号 S 13の振幅と併せて、電流検出信号 S6に含ま れる 6次高調波の大きさに、大略等しくすることができる。
[0096] さらに、電圧指令補正信号 S 11の位相は、振幅位相設定部 42により、電流検出信 号 S6、平滑電圧 S3、または交流電流 SCの波形歪みが小さくなるように、副平滑電 圧期間ごとに事前に調整される。このように、副平滑電圧期間ごとに電圧指令補正信 号 S11の位相も変化させると、上述した交流電流 SCなどの波形歪みが小さくなる場 合がある。調整後の電圧指令補正信号 S 11の位相は、電流検出信号 S6に含まれる 6次高調波の位相に対して、大略逆位相となる。 6次高調波の位相は、回転位相信 号 S7に対して所定の位相関係にあり、振幅位相設定部 42は回転位相信号 S7に基 づくため、振幅位相設定部 42により位相を事前に調整すれば、その後調整値を固定 しても、逆位相状態は継続する。
[0097] 別の観点によれば、電流検出信号 S6の 6次高調波歪みは、平滑電圧 S3内に、主 として電気角周波数の 5次高調波歪みとなって現れる。平滑電圧 S3における電気角 周波数の 5次高調波歪みは、交流電源 1に流れる交流電流 SCに高調波歪みを発生 させる。平滑電圧 S3における電気角周波数の 5次高調波歪みを低減させれば、電 流検出信号 S6の波形歪みおよび交流電流 SCの高調波歪みも低減する。電圧指令 補正信号 S 11は、この 5次高調波歪みを低減する。
[0098] 電流検出信号 S6の 6次高調波歪みは、電圧指令補正部 11だけでなぐ電流指令 補正部 13によっても補正される。図 1の実施の形態 1のように、電流指令補正部 13と 電圧指令補正部 11の両方で構成される場合、電流検出信号 S6の 6次高調波歪み 力 、さくなるように、両方で最適に調整される。その結果、電流検出信号 S6の 6次高 調波歪みは、電流指令補正信号 S13により補正しやすい歪みと電圧指令補正信号 S11により補正しやすい歪みの和と見なされ、電流指令補正信号 S 13および電圧指 令補正信号 SI 1の両方により、分担して効果的に低減される。なお、電流指令補正 部 13だけで構成される場合、単独で最適に調整することにより、電流検出信号 S6の 6次高調波歪みは、電流指令補正信号 S13の単独により十分に低減される。
[0099] 図 3 (E)は、電圧指令補正信号 S11の波形の一例である。電圧指令補正信号 S11 は、拡大された電気角周期 TEAにおいて、 5周期の 5次高調波を含む。
[0100] 図 8 (E)は、平滑電圧 S3に対応して、電圧指令補正信号 S 11の波形を示す。図 8 ( E)の電圧指令補正信号 S 11は、電気角周期 TEAの間に 5周期の 5次高調波を含む 。さらに、電圧指令補正信号 S11は、平滑電圧周期 TPW内の副平滑電圧期間 TD1 、 TD2、 TD3ごとに、振幅および位相が変化する。電圧指令補正信号 S 11の大きさ が最大となるタイミングは、必ずしも平滑電圧 S3が最大となるタイミングではなぐそこ から若干ずれる。
[0101] 上述したように、 6次高調波歪みを含む電流指令補正信号 S 13は、電流指令補正 部 13により生成され、図 10、図 11、および図 12のように動作する。 5次高調波歪み を含む電圧指令補正信号 S11も、電圧指令補正部 11により生成され、図 10、図 11 、および図 12のように動作する。電圧指令補正信号 S 11の動作は、電流指令補正信 号 S13の場合と同様なので、説明を省略する。
[0102] なお、高調波信号 S40は、電気角周波数の 5次高調波を表すとしたが、さらに 5次 以外の高調波も含む周期的信号であってもよい。
[0103] ここで、実施の形態 1では、電圧指令補正部 11は、電圧位相信号 S12、回転位相 信号 S7、および電流指令信号 S8に基づいて、電圧指令補正信号 S 11を生成したが 、電流指令信号 S8の代りに、電流検出信号 S6を用いても同様に動作する。この場 合、図 1では、電圧指令補正部 11には、電流指令信号 S8の代りに電流検出信号 S6 が入力され、図 6では、振幅位相設定部 42には、電流指令信号 S8の代りに電流検 出信号 S6が入力される。
[0104] (加算部 16、 PWM信号生成部 10、および直流交流変換部 4の構成および動作） 加算部 16は、 5次高調波歪みおよび 5次高調波歪みに関連する相互変調波歪み を含む電圧指令信号 S9に、同様に 5次高調波歪みを含む電圧指令補正信号 S11 を加算し、加算信号 S16を生成する。 PWM信号生成部 10は、加算信号 S16に基づ いて、電流検出信号 S6とは逆位相の波形歪みを含む PWM信号 S10を生成する。さ らに、直流交流変換部 4は、 PWM信号 S10に基づいて、電流検出信号 S6とは逆位 相の波形歪みを含む駆動電圧 S4を生成する。電流検出信号 S6とは逆位相の波形 歪みを含む駆動電圧 S4が電動機 5を駆動する結果、電流検出信号 S6の波形歪み は低減される。また、実回転数と目標回転数との比較結果を表す電流指令信号 S8を 、電圧指令生成部 9、 PWM信号生成部 10、および直流交流変換部 4を介して、駆 動電圧 S4に反映させることにより、電動機 5の実回転数は、さらに目標回転数に近づ くように制御される。
[0105] 上述したように、電流検出信号 S6の波形歪みの振幅は、平滑電圧 S3の大きさに大 略比例する。加算信号 S16は、電流指令補正部 13、電流指令補正部 14、および電 圧指令補正部 11の構成により、電流検出信号 S6の波形歪みとは逆位相で振幅が 大略等しい波形歪みを含む。これにより、加算信号 S16に基づく駆動電圧 S3は、平 滑電圧 S3の大きさに大略比例する電流検出信号 S6の波形歪みを、効果的に低減 すること力 S可言 となる。
[0106] (実施の形態 1のまとめ）
図 13 (A)および図 13 (B)は、電流指令補正部 13、電流指令補正部 14、および電 圧指令補正部 11が動作しない場合の電流検出信号 S6および交流電流 SCをそれ ぞれ示す。図 13 (C)および図 13 (D)は、電流指令補正部 13、電流指令補正部 14、 および電圧指令補正部 11が動作する場合の電流検出信号 S6および交流電流 SC をそれぞれ示す。図 13 (A)および図 13 (C)は、図 13 (B)および図 13 (D)に対して、 図 3 (A)と図 3 (B)の関係と同様に横軸が拡大されており、平滑電圧周期 TPWおよ び電気角周期 TEAにより、時間のスケールが示される。
[0107] 図 13 (A)において、電流検出信号 S6が、点線で示す歪みのない波形に対して、 高調波および相互変調波を含んで歪むと、この波形歪みは、平滑部 3および整流部 2を介して交流電流 SCに影響する。その結果、図 13 (B)のように交流電流 SCは、高 調波が増大した波形となり、点線で示す歪みのない波形に対して乖離してくる。電流 指令補正部 13、電流指令補正部 14、および電圧指令補正部 11が動作する場合、 図 13 (C)のように電流検出信号 S6の波形歪みは低減され、その結果、図 13 (D)の ように交流電流 scの高調波歪みも低減される。
[0108] 以上のように実施の形態 1によれば、電流指令補正部 13、電流指令補正部 14、お よび電圧指令補正部 11を用いて、 6次高調波歪を含む電流指令補正信号 S13、 6 次高調波歪に関連する相互変調波歪みを含む電流指令補正信号 S14、および 5次 高調波歪を含む電圧指令補正信号 S 11をそれぞれ生成する。電流検出信号 S6に 含まれる波形歪みは、電流指令補正信号 S13により補正しやすレ、 6次高調波歪みと 、電圧指令補正信号 S11により補正しやすい 6次高調波歪みと、 6次高調波歪に関 連する相互変調波歪みとの和と見なされる。電流指令補正信号 S13、電流指令補正 信号 S14、および電圧指令補正信号 SI 1は、電流検出信号 S6に含まれる波形歪み と大略逆位相で、平滑電圧 S3の大きさに大略比例する。電流指令補正信号 S 13、 電流指令補正信号 S14、および電圧指令補正信号 SI 1は、 PWM信号 S10を介し て駆動電圧 S4に反映することにより、電流検出信号 S6の波形歪みを分担して低減 する。これにより、平滑コンデンサの容量値を小さくし、平滑電圧 S3が大きく脈動する 平滑部 3を用いながら、電動機 5に流れる電流歪みを抑制することが可能になる。そ の結果、交流電流 SCの電源高調波を低減し、商用電力系統の汚染を防止すること により、実施の形態 1のインバータ装置だけでなぐ電力系統に繋がるその他の電気 機器の電源効率も向上させる。
[0109] また、平滑コンデンサの体積を小さくすることができるため、インバータ装置の小型. 軽量化が可能となり、このようなインバータ装置を用いた空気調和機の小型 ·軽量化 も容易になる。さらに、平滑コンデンサ、インバータ装置、および空気調和機の小型 化により、インバータ装置および空気調和機の低コスト化が可能となる。また、 PFC回 路も不要となるため、インバータ装置および空気調和機の低コスト化に、さらに寄与 する。また、平滑コンデンサにはフィルムコンデンサを使用することができるため、平 滑コンデンサを長寿命化し、空気調和機の動作温度を拡大することができる。さらに 、電動機電流の波形歪みを低減するため、空気調和機の低騒音化が可能となる。実 施の形態 1のインバータ装置は、空気調和機だけでなぐインバータ装置を用いるあ らゆる電気機器に適用可能である。
[0110] さらに、実施の形態 1は、回転位相信号 S7に基づいて基本の波形歪みを生成し、 電流指令信号 S8および電圧位相信号 SI 2に基づいてこの基本の波形歪みを修正 することにより、電流指令補正信号 S13、電流指令補正信号 S14、および電圧指令 補正信号 S11を生成する。このように、実施の形態 1は電動機 5の検出信号により自 動的に補正する要素が少ないため、平滑電圧 S3が小さくなつたり波形歪みが大きく なったりしても、補正動作が破綻しにくい構成になっている。しかも上述したように、通 過期間および非通過期間をランダムに設定し、通過期間の開始時点および終了時 点をランダムに設定することにより、破綻に対してより強い構成になっている。
[0111] なお、図 1において、電流指令生成部 8、電流指令補正部 13、電流指令補正部 14 、電圧指令生成部 9、および電圧指令補正部 11は回転位相信号 S7に基づくとした が、回転位相信号 S7は電流検出信号 S6から生成されるため、回転位相信号 S7の 代りに電流検出信号 S6に基づくとしてもよい。すなわち、電流指令生成部 8は、電流 検出信号 S6、電圧位相信号 S12、および目標回転数信号 S15に基づいて、電流指 令信号 S8を生成する。電流指令補正部 13は、電圧位相信号 S12、電流検出信号 S 6、および電流指令信号 S8に基づいて、電流指令補正信号 S 13を生成する。電流 指令補正部 14は、電圧位相信号 S12、電流検出信号 S6、電流指令信号 S8、およ び転流信号 S10Aに基づいて、電流指令補正信号 S14を生成する。電圧指令生成 部 9は、電流検出信号 S6および加算信号 S17に基づいて、電圧指令信号 S9を生成 する。電圧指令補正部 11は、電圧位相信号 S 12、電流検出信号 S6、および電流指 令信号 S8に基づレ、て、電圧指令補正信号 S 11を生成する。
[0112] さらに、電流指令生成部 8、電流指令補正部 13、電流指令補正部 14、および電圧 指令補正部 11は電圧位相信号 S12に基づくとした力 電流検出信号 S6の包絡曲 線から平滑電圧周期 TPWが生成されるため、電圧位相信号 S12の代りに電流検出 信号 S6に基づくとしてもよい。すなわち、電流指令生成部 8は、電流検出信号 S6お よび目標回転数信号 S15に基づいて、電流指令信号 S8を生成する。電流指令補正 部 13は、電流検出信号 S6および電流指令信号 S8に基づいて、電流指令補正信号 S13を生成する。電流指令補正部 14は、電流検出信号 S6、電流指令信号 S8、およ び転流信号 SI OAに基づいて、電流指令補正信号 S 14を生成する。電圧指令補正 部 11は、電流検出信号 S6および電流指令信号 S8に基づいて、電圧指令補正信号 Sl lを生成する。
[0113] さらに、電流指令補正部 13、電流指令補正部 14、および電圧指令補正部 11は電 流指令信号 S8に基づくとしたが、電流指令生成部 8は電流検出信号 S6および目標 回転数信号 S15に基づいて電流指令信号 S8を生成するため、電流指令信号 S8の 代りに電流検出信号 S6および目標回転数信号 S15に基づくとしてもよい。すなわち 、電流指令補正部 13は、電流検出信号 S6および目標回転数信号 S15に基づいて 、電流指令補正信号 S 13を生成する。電流指令補正部 14は、電流検出信号 S6、目 標回転数信号 S15、および転流信号 S10Aに基づいて、電流指令補正信号 S14を 生成する。電圧指令生成部 9は、電流検出信号 S6および目標回転数信号 S15に基 づいて、電圧指令信号 S9を生成する。電圧指令補正部 11は、電流検出信号 S6お よび目標回転数信号 S 15に基づレ、て、電圧指令補正信号 S 11を生成する。
[0114] 以上、実施の形態におけるこれまでの説明は、すべて本発明を具体化した一例で あって、本発明はこれらの例に限定されず、本発明の技術を用いて当業者が容易に 構成可能な種々の例に展開可能である。
産業上の利用可能性
[0115] 本発明は、インバータ装置および空気調和機に利用できる。

Claims

請求の範囲
[1] 交流電源からの交流電圧を整流し、整流電圧を生成する整流手段と、
整流電圧を平滑し、交流電圧周期の半分に対応する平滑電圧周期の波形を含む 平滑電圧を生成する平滑手段と、
平滑電圧を、パルス幅変調された交流を表す駆動電圧に変換し、電動機に供給す る直流交流変換手段と、
平滑電圧周期の波形を含むとともに第 1波形歪みを含む電流であって、駆動電圧 により電動機に流れる電動機電流を検出し、電流検出信号を生成する電流検出手 段と、
電動機の回転数の目標値を表す目標回転数信号を生成する目標回転数設定手 段と、
電流検出信号および目標回転数信号に基づいて、電動機電流の指令値を表す電 流指令信号を生成する電流指令生成手段と、
電流検出信号および電流指令信号に基づいて、第 1波形歪みを補正する第 1電流 指令補正信号を生成する第 1電流指令補正手段と、
電流検出信号、電流指令信号、および第 1電流指令補正信号に基づいて、電圧指 令信号を生成し、出力する電圧指令出力手段と、
電圧指令信号に基づレ、て、パルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成 手段と、を有し、
前記直流交流変換手段は、パルス幅変調信号に基づいて、駆動電圧を生成するこ とを特徴とする、インバータ装置。
[2] 前記電流検出手段は、第 2波形歪みおよび第 3波形歪みを含む電動機電流を検 出し、
前記パルス幅変調信号生成手段は、電動機電流の転流タイミングを表す転流信号 を生成し、
前記第 1電流指令補正手段は、
電流検出信号および電流指令信号に基づいて、第 2波形歪みを補正する第 2電 流指令補正信号を生成する第 2電流指令補正手段と、 電流検出信号、電流指令信号、および転流信号に基づいて、第 3波形歪みを補 正する第 3電流指令補正信号を生成する第 3電流指令補正手段と、を含むことを特 徴とする、請求項 1に記載のインバータ装置。
[3] 前記電流検出手段は、第 4波形歪みを含む電動機電流を検出し、
さらに、
電流検出信号および目標回転数信号に基づいて、第 4波形歪みを補正する電圧 指令補正信号を生成する電圧指令補正手段と、
電圧指令信号に電圧指令補正信号を加算し、加算した結果を表す被変調信号 を生成する被変調信号生成手段と、を有し、
前記パルス幅変調信号生成手段は、被変調信号に基づいて、パルス幅変調信号 を生成することを特徴とする、請求項 1に記載のインバータ装置。
[4] さらに、電流検出信号に基づいて、電動機の回転位相を表す回転位相信号を検出 する回転位相検出手段を有し、
前記電圧指令補正手段は、回転位相信号および電流指令信号に基づいて、電圧 指令補正信号を生成することを特徴とする、請求項 3に記載のインバータ装置。
[5] さらに、平滑電圧の位相を表す電圧位相信号を検出する電圧位相検出手段を有し 前記電圧指令補正手段は、電圧位相信号に基づいて、電圧指令補正信号を生成 することを特徴とする、請求項 3に記載のインバータ装置。
[6] 前記電圧指令補正手段は、
各平滑電圧周期内で、長さがゼロの補正期間と非ゼロの補正期間のいずれか一 方を表す補正期間信号を生成する制御部を含み、
補正期間信号が非ゼロの補正期間内の場合、電圧指令補正信号を生成し、 制御部は、平滑電圧周期ごとに、非ゼロの補正期間における開始時点および終了 時点の少なくとも一方を、任意の時点に設定することを特徴とする、請求項 3に記載 のインバータ装置。
[7] 前記電圧指令補正手段は、電圧指令補正信号の振幅および位相の少なくとも一 方を変化させることを特徴とする、請求項 3に記載のインバータ装置。
[8] さらに、電流検出信号に基づいて、電動機の回転位相を表す回転位相信号を検出 する回転位相検出手段を有し、
前記電流指令生成手段は、回転位相信号および目標回転数信号に基づいて、電 流指令信号を生成し、
前記第 1電流指令補正手段は、回転位相信号および電流指令信号に基づいて、 第 1電流指令補正信号を生成し、
前記電圧指令出力手段は、回転位相信号、電流指令信号、および第 1電流指令 補正信号に基づいて、電圧指令信号を出力することを特徴とする、請求項 1に記載 のインバータ装置。
[9] 前記電圧指令出力手段は、
電流指令信号に第 1電流指令補正信号を加算し、加算信号を生成する加算信号 生成部と、
電流検出信号および加算信号に基づいて、電圧指令信号を生成する電圧指令生 成手段と、を含むことを特徴とする、請求項 1に記載のインバータ装置。
[10] さらに、平滑電圧の位相を表す電圧位相信号を検出する電圧位相検出手段を有 することを特徴とする、請求項 1に記載のインバータ装置。
[11] 前記電流指令生成手段は、電圧位相信号に基づいて、電流指令信号を生成する ことを特徴とする、請求項 10に記載のインバータ装置。
[12] 前記第 1電流指令補正手段は、電圧位相信号に基づいて、第 1電流指令補正信 号を生成することを特徴とする、請求項 10に記載のインバータ装置。
[13] 前記第 1電流指令補正手段は、
各平滑電圧周期内で、長さがゼロの補正期間と非ゼロの補正期間のいずれか一 方を表す補正期間信号を生成する制御部を含み、
補正期間信号が非ゼロの補正期間内の場合、第 1電流指令補正信号を生成し、 制御部は、平滑電圧周期ごとに、非ゼロの補正期間における開始時点および終了 時点の少なくとも一方を、任意の時点に設定することを特徴とする、請求項 1に記載 のインバータ装置。
[14] 前記第 1電流指令補正手段は、第 1電流指令補正信号の振幅および位相の少なく とも一方を変化させることを特徴とする、請求項 1に記載のインバータ装置。
[15] 前記平滑手段は、平滑コンデンサおよびリアクタを含み、
平滑コンデンサおよびリアクタの共振周波数は、交流電源の周波数の 40倍以上で あることを特徴とする、請求項 1に記載のインバータ装置。
[16] 平滑コンデンサは、フィルムコンデンサで構成されることを特徴とする、請求項 15に 記載のインバータ装置。
[17] 請求項 1に記載のインバータ装置と、
電動機を含む圧縮機と、を有することを特徴とする、空気調和機。
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