CN1543154B - 接收装置 - Google Patents

Abstract

通过仅使用多值化数少的期间测定信号的相位，控制VCO或NCO(数值控制振荡器)，即使在低CN比时仍可进行稳定的载波重现。此时，如下那样避免伪同步现象。就是说，按调制波中已知的图形输入已调制的比较长度短的SYNC，在宽范围内扫描VCO或NCO的振荡频率，用可接收的SYNC的频率停止扫描，进行粗调AFC。此外，在调制波中，设置有某种长度的多值化数少的期间，在该期间内，求出接收的调制信号频率与VCO或NCO的局部振荡信号频率的差，按相位微分函数方式、自相关函数方式或计数方式解析频率差，根据该解析结果，控制VCO或NCO。

Description

接收装置

此申请是申请号为98801365.7，申请日为1998年9月18日，发明名称为AFC电路、载波重现电路和接收装置的分案申请。

技术领域

本发明涉及用于卫星数字电视广播等中的AFC电路、载波重现电路和接收装置，特别涉及即使低CN比，也能可靠地重现载波的AFC电路、载波重现电路和接收装置。

发明概述

使用卫星的数字传送中，考虑到降雨衰减等引起的CN比劣化，提出按时分适当地传送多值化数不同的调制方式，即使在低CN比时，也能够进行某种程度的数据传送的分层传送方式。在这种传送方式中，由于在低CN比时从多值化数多的调制波期间难以获得载波重现所必需的基准信号，所以不能使用作为通常载波重现方法的连续载波重现的载波重现方法。

因此，本发明通过周期性地配置能获得某种程度CN比的基准载波信号的多值化数少的、例如按BPSK调制方式和QPSK调制方式调制的调制信号期间，取出间断的相位、频率误差信息，即使在低CN比时仍可实现载波重现。而且，在观测间断相位误差信号的方法中，由于按某个固定周期的频率可获得同等的相位误差信号，所以会在表面上与原来的载波频率不同的频率同步，产生所谓的伪同步现象。为了避免这种现象，在一定期间设定多值化数少的、例如按BPSK调制方式和QPSK调制方式调制的调制信号，在伪同步状态中，利用接收信号相位朝一定方向转动这一特点，通过观测与原来的载波频率不同的频率，控制VCO(电压控制振荡器)等，可以实现与原来的频率同步。此外，在多值化数少的调制期间，利用被观测信号的统计性质，使伪同步状态的检测和向期望频率的同步成为可能。

背景技术

以往，在连续传送多值化数多的调制信号方式或按时分改变多值化数的传送方式中，如果连续地进行载波重现，那么CN比下降时，在多值化数多的调制期间，由于不可能获得稳定的载波重现信号，因此，即使存在多值化数少的调制信号，也难以进行稳定的解调。

而且，对于这样的调制信号，在仅使用多值化数少的期间间断地进行载波重现的方式中，由于有因间断地观测相位产生的伪同步问题，所以不可能实现宽频率引入范围。因此，在包括频率转换部分的传送系统中，由于要求非常高的频率稳定精度，所以接收装置会变得十分昂贵。

由于这些原因，所以在按时分传送多值化数不同的调制信号的方式中，采用以往的载波重现方式情况下，CN比低时，载波重现会变得困难。

因此，可考虑仅在多值化数少的期间测定相位，控制VCO或NCO(数值控制振荡器)的方式，但由于因间断地观测相位引起的伪同步现象，所以存在不能实现宽频率引入范围的问题。

鉴于上述情况，本发明的目的在于提供AFC电路，利用该AFC电路，即使在输入信号中包括可提供载波重现的基准信号或多值化数少的调制信号期间短时，或在输入信号中混入噪声时，也不产生伪同步等现象，同时可重现与所述输入信号频率同步的载波信号。

此外，本发明的目的在于提供载波重现电路，该载波重现电路，在按时分传送多值化数不同的调制信号，接收重现该信号时，即使CN比低时，也能利用间断得到的相位、频率误差信息进行载波同步，从而在宽频率引入范围内，能够重现稳定的载波信号。

再有，本发明的目的在于提供接收装置，该接收装置，在按一定时间间隔接收设有产生载波重现的基准信号期间或多值化数少的数字调制信号期间的数字调制信号时，即使CN比低时，也能够利用间断得到的相位、频率误差信息进行载波同步，从而在宽频率引入范围内，重现稳定的载波信号，重现数字调制信号中包含的信息。

发明的公开

为了实现上述目的，本发明提供一种接收装置，该装置根据正交解调接收信号得到的I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号，重现载波信号，同时，解码所述I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号并重现信息，该装置配有载波重现电路，载波重现电路包括：接收部分，按一定时间间隔接收设有产生载波重现的基准信号期间或多值化数少的数字调制信号期间的数字调制信号，获得接收信号；相位检测电路，根据由重现载波信号正交解调接收信号得到的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号，检测重现载波信号与接收信号的相位差；计数器电路，计数包含在接收信号中的符号数，生成基准时间信息；区域判定电路，根据该基准时间信息和相位差，判定各信号点包括在相位面的哪个区域上；计数器块，按每个相位和每个以与设定的频率对应的转动速度转动的判定领域来计数该区域判定电路的判定结果；最大值判定电路，判定计数器块的各计数值的最大值；和转换ROM电路，根据该最大值判定电路的判定结果，控制重现载波信号的频率，使接收信号与重现载波信号间的频率差和相位差为零，该装置可实现AFC功能或伪同步防止功能的至少其中一个功能。

本发明还提供一种接收装置，该装置根据正交解调接收信号得到的I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号，重现载波信号，同时，解码所述I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号并重现信息，该装置配有载波重现电路，载波重现电路包括：接收部分，按一定时间间隔接收设有产生载波重现的基准信号期间或多值化数少的数字调制信号期间的数字调制信号，获得接收信号；相位检测电路，根据由重现载波信号正交解调接收信号得到的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号，检测重现载波信号与接收信号的相位差；微分电路，根据该相位差或该相位差的微分值，生成频率修正信号；和滤波器电路，根据该微分电路输出的频率修正信号，控制重现载波信号的频率，使接收信号与重现载波信号间的频率差为零，该装置可实现AFC功能或伪同步防止功能的至少其中一个功能。

本发明还提供一种接收装置，该装置根据正交解调接收信号得到的I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号，重现载波信号，同时，解码所述I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号并重现信息，该装置配有载波重现电路，载波重现电路包括：接收部分，按一定时间间隔接收设有产生载波重现的基准信号期间或多值化数少的数字调制信号期间的数字调制信号，获得接收信号；相位检测电路，根据由重现载波信号正交解调接收信号得到的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号，检测重现载波信号与接收信号的相位差；相关运算电路，运算该相位差的自相关系数；积分电路，对由该相关运算电路得到的自相关系数信号进行积分；和计数器电路，计数由该积分电路得到的自相关系数波形的峰值数，并根据该计数结果，控制重现载波信号的频率，使接收信号与重现载波信号间的频率差为零，该装置可实现AFC功能或伪同步防止功能的至少其中一个功能。

本发明还提供一种接收装置，该装置根据正交解调接收信号得到的I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号，重现载波信号，同时，解码所述I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号并重现信息，该装置配有载波重现电路，载波重现电路包括：接收部分，按一定时间间隔接收设有产生载波重现的基准信号期间或多值化数少的数字调制信号期间的数字调制信号，获得接收信号；相位检测电路，根据由重现载波信号正交解调接收信号得到的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号，检测重现载波信号与接收信号的相位差；相关运算电路，运算该相位差的自相关系数；积分电路，对由该相关运算电路得到的自相关系数信号进行积分；和平均周期检测电路，求出由该积分电路得到的自相关系数波形中出现的周期性波形的平均周期，根据该平均周期，控制重现载波信号的频率，使接收信号与重现载波信号间的频率差为零，该装置可实现AFC功能或伪同步防止功能的至少其中一个功能。

附图的简单说明

图1是表示在本发明的AFC电路、载波重现电路和接收装置的一实施例中使用的数字传送信号格式例的模式图。

图2是表示在本发明的AFC电路、载波重现电路和接收装置的一实施例中使用的接收电路一例的方框图。

图3是表示图1所示的微调AFC电路的具体电路结构例的方框图。

图4是表示输入给图3所示的AFC电路的BPSK信号的相位与各象限的关系例的模式图。

图5是表示从图3所示的相位检测电路中输出的相位误差信号一例的波形图。

图6是表示在本发明中使用的载波相位/频率周期检测电路一例的方框图。

图7是表示输入给图6所示的计测区域设定电路的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的相位与计测区域关系例的模式图。

图8是表示作为图2所示的微调AFC电路使用的其它微调AFC电路中，自相关函数方式的微调AFC电路的另一例的方框图。

图9是表示作为图2所示的微调AFC电路使用的其它微调AFC电路中，自相关函数方式的微调AFC电路的另一例的方框图。

图10A-C是表示作为图2所示的微调AFC电路使用的其它微调AFC电路中，计数方式的微调AFC电路的基本原理例的模式图。

图11是表示作为图2所示的微调AFC电路使用的其它微调AFC电路中，计数方式的微调AFC电路一例的方框图。

图12是表示作为图2所示的微调AFC电路使用的其它微调AFC电路中，自相关函数方式的微调AFC电路的另一例的方框图。

实施发明的优选实施例

《发明的基本说明》

首先，在详细说明本发明的AFC电路、载波重现电路和接收装置之前，说明本发明的AFC电路、载波重现电路和接收装置的基本原理。

一般来说，在按时分传送多值化数不同的调制信号的传送方法中，如果采用以往的载波重现方式，那么由于在低CN比时载波重现困难，所以在本发明中，进行如下所述的载波重现。

就是说，在本发明的AFC电路、载波重现电路和接收装置中，仅使用多值化数少的期间测定信号的相位，通过控制VCO或NCO(数值控制振荡器)，即使在低CN比时，仍进行稳定的载波重现。但是，在这种情况下，由于间断地测定接收的调制信号和重现的载波信号的相位差，会产生伪同步现象，所以不能扩大引入范围。

因此，通过在调制波中输入按已知模式调制的长度比较短的SYNC，在宽范围例如在2MHz的范围内，扫描VCO或NCO的振荡频率，用SYNC可接收的频率停止扫描，进行粗调AFC，同时在调制波中，设置带有某种长度的多值化数少的期间(例如，BPSK信号区间)，在该期间内，求出接收的调制信号频率与VCO或NCO的局部振荡信号的频率之差(频率差)，用相位微分函数方式、自相关函数方式或计数方式，解析频率差，根据该解析结果，通过控制VCO或NCO，实现带有宽频率引入范围的AFC功能，即使在低CN比时，因宽频带引入特性，也不会产生伪同步现象，同时重现正确的载波信号。

《发明的实施例》

图1是表示采用上述基本原理的用于本发明的AFC电路、载波重现电路和接收装置一实施例中的数字传送信号的格式例的模式图。

在该图所示的数字传送信号中，除了前头的数据块，汇集多个由作为多值化信号期间的信号D和作为产生载波相位同步的BPSK信号期间的信号C构成的一个数据块，构成一帧。

一个数据块的符号数例如为196个符号，在各数据块内，在第一个数据块中，先头的例如20个符号是按UW(单独的字)进行BPSK调制的SYNC(同步信号)，而该SYNC后续的176个(196-20＝176)符号是要传送的信息，进行了BPSK调制。

此外，在第二个以后的各数据块中，从先头的符号至例如第192符号，是要传送的信息，进行了QPSK调制或8PSK调制，最后四个符号是要传送的信息，是用于相位同步的进行了BPSK调制的信息。

图2是表示接收上述数字传送信号的本发明的用于AFC电路、载波重现电路和接收装置的一实施例中的接收电路一例的方框图。

图中所示的接收电路1包括：天线2，接收图1所示格式的数字传送信号；ODU3，把由该天线2接收的数字调制信号进行频率转换，生成IF信号；粗调AFC数据块4，正交解调从该ODU3输出的IF信号，生成同相轴(以下称为I轴)侧基带信号和正交轴(以下称为Q轴)侧基带信号，同时为了检测I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号中包含的第一数据块的SYNC，在例如2MHz的范围内从低频率侧进行扫描；微调AFC数据块5，检测从该粗调AFC数据块4输出的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号中包含的第一数据块的SYNC与由使用后续的176个符号的BPSK信号期间观测的相位变化产生的失调频率，重现微调载波信号；和APC数据块6，使用从该微调AFC数据块5输出的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的各数据块的每个BPSK信号期间，检测、控制这些I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的微小频率偏移和相位误差。

而且，在通过天线2接收数字传送信号，从ODU3输出IF信号时，通过粗调AFC数据块4，正交解调IF信号，生成I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号，同时为了检测所述I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号中包含的第一数据块的SYNC，例如在2MHz范围内进行从低频率侧开始的扫描，重现IF信号的粗调载波信号，同时通过微调AFC数据块5，检测在I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号中包含的第一数据块的SYNC和由后续的176个符号的BPSK信号产生的失调频率，重现这些I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的微调载波信号。而且，通过APC数据块6，根据从微调AFC数据块5输出的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的每个数据块的BPSK信号，调整重现载波信号的相位，控制这些I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的相位，从而把由此得到的没有频率偏移、相位偏移的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号提供给信号解码部分(图中省略)。

粗调AFC数据块4包括：扫描振荡器电路7，在带有VCO或NCO等可变频率振荡器，未输入SYNC检测信号的情况下，在例如2MHz的范围内，从低频率侧扫描VCO或NCO的振荡频率，同时生成局部振荡信号，在输入SYNC检测信号时刻，停止扫描；正交解调电路8，使用从该扫描振荡器电路7输出的局部振荡信号，正交解调从ODU3输出的IF信号，生成I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号；奈奎斯特滤波器电路9，对于从该正交解调电路8输出的I轴侧基带信号，赋与奈奎斯特特性，进行图象除去和波形整形等；A/D转换电路11，把从该奈奎斯特滤波器电路9输出的I轴侧基带信号进行A/D转换，生成数字化的I轴侧基带信号；奈奎斯特滤波器电路10，对于从该正交解调电路8输出的Q轴侧基带信号，赋与奈奎斯特特性，进行图象除去和波形整形等；A/D转换电路12，把从该奈奎斯特滤波器电路10输出的Q轴侧基带信号进行A/D转换，生成数字化的Q轴侧基带信号；和帧同步检测电路13，把从这些各A/D转换电路11、12输出的I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号中包含的数据与预先存储的单独的字(与数字传送信号的SYNC中使用的单独的字相同)进行比较，在检测出与单独的字一致的数据时，生成表示已检测出第一数据块的SYNC的SYNC检测信号，把该信号供给扫描振荡器电路7。

而且，为了在接收电路1的电源则投入之后，不重现数字传送信号的载波，在非同步状态时，例如在2MHz的范围内，从低频率侧扫描振荡频率，根据用该扫描操作生成的局部振荡频率，正交解调从ODU3输出的IF信号，生成I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号，同时在这些I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号中赋与奈奎斯特(Nuquist)特性，进行图形除去和波形整形后，进行数字化，供给微调AFC数据块5。此外，与该操作并行，在从数字化的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号得到的数据与单独的字一致时，生成表示已检测出第一帧的SYNC的SYNC检测信号，固定此时的振荡频率，把该振荡频率的局部振荡信号作为粗调载波信号使用，继续IF信号的正交解调操作、赋与奈奎斯特滤波器特性的操作、A/D转换操作，把由此得到的数字化的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号供给微调AFC数据块5。

此时，在用该接收电路1接收的数字传送信号中，由于把SYNC用已知图形(单独的字)进行BPSK调制，所以即使低CN比时，只要在一定程度的频率宽度中，即使不能确立载波同步，也可以检测SYNC，并以该SYNC的检测为基准，在一定程度的频率误差范围内，可以确立载波同步。

此外，微调AFC数据块5配有根据从粗调AFC数据块4输出的数字化的I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号，微调整这些I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号频率的微调AFC电路14，检测从粗调AFC数据块4输出的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号中包含的第一数据块的SYNC和后续176个符号的BPSK信号产生的失调频率，重现这些I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的微调载波信号，同时微调I轴侧基带信号的频率和Q轴侧基带信号的频率，在频率偏移大致为零的状态下，供给APC数据块6。

这种情况下，如图3所示，微调AFC电路14包括：NCO电路15，按照输入的频率差信号，变更、固定振荡频率；相位旋转电路16，根据从该NCO电路15输出的局部振荡信号，转动从粗调AFC数据块4输出的数字化的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的相位，进行复合频率转换；相位检测电路17，运算从该相位旋转电路16输出的I轴侧基带信号振幅与Q轴侧基带信号振幅的反正切(ア一クタンジエント)，生成相位差信号；微分电路18，微分从该相位检测电路17输出的相位差信号，生成频率差信号；和滤波器电路19，在除去从该微分电路18输出的频率差信号中包含的噪音和不需要的高频成分后，供给NCO电路15，控制从该NCO电路15输出的局部振荡信号的频率。

因此，最初把局部振荡信号作为微调载波信号使用，转动从粗调AFC数据块4输出的数字化的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的相位，把频率调整后的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号供给APC数据块6，同时在运算频率调整后I轴侧基带信号振幅和Q轴侧基带信号振幅的反正切，生成相位差信号后，微分该相位差信号，生成频率差信号，为了使该频率差信号变为零，调整局部振荡信号的频率，以便频率差信号的值变为零。

此时，在用该接收电路1接收的数字传送信号中，如图4所示的一个数据块中包含的BPSK信号，利用将信号相位点变为0或180度传送的方式，使第二象限、第三象限转动180度，把第二象限重叠在第四象限上，同时如果考虑把第三象限重叠在第一象限上，那么可以排除因调制造成的不确定性。这种情况下，在生成数字传送信号时使用的载波信号和用接收电路1侧重现的载波信号之间，如果有频率差(在载波频率上有失调)，那么在该坐标系中，被观测的相位误差信号的值随时间增加，可观测出例如图5所示波形的相位误差信号(相位差信号)。而且，利用该相位误差信号的斜率，即时间微分值与频率成正比例，所以通过观测该斜率，检测失调频率，即使从粗调AFC数据块4输出的数字化的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号包含某些程度的频率偏差，也可以使该I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的频率偏差为零。

此外，APC数据块6包括：NCO电路20，生成除去微小频率误差、相位误差所必需的局部振荡信号，同时按输入的相位误差信号值，变更、固定振荡频率；相位控制用相位旋转电路21，根据从该NCO电路20输出的局部振荡信号，转动从微调AFC数据块5输出的频率偏差大致为零的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的相位；相位检测电路22，运算从该相位控制用相位旋转电路21输出的相位调整后的I轴侧基带信号中包含的各数据块的BPSK信号振幅和相位调整后的Q轴侧基带信号中包含的各数据块的BPSK信号振幅的反正切，生成相位误差信号；和滤波器电路23，在除去从该相位检测电路22输出的相位误差信号中包含的噪声等后，供给NCO电路20，控制从该NCO电路20输出的局部振荡信号的频率和相位。

而且，在运算从微调AFC数据块5输出的频率偏差大致为零的I轴侧基带信号中包含的各数据块的BPSK信号振幅和Q轴侧基带信号中包含的各数据块的BPSK信号振幅的反正切，生成相位误差信号后，除去该相位误差信号的噪声成分，同时为了使该相位误差信号的值变为零，生成局部振荡信号，转动从所述微调AFC数据块5输出的频率偏差大致为零的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的相位，为了使相位误差信号的值变为零，调整局部振荡信号的相位和频率，同时调整从微调AFC数据块5输出的频率偏差大致为零的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的相位，把相位调整后的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号供给信号解码部分。

由此，即使从微调AFC数据块5输出的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号包含微小的频率误差，通过检测该误差，修正频率误差、相位误差，可确立完全的载波同步。

此外，按照需要，在粗调AFC数据块4的各输出端子、微调AFC数据块5的各输出端子或APC数据块6的各输出端子上，连接图6所示的载波相位/频率同步检测电路24，可检测载波是否被锁定。

图示的载波相位/频率同步检测电路24包括：计测区域设定电路25，在从粗调AFC数据块4、微调AFC数据块5、APC数据块6的其中任何一个输出的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号中包含的BPSK调制区间中的脉冲信号内，抽出图7斜线所示的相位面中计测区域内的脉冲信号；计数器电路26，计数从该计测区域设定电路25输出的脉冲信号；计数器电路27，计数表示BPSK调制区间中符号数的符号时钟信号数；除法电路28，以该计数器电路27的计数结果为分母，以所述计数器电路26的计数结果为分子，运算它们的比，求出BPSK调制区间中的数据变为被正确接收信息的除法结果；阈值设定电路29，输出预先设定的频率/相位同步判定阈值；和比较电路30，把从该阈值设定电路29输出的阈值与从除法电路28输出的除法运算结果进行比较，根据该比较结果，判定输入给计测区域设定电路25的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号中是否有频率误差，根据该判定结果，生成相位/频率同步检测信号。

而且，计测区域设定电路25的输入端子与粗调AFC数据块4的各输出端子、微调AFC数据块5的各输出端子、APC数据块6的各输出端子之中的任何一个连接，在输出来自这些粗调AFC数据块4、微调AFC数据块5、APC数据块6之中任何一个的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号时，在该I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号中包含的BPSK调制区间中的脉冲信号内，抽出计测区域内的脉冲信号，计数该脉冲信号数，同时计数BPSK调制区间中的符号数，根据用这些计数操作得到的各计数结果的比与预先设定的阈值的关系，判定在输入给计测区域设定电路25的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号中是否有频率和相位误差，根据该判定结果生成相位/频率同步检测信号。

此时，在输入该计测区域设定电路25的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号中有频率误差，如果转动该I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的相位，那么BPSK调制区域中的脉冲信号在图7所示的计测区域内存在的概率与在计测区域外存在的概率变得大致相同，由于从除法电路28输出的除法运算结果大致变为0.5，所以可判定载波同步未确立。此外，如果确定输入给计测区域设定电路25的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的载波同步，该I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的相位大致被固定在0度或180度，那么BPSK调制区间中的脉冲信号在图7所示的计测区域内存在的概率变为100％，同时在计测区域外存在的概率大致变为0％，由于从除法电路28输出的除法运算结果大致变为1.0，所以可判断载波同步确立。

这样，在本实施例中，通过天线2接收数字传送信号，在从ODU3输出IF信号时，由于通过粗调AFC数据块4，正交解调IF信号，生成I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号，同时相对于I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号中包含的第一数据块的SYNC，例如在2MHz范围内进行从低频率侧开始的扫描，重现IF信号的粗调载波信号，同时通过微调AFC数据块5，利用I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号中包含的第一数据块的SYNC和后续的176个符号的BPSK信号期间，检测I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号中包含的失调频率，重现这些I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的微调载波信号，而且通过APC数据块6，根据从微调AFC数据块5输出的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的每个数据块的BPSK信号，检测重现载波信号的相位误差，控制这些I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的相位，从而可把得到的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号提供给信号解码部分，所以在接收按一定时间间隔设有产生载波重现的基准信号期间或多值化数少的数字调制信号期间的数字调制信号时，即使CN比低时，仍利用间断得到的相位、频率误差信息进行载波同步，从而在宽频率引入范围内，可以稳定地重现载波信号，重现数字调制信号中包含的信息。

而且，即使低CN比时，由于可以实现带有宽频带频率引入特性的载波重现，所以在数字卫星广播等中，尽管有一些频率偏差和相位噪音，但可以使用便宜的频率转换器，能够大幅度地降低接收装置的成本。

《其它实施例》

此外，在上述实施例中，作为微调AFC电路14，是使用采用了图3所示的微分函数方式的电路，从而可简化硬件结构，但采用按这种微分函数方式以外的方式，例如自相关函数方式或计数方式等，通过解析频率差，根据该解析结果，控制VCO或NCO，也可以实现AFC功能。

这种情况下，作为微调AFC电路14，在使用自相关函数方式的微调AFC电路时，可使用例如图8所示的微调AFC电路31，或图9所示的微调AFC电路32。

图8所示的微调AFC电路31包括：NCO电路33，最初，生成例如500kHz左右低频率的局部振荡信号，同时按照输入的频率差信号变更、固定振荡频率；相位旋转电路34，根据从该NCO电路33输出的局部振荡信号，转动从粗调AFC数据块4输出的数字化的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的相位；相位检测电路35，运算从该相位旋转电路34输出的相位调整后的I轴侧基带信号振幅和Q轴侧基带信号振幅的反正切，生成相位差信号；相关运算电路36，求出从该相位检测电路35输出的相位差信号的自相关系数，生成相关系数信号；积分电路37，采用按照帧之间加法运算的平均积分方式等的时间系列加法运算方式等，无论哪一帧，积分从该相关运算电路36输出的相关系数信号，减轻噪音影响；和计数器电路38，计数从该积分电路37输出的相关系数信号波形的相关峰值数，根据该计数结果，生成频率差信号，控制从NCO电路33输出的局部振荡信号的频率。

而且，最初把例如500kHz左右低频率的局部振荡信号作为微调载波信号使用，转动从粗调AFC数据块4输出的数字化的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的相位，把相位调整后的I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号供给APC数据块6，同时运算相位调整后的I轴侧基带信号振幅和相位调整后的Q轴侧基带信号振幅的反正切，在生成相位差信号后，求出该相位差信号的自相关系数，生成相关系数信号，同时计数该相关系数信号波形的相关峰值数，生成频率差信号，为了使该频率差信号的值变为零，调整局部振荡信号的频率，在频率差信号的值变为零的时刻，固定局部振荡信号的频率。

这样，在生成数字传送信号时使用的载波信号和在接收电路1侧重现的载波信号之间，如果有频率差(在载波频率上有失调)，那么在图4所示的坐标系中，被观测的相位误差信号(相位差信号)的值随时间变化，可观测到图5所示波形的相位误差信号，由于该相位误差信号的自相关系数波形中出现的相关峰值数与频率差成正比，所以通过观测相位误差信号的自相关系数信号，检测失调频率，即使从粗调AFC数据块4输出的数字化的I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号包含某种程度的频率偏差，也可以使这些I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号的频率偏差为零。

此外，图9所示的微调AFC电路32包括：NCO电路39，最初，生成例如500kHz左右低频率的局部振荡信号，同时按照输入的频率差信号变更、固定振荡频率；相位旋转电路40，根据从该NCO电路39输出的局部振荡信号，转动从粗调AFC数据块4输出的数字化的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的相位；相位检测电路41，运算从该相位旋转电路40输出的相位调整后的I轴侧基带信号振幅和Q轴侧基带信号振幅的反正切，生成相位差信号；相关运算电路42，求出从该相位检测电路41输出的相位差信号的自相关系数，生成相关系数信号；积分电路43，采用按照帧之间加法运算的平均积分方式等的时间系列加法运算方式等，无论哪一帧，积分从该相关运算电路42输出的相关系数信号，减轻噪音影响；和平均周期检测电路44，求出从该积分电路43输出的相关系数信号中出现的周期波形的平均周期，根据该平均周期，生成频率差信号，控制从NCO电路39输出的局部振荡信号的频率。

而且，最初把例如500kHz左右低频率的局部振荡信号作为微调载波信号使用，转动从粗调AFC数据块4输出的数字化的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的相位，把相位调整后的I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号供给APC数据块6，同时运算相位调整后的I轴侧基带信号振幅和相位调整后的Q轴侧基带信号振幅的反正切，在生成相位差信号后，求出该相位差信号的自相关系数，生成相关系数信号，同时求出该相关系数信号中出现的周期波形的平均周期，生成频率差信号，为了使该频率差信号的值变为零，调整局部振荡信号的频率，在频率差信号的值变为零的时刻，固定局部振荡信号的频率。

这样，也与图8所示的微调AFC电路31同样地，在生成数值传送信号时使用的载波信号和在接收电路1侧重现的载波信号之间，如果有频率差(在载波频率中有失调)，那么在图4所示的坐标系中，被观测的相位误差信号的值随时间变化，可观测到例如如图5所示的波形相位误差信号，由于在该相位误差信号的自相关系数信号中出现的周期波形的周期与频率差成反比，所以通过观测该相关系数信号，检测失调频率，即使从粗调AFC数据块4输出的数字化的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号包含某种程度的频率偏差，也可以使这些I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的频率偏差为零。

此外，通过使用这种自相关函数，即使在接收的数字传送信号的CN比更低的情况下，也可以稳定地重现正确的微调载波信号。

此外，在使用计数方式的微调AFC电路中，采用如下所述的基本原理，解析频率差，根据该解析结果，控制VCO或NCO，实现有宽频率引入范围的AFC功能。

首先，如果数字传送信号中包含的BPSK信号的频率和相位与重现载波信号的频率和相位同步的话，那么即使信号中包含噪声，在图10A的斜线所示的相位面的计测区域中，可观测大部分信号。

另一方面，在重现载波信号的频率偏移的情况下，信号点与时间难以一起转动。此时，与数字传送信号中包含的BPSK信号的载波频率相比，在接收电路1侧重现的载波信号的频率低时，如图10B所示，随着时间的经过，如果使斜线所示的计测区域反时针转动，那么在观测期间输入的各信号中，可以计数大部分的信号。相反地，与数字传送信号中包含的BPSK信号的载波频率相比，在接收电路1侧重现的载波信号的频率高时，如图10C所示，随着时间的经过，如果使斜线所示的计测区域顺时针转动，那么在观测期间输入的各信号中，可以计数大部分的信号。此时，如果使计测区域的转动速度与频率偏移量一致，那么由于通过计数操作得到的计数值变为最大值，所以以多个转动角度、转动速度使计测区域转动，同时通过观测被输入的信号是否在计测区域内，可以检测频率偏移量。

图11是表示采用这种基本原理的计数方式的微调AFC电路的具体电路结构例的方框图。

该图所示的微调AFC电路45包括：NCO电路46，按照输入的频率差信号，变更、固定振荡频率；相位旋转电路47，根据从该NCO电路46输出的局部振荡信号，转动从粗调AFC数据块4输出的数字化的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的相位；相位检测电路48，运算从该相位旋转电路47输出的相位调整后的I轴侧基带信号的振幅和Q轴侧基带信号的振幅的反正切，生成相位差信号；计数器电路49，计数数字传送信号中包含的符号数等，生成使计测区域转动所必需的计数值(基准时间信息)；和区域判定电路50，仅有多组每次偏移预定角度例如一度的180个计测区域，根据从计数器电路49输出的计数值，判定从相位检测电路48输出的相位差信号是否为BPSK调制区间中的相位差信号，同时在相位差信号为BPSK调制区间中的相位差信号时，按照计数值，以各组每次不同的转动速度使各计测区域转动，并判定相位差信号在180个的哪个计测区域内，从与相位差信号存在的计测区域对应的输出端子中输出脉冲信号。

而且，微调AFC电路45包括：计数器块52，按与频率分辨率×相位分辨率对应的数，例如按1kHz的分辨率，在具有10kHz的调整范围的情况下，按10组或10度间隔，在带有180度宽度的情况下，有18个、合计仅180个数的计数器电路51，各计数器电路51中，计数从区域判定电路50的各输出端子输出的脉冲信号数；最大值判定电路53，把从构成该计数器块52的各计数器电路51中输出的计数值进行相互比较，判定输出带有最大值的计数值的计数器电路51，输出该计数器电路51的计数序号；和转换ROM电路54，把各计数器电路51的序号(计数器序号)和频率误差的值成对地记录，在从最大值判定电路53输出计数器序号时，生成表示与该计数器序号对应的频率误差的频率误差信号，控制从NCO电路40输出的局部振荡信号的频率。

而且，转动从粗调AFC数据块4输出的数字化的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的相位，把相位调整后的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号供给APC数据块6，同时运算相位调整后的I轴侧基带信号振幅和Q轴侧基带信号振幅的反正切，生成相位差信号后，判定该相位差信号在按各组每次不同的转动速度转动的哪个计测区域中，根据该判定结果，按照转动速度、转动角度，使计数器电路51完成计数。然后，在这些计数器电路51的计数值中，生成表示与具有最大值的计数值的计数器电路51的序号对应的频率误差的频率差信号，为了使该频率差信号的值为零，调整局部振荡信号的频率，在频率差信号的值为零的时刻，固定局部振荡信号的频率。

这样，也与图8、图9所示的微调AFC电路31、32同样地，在生成数字传送信号时使用的载波信号和在接收电路1侧重现的载波信号之间如果存在频率差时(在重现载波频率上有失调)，通过检测该频率差，可以使从粗调AFC数据块4输出的数字化的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的频率偏差为零。

此外，在图3所示的微调AFC电路14，图8所示的微调AFC电路31，图9所示的微调AFC电路32，图11所示的AFC电路45中，主要部分由ROM构成，但也可以使用高速的DSP(数字信号处理器)等元件进行上述处理。

通过使用这种元件，可以把微调AFC电路14、31、32、45小型化。

此外，在上述实施例中，利用微调AFC数据块5、APC数据块6，检测从粗调AFC数据块4输出的数字化的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的频率偏移和相位偏移，分别修正这些偏移，使I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的频率偏移和相位偏移为零。但也可以利用微调AFC数据块5、APC数据块6，检测从粗调AFC数据块4输出的数字化的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的频率偏移和相位偏移，通过把该检测结果反馈给粗调AFC数据块4的扫描振荡器电路7，使从粗调AFC数据块4输出的数字化的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的频率偏移和相位偏移为零。

这样，也与上述实施例同样地，在按一定时间间隔接收没有产生载波重现的基准信号期间或多值化数少的数字调制信号期间的数字调制信号时，即使CN比低时，仍利用间断得到的相位、频率误差信息进行载波同步，从而在宽频率引入范围内，可以稳定地重现载波信号，重现数字调制信号中包含的信息。

而且，由于在低CN比时也可以实现带有宽频带频率引入特性的载波重现，所以在数字卫星广播等中，尽管有一些频率偏差和相位噪音，但可以使用便宜的频率转换器，能够大幅度地降低接收装置侧的成本。

此外，在上述实施例中，使各微调AFC电路14、31、32、45在多值化数少的调制信号区间动作，以生成重现载波信号。但也可以把这些各微调AFC电路14、31、32、45使用在上述接收电路1以外的装置和系统中，例如在接收由连续的BPSK信号构成的传送信号的传送系统的AFC电路等中使用。

由此，仅使这些各微调AFC电路14、31、32、45间断地动作，可以重现与输入的调制信号频率同步的载波信号。

图12是表示作为图2所示的微调AFC电路使用的其它微调AFC电路中，自相关函数方式的微调AFC电路的另一例的方框图。

该微调AFC电路55包括：生成局部振荡信号，同时按照输入的频率差信号变更、固定振荡频率的NCO电路56；根据从该NCO电路56输出的局部振荡信号，使从粗调AFC数据块4输出的数字化的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号的相位转动的相位旋转电路57；在被转动的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号中产生频率偏移的相位旋转电路58；在该相位旋转电路中赋与基于偏移频率数据的局部振荡信号的NCO电路59；运算从相位旋转电路58输出的I轴侧基带信号的振幅和Q轴侧基带信号振幅的反正切，生成相位差信号的相位检测电路60；求出从该相位检测电路60输出的相位差信号的自相关系数，生成自相关系数信号的自相关运算电路61；采用按照帧间加法运算的平均积分方式等时系列加法运算方式等，无论哪一帧，积分从该自相关运算电路61输出的自相关系数信号，减轻噪音影响的积分电路62；计数从该积分电路62输出的自相关系数信号的相关峰值数的计数器电路(或者，计测自相关系数信号中出现的周期波形周期的周期检测电路)63；生成与该计数值或周期对应的频率差信号(频率数据)的频率数据生成ROM64；和从该频率数据生成ROM64输出的频率差信号中减去偏移频率数据，供给NCO电路56的减法电路65。而且，该微调AFC电路55通过在输入给相位检测电路60的I轴侧基带信号、Q轴侧基带信号中产生频率偏移，可以计测频率差的绝对值，即使是不能够判定其极性的自相关函数方式，也可以推断比期望频率低的失调频率。

如上所述，按照该微调AFC电路55，在按一定时间间隔接收设有产生载波重现的基准信号期间或多值化数少的数字调制信号期间的数字调制信号时，即使CN比低时，仍利用间断得到的相位、频率误差信息，在宽频率引入范围内，可以稳定地重现载波信号，重现数字调制信号中包含的信息。

在上述实施例中，按四个符号长度，把APC数据块中使用的用于相位误差检测的多值化数少的数字调制信号期间设定在每个数据块中。此外，按196个符号长度，把微调AFC数据块中使用的用于频率误差检测的多值化数少的数字调制信号期间设定在每帧中。一般来说，用于频率误差检测的调制信号期间，在信号期间长，检测频率误差的精度高的情况下，最好使设定间隔长，而用于相位误差检测的调制信号期间，在使设定间隔变窄，以便可以尽快跟踪相位误差变动的情况下，最好使其信号期间短。但是，不言而喻，对于用于相位误差检测的调制信号和用于频率误差检测的调制信号的信号期间的长度、设定间隔，以及在相位误差检测和频率误差检测中设定的各种调制信号期间，或对于在相同的调制信号期间共用的情况等来说，由于取决于要求的频率引入范围、引入速度、接收CN比、残留相位误差等，所以在不同的实施例中，采用不同的形态。

工业上的利用可能性

如以上说明，按照本发明的各AFC电路，即使在输入信号中包含的可提供载波重现的基准信号或多值化数少的调制信号期间短时，或在输入信号中混入噪声时，也可以不产生伪同步等现象，同时重现与输入信号同步的载波信号。

此外，按照本发明的各载波重现电路，按时分传送多值化数不同的调制信号，在接收重现该信号时，即使CN比低时，仍利用间断得到的相位、频率误差信息进行载波同步，从而在宽频率引入范围内，可以重现稳定的载波信号。

而且，按照本发明的各接收装置，按一定时间间隔接收设有产生载波重现的基准信号期间或多值化数少的数字调制信号期间的数字调制信号时，即使CN比低时，仍利用间断得到的相位、频率误差信息进行载波同步，从而在宽频率引入范围内，可以重现稳定的载波信号，重现包含在数字调制信号中的信息。

Claims (4)

1.一种接收装置，该装置根据正交解调接收信号得到的I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号，重现载波信号，同时解码所述I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号并重现信息，

其特征在于，该装置配有载波重现电路，载波重现电路包括：

接收部分，按一定时间间隔接收设有产生载波重现的基准信号期间或者按BPSK调制方式或QPSK调制方式调制的数字调制信号期间的数字调制信号，获得接收信号；

相位检测电路，根据由重现载波信号正交解调所述接收信号得到的所述I轴侧基带信号以及所述Q轴侧基带信号，检测重现载波信号与接收信号的相位差；

计数器电路，计数包含在所述接收信号中的符号数，生成基准时间信息；

区域判定电路，根据该基准时间信息和所述相位差，判定各信号点包括在相位面的哪个区域上；

计数器块，按每个相位和每个以与设定的频率对应的转动速度转动的判定领域来计数该区域判定电路的判定结果；

最大值判定电路，判定计数器块的各计数值的最大值；和

转换ROM电路，根据该最大值判定电路的判定结果，控制所述重现载波信号的频率，使所述接收信号与重现载波信号间的频率差和相位差为零，

该装置可实现AFC功能或伪同步防止功能的至少其中一个功能。

2.一种接收装置，该装置根据正交解调接收信号得到的I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号，重现载波信号，同时，解码所述I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号并重现信息，

其特征在于，该装置配有载波重现电路，载波重现电路包括：

接收部分，按一定时间间隔接收设有产生载波重现的基准信号期间或者按BPSK调制方式或QPSK调制方式调制的数字调制信号期间的数字调制信号，获得接收信号；

相位检测电路，根据由重现载波信号正交解调所述接收信号得到的所述I轴侧基带信号以及所述Q轴侧基带信号，检测重现载波信号与接收信号的相位差；

微分电路，根据该相位差或该相位差的微分值，生成频率修正信号；和

滤波器电路，根据该微分电路输出的频率修正信号，控制所述重现载波信号的频率，使所述接收信号与重现载波信号间的频率差为零，

该装置可实现AFC功能或伪同步防止功能的至少其中一个功能。

3.一种接收装置，该装置根据正交解调接收信号得到的I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号，重现载波信号，同时，解码所述I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号并重现信息，

其特征在于，该装置配有载波重现电路，载波重现电路包括：

接收部分，按一定时间间隔接收设有产生载波重现的基准信号期间或者按BPSK调制方式或QPSK调制方式调制的数字调制信号期间的数字调制信号，获得接收信号；

相位检测电路，根据由重现载波信号正交解调所述接收信号得到的所述I轴侧基带信号以及所述Q轴侧基带信号，检测重现载波信号与接收信号的相位差；

相关运算电路，运算该相位差的自相关系数；

积分电路，对由该相关运算电路得到的自相关系数信号进行积分；和

计数器电路，计数由该积分电路得到的自相关系数波形的峰值数，并根据该计数结果，控制所述重现载波信号的频率，使所述接收信号与重现载波信号间的频率差为零，

该装置可实现AFC功能或伪同步防止功能的至少其中一个功能。

4.一种接收装置，该装置根据正交解调接收信号得到的I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号，重现载波信号，同时，解码所述I轴侧基带信号和Q轴侧基带信号并重现信息，

其特征在于，该装置配有载波重现电路，载波重现电路包括：

接收部分，按一定时间间隔接收设有产生载波重现的基准信号期间或者按BPSK调制方式或QPSK调制方式调制的数字调制信号期间的数字调制信号，获得接收信号；

相位检测电路，根据由重现载波信号正交解调所述接收信号得到的所述I轴侧基带信号以及所述Q轴侧基带信号，检测重现载波信号与接收信号的相位差；

相关运算电路，运算该相位差的自相关系数；

积分电路，对由该相关运算电路得到的自相关系数信号进行积分；和

平均周期检测电路，求出由该积分电路得到的自相关系数波形中出现的周期性波形的平均周期，根据该平均周期，控制所述重现载波信号的频率，使所述接收信号与重现载波信号间的频率差为零，

该装置可实现AFC功能或伪同步防止功能的至少其中一个功能。

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