RU2024201C1 - Способ адаптивной коррекции многопозиционных сигналов - Google Patents
Способ адаптивной коррекции многопозиционных сигналовInfo
- Publication number
- RU2024201C1 RU2024201C1 SU4528310A RU2024201C1 RU 2024201 C1 RU2024201 C1 RU 2024201C1 SU 4528310 A SU4528310 A SU 4528310A RU 2024201 C1 RU2024201 C1 RU 2024201C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- signals
- clock
- carrier
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
Использование: электросвязь. Сущность изобретения: способ позволяет расширить класс корректируемых многопозиционных сигналов за счет коррекции сигналов с неизвестными тактовыми и несущими частотами, благодаря обеспечению независимости процесса коррекции от задания или изменения как несущей, так и тактовой частот передаваемого сигнала. 4 ил.
Description
Изобретение относится к технике электросвязи и предназначено для использования в приемных устройствах преобразования сигналов, работающих в многоточечных сетях передачи данных.
Цель изобретения - обеспечение коррекции сигналов с неизвестными тактовыми и несущими частотами.
На фиг. 1 приведена структурная схема устройства для осуществления предлагаемого способа; на фиг. 2 - векторная диаграмма ансамблей сигнала двукратной фазовой модуляции: а - без поворота; б - с поворотом на 45о; на фиг. 3 - наглядное представление формирования сигнала разности; на фиг. 4 - наглядное представление формирования опорного сигнала: а - сетка опорных частот при Fc = {f1 c, f2 c, f3 c}; б - частота опорного сигнала при приеме сигнала с частотой несущей f1 c при f0 c = f3 cи Δ = = Δ 2; в - частота опорного сигнала при приеме сигнала с частотой несущей f2 c при f0 c = f3 c и Δ = Δ 2.
Способ включает в себя квантование сигнала по времени и уровню, преобразование его в сигнал цифровой информации. Далее полученный сигнал фильтруют с помощью фильтра-корректора. Отфильтрованный сигнал прореживают с частотой f0 t, после чего посредством когерентного детектирования прореженного сигнала выделяют огибающую сигнала, являющуюся сигналом оценки. Причем для когерентного детектирования формируют опорный сигнал с частотой (f0 c ± Δ ). Далее измеряют сигнал разности между сигналом оценки и эталонным сигналом, в качестве которого используют ближайший к сигналу оценки элемент ансамбля сигнала двукратной фазовой модуляции. Затем по измеренному сигналу разности производят изменение коэффициентов фильтра-корректора до достижения минимума среднего квадрата сигнала разности. Причем при формировании сигналов обеспечивают выполнение следующих соотношений:
f = ; (1)
f = mxf + , f > 0, i= (2)
Δ = ax f - f - + 0,5 (3)
fк = Nf0 t ≥ 2 Δ f, (4) где f0 t - частота прореживания;
[T1,...,Tn] - наименьшее общее кратное совокупности тактовых интервалов передаваемых сигналов;
М и N - произвольные натуральные числа;
f0 c - опорная частота;
fi c - несущая частота сигнала i-го вида;
max(˙) - операция определения максимального числа;
К - произвольное целое;
Δ - сдвиг опорной частоты;
[Z] - целая часть числа Z;
fк - частота квантования;
Δ f - полоса частот корректируемого сигнала;
n - число различных тактовых частот передаваемых сигналов;
m - число различных несущих частот передаваемых сигналов.
f
f
Δ = ax f
fк = Nf0 t ≥ 2 Δ f, (4) где f0 t - частота прореживания;
[T1,...,Tn] - наименьшее общее кратное совокупности тактовых интервалов передаваемых сигналов;
М и N - произвольные натуральные числа;
f0 c - опорная частота;
fi c - несущая частота сигнала i-го вида;
max(˙) - операция определения максимального числа;
К - произвольное целое;
Δ - сдвиг опорной частоты;
[Z] - целая часть числа Z;
fк - частота квантования;
Δ f - полоса частот корректируемого сигнала;
n - число различных тактовых частот передаваемых сигналов;
m - число различных несущих частот передаваемых сигналов.
Отметим, что обычно в демодуляторах многопозиционных сигналов обработка сигнала осуществляется дискретно через тактовые интервалы (ТИ) времени Т = 1/ft, где ft - тактовая частота принимаемого сигнала. Если же ft не определена, но априорно известно, что она принадлежит известной совокупности Ft = { f1 t, ..., fn t} тактовых частот, то подстройку фильтра-корректора предлагается осуществлять через ТИ, длительность которого равна или в целое число раз превышает наименьшее общее кратное [T1,...,Tn] всех ТИ (где Тi = 1/fi t). Понятно, что при этом тактовая частота обработки сигнала f0 t снизится, но зато будет удовлетворять всему конечному набору априорно допустимых тактовых частот.
Выражение (4) отражает факт синхронности процесса квантования и процесса дискретной обработки сигнала и необходимость соблюдения при квантовании теоремы Котельникова.
При отсутствии информации о несущем колебании предлагается выполнение следующих действий. Если несущая частота не определена, но известна совокупность несущих частот Fc = {f1 c,...,fm c}, к которой принадлежит данная неизвестная частота принимаемого сигнала, то определяется опорная частота f0 c как универсальная для всей совокупности. При этом использовано свойство инвариантности ансамблей многопозиционных сигналов к поворотам по фазе на целое число π /2 радиан. Таким образом детектируемый отсчет сигнала может поворачиваться относительно эталонного за ТИ обработки Т0 = 1/f0 t на целое число π /2 радиан, что не повлияет на значение квадрата сигнала разности (см. фиг. 3). Аналитически это свойство можно записать в виде системы из m линейных уравнений
- = Xi, i = (5)
i = 1,m где неизвестные fo c, Δ i и Xi; причем Xi - произвольные целые числа, а Δ i - полоса захвата системы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) для несущей частоты fi c. Формулы (2) и (3) являются решением системы (5) с учетом того, что полоса захвата системы ФАПЧ Δ = |mx Δi| . Выражение (2) показывает, что в качестве опорной частоты необходимо выбирать положительную частоту, отстоящую от максимально возможной несущей частоты на целое число f0 t/4. Таким образом получается сетка разрешенных опорных частотб отстоящих друг от друга на f0 t/4 (см. фиг. 4,а). При приеме сигнала с fi c выбранная согласно (3) полоса захвата Δ системы ФАПЧ обеспечит перестройку опорного сигнала на величину Δ i ≅ Δ так, что произойдет захват по фазе несущей частоты (см. фиг. 4,б и 4,в). При этом несмотря на то, что fo c ± Δ может значительно отличаться по величине от fi c, между опорным и несущим колебаниями за ТИ обработки Т0будет набег фазы кратный π /2, что не повлияет на процесс коррекции.
- = Xi, i = (5)
i = 1,m где неизвестные fo c, Δ i и Xi; причем Xi - произвольные целые числа, а Δ i - полоса захвата системы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) для несущей частоты fi c. Формулы (2) и (3) являются решением системы (5) с учетом того, что полоса захвата системы ФАПЧ Δ = |mx Δi| . Выражение (2) показывает, что в качестве опорной частоты необходимо выбирать положительную частоту, отстоящую от максимально возможной несущей частоты на целое число f0 t/4. Таким образом получается сетка разрешенных опорных частотб отстоящих друг от друга на f0 t/4 (см. фиг. 4,а). При приеме сигнала с fi c выбранная согласно (3) полоса захвата Δ системы ФАПЧ обеспечит перестройку опорного сигнала на величину Δ i ≅ Δ так, что произойдет захват по фазе несущей частоты (см. фиг. 4,б и 4,в). При этом несмотря на то, что fo c ± Δ может значительно отличаться по величине от fi c, между опорным и несущим колебаниями за ТИ обработки Т0будет набег фазы кратный π /2, что не повлияет на процесс коррекции.
Способ может быть реализован, например, с помощью устройства, изображенного на фиг. 1, которое содержит последовательно соединенные блоки аналого-цифрового преобразования (АЦП) 1, фильтра-корректора 2, блок задержки 3 и блок синхронизации опорного колебания 4, второй вход которого является первым установочным входом устройства, а выход подключен к второму входу фильтра-корректора 2, второй выход которого подключен к входу блока тактовой синхронизации 5, выход которого подключен к тактовым входам блока АЦП 1 и делителя 6, второй вход которого является вторым установочным входом устройства, а выход подключен к тактовому входу блока задержки 3, причем вход блока АЦП 1 является информационным входом устройства, а выход фильтра - корректора 2 - выходом устройства.
Работает устройство следующим образом.
На вход блока АЦП 1 в виде двух составляющих поступает модулированный многопозиционный сигнал Z(t), имеющий межсимвольные искажения (МСИ). Для удобства описания преобразований представим Z(t) как аналитический сигнал:
Z(t) = Z s(t) + jZc(t), где Zs (t) синфазная, a Zc(t) - квадратурная составляющие сигнала. С выхода блока АЦП 1 цифровой отсчет сигнала Z(iTк), где Тк = 1/fк, поступает в фильтр-корректор 2. Отфильтрованный отсчет сигнала X (iТк) появляется на выходе фильтра-корректора 2 также с частотой fк. Блок задержки 3 представляет собой регистр, информация на выходе которого изменяется с частотой fк. На выход регистра, а следовательно и блока задержки 3, отсчет сигнала Х поступает с частотой f0 t благодаря стробированию записи в регистр с частотой f0 t. Тем самым осуществляется прореживание сигналов с фильтра-корректора 2. Отсчет сигнала Х(iТ0) поступает в блок синхронизации опорного колебания 4, который содержит цепь ФАПЧ с синусно-косинусным генератором и решающую схему. Частота генератора изменяется от f0 c - Δ до f0 c + Δ, где Δ определяет полосу захвата ФАПЧ и задается через установочный вход как параметр δ2, что эквивалентно заданию полосы пропускания фильтра петли ФАПЧ. После захвата по фазе ФАПЧ обеспечивает когерентное детектирование сигнала, при этом на выходах сумматоров 6 и 7 формируется огибающая сигнала Y(iТ0).
Z(t) = Z s(t) + jZc(t), где Zs (t) синфазная, a Zc(t) - квадратурная составляющие сигнала. С выхода блока АЦП 1 цифровой отсчет сигнала Z(iTк), где Тк = 1/fк, поступает в фильтр-корректор 2. Отфильтрованный отсчет сигнала X (iТк) появляется на выходе фильтра-корректора 2 также с частотой fк. Блок задержки 3 представляет собой регистр, информация на выходе которого изменяется с частотой fк. На выход регистра, а следовательно и блока задержки 3, отсчет сигнала Х поступает с частотой f0 t благодаря стробированию записи в регистр с частотой f0 t. Тем самым осуществляется прореживание сигналов с фильтра-корректора 2. Отсчет сигнала Х(iТ0) поступает в блок синхронизации опорного колебания 4, который содержит цепь ФАПЧ с синусно-косинусным генератором и решающую схему. Частота генератора изменяется от f0 c - Δ до f0 c + Δ, где Δ определяет полосу захвата ФАПЧ и задается через установочный вход как параметр δ2, что эквивалентно заданию полосы пропускания фильтра петли ФАПЧ. После захвата по фазе ФАПЧ обеспечивает когерентное детектирование сигнала, при этом на выходах сумматоров 6 и 7 формируется огибающая сигнала Y(iТ0).
В решающей схеме блока синхронизации опорного колебания 4 по огибающей сигнала Y (iT0), являющейся сигналом оценки, определяется эталонный сигнал А(iT0). Операцию вынесения решения можно представить в виде
A(iTo) = arg mnYiT-A, U = где argmin f(x) - функция, принимающая значения аргумента Х, минимизирующего f(x);
А1-А4 - элементы ансамбля двукратной фазовой модуляции.
A(iTo) = arg mnYiT-A, U = где argmin f(x) - функция, принимающая значения аргумента Х, минимизирующего f(x);
А1-А4 - элементы ансамбля двукратной фазовой модуляции.
Таким образом решающая схема формирует сигнал оценки А(iT0) как ближайший по квадрату эвклидовой метрики к Y (iT0) элемент Аn. Затем в блоке синхронизации опорного колебания 4 определяется сигнал разности Еi= Y (iT0) - А(iT0) = εs + j εc, где εs - синфазная, а εс - квадратурная составляющие сигнала разности. С выхода блока синхронизации опорного колебания 4 сигнал Еi поступает в фильто-корректор 2 на подстройку коэффициентов до достижения минимума среднего значения Е2.
Блок тактовой синхронизации 5 содержит генератор колебаний с частотой квантования и цепь подстройки фазы момента квантования, работа которой описывается выражением
r(i) = r(i - 1) + γ {C1(i - 1) - C-1(i - 1)}, где r(i), r(i - 1) - оценка фазы момента квантования, вычисляемая на i и (i - 1) шагах подстройки;
С1(i - 1), C-1(i - 1) - значения коэффициентов фильтра-корректора 2, ближайших к центральному; γ - малое вещественное число.
r(i) = r(i - 1) + γ {C1(i - 1) - C-1(i - 1)}, где r(i), r(i - 1) - оценка фазы момента квантования, вычисляемая на i и (i - 1) шагах подстройки;
С1(i - 1), C-1(i - 1) - значения коэффициентов фильтра-корректора 2, ближайших к центральному; γ - малое вещественное число.
Причем величина в фигурных скобках характеризует величину ошибки фазы момента квантования. Отсчеты С1(i - 1) и C-1(i - 1) поступают на вход блока тактовой синхронизации 5 с второго выхода фильтра-корректора 2. С выхода блока тактовой синхронизации 5 импульсы с частотой квантования поступают на входы блока АЦП 1 и делителя. Делитель на программируемом счетчике формирует на выходе импульсы с частотой f0 t.
Claims (1)
- СПОСОБ АДАПТИВНОЙ КОРРЕКЦИИ МНОГОПОЗИЦИОННЫХ СИГНАЛОВ, включающий квантование сигнала по времени и уровню, преобразование его в сигнал цифровой информации, фильтрацию сигнала, измерение сигнала разности между сигналом оценки и эталонным сигналом, изменение коэффициентов фильтра корректора до достижения минимума среднего квадрата сигнала разности, отличающийся тем, что, с целью обеспечения коррекции сигналов с неизвестными тактовыми и несущими частотами, отфильтрованный сигнал прореживают с частотой fo t , формируют опорный сигнал с частотой fo c ± Δ , выделяют огибающий сигнал, являющимся сигналом оценки посредством когерентного детектирования прореженного сигнала, в качестве эталонного сигнала используют ближайший к сигналу оценки элемент ансамбля сигналов двухкратной фазовой модуляции и при формировании сигналов обеспечивают выполнение следующих соотношений:
f
f
f
Δ = ax f
fк = Nfo t ≥ 2(Δf) ;
где fo t - частота прореживания;
[T1 , ..., Tn] - наименьшее общее кратное совокупности тактовых интервалов передаваемых сигналов;
M и N - произвольные натуральные числа;
fo c - опорная частота;
fi c - несущая частота сигнала I-го вида,
max(˙) - операция определения максимального числа;
K - произвольное целое;
Δ - сдвиг опорной частоты;
fк - частота квантования;
Δ f - полоса частот корректируемого сигнала;
n - число различных тактовых частот передаваемых сигналов;
m - число различных несущих частот передаваемых сигналов.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SU4528310 RU2024201C1 (ru) | 1990-03-12 | 1990-03-12 | Способ адаптивной коррекции многопозиционных сигналов |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SU4528310 RU2024201C1 (ru) | 1990-03-12 | 1990-03-12 | Способ адаптивной коррекции многопозиционных сигналов |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2024201C1 true RU2024201C1 (ru) | 1994-11-30 |
Family
ID=21406891
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
SU4528310 RU2024201C1 (ru) | 1990-03-12 | 1990-03-12 | Способ адаптивной коррекции многопозиционных сигналов |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2024201C1 (ru) |
-
1990
- 1990-03-12 RU SU4528310 patent/RU2024201C1/ru active
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
Авторское свидетельство СССР N 278898, кл. H 04B 3/04, 1986. * |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2712706B2 (ja) | 適応位相検出同期方法 | |
RU2105423C1 (ru) | Способ корректировки местных гетеродинов приемника и устройство для его осуществления | |
JP2751840B2 (ja) | 信号検出装置 | |
AU643296B2 (en) | Clock recovery circuit with open-loop phase estimator and wideband phase tracking loop | |
JP2765600B2 (ja) | 復調回路 | |
JP3429831B2 (ja) | 搬送波同期デバイス | |
JPH06188776A (ja) | 伝送システムと伝送システム用受信器 | |
KR970005216B1 (ko) | 위상 검출기 | |
US4485448A (en) | Apparatus and method for detecting the onset of a frequency shift keyed signal | |
CA1115777A (en) | Method and device for acquiring the initial phase of the clock in a synchronous data receiver | |
EP0306941B1 (en) | Variable bit rate clock recovery circuit | |
US5448202A (en) | Sigma-delta FM demodulator | |
JPS6144424B2 (ru) | ||
RU2024201C1 (ru) | Способ адаптивной коррекции многопозиционных сигналов | |
US5867059A (en) | Demodulating system for MSK and GMSK signal using a fast fourier transform converter | |
JPH0744446B2 (ja) | 周波数情報検出方法 | |
US5345188A (en) | Sigma-delta digital FM demodulator | |
US5999577A (en) | Clock reproducing circuit for packet FSK signal receiver | |
JP2885052B2 (ja) | 自動周波数制御装置 | |
US20050129149A1 (en) | Detecting GSM downlink signal frequency correction burst | |
JP2504243B2 (ja) | 復調方式 | |
JP2876906B2 (ja) | ユニークワード検出回路及び復調回路 | |
US7903765B2 (en) | Method for demodulating the signal of multiple-position frequency manipulation with equidistant frequency spreading, demodulator for this signal, and computer-readable medium | |
KR100201281B1 (ko) | 팩시밀리 모뎀에서의 클럭 복구방법 및 회로 | |
RU2314543C2 (ru) | Измеритель фаз осциллографический |