CN1462167A - 驱动灯的装置和驱动放电管的方法 - Google Patents

驱动灯的装置和驱动放电管的方法 Download PDF

Info

Publication number
CN1462167A
CN1462167A CN03140709A CN03140709A CN1462167A CN 1462167 A CN1462167 A CN 1462167A CN 03140709 A CN03140709 A CN 03140709A CN 03140709 A CN03140709 A CN 03140709A CN 1462167 A CN1462167 A CN 1462167A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
voltage
lamp
effect transistor
field effect
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN03140709A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1191738C (zh
Inventor
大卫·乔塞弗·克里斯迪
蒂莫西·J·如斯特
詹姆士·C·莫耶
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mauly Science & Technology Corp
Original Assignee
Mauly Science & Technology Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Family has litigation
First worldwide family litigation filed litigation Critical https://patents.darts-ip.com/?family=29419726&utm_source=google_patent&utm_medium=platform_link&utm_campaign=public_patent_search&patent=CN1462167(A) "Global patent litigation dataset” by Darts-ip is licensed under a Creative Commons Attribution 4.0 International License.
Application filed by Mauly Science & Technology Corp filed Critical Mauly Science & Technology Corp
Publication of CN1462167A publication Critical patent/CN1462167A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1191738C publication Critical patent/CN1191738C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/2821—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a single-switch converter or a parallel push-pull converter in the final stage
    • H05B41/2824—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a single-switch converter or a parallel push-pull converter in the final stage using control circuits for the switching element
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/2825—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage
    • H05B41/2827—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage using specially adapted components in the load circuit, e.g. feed-back transformers, piezoelectric transformers; using specially adapted load circuit configurations
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/2825—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage
    • H05B41/2828—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage using control circuits for the switching elements
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
  • Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)

Abstract

本发明涉及驱动灯的装置和驱动放电管的方法。所述装置包括一个包含多个开关的网络；连接在所述网络和灯之间的储能电路；一个控制器。所述方法包括如下步骤：a)将一直流电信号转换成一交流电信号；b)过滤该交流电信号到放电管；c)振荡所述直流电信号的转换，这样交流电信号具有一个基于负载的谐振频率的频率；以及d)在灯触发过程中提供比常规运行高的能量脉冲给所述灯。上述的装置和方法通过用高能初始脉冲启动放电管来为驱动放电管有效地提供电能。

Description

驱动灯的装置和驱动放电管的方法
技术领域
本发明涉及驱动灯的装置和驱动放电管的方法，具体地说，涉及通过用高能初始脉冲启动放电管来为驱动放电管有效地提供电能的方法和装置。
背景技术
如冷阴极荧光灯(CCFL)这样的放电管具有输出电压特性，该特性变化取决于作用于灯上的交流信号的时间和频率。直到CCFL“触发”或者开始发光，灯才会产生电流，该电流的输出电压低于触发电压。一旦电弧在CCFL内触发，在输入电流相对宽的范围，输出电压可以降至运行电压，该运行电压大约是触发电压的1/3。当CCFL由相对高频的交流信号启动，CCFL(一旦被触发)在每个周波中将不会熄灭，并且显示正阻抗输出特性。由于CCFL效率在相对较高的频率提高，CCFL通常由频率范围从50千赫到100千赫的交流信号启动。
用相对高频来驱动CCFL的方波交流信号驱动CCFL将使灯的使用寿命最长。然而，由于交流信号的方波会与邻近驱动CCFL的电路的其它电路产生严重干涉，所以通常采用如正弦交流信号这样逊于最佳形状的交流信号来驱动灯。
大多数小的CCFL被用于电池供电系统中，例如笔记本电脑和个人数字助理。系统电池提供一个7伏特到20伏特范围，额定值大约12伏特的直流电压给直流交流转换器的输入端。转换相对较低的直流输入电压到较高的交流输出电压的常用技术是用电源开关来切断直流输入信号，滤出由斩波而产生的谐波信号，再输出相对清晰的正弦交流信号。变压器将交流信号的电压提升到一个更高的电压，例如从12伏特提升到1500伏特。所述的电源开关可以是双极型晶体管(BJT)或者场效应晶体管(MOSFET)。所述晶体管可以分散或者整合到与直交流转换器的控制电路相同的模块中。
由于电阻会消耗能量以及降低电路的总效率，用于直流交流转换器的典型的谐波滤波器选用电感和电容元件来减少能量的损耗，每个所选择的元件应当具有高品质(Q)值。由电感元件和电容元件组成的二阶谐振滤波器在一个特殊频率储存能量，所以也被称作储能电路。
包括CCFL的电子装置通常用于较大变化的环境条件下，.如大的温度变化。而且，在驱动电路和外部器件中的元件值的变化通常也会发生。因此，最有效触发CCFL所需的能量值也可能变化。
发明内容
本发明的目的在于，提供驱动灯的装置和驱动放电管的方法，用以通过用高能初始脉冲启动放电管来为驱动放电管有效地提供电能。
本发明的驱动灯的装置，其技术方案如下：
一种驱动灯的装置，包括：a)一个包含多个开关的网络，其从直流电信号产生交流电信号，所述直流电信号连接该网络，该包含多个开关的网络的一部分周期性地断开和闭合来产生所述交流电信号，该部分的断开和闭合状态与该网络的另一部分的周期性的断开和关闭状态相反；b)连接在所述网络和灯之间的储能电路，其过滤传递到灯的所述交流电信号；以及c)一个控制器，基于储能电路的谐振频率周期性地断开和闭合包含所述多个开关的网络各部分，这样，在所述直流电信号所提供的电压范围内，提供了最佳的电能值来驱动灯，所述控制器在触发灯的过程中提供一个较高的能量脉冲。
一种驱动灯的装置，包括：a)一个直交流转换器，将直流电信号转换成交流电信号；b)一个自激振荡电路，连接所述直交流转换器和灯之间，其过滤传递到灯的交流电信号；以及c)一个控制器，调整所述直交流转换器，这样交流电信号的频率就基于一自激振荡电路的谐振频率，该控制器在触发灯的过程中提供比常规运行较高的能量脉冲。
本发明的驱动放电管的方法，其技术方案如下：
一种驱动放电管的方法，包括如下步骤：a)将一直流电信号转换成一交流电信号；b)过滤该交流电信号到放电管；c)振荡所述直流电信号的转换，这样交流电信号具有一个基于负载的谐振频率的频率；以及d)在灯触发过程中提供比常规运行高的能量脉冲给所述灯。
通过使用本发明的上述装置和方法，通过用高能初始脉冲启动放电管来为驱动放电管有效地提供电能。
附图说明
图1A为功率控制集成电路在升压器的初级线圈连接一个储能电路以启动放电管的一个典型示意图；
图1B为电流控制集成电路在升压器的初级线圈连接另一个储能电路以启动放电管的一个典型示意图；
图2A为使用布置在升压器初级线圈的储能电路来驱动放电管的功率控制集成电路的一个典型示意图；
图2B为使用布置在升压器次级线圈的另一个储能电路来驱动放电管的功率控制集成电路的另一个典型示意图；
图2C为使用布置在升压器第二端的另一个储能电路来驱动放电管的功率控制集成电路的另一个典型示意图；
图2D为布置在升压器次级线圈的用以驱动放电管的另一个储能电路的另一个典型示意图；
图2E为使用初级线圈耦合电容器的另一个储能电路的另一个典型示意图；
图3A为驱动放电管的功率控制集成电路的一个典型示意图；
图3B为驱动放电管的电流控制集成电路的一个典型示意图；
图4为由功率控制集成电路实现功率控制模块的一个典型示意图；
图5为由电流控制集成电路和功率控制集成电路实现门驱动模块的一个典型示意图；
图6为本发明的不同状态的典型示意图；
图7A-7D显示当在最大值和部分工作周期处驱动放电管时产生的对应电压和电流波形的四种曲线图；
图7E-7F为部分功率处的电压波形和对应电流波形的前沿调制的两个曲线图；
图8A和8B为部分功率处的电压波形和对应电流波形的双面调制的两个曲线图；
图9A-9D为最大功率处的电压波形和电流波形的脉冲串相位调制的四个曲线图；
图9E-9H显示部分功率处的电压波形和电流波形的脉冲串相位调制的四个曲线图；
图10显示相位调制过程中电源开关负载电流流向的四种状态；
图11为本发明方法的流程图。
具体实施方式
如上所述，用以驱动CCFL的变换器包括一个直交流转换器，一个滤波电路和一个变压器。这种电路的例子在香农等人的美国6,114,614号专利中公开过，并转让给本发明的受让人，在此被全面引用合并。另外，其他现有的转换电路，如恒频半桥(CFHB)电路或者感应式半桥(IMHB)电路，可以用来启动CCFL。本发明可以与任何这类转换电路和其它转换电路连用。
本发明揭示了触发如CCFL这样的放电管以及为如CCFL这样的放电管提供电能的方法和装置。根据本发明，装置提供给CCFL的能量的初始脉冲大于在CCFL触发后提供给CCFL的稳定状态的能量脉冲。在一个实施例中，可以通过加宽脉冲的时间来增大初始脉冲。在另一个实施例中，可以保持脉冲的宽度不变，通过增强脉冲的电压来增大初始脉冲。需要重点考虑的是，初始脉冲具有一个较高的能储量。更需要指出的是，本发明的方法是关于一类转换器的描述。然而，该方法可以用于其它转换器。
在一个实施例中，本发明是一个集成电路(IC)，其包括在一个全桥电路中排布的四个金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFETS)。该IC结合一个独立的输出网络将一个直流信号转换成一个交流信号，该交流信号具有足够能驱动例如放电灯这样负载的电压。该IC结合该负载的电容元件和电感元件，以直流电源提供的电压范围，在输出网络的谐振频率上驱动负载。
全桥电路周期性地转换直流信号以产生交流信号。控制电路通过调制交流信号的每个半循环的脉宽调制(PWM)来调节传递到负载的电能。由于脉宽调制在正常运行过程中为均匀的交流信号作准备，交流信号中的偶次谐波频率也被消除。通过除去偶次谐波频率，以及通常在滤波器(负载)的谐振频率上运行，滤波器的设计负载Q值可以相当低，滤波器内的能耗也可以达到最低。同样，由于CCFL直接与升压器的次级线圈绕组并联连接，除了需要不次一秒钟的时间来触发灯内的电弧，变压器的次级线圈绕组通常在CCFL的运行电压处运行。另外在后面还将看到，相对于普通运行状态，在驱动负载的过程中，控制电路将选择性地增加供给负载的脉冲的宽度。
现在请参阅图1A，标号100展示了一个集成电路(IC)104的功率控制实例，其中，IC 104连接负载，该负载包括一个储能电路108和例如CCFL的灯106。一个直流电源102，例如一个电池，连接在IC 104上。一个升压电容120a连接在一个BSTR端口和一个输出端口110a之间，该输出端口110a连到另一个标为输出右(OUTR)端口。相似地，另一个升压电容120b连接在一个BSTL端口和一个输出端口110b之间，该输出端口110b连到另一个标为输出左(OUTL)端口。所述的升压电容120a和120b是能量存储器，其提供能量源来运行IC 104内的部份电路，该电路能够在高于其余电路的运行电压之上浮动。
电感116的一端连接输出端口110a，另一端连接电容118的一端以及升压器114的初级线圈绕组的一端。电容118的另一端连接升压器114的初级线圈绕组的另一端以及输出端口110b。升压器114的次级线圈绕组的一端连接灯端口112a，其另一端连接灯端口112b。
一个电抗性的输出网络或者储能电路108由连接在输出端口110a、110b以及升压器114的初级线圈绕组之间的元件构成。该储能电路是一个二阶谐振滤波器，其在特定频率储存电能，在需要时释放该能量来使传递到灯106的交流信号的正弦形状变平滑。该储能电路也被称作自激振荡电路。
在图1B中，标号100’展示了一个集成电路(IC)104’的电流控制实例，其中，IC 104’连接一个包括储能电路108和灯106的负载。该示意图除了还包括附加的电流传感，其它基本近似于图1A的示意。次级线圈绕组的第二端直接接地。另一个灯端口112b连接二极管107的阳极以及二极管105的阴极。二极管107的阴极连接感应电阻109的一端以及IC 104’的VSENSE端口。二极管105的阳极连接感应电阻109的另一端并接地。这样一来，IC 104’监控感应电阻109的电压以使得流入灯106的电流量可以估计出来并用来控制启动灯的电能值。
另外，可以设想，本发明所述功率控制和电流控制实施例，例如IC 104和IC 104’，可以与许多不同的储能电路的实施例一起使用。在图2A中，图1A和图1B中所示的储能电路108与IC 104连接。该储能电路108当作一个滤波器运行，所述滤波器连接升压器114的初级线圈绕组。
在图2B中，示出了储能电路108’的另一个实施例。升压器114的初级线圈绕组的一端连接输出端口110a，初级线圈绕组的另一端连接另一个输出端口110b。电感116’的一端连接升压器的次级线圈绕组的一端，电感116’的另一端连接电容118’的一端以及灯端口112a。升压器的次级线圈绕组的另一端连接电容118’的另一端以及另一个灯端口112b。在本实施例中，储能电路108’具有所有的电抗元件，这些电抗元件形成布置在升压器114的次级线圈绕组一侧的二阶滤波器。
图2C显示了与图2B中所示储能电路108’类似的储能电路108”的另一个实施例。然而，该储能电路108”未使用离散的感应元件来形成储能的二阶滤波器。本实施例采用升压器114的线圈绕组的内部漏电感117作为二阶滤波器的感应元件。去掉离散的感应元件来实现储能电路108”的二阶滤波器降低了开支。
图2D显示了又一个储能电路108的实施例，可更进一步地降低开支来实现本发明。在本实施例中，储能电路108采用灯线(主来源)的寄生电容122，升压器114的次级线圈绕组和变压器的内部电感117来形成二阶滤波器。变压器114的次级线圈绕组的一端连接灯端口112a，其另一端连接灯端口112b。本实施例不用离散的电感元件和电容元件就可以实现二阶滤波器。
图2E显示了另一个储能电路108的实施例，其与图2D中所示的实施例基本相同。然而，升压器114的初级线圈绕组经过电容111连接IC 104的输出端110a，所述的电容111是用来消除变压器初级线圈磁化电感的影响。电容111的增加使得变压器114的初级线圈绕组的谐振频率与变压器114的次级线圈绕组的谐振频率更加匹配。这样，整个电路，例如储能电路108和变压器114，其谐振频率更加接近变压器的次级线圈绕组的谐振频率。
另外，在图2A到2E所示的不同的储能电路中，最大的寄生电容源就是放电管106的配线。可以预料，一组平行金属板布置在包含了IC 104的电路板的兩边，这样，一个用于二阶滤波器(储能电路)的电容元件就形成了。
图3A、3B、4和5描绘了为实现本发明不同的实施例而设的一个集成电路(IC)的内电路。图3A显示了IC 104的功率控制实施例的示意图。参考电压(Vref)信号作为连接供电电压(Vsupply)的稳压器124a的输出端。所述的参考电压(Vref)信号是一个通常设置为5.0伏特的带隙参考电压，它用来获得IC 104的不同元件所需的不同电压。控制逻辑模块146的一些内部电压是从参考电压(Vref)信号获得，如低电压切断信号(UVLD)和热保护电路的主参考电压等Vref信号。同时，Vref信号也获得为峰值电流比较仪138，零交叉检测仪140和功率控制模块136设置跳闸点的其它电压。
稳压器124b也连接到供电电压信号，并提供了一个稳定的6伏特直流电信号。稳压器124b的输出端连接到门驱动模块128b和二极管126a的阳极，所述二极管126a的阴极连接门驱动模块128a和BSTL端口。另一个稳压器124c连接供电电压信号并为门驱动模块128d提供一个稳定的6伏特直流电信号。稳压器124c的输出端也连接二极管126b的阳极，所述二极管126b的阴极连接门驱动模块128c和BSTR端口。由于稳压器124b和124c分别调节提供给相对高功率门驱动模块128a、128b和128d，所以任何门驱动模块的运行趋向于不会较大地干涉稳压器124a所输出的Vref信号。同时，门驱动模块128b和128d的端口接地。
两个能级转换放大器132a和132b，它们各自的输入端口分别连接一个控制逻辑模块146，各自的输出端分别连接门驱动模块128a和128c。这些能级转换放大器将控制逻辑信号从用于控制逻辑模块146中的逻辑电平转化为分别由门驱动模块128a和128c所需的逻辑电平。
IC 104的全桥输出电路由四个金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)130a、130b、130c和130d组成。金属氧化物半导体场效应晶体管130a的漏极连接供电电压(Vsupply)信号，它的栅极引出线连接门驱动模块128a。金属氧化物半导体场效应晶体管130a的源极连接OUTL端口，门驱动模块128a，金属氧化物半导体场效应晶体管130b的漏极，门驱动模块128b以及多路转换模块134。金属氧化物半导体场效应晶体管130b的源极接地，它的栅极引出线连接门驱动模块128b。类似地，金属氧化物半导体场效应晶体管130c的漏极连接供电电压(Vsupply)信号，它的栅极引出线连接门驱动模块128c。金属氧化物半导体场效应晶体管130c的源极连接OUTR端口、门驱动模块128c、金属氧化物半导体场效应晶体管130d的漏极、门驱动模块128d以及多路转换模块134。同样，金属氧化物半导体场效应晶体管130d的源极接地，它的门连接端连接门驱动模块128d。
金属氧化物半导体场效应晶体管130b和130d的源极接地(低端)，它们各自的门驱动模块128b和128d包括离散的数字逻辑元件，这些元件使用0至5伏特信号来控制关联的金属氧化物半导体场效应晶体管的运行。金属氧化物半导体场效应晶体管130a和130c的源极不接地，而是连接全桥输出电路各自的OUTL端口和OUTR端口(高端)。这样布置，0(地端)至5伏特信号可能不能可靠地控制金属氧化物半导体场效应晶体管130a和130c的运行。由于门驱动模块128a和128c用离散的数字逻辑控制信号，本发明将这些控制信号转换到一个电压值并提供给能级，该电压总是高于相关联的金属氧化物半导体场效应晶体管130a和130c的源极的电压。源极的电压趋向随着加到全桥输出电路的OUTL和OUTR端口的电压升高。所述的能级转换放大器132a和132b将一个接地的0至5伏特的逻辑信号转换成一个连接相关金属氧化物半导体场效应晶体管130a和130c的源极的0至6伏特的逻辑信号。这样，当金属氧化物半导体场效应晶体管130a和130c的源极具有一个在0至25伏特之间的任意位置的电压时，门驱动模块128a和128c也能够控制它们相关联的金属氧化物半导体场效应晶体管的运行。
门驱动模块128a、128b、128c和128d连同能级转换放大器132a和132b将来自控制模块146的控制信号转化为驱动信号，该驱动信号用于在全桥输出电路中的每一个与它们相关的金属氧化物半导体场效应晶体管。门驱动模块提供隔离(电流放大)，故障保护，金属氧化物半导体场效应晶体管控制信号的能级转换以及导通状态的锁闭。门驱动模块放大数字逻辑信号的电流，就可以提供相对高电流给处于导通和断开状态之间的金属氧化物半导体场效应晶体管的状态的快速开关。当一个例如从OUTL端口和/或OUTR端口到供电电压轨道的短路或者到接地端的短路这样的输出故障出现时，任意一个所述的四个金属氧化物半导体场效应晶体管由与它相关联的门驱动模块限流到大约5安培。在这样一个输出故障情况下，门驱动模块将在任何损害出现之前关掉相关的金属氧化物半导体场效应晶体管。
在前面的较佳实施例中提到的所有四个功率晶体管是金属氧化物半导体场效应晶体管，它们趋向于具有一个高输入电容。为了在导通状态和断开状态快速开关一个金属氧化物半导体场效应晶体管，门驱动模块为驱动大电流到各自金属氧化物半导体场效应晶体管的栅极作准备。所述门驱动模块将从由模块中离散的数字逻辑元件产生的控制信号中可得到的小电流放大到相对高电流级别，所述高电流级别是快速开关金属氧化物半导体场效应晶体管状态所需的。
当门驱动模块应用一个电压信号(源极6伏特)于相关联的金属氧化物半导体场效应晶体管的栅极，金属氧化物半导体场效应晶体管将开启(导通)。同样，当应用0伏特于相对于金属氧化物半导体场效应晶体管的源极與栅极时，金属氧化物半导体场效应晶体管将关闭(断开)。相反，两个金属氧化物半导体场效应晶体管130a和130c的源极连接各自的左输出端口和右输出端口。这样的布置使得每一个金属氧化物半导体场效应晶体管中的源极电压浮动，电压浮动范围是地端(0)至供电电压与通过相应金属氧化物半导体场效应晶体管的压降之差。门驱动模块128a和128c应用一个能级转换电压信号于相关联的金属氧化物半导体场效应晶体管的栅极，该电压信号为相对于浮动的源极电压0-6伏的范围内。这样，从控制模块146来的0-5伏特接地信号就被转换成相对于在金属氧化物半导体场效应晶体管130a和130c的源极处的电位为0-6伏特的信号(为高电流隔离)。
每个门驱动模块也为控制金属氧化物半导体场效应晶体管的导通状态的锁闭提供逻辑电路。如果例如金属氧化物半导体场效应晶体管130a和130b这样的较高金属氧化物半导体场效应晶体管和较低金属氧化物半导体场效应晶体管同时导通，那么“发射”电流将从输入电源流至地端，该地端可能会损坏这些金属氧化物半导体场效应晶体管。门驱动模块通过同步检测较高金属氧化物半导体场效应晶体管和较低金属氧化物半导体场效应晶体管的栅极电压值来防止上述情况。当其中一个门驱动模块(上面的或者下面的)检测到一个在相关联的金属氧化物半导体场效应晶体管的栅极处的“导通”电压，那么另一个门驱动模块就被锁闭，而不应用导通电压于相关联的栅极。
门驱动模块128a和128c为在本发明启动阶段(初始通电)初始化一组自举电容150a和150b做准备。自举电容150a连接于OUTL端口和BSTL端口之间。如上所述，OUTL端口还连接金属氧化物半导体场效应晶体管130a的源极以及门驱动模块128a。这样，当下面的金属氧化物半导体场效应晶体管130b导通而上面的金属氧化物半导体场效应晶体管130a断开时，二极管126a向自举电容150a充电。一旦充电完毕，即使在上面的金属氧化物半导体场效应晶体管的源极的电压上升到大约与供电电压相同，自举电容150a将提供一个稳定的接通电压给上面的金属氧化物半导体场效应晶体管130a的栅极。类似地，自举电容150b连接于OUTR端口和BSTR端口来充分地完成相同的功能。同时，灯106和储能电路108连接在全桥输出电路的OUTL端口和OUTR端口之间。
在IC 104初始化过程，例如启动过程中，下面的金属氧化物半导体场效应晶体管130b和130d被门驱动模块128b和128d接通(导通)，这样就可以同时对自举电容150a和自举电容150b进行充电。当全桥输出电路开始振荡并提供电源给CCFL，自举电容150a和自举电容150b将在金属氧化物半导体场效应晶体管通常的转换周期中继续部分地放电和再充电。当与自举电容150a和150b相关联的金属氧化物半导体场效应晶体管130a和130c在转换周期中断开时，二极管126a和126b自动再充电与它们相关的自举电容150a和150b。这样，自举电容就使门驱动模块128a和128c能提供一个恰当的并且稳定的接通电压到相关的金属氧化物半导体场效应晶体管130a和130c的栅极。
为了将波动对电池的影响和灯的“急冲”电流降到最小，需要执行软启动和软中断。术语“软启动”用来描述平缓增加系统电流到正常能级，“软中断”指的是从正常能级平缓减少系统能。传递给系统的能量值与输出脉冲宽度有关，并且能够由位于比较针的求和电流来调整。压入比较针的附加电流导致更宽的脉冲宽度，同时从比较针流出的电流导致更窄的脉冲宽度。特别地，在脉冲的末端附近，电流从比较针流出以达到减小输出脉冲宽度的目的。在一个具体实施例中，当比较针大约高于地端50毫伏并且脉冲宽度接近最小时，允许停止脉冲。当下一个脉冲开始，比较针接近地端以导致初始的窄脉冲。然后电流流至比较针，导致脉冲宽度的平缓增加直至达到常规运行状态。
重要的是，在启动开始过程中传递到负载的电源能量与常规运行过程中的传递能量是不同的。特别是，在一个具体实施例中，第一个脉冲的宽度比常规运行的脉冲宽度大。在一个具体实施例中，初始能量脉冲是常规运行过程中的脉冲的两倍。所发现的这一点被用来增强变换器在不同环境和设备条件下启动CCFL的能力。
多路转换模块134在金属氧化物半导体场效应晶体管130b和130d的漏极之间进行转换，这样流过金属氧化物半导体场效应晶体管的电流可以由控制逻辑模块146确定。通过测量运行中的，也就是导通的金属氧化物半导体场效应晶体管的电压来确定电流。测得的电压直接与流经金属氧化物半导体场效应晶体管的电流量和它的接通电阻有关，所述电阻值是已知的。由于多路转换模块134在开启的金属氧化物半导体场效应晶体管的漏极之间转换，所述多路转换模块输出电压与流经开启的特定的金属氧化物半导体场效应晶体管的电流(Isw)成比例。多路转换模块134是一对模拟开关，在下面的金属氧化物半导体场效应晶体管的漏极之间进行转换。
一个峰值电流(Ipk)比较仪138具有一个与多路转换模块134的输出端相连的输入端，以及与来自Verf信号的预设电压，例如200毫伏，相连的另一个输入端。峰值电流比较仪138的输出端连接控制逻辑模块146和一个接通持续时间计时器142。当超过预定最大电流时，峰值电流比较仪138输出端向控制逻辑模块146指示。如果灯106熄灭或者断开，流经金属氧化物半导体场效应晶体管的电流将构成一个相对高的值，同时IC 104设法驱动所需的功率或者电流值到相对低损耗储能电路元件中。由于流入储能电路的电容的相对高电流可能导致在升压器的次级线圈绕组处产生危险的高电压，当峰值电流比较仪138显示了这种情况时，控制逻辑模块146将断开金属氧化物半导体场效应晶体管。
零交叉检测仪140(比较仪)的一个输入端连接多路转换模块134的输出端，它的另一个输入端连接来自Verf信号的预定电压，例如5毫伏。零交叉检测仪140的输出端连接控制逻辑模块146，用来显示何时储能电路中的电流差不多已经降至0安培。控制逻辑模块146利用零交叉检测仪140的输出端来确定何时终止静止阶段并且开始周期中的下一个能量阶段，例如下面图6中提到的能量阶段A或者能量阶段B。
接通持续时间计时器142确定每个控制逻辑模块146的能量阶段的持续时间。接通持续时间计时器142的一个输入端连接回路补偿电容148的一端以及功率控制模块136的输出端。回路补偿电容148的另一端连接Vref信号。接通持续时间计时器142根据回路补偿电容148的电压值来确定每个能量阶段的周期(持续时间)。接通持续时间计时器142分别连接控制逻辑模块146的一个输入端口和一个输出端口，还连接峰值电流(Ipk)比较仪138的输出端口。同样，当每个能量阶段的时间周期结束时，接通持续时间计时器142将向控制逻辑模块146指示。在一个实施例中，接通持续时间计时器142运行着以提供一个是常规运行脉冲宽度2.5倍的脉冲。
亮度运算放大器144的一个输出端口连接功率控制(模拟乘法器)模块136。亮度运算放大器144的一个输入端连接一个用户可选电位计(图中未示出)来接收电位计设定的电压。当用户选择一个带有电位计的控制器，亮度运算放大器的输出端在功率控制模块136处施加电压，所述电压根据控制器的配置增加或者减少有关控制器的配置。另外，因为电压由用户选择控制器而改变，接通持续时间计时器142将每个能量阶段在周期中发生的相应变化指示给控制逻辑模块146。
功率控制模块136提供一个输入信号给加法节点141，该节点也从一个恒定电流(Iref)源170输入一个参考电流。加法节点141的输出端连接接通持续时间计时器142以及回路补偿电容148的一端。
多路转换模块134的转换是由控制逻辑模块146调整的，因此，在某一时刻仅测量一个金属氧化物半导体场效应晶体管电流。控制逻辑模块146也测量流经下面的全桥金属氧化物半导体场效应晶体管130b和130d的电流来使得本发明的能量阶段和储能电路的电流同步，确定流经金属氧化物半导体场效应晶体管的电流超过预定最高峰值电流(Ipk)的时间，计算提供到负载的实际功率。
通常，控制逻辑模块146控制循环状态中的两类，即能量阶段和停止阶段。当对角的金属氧化物半导体场效应晶体管导通时，能量阶段出现。例如，当金属氧化物半导体场效应晶体管130a和130d导通时，能量阶段A出现。类似地，当金属氧化物半导体场效应晶体管130b和130c导通时，能量阶段B出现。在两种能量阶段中，控制逻辑模块146将使得电流流过金属氧化物半导体场效应晶体管，除非下列事件之一出现：(1)峰值电流(Ipk)比较仪138检测到超过了最大电流限制，例如当放电管熄灭；(2)接通持续时间计时器142超时；或者(3)零交叉检测仪140指示控制逻辑模块146转换金属氧化物半导体场效应晶体管的状态到周期中下一个能量阶段。
在一个典型的实施例中，当接通持续时间计时器142在能量阶段A中超时，控制逻辑模块146将转换金属氧化物半导体场效应晶体管到停止状态。在停止状态中，下面的金属氧化物半导体场效应晶体管130b和130d开启而上面的金属氧化物半导体场效应晶体管130a和130c关闭。虽然连接OUT LEFT端口和OUT RIGHT端口的储能电路108(输出端)可以在一段短暂的时间内持续提供电流给CCFL 106，但是储能电路的电流将很快回归为0，在这个电位，零交叉检测仪140会将这个0电流状况指示给控制逻辑模块146。接下来，控制逻辑模块146将指令金属氧化物半导体场效应晶体管130c和130b开启，金属氧化物半导体场效应晶体管130a和130d关闭。控制逻辑模块146在负载的谐振频率处不断地循环这些金属氧化物半导体场效应晶体管，从能量阶段A到停止状态再到能量阶段B再到停止状态，最后回到能量阶段A。所述的控制逻辑模块通过根据增加能量(能量阶段)到储能电路所花时间改变停止状态持续时间来控制驱动放电管的功率/电流量。
另一个实施例中控制逻辑模块146利用来自峰值电流比较仪138的指示来确定何时在状态之间进行切换(转换)。假如这样的话，控制逻辑模块146指示金属氧化物半导体场效应晶体管在能量阶段A和B之间直接转换，就可以完全跳过停止状态。在这种运行模式中，进入储能电路的电流波形具有三角形波形，这是因为当峰值电流比较仪138显示到达峰值电流时，控制逻辑模块146积极驱动储能电路的电流回到另一方式。本实施例中限制/控制储能电路108所提供的电流并限制放电管端口的开路电压。可以在带有纯金属屏蔽选项的IC 104的制造过程中选择其它实施例。
控制逻辑模块146至少有两个异步数字逻辑输入端，包括：(1)一个芯片启动输入端用来开启或者关闭IC 104；和(2)一个热断路输入端为IC 104提供内部热保护。控制逻辑模块146的另一个数字输入端是一个多功能测试/触发输入端。在IC 104的产品测试中，该输入端被用来停止启动初始化步骤的执行，这样就可以测试IC的不同参数。然而，一旦产品测试完成，该数字逻辑输入端可用于实现“脉冲串”调光。
在脉冲串调光模式中，用户以矩形逻辑波形启动脉冲输入端，一种情况下，该输入端指示IC 104常规运行并传递能量到灯106。另一种情况下，该脉冲输入端使IC 104延缓常规运行并停止传递能量到灯106。通常以足够快的速度(典型地为180赫兹或者更高)开启和切断该脉冲输入端来无从察觉地调整灯106发出的光。当维持触发调光模式时，回路补偿电容148停止再充电或者放电，即施加在回路补偿电容148上的电压被保存，这样，当脉冲串调光模式被停止时可以很快恢复到适当的能量级别。同样，在脉冲串调光模式中，由于寄生电容影响减小，所以提供了比用典型的模拟调光机械装置给灯106调光的范围相对更大的范围。
另外，IC 104以其它输入到控制逻辑模块146的端口来支持全输出和模拟调光，所述输入端口如来自峰值电流(Ipk)比较仪138，接通持续时间计时器142以及零交叉检测仪140。
图4示出了用以控制带有启动储能电路108能量的IC 104的运行的元件的示意图143。由于储能电路108内的损耗，以及升压器114在驱动负载的交流信号的所有范围几乎是个常量，输入到负载的能量与驱动储能电路108中CCFL的实际能量有关。同样，功率控制模块136是一个在IC 104制造过程中必须选择的金属屏蔽选件。
利用基极到发射极的电压(Vbe)和双极(性)晶体管的集电极电流(Ic)之间的对数关系，一个简单的信增器以下面的方式实现。在功率控制模块136的一部分中，电阻器166的一端连接供电电压信号，另一端连接场效应晶体管168的漏极。场效应晶体管168的栅极连接接通持续时间计时器142(图中未示出)的输出端。接通持续时间计时器142通过控制栅极的电压与输出能量阶段波形同步来调节流过场效应晶体管168的电流的工作周期。场效应晶体管168的源极连接NPN晶体管150的基极，NPN晶体管156的基极，以及NPN晶体管152的集电极。NPN晶体管150的集电极连接参考电压信号。NPN晶体管150的发射极连接NPN晶体管152的基极和NPN晶体管154的集电极。NPN晶体管152的发射极接地，NPN晶体管154的发射极连接电阻器162的一端和运算放大器149的倒相输入端。电阻器162的另一端接地。同样，运算放大器149的正相输入端连接多路转换模块134(未示出)的输出端，运算放大器149的输出端连接NPN晶体管154的基极。
在功率控制模块136的另一部分中，NPN晶体管156的发射极连接NPN晶体管158的基极和NPN晶体管160的集电极。NPN晶体管158的发射极接地，集电极连接回路补偿电容148的一端和恒定电流(Iref)源170的输出端。回路补偿电容148的另一端，恒定电流(Iref)源170的输入端以及NPN晶体管156的集电极连接参考电压信号(Vref)。NPN晶体管160的发射极连接电阻器164的一端以及亮度运算放大器144的倒相输入端。电阻器164的另一端接地。NPN晶体管160的基极连接亮度运算放大器144的输出端。虽然没有显示，亮度运算放大器144的正相输入端连接分压器以使用户可以调暗灯106发出的光量。
在下面对功率控制模块136的运行的分析(描述)中，某些数量与其它更重要的没有折衷分析结果的数量相比可以忽略。特别地，各种NPN晶体管基极电流与NPN晶体管集电极电流相比可以忽略。同样，供电电压与NPN晶体管150和NPN晶体管152的基极-发射极电压相比，假设是大的。
功率控制模块136通过测量从电源流出的能量的相应数量来确定传递到负载的能量数。同样，流入或者流出回路补偿电容148的电流是功率控制模块136中运行的常量与增量和分量的差值。
在能量阶段过程中，第一个增值产生在接通持续时间计时器142将提供启动电压供给场效应晶体管168的栅极的时候，所述场效应晶体管168使得NPN晶体管150和152导通并提供一个启动电压到NPN晶体管156的基极。同样，当多路转换模块134从选定的下面的金属氧化物半导体场效应晶体管转换漏极电压到运算放大器的输入端时，运算放大器149将使得NPN晶体管154传导一个与输出功率转换电流成比例的电流。
NPN晶体管150的集电极电流与NPN晶体管154的集电极电流相等。类似地，NPN晶体管152的集电极电流与由电阻器166分压的供电电压相等。NPN晶体管150基极到发射极的电压与输出开关处电流成对数关系。类似地，NPN晶体管152基极到发射极的电压与供电电压成对数关系。这样，在NPN晶体管150的基极电压(相对于地端)与供电电压与开关电流的乘积成对数关系。需要重点注意的是，该电压是中断的，即由输出波形的工作周期来门控。
NPN晶体管150的基极电压与NPN晶体管156的基极电压相等。NPN晶体管160的集电极电流与(额外提供的)亮度控制电压成比例。同样，NPN晶体管156的集电极电流与NPN晶体管160的集电极电流成比例。而且，NPN晶体管156的基极到发射极的电压与亮度控制电压成对数关系。这样，在NPN晶体管158的基极电压(相对于地端)与供电电压乘以开关电流再除以亮度电压的值成对数关系。
NPN晶体管158的集电极电流必须与其基极电压成反对数关系，即NPN晶体管158的集电极电流与供电电压乘以开关电流再除以亮度电压的值成比例。NPN晶体管158的集电极电流被回路补偿电容148均分。控制回路的运作确保了NPN晶体管158的集电极电流的平均值等于恒定电流源170。
例如，当供电电压乘以开关电流再乘以工作周期的值大于恒定电流乘以亮度电流的值时，额外的电流从恒定电流源170在COMP端流入回路补偿电容148，所述恒定电流源170的作用是缩短接通持续时间计时器142所提供的工作周期并且降低提供给负载的能量。然而，假如当供电电压乘以开关电流再乘以工作周期的值小于恒定电流乘以亮度电流的值，回路补偿电容148将微量放电，接通持续时间计时器142将增加工作周期的长度直到从供电电压流出的能量等于在亮度放大器的非倒相输入端的控制电压所需能量。集成电路104调整场效应晶体管168和金属氧化物半导体场效应晶体管130a、130b、130c和130d的工作周期，直至COMP端的电压停止变化为止。这样一来，COMP端的负反馈被用来调整接通持续时间计时器142所提供的工作周期。
图5显示除了隔离低电流逻辑信号以外，典型的门驱动模块128b在金属氧化物半导体场效应晶体管130b开启时如何提供一个局部电流限制给相关联的金属氧化物半导体场效应晶体管130b。门驱动模块128b的输入端连接单次计时器170的输入端，R-S触发器172的复位输入端以及与门174的输入端。触发器172的输出端连接与门174的另一个输入端，触发器172的置1信号输入端连接与门176的输出端。与门174的输出端连接变换器178的输入端，而变换器178的输出端连接场效应晶体管130b的栅极。单次计时器170的输出端连接与门176的输入端。限流比较仪180的输出端连接与门176的另一个输入端。比较仪180的一个输入端连接从参考电压信号传递的一个大约50毫伏的信号，其另一个输入端连接场效应晶体管130b的源极以及电阻器182的一端。当5安培或者更大的电流流经电阻而到地端时，确定一个电阻182的值，使得能在比较仪180的输入端提供一个预定电压。
处于能量阶段过程中的金属氧化物半导体场效应晶体管130b(有够长的时间来停止开关噪声)开启后大约200毫微秒，单次计时器170提供一个信号。单次计时器170的输出信号使得限流比较仪180的输出量通过与门176被提供给触发器172的置1信号输入端。假如限流比较仪180的输出显示达到了电阻器182的限流电压，触发器172将输出一个断开信号给与门174，所述与门174又输出断开信号到变换器178，这样，一个开路电压被应用到场效应晶体管130b的栅极。这样一来，当大于5安培的电流流过金属氧化物半导体场效应晶体管时，场效应晶体管130b为了剩余的能量阶段而立刻断开。类似地，门驱动模块128d以基本相同的方式来限制流过金属氧化物半导体场效应晶体管130d的电流。
图3B示出了本发明如IC 104所实现的电流控制实施例的典型示意。虽然电流控制IC 104’的示意图类似于功率控制IC 104，它们之间还是有些差异的。由于IC 104’使用电流控制来调整提供给灯106的电能，在IC 104’中就不设置功率控制模块136。同时，亮度运算放大器144的输出量提供给加法节点141，所述加法节点141通过与如图1B所示的感应电阻109的连接接收感应电流。类似地，加法节点141的输出量提供给回路补偿电容148以及接通持续时间计时器142的端口。通过感应电阻109的电流成比例地接近流经灯106的电流的量。IC 104’利用上述近似值来控制驱动灯106的电能量。
IC 104’的电流控制形式使用亮度运算放大器144将电压计处的用户输入转换为电流(亮度电流)，加法节点141将亮度电流与感应电流进行比较，并且电流差流入或者流出回路补偿电容148。相反，IC 104的功率控制形式执行如下步骤：(1)使用亮度运算放大器144将用户输入转换为亮度电流；(2)使用模拟信增器来对数性地增加与开关电流，供电电压以及工作周期成比例的电流；(3)使用模拟放大器来从对数性增加的电流中对数性地减去(分离)亮度电流；(4)比较减去的反对数结果与参考电流来确定一个差动电流；以及(5)使用差动电流来充电或者放电补偿电容148，这样，接通持续时间计时器142将调整每个能量阶段的时间间隔，该时间间隔与以存储的充电量来施加给回路补偿电容148的电压相关联。
现参阅图6，图例200显示了本发明所设置的四种运行模式或者状态，它们都完成了用AC信号驱动负载的循环。所有四种状态，即能量阶段“A”202，停止状态“A”204，能量阶段“B”206，以及停止状态“B”208，使用了相同的元件。金属氧化物半导体场效应晶体管130a，130b，130c和130d图示为离散的开关。打开的(导通的)的金属氧化物半导体场效应晶体管代表闭合的开关。同样，中断(断开)的金属氧化物半导体场效应晶体管代表断开的开关。这样一来，金属氧化物半导体场效应晶体管的导通状态可以更加清楚地图解循环的不同阶段。金属氧化物半导体场效应晶体管130a的一端连接供电电压端，另一端连接金属氧化物半导体场效应晶体管130b的一端和储能电路108的一端。金属氧化物半导体场效应晶体管130c的一端连接供电电压信号(直流电源)，另一端连接储能电路108的另一端和金属氧化物半导体场效应晶体管130d的一端。金属氧化物半导体场效应晶体管130b和130d的另一端接地。
如能量阶段“A”202的图解，对角相对的金属氧化物半导体场效应晶体管130b和130c断开(开路位置)，对角相对的金属氧化物半导体场效应晶体管130a和130d运行(闭合位置)。从供电电压端口流经金属氧化物半导体场效应晶体管130a的直流电流，通过储能电路108然后经过金属氧化物半导体场效应晶体管130d回到地端。
当从供电电压端流出的电流至少等于峰值电流比较仪138所显示的预定峰值或者接通持续时间计时器142已经停止，金属氧化物半导体场效应晶体管将从能量阶段“A”202转换到如停止状态“A”204所标识的设置。然而，如果这些情况都没有发生并且储能电路已经回到由零交叉检测仪140显示的零交叉点，金属氧化物半导体场效应晶体管将跳过停止状态“A”，直接转换到如能量阶段“B”206所标识的设置。典型地，跳过停止状态将出现在高负载和相对低供电电压条件下。
停止状态“A”204显示，上面两侧相对的金属氧化物半导体场效应晶体管130a和130c在开路位置(断开)，下面两侧相对的金属氧化物半导体场效应晶体管130b和130d在闭合位置(导通)。在停止状态“A”204设置中，储能电路108通过金属氧化物半导体场效应晶体管130d到地端释放存储的能量，即电流。在储能电路释放了至少一部分储存的能量后，金属氧化物半导体场效应晶体管转换成如能量阶段“B”206所示的设置。本发明提供跟踪储能电路的谐振频率并在此频率触发金属氧化物半导体场效应晶体管，这样，储能电路就将在能量阶段“A”202过程中储存能量，在停止状态“A”过程中释放该能量。这样一来，施加给连接储能电路的负载的交流电信号在交流信号循环的“A”部分具有相对平滑的正弦形状。
类似地，能量阶段“B”206显示，对角相对的金属氧化物半导体场效应晶体管130a和130d在开路位置，对角相对的金属氧化物半导体场效应晶体管130b和130c在闭合位置。从供电电压端口流经金属氧化物半导体场效应晶体管130c的电流，流过储能电路108然后经过金属氧化物半导体场效应晶体管130b回到地端。当从供电电压端流出的电流至少等于峰值电流比较仪138所显示的预定峰值电流或者接通持续时间计时器142已经超时，金属氧化物半导体场效应晶体管将从能量阶段“B”206转换到如停止状态“B”208所图示的位置。
停止状态“B”208显示，上面两侧相对的金属氧化物半导体场效应晶体管130a和130c在开路位置，下面两侧相对的金属氧化物半导体场效应晶体管130b和130d在闭合位置。在停止状态“B”208中，储能电路108通过金属氧化物半导体场效应晶体管130B到地端来释放存储的能量，即电流，这样，施加给连接储能电路的负载的交流电信号在交流信号循环的“B”部分具有相对平滑的正弦形状。在释放所存能量一段时间后，金属氧化物半导体场效应晶体管转换成如能量阶段“A”206所示的设置，状态循环将重复。这样一来，能量在整个循环中(能量阶段和停止状态)的始终被连续传送给负载，在储能电路108中所存能量在每个能量阶段被补充。
本发明提供调整灯的亮度，即，通过减少金属氧化物半导体场效应晶体管置于能量阶段“A”和能量阶段“B”的时间并且增加金属氧化物半导体场效应晶体管置于停止状态“A”和停止状态“B”的时间来降低传送给负载的能量。
在常规运行条件下，灯电流(或者功率)被测定并在反馈电路中与用户输入(电位计的设定)进行比较。所测得的灯电流值和用户输入的误差(差值)用于确定回路补偿电容148的电压值，所述回路补偿电容148的电压值随后被接通持续时间计时器142用来确定金属氧化物半导体场效应晶体管在能量阶段导通的时间长度。这样一来，用户可以通过相对大范围内调整电位计的设定来在相对大范围内控制灯106的亮度。
图7A到7D包括了四个曲线图，在最大功率和减小的功率条件下，图示了由本发明产生的交流电电压信号和提供给CCFL这样的负载的电流之间的对应关系。在顶行曲线图210中，显示了一条水平时间轴216和一条垂直电压轴218。作为全桥电路设置的典型，峰值电压高度212和214与电源所提供的电压相等，峰到峰负载电压是供电电压的两倍。在储能电路电流零交叉时，就出现实质是直的且垂直上升缘220，每次负波形214就转换成正波形212。类似地，当能量阶段由于三个如上所讨论的原因中的一个而终止时，垂直下降缘222出现。另外，曲线图210显示当IC 104在每个储能的谐振频率的半循阶段环传递最大功率/电流到储能电路时的电压波形形状。典型地，当电路在设计最小供电电压传递设计最大功率到负载时，可观察到该波形。
在图7B的第二行曲线图230中，显示了一条水平时间轴232和一条垂直电流轴224，两者与曲线图210中所示的电压波形对应。正向电流波形226的最大值等于正向峰值电流值。类似地，负向电流波形228的最大值等于负向峰值电流值。当正向电流波形226完成向电路充电时，圆形下降缘234出现在储能电路108的谐振频率处。类似地，当电路刚刚开始充电时，圆形上升缘235出现在储能电路108的谐振频率处。
在图7C的第三行曲线图240中，显示了一条水平时间轴242和一条垂直电压轴244。电压波形236和238传递给负载的峰值电压高度等于供电电压，峰到峰负载电压是供电电压的两倍。在曲线图240中，正向波形236和负波形238的工作周期都被减少为大约最大工作周期(100％)的三分之一。曲线图240示出了驱动波形工作周期的后沿调制，即，对于工作周期所有数值来说，2个极性的电压脉冲前沿都出现在电流波形零交叉附近。同样，曲线图240示出了例如当灯变暗或者电源电压高于设计最小值时电源提供的电压没有传递全桥电路的最大功率容量的情形。相反，曲线图210示出了传递的功率的最大量与储能电路的最大容量相匹配的情形。
在图7D的第四行曲线图246中，显示了一条水平时间轴248和一条垂直电流轴250，两者与曲线图240中所示的电压波形对应。正电流波形252的最大值等于正峰值电流值。类似地，负电流波形254的最大值等于负峰值电流值。当正向电流波形252向电路充电并且电路最初开始向负载放电时，圆形上升缘256出现在储能电路108的谐振频率处。类似地，当储能电路108开始向负载减少放电时，圆形下降缘258出现。需重点注意的是，当电压波形在不到100％工作周期运行时，储能电路使得提供给负载的电流波形平滑。在曲线图240中的电压波形脉冲在图246中所示的电流波形的零交叉点脉动，这样就可以控制传递到储能电路的能量数。
图7E和7F的两条曲线示出了在降低功率的情况下，本发明产生的交流电压信号的前沿调制和提供给负载的电流之间对应。对于后沿AC电压信号，可以与图7A-7D所示的完全相同方式采用交流电压信号的前沿调制。对于前沿调制，在交流电流波形的零交叉点出现后某个时候，交流电压信号开启，在下一个零交叉点，交流电压信号断开。
在图7E的顶行曲线图241中，显示了一条水平时间轴247和一条垂直电压轴245。电压波形237和239传递给负载的峰值电压高度等于供电电压，峰到峰负载电压是供电电压的两倍。在曲线图241中，正向波形237和负向波形239的工作周期都减为大约最大工作周期(100％)的三分之一。同样，曲线图241示出了例如当灯变暗或者电源电压高于设计最小值时电源提供的电压没有传递全桥电路的最大功率容量的情形。
在图7F的末行曲线图247中，显示了一条水平时间轴249和一条垂直电流轴251，两者与曲线图241中所示的电压波形对应。正向电流波形253的最大值等于正向峰值电流值。类似地，负向电流波形255的最大值等于负向峰值电流值。当正向电流波形253正在向电路充电时和最初开始放电到负载时，圆形上升缘257出现在储能电路108的谐振频率处。类似地，当储能电路108开始向负载减少放电时，圆形下降缘259出现。在曲线图241中的电压波形脉冲在图247中所示的电流波形的零交叉点之前脉动，这样就可以控制传递到储能电路的能量数。
图8A中，曲线图260示出了交流电压信号的双侧相位调制。画出了一条垂直电压轴264和一条水平时间轴262，两者与曲线图260中所示的电压波形对应。在全桥电路中，峰值电压正向和负向波形266和268与电源电压相等，峰到峰负载电压是电源电压的两倍。在图8B第二个曲线图271中，显示了一条水平时间轴267和一条垂直电流轴265，两者与曲线图260中所示的电压波形对应。正向电流波形270的最大值等于正向峰值电流。类似地，负向电流波形269的最大值等于负向峰值电流。另外，由于双侧相位调制将电压波形的中心置于相应电流波形的峰值，所以本发明设置为要么增加要么减小有关传递到负载的能量数的电压波形的宽度(两边)。
在图9A-9D中，四个曲线图示出在最大功率条件下交流电压信号的脉冲串调制和提供给负载的电流。在图9A的顶行曲线图278中，显示了一条水平时间轴272和一条垂直电压轴274。正向电压矩形波276等于电源提供的电压。同时，能量循环的前半段波形是开启的，能量循环的后半段循环波形截止。
在图9B的第二行曲线图286中，显示了一条水平时间轴284和一条垂直电压轴280。正向电压矩形波282都等于电源提供的电压。同时，能量循环的前半段波形截止，能量循环的后半段波形是开启的。
在图9C的第三行曲线图288中，显示了一条水平时间轴296和一条垂直电压轴290。正向电压矩形波292和负向电压矩形波294等于电源提供的电压。同时，电压波形在能量循环过程中交替开启，例如正向波形在第一个半循环中开启而负向波形在第二个半循环中开启。
在图9D的第四行曲线图300中，显示了一条水平时间轴302和一条垂直电流轴306，两者与图288中显示的电压波形对应。正向电流波形304的最大值等于正向电流峰值。类似地，负向电流波形303的最大值等于负向电流峰值。
在图9E-9H中，四个曲线图示出了在减小功率的条件下，交流电压信号的脉冲串状态调制和提供给负载的电流。在图9E的顶行曲线图308中，显示了一条水平时间轴310和一条垂直电压轴312。正向电压矩形波314等于电源提供的电压。同时，正向波形314具有一个百分之五十的工作周期，即波形在能量循环的第一个和第二个四分之一周期(第一个半循环)开启，在能量循环的第三个和第四个四分之一周期(第二个半循环)。
在图9F的第二行曲线图318中，显示了一条水平时间轴320和一条垂直电压轴322。正向电压矩形波316等于电源提供的电压。同时，正向电压波形316具有一个百分之五十的工作周期，即波形在能量循环的第二个和第三个四分之一周期开启，在能量循环的第一个和第四个四分之一周期截止。
在图9G的第三行曲线图326中，显示了一条水平时间轴328和一条垂直电压轴324。正向电压矩形波330和负向电压矩形波333都等于电源提供的电压。正向电压波形330仅在能量循环的第一个四分之一周期开启，负向电压波形333仅在能量循环的第三个四分之一周期开启。在能量循环的第二个和第四个四分之一周期，因为在全桥的两个输出端的电压相等从而相互抵销，所以负载上的净电压为零。
在图9H的第四行曲线图336中，显示了一条水平时间轴338和一条垂直电流轴340，两者与图326中所示的电压波形对应。正向电流波形342的最大值等于正向电流峰值。类似地，负向电流波形343的最大值等于负向电流峰值。同样还显示电流波形传递给负载的一个减小的能量。另外，可以想象，在图308和318中所示的电压波形的相对相位能被改变，以更进一步调制传递到负载的能量。
现在请参阅图10，图例344显示了本发明设置成四种运行模式，这些模式都定成了以AC信号调制的相位来驱动负载的循环。所有四种状态，即能量阶段“I”346，停止状态“II”348，能量阶段“III”350以及停止状态“IV”352都采用相同的元件。金属氧化物半导体场效应晶体管130a，130b，130c和130d图示为离散的开关。运行(导通)的金属氧化物半导体场效应晶体管代表闭合的开关。同样，中断(断开)的金属氧化物半导体场效应晶体管代表断开的开关。这样一来，金属氧化物半导体场效应晶体管的导通状态可以更加清楚地图解循环的不同状态。金属氧化物半导体场效应晶体管的物理配置基本类似于上面图10所讨论的配置。
如能量阶段“I”346的图解，对角相对的金属氧化物半导体场效应晶体管130b和130c断开(开路位置)，对角相对的金属氧化物半导体场效应晶体管130a和130d运行(闭合位置)。从供电电压端口流经金属氧化物半导体场效应晶体管130a的电流，通过储能电路108然后经过金属氧化物半导体场效应晶体管130d回到地端。
当从供电电压端流出的电流至少等于峰值电流比较仪138所显示的规定峰值或者接通持续时间计时器142已经停止，金属氧化物半导体场效应晶体管将从能量阶段“I”346转换到如停止状态“II”348所标识的设置。然而，如果这些情况都没有发生并且储能电路已经回到由零交叉检测仪140显示的零交叉点，金属氧化物半导体场效应晶体管将跳过停止状态“A”，直接转换到如能量阶段“III”350所示的设置。典型地，跳过停止状态将出现在高负载和相对低供电电压条件下。
停止状态“II”348显示，上面的两侧相对的金属氧化物半导体场效应晶体管130a和130c在闭合位置(导通)，下面的两侧相对的金属氧化物半导体场效应晶体管130b和130d在开路位置(断开)。在停止状态“II”348设置中，储能电路108通过循环流过金属氧化物半导体场效应晶体管130a和130c的电流来向负载释放存储的能量。在储能电路已经释放至少一部分储存的能量后，金属氧化物半导体场效应晶体管转换为如能量阶段“III”350所示的设置。
类似地，能量阶段“III”350显示，对角相对的金属氧化物半导体场效应晶体管130a和130d在开路位置，对角相对的金属氧化物半导体场效应晶体管130b和130c在闭合位置。从供电电压端口流经金属氧化物半导体场效应晶体管130c的电流，流过储能电路108然后经过金属氧化物半导体场效应晶体管130b回到地端。当从供电电压端流出的电流至少等于峰值电流比较仪138所显示的预定峰值电流或者接通持续时间计时器142已经超时，金属氧化物半导体场效应晶体管将从能量阶段“III”350转换到如停止状态“IV”352所图示的设置。
停止状态“IV”352显示，上面的两侧相对的金属氧化物半导体场效应晶体管130a和130c在开路位置，下面的两侧相对的金属氧化物半导体场效应晶体管130b和130d在闭合位置。在停止状态“IV”352中，储能电路108通过金属氧化物半导体场效应晶体管130b到地端来释放存储的能量，即电流。在释放所存能量一段时间后，金属氧化物半导体场效应晶体管转换成如能量阶段“I”346所示的设置，状态循环将重复。这样一来，能量在整个循环中(能量阶段和停止状态)的始终被连续传送给负载，在储能电路108中所存能量在每个能量阶段被补充。
在脉冲串式调光中，以无法察觉的快速频率，例如180赫兹来开关放电管106。当放电管106开启，启动灯的交流电信号的频率由接通持续时间计时器142和零交叉检测仪140来确定。典型的运行频率是50千赫。对于50％的脉冲串式调光，放电管106将关闭一半的时间。选定的代表性频率的实践意味着接通时间将持续2.7毫秒并将包括135个50千赫的振荡循环。该接通时间后面将是2.7毫秒的停歇时间。类似地，一个5％脉冲串式调光将具有一个0.27毫秒的接通时间和紧跟其后的大约5.3毫秒的停歇时间，所述接通时间包括13个50千赫灯电流循环。接通和停歇周期的总和等于180赫兹。当维持脉冲串式调光(放电管断开)，IC 104中的模拟反馈被认为是无效的。这样一来，回路补偿电容148既不充电也不放电，接通持续时间计时器142的正确的接通时间设置被“记忆”在脉冲串式关闭状态之间。
上面对本发明的一个具体实施例提供了详细说明。然而，一般意义来说，本发明的方法如图11所示。首先，步骤1101，初始化变换器100。这个比方说可能包括不同程序，例如给不同的元件加电。接下来，步骤1103，变换器100提供一个或者更多高能脉冲以触发灯(或者其他负载)。这里所使用的技术术语“高能脉冲”指高于常规运行中的能量脉冲的能量脉冲。在如上所述的脉冲宽度调制中，对应一个较宽的脉冲宽度。最后，步骤1105，在灯被触发后，停止高能脉冲并提供常规能量脉冲。
对于图解和描述了的本发明的较佳实施例，可以作不同的变化而不脱离本发明的宗旨和范围。

Claims (20)

1、一种驱动灯的装置，包括：
a)一个包含多个开关的网络，其从直流电信号产生交流电信号，所述直流电信号连接该网络，该包含多个开关的网络的一部分周期性地断开和闭合来产生所述交流电信号，该部分的断开和闭合状态与该网络的另一部分的周期性的断开和关闭状态相反；
b)连接在所述网络和灯之间的储能电路，其过滤传递到灯的所述交流电信号；以及
c)一个控制器，基于储能电路的谐振频率周期性地断开和闭合包含所述多个开关的网络各部分，这样，在所述直流电信号所提供的电压范围内，提供了最佳的电能值来驱动灯，所述控制器在触发灯的过程中提供一个较高的能量脉冲。
2、如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述储能电路包括一个升压器，该升压器具有一个接收来自所述包含多个开关的网络的交流电信号的初级线圈和一个连接灯的次级线圈；该初级线圈和次级线圈的比率引致该次级线圈的电压值与由初级线圈接收的交流电信号的另一电压值有一差值。
3、如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述储能电路包括一个交流电信号滤波器。
4、如权利要求3所述的装置，其特征在于，所述滤波器是包含了电感元件和电容元件的二阶滤波器。
5、如权利要求4所述的装置，其特征在于，所述升压器提供电感元件。
6、如权利要求1所述的装置，其特征在于，还包括一个零交叉检测仪，其确定储能电路谐振频率并将一谐振频率的指示提供给控制器。
7、如权利要求6所述的装置，其特征在于，所述零交叉检测仪在交流电信号驱动负载时跟踪储能电路的频率响应，在谐振频率从一个值转移到另一个值的时候提供一指令给控制器指示。
8、如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述灯是一放电管，包括一冷阴极荧光管、金属卤化物和钠气。
9、如权利要求1所述的装置，其特征在于，所述多个开关是布置在全桥网络的金属氧化物半导体场效应晶体管。
10、如权利要求9所述的装置，其特征在于，全桥网络中的每个场效应晶体管还包括一个门驱动器，每个门驱动器放大控制相关联的金属氧化物半导体场效应晶体管运行的逻辑信号。
11、如权利要求10所述的装置，其特征在于，还包括一个电容器，其一端连接全桥网络的输出端和负载，其另一端连接一二极管，该二极管连接参考电压，当上面的金属氧化物半导体场效应晶体管源极电压基本等于电源电压时，该电容器提供给上面的金属氧化物半导体场效应晶体管的栅极一个启动电压。
12、如权利要求11所述的装置，其特征在于，所述门驱动器在交流电信号驱动负载之前，为电容做初始充电。
13、如权利要求11所述的装置，其特征在于，在与门驱动器相关联的金属氧化物半导体场效应晶体管未导通时，所述门驱动器为电容充电。
14、如权利要求1所述的装置，其特征在于，控制器基于工作周期周期性地断开和闭所述包含多个开关的网络各部分来相位调制所述交流电信号，该控制器在灯触发过程中提供一较宽的脉冲宽度。
15、一种驱动灯的装置，包括：
a)一个直交流转换器，将直流电信号转换成交流电信号；
b)一个自激振荡电路，连接所述直交流转换器和灯之间，其过滤传递到灯的交流电信号；以及
c)一个控制器，调整所述直交流转换器，这样交流电信号的频率就基于一自激振荡电路的谐振频率，该控制器在触发灯的过程中提供比常规运行较高的能量脉冲。
16、如权利要求15所述的装置，其特征在于，所述的自激振荡电路包括一个升压器，该升压器具有一个接收所述交流电信号的初级线圈和一个连接灯的次级线圈。
17、如权利要求16所述的装置，其特征在于，自激振荡电路包括一个用于交流电信号的滤波器。
18、如权利要求15所述的装置，其特征在于，还包括一个零交叉检测仪，其确定自激振荡电路谐振频率将一谐振频率的指示提供给控制器。
19、如权利要求15所述的装置，其特征在于，所述灯是一放电管，包括一冷阴极荧光管、金属卤化物和钠气。
20、一种驱动放电管的方法，包括如下步骤：
a)将一直流电信号转换成一交流电信号；
b)过滤该交流电信号到放电管；
c)振荡所述直流电信号的转换，这样交流电信号具有一个基于负载的谐振频率的频率；以及
d)在灯触发过程中提供比常规运行高的能量脉冲给所述灯。
CNB031407099A 2002-05-31 2003-05-30 驱动灯的装置和驱动放电管的方法 Expired - Fee Related CN1191738C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US10/160,394 US6900600B2 (en) 1998-12-11 2002-05-31 Method for starting a discharge lamp using high energy initial pulse
US10/160,394 2002-05-31

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1462167A true CN1462167A (zh) 2003-12-17
CN1191738C CN1191738C (zh) 2005-03-02

Family

ID=29419726

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB031407099A Expired - Fee Related CN1191738C (zh) 2002-05-31 2003-05-30 驱动灯的装置和驱动放电管的方法

Country Status (8)

Country Link
US (3) US6900600B2 (zh)
EP (1) EP1367864B1 (zh)
JP (1) JP2004055538A (zh)
KR (2) KR100582974B1 (zh)
CN (1) CN1191738C (zh)
AT (1) ATE309691T1 (zh)
DE (1) DE60302181T2 (zh)
TW (1) TW200307488A (zh)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101316073B (zh) * 2007-05-29 2010-08-11 光诠科技股份有限公司 驱动装置及方法
CN101388175B (zh) * 2007-09-14 2010-12-08 群康科技(深圳)有限公司 背光控制电路及其控制方法
CN101583229B (zh) * 2008-05-15 2013-01-09 杭州茂力半导体技术有限公司 多放电灯并联驱动电路及驱动方法
CN106507571A (zh) * 2016-09-22 2017-03-15 武汉鑫双易科技开发有限公司 新型直交升压型单级高频电感电子镇流器及其工作方法

Families Citing this family (50)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100749788B1 (ko) * 2001-03-12 2007-08-17 삼성전자주식회사 냉음극선관 램프 내부의 전자 흐름 제어 방법, 이를이용한 냉음극선관 방식 조명장치의 구동 방법, 이를구현하기 위한 냉음극선관 방식 조명장치 및 이를 적용한액정표시장치
US6876157B2 (en) * 2002-06-18 2005-04-05 Microsemi Corporation Lamp inverter with pre-regulator
US6969958B2 (en) * 2002-06-18 2005-11-29 Microsemi Corporation Square wave drive system
US6683422B1 (en) * 2003-01-29 2004-01-27 Monolithic Power Systems, Inc. Full wave sense amplifier and discharge lamp inverter incorporating the same
US7187139B2 (en) 2003-09-09 2007-03-06 Microsemi Corporation Split phase inverters for CCFL backlight system
US6919694B2 (en) * 2003-10-02 2005-07-19 Monolithic Power Systems, Inc. Fixed operating frequency inverter for cold cathode fluorescent lamp having strike frequency adjusted by voltage to current phase relationship
US7242147B2 (en) 2003-10-06 2007-07-10 Microsemi Corporation Current sharing scheme for multiple CCF lamp operation
WO2005059964A2 (en) * 2003-12-16 2005-06-30 Microsemi Corporation Current-mode driver
US7468722B2 (en) 2004-02-09 2008-12-23 Microsemi Corporation Method and apparatus to control display brightness with ambient light correction
TWI342659B (en) * 2004-03-05 2011-05-21 Rohm Co Ltd Dc-ac converter, controller ic thereof, and electronic device using such dc-ac converter
US7112929B2 (en) 2004-04-01 2006-09-26 Microsemi Corporation Full-bridge and half-bridge compatible driver timing schedule for direct drive backlight system
US7190208B2 (en) * 2004-04-08 2007-03-13 International Rectifier Corporation Self-oscillating full bridge driver IC
JP4464192B2 (ja) * 2004-05-10 2010-05-19 株式会社小糸製作所 車両用灯具、冷陰極蛍光灯点灯装置、および冷陰極蛍光灯点灯方法
US7157865B2 (en) 2004-05-11 2007-01-02 Design Rite Llc Circuit for driving cold cathode tubes and external electrode fluorescent lamps
US7755595B2 (en) 2004-06-07 2010-07-13 Microsemi Corporation Dual-slope brightness control for transflective displays
US7894174B2 (en) * 2004-08-23 2011-02-22 Monolithic Power Systems, Inc. Method and apparatus for fault detection scheme for cold cathode fluorescent lamp (CCFL) integrated circuits
TWI268124B (en) * 2004-12-24 2006-12-01 Hon Hai Prec Ind Co Ltd An apparatus for driving cold-cathode fluorescent lamp
WO2006100661A1 (en) 2005-03-22 2006-09-28 Lightech Electronic Industries Ltd. Igniter circuit for an hid lamp
US20070103089A1 (en) * 2005-05-11 2007-05-10 Gilbert Fregoso Circuit for driving cold cathode tubes and external electrode fluorescent lamps
JP4868332B2 (ja) * 2005-07-28 2012-02-01 ミネベア株式会社 放電灯点灯装置
JP4716105B2 (ja) * 2005-11-14 2011-07-06 ミネベア株式会社 放電灯点灯装置
TWI295546B (en) * 2005-12-30 2008-04-01 Hon Hai Prec Ind Co Ltd Apparatus for driving discharge lamps and voltage detecting circuit used therein
TW200744405A (en) * 2006-05-16 2007-12-01 Delta Electronics Inc Driving circuit for multiple discharge lamps
US7569998B2 (en) 2006-07-06 2009-08-04 Microsemi Corporation Striking and open lamp regulation for CCFL controller
JP4277127B2 (ja) * 2007-08-22 2009-06-10 サンケン電気株式会社 交流電源装置
CN101897239A (zh) * 2007-12-14 2010-11-24 皇家飞利浦电子股份有限公司 可调光发光设备
EP2227699B1 (en) * 2007-12-31 2018-03-28 Korea Institute of Geoscience & Mineral Resources Apparatus for automatic control of current electrodes for electrical resistivity survey
CN101500364A (zh) * 2008-01-30 2009-08-05 杭州茂力半导体技术有限公司 放电灯驱动装置及驱动方法
TW200939886A (en) 2008-02-05 2009-09-16 Microsemi Corp Balancing arrangement with reduced amount of balancing transformers
US8022746B1 (en) * 2008-02-07 2011-09-20 National Semiconductor Corporation Bootstrap circuit for H-bridge structure utilizing N-channel high-side fets
KR100964080B1 (ko) * 2008-03-10 2010-06-16 엘에스산전 주식회사 이중여자 유도형 풍력발전기에 있어서의 전력 변환 장치 및펄스 폭 변조 제어 방법
US7915837B2 (en) * 2008-04-08 2011-03-29 Lumetric, Inc. Modular programmable lighting ballast
US20100262296A1 (en) * 2008-06-25 2010-10-14 HID Laboratories, Inc. Lighting control system and method
US8143811B2 (en) * 2008-06-25 2012-03-27 Lumetric, Inc. Lighting control system and method
US8093839B2 (en) 2008-11-20 2012-01-10 Microsemi Corporation Method and apparatus for driving CCFL at low burst duty cycle rates
US8203287B2 (en) * 2009-02-24 2012-06-19 Richard Landry Gray Pulse width modulation control device
BR112012006591A2 (pt) * 2009-09-28 2019-09-24 Koninl Philips Electronics Nv dispositivo para permitir a dimerização profunda de uma unidade de iluminação de estado sólido através de um conversor de energia configurado para receber um sinal de tensão e método implementado por um circuito de sincronismo e controle para permitir a dimerização profunda de uma unidade de iluminação de estado sólido através de um conversor de energia configurado para receber e retificar um sinal de tensão
US8952617B2 (en) * 2009-11-03 2015-02-10 City University Of Hong Kong Passive LC ballast and method of manufacturing a passive LC ballast
US20120223653A1 (en) * 2009-12-10 2012-09-06 Sharp Kabushiki Kaisha Inverter device, display apparatus lighting device provided with same, and display apparatus
TW201125271A (en) 2010-01-14 2011-07-16 Novatek Microelectronics Corp Power factor correction device
US8294376B2 (en) 2010-05-30 2012-10-23 Lumetric Lighting, Inc. Fast reignition of a high intensity discharge lamp
US8274239B2 (en) 2010-06-09 2012-09-25 General Electric Company Open circuit voltage clamp for electronic HID ballast
US9030119B2 (en) 2010-07-19 2015-05-12 Microsemi Corporation LED string driver arrangement with non-dissipative current balancer
CN103477712B (zh) 2011-05-03 2015-04-08 美高森美公司 高效led驱动方法
US8754581B2 (en) 2011-05-03 2014-06-17 Microsemi Corporation High efficiency LED driving method for odd number of LED strings
CN102291001B (zh) * 2011-08-26 2014-01-01 广州金升阳科技有限公司 一种自激推挽式变换器
ITMI20131998A1 (it) * 2013-11-29 2015-05-30 St Microelectronics Srl Metodo di controllo di un convertitore di correzione del fattore di potenza e relativo sistema di controllo ad anello chiuso
US9899905B2 (en) * 2016-06-15 2018-02-20 Det International Holding Limited Ripple compensation circuit of power supply and compensation method thereof
CN108877688A (zh) * 2017-05-12 2018-11-23 京东方科技集团股份有限公司 背光亮度控制方法及装置
TWI669583B (zh) 2017-11-09 2019-08-21 慧榮科技股份有限公司 控制流入電路模組之電流量的方法及相關的晶片

Family Cites Families (131)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5422546A (en) 1978-03-20 1995-06-06 Nilssen; Ole K. Dimmable parallel-resonant electric ballast
US5481160A (en) 1978-03-20 1996-01-02 Nilssen; Ole K. Electronic ballast with FET bridge inverter
US5744915A (en) 1978-03-20 1998-04-28 Nilssen; Ole K. Electronic ballast for instant-start lamps
US5402043A (en) * 1978-03-20 1995-03-28 Nilssen; Ole K. Controlled driven series-resonant ballast
US6002210A (en) 1978-03-20 1999-12-14 Nilssen; Ole K. Electronic ballast with controlled-magnitude output voltage
US4277728A (en) 1978-05-08 1981-07-07 Stevens Luminoptics Power supply for a high intensity discharge or fluorescent lamp
US4220896A (en) 1978-08-16 1980-09-02 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Interior High frequency lighting inverter with constant power ballast
US4723098A (en) * 1980-10-07 1988-02-02 Thomas Industries, Inc. Electronic ballast circuit for fluorescent lamps
US4392087A (en) 1980-11-26 1983-07-05 Honeywell, Inc. Two-wire electronic dimming ballast for gaseous discharge lamps
US4525650A (en) * 1982-02-11 1985-06-25 North American Philips Lighting Corporation Starting and operating method and apparatus for discharge lamps
US4504895A (en) 1982-11-03 1985-03-12 General Electric Company Regulated dc-dc converter using a resonating transformer
US4541041A (en) 1983-08-22 1985-09-10 General Electric Company Full load to no-load control for a voltage fed resonant inverter
US4692667A (en) * 1984-10-16 1987-09-08 Nilssen Ole K Parallel-resonant bridge-inverter fluorescent lamp ballast
US4644459A (en) * 1985-02-04 1987-02-17 Nilssen Ole K Electronic inverter having magnitude-controllable output
US4648017A (en) 1985-02-06 1987-03-03 Reliance Electric Company Control of a series resonant converter
US4626979A (en) 1985-02-22 1986-12-02 Diego Power Anticipatory feedback technique for pulse width modulated power supply
US4734624A (en) * 1985-07-25 1988-03-29 Matsushita Electric Works, Ltd. Discharge lamp driving circuit
US4682084A (en) 1985-08-28 1987-07-21 Innovative Controls, Incorporated High intensity discharge lamp self-adjusting ballast system sensitive to the radiant energy or heat of the lamp
US4717863A (en) 1986-02-18 1988-01-05 Zeiler Kenneth T Frequency modulation ballast circuit
US4672528A (en) 1986-05-27 1987-06-09 General Electric Company Resonant inverter with improved control
JP2784490B2 (ja) 1987-01-14 1998-08-06 富士電機 株式会社 電圧形パルス幅変調制御インバータの電流制限方法
JPH07118915B2 (ja) 1987-01-30 1995-12-18 株式会社日立メデイコ 共振型ｄｃ−ｄｃコンバ−タ
US4727469A (en) 1987-03-23 1988-02-23 Reliance Comm/Tec Corporation Control for a series resonant power converter
US4758940A (en) 1987-05-04 1988-07-19 General Electric Company Control circuit for insuring super-resonant operation of resonant converter
US4870327A (en) 1987-07-27 1989-09-26 Avtech Corporation High frequency, electronic fluorescent lamp ballast
EP0314077B1 (en) * 1987-10-27 1994-01-26 Matsushita Electric Works, Ltd. Discharge lamp driving circuit
NL8800288A (nl) 1988-02-08 1989-09-01 Nedap Nv Voorschakelapparaat voor een fluorescentielamp.
US4952849A (en) 1988-07-15 1990-08-28 North American Philips Corporation Fluorescent lamp controllers
US4855888A (en) 1988-10-19 1989-08-08 Unisys Corporation Constant frequency resonant power converter with zero voltage switching
US5051661A (en) 1989-01-09 1991-09-24 Lee Sang Woo Protective circuit for fluorescent lamp stabilizer
US5146139A (en) * 1989-01-23 1992-09-08 Nilssen Ole K Controllable gas discharge lighting system
US4963795A (en) * 1989-01-23 1990-10-16 Nilssn Ole K Step-controllable electronic ballast
US4958108A (en) 1989-02-14 1990-09-18 Avtech Corporation Universal fluorescent lamp ballast
FR2649277B1 (fr) 1989-06-30 1996-05-31 Thomson Csf Procede et dispositif de gradation de lumiere pour lampe fluorescente d'eclairage arriere d'ecran a cristaux liquides
JPH0355794A (ja) 1989-07-24 1991-03-11 Hitachi Ltd 放電灯点灯装置
US4935857A (en) 1989-08-22 1990-06-19 Sundstrand Corporation Transistor conduction-angle control for a series-parallel resonant converter
US4992919A (en) 1989-12-29 1991-02-12 Lee Chu Quon Parallel resonant converter with zero voltage switching
US4967332A (en) 1990-02-26 1990-10-30 General Electric Company HVIC primary side power supply controller including full-bridge/half-bridge driver
GB2244608A (en) 1990-04-23 1991-12-04 P I Electronics Pte Ltd High frequency drive circuit for a fluorescent lamp
DE69113506T2 (de) 1990-05-10 1996-06-13 Matsushita Electric Ind Co Ltd Apparat zum Betreiben einer Entladungslampe.
US5270620A (en) 1990-09-04 1993-12-14 General Electric Company High frequency resonant converter for operating metal halide lamps
DE69114974T2 (de) 1990-09-07 1996-04-11 Matsushita Electric Ind Co Ltd Beleuchtungsvorrichtung mit Entladungslampe.
JPH04196097A (ja) 1990-11-27 1992-07-15 Matsushita Electric Works Ltd 放電灯点灯装置
WO1992010075A1 (en) 1990-12-03 1992-06-11 Allied-Signal Inc. A wide dimming range gas discharge lamp drive system
DE4123187A1 (de) * 1991-07-12 1993-01-14 Tridonic Bauelemente Vorschaltgeraet zum pulsbetrieb von gasentladungslampen
US5157592A (en) 1991-10-15 1992-10-20 International Business Machines Corporation DC-DC converter with adaptive zero-voltage switching
US5285372A (en) 1991-10-23 1994-02-08 Henkel Corporation Power supply for an ozone generator with a bridge inverter
US5384516A (en) 1991-11-06 1995-01-24 Hitachi, Ltd. Information processing apparatus including a control circuit for controlling a liquid crystal display illumination based on whether illuminatio power is being supplied from an AC power source or from a battery
JPH05152084A (ja) * 1991-11-26 1993-06-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd 冷陰極蛍光管点灯装置
JPH05182774A (ja) * 1991-12-13 1993-07-23 Santoku Giken Kk 放電灯の起動点灯回路
US5442540A (en) 1992-06-12 1995-08-15 The Center For Innovative Technology Soft-switching PWM converters
US5287040A (en) 1992-07-06 1994-02-15 Lestician Ballast, Inc. Variable control, current sensing ballast
JPH06151082A (ja) * 1992-11-13 1994-05-31 Matsushita Electric Works Ltd 放電灯点灯装置
US5315498A (en) 1992-12-23 1994-05-24 International Business Machines Corporation Apparatus providing leading leg current sensing for control of full bridge power supply
JP3328784B2 (ja) 1992-12-28 2002-09-30 株式会社オーク製作所 交流放電灯点灯装置および直流放電灯点灯装置
US5363020A (en) 1993-02-05 1994-11-08 Systems And Service International, Inc. Electronic power controller
US5420779A (en) 1993-03-04 1995-05-30 Dell Usa, L.P. Inverter current load detection and disable circuit
US5371444A (en) 1993-04-20 1994-12-06 The Genlyte Group Incorporated Electronic ballast power supply for gas discharge lamp including booster start circuit responsive to power up condition
JPH06325888A (ja) * 1993-05-11 1994-11-25 Kansei Corp 放電灯点灯装置
US5438497A (en) 1993-05-13 1995-08-01 Northern Telecom Limited Tertiary side resonant DC/DC converter
US5495149A (en) * 1993-05-20 1996-02-27 Matsushita Electric Works, Ltd. Power supply
US5438242A (en) 1993-06-24 1995-08-01 Fusion Systems Corporation Apparatus for controlling the brightness of a magnetron-excited lamp
JP3280475B2 (ja) 1993-08-03 2002-05-13 池田デンソー株式会社 放電灯点灯装置
US5477131A (en) 1993-09-02 1995-12-19 Motorola, Inc. Zero-voltage-transition switching power converters using magnetic feedback
US5416387A (en) 1993-11-24 1995-05-16 California Institute Of Technology Single stage, high power factor, gas discharge lamp ballast
JPH07147780A (ja) 1993-11-25 1995-06-06 Matsushita Electric Works Ltd 電源装置
US5438498A (en) 1993-12-21 1995-08-01 Raytheon Company Series resonant converter having a resonant snubber
US5583402A (en) 1994-01-31 1996-12-10 Magnetek, Inc. Symmetry control circuit and method
US5545955A (en) 1994-03-04 1996-08-13 International Rectifier Corporation MOS gate driver for ballast circuits
US5481449A (en) 1994-03-21 1996-01-02 General Electric Company Efficient, high power density, high power factor converter for very low dc voltage applications
JPH07263166A (ja) 1994-03-24 1995-10-13 Origin Electric Co Ltd 放電灯用電子点灯装置及びその制御方法
CH688952B5 (fr) 1994-05-26 1998-12-31 Ebauchesfabrik Eta Ag Circuit d'alimentation pour une feuille électroluminescente.
JP3027298B2 (ja) 1994-05-31 2000-03-27 シャープ株式会社 バックライト制御機能付き液晶表示装置
US5615093A (en) * 1994-08-05 1997-03-25 Linfinity Microelectronics Current synchronous zero voltage switching resonant topology
US5550436A (en) 1994-09-01 1996-08-27 International Rectifier Corporation MOS gate driver integrated circuit for ballast circuits
US5619104A (en) 1994-10-07 1997-04-08 Samsung Electronics Co., Ltd. Multiplier that multiplies the output voltage from the control circuit with the voltage from the boost circuit
JPH08138877A (ja) 1994-11-09 1996-05-31 Nippon Inbaata Kk 高圧放電灯のインバータ点灯装置
JP3443654B2 (ja) * 1994-11-24 2003-09-08 ミネベア株式会社 電圧共振型インバータ回路
KR0138306B1 (ko) 1994-12-14 1998-06-15 김광호 영전압 스위칭 제어회로
US5612597A (en) * 1994-12-29 1997-03-18 International Rectifier Corporation Oscillating driver circuit with power factor correction, electronic lamp ballast employing same and driver method
US5652479A (en) 1995-01-25 1997-07-29 Micro Linear Corporation Lamp out detection for miniature cold cathode fluorescent lamp system
US5844378A (en) 1995-01-25 1998-12-01 Micro Linear Corp High side driver technique for miniature cold cathode fluorescent lamp system
US5754012A (en) 1995-01-25 1998-05-19 Micro Linear Corporation Primary side lamp current sensing for minature cold cathode fluorescent lamp system
US5604411A (en) 1995-03-31 1997-02-18 Philips Electronics North America Corporation Electronic ballast having a triac dimming filter with preconditioner offset control
US5694007A (en) 1995-04-19 1997-12-02 Systems And Services International, Inc. Discharge lamp lighting system for avoiding high in-rush current
JPH08293389A (ja) * 1995-04-21 1996-11-05 Toko Inc インバータ回路
US5677602A (en) 1995-05-26 1997-10-14 Paul; Jon D. High efficiency electronic ballast for high intensity discharge lamps
US5612594A (en) 1995-09-13 1997-03-18 C-P-M Lighting, Inc. Electronic dimming ballast feedback control scheme
US6002213A (en) * 1995-10-05 1999-12-14 International Rectifier Corporation MOS gate driver circuit with analog input and variable dead time band
US5606224A (en) 1995-11-22 1997-02-25 Osram Sylvania Inc. Protection circuit for fluorescent lamps operating at failure mode
US5657220A (en) 1995-12-04 1997-08-12 Astec International, Ltd. Electrical power inverter
DE69626796T2 (de) * 1995-12-08 2004-02-12 Koninklijke Philips Electronics N.V. Vorschaltgerät
US5875103A (en) 1995-12-22 1999-02-23 Electronic Measurements, Inc. Full range soft-switching DC-DC converter
DE69628739T2 (de) 1995-12-26 2004-04-29 General Electric Co., Fairfield Steuerung und überwachung von dimmbaren vorschaltgeräten mit breitem beleuchtungshub
US5619402A (en) 1996-04-16 1997-04-08 O2 Micro, Inc. Higher-efficiency cold-cathode fluorescent lamp power supply
MX9801032A (es) 1996-05-09 1998-05-31 Philips Electronics Nv Lampara de descarga de alta presion.
US5719474A (en) 1996-06-14 1998-02-17 Loral Corporation Fluorescent lamps with current-mode driver control
US5619106A (en) * 1996-06-24 1997-04-08 General Electric Company Diodeless start circiut for gas discharge lamp having a voltage divider connected across the switching element of the inverter
US5965989A (en) * 1996-07-30 1999-10-12 Micro Linear Corporation Transformer primary side lamp current sense circuit
TW349278B (en) 1996-08-29 1999-01-01 Nihon Cement Control circuit and method for piezoelectric transformer
US5781418A (en) 1996-12-23 1998-07-14 Philips Electronics North America Corporation Switching scheme for power supply having a voltage-fed inverter
US5932976A (en) * 1997-01-14 1999-08-03 Matsushita Electric Works R&D Laboratory, Inc. Discharge lamp driving
US6011360A (en) 1997-02-13 2000-01-04 Philips Electronics North America Corporation High efficiency dimmable cold cathode fluorescent lamp ballast
US5923129A (en) 1997-03-14 1999-07-13 Linfinity Microelectronics Apparatus and method for starting a fluorescent lamp
US5930121A (en) 1997-03-14 1999-07-27 Linfinity Microelectronics Direct drive backlight system
JP2869397B2 (ja) * 1997-03-25 1999-03-10 ニッポ電機株式会社 中性点形インバータ装置
CA2206200C (en) * 1997-04-18 2000-06-27 Matsushita Electric Works, Ltd. Discharge lamp lighting device
CA2206276C (en) * 1997-04-18 2000-06-27 Matsushita Electric Works, Ltd. Discharge lamp lighting device
GB2325099A (en) 1997-05-07 1998-11-11 David John Aarons Gas discharge lamp drive circuit; dimming
JP4319705B2 (ja) 1997-05-16 2009-08-26 株式会社デンソー 放電灯装置
JP3216572B2 (ja) 1997-05-27 2001-10-09 日本電気株式会社 圧電トランスの駆動回路
US5949197A (en) 1997-06-30 1999-09-07 Everbrite, Inc. Apparatus and method for dimming a gas discharge lamp
JPH1187080A (ja) 1997-09-12 1999-03-30 Matsushita Electric Works Ltd 電源装置
JPH1197195A (ja) * 1997-09-25 1999-04-09 Koito Mfg Co Ltd 放電灯点灯回路
JP4117510B2 (ja) 1997-11-26 2008-07-16 三菱電機株式会社 高圧放電灯点灯装置
US5939830A (en) 1997-12-24 1999-08-17 Honeywell Inc. Method and apparatus for dimming a lamp in a backlight of a liquid crystal display
US6016052A (en) 1998-04-03 2000-01-18 Cts Corporation Pulse frequency modulation drive circuit for piezoelectric transformer
JPH11298060A (ja) * 1998-04-08 1999-10-29 Taiheiyo Cement Corp 冷陰極管駆動用圧電トランスインバータ及び液晶表示装置
US6051940A (en) 1998-04-30 2000-04-18 Magnetek, Inc. Safety control circuit for detecting the removal of lamps from a ballast and reducing the through-lamp leakage currents
JP2000058277A (ja) * 1998-08-04 2000-02-25 Canon Inc バックライト装置
US6114814A (en) * 1998-12-11 2000-09-05 Monolithic Power Systems, Inc. Apparatus for controlling a discharge lamp in a backlighted display
JP3063755B1 (ja) * 1999-04-08 2000-07-12 株式会社村田製作所 圧電トランスインバ―タ
US6137696A (en) 1999-04-12 2000-10-24 Semicondutor Components Industries, Llc Switching regulator for power converter with dual mode feedback input and method thereof
US6198234B1 (en) 1999-06-09 2001-03-06 Linfinity Microelectronics Dimmable backlight system
JP3400390B2 (ja) * 1999-09-06 2003-04-28 松下電器産業株式会社 圧電トランス式電源装置及びその駆動方法
JP3510550B2 (ja) 1999-12-22 2004-03-29 東光株式会社 圧電トランス駆動回路
JP2001196195A (ja) * 2000-01-11 2001-07-19 Hitachi Ltd ビデオカメラ
JP2001196758A (ja) * 2000-01-17 2001-07-19 Alps Electric Co Ltd 電子機器のシールド構造
JP2002025789A (ja) * 2000-07-06 2002-01-25 Nesutaa:Kk 放電管の点灯制御装置
JP2002164190A (ja) 2000-11-22 2002-06-07 Matsushita Electric Ind Co Ltd 陰極放電管の駆動装置及び方法
JP2003150554A (ja) 2001-11-14 2003-05-23 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 複数アカウントを用いた認証方法及びシステム装置並びに処理プログラム

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101316073B (zh) * 2007-05-29 2010-08-11 光诠科技股份有限公司 驱动装置及方法
CN101388175B (zh) * 2007-09-14 2010-12-08 群康科技(深圳)有限公司 背光控制电路及其控制方法
CN101583229B (zh) * 2008-05-15 2013-01-09 杭州茂力半导体技术有限公司 多放电灯并联驱动电路及驱动方法
CN106507571A (zh) * 2016-09-22 2017-03-15 武汉鑫双易科技开发有限公司 新型直交升压型单级高频电感电子镇流器及其工作方法
CN106507571B (zh) * 2016-09-22 2019-08-13 武汉鑫双易科技开发有限公司 新型直交升压型单级高频电感电子镇流器及其工作方法

Also Published As

Publication number Publication date
TW200307488A (en) 2003-12-01
DE60302181D1 (de) 2005-12-15
US6900600B2 (en) 2005-05-31
US7880397B2 (en) 2011-02-01
JP2004055538A (ja) 2004-02-19
US20070278967A1 (en) 2007-12-06
DE60302181T2 (de) 2006-07-20
CN1191738C (zh) 2005-03-02
ATE309691T1 (de) 2005-11-15
US20020171376A1 (en) 2002-11-21
EP1367864B1 (en) 2005-11-09
KR20030093963A (ko) 2003-12-11
US7355354B2 (en) 2008-04-08
KR20060020707A (ko) 2006-03-06
KR100582974B1 (ko) 2006-05-24
US20040155607A1 (en) 2004-08-12
EP1367864A1 (en) 2003-12-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1191738C (zh) 驱动灯的装置和驱动放电管的方法
CN101785118B (zh) 驱动装置
CN101605416B (zh) 发光二极管驱动电路及其控制器
US7187140B2 (en) Lamp current control using profile synthesizer
CN100527587C (zh) 用于驱动放电灯的dc到ac电能转换的方法和设备
CN101355841B (zh) 驱动装置、平滑电路
US7525256B2 (en) HID buck and full-bridge ballast control IC
JP4627320B2 (ja) インバータおよびその制御回路、ならびにそれらを用いた発光装置および液晶テレビ
US8274239B2 (en) Open circuit voltage clamp for electronic HID ballast
US20130016310A1 (en) Led driving device, illuminator, and liquid crystal display device
Gulko et al. A MHz electronic ballast for automotive-type HID lamps
CN1906842A (zh) 直流－交流变换装置、其控制器ic及采用该直流－交流变换装置的电子机器
CN1510824A (zh) 直流－交流变换装置及其控制器ic
CN101048932A (zh) 控制器ic、直流－交流变换装置以及直流－交流变换装置的并行运行系统
CN102065600A (zh) 一种led调光驱动系统
CN101848577A (zh) 一种led驱动系统及驱动方法
CN103249220A (zh) 半导体发光元件驱动装置以及包括该装置的照明器材
CN1596504A (zh) 直流－交流变换装置及交流电力供给方法
CN201349354Y (zh) 结合模拟及数字调光的背光源驱动装置
CN105611684A (zh) 一种利用电源开关实现调光的电路和灯具
Lin Digital-dimming controller with current spikes elimination technique for LCD backlight electronic ballast
Cheng et al. A novel high-power-factor AC/DC LED driver with dual flyback converters
CN102256411A (zh) 点亮装置及使用该点亮装置的照明器具
Sabahi et al. A three-phase dimmable lighting system using a bidirectional power electronic transformer
US6414448B1 (en) Electronic ballast for a gas discharge lamp

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C17 Cessation of patent right
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20050302

Termination date: 20130530