CN1260639A - 具有节能电路的模数转换器及其控制方法 - Google Patents

具有节能电路的模数转换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种AD转换器,在该AD转换器中第一电容器阵列与比较器的一个输入端连接、第二电容器阵列与比较器的另一个输入端连接,并且与模拟输入电平VAIN成比例的电荷聚积在第一电容器阵列中。该AD转换器包括:电平调节电容器,其一端和与第一电容器阵列连接的比较器的一个输入端连接,以将该比较器的这个输入端的电压调节为预定电压;切换装置,用于将电平调节电容另一端的电位切换为采样方式或比较方式的不同的电位。

Description

具有节能电路的模数转换器及其控制方法
本发明涉及AD(模数)转换器及其控制方法，尤其涉及使用节能电路的AD转换器及其控制方法。
图5是说明具有采样电容器的常规AD转换器结构的例子。
AD转换器501包括模拟输入侧电容器阵列502、参考侧电容器阵列503、比较器504、和一个逐次逼近控制电路505。模拟输入侧电容器阵列502包括4位加权电容器508、509、510、511和512。电容器508和509的参考电容值为C，电容器510的电容值为2C，电容器511的电容值为4C，电容器512的电容值为8C。上述各电容器的一端分别与选择器518、519、520、521或522连接，并且根据逐次逼近控制电路505的控制信号534的控制，与模拟输入端536、参考电源端537或接地端538连接。
参考侧电容器阵列503也包括4位加权电容器513、514、515、516和517。电容器513和514的参考电容值为C，电容器515的电容值为2C，电容器516的电容值为4C，电容器517的电容值为8C。上述各电容的一端分别与选择器523、524、525、526或527连接，并且根据逐次逼近控制电路505的控制信号534的控制与接地端539连接。
比较器504包括输出级放大器543和前置放大器542，前置放大器542降低输出级放大器543的偏移。输出级放大器543通过偏移消除电容器545和546和前置放大器542相连，模拟开关547和548用于确定输出级放大器543的工作点以及消除前置放大器542的偏移，在消除偏移期间闭合。
当采样模拟输入电压时，开关530和531分别将模拟输入侧电容器阵列502的公共电极532以及参考侧电容器阵列503的公共电极533的电位固定为偏置电路540输出的中间电位541。
以下将说明图5所示的常规AD转换器的转换操作。
首先，在采样方式中，开关530和531导通，则模拟输入侧电容器阵列502的公共电极532以及参考侧电容器阵列503的公共电极533与偏置电路540输出的中间电位541连接，电容器508-512通过选择器518-522与模拟输入电压VAIN连接，电容器513-517通过选择器523-527与地电位GND连接。使开关547和548导通，将输出级放大器543的输入端549和550置为偏置电路540输出的中间电位541，与此同时在偏移消除电容器545和546中存储前置放大器的输出偏移。这时，用VS表示偏置电路540输出的中间电位541，则在模拟输入侧电容器阵列502中聚积的总电荷Q13可计算为：
              Q13＝16C×(VAIN-VS)                (25)
在参考侧电容器阵列503中聚积的总电荷Q14可计算为：
              Q14＝16C×(-VS)                    (26)
接着，当将采样方式变为比较方式时，开关530和531断开。电容器508-511通过选择器518-521与地电位GND连接，电容器512通过选择器522与参考电位VR连接，电容器513-517通过选择器523-527与地电位GND连接。这时，用VCM1表示公共电极532的电位，则在模拟输入侧电容器阵列502中聚积的总电荷Q15可计算为：
Q15＝8C×(VR-VCM1)-8C×VCM1                    (27)
用VCM2表示公共电极533的电位，则在参考侧电容器阵列503中聚积的总电荷Q16可计算为：
              Q16＝16C×(-VCM2)               (28)
这里，根据电荷守恒定律
              Q13＝Q15                        (29)
              Q14＝Q16                        (30)
用等式(25)-(28)代入等式(29)和(30)，得到
VCM1＝1/2×VR-VAIN+VS                    (31)
VCM2＝VS                                 (32)
比较器504把由等式(31)表示的公共电极532的电位VCM1和由等式(32)表示的公共电极533的电位进行比较，输出比较结果“1”或“0”。如等式(31)和(32)所示，当模拟输入电压VAIN等于模拟输入侧电容器阵列的输出电压时(这里是1/2×VR)，比较器一侧公共电极的电位VCM1和电位VCM2都变为VS，似乎消除了前置放大器542的偏移。当输入到前置放大器542的公共电极532和533的电位为VS时，前置放大器542产生的输出偏移在偏移消除电容器545和546中聚积，因此，输出级放大器543的输入端549和550的电位也变为VS，从而前置放大器的542的输出偏移可以忽略，输出级放大器543的输入偏移降至该偏移除以前置放大器542的放大倍数所得到的值。
逐次逼近电路505根据比较器505的输出确定转换结果最高有效位的值，并且给选择器518-522提供控制信号534，以在下一个位置中执行对应于该位的比较操作。
如果模拟输入电压VAIN高于1/2×VR，则比较器504输出“1”，以输出控制信号534，使次高位对应的电容器511与参考电压VR连接，而最高有效位对应的电容器512仍然与参考电压VR连接，即在第二次比较中，模拟输入电压VAIN与3/4×VR进行比较。反之，如果模拟输入电压低于1/2×VR，比较器504输出“0”，以输出控制信号534，使最高有效位对应的电容器512与地电位GND连接，而使次高位对应的电容器511与参考电压VR连接，在第二次比较中，模拟输入电压VAIN与1/4×VR进行比较。用这种方法，通过按规定的次数(此例中为四次)重复如下操作，即逐次逼近控制电路505输出逐次逼近控制信号534、然后根据比较器504的输出确定该位的值，模拟输入电压VAIN被转换成数字输出信号535。
可是这个现有技术存在下列问题：
第一个问题是对偏置电路的输出电压有一些限制，以下将说明原因。在上述的AD转换器中执行一般的AD转换操作，在比较方式中需要保存公共电极532的电荷，在这种情况下，如果输入阻抗与在输入级使用MOS晶体管的比较器一样很高，则不存在问题，然而与公共电极532连接的开关530造成的电荷泄漏问题。现在考虑CMOS模拟开关，其N-沟道晶体管601和P-沟道晶体管602并联，并将互补开关控制信号603和604送到它们的栅极，如图6所示。
图7是图6所示CMOS模拟开关的等效电路。
如图7所示，CMOS模拟开关有寄生二极管，二极管703和704是N-沟道晶体管601的漏/源扩散层和P-阱或P-衬底之间的寄生二极管，由于P-阱或P-衬底通常为地电位GND，所以各二极管703和704的一端与地电位GND连接。二极管701和702是P-沟道晶体管602的漏/源扩散层和N-阱或N-衬底之间的寄生二极管。由于N-阱或N-衬底通常为电源电位VDD，所以各二极管701和702的一端连接电源电位VDD。另外，电阻709是该开关导通时的一个等效电阻，电容705和706是P-沟道晶体管602的栅极和源极之间以及栅极和漏极的寄生电容，而电容707和708是N-沟道晶体管601的栅极和源极之间以及栅极和漏极的寄生电容。
当AD转换器501处于最高有效位的比较方式时，公共电极532的电位VCM1用等式(31)表示。因此，当模拟输入电压VAIN接近电源电位或地电位时，公共电极532的电位VCM1有时高于电源电位或低于地电位。当公共电极532的电位VCM1超出电源电压范围时，开关530中的寄生二极管701-704中的一个导通，聚积在公共电极532中的电荷通过导通的二极管泄漏，阻碍正常的AD转换操作。为防止这种现象的发生，从等式(31)中可知，等式(33)是必要的：
              VS＝1/2×VDD                 (33)
如上所述，常规AD转换器对于偏置电路输出电压有限制。
第二个问题是难于在低电压下工作。
其原因是，模拟开关当在电压接近1/2×VDD导通时的导通电阻非常高，当电压下降时这个条件变得非常重要。图8说明CMOS模拟开关的导通电阻709的阻值怎样随着电压变化的，图8(a)说明电源电压高时的导通电阻，而图8(b)说明电源电压低时的导通电阻。如图8所示，当CMOS模拟开关在接近1/2×VDD电压导通时，其导通电阻非常高，并且当电源电压下降时这个条件变得更重要。和在第一个问题中指出的一样，由于偏置电路540的输出电压必须是1/2×VDD，所以开关530必须在导通电阻很高的条件下使用。在采样方式中，从转换开关530导通时刻起至公共电极532的电位VCM1变到等于偏置电路540的输出电压VS那一时刻所需要的时间，取决于电容器阵列502总容量、开关530的导通电阻以及偏置电路540的输出电阻的总阻值所决定的时间常数。因此，当开关530的导通电阻很高时，采样方式操作变得很长，结果AD转换时间变得很长而不实用。
第三个问题是难于实现低功耗工作。
其原因是，常规的AD转换器需要偏置电源。与在第二个问题中指出的一样，采样方式的时间取决于电容器阵列502总容量、开关530的导通电阻以及偏置电路540的输出电阻的总阻值所决定的时间常数。因此，为减少采样方式所需的时间以加速AD转换，必须降低偏置电路540的输出电阻，降低偏置电路540的输出电阻将会增加偏置电路540的电流量，这将使偏置电路540的功率消耗上升。
另外，当把比较器配置成前置放大器在前、通过为减小比较器504偏移的电容与输出级放大器543连接时，将偏移消除电容器545和546的电位偏置为中间电位的偏置源是必不可少的。由于前置放大器542的输出与偏移消除电容的另一端连接，用电源电位给偏移消除电容器施加偏置，前置放大器542的输出端使得输出级放大器543的输入端549和550的电位提高(或降低)很多，以至超出电源电压范围，这样使得一个寄生二极管导通，同时使偏移消除电容器545和546中聚积的电荷通过导通的二极管泄漏，因此阻碍了正常AD转换操作的执行。
日本未决专利公布No.Hei 1-13818号公开的一种AD转换器可防止CMOS模拟开关的电荷泄漏，以执行正常的AD转换操作。图9说明日本未决专利公布No.Hei 1-13818号公开的一种AD转换器。AD转换器901包括模拟输入侧电容器阵列902、参考侧电容器阵列903、比较器904和逐次逼近控制电路905。模拟输入侧电容器阵列902包括4位加权电容器908、909、910、911和912。即电容器908和909的参考电容值为C，电容器910的电容值为2C，电容器911的电容值为4C，电容器912的电容值为8C。上述各电容器的一端分别与转换开关918、919、920、921或922连接，并且根据逐次逼近控制电路905的控制信号934的控制，与模拟输入端936、参考电源端937或接地端938连接。
参考侧电容器阵列903也包括4位负载电容器913、914、915、916和917。即电容器913和914的参考电容值为C，电容器915的电容值为2C，电容器916的电容值为4C，电容器917的电容值为8C。上述各电容器的一端分别与选择器923、924、925、926或927连接。并且根据逐次逼近控制电路905的控制信号934的控制，经上述选择器与接地端939连接。
当采样模拟输入电压时，开关930和931分别将模拟输入电容器阵列902的公共电极的电位和参考侧电容器阵列903的公共电极的电位置为偏置电路940输出的中间电位941。
图9所示的AD转换器与图5所示的AD转换器的不同点是，将电容器906和907分别加入电容器阵列，它们的电容值各为8C，等于最高有效位的电容值。电容器906和907的一端分别固定到接地端938和939。
下面将说明日本未决专利公布No.Hei 1-13818号公开的并示于图9的AD转换器的AD转换操作。
首先，在采样方式中，开关930和931导通，然后模拟输入侧电容器阵列902的公共电极932以及参考侧电容器阵列903的公共电极933与偏置电路940输出的中间电位941接通，电容器908-912通过选择器918-922与模拟输入电压VAIN连接，电容器913-917通过选择器923-927与地电位GND连接。这时，设VS为偏置电路940输出的中间电位941，则在模拟输入侧电容器阵列902中聚积的总电荷Q17可计算为：
Q17＝16C×(VAIN-VS)-8C×VS                   (34)
在参考侧电容器阵列903中聚积的总电荷Q18可计算为：
Q18＝24C×(-VS)                              (35)
接着，当采样方式变为比较方式时，开关930和931断开，然后电容器908-911通过选择器918-921与地电位GND连接，电容器912通过选择器922与参考电位VR连接，电容器913-917通过选择器923-927与地电位GND连接。这时，用VCM1表示公共电极932的电位，则在模拟输入侧电容器阵列902中聚积的总电荷Q19可计算为：
Q19＝8C×(VR-VCM1)-16C×VCM1                 (36)
用VCM2表示公共电极933的电位，则在参考侧电容器阵列903中聚积的总电荷Q20可计算为：
Q16＝24C×(-VCM2)                            (37)
这里，根据电荷守恒定律
Q17＝Q19                                     (38)
Q18＝Q20                                     (39)
用等式(34)-(37)代入等式(38)和(39)，得到
VCM1＝2/3×(1/2×VR-VAIN)+VS                 (40)
VCM2＝VS                                     (41)
比较器904把由等式(40)表示的公共电极932的电位VCM1与由等式(41)表示的公共电极933的电位进行比较，输出比较结果“1”或“0”。逐次逼近控制电路905根据上述比较器904的输出确定转换结果最高有效位的值，并将控制信号934提供给选择器918-922，以在下一个位置对应位上执行比较操作。用这种方法通过按规定的次数(此例中为四次)重复如下操作，即逐次逼近控制电路905输出逐次逼近控制信号934、然后根据比较器904的输出对于确定该位的值。从而将模拟输入电压VAIN转换成数字输出信号935。
可是这项现有技术存在下列问题：
第一个问题是对偏置电路的输出电压有一些限制，以下将说明其原因。为了在上述的AD转换器中执行正常的AD转换操作，在比较方式中需要保存公共电极932的电荷，在这种情况下，如果输入阻抗与在输入级使用MOS晶体管的比较器一样非常高，则不存在问题。然而存在着与公共电极932连接的开关930产生电荷泄漏的问题。现在考虑CMOS模拟开关，其N-沟道晶体管601和P-沟道晶体管602并联，并且互补开关控制信号603和604送到它们的栅极，如图6所示。
和常规AD转换器一样，当AD转换器901处于最高有效位的比较方式时，公共电极932的电位VCM1用等式(40)表示。因此，当模拟输入电压VAIN接近电源电位或地电位时，公共电极932的电位VCM1有时高于电源电位或低于地电位。
当公共电极932的电位VCM1超出电源电压范围时，开关930中的寄生二极管701-704中的一个导通，聚积在公共电极932中的电荷通过导通的二极管泄漏，阻碍正常的AD转换操作。
为防止这个现象，从等式(40)可见，等式(42)是必要的：
VS＝1/3×VDD至2/3×VDD                             (42)
如上所述，常规AD转换器利用偏置电路输出电压的限幅实现AD转换。
第二个问题是难以在低电压下工作。
其原因如下，和常规AD转换器一样，当CMOS模拟开关在接近1/2×VDD电压导通时，其导通电阻非常高，当电压下降时这个条件变得非常重要。如图8所示，当CMOS模拟开关在接近1/2×VDD电压导通时的导通电阻非常高，并且当电源电压下降时这个条件变得更重要。和在第一个问题中指出的一样，由于偏置电路940的输出电压必须是1/3×VDD至2/3×VDD，所以开关930必须在导通电阻很高的条件下使用。在采样方式中，从开关930导通时刻起至电位VCM1变到等于偏置电路940的输出电压VS那一时刻所需要的时间，取决于电容器阵列902总容量、开关930的导通电阻以及偏置电路940的输出电阻的总的阻值所形成的时间常数。因此，当开关930的导通电阻很高时，采样方式操作变得很长，结果AD转换时间变得很长而不实用。
第三个问题是难以在低功耗下工作。
其原因如下，与常规的AD转换器一样，该AD转换器也需要偏置电源。与在第二个问题中指出的一样，采样方式的时间取决于电容器阵列902总容量、开关930的导通电阻以及偏置电路940的输出电阻的总的阻值所形成的时间常数。因此，为减少采样方式所需的时间以加速AD转换，必须降低偏置电路940的输出电阻。降低偏置电路940的输出电阻就提高了偏置电路940的电流提供量，这将使偏置电路940的功率消耗上升。
图10是说明常规比较器的一个例子。在该比较器中，放大器经过消除比较器偏移的多个电容器连接，并且在消除偏移的操作期间将放大器的输入电位设置为相等。比较器1001包括输出级放大器1003和减小输出级放大器1003偏移的前置放大器1002，输出级放大器1003和前置放大器1002通过偏移消除电容1004和1005连接。模拟开关1012和1013在消除偏移的操作期间导通，提供的1012和1013将输出级放大器1003的工作点设置成和前置放大器1002工作点相等，并消除前置放大器1002的偏移。模拟开关1015和1016与比较器1001的两个输入端1006和1007连接。偏移消除偏置电路1014与模拟开关1015和1016的另一端连接。
下面将说明图10所示比较器的操作。
在消除偏移的操作期间，模拟开关1015和1016导通，比较器1001的两个输入端1006和1007被设置成偏置电路1014的输出电位1017。另外，偏移消除开关1012和1013导通，输出级放大器的输入端1010和1011也被置成偏置电路1014的输出电位1017，同时，将前置放大器1002的输出偏移存入偏移消除电容1004和1005中。在比较操作期间，偏移消除开关1012、1013和模拟开关1015和1016断开，对比较器1001的两个输入端1006和1007的电位进行比较，并输出比较结果1018。如果两个输入端1006和1007的电位相等，则将前置放大器1002的输出偏移存入偏移消除电容1004和1005中。因此，输出级放大器1003的输入端1012和1013的电位变为等于偏置电路1014的输出电位1017，从而可忽略前置放大器1002的输出偏移。输出级放大器1003的输入偏移被降至该偏移除以前置放大器1002的放大倍数所得到的值。
然而这种现有技术存在下述问题。
第一个问题是，当为提高比较器的集成度而将比较器的元件互相之间排列的很紧密时，比较器的工作将有可能变得不稳定。
以下将说明其原因。
通常，为降低产品的成本，半导体集成电路的布局尽可能紧凑以提高其集成度，图11示意性地说明图10所示的比较器布局，其包括前置放大器1002、输出级放大器1003、偏移消除电容1005和偏移消除开关1013。如图11所示，为提高集成度，前置放大器1002、输出级放大器1003、偏移消除电容1005和偏移消除开关1013互相之间排列的很紧密。当它们按照图11的所示排列时，与前置放大器的输出1009连接的偏移消除电容1005的底部电极，不可避免地与和偏移消除开关1013连接的比较器1001的输入1007放得很近，在这种状态下，在前置放大器的输入端1007和输出端1009之间存在着不可忽略的寄生电容，这个电容1101给前置放大器1002提供一个反馈，该反馈在比较器工作期间有时使前置放大器1002工作不稳定或者振荡，为提高集成度将比较器的元件彼此之间安排得紧密所产生的问题是比较器工作不稳定。
本发明的一个目的是提供一种克服上述现有技术的缺点、降低偏置电路功耗、能够在低压下高速工作的AD转换器及其控制方法。
本发明的另一个目的是提供一种AD转换器及其控制方法，即使当元件以高集成度布局时也能够稳定工作而不产生振荡。
为达到上述目的，根据本发明的AD转换器主要使用下述技术结构。
即，根据本发明的AD转换器的第一方式是：在AD转换器中，第一电容器阵列与比较器的一个输入端连接、第二电容器阵列与比较器的另一个输入端连接、与输入模拟电平成比例的电荷聚积在第一电容器阵列中，该AD转换器包括：
电平调节电容器，其一端与和第一电容器阵列连接的比较器的一个输入端连接，以将比较器的这个输入端的电压调节至预定电压；
切换装置，用于将电容器另一个输入端的电位切换为采样方式或比较方式的不同的电位。
第二方式是，在AD转换器对输入信号进行采样的方式下，内部聚积的电荷与输入模拟信号电平成比例的第一参考电容器与比较器的一个输入端连接，第二参考电容器与比较器的另一个输入端连接。而在比较方式中，电阻阵列给第一参考电容器提供预定电压。该AD转换器包括：
电平调节电容器，其一端与和第一参考电容连接的比较器的一个输入端连接，以将比较器的这个输入端的电压调节至预定电压；以及
切换装置，用于将电容器另一个输入端的电位切换为采样方式或比较方式的不同的电位。
第三方式是，在AD转换器对输入信号进行采样的方式下，切换上述切换装置，将比较器输入侧的电位充电至电源电位。
第四方式是，AD转换器中的电源电位是地电位。
第五方式是，AD转换器中的比较器包括多个放大器，并且电容器与多个放大器中每两个放大器连接。其中，至少有两极开关器件串联，以使第一级放大器的偏置电位和第二级以及后面各级放大器的偏置电位相等。并且至少在比较方式中，以串联方式连接的开关器件之间节点的电位被固定为预定电位。
第六方式是，AD转换器中一个开关器件使比较器两个输入端的电位等于比较器中多个放大器的偏置电位。
第七方式是，AD转换器中的切换装置使所述电容器的另一端的电位成为电源电位，以使所述比较器的一个输入端为预定电位，并在该电位上消除比较器的偏移。
根据本发明的AD转换器控制方法的第一方式是这样的控制方法：使第一电容器阵列与比较器的一个输入端连接、第二电容器阵列与比较器的另一个输入端连接，而且与输入模拟信号电平成比例的电荷在第一电容器阵列中聚积。该AD转换器控制方法包括步骤：
提供电平调节电容器，该电容的一端和与第一电容器阵列连接的比较器的一个输入端连接，以将该比较器的该输入端的电压调节为预定电压值；以及
将该电容器另一端的电位切换为采样方式或比较方式的不同的电位。
第二方式是这样的一种AD转换控制方法：在对输入信号采样的方式中，电荷与输入模拟信号电平成比例聚积的第一参考电容和比较器的一个输入端连接、第二参考电容器和比较器的另一个输入端连接；在比较方式中，电阻阵列给第一参考电容器提供预定电压。该AD转换器控制方法包括步骤：
提供电平调节电容，该电容的一端和与第一参考电容连接的比较器的一个输入端连接，以将该比较器的该输入端的电压调节为预定电压值；以及
将该电容另一端的电位切换为采样方式或比较方式的不同的电位。
第三方式是这样的一种AD转换控制方法：在电平调节电容产生的电压上消除比较器的偏移。
图1是根据本发明第一实施例的AD转换器第一实施例的电路图；
图2是图1中所示比较器的简图；
图3是本发明第二实施例的电路图；
图4是本发明第三实施例的电路图；
图5是说明常规AD转换器的电路图；
图6是模拟开关的电路图；
图7是图6中所示模拟开关的等效图；
图8(a)和图8(b)是图6中所示的模拟开关的导通电阻状态的图；
图9是说明另一个常规AD转换器的电路图；
图10是说明图9中所示的比较器的电路图；
图11是图10中所示的比较器布局的示意图；
当将模拟输入电压采样到采样电容器中时，根据本发明的AD转换器将比较器输入侧的电极电位固定在电源电位(电源电位或地电位)。这样减少了MOS模拟开关的导通(ON)电阻，使其能够在低电压下执行高速操作。此外，将电平调节电容器加到采样电容器上以进行电容器分压。这种结构防止了在比较运算期间，由于比较器输入侧电极电位超过电源电压范围而造成的泄漏所导致的AD转换失败。此外，该AD转换器也不再需要偏置电路来将比较器输入侧电极电位固定在中间电位；同时，它使用由电容器分压(由增加的电平调节电容器执行)产生的中间电位，作为消除比较器偏移的电压，以消除为消除比较器偏移所需要的偏置电路。此外，将开关串联在两级中来消除比较器的偏移，并将串联连接的开关之间的节点连接，消除了由于电容器电容值的变化而造成的作为电容器分压结果的电位差。在比较操作过程中，串联连接的开关之间的节点被固定在电源电平。这种结构防止了在比较过程中比较器操作的不稳定性，以及由寄生电容器产生的到比较器的反馈所造成的振荡。
参考图1，当将模拟输入电压VAIN采样进模拟输入侧电容器阵列102中时，模拟输入电压VAIN被作为模拟输入侧电容器阵列102的模拟输入侧电极的选择器118、119、120、121和122选择，一电平调节电容器106通过选择器128与地电位GND连接，模拟输入侧电容器阵列102的公共电极132被开关130设置为地电位GND。
在与比较器104的另一输入端连接的参考侧电容器阵列103中，地电位GND由选择器123、124、125、126和127选择，一电平调节电容器107通过选择器129与地电位GND连接，公共电极133被开关131设置为地电位GND。即使开关130和131是MOS模拟开关，它们的导通电阻也是非常低的，因为导通电位是地电位GND，就是说即使在低电压下也可以进行高速采样。
与常规的AD转换器中公共电极132和133被设为中间电位(例如等于电源电位的1/2)不同，根据本发明的AD转换器不要求偏置源来产生中间电位。相反，在比较操作期间，通过选择器128和129将电平调节电容器106的电位由地电位GND切换至电源电位VDD，即使当模拟输入电压VAIN的电压范围等于电源电压范围，电容器分压也由增加的电平调节电容器106和107实现。这样就防止了在比较过程中，由于公共电极132和133的电位超过电源电压的范围而使开关130和131泄漏造成不正确的转换结果。
另外，在放大器通过多个电容器连接以消除比较器的偏移的电路中，消除偏移的中间电压可以通过选择器128和129将电平调节电容器106和107的电位由地电位GND切换至电源电位VDD而由电容器分压来产生。因此，用于产生消除偏移的中间电位的偏置电路就不需要了。
对于比较器的偏移消除开关，开关147和151串联，类似地开关148和152串联，在比较操作中，串联开关之间的节点155和156被开关153和154设置为地电位GND。这种结构防止了由公共电极132和133之间产生的寄生电容器向前置放大器142的反馈所造成的不稳定操作和振荡。这些公共电极132和133分别是前置放大器142的输入和前置放大器142的输出157，158。
此外，通过连接位于串联的偏移消除开关之间的节点156和157，作为比较器输入的公共电极132和133的电位可以设置为相等，而且即使输入侧电容器阵列102、参考侧电容器阵列103、以及电平调节电容器106和107的电容值不同、并因此使得由各电容器阵列的电容器分压所产生的中间电位不同时，比较器的偏移也可以被正确地消除。[实例]
下面将参考附图详细描述根据本发明的AD转换器及其控制方法的一些实施例。(第一实施例)
图1是根据本发明的AD转换器及其控制方法的第一实施例的构造的示意图。
参考图1，其中设置了一个AD转换器，在该AD转换器中第一电容器阵列102与比较器104的一个输入端132连接，而第二电容器阵列103则与比较器104的另一个输入端133连接，并且其中与输入模拟信号电平VAIN成比例的电荷聚积在第一电容器阵列102中。AD转换器包括一个电平调节电容器106，其一端与比较器104的一个输入端132连接，用于将与第一电容器阵列102连接的比较器104的一个输入端132的电压调节至预定电压；以及一切换装置128，用于将电容器106另一端的电位切换于采样方式和比较方式的不同电位之间。
下面将更详细地说明本发明。
图1显示了一个4位逐次逼近式AD转换器，用于本发明的第一实施例。
AD转换器101包括模拟输入侧电容器阵列102、参考侧电容器阵列103、逐次逼近控制电路105、模拟输入侧电平调节电容器106和参考侧电平调节电容器107。
模拟输入侧电容器阵列102是一个由4位加权的电容器108、109、110、111和112组成的阵列。也就是说，电容器108、109是具有参考电容值C的电容器，电容器110是具有参考电容值2C的电容器，电容器111是具有参考电容值4C的电容器，电容器112是具有参考电容值8C的电容器。上述电容器的每一个的一端分别与选择器118、119、120、121和122连接，并且响应于来自逐次逼近控制电路105的控制信号，分别与模拟输入端136、参考电源端137或接地端138相连。参考电源端137是电源端，在将模拟输入信号电压VAIN转换为数字值时用作基准。一般而言，参考电源的电压范围等于或小于电源电压的范围。
参考侧电容器阵列103也是一个由4位加权的电容器113、114、115、116和117组成的阵列。也就是说，电容器113和114是具有参考电容值C的电容器，电容器115是具有参考电容值2C的电容器，电容器116是具有参考电容值4C的电容器，电容器117是具有参考电容值8C的电容器。上述电容器的每一个的一端分别与选择器123、124、125、126或127连接，并且响应于来自逐次逼近控制电路105的控制信号134，通过选择器123、124、125、126或127与接地端139相连。
比较器104包括一输出级放大器143和一前置放大器142，前置放大器142减少了输出级放大器143的偏移。输出级放大器143和前置放大器142通过偏移消除电容器145和146连接。为确定输出级放大器143  作点以及为消除前置放大器142偏移而设置的模拟开关147、148、151和152在偏移消除期间被导通。
前置放大器142的公共电极132可以通过模拟开关151与节点155连接。类似地，前置放大器142的公共电极133可以通过模拟开关152与节点156连接。介于模拟开关147和151之间的节点155和介于模拟开关148和152之间的节点156被连接。这些节点连接到开关153和154，这两个开关在比较操作期间用于将节点155和156连接到接地端159和160。
电容器106和107各具有8C的电容值，它们分别是模拟输入侧电平调节电容器和参考侧电平调节电容器。每个电平调节电容器106和107的一端分别与选择器128或129连接。响应于来自逐次逼近控制电路105的控制信号134，电容器106的一端要么与电源端140连接，要么与接地端138连接，而电容器107的一端同样要么与电源端141连接，要么与接地端139连接。
当采样模拟输入电压时，开关130和131将模拟输入侧电容器阵列102的公共电极132和参考侧电容器阵列103的公共电极133分别与接地端138和139连接。
图2示意性地显示了比较器104的一个布局，其包括前置放大器142、输出级放大器143、偏移消除电容器146以及偏移消除开关148和152。
下面将对图1中所示的AD转换器的转换操作加以说明。
首先，在电荷清除方式中，开关130和131被导通。模拟输入侧电容器阵列102的公共电极132和参考侧电容器阵列103的公共电极133与地电位GND连接，电容器108-112通过选择器118-122与地电位GND连接，电容器113-117通过选择器123-127与地电位GND连接，而电平调节电容器106和107则通过选择器128和129与地电位GND连接。
偏移消除开关147、148、151和152被导通，而开关153和154被断开。在这种方式下，聚积在所有的电容器和节点上的过量的电荷将被清除。
接下来，在偏移消除方式中，开关130和131被断开，而电平调节电容器106和107被选择器128和129连接到电源电位VDD。在这种方式中，模拟输入侧电容器阵列102的公共电极132的电位、参考侧电容器阵列103的公共电极133的电位、以及输出级放大器143的输入端149和150的电位是电容器分压的电位。如果电容器阵列102和103以及电平调节电容器106和107总的电容值大于在偏移消除电容器阵列145和146以及输出级放大器143的输入端149和150中产生的寄生电容，则电位为1/3×VDD。在这种情况下，当前置放大器142的输入大约为1/3×VDD时与输出偏移相等的电荷聚积在偏移消除电容器145和146上。如果模拟输入侧电容器阵列102、参考侧电容器阵列103、电平调节电容器106和107由于制造上的问题而具有不同的电容值，预计在由模拟输入侧电容器阵列102产生的大约1/3×VDD的电位与由参考侧电容器阵列103产生的大约1/3×VDD的电位之间的存在差别。但是，在图1中所示的AD转换器中，偏移消除开关147、148、151和152被串联在两级中以使在开关间设置的节点155和156短路。因此，作为前置放大器142输入的公共电极132的电位与公共电极133的电位一直是相等的。并且，与前置放大器142的输出偏移相应的电荷总是聚积在偏移消除电容器145和146上。当完成偏移消除方式时，偏移消除开关147、148、151和152被断开。在偏移消除开关147、148、151和152断开后，开关153和154被导通以将设置在偏移消除开关147、148、151和152之间的节点155和156的电位固定在地电位GND。
在采样方式中，开关130和131被导通。然后，模拟输入侧电容器阵列102的公共电极132和参考侧电容器阵列103的公共电极133被连接到地电位GND。电容器108-112通过选择器118-122与模拟输入电压VAIN连接。
电容器113-117通过选择器123-127与地电位GND连接。而电平调节电容器106和107则通过选择器128和129与地电位GND连接。这时，聚积在模拟输入侧电容器阵列102的总电荷Q1计算为：
              Q1＝16C×VAIN                       (1)
聚积在参考侧电容器阵列103的总电荷Q2计算为：
              Q2＝0                               (2)
接下来，当变为比较方式时，开关130和131断开。然后，电容器108-111通过选择器118-121与地电位GND连接。电容器112通过选择器122与参考电位VR连接。电容器113-117通过选择器123-127与地电位GND连接。电平调节电容器106和107连接到电源电位VDD。这时，设公共电极132的电位是VCM1，则聚积在模拟输入侧电容器阵列102的总电荷Q3计算为：
Q3＝8C×(VR-VCM1)+8C×(VDD-VCM1)-8C×VCM1         (3)
设公共电极133的电位是VCM2，则聚积在参考侧电容器阵列103的总电荷Q4计算为：
Q4＝8C×(VDD-VCM2)-16C×VCM2               (4)
这里，按照电荷守恒定律，
              Q1＝Q3                       (5)
              Q2＝Q4                       (6)
下面是通过将等式(1)-(4)代入(5)和(6)而得到的：
    VCM1＝2/3×(1/2×VR-VAIN+1/2×VDD)     (7)
    VCM2＝1/3×VS                          (8)
比较器104通过比较由等式(7)表示的公共电极132的电位VCM1与由等式(8)表示的公共电极133的电位VCM2，输出比较结果“1”或“0”。如等式(7)和(8)所示，当模拟输入电压VAIN等于模拟输入侧电容器阵列的输出电压(这里是1/2×VR)，公共电极的电位VCM1和VCM2变为1/3×VDD，好象是在偏移消除方式中一样。当作为前置放大器142的输入的公共电极132和133是的电位是1/3×VDD时，所产生的前置放大器142的输出偏移累积在偏移消除电容器145和146上。因此，输出级放大器143的输入149和150的电位也变为1/3×VDD，从而前置放大器142的输出偏移可忽略。输出级放大器143的输入偏移被减小至通过将其除以前置放大器142的放大倍数所产生的值。逐次逼近控制电路105根据比较器104的输出确定转换结果最高有效位的值，并向选择器118-122提供控制信号134，以执行与下一位置的位对应的比较操作。
如果模拟输入电压VAIN高于1/2×VR，比较器104输出“1”以输出控制信号134来将与下一位置的位对应的电容器111连接至参考电压VR，而与最高有效位对应的电容器112则仍然与参考电压VR连接。也就是说，在第二次比较中，模拟输入电压VAIN与3/4×VR比较。相反，如果模拟输入电压VAIN低于1/2×VR，比较器104输出“0”以输出控制信号134来将与最高有效位对应的电容器112连接至地电位GND，并将与下一位置的位对应的电容器111连接至参考电压VR。在第二次比较中，模拟输入电压VAIN与1/4×VR比较。按这种方式，通过按规定的次数(在本例中为4次)重复如下操作，即逐次逼近控制电路105根据比较器104的输出，输出逐次逼近控制信号134，然后确定该位的值，模拟输入电压VAIN就被转换成数字输出信号135。
下面将说明图2所示的布局图。
一般而言，为了降低产品成本，半导体集成电路要尽可能地布局紧凑以增加其集成度。对图1中的AD转换器也是如此。为了增加集成度，如图2所示，前置放大器142、输出级放大器143、偏移消除电容器146、以及偏移消除开关148和152彼此安排得很近。当它们如图2所示进行安排时，与前置放大器142的输出158连接的偏移消除电容器146的下电极被不可避免地靠近偏移消除开关148和152之间的节点156。在这种状态下，在前置放大器142的输出158和节点156之间的寄生电容201产生了从该寄生电容201至前置放大器142的反馈。但是，在根据本发明的AD转换器中，因为偏移消除开关148和152之间的节点156的电位在比较操作期间被开关154固定在地电位GND，不会产生对前置放大器142的反馈，从而比较器104可以进行稳定的比较操作。(第二实施例)
在上面所描述的第一实施例中，电平调节电容器的电容值与最高有效位的相同。
设XC是电平调节电容器的电容值。那么，等式(3)和(7)如下：
Q3＝8C×(VR-VCM1)+XC×(VDD-VCM1)-8C×VCM1            (3)’
VCM1＝16/(16+X)×(1/2×VR-VAIN+X/16×VDD)       (7)’
为了执行正常的AD操作，需要使等式(7)’所表示的公共电极的电位VCM1在电源电压范围内(VDD≥VCM1)。因此，可以说只要电平调节电容器的电容值等于或大于最高有效位的电容值(在上面的例子中为8C或更大)，那么对电平调节电容器的电容值就没有限制。(第三实施例)
下面将参考图3说明根据本发明的第三实施例。
图3展示了在本发明第三实施例中使用的4位逐次逼近式AD转换器。
一AD转换器301包括模拟输入侧电容器阵列302、参考侧电容器阵列303、逐次逼近控制电路305、模拟输入侧电平调节电容器306和参考侧电平调节电容器307。
模拟输入侧电容器阵列302是一个由4位加权的电容器308、309、310、311和312组成的阵列。也就是说，电容器308、309是具有参考电容值C的电容器，电容器310是具有参考电容值2C的电容器，电容器311是具有参考电容值4C的电容器，电容器312是具有参考电容值8C的电容器。上述电容器的每一个的一端分别与选择器318、319、320、321或322连接，并且响应于来自逐次逼近控制电路305的控制信号，分别与模拟输入端336、参考电源端337或接地端338相连。参考电源端337是电源端，在将模拟输入信号电压VAIN转换为数字值时用作基准。一般而言，参考电源的电压范围等于或小于电源电压的范围。
参考侧电容器阵列303也是一个由4位加权的电容器313、314、315、316和317组成的阵列。也就是说，电容器313和314是具有参考电容值C的电容器，电容器315是具有参考电容值2C的电容器，电容器316是具有参考电容值4C的电容器，电容器317是具有参考电容值8C的电容器。上述电容器的每一个的一端分别与选择器323、324、325、326或327连接，并且响应于来自逐次逼近控制电路305的控制信号334，通过选择器323、324、325、326或327与接地端339相连。
比较器304包括一输出级放大器343和一前置放大器342，其减少了输出级放大器343的偏移。输出级放大器343和前置放大器342通过偏移消除电容器345和346连接。为确定输出级放大器343工作点以及为消除前置放大器342偏移而设置的模拟开关347、348、351和352在偏移消除期间被导通。设置在模拟开关347和351之间的节点355和设置在模拟开关348和352之间的节点356被连接。这些节点被连接到开关353和354上，用于在比较操作期间将节点355和356连接到接地端359和360。
电容器306和307各具有8C的电容值，它们分别是模拟输入侧电平调节电容器和参考侧电平调节电容器。每个电平调节电容器306和307的一端分别与选择器328或329连接。响应于来自逐次逼近控制电路305的控制信号334，电容器306的一端要么与电源端340连接，要么与接地端338连接，而电容器307的一端同样要么与电源端341连接，要么与接地端339连接。
当对模拟输入电压采样时，开关330和331将模拟输入侧电容器阵列302的公共电极332和参考侧电容器阵列303的公共电极333分别与接地端340和341连接。
下面将对图1中所示的AD转换器的转换操作加以说明。
首先，在电荷清除方式中，开关330和331被导通。模拟输入侧电容器阵列302的公共电极332和参考侧电容器阵列303的公共电极333与电源VDD连接，电容器308-312通过选择器318-322与电源VDD连接，电容器313-317通过选择器323-327与电源VDD连接，而电平调节电容器306和307则通过选择器328-329与电源VDD连接。另外，偏移消除开关347、348、351和352被导通，而开关353和354被关闭。在这种方式下，聚积在所有的电容器和节点上的过量的电荷将被清除。
接下来，在偏移消除方式中，开关330和331被断开，而电平调节电容器306和307被选择器328和329连接到地电位GND。在这种方式中，模拟输入侧电容器阵列302的公共电极332的电位、参考侧电容器阵列303的公共电极333的电位、以及输出级放大器343的输入端349和350的电位是电容器分压的电位。如果电容器阵列302和303以及电平调节电容器306和307总的电容值大于在偏移消除电容器阵列345和346以及输出级放大器343的输入端349和350中产生的寄生电容，则电位为约2/3×VDD。在这种情况下，当前置放大器342的输入大约为2/3×VDD时，与输出偏移相等的电荷聚积在偏移消除电容器阵列345和346上。如果模拟输入侧电容器阵列302、参考侧电容器阵列303、电平调节电容器306和307由于制造上的问题而具有不同的电容值，预计由模拟输入侧电容器阵列302产生的大约1/3×VDD的电位与由参考侧电容器阵列303产生的大约1/3×VDD的电位之间会存在差别。但是，在图3所示的AD转换器中，偏移消除开关347、348、351和352被串联在两级中以使在开关间设置的节点355和356短路。因此，作为前置放大器342输入的公共电极332的电位与公共电极333的电位一直是相等的。并且，与前置放大器342的输出偏移相应的电荷总是聚积在偏移消除电容器345和346上。当完成偏移消除方式时，偏移消除开关347、348、351和352被断开。在偏移消除开关347、348、351和352断开后，开关353和354被导通以将设置在偏移消除开关347、348、351和352之间的节点355和356的电位固定在地电位GND。
接下来，在采样方式中，开关330和331被导通。然后，模拟输入侧电容器阵列302的公共电极332和参考侧电容器阵列303的公共电极333被连接到电源电位VDD。电容器308-312通过选择器318-322与模拟输入电压VAIN连接。电容器313-317通过选择器323-327与地电位GND连接。而电平调节电容器306和307则通过选择器328和329与电源电位VDD连接。这时，聚积在模拟输入侧电容器阵列302的总电荷Q5计算为：
    Q5＝16C×(VAIN-VDD)                          (9)
聚积在参考侧电容器阵列303的总电荷Q6计算为：
Q6＝16C×(-VDD)                                  (10)
接下来，当变为比较方式时，开关330和331断开。然后，电容器308-311通过选择器318-321与地电位GND连接。电容器312通过选择器322与参考电位VR连接。电容器313-317通过选择器323-327与地电位GND连接。电平调节电容器306和307连接到地电位GND。这时，设公共电极332的电位是VCM1。然后，聚积在模拟输入侧电容器阵列302的总电荷Q7计算为：
    Q7＝8C×(VR-VCM1)-8C×VCM1-8C×VCM1          (11)
设公共电极333的电位是VCM2，则聚积在参考侧电容器阵列303的总电荷Q8计算为：
    Q8＝16C×(-VCM2)-8C×VCM2                    (12)
这里，按照电荷守恒定律，
              Q5＝Q7                            (13)
              Q6＝Q8                            (14)
下面是通过将等式(9)-(12)代入(13)和(14)而得到的：
              VCM1＝2/3×(1/2×VR-VAIN+VDD)      (15)
              VCM2＝2/3×VDD                     (16)
比较器304通过比较由等式(15)表示的公共电极332的电位VCM1与由等式(16)表示的公共电极333的电位VCM2，输出比较结果“1”或“0”。如等式(15)和(16)所示，当模拟输入电压VAIN等于模拟输入侧电容器阵列的输出电压(这里是3/2×VR)，公共电极的电位VCM1和VCM2变为2/3×VDD，好象是在偏移消除方式中一样。当作为前置放大器342输入端的公共电极332和333的电位是2/3×VDD时，所产生的前置放大器342的输出偏移聚积在偏移消除电容器345和346中。因此，输出级放大器343的输入349和350的电位也变为2/3×VDD，从而前置放大器342的输出偏移可忽略。输出级放大器343的输入偏移被减小至通过将其除以前置放大器342的放大倍数所产生的值。逐次逼近控制电路305根据比较器304的输出确定转换结果最高有效位的值，并向选择器318-322提供控制信号334，以执行与下一位置的位对应的比较操作。
如果模拟输入电压VAIN高于1/2×VR，比较器304输出“1”以输出控制信号334来将与下一位置的位对应的电容器311连接至参考电压VR，而对应于最高有效位的电容器312则仍然与参考电压VR连接。也就是说，在第二次比较中，模拟输入电压VAIN与3/4×VR比较。相反，如果模拟输入电压VAIN低于1/2×VR，比较器304输出“0”以输出控制信号334来将与最高有效位对应的电容器312连接至地电位GND，并将与下一位置的位对应的电容器311连接至参考电压VR。在第二次比较中，模拟输入电压VAIN与1/4×VR比较。按这种方式，通过按规定的次数(在本例中为4次)重复如下操作，即逐次逼近控制电路305输出逐次逼近控制信号334、然后根据比较器304的输出确定该位的值，模拟输入电压VAIN就被转换成数字输出信号335。(第四实施例)
下面，将说明根据本发明的第四实施例。
图4显示了3位逐次逼近式AD转换器的电路图，其在参考DA转换器中具有一电阻串。
AD转换器401包括电阻串402、模拟输入侧采样电容器423、参考侧采样电容器424、比较器403、逐次逼近控制电路404、模拟输入侧电平调节电容器425和参考侧电平调节电容器426。
电容器423的电容值为2C。该电容器的一端与模拟开关421和422连接，并且响应逐次逼近控制电路404的控制信号433，要么与模拟输入端439连接，要么与电阻串的输出440连接。电容器424的电容值为2C。该电容器的一端与接地端438连接，其另一端432与比较器403连接。
电阻串402包括8个参考电阻405、406、407、408、409、410、411和412，它们串联在参考电源端435和接地端436之间，还包括模拟开关413、414、415、416、417、418、419和420，它们得到由参考电阻405-412的分压。响应于逐次逼近控制电路404的控制信号433，模拟开关413-420之一被选择并导通，以向输出端440输出由电阻所分成的中间电位。模拟开关421和422在采样侧与模拟输入电压VAIN连接。在比较方式中，这些开关用于将响应于逐次逼近控制电路404的控制信号433，将从电阻串选择的电位440与模拟输入侧电容器423相连。
比较器403包括一输出级放大器442和一前置放大器441，其用于减少输出级放大器442的偏移。输出级放大器442和前置放大器441通过偏移消除电容器443和444连接。为确定输出级放大器442工作点并为消除前置放大器443的偏移而设置的模拟开关445、446、449和450在偏移消除期间被导通。
在模拟开关445和449之间的节点453和模拟开关446和450之间的节点454被短路。这些节点在比较操作期间将节点453和454与接地端457和458连接。
电容器425和426各自的电容值为C，它们分别是模拟输入侧电平调节电容器和参考侧电平调节电容器。电容器425和426各自的一端分别选择器427或428连接，另一端分别与电极431或432连接。响应于来自逐次逼近控制电路404的控制信号433，要么与电源端437连接，要么与接地端438连接。
开关429和430是当采样模拟输入电压时，用于将模拟输入侧采样电容器423的比较器侧电极431与参考侧电容器424的比较器侧电极432与接地端438连接的开关。
下面，将对图4所示的AD转换器的转换操作加以说明。
首先，在电荷清除方式中，开关429和430被导通。模拟输入侧采样电容器423的比较器侧电极431和参考侧采样电容器424的比较器侧电极432与地电位GND连接，模拟输入侧采样电容器423的另一端通过开关420和422与地电位GND连接，而电平调节电容器425和426则通过选择器427和428与地电位GND连接。另外，偏移消除开关445、446、449和450被导通。在这种方式下，聚积在所有的电容器和触点上的过量电荷将被清除。
接下来，在偏移消除方式中，开关429和430被断开，而电平调节电容器425和426被选择器427和428连接到电源电位VDD。在这种方式中，模拟输入侧采样电容器423的比较器侧电极431的电位、参考侧采样电容器424的比较器侧电极432的电位、以及输出级放大器442的输入端447和448的电位是电容器分压的电位。如果采样电容器423和424以及电平调节电容器425和426总的电容值远远大于在偏移消除电容器443和444中以及输出级放大器442的输入端447和448中产生的寄生电容，则电位为1/3×VDD。在这种情况下，当前置放大器441的输入大约为1/3×VDD时，与输出偏移相当的电荷聚积在偏移消除电容器443和444上。如果模拟输入侧采样电容器423、参考侧采样电容器424、电平调节电容器425和426由于制造上的问题而具有不同的电容值，则预计在由模拟输入侧采样电容器423产生的大约1/3×VDD的电位与由参考侧采样电容器424产生的大约1/3×VDD的电位之间会存在差别。但是，在图4中所示的AD转换器中，偏移消除开关445、446、449和450被串联在两级中以使在开关间设置的节点453和454短路。因此，作为前置放大器441的输入431的电位与前置放大器441的输入432的电位一直是相等的。并且，与前置放大器442的输出偏移相应的电荷总是聚积在偏移消除电容器443和444上。当完成偏移消除方式时，偏移消除开关445、446、449和450被断开。在偏移消除开关445、446、449和450断开后，开关451和452被导通，以将设置在偏移消除开关445、446、449和450之间的节点453和454的电位固定在地电位GND。
在采样方式中，开关429和430被导通。然后，模拟输入侧采样电容器423的比较器侧电极431和参考侧采样电容器424的比较器侧电极432被连接到地电位GND。采样电容器423通过开关421与模拟输入电压VAIN连接。
电平调节电容器425和426通过选择器427和428与地电位GND连接。这时，聚积在模拟输入侧采样电容器423的总电荷Q9计算为：
         Q9＝2C×VAIN                         (17)
聚积在参考侧采样电容器424的总电荷Q10计算为：
         Q10＝0                               (18)
接下来，当变为比较方式时，开关429和430断开，开关421断开，开关422导通。在电阻串402中，只有开关416被导通。电平调节电容器425和426通过选择器427和428分别与电源电位VDD连接。这时，设比较器侧电极431的电位是VCM1，则聚积在模拟输入侧采样电容器423的总电荷Q11计算为：
Q11＝2C×(1/2×VR-VCM1)+C×(VDD-VCM1)         (19)
设比较器侧电极432的电位是VCM2，则聚积在参考侧采样电容器424的总电荷Q12计算为：
     Q12＝2C×(-VCM2)+C×(VDD-VCM2)           (20)
这里，按照电荷守恒定律，
     Q9＝Q11                                  (21)
     Q10＝Q12                                 (22)
下面是通过将等式(17)-(20)代入(21)和(22)而得到的：
    VCM1＝2/3×(1/2×VR-VAIN+1/2×VDD)          (23)
    VCM2＝1/3×VDD(24)
比较器104通过比较由等式(23)表示的比较器侧电极431的电位VCM1与由等式(24)表示的比较器侧电极432的电位VCM2，输出比较结果“1”或“0”。如等式(23)和(24)所示，当模拟输入电压VAIN等于电阻串的输出电压(这里是1/2×VR)，公共电极的电位VCM1和VCM2都变为1/3×VDD，好象是在偏移消除方式中一样。
当作为前置放大器441的输入的比较器侧电极431和432的电位是1/3×VDD时，所产生的前置放大器441的输出偏移聚积在偏移消除电容器443和444上。因此，输出级放大器442的输入447和448的电位也变为1/3×VDD，从而前置放大器441的输出偏移可忽略。输出级放大器442的输入偏移被减小至通过将其除以前置放大器441的放大率所产生的值。
逐次逼近控制电路404根据上述比较器403的输出确定转换结果最高有效位的值，并向选择器413-420提供控制信号433，以执行与下一位置的位对应的比较操作。
如果模拟输入电压VAIN高于1/2×VR，比较器403输出“1”以输出控制信号433，从而只有开关414导通。在第二次比较中，模拟输入电压VAIN与3/4×VR比较。相反，如果模拟输入电压VAIN低于1/2×VR，比较器403输出“0”以输出控制信号433，从而只有开关418导通。在第二次比较中，模拟输入电压VAIN与1/4×VR比较。按这种方式，通过按规定的次数(在本例中为4次)重复如下操作，即逐次逼近控制电路404输出逐次逼近控制信号433，然后根据比较器403的输出，确定位的值，模拟输入电压VAIN就被转换成数字输出信号434。
根据本发明的如上述构成的AD转换器及其控制方法具有下面的效果：
第一个效果是，即使参考电源电压(即模拟输入电压范围)等于电源范围，根据本发明的AD转换器防止由于公共电极的电位超过电源电压范围而造成的聚积在电容器阵列中的电荷泄漏，从而正确地执行转换操作。
其原因在于在电容器阵列中加入了比较器阵列。当由采样方式转变到比较方式中时，电平调节电容器的连接被切换，以防止公共电极电位超过电源电压范围。
第二个效果是，即使电源电压低，AD转换器也可以高速地操作。
其原因在于，如果电源电压低，当电源电压的中间电位例如1/2的电源电压导通时，MOS模拟开关的导通(ON)电阻非常高，而当电源电位或地电位导通时，其导通电阻就不那么高。在根据本发明的AD转换器中，在采样方式中，公共电极的电位固定在电源电位(也就是，电源电位或地电位)。这意味着当模拟开关的导通电阻低时，采样可以被执行，从而缩短采样时间。
第三个效果是降低了AD转换器的功耗。
其原因在于，因为在采样方式中，公共电极的电位固定在电源电位，所以不再需要用偏置电路来产生当电位固定在中间电位时那样的中间电位。另外，有多个放大器通过电容器连接以减小比较器的偏移的电路使得由电平调节电容器的电容器分压产生的中间电位可被用于偏移消除电容器的偏移的电荷聚积。该结构还避免了对偏置电路的需求。
第四个效果是即使当比较器的部件彼此靠近地设置以增加集成密度时，比较器的操作也是稳定的。
其原因在于，即使当前置放大器、输出级放大器、偏移消除电容器以及偏移消除开关设置得彼此靠近以增加集成密度时，用于消除比较器偏移的开关被串联在两级中，并且串联连接的开关之间的节点的电位在比较操作期间固定在地电位。这种结构减轻了在与偏移消除电容器连接的前置放大器的输出端与同偏移消除开关连接的输出级放大器的输出端之间产生的寄生电容的影响从而防止对比较器的前置放大器产生反馈。
第五个效果是比较器的偏移消除操作被可靠地执行，且没有在该比较器两个输入端之间增加开关。
其原因是，即使当模拟输入侧模拟输入侧电容器阵列、参考侧电容器阵列、电平调节电容器的电容值由于制造上的问题而变化，并且预计在两个电容器阵列之间的中间电位存在差异，将偏移消除开关串联连接在两级之间，以使开关之间节点短路。因此，比较器两个输入端的电位始终是相等的。

Claims (10)

1.一种模数转换器，其特征在于第一电容器阵列与比较器的一个输入端连接、第二电容器阵列与该比较器的另一个输入端连接，而且与输入模拟信号电平成比例的电荷在第一电容器阵列中聚积，所述模数转换器控制包括：
电平调节电容，其一端和与所述第一参考电容器阵列连接的所述比较器的一个输入端连接，以将所述比较器的输入端的电压调节为预定电压值；以及
切换装置，用于将所述电容器另一端的电位切换为采样方式或比较方式的不同的电位。
2.一种模数转换器，其特征在于在对输入信号采样的方式中，聚积有与输入模拟信号电平成比例的电荷的第一参考电容器与比较器的一个输入端连接，第二参考电容器与所述比较器的另一个输入端连接，并且在比较方式中，电阻阵列给所述第一参考电容提供预定电压，所述模数转换器包括：
电平调节电容，其一端和与所述第一参考电容器连接的所述比较器的一个输入端连接，以将所述比较器的该输入端的电压调节为预定电压值；以及
切换装置，用于将所述电容器另一端的电位切换为采样方式或比较方式的不同的电位。
3.根据权利要求1或2所述的模数转换器，其特征在于在对输入信号采样的方式中，将所述切换装置进行切换，将所述比较器输入侧的电位充电至电源电位。
4.根据权利要求3所述的模数转换器，其特征在于所述电源电位是地电位。
5.根据权利要求1所述的模数转换器，其特征在于所述比较器包括多个放大器和连接所述多个放大器中每两个放大器的电容器，其中至少有两级开关元件串联，使第一级中的放大器的偏置电位等于第二级中的放大器的偏置电位，并且至少在比较方式中，将所述串联的开关元件之间的节点电位固定为预定电位。
6.根据权利要求5所述的模数转换器，其特征在于所述开关元件中的一个开关元件使所述比较器的两个输入端的电位等于比较器中所述多个放大器的偏置电位。
7.根据权利要求1所述的模数转换器，其特征在于所述切换装置使所述电容器的另一端的电位成为电源电位，以使所述比较器的一个输入端为预定电位，并在该电位上消除比较器的偏移。
8.模数转换器的控制方法，其中第一电容器阵列与比较器的一个输入端连接、第二电容器阵列与比较器的另一个输入端连接，并且与输入模拟信号成比例的电荷聚积在所述第一电容器阵列中，所述模数转换器的控制方法包括如下步骤：
提供电平调节电容器，其一端与和所述第一电容器阵列连接的所述比较器的一个输入端连接，以将所述比较器的这个输入端的电压调节至预定电压；
将所述电容器另一个输入端的电位切换为采样方式或比较方式的不同的电位。
9.模数转换器的控制方法，其中在对输入信号进行采样的方式中，聚积有与输入模拟信号电平成比例的电荷的第一参考电容器和比较器的一个输入端连接、第二参考电容器和所述比较器的另一个输入端连接，并且在比较方式中，电阻阵列给所述第一参考电容器提供预定电压，所述模数转换器控制方法包括步骤：
提供电平调节电容器，其一端与和所述第一参考电容器连接的所述比较器的一个输入端连接，以将所述比较器的这个输入端的电压调节至预定电压；和
将所述电容器的另一端的电位切换为采样方式或比较方式的不同的电位。
10.根据权利要求8或9的模数转换器的控制方法，其特征在于，所述比较器的偏移被消除在所述电平调节电容产生的电压上。
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Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100592634C (zh) * 2005-06-23 2010-02-24 中国科学院电子学研究所 信号幅度区间划分的电荷重分配逐次逼近a/d转换器
CN1526202B (zh) * 2001-07-10 2010-04-28 St微电子公司 具有单端输入的高速、高分辨率和低功耗的模/数转换器
CN101807923A (zh) * 2009-06-12 2010-08-18 香港应用科技研究院有限公司 具有二进制加权电容器采样阵列和子采样电荷分配阵列的混合模数转换器(adc)
US7928887B2 (en) 2006-08-31 2011-04-19 Mitsumi Electric Co., Ltd. Analog/digital conversion device
CN101931410B (zh) * 2009-06-23 2013-06-12 晨星软件研发(深圳)有限公司 用于管线模拟数字转换器的1-位单元电路
CN103152049A (zh) * 2013-02-26 2013-06-12 上海宏力半导体制造有限公司 一种逐次逼近寄存器型模数转换器
CN105281772A (zh) * 2014-07-24 2016-01-27 上海明波通信技术股份有限公司 逐次逼近型模数转换装置的版图结构
US10505558B2 (en) 2016-03-16 2019-12-10 Sony Corporation Analog-to-digital converter, electronic device, and method of controlling analog-to-digital converter

Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3415593B2 (ja) * 2001-02-06 2003-06-09 エヌイーシーマイクロシステム株式会社 Ａ／ｄ変換器
JP2006086981A (ja) * 2004-09-17 2006-03-30 Fujitsu Ltd スイッチトキャパシタ回路およびパイプラインａ／ｄ変換回路
EP1655842A1 (en) * 2004-11-03 2006-05-10 Dialog Semiconductor GmbH Domino asynchronous successive approximation ADC
US7023372B1 (en) * 2005-02-09 2006-04-04 Analog Devices, Inc. Method and apparatus for segmented, switched analog/digital converter
JP4690105B2 (ja) * 2005-04-26 2011-06-01 パナソニック株式会社 逐次比較型ａ／ｄコンバータ
KR100660886B1 (ko) 2005-11-08 2006-12-26 삼성전자주식회사 커패시터와 ｏｐ 앰프를 이용하는 디지털 아날로그 컨버터
JP4652214B2 (ja) 2005-11-18 2011-03-16 富士通セミコンダクター株式会社 アナログデジタル変換器
KR100782324B1 (ko) * 2006-02-03 2007-12-06 삼성전자주식회사 씨모스 이미지 센서의 아날로그 디지털 변환기 및 아날로그디지털 변환 방법
JP4803729B2 (ja) * 2006-03-14 2011-10-26 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体集積回路
US7446690B2 (en) * 2006-11-06 2008-11-04 Atmel Corporation Apparatus and method for implementing an analog-to-digital converter in programmable logic devices
KR100801962B1 (ko) 2006-11-30 2008-02-12 한국전자통신연구원 병합 캐패시터 스위칭 구조의 멀티-비트 파이프라인아날로그-디지털 변환기
KR100850747B1 (ko) 2006-12-06 2008-08-06 한국전자통신연구원 알고리즘 아날로그-디지털 변환기
TWI342125B (en) * 2006-12-29 2011-05-11 Elan Microelectronics Corp Signal converting apparatus with built-in self test
DE102007043145B4 (de) * 2007-09-11 2011-12-08 Texas Instruments Deutschland Gmbh Verfahren und Vorrichtung zur Steuerung eines Analog-Digital-Wandlers mit sukzessiver Approximation
US7675452B2 (en) * 2008-05-01 2010-03-09 Analog Devices, Inc. Successive approximation register analog to digital converter with improved immunity to time varying noise
WO2012024507A2 (en) * 2010-08-18 2012-02-23 Analog Devices, Inc. Charge sharing analog computation circuitry and applications
US8188753B2 (en) 2009-02-18 2012-05-29 Analog Devices, Inc. Analog computation
JP5310222B2 (ja) * 2009-04-20 2013-10-09 富士通株式会社 電荷分配型デジタル・アナログ変換器及びそれを有する逐次比較型アナログ・デジタル変換器
US8581770B2 (en) * 2011-05-04 2013-11-12 Texas Instruments Incorporated Zero-power sampling SAR ADC circuit and method
EP2719075B8 (en) 2011-06-06 2021-09-15 Analog Devices, Inc. Charge sharing time domain filter
MY184557A (en) * 2014-10-10 2021-04-02 Mimos Berhad A successive approximation analog to digital converter and method for calibrating thereof
JP2017192099A (ja) * 2016-04-15 2017-10-19 ローム株式会社 逐次比較型ａ／ｄコンバータ
US10998914B2 (en) 2016-06-10 2021-05-04 Analog Devices International Unlimited Company Multi-stage conversion analog-to-digital converter
CN108476024B (zh) * 2016-09-23 2022-01-21 深圳市汇顶科技股份有限公司 一种dac电容阵列、sar型模数转换器及降低功耗的方法
US11476863B2 (en) 2019-11-08 2022-10-18 Analog Devices International Unlimited Company Signal dependent reconfigurable data acquisition system
CN112350729A (zh) * 2020-11-06 2021-02-09 清华大学 模数转换电路

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4200863A (en) * 1977-10-03 1980-04-29 The Regents Of The University Of California Weighted capacitor analog/digital converting apparatus and method
JPS5851612A (ja) * 1981-09-22 1983-03-26 Nec Corp 比較回路
JPS6169217A (ja) * 1984-09-11 1986-04-09 Oki Electric Ind Co Ltd アナログ・デイジタル変換器
FR2604840B1 (fr) * 1986-10-07 1988-12-09 Efcis Convertisseur analogique-numerique differentiel a capacites commutees
JP2577387B2 (ja) 1987-07-08 1997-01-29 株式会社東芝 逐次比較型ａｄ変換器
US4803462A (en) * 1987-08-11 1989-02-07 Texas Instruments Incorporated Charge redistribution A/D converter with increased common mode rejection
US4831381A (en) * 1987-08-11 1989-05-16 Texas Instruments Incorporated Charge redistribution A/D converter with reduced small signal error
EP0662757A2 (en) * 1994-01-05 1995-07-12 Texas Instruments Incorporated Analog-digital conversion system with automatic offset tracking and correcting circuit and method of operation
US5581252A (en) * 1994-10-13 1996-12-03 Linear Technology Corporation Analog-to-digital conversion using comparator coupled capacitor digital-to-analog converters
US5684487A (en) * 1995-06-05 1997-11-04 Analog Devices, Incorporated A/D converter with charge-redistribution DAC and split summation of main and correcting DAC outputs

Cited By (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1526202B (zh) * 2001-07-10 2010-04-28 St微电子公司 具有单端输入的高速、高分辨率和低功耗的模/数转换器
CN100592634C (zh) * 2005-06-23 2010-02-24 中国科学院电子学研究所 信号幅度区间划分的电荷重分配逐次逼近a/d转换器
US7928887B2 (en) 2006-08-31 2011-04-19 Mitsumi Electric Co., Ltd. Analog/digital conversion device
CN101512907B (zh) * 2006-08-31 2012-04-25 三美电机株式会社 模拟-数字转换装置
CN101807923A (zh) * 2009-06-12 2010-08-18 香港应用科技研究院有限公司 具有二进制加权电容器采样阵列和子采样电荷分配阵列的混合模数转换器(adc)
CN101807923B (zh) * 2009-06-12 2012-11-14 香港应用科技研究院有限公司 混合模数转换器
CN101931410B (zh) * 2009-06-23 2013-06-12 晨星软件研发(深圳)有限公司 用于管线模拟数字转换器的1-位单元电路
CN103152049A (zh) * 2013-02-26 2013-06-12 上海宏力半导体制造有限公司 一种逐次逼近寄存器型模数转换器
CN105281772A (zh) * 2014-07-24 2016-01-27 上海明波通信技术股份有限公司 逐次逼近型模数转换装置的版图结构
CN105281772B (zh) * 2014-07-24 2018-08-31 上海明波通信技术股份有限公司 逐次逼近型模数转换装置
US10505558B2 (en) 2016-03-16 2019-12-10 Sony Corporation Analog-to-digital converter, electronic device, and method of controlling analog-to-digital converter

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