CN109581027B - 交流电压检测装置、图像形成装置及产业机械 - Google Patents

交流电压检测装置、图像形成装置及产业机械 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种交流电压检测装置、图像形成装置及产业机械。交流电压检测装置(交流电压检测部(40))具备：整流电路(交流电压整流降压电路(41))，对从交流电源(15)输出的交流电压进行整流；电压脉冲变换电路(43)，将由整流电路整流后的整流电压(Vac)变换成比交流电压的周期的半周期短的周期的第一脉冲信号(Vp1)；脉冲传递电路(44)，将第一脉冲信号(Vp1)变换成与电信号不同的物理信号，并将该物理信号变换成作为电信号的第二脉冲信号(Vp2)，从而在电绝缘的状态下传递信号；及控制部(100)，接受第二脉冲信号(Vp2)的输入。控制部(100)根据第二脉冲信号(Vp2)的特性值来算出交流电压的电压值。

Description

交流电压检测装置、图像形成装置及产业机械
技术领域
本发明涉及检测交流电压的交流电压检测装置和具备交流电压检测装置的图像形成装置及产业机械。
背景技术
以往，作为交流电压检测装置，已知有具备齐纳二极管、光耦合器、计测来自光耦合器的输出信号的时间长度的控制单元的交流电压检测装置。光耦合器由一次侧发光二极管和二次侧光电晶体管构成。在该技术中，在交流电压比处于0V附近的规定阈值低的情况下，二次侧光电晶体管成为导通状态，在交流电压比规定阈值高的情况下，二次侧光电晶体管成为截止状态。
因此，控制单元能够得到与二次侧光电晶体管的导通/截止对应的输出信号。并且，交流电压的振幅越大，则该输出信号的OFF时间的长度越大，因此交流电压检测装置基于该OFF时间的长度来确定交流电压的值。
发明内容
发明要解决的课题
在交流电压检测装置的领域中，要求通过与上述的以往的方法不同的新方法在二次侧检测交流电压。
因此，本发明的目的在于提供一种在二次侧检测交流电压的新方法。
用于解决课题的方案
为了解决所述课题，本发明的交流电压检测装置具备：整流电路，对从交流电源输出的交流电压进行整流；电压脉冲变换电路，将由所述整流电路整流后的整流电压变换成比所述交流电压的周期的半周期短的周期的第一脉冲信号；脉冲传递电路，将所述第一脉冲信号变换成与电信号不同的物理信号，并将该物理信号变换成作为电信号的第二脉冲信号，从而在电绝缘的状态下传递信号；及控制部，接受所述第二脉冲信号的输入。
所述控制部根据所述第二脉冲信号的特性值来算出所述交流电压的电压值。
附图说明
图1是表示第一实施方式的打印机的框图。
图2是表示电源系统的框图。
图3是表示交流电压检测部的电路图。
图4是表示三角波、整流电压及脉冲信号的关系的图。
图5是表示第二脉冲信号的占空比与电压的关系的图(a)和表示第二脉冲信号的ON时间与电压的关系的图(b)。
图6是表示使三角波的下限值为比0大的值的变形例的图。
图7是表示第二实施方式的交流电压检测部的图。
图8是表示根据输入电压的大小而变化的三角波与第一脉冲信号的关系的图(a)～(c)。
图9是表示第二脉冲信号的特性值与电压的关系的图(a)～(e)。
图10是表示削波电路的电路图(a)、(b)。
图11是表示第三实施方式的交流电压检测部的图。
图12是表示根据输入电压的大小而变化的输入电压、基准电压及第一脉冲信号的关系的图(a)～(c)。
图13是表示与电容器的充放电相伴的反馈电压的变化的图。
图14是表示第二脉冲信号的特性值与电压的关系的图(a)～(e)。
具体实施方式
[第一实施方式]
接下来，关于本发明的第一实施方式，适当参照附图进行详细说明。
如图1所示，作为图像形成装置的一例的打印机1具备打印部2、通信部3a、图像存储器3b、电源系统ST。电源系统ST由电源部10和控制部100构成。电源部10具有对打印部2、通信部3a、图像存储器3b及控制部100供给电力的功能。电源部10具备各种电路，连接于作为商用电源的交流电源15。
打印部2由感光鼓2a、执行使感光鼓2a的表面带电的带电工序的带电器2b、执行在感光鼓2a的表面形成静电潜像的曝光工序的曝光装置2c、执行使显影剂附着于在感光鼓2a的表面形成的静电潜像而形成显影剂像的显影工序的显影器2d、执行向记录介质转印显影剂像的转印工序的转印器2e、执行使转印到记录介质上的显影剂像定影的定影工序的定影器2f等构成。
打印部2执行带电工序、曝光工序、显影工序、转印工序、定影工序来执行将打印数据打印到记录介质上的打印处理。通信部3a与PC等信息终端装置之间进行通信，承担从信息终端装置接收打印指示和打印数据的功能。图像存储器3b暂时存储从信息终端装置接收到的打印数据。
当通信部3a从信息终端装置接收到打印指示并接收到打印数据时，打印机1的控制部100使打印部2执行由带电工序、曝光工序、显影工序、转印工序、定影工序构成的打印处理，由此将打印数据打印到记录介质上。需要说明的是，打印部2的动作电压为24V，相对于此，通信部3a、图像存储器3b及控制部100的动作电压为3.3V。
如图2所示，电源系统ST具备开关电源部20、加热器驱动控制部30、交流电压检测部40。
开关电源部20由设于电源部10的多个电路等构成，具有将来自交流电源15的交流电压变换成规定的直流电压并输出的功能。详细而言，开关电源部20具备一次侧整流平滑电路21、变压器22、开关电路23、一次侧DC电源生成电路24、电源控制IC25、二次侧整流平滑电路26、DC-DC转换电路27、电压检测电路28、反馈电路29。
一次侧整流平滑电路21是所谓的电容输入型，具有对交流电源15的交流电压进行整流并对整流后的电压进行平滑化的功能。在一次侧整流平滑电路21的输出侧设有变压器22，构成为向变压器22的一次线圈N1施加对交流电压进行整流平滑化而得到的输入电压。
开关电路23是N沟道的MOSFET，将漏极D连接于一次线圈N1并且将源极S连接于一次侧的基准电位。并且，通过从电源控制IC25向开关电路23的栅极G提供接通/断开信号(PWM信号)，开关电路23以一定周期进行接通/断开动作。由此，构成为变压器22的一次侧振荡而使变压器22的二次线圈N2感应出电压。
另外，在变压器22的一次侧设有一次侧DC电源生成电路24。一次侧DC电源生成电路24利用二极管和电容器来对在变压器22的一次侧设置的辅助线圈N3感应出的电压进行整流平滑化。该整流平滑化后的大致DC20V的电压成为电源控制IC25的电源。而且，一次侧DC电源生成电路24具备对整流平滑化后的电压进行恒压化的恒压化电路。一次侧DC电源生成电路24的恒压化电路将整流平滑化后的电压恒压化为例如DC10V。包含对整流平滑化后的电压进行恒压化而生成第一电压Vcc的恒压化电路的一次侧DC电源生成电路24是第一直流电源的一例。对在辅助线圈N3感应出的电压进行整流平滑化而生成第二电压Vdc的包含二极管和电容器的一次侧DC电源生成电路24是第二直流电源的一例。
二次侧整流平滑电路26设置在变压器22的二次侧，由二极管和电容器构成。二次侧整流平滑电路26对在变压器22的二次线圈N2感应出的电压进行整流平滑化。由此，开关电源部20通过输出线Lo1而输出DC24V的电压。
并且，输出线Lo1在分支点J1处分支，在分支出的线上设有DC-DC转换电路27。DC-DC转换电路27将开关电源部20的输出电压Vo1(DC24V)降压成3.3V并从输出线Lo2输出。
另外，输出线Lo1在二次侧整流平滑电路26与分支点J1之间的分支点J2处分支，在分支出的线上设有电压检测电路28。电压检测电路28检测开关电源部20的输出电压Vo1(DC24V)的电平，具备一对检测电阻和并联稳压器。
检测电阻检测将输出电压Vo1根据电阻比进行分压后的分压电压。并联稳压器使与并联稳压器内的基准电压和分压电压之间的电平差对应的电流向反馈电路29流动。需要说明的是，由于由该电压检测电路28检测的电压通过整流平滑电路21、26实现了平滑化，因此无法通过电压检测电路28检测出交流电压的电压值。
反馈电路29具备发光二极管LED1和光电晶体管PT1。发光二极管LED1与光电晶体管PT1一起构成光耦合器。
在反馈电路29中，当从电压检测电路28向发光二极管LED1供给电流时，发光二极管LED1输出与基准电压和分压电压之间的电平差对应的光量的光信号。并且，发光二极管LED1的光信号由光电晶体管PT1恢复为电信号。由此，构成为表示分压电压相对于并联稳压器的基准电压的电平差的信号(以下，称为反馈信号)向电源控制IC25输入(反馈)。
电源控制IC25与开关电路23、一次侧DC电源生成电路24、反馈电路29连接。电源控制IC25具备PWM比较器和产生三角波的振荡电路，当接受了反馈信号的输入时，生成与反馈信号对应的PWM信号，并向开关电路23的栅极G输出。由此，将开关电源部20的输出电压Vo1控制成目标电压(DC24V)。而且，电源控制IC25承担对从控制部100输出的控制信号进行响应而使开关电路23的开关控制(接通/断开控制)停止、重新开始的功能。
加热器驱动控制部30具备加热器开启/关闭电路31和加热器控制部110。需要说明的是，加热器开启/关闭电路31设于前述的电源部10(参照图1)，加热器控制部110设于控制部100。
加热器开启/关闭电路31经由设于定影器2f的加热器2g与交流电源15连接。加热器开启/关闭电路31能够切换为从交流电源15向加热器2g施加交流电压的开启状态和停止向加热器2g施加交流电压的关闭状态。
加热器控制部110具有通过切换加热器开启/关闭电路31的状态而对向加热器2g施加的交流电压进行接通/断开控制的功能。
交流电压检测部40是用于检测从交流电源15输出的交流电压的交流电压检测装置的一例，与交流电源15连接。交流电压检测部40具备作为整流电路的一例的交流电压整流降压电路41、过电压抑制电路42、电压脉冲变换电路43、脉冲传递电路44、波形整形电路45、脉冲电压变换部120。交流电压整流降压电路41、过电压抑制电路42、电压脉冲变换电路43、脉冲传递电路44及波形整形电路45设于前述的电源部10(参照图1)，脉冲电压变换部120设于控制部100。
如图3所示，交流电压整流降压电路41是桥式二极管(桥接的四个二极管D1～D4)，连接于交流电源15，具有对从交流电源15输出的交流电压进行整流并且降压的功能。桥式二极管中的二极管D1与二极管D2的连接点接地。二极管D1与二极管D3的连接点经由电阻R1连接于交流电源15。二极管D2与二极管D4的连接点连接于交流电源15。二极管D3与二极管D4的连接点经由电阻R2接地，并且经由输出线Lo4连接于过电压抑制电路42及电压脉冲变换电路43。
过电压抑制电路42是用于抑制从交流电压整流降压电路41输出的整流电压成为过电压的电路。过电压抑制电路42具备比较器IC1和二极管D5。从一次侧DC电源生成电路24向比较器IC1的非反转输入端子(+)施加第一电压Vcc，从输出线Lo4向反转输入端子(-)施加整流电压Vac。比较器IC1的输出端子与二极管D5的阴极侧的端子连接，二极管D5的阳极侧的端子连接于输出线Lo4。而且，从一次侧DC电源生成电路24向比较器IC1施加比第一电压Vcc大的第二电压Vdc。在成为Vac≤Vcc的整流电压Vac向比较器IC1的反转输入端子(-)施加时，从比较器IC1的输出端子输出高电平的信号。另一方面，在成为Vac>Vcc的过电压的整流电压Vac向比较器IC1的反转输入端子(-)施加时，从比较器IC1的输出端子输出低电平的信号。此时，电流从二极管D5朝向比较器IC1的接地侧流动，因此能够抑制过电压向比较器IC1或电压脉冲变换电路43施加。
电压脉冲变换电路43是用于将由交流电压整流降压电路41整流后的整流电压Vac变换成比交流电压的周期的半周期短的周期的第一脉冲信号Vp1的电路。电压脉冲变换电路43具备产生比交流电压的周期的半周期短的一定周期的三角波的三角波产生电路43A和比较&缓冲电路43B。
三角波产生电路43A具备比较器IC2、IC3、电阻R3～R7、电容器C1。从一次侧DC电源生成电路24分别向比较器IC2、IC3施加第一电压Vcc。比较器IC2的输出端子经由电阻R6连接于比较器IC3的反转输入端子(-)。电阻R6与比较器IC3的反转输入端子(-)的连接点经由电容器C1连接于比较器IC3的输出端子。比较器IC3的非反转输入端子(+)经由电阻R3与输出第一电压Vcc的一次侧DC电源生成电路24连接。比较器IC3的非反转输入端子(+)与电阻R3的连接点经由电阻R4接地。
比较器IC2的反转输入端子(-)经由电阻R4接地。比较器IC2的非反转输入端子(+)经由电阻R5连接于比较器IC2的输出端子与电阻R6的连接点。而且，比较器IC2的非反转输入端子(+)经由电阻R7连接于比较器IC3的输出端子。
在该三角波产生电路43A中，从比较器IC3的输出端子输出三角波Vtra。并且，三角波Vtra向比较&缓冲电路43B输入。需要说明的是，三角波Vtra的周期越短越好，在本实施方式中为交流电压的半周期的1/25左右的周期(参照图4)。而且，三角波Vtra的最小值为0，最大值为第一电压Vcc。
比较&缓冲电路43B具有将整流电压Vac与三角波Vtra进行比较的功能和将用于驱动脉冲传递电路44的电流向脉冲传递电路44供给的功能。比较&缓冲电路43B具备比较器IC4和电阻R8。
从一次侧DC电源生成电路24向比较器IC4施加第二电压Vdc。向比较器IC4的非反转输入端子(+)输入整流电压Vac，向反转输入端子(-)输入三角波Vtra。比较器IC4的非反转输入端子(+)经由电阻R8连接于比较器IC4的输出端子。
在该比较&缓冲电路43B中，由比较器IC4将整流电压Vac与三角波Vtra进行比较。比较器IC4的输出(Vp1)在Vac≥Vtra的情况下成为与第二电压Vdc相等的High输出，在Vac<Vtra的情况下成为与接地电平(例如0V)相等的Low输出。由此，第一脉冲信号Vp1从比较&缓冲电路43B输出。由于第一脉冲信号Vp1的High输出与第二电压Vdc相等，因此第一脉冲信号Vp1的波形成为如下波形：与图4所示的后述的第二脉冲信号Vp2的波形相比，周期和Low输出的电平相同，High输出的电平比第二脉冲信号Vp2的High输出的电平大，且比整流电压Vac的最大值和三角波Vtra的最大值大。第一脉冲信号Vp1的占空比是成为High输出的时间(以下，也称为“ON时间”)相对于从由Low输出变为High输出的定时到再次由Low输出变为High输出的定时为止的期间即第一脉冲信号Vp1的周期的比例。如上所述，在本实施方式中，三角波Vtra的周期为交流电压的半周期的1/25左右的周期，与交流电压的半周期相比足够短。因此，第一脉冲信号Vp1的周期可以视为与三角波Vtra的周期相等且恒定。因此，如图4所示，第一脉冲信号Vp1的占空比可视为“ON时间Ton/三角波Vtra的周期Ts”。如图5的(b)所示，ON时间与交流电压的电压值成比例。因此，在三角波Vtra的周期被设定成与交流电压的半周期相比足够短时，如图5的(a)所示，第一脉冲信号Vp1的占空比也与交流电压的电压值成比例。
返回图3，脉冲传递电路44是将第一脉冲信号Vp1变换成与电信号不同的物理信号并将该物理信号变换成作为电信号的第二脉冲信号Vp2，从而在电绝缘的状态下传递信号的电路。脉冲传递电路44具备光耦合器PC1和电阻R9、R10。
光耦合器PC1具有将第一脉冲信号Vp1变换成作为物理信号的光信号并将光信号变换成第二脉冲信号Vp2的功能。光耦合器PC1具备发光二极管LED2和光电晶体管PT2。发光二极管LED2经由电阻R9连接于比较器IC4的输出端子，并且接地。光电晶体管PT2接地，并且连接于波形整形电路45的比较器IC5的反转输入端子(-)。而且，光电晶体管PT2经由电阻R10、R11连接于比较器IC5的非反转输入端子(+)。向电阻R10与电阻R11的连接点施加3.3V的电压。
波形整形电路45是对从脉冲传递电路44输出的第二脉冲信号Vp2的波形进行整形的电路。波形整形电路45具备比较器IC5和电阻R11～R14。向比较器IC5施加3.3V的电压。电阻R11与比较器IC5的非反转输入端子(+)的连接点经由电阻R12接地。比较器IC5的非反转输入端子(+)经由电阻R13连接于比较器IC5的输出端子。比较器IC5的输出端子经由输出线Lo5连接于脉冲电压变换部120。经由电阻R14向输出线Lo5施加3.3V的电压。波形整形电路45将从脉冲传递电路44输出的矩形稍微变钝的形状的第二脉冲信号Vp2整形为图4所示的矩形形状的第二脉冲信号Vp2。图4所示的矩形形状的第二脉冲信号Vp2的High输出的电平为3.3V且Low输出的电平为接地电平。
在该波形整形电路45中，矩形稍微变钝的形状的第二脉冲信号Vp2的波形由比较器IC5进行整形，整形后的第二脉冲信号Vp2成为明确分为3.3V的High输出和接地电平(例如0V)的Low输出的矩形形状的波形而向脉冲电压变换部120输出。需要说明的是，与第一脉冲信号Vp1同样，第二脉冲信号Vp2的占空比及ON时间与交流电压的电压值成比例(参照图5的(a)、(b))。
脉冲电压变换部120具有当接受了整形后的第二脉冲信号Vp2的输入时根据该第二脉冲信号Vp2的特性值来算出交流电压的电压值的功能。详细而言，脉冲电压变换部120基于第二脉冲信号Vp2的占空比来算出交流电压。详细而言，脉冲电压变换部120基于第二脉冲信号Vp2的占空比和图5的(a)所示的表示占空比与交流电压的电压值的关系的映射，来算出电压值。脉冲电压变换部120从由波形整形电路45输入的第二脉冲信号Vp2的上升起使计时器起动，对直到第二脉冲信号Vp2的下降为止的时间进行计数而检测ON时间，并对从第二脉冲信号Vp2的上升到下次输入的第二脉冲信号Vp2的上升为止的时间进行计数而检测第二脉冲信号Vp2的周期，根据检测到的ON时间和周期来算出占空比。需要说明的是，脉冲电压变换部120也可以取代参照表示占空比与交流电压的电压值的关系的映射而使用表示占空比与交流电压的电压值的关系的数学式来算出交流电压。
需要说明的是，脉冲电压变换部120也可以基于第二脉冲信号Vp2的ON时间来算出交流电压。
脉冲电压变换部120具有在基于第二脉冲信号Vp2的占空比无法确定交流电压的0V的时间点的情况下，基于不同的两个占空比和检测到该两个占空比的时间点来确定交流电压的0V的时间点的功能。详细而言，如图4所示，脉冲电压变换部120将连续检测到的一方为最接近0的值且另一方为第二接近0的值的两个占空比DR1、DR2确定为用于算出0V的时间点的两个占空比。之后，脉冲电压变换部120基于各占空比DR1、DR2来算出与各占空比DR1、DR2对应的电压值V1、V2。然后，脉冲电压变换部120基于电压值V1、V2来确定电压值成为0V的时间点V0。详细而言，如果电压值V1与电压值V2为相同值，则关于时间点V0，将与占空比DR1对应的一个量的第二脉冲信号Vp21和与占空比DR2对应的一个量的第二脉冲信号Vp22的中间的时间点确定作为时间点V0。而且，如果V1<V2，则靠近与占空比DR1对应的一个量的第二脉冲信号Vp21来确定时间点V0，如果V1>V2，则靠近与占空比DR2对应的一个量的第二脉冲信号Vp22来确定时间点V0。详细而言，如果V1≠V2，则根据V1与V2的比率来确定时间点V0。例如，在V1<V2的情况下，如果V1与V2的比率为1：2，则将时间点V0设定为以1：2来划分各第二脉冲信号Vp21、Vp22间的间隔的时间点。需要说明的是，在交流电压的波形的歪斜或三角波Vtra的周期的影响下，脉冲电压变换部120所确定的时间点V0有时也会从实际的交流电压的时间点V0偏离。
接下来，对交流电压检测部40对交流电压的检测方法进行说明。
如图3所示，当从交流电源15输出交流电压后，该交流电压由交流电压整流降压电路41整流并且降压。从交流电压整流降压电路41输出的整流电压Vac由过电压抑制电路42抑制成为过电压，并向电压脉冲变换电路43的比较器IC4输入。
输入到比较器IC4的整流电压Vac与三角波Vtra比较。由此，从比较器IC4的输出端子输出第一脉冲信号Vp1。第一脉冲信号Vp1由脉冲传递电路44变换成光信号之后再次变换为电信号。由此，第一脉冲信号Vp1被变换成第二脉冲信号Vp2。
之后，第二脉冲信号Vp2由波形整形电路45整形并向脉冲电压变换部120输入。在脉冲电压变换部120中，基于第二脉冲信号Vp2的占空比和图5的(a)所示的映射来算出交流电压的电压值。
根据以上所述，在本实施方式中能够得到以下那样的效果。
由于在一次侧(相对于脉冲传递电路44靠交流电源15侧)将交流电压变换成细微的第一脉冲信号Vp1，并将该第一脉冲信号Vp1通过脉冲传递电路44变换成第二脉冲信号Vp2，因此能够在二次侧(相对于脉冲传递电路44靠控制部100侧)检测交流电压。因此，根据本实施方式，能够提供一种在二次侧检测交流电压的新方法。
由于将电压脉冲变换电路43设为具备三角波产生电路43A和比较&缓冲电路43B的结构，因此能够将整流电压Vac变换成ON时间与整流电压Vac高精度地成比例的第一脉冲信号Vp1。因此，在控制部100能够降低交流电压的算出所涉及的负荷。
需要说明的是，在第一实施方式中，将三角波Vtra的最小值设为了0，但本发明不限定于此。例如，如图6所示，也可以将三角波Vtra的最小值设为比0大的值。这种情况下，脉冲电压变换部120可以构成为将不出现第二脉冲信号Vp2的期间T0的中间的时间点设为交流电压的0V的时间点V0。需要说明的是，在交流电压的波形的歪斜或三角波Vtra的周期的影响下，脉冲电压变换部120所确定的时间点V0有时也会从实际的交流电压的时间点V0偏离，但与第一实施方式中的时间点V0的确定方法相比，不容易受到交流电压的波形的歪斜的影响。
[第二实施方式]
接下来，关于本发明的第二实施方式，适当参照附图进行详细说明。需要说明的是，本实施方式是变更了前述的第一实施方式的交流电压检测部40的一部分而得到的实施方式，因此，关于与第一实施方式大致同样的构成要素，标注同一标号并省略其说明。
如图7所示，第二实施方式的交流电压检测部50除了具备与第一实施方式大致同样的交流电压整流降压电路41、过电压抑制电路42、脉冲传递电路44、波形整形电路45及脉冲电压变换部120之外，还具备与第一实施方式不同的电压脉冲变换电路53及缓冲电路56。
电压脉冲变换电路53具备：积分电路53A，接受由交流电压整流降压电路41整流后的整流电压Vac的输入；和第一矩形波变换电路53B，通过将从该积分电路53A输出的电信号变换成矩形波而生成第一脉冲信号Vp1。
积分电路53A具备比较器IC21、电容器C21、电阻R25。从一次侧DC电源生成电路24向比较器IC21供给第一电压Vcc。向比较器IC21的非反转输入端子(+)输入整流电压Vac。比较器IC21的反转输入端子(-)经由电容器C21连接于比较器IC21的输出端子。比较器IC21的反转输入端子(-)经由电阻R25连接于第一矩形波变换电路53B的比较器IC22的输出端子。
第一矩形波变换电路53B具备比较器IC22和电阻R21～R24。从一次侧DC电源生成电路24向比较器IC22供给第一电压Vcc。比较器IC22的非反转输入端子(+)经由电阻R23与比较器IC21的输出端子连接。比较器IC22的非反转输入端子(+)经由电阻R24连接于比较器IC22的输出端子。
比较器IC22的反转输入端子(-)经由电阻R21与输出第一电压Vcc的一次侧DC电源生成电路24连接。比较器IC22的反转输入端子(-)经由电阻R22接地。
在该电压脉冲变换电路53中，从比较器IC21输出三角波Vtra。而且，从比较器IC22输出作为与三角波Vtra对应的矩形波的第一脉冲信号Vp1。
详细而言，如图8的(a)所示，第一脉冲信号Vp1在三角波Vtra上升时成为low输出，在三角波Vtra下降时成为High输出。如图8的(a)～(c)所示，三角波Vtra的上升速度或下降速度根据向比较器IC21的非反转输入端子(+)输入的输入电压Vin(Vac)与向比较器IC22的反转输入端子(-)输入的基准电压Vref的关系而变化。
如图8的(b)所示，在Vin＝Vref的情况下，三角波Vtra的上升速度与下降速度相同，因此第一脉冲信号Vp1的占空比成为50％。如图8的(a)所示，在Vin<Vref的情况下，三角波Vtra的上升速度减小而下降速度增大，因此第一脉冲信号Vp1的Low期间变长，第一脉冲信号Vp1的占空比小于50％。如图8的(c)所示，在Vin>Vref的情况下，三角波Vtra的上升速度增大而下降速度减小，因此第一脉冲信号Vp1的High期间变长，第一脉冲信号Vp1的占空比大于50％。
需要说明的是，图8的(a)～(c)是将基准电压Vref设为5V且将输入电压Vin分别设为恒定的电压(1、5、9V)而输入规定时间时的波形。实际上，由于输入整流电压Vac作为输入电压Vin，因此根据整流电压Vac的值的变化而例如一个第一脉冲信号Vp1按照图8的(a)、(b)、(c)的顺序变化。因此，第一脉冲信号Vp1的占空比和周期等根据整流电压Vac的值而不同。
图9的(a)～(c)是表示该方式中的第一脉冲信号Vp1与整流电压Vac的值的关系的坐标图。如图9的(a)所示，第一脉冲信号Vp1的占空比与整流电压Vac的值成比例。而且，如图9的(b)所示，整流电压Vac的值越大，则第一脉冲信号Vp1的ON时间越大，而且，整流电压Vac的值越大，则相对于整流电压Vac的值的增加量的ON时间的增加量也越大。
如图9的(c)所示，第一脉冲信号Vp1的周期在整流电压Vac为规定值(5V)时成为最小值，随着整流电压Vac成为离开规定值的值而增大。需要说明的是，第一脉冲信号Vp1的频率仅仅是成为使图9的(c)的坐标图上下翻转的波形，因此省略图示。
返回图7，缓冲电路56是基于从电压脉冲变换电路53输出的第一脉冲信号Vp1而将用于驱动脉冲传递电路44的电流向脉冲传递电路44供给的电路。缓冲电路56具备比较器IC23。
从一次侧DC电源生成电路24向比较器IC23供给与第一电压Vcc不同的第二电压Vdc。即，在该方式中，通过电压脉冲变换电路53和缓冲电路56来划分电源。由此，能够通过一次侧DC电源生成电路24具备的恒压化电路生成第一电压Vcc而抑制电压的变动，因此在电压脉冲变换电路53中能够生成高精度的脉冲信号。
另外，向比较器IC23的非反转输入端子(+)输入第一脉冲信号Vp1。比较器IC23的反转输入端子(-)连接于比较器IC23的输出端子。
以上，根据该方式，由于通过电压脉冲变换电路53能够生成根据整流电压Vac的值而占空比等特性值变化的第一脉冲信号Vp1，因此能够得到与第一实施方式同样的效果。但是，关于第一脉冲信号Vp1的周期，在整流电压Vac的值小时和整流电压Vac的值大时无法区分。因此，为了基于周期来算出整流电压Vac的值，只要进行将比与周期的最小值对应的电压大的电压或小的电压所对应的周期的值保持为最小值的削波处理即可。例如，如图9的(d)所示，可以将比与周期的最小值对应的电压大的电压所对应的周期的值保持为最小值。由此，在想要掌握0～5V的范围的整流电压Vac的情况下，能够基于第二脉冲信号Vp2的周期算出整流电压Vac。
而且，同样，关于频率，也是只要进行将比与频率的最大值对应的电压大的电压或小的电压所对应的频率的值保持为最大值的削波处理即可。例如，如图9的(e)所示，可以将比与频率的最大值对应的电压大的电压所对应的频率的值保持为最大值。由此，在想要掌握0～5V的范围的整流电压Vac的情况下，能够基于频率算出整流电压Vac。
为了进行这样的削波处理，只要设置图10的(a)、(b)所示那样的削波电路61、62即可。图10的(a)所示的削波电路61是检测整流电压Vac，在检测到的电压超过了上限值的情况下将与上限值相同的值的电压向电压脉冲变换电路53输出的电路。
削波电路61是兼用作图3所示的第一实施方式中的过电压抑制电路42的电路，除了具备构成过电压抑制电路42的比较器IC1及二极管D5之外，还具备电阻Ra、Rb。比较器IC1的非反转输入端子(+)经由电阻Ra与输出第一电压Vcc的一次侧DC电源生成电路24连接。比较器IC1的非反转输入端子(+)与电阻Ra的连接点经由电阻Rb接地。需要说明的是，其他的电路结构与过电压抑制电路42相同，因此省略说明。
通过设置这样的削波电路61，能够得到图9的(d)、(e)所示那样的周期、频率的波形。
另外，图10的(b)所示的削波电路62是检测整流电压Vac，在检测到的电压低于下限值的情况下将与下限值相同的值的电压经由过电压抑制电路42向电压脉冲变换电路53输出的电路。削波电路62是仅使图10的(a)所示的削波电路61中的二极管D5的朝向相反的电路。
通过设置这样的削波电路62，例如能够将比与周期的最小值对应的电压小的电压所对应的周期的值保持为最小值。
[第三实施方式]
接下来，关于本发明的第三实施方式，适当参照附图进行详细说明。需要说明的是，本实施方式是变更了前述的第二实施方式的交流电压检测部50的一部分构造而得到的实施方式，因此关于与第二实施方式大致同样的构成要素，标注同一标号并省略其说明。
如图11所示，第三实施方式的交流电压检测部70具备与第二实施方式不同的电压脉冲变换电路73，其他的构造与第二实施方式相同。
电压脉冲变换电路73具备通过将整流电压Vac变换为矩形波而生成第一脉冲信号Vp1的第二矩形波变换电路73A。第二矩形波变换电路73A具备比较器IC31、电阻R31～R33、电容器C31。
从一次侧DC电源生成电路24向比较器IC31供给第一电压Vcc。经由电阻R33向比较器IC31的非反转输入端子(+)输入整流电压Vac。比较器IC31的非反转输入端子(+)与电阻R33的连接点经由电阻R31连接于比较器IC31的输出端子。
比较器IC31的反转输入端子(-)经由电容器C31接地。比较器IC31的反转输入端子(-)与电容器C31的连接点经由电阻R32连接于比较器IC31的输出端子。
在该电压脉冲变换电路73中，当经由电阻R33向比较器IC31的非反转输入端子(+)输入整流电压Vac时，从比较器IC31的输出端子输出与整流电压Vac对应的第一脉冲信号Vp1。
详细而言，在比较器IC31的非反转输入端子(+)与电阻R33之间的电压即基准电压Vref大于向比较器IC31的反转输入端子(-)输入的电压即反馈电压Vpin的情况下，从比较器IC31输出的第一脉冲信号Vp1成为High输出(Vcc)。而且，在Vref<Vpin的情况下，从比较器IC31输出的第一脉冲信号Vp1成为Low输出(0V)。
反馈电压Vpin根据电容器C31的充放电而例如如图12的(a)所示那样变化。详细而言，在从比较器IC31输出的第一脉冲信号Vp1为High输出时，电容器C31逐渐被充电，由此反馈电压Vpin逐渐上升。而且，在从比较器IC31输出的第一脉冲信号Vp1为low输出时，电容器C31的电荷经由电阻R32逐渐放出，由此反馈电压Vpin逐渐下降。
另一方面，基准电压Vref也根据比较器IC31的输出即第一脉冲信号Vp1而变化。详细而言，基准电压Vref以满足以下的式(1)的方式变化。
Vref＝Vin+(Vp1-Vin)×R31/(R31+R33)…(1)
Vin：向电阻R33的与比较器IC31相反的一侧施加的输入电压
以下，将具体的数值代入式(1)来详细说明基准电压Vref的变化。具体的数值如下所述。
Vp1(High输出时)＝Vcc＝10V
Vp1(Low输出时)＝0V
R31＝R32＝R33＝100kΩ
Vin＝1V
在从比较器IC31输出的第一脉冲信号Vp1为High输出的情况下，基准电压Vref成为以下那样的值。
Vref＝1+(10-1)×100/(100+100)＝5.5(V)
另外，在从比较器IC31输出的第一脉冲信号Vp1为Low输出的情况下，基准电压Vref成为以下那样的值。
Vref＝1+(0-1)×100/(100+100)＝0.5(V)
因此，如图12的(a)所示，基准电压Vref以与第一脉冲信号Vp1的High输出、Low输出的切换的定时同步的方式在0.5～5.5V的范围内切换为High输出、Low输出。
在开始输入电压Vin的输入的初始状态下，反馈电压Vpin未向比较器IC31输入，因此成为Vref>Vpin，第一脉冲信号Vp1成为High输出。当这样第一脉冲信号Vp1成为High输出时，电容器C31逐渐被充电，并且反馈电压Vpin逐渐上升。而且，此时，基准电压Vref根据上述的式(1)而成为5.5V。
然后，当成为Vpin>5.5V时，第一脉冲信号Vp1的输出反转而成为Low输出。由此，电容器C31的电荷逐渐放出，并且反馈电压Vpin逐渐下降。而且，此时，基准电压Vref根据上述的式(1)而成为0.5V。然后，当成为Vpin>0.5V时，第一脉冲信号Vp1的输出反转而成为High输出。通过反复进行这样的动作，在输入1V的输入电压Vin的期间，能够得到图12的(a)所示的第一脉冲信号Vp1。
如图12的(b)所示，在使输入电压Vin为5V时，基准电压Vref根据上述的式(1)而在2.5V～7.5V的范围内变化。而且，以该基准电压Vref为阈值而切换上升与下降的反馈电压Vpin也在2.5V～7.5V的范围内变化。
另外，如图12的(c)所示，在使输入电压Vin为9V时，基准电压Vref根据上述的式(1)而在4.5V～9.5V的范围内变化。而且，以该基准电压Vref为阈值而切换上升与下降的反馈电压Vpin也在4.5V～9.5V的范围内变化。
图13是表示从电容器C31完全放电的状态到充满电为止的反馈电压Vpin的上升时的特性和从电容器C31充满电的状态到完全放电为止的反馈电压Vpin的下降时的特性的图。根据图13，从电容器C31完全放电的状态到充满电为止的反馈电压Vpin的上升斜率具有最初大而逐渐减小的倾向。而且，从电容器C31充满电的状态到完全放电为止的反馈电压Vpin的下降斜率具有最初大而逐渐减小的倾向。
因此，反馈电压Vpin从2.5V上升至7.5V所花费的时间T21大于反馈电压Vpin从0.5V上升至5.5V所花费的时间T11。而且，反馈电压Vpin从4.5V上升至9.5V所花费的时间T31大于时间T21。即，输入电压Vin为5V时的反馈电压Vpin的上升所花费的时间T21大于输入电压Vin为1V时的反馈电压Vpin的上升所花费的时间T11，输入电压Vin为9V时的反馈电压Vpin的上升所花费的时间T31大于时间T21。
另外，反馈电压Vpin从5.5V下降至0.5V所花费的时间T12大于反馈电压Vpin从7.5V下降至2.5V所花费的时间T22。而且，时间T22大于反馈电压Vpin从9.5V下降至4.5V所花费的时间T32。即，输入电压Vin为1V时的反馈电压Vpin的下降所花费的时间T12大于输入电压Vin为5V时的反馈电压Vpin的下降所花费的时间T22，时间T22大于输入电压Vin为9V时的反馈电压Vpin的下降所花费的时间T32。
如以上那样，反馈电压Vpin的上升/下降所花费的时间根据输入电压Vin的大小而不同，因此如图12的(a)～(c)所示，第一脉冲信号Vp1的占空比和周期等特性根据输入电压Vin的大小而不同。需要说明的是，图12的(a)～(c)是将输入电压Vin分别设为恒定的电压(1、5、9V)而输入了规定时间时的波形。实际上，由于输入整流电压Vac作为输入电压Vin，因此根据整流电压Vac的值的变化而例如一个第一脉冲信号Vp1如图12的(a)～(c)那样变化。因此，第一脉冲信号Vp1的占空比和周期等根据整流电压Vac的值而不同。
图14的(a)～(c)是表示该方式中的第一脉冲信号Vp1与整流电压Vac的值的关系的坐标图。如图14的(a)所示，第一脉冲信号Vp1的占空比与整流电压Vac的值大致成比例。而且，如图14的(b)所示，整流电压Vac的值越大，则第一脉冲信号Vp1的ON时间越大，而且，整流电压Vac的值越大，则相对于整流电压Vac的值的增加量的ON时间的增加量也越大。
如图14的(c)所示，第一脉冲信号Vp1的周期在整流电压Vac为规定值(5V)时成为最小值，随着整流电压Vac成为离开规定值的值而增大。需要说明的是，第一脉冲信号Vp1的频率仅仅成为使图14的(c)的坐标图上下反转而得到的波形，因此图示省略。而且，图14的(d)、(e)是对于第一脉冲信号Vp1的周期或频率的波形进行了削波处理后的波形。
以上，在该方式中，也能够与第二实施方式同样地基于周期等算出整流电压Vac的值。
需要说明的是，本发明不限定于前述实施方式，能够如以下例示那样以各种方式利用。
在前述实施方式中，例示了具备光耦合器PC1的脉冲传递电路44，但本发明不限定于此。例如，脉冲传递电路也可以具备将第一脉冲信号变换成作为物理信号的磁信号的变压器。
在前述实施方式中，例示了设有将第一脉冲信号变换成与电信号不同的物理信号的脉冲传递电路44的结构，但本发明不限定于此。例如，也可以取代前述实施方式中的脉冲传递电路44而设置将第一脉冲信号变换成第二脉冲信号的电容器。
在前述实施方式中，将本发明应用于打印机1，但本发明不限定于此，例如也可以将本发明应用于产业机械等。而且，在前述实施方式中，例示了构成电源系统ST的一部分的交流电压检测部40作为交流电压检测装置，但本发明不限定于此，交流电压检测装置例如也可以与电源系统相独立地设置。
在前述实施方式中，例示了打印机1作为图像形成装置的一例，但本发明不限定于此，图像形成装置也可以是例如复印机或复合机等。
另外，也可以将前述的实施方式及变形例中说明的各要素任意组合而实施。

Claims (20)

1.一种交流电压检测装置，其特征在于，具备：
整流电路，对从交流电源输出的交流电压进行整流；
电压脉冲变换电路，与所述整流电路连接，将由所述整流电路整流后的整流电压变换成根据该整流电压的电平的变化而变化的、比所述交流电压的周期的半周期短的周期的第一脉冲信号；
脉冲传递电路，与所述电压脉冲变换电路连接，将由所述电压脉冲变换电路变换后的所述第一脉冲信号变换成与电信号不同的物理信号，并将该物理信号变换成作为电信号的根据所述整流电压的电平的变化而变化的第二脉冲信号，从而在电绝缘的状态下传递信号；及
控制部，接受所述第二脉冲信号的输入。
2.根据权利要求1所述的交流电压检测装置，其特征在于，
所述电压脉冲变换电路具备三角波产生电路和比较电路，所述三角波产生电路产生比所述交流电压的周期的半周期短的恒定周期的三角波，所述比较电路将所述整流电压与所述三角波进行比较。
3.根据权利要求1所述的交流电压检测装置，其特征在于，
所述电压脉冲变换电路具备积分电路和第一矩形波变换电路，所述积分电路接受所述整流电压的输入，所述第一矩形波变换电路通过将从该积分电路输出的电信号变换成矩形波而生成所述第一脉冲信号，
所述第一脉冲信号的周期根据所述整流电压的值而不同。
4.根据权利要求1所述的交流电压检测装置，其特征在于，
所述电压脉冲变换电路具备通过将所述整流电压变换成矩形波而生成所述第一脉冲信号的第二矩形波变换电路，
所述第一脉冲信号的周期根据所述整流电压的值而不同。
5.根据权利要求2～4中任一项所述的交流电压检测装置，其特征在于，
所述控制部基于所述第二脉冲信号的占空比来算出交流电压。
6.根据权利要求2～4中任一项所述的交流电压检测装置，其特征在于，
所述控制部基于所述第二脉冲信号的ON时间来算出交流电压。
7.根据权利要求3或4所述的交流电压检测装置，其特征在于，
所述控制部基于所述第二脉冲信号的周期来算出交流电压。
8.根据权利要求7所述的交流电压检测装置，其特征在于，
具备削波电路，该削波电路检测所述整流电压，在检测到的电压超过了上限值的情况下，将与所述上限值相同的值的电压向所述电压脉冲变换电路输出。
9.根据权利要求7所述的交流电压检测装置，其特征在于，
具备削波电路，该削波电路检测所述整流电压，在检测到的电压低于下限值的情况下，将与所述下限值相同的值的电压向所述电压脉冲变换电路输出。
10.根据权利要求3或4所述的交流电压检测装置，其特征在于，
具备缓冲电路，该缓冲电路基于所述第一脉冲信号将用于驱动所述脉冲传递电路的电流向所述脉冲传递电路供给，
所述电压脉冲变换电路从第一直流电源接受电压的供给，
所述缓冲电路从与所述第一直流电源不同的第二直流电源接受电压的供给。
11.根据权利要求1所述的交流电压检测装置，其特征在于，
具备过电压抑制电路，该过电压抑制电路抑制所述整流电压成为过电压。
12.根据权利要求1所述的交流电压检测装置，其特征在于，
具备波形整形电路，该波形整形电路对从所述脉冲传递电路输出的所述第二脉冲信号的波形进行整形。
13.根据权利要求5所述的交流电压检测装置，其特征在于，
所述控制部在基于所述第二脉冲信号的占空比无法确定交流电压的0V的时间点的情况下，基于不同的两个占空比和检测到该两个占空比的时间点来确定交流电压的0V的时间点。
14.根据权利要求13所述的交流电压检测装置，其特征在于，
用于算出所述0V的时间点的两个占空比是连续检测到的两个占空比，且一方是最接近0的值，另一方是第二接近0的值。
15.根据权利要求2所述的交流电压检测装置，其特征在于，
所述三角波的最小值被设定为比0大的值，
所述控制部基于所述第二脉冲信号的占空比来算出交流电压，
所述控制部将不出现所述第二脉冲信号的期间的中间的时间点设为交流电压的0V的时间点。
16.根据权利要求1所述的交流电压检测装置，其特征在于，
所述脉冲传递电路具备将所述第一脉冲信号变换成作为所述物理信号的光信号的光耦合器。
17.根据权利要求1所述的交流电压检测装置，其特征在于，
所述脉冲传递电路具备将所述第一脉冲信号变换成作为所述物理信号的磁信号的变压器。
18.一种交流电压检测装置，其特征在于，具备：
整流电路，对从交流电源输出的交流电压进行整流；
电压脉冲变换电路，与所述整流电路连接，将由所述整流电路整流后的整流电压变换成根据该整流电压的电平的变化而变化的、比所述交流电压的周期的半周期短的周期的第一脉冲信号；
电容器，与所述电压脉冲变换电路连接，将由所述电压脉冲变换电路变换后的所述第一脉冲信号变换成第二脉冲信号；及
控制部，接受所述第二脉冲信号的输入。
19.一种图像形成装置，其特征在于，具备权利要求1或18所述的交流电压检测装置。
20.一种产业机械，其特征在于，具备权利要求1或18所述的交流电压检测装置。
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