JP2015019533A - 高圧電源装置及び画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡易な構成で、負荷変動の発生時にスイッチング素子の破壊を防ぐこと。
【解決手段】予め定められた周波数の駆動信号で駆動するＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１と、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１に接続され、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１が駆動されると電圧が印加されるインダクタＬ１００とコンデンサＣ１００を有する電圧共振回路と、インダクタＬ１００の両端に接続され、コンデンサとダイオードを夫々複数有する整流回路１０７と、電圧共振回路に接続され整流回路１０７に接続される負荷１１０の電流を検知する電流検知部１０６と、電流検知部１０６の検知結果に基づいて、制御信号によりＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１の駆動信号のデューティを制御するコントローラ１０１と、を備え、コントローラ１０１は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１及び電圧共振回路に流れる電流が所定値を超えないように駆動信号のデューティを制御する（Ｓ１０４、Ｓ１０８、Ｓ１１１、Ｓ１１２）。
【選択図】図４

Description

本発明は、画像形成装置等に用いられる高圧電源装置、及びその高圧電源装置を備えた画像形成装置に関する。

従来、複写機、プリンタ、ファクシミリ等の画像形成装置として、電子写真方式を用いた画像形成装置が知られている。電子写真方式の画像形成装置では、像担持体を一様に帯電する帯電部材、現像剤であるトナーを用いて像担持体に形成された潜像を現像する現像部材に高電圧が印加される。更に、電子写真方式の画像形成装置では、像担持体に形成されたトナー像を記録材に転写する転写部材にも高電圧が印加され、画像形成を行う構成となっている。このような画像形成のための用いられる高電圧は、高圧電源装置により生成され、各部材に高電圧を印加する技術については、例えば特許文献１に記載されている。

特開２０１２−１２０４３９号公報

図１は、特許文献１に記載されている高圧電源装置の回路図である。図１に示す高圧電源装置では、電圧共振回路を駆動するスイッチング素子Ｑ１０１に、スイッチング周波数を固定し、パルスデューティを可変にした駆動信号を入力することにより、出力電圧Ｖｏｕｔを制御している。なお、図１の詳細な説明は実施例１において行う。図１において、負荷１１０がショートした場合には、コントローラ１０１は、より大きな電流を負荷１１０に供給するために、スイッチング素子Ｑ１０１を駆動するデューティを１００％に設定する。これにより、負荷１１０には大電流が供給されるようになるが、インダクタＬ１００やスイッチング素子Ｑ１０１には定格電流値を超える電流が流れることにより、回路部品が破壊される場合があるという課題が生じる。また、例えばインダクタＬ１００やスイッチング素子Ｑ１０１を流れる電流を検知し、過電流を検知するとスイッチング素子の駆動を停止させる電流検知回路を設けることにより、回路部品の破壊を防ぐことが可能になる。ところが、回路を追加することにより、回路規模が増大するため、高圧電源装置の小型化に影響を及ぼすと共に、回路追加に伴い、コストアップとなるという課題がある。

本発明はこのような状況のもとでなされたもので、簡易な構成で、負荷変動の発生時にスイッチング素子の破壊を防ぐことを目的とする。

前述した課題を解決するため、本発明では次の通りに構成する。

（１）予め定められた周波数の駆動信号で駆動するスイッチング手段と、前記スイッチング手段に接続され、前記スイッチング手段が駆動されることにより電圧が印加されるインダクタとコンデンサと、を有する電圧共振手段と、前記電圧共振手段の前記インダクタの両端に接続され、コンデンサとダイオードを夫々複数有する整流手段と、前記電圧共振手段に接続され、前記整流手段に接続される負荷に流れる電流を検知する電流検知手段と、前記電流検知手段の検知結果に基づいて、前記スイッチング手段の駆動信号のデューティを制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする高圧電源装置。

（２）記録材に画像を形成するための画像形成手段と、前記画像形成手段に電圧を印加する前記（１）に記載の高圧電源装置と、を有することを特徴とする画像形成装置。

本発明によれば、簡易な構成で、負荷変動の発生時にスイッチング素子の破壊を防ぐことができる。

実施例１の高圧電源装置の回路図 実施例１、２のパルス出力部１０２が出力する駆動信号を示した図 実施例１、２のインダクタＬ１００に流れる電流値の変化を示した図 実施例１の駆動信号の制御シーケンスを示すフローチャート 実施例２の高圧電源装置の回路図 実施例２の駆動信号の制御シーケンスを示すフローチャート 実施例３のレーザビームプリンタの概略構成を示す図

以下に、図面を参照して本発明の実施形態について詳細に説明する。

［高圧電源装置の構成］
図１は、実施例１のトランスを用いずに高電圧を出力する高圧電源装置の回路図である。図１を用いて、高圧電源装置の構成と動作について、以下に説明する。

（電圧共振回路）
図１において、インダクタ（リアクトルともいう）Ｌ１００とコンデンサＣ１００は、電圧共振手段である電圧共振回路を構成している。インダクタＬ１００の一端は電圧共振回路を駆動するスイッチング手段であるスイッチング素子Ｑ１０１に接続され、他端は電源電圧Ｖｃｃに接続されている。インダクタＬ１００は、スイッチング素子Ｑ１０１が駆動（オン・オフ）することにより、断続的に電圧が印加されるインダクタンス成分を有する素子であり、電圧が印加されることにより、インダクタＬ１００には、電流Ｉが流れる。なお、本実施例では、スイッチング素子Ｑ１０１は、電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）であり、以下、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１という。また、コンデンサＣ１００の一端は、接地されている。なお、電圧共振回路にて生成された電圧を共振電圧Ｖｄとし、以降、フライバック電圧ともいう。

（整流回路）
電圧共振回路から出力されるフライバック電圧は、そのフライバック電圧を整流する整流手段である整流回路１０７によって正電圧に整流される。本実施例では、図１に示すように、５つのダイオードと５つのコンデンサで整流回路を形成する構成（５段構成ともいう）の多段の倍電圧整流回路として説明する。

整流回路１０７では、順方向に電流を流すダイオードＤ１０１と、一端がダイオードＤ１０１のカソード端子、他端が電源電圧Ｖｃｃに接続されて電荷を充電するコンデンサＣ１０１によって、正極性のフライバック電圧が取り出される。図１では、インダクタＬ１００の電源電圧Ｖｃｃ側の端子に、コンデンサＣ１０１の一端が接続され、コンデンサＣ１０１の他端には、ダイオードＤ１０１のカソード端子が接続された構成である。更に、ダイオードＤ１０２、Ｄ１０３、Ｄ１０４、Ｄ１０５、及びコンデンサＣ１０２、Ｃ１０３、Ｃ１０４、Ｃ１０５を夫々複数有し、複数段の整流回路１０７が構成されている。そして、整流回路１０７からの出力電圧は、一端を接地された平滑用コンデンサＣ１０６を介して平滑化される。

図１に示すように、整流回路１０７は、コンデンサＣ１００と共に電圧共振回路を構成するインダクタＬ１００の両端と、コンデンサＣ１０９を介して接続されている。電圧共振回路のインダクタＬ１００とＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１とが接続された接続点にコンデンサＣ１０９の一端が接続されている。コンデンサＣ１０９は、コンデンサＣ１００に比べて、静電容量が十分に大きいコンデンサであるため、コンデンサＣ１０９が電圧共振回路に与える影響は殆ど無視できると考えてよい。

整流回路１０７は、出力端子１０４に接続されて、直流電圧が出力される。この直流電圧は、高電圧が必要な負荷１１０に印加される。負荷１１０は、例えば画像形成装置の画像形成のための現像部や転写部等の負荷を指している。

このように、図１の高圧電源装置では、インダクタＬ１００とコンデンサＣ１００により構成される電圧共振回路によって生成されたフライバック電圧を、多段構成の整流回路１０７によって整流すると共に、より高い電圧に昇圧して出力することができる。なお、出力する電圧値をどの程度昇圧するかについては、負荷１１０が必要とする高電圧に応じて、整流回路１０７の段数を調整することができる。

（電流検知部）
次に、負荷に流れる電流を検知する電流検知手段である電流検知部の構成及び動作について説明する。図１において、電圧共振回路は、コンデンサＣ１０９を介して多段の整流回路１０７に接続される。コンデンサＣ１０９を設けることにより、電圧共振回路を構成するインダクタＬ１００とコンデンサＣ１００間の交流電流の流れを妨げることなく、電圧共振回路の交流電流の流れと整流回路１０７の直流電流の流れを分離することができる。コンデンサＣ１０９を設けることにより、電圧共振回路と整流回路１０７の夫々の電流の流れを分離する構成が本実施例において特徴的な点である。これにより、後述する電流検知部１０６に流れる電流は、分離した整流回路１０７の電流の流れになり、負荷に流れる電流と等しくなるため、負荷１１０に流れる電流を電流検知部１０６で正確に検知することができる。

図１に示すように、電流検知部１０６は、オペアンプＱ１０２、抵抗Ｒ１０１、Ｒ１０２、Ｒ１０３、コンデンサＣ１０８から構成されたオフセット電位設定のための回路である。電流検知部１０６の入力側は、電圧共振回路のインダクタＬ１００とコンデンサＣ１００とが接続される接続点に、抵抗Ｒ１００を介して接続されている。オペアンプＱ１０２は、非反転入力端子（＋）にオフセット電位を設定するための抵抗Ｒ１０２とＲ１０３が接続されており、所定の電圧が入力されて、反転入力端子（−）と同一電位になるように制御動作する。なお、所定の電圧は、基準電圧Ｖｒｅｆを分圧抵抗Ｒ１０２、Ｒ１０３で分圧された電圧である。また、抵抗Ｒ１００及びコンデンサＣ１０７は、オペアンプＱ１０２の反転入力端子（−）へ電圧共振回路の交流電流が重畳されることを防ぐために設けられている。更に、コンデンサＣ１０８は、オペアンプＱ１０２のＡＣのゲインを下げる機能をする。負荷１１０に流れる電流は電流検知部１０６に流れる電流と等しいので、オペアンプＱ１０２は、検知した電流値に応じた電圧値の電流検知信号Ａを出力する。電流検知信号Ａの電圧値ＶＡは、以下の式により示すことができる。
電圧値ＶＡ＝Ｒ１０１×ｉ１＋｛Ｖｒｅｆ×Ｒ１０３／（Ｒ１０２＋Ｒ１０３）｝
なお、ｉ１は、負荷１１０に流れている電流の電流値を示す。したがって、電流検知信号Ａをモニタすることにより、負荷１１０に流れる電流値を検知することができる。

（コントローラ及びパルス出力部）
本実施例では、コントローラ１０１は、パルス出力部１０２を介して、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１のゲート端子に印加する駆動信号のデューティ（駆動信号のオン時間とオフ時間の比）Ｄを調整することにより、出力される高電圧の電圧値を制御している。なお、本実施例では、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１を駆動する周波数は予め定められた周波数であり一定とする。また、コントローラ１０１は、ＲＯＭとＲＡＭを有している。ＲＯＭには高圧電源装置を制御するプログラムやデータが格納されており、ＲＡＭは、コントローラ１０１が実行する制御プログラムが一時的に情報を保存するために使用するメモリである。コントローラ１０１は、ＲＯＭに格納されたプログラムを読み出し、パルス出力部１０２を介してＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１を駆動して、高電圧の生成を制御する。

図１に示すように、電流検知部１０６は、負荷１１０に流れる電流を検知し、コントローラ１０１に検知結果である電流検知信号Ａを出力する。コントローラ１０１は、電流検知部１０６からの電流検知信号Ａに基づいて、デューティＤを設定した制御信号をパルス出力部１０２に出力する。パルス出力部１０２は、コントローラ１０１から出力された制御信号に設定されたデューティＤの駆動信号をＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１のゲート端子に出力し、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１を駆動する。

図２は、パルス出力部１０２がＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１のゲート端子に出力する駆動信号を示した図である。図の縦軸は駆動信号の電圧を示し、横軸は時間（ｔｉｍｅ）を示す。図２において、Ｔ１は駆動信号の周期を示し、Ｔ２、Ｔ３は、駆動信号がオン状態の時間（時間幅、パルス幅ともいう）を示している。また、前述したデューティＤは、例えば周期Ｔ１に対する時間幅Ｔ２の比率、又は周期Ｔ１に対する時間幅Ｔ３の比率を指す。なお、前述したように、駆動信号の周波数は一定なので、周期Ｔ１も一定となる。

図２の上図は、パルス出力部１０２が周期Ｔ１、時間幅Ｔ２のパルス信号である駆動信号を出力している波形を示している。上述したように、パルス出力部１０２は、コントローラ１０１からの制御信号によって、出力する駆動信号のデューティＤを変更する。図２の下図に示すように、例えば、時間幅Ｔ２で駆動信号を出力しているときに、更に大きなデューティＤ（時間幅がＴ３）の駆動信号を出力するよう、コントローラ１０１から制御信号がパルス出力部１０２に入力されると、時間幅はＴ２からＴ３に変化する。

図３は、パルス出力部１０２からＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１のゲート端子に駆動信号が出力されたときのインダクタＬ１００に流れる電流値の変化を示した図である。図の縦軸はインダクタＬ１００に流れる電流値Ｉを示し、横軸は時間（ｔｉｍｅ）を示す。図３において、図２と同様に、Ｔ１はパルス出力部１０２からＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１のゲート端子に出力される駆動信号の周期を示し、Ｔ２、Ｔ３は、駆動信号がオン状態の時間を示している。ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１のゲート端子に駆動信号の電圧が印加されている間（例えば時間幅Ｔ２、Ｔ３）は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１はオン状態となり、インダクタＬ１００に電流Ｉが流れる。そして、駆動信号のインダクタＬ１００に流れる電流Ｉについても、デューティＤが変化すると、電流Ｉのピーク電流Ｉｐｅａｋも変動する。図３に示すように、例えば、パルス出力部１０２が時間幅Ｔ２の駆動信号を出力した場合、インダクタＬ１００に流れるピーク電流ＩｐｅａｋはＩ１となり、時間幅Ｔ３の駆動信号を出力した場合、ピーク電流ＩｐｅａｋはＩ２となる。このように、コントローラ１０１は電流検知信号Ａに基づいて、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１を駆動する駆動信号のデューティＤを変更することにより、負荷１１０に流れる電流が目標とする電流値になるよう制御する。

ところが、前述したように、図１の回路において、負荷１１０がショートした場合には、コントローラ１０１は、より大きな電流を負荷１１０に供給するために、スイッチング素子Ｑ１０１を駆動するデューティＤを１００％に設定する。これにより、負荷１１０には大電流が供給されるが、インダクタＬ１００やスイッチング素子Ｑ１０１には定格電流値を超える電流が流れることにより、回路部品が破壊される場合がある。

そこで、本実施例では、図１の高圧電源装置において、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１やインダクタＬ１００が絶対最大定格を超える電流により壊されることを防止するため、コントローラ１０１のデューティＤの最大値を設定する。そして、コントローラ１０１は、その範囲内で出力を制御することにする。

［デューティＤの最大値の算出］
デューティＤの最大値の算出に際しては、インダクタＬ１００とＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１における絶対最大定格電流のうち、定格値の小さい方を用いて算出を行う。以下の説明においては、インダクタＬ１００の絶対最大定格電流は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１の絶対最大定格電流より小さいものとして、説明を行う。

インダクタのインダクタンスＬ、電流Ｉ、電圧Ｖの関係は、次の式により定義される。
Ｖ＝−Ｌ×（ｄＩ／ｄｔ） （１）
インダクタＬ１００の絶対最大定格電流をＩｍａｘ、インダクタＬ１００の一端が接続された電源電圧Ｖｃｃの電圧をＶｃｃ、インダクタＬ１００のインダクタンスをＬとする。そして、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１がオン状態である時間（上述した駆動信号の時間幅、パルス幅に相当）の最大時間をＴｍａｘとし、上述した式（１）に当てはめると、
Ｖｃｃ＝−Ｌ×（Ｉｍａｘ／Ｔｍａｘ）
が導かれ、この式を変形すると、
Ｔｍａｘ＝｜−Ｌ｜×（Ｉｍａｘ／Ｖｃｃ） （２）
が導かれる。ここで、ＩｍａｘとＬの値は、インダクタＬ１００の仕様により定まり、Ｖｃｃは電源電圧の仕様により定める。

また、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１の駆動信号の周期をＴ、駆動信号のデューティＤの最大値をＤｍａｘとすると、これらの関係は、以下の式（３）により示される。
Ｄｍａｘ＝Ｔｍａｘ／Ｔ （３）
前述したように、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１の駆動信号の周波数は一定なので、駆動信号の周期も所定値となり、式（３）により、デューティＤの最大値Ｄｍａｘが決定される。コントローラ１０１は、式（３）により算出されたデューティＤｍａｘをデューティＤの最大値として、駆動信号におけるデューティＤがＤｍａｘを超えないように、駆動信号の制御を行う。

［駆動信号の制御シーケンス］
次に、コントローラ１０１がＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１への駆動信号のデューティＤが最大値Ｄｍａｘを超えないように制御を行う制御シーケンスについて、フローチャートを用いて説明する。図４は、本実施例のコントローラ１０１による駆動信号の制御シーケンスを示すフローチャートである。図４のフローチャートに基づいて、駆動信号の制御シーケンスについて説明する。

本実施例では、最大デューティＤｍａｘを算出するために式（２）、（３）で用いる、インダクタＬ１００の絶対最大定格電流Ｉｍａｘ、電圧Ｖｃｃ、インダクタＬ１００のインダクタンスＬ、駆動信号の周期Ｔの値は、ＲＯＭに記憶されているものとする。そして、コントローラ１０１は、高圧電源装置の電源がオンされたときに、ＲＯＭよりこれらの値を読み出し、最大デューティＤｍａｘを算出し、ＲＡＭに記憶するものとする。また、予め最大デューティＤｍａｘを算出してＲＯＭに記憶しておき、必要に応じて、ＲＯＭより読み出す構成でもよい。また、高圧電源装置が負荷１１０に供給する電流値である目標電流値Ｉｔは、ＲＡＭに記憶され、負荷１１０の状況に応じて変更されるものとする。更に、コントローラ１０１のＲＯＭには、負荷１１０に流れる電流値と駆動信号のデューティとを対応づけたテーブルが記憶されている。

図４に示す制御シーケンスは、コントローラ１０１がパルス出力部１０２を介して、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１の駆動を制御するタイミング（例えば、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１の駆動周期毎）で起動されるものとする。まず、ステップ（以下、Ｓと略す）１００では、コントローラ１０１は、電流検知部１０６から出力された電流検知信号Ａを検知する。Ｓ１０１では、検知された電流検知信号Ａはアナログ信号であるため、コントローラ１０１は、内部に有するＡ／Ｄ変換器を介して、電流検知信号Ａをデジタル値へ変換し、負荷１１０に流れる電流値Ａｄを算出する。する。例えば、電流検知信号Ａを８ビットのデジタル値へ変換する場合は、アナログ信号が８ビットで表現できる０〜２５５のデジタル値のいずれかの値に変換する。なお、デジタル値に変換する際に、アナログ信号で表現されるアナログ値の小数点以下を切り捨てて、デジタル値に変換する方法が用いられることもある。

Ｓ１０２では、コントローラ１０１は、ＲＡＭに記憶された目標電流値Ｉｔと、Ｓ１０２で算出した算出電流値Ａｄが同じ値かどうかを判断する。コントローラ１０１は、目標電流値Ｉｔと算出電流値Ａｄが同じであると判断した場合にはＳ１０３に進み、目標電流値Ｉｔと算出電流値Ａｄが異なると判断した場合にはＳ１０５に進む。Ｓ１０３では、コントローラ１０１は、ＲＡＭに記憶された目標電流値Ｉｔに対応するデューティＤを、上述したＲＯＭに設けられたテーブルを用いて算出する。Ｓ１０４では、コントローラ１０１は、目標電流値Ｉｔに対応するデューティＤの制御信号をパルス出力部１０２に出力し、処理を終了する。

Ｓ１０５では、コントローラ１０１は、Ｓ１０２で算出した算出電流値Ａｄは、ＲＡＭに記憶された目標電流値Ｉｔよりも大きい値かどうかを判断する。コントローラ１０１は、算出電流値Ａｄが目標電流値Ｉｔよりも大きいと判断した場合にはＳ１０９に進み、算出電流値Ａｄが目標電流値Ｉｔよりも小さいと判断した場合にはＳ１０６に進む。Ｓ１０６では、コントローラ１０１は、算出電流値Ａｄに対応するデューティＤを、上述したＲＯＭに設けられたテーブルを用いて算出する。Ｓ１０７では、コントローラ１０１は、ＲＡＭに記憶された最大デューティＤｍａｘを読み出し、算出電流値Ａｄに対応するデューティＤは最大デューティＤｍａｘ以上かどうかを判断する。コントローラ１０１は、算出電流値Ａｄに対応するデューティＤは最大デューティＤｍａｘ以上と判断した場合にはＳ１０８に進み、算出電流値Ａｄに対応するデューティＤは最大デューティＤｍａｘ未満と判断した場合にはＳ１０９に進む。Ｓ１０８では、コントローラ１０１は、デューティが最大デューティＤｍａｘの制御信号をパルス出力部１０２に出力し、処理を終了する。

Ｓ１０９では、コントローラ１０１は、目標電流値Ｉｔに対応するデューティＤを、上述したＲＯＭに設けられたテーブルを用いて算出する。Ｓ１１０では、コントローラ１０１は、ＲＡＭに記憶された最大デューティＤｍａｘを読み出し、目標電流値Ｉｔに対応するデューティＤは最大デューティＤｍａｘ以上かどうかを判断する。コントローラ１０１は、目標電流値Ｉｔに対応するデューティＤは最大デューティＤｍａｘ以上と判断した場合にはＳ１１１に進み、目標電流値Ｉｔに対応するデューティＤは最大デューティＤｍａｘ未満と判断した場合にはＳ１１２に進む。Ｓ１１１では、コントローラ１０１は、デューティが最大デューティＤｍａｘの制御信号をパルス出力部１０２に出力し、処理を終了する。Ｓ１１２では、コントローラ１０１は、目標電流値Ｉｔに対応するデューティＤの制御信号をパルス出力部１０２に出力し、処理を終了する。

上述した制御により、インダクタＬ１００に流れる電流Ｉは、インダクタＬ１００の絶対最大定格電流Ｉｍａｘを超えることはない。なお、上述した説明では、インダクタＬ１００の絶対最大定格電流は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１の絶対最大定格電流より小さいものとして、説明を行った。逆に、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１の絶対最大定格電流の方が、インダクタＬ１００の絶対最大定格電流よりも小さい場合には、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１の絶対最大定格電流をＩｍａｘとし、式（２）、（３）により、最大デューティＤｍａｘを算出することができる。

以上説明したように、本実施例によれば、簡易な構成で、負荷変動の発生時にスイッチング素子の破壊を防ぐことができる。すなわち、電圧共振回路を駆動するＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１を駆動するデューティが最大デューティＤｍａｘを超えないように制御することにより、部品点数を増加することなく、簡易な構成で、負荷がショートした場合にスイッチング素子破壊を防止できる。

実施例１では、電源電圧Ｖｃｃの電圧値は所定の電圧値としている。しかしながら、一般的に、電源電圧Ｖｃｃは常に一定の電圧値ではなく、変動しているために偏差を有している。そのため、実施例１では、実際には算出されたデューティＤの最大値であるＤｍａｘに、電源電圧Ｖｃｃの偏差分のマージンを設定する必要がある。電源電圧Ｖｃｃの偏差が小さければ、設定されるマージンは少なく、電源電圧全体に対する影響は小さいが、偏差が大きいと、マージンの設定を大きくする必要があり、出力電圧に影響を与えることになる。その結果、必要な出力電圧を得るために、整流回路の段数の増加をしなければならない場合がある。

そこで、実施例２では、電源電圧Ｖｃｃの偏差を考慮し、デューティＤの最大値Ｄｍａｘを可変設定し、設定されたデューティＤｍａｘの範囲内でデューティＤを制御することにより、高圧電源装置の出力電圧を一定にする実施例について説明する。

［高圧電源装置の構成］
図５は、本実施例の高圧電源装置の回路図である。図５の回路図では、図１の回路図と比べて、電源電圧Ｖｃｃの電圧検知部１０３が追加されている点が異なる。電圧検知部１０３は、電源電圧Ｖｃｃ端子から供給される電圧を検知し、コントローラ１０１に電圧検知信号を出力する。コントローラ１０１は、電圧検知部１０３からの電圧検知信号に基づいて、デューティＤを設定した制御信号をパルス出力部１０２に出力する。パルス出力部１０２は、コントローラ１０１から出力された制御信号に設定されたデューティＤの駆動信号をＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１のゲート端子に出力し、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１を駆動する。なお、図５においては、前述した図１と同じ回路構成には同一の符号を付し、ここでの説明は省略する。

［デューティＤの最大値の算出］
次に、本実施例でのデューティＤの最大値Ｄｍａｘの算出方法について、説明する。本実施例においても、インダクタＬ１００の絶対最大定格電流は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１の絶対最大定格電流より小さいものとして、説明を行う。コントローラ１０１で検知された電源電圧Ｖｃｃ、インダクタＬ１００の絶対最大定格Ｉｍａｘ、インダクタＬ１００のインダクタンスＬ、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１がオン状態である時間の最大時間Ｔｍａｘの関係は、実施例１で説明した式（２）に示される。ここで、ＩｍａｘとＬの値は、インダクタＬ１００の仕様により定まる定数であり、Ｖｃｃは電源電圧に依存するので変数である。そして、式（２）で算出された最大時間Ｔｍａｘを用いて、式（３）よりデューティＤの最大値Ｄｍａｘが算出される。

［駆動信号の制御シーケンス］
次に、コントローラ１０１がＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１への駆動信号のデューティＤが最大値Ｄｍａｘを超えないように制御を行う制御シーケンスについて、フローチャートを用いて説明する。図６は、本実施例のコントローラ１０１による駆動信号の制御シーケンスを示すフローチャートである。図６のフローチャートに基づいて、駆動信号の制御シーケンスについて説明する。

本実施例においては、最大デューティＤｍａｘを算出するため、式（２）、（３）で用いるインダクタＬ１００の絶対最大定格電流Ｉｍａｘ、電圧Ｖｃｃ、インダクタＬ１００のインダクタンスＬ、駆動信号の周期Ｔの値は、ＲＯＭに記憶されているものとする。そして、コントローラ１０１は、図６の処理が起動されるたびに、ＲＯＭより読み出されたこれらの値と、電源電圧Ｖｃｃの検知電圧に基づいて、最大デューティＤｍａｘを算出するものとする。また、高圧電源装置が負荷１１０に供給する電流値である目標電流値Ｉｔは、ＲＡＭに記憶され、負荷１１０の状況に応じて変更されるものとする。更に、コントローラ１０１のＲＯＭには、負荷１１０に流れる電流値と駆動信号のデューティＤとを対応づけたテーブルが記憶されている。

図６に示す制御シーケンスは、コントローラ１０１がパルス出力部１０２を介して、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１の駆動を制御するタイミング（例えば、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１の駆動周期毎）で起動されるものとする。まず、Ｓ２００では、コントローラ１０１は、電圧検知部１０３から出力された電圧検知信号を検知する。Ｓ２０１では、検知された電圧検知信号はアナログ信号であるため、コントローラ１０１は、内部に有するＡ／Ｄ変換器を介して、電圧検知信号をデジタル値へ変換し、電源電圧Ｖｃｃの電圧値Ｖｃｃを算出する。次に、コントローラ１０１は、ＲＯＭに記憶されたインダクタＬ１００の絶対最大定格電流Ｉｍａｘ、インダクタＬ１００のインダクタンスＬ、駆動信号の周期Ｔの値と、算出した電圧値Ｖｃｃを用いて、前述した方法により最大デューティＤｍａｘを算出する。そして、コントローラ１０１は、算出した最大デューティＤｍａｘをＲＡＭに記憶する。後の処理において、最大デューティＤｍａｘの値を使用する場合には、ＲＡＭに記憶された値を使用するものとする。Ｓ２０２、Ｓ２０３の処理は、実施例１の図４のＳ１００、Ｓ１０１の処理と同様であるため、ここでの説明は省略する。

Ｓ２０４では、コントローラ１０１は、ＲＡＭに記憶された目標電流値Ｉｔと、Ｓ２０３で算出した算出電流値Ａｄが同じ値かどうかを判断する。コントローラ１０１は、目標電流値Ｉｔと算出電流値Ａｄが同じであると判断した場合にはＳ２０５に進み、目標電流値Ｉｔと算出電流値Ａｄが異なると判断した場合にはＳ２０９に進む。Ｓ２０５では、コントローラ１０１は、ＲＡＭに記憶された目標電流値Ｉｔに対応するデューティＤを、上述したＲＯＭに設けられたテーブルを用いて算出する。Ｓ２０６では、最大デューティＤｍａｘが変更されている場合があるので、コントローラ１０１は、Ｓ２０１で算出しＲＡＭに記憶された最大デューティＤｍａｘを読み出す。そして、コントローラ１０１は、目標電流値Ｉｔに対応するデューティＤは最大デューティＤｍａｘ以上かどうかを判断する。コントローラ１０１は、目標電流値Ｉｔに対応するデューティＤは最大デューティＤｍａｘ以上と判断した場合にはＳ２０８に進み、目標電流値Ｉｔに対応するデューティＤは最大デューティＤｍａｘ未満と判断した場合にはＳ２０７に進む。Ｓ２０７では、コントローラ１０１は、目標電流値Ｉｔに対応するデューティＤの制御信号をパルス出力部１０２に出力し、処理を終了する。Ｓ２０８では、コントローラ１０１は、デューティが最大デューティＤｍａｘの制御信号をパルス出力部１０２に出力し、処理を終了する。Ｓ２０９〜Ｓ２１６の処理は、実施例１の図４のＳ１０５〜Ｓ１１２の処理と同様なので、説明を省略する。

上述した制御により、電源電圧Ｖｃｃが変動しても、インダクタＬ１００に流れる電流Ｉは、インダクタＬ１００の絶対最大定格電流Ｉｍａｘを超えることはない。なお、上述した説明では、実施例１と同様に、インダクタＬ１００の絶対最大定格電流は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１の絶対最大定格電流より小さいものとして、説明を行った。逆に、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１の絶対最大定格電流の方が、インダクタＬ１００の絶対最大定格電流よりも小さい場合には、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１の絶対最大定格電流をＩｍａｘとし、式（２）、（３）により、最大デューティＤｍａｘを算出することができる。

また、図５において、電源電圧Ｖｃｃの電圧検知部１０３はコントローラ１０１とは別の回路として設けているが、電源電圧Ｖｃｃの電圧をコントローラ１０１が内部に有するＡ／Ｄ変換器に入力するようにしてもよい。

次に、デューティＤの最大値Ｄｍａｘを電源電圧Ｖｃｃの変動に応じて変更することにより、整流回路１０７は電源電圧の変動の影響を受けず、一定の出力電圧Ｖｏｕｔを出力することができることについて説明する。

デューティＤの最大値Ｄｍａｘは、前述の式（２）、（３）より導かれる下記の式（４）を用いて算出することができる。
Ｄｍａｘ＝｜−Ｌ｜／Ｖｃｃ×Ｉｍａｘ／Ｔ （４）
本実施例では、コントローラ１０１は、電源電圧Ｖｃｃの電圧検知部１０３により検知された電源電圧Ｖｃｃを用いて、デューティＤの最大値Ｄｍａｘを算出する。式（４）より、デューティＤが最大値ＤｍａｘのときにインダクタＬ１００を流れるピーク電流Ｉｐｅａｋは、絶対最大定格電流であるＩｍａｘと同じ電流値であることがわかる。

次に、インダクタＬ１００のピーク電流Ｉｐｅａｋと整流回路１０７の出力電圧Ｖｏｕｔの関係について説明する。デューティＤが大きくなると、それに伴い、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１のオン状態の時間が長くなる。その結果、インダクタＬ１００により多くのエネルギーが蓄えられるようになる。前述したように、インダクタＬ１００とコンデンサＣ１００は電圧共振回路を構成している。そして、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１がオン状態のときにインダクタＬ１００に蓄えられたエネルギーは、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ１０１がオフ状態になると、コンデンサＣ１００に移動する。したがって、インダクタＬ１００に蓄えられたエネルギーと、コンデンサＣ１００に移動して蓄えられるエネルギーは等しい。そのため、デューティＤが最大値Ｄｍａｘのときに、電圧共振回路に発生する最大電圧ＶｄとインダクタＬ１００に流れるピーク電流Ｉｐｅａｋの関係は、以下の式（５）のようになる。
１／２×Ｃ×Ｖｄ^２＝１／２×Ｌ×Ｉｐｅａｋ^２ （５）
そして、式（５）より、式（６）が導くことができる。
Ｖｄ＝｜√（Ｌ／Ｃ）｜×Ｉｐｅａｋ （６）
式（６）より、電源電圧Ｖｃｃが変動しても、デューティＤの最大値ＤｍａｘのときのインダクタＬ１００のピーク電流Ｉｐｅａｋは同じなので、そのときに発生する共振電圧Ｖｄも同じになる。そして、共振電圧Ｖｄに応じて生成される出力電圧Ｖｏｕｔも同じ電圧値となる。すなわち、電源電圧Ｖｃｃが変動しても、変動した電源電圧Ｖｃｃに応じてデューティＤの最大値Ｄｍａｘを変更することにより、ピーク電流Ｉｐｅａｋを同じ電流値にできるので、出力電圧Ｖｏｕｔは一定の電圧を出力することができる。

以上説明したように、本実施例によれば、簡易な構成で、負荷変動の発生時にスイッチング素子の破壊を防ぐことができる。

実施例１、２で説明した高圧電源装置は、例えば画像形成装置の高圧電源を供給する電源として適用可能である。以下に、実施例１、２の高圧電源装置が適用される画像形成装置の構成を説明する。

［画像形成装置の構成］
画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタを例にあげて説明する。図７に電子写真方式のプリンタの一例であるレーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ３００は、静電潜像が形成される像担持体としての感光ドラム３１１、感光ドラム３１１を一様に帯電する帯電部３１７（帯電手段）、感光ドラム３１１に形成された静電潜像をトナーで現像する現像部３１２（現像手段）を備えている。そして、感光ドラム３１１に現像されたトナー像をカセット３１６から供給された記録材としての記録材（不図示）に転写部３１８（転写手段）によって転写して、記録材に転写したトナー像を定着器３１４で定着してトレイ３１５に排出する。この感光ドラム３１１、帯電部３１７、現像部３１２、転写部３１８が画像形成部である。また、レーザビームプリンタ３００は、実施例１、２で説明した高圧電源装置４００を備えている。なお、実施例１、２の高圧電源装置を適用可能な画像形成装置は、図７に例示したものに限定されず、例えば複数の画像形成部を備える画像形成装置であってもよい。更に、感光ドラム３１１上のトナー像を中間転写ベルトに転写する一次転写部と、中間転写ベルト上のトナー像を記録材に転写する二次転写部を備える画像形成装置であってもよい。

レーザビームプリンタ３００は、画像形成部を構成する帯電部３１７、現像部３１２、転写部３１８において、高圧電源装置４００が供給する高電圧が使用される。すなわち、像担持体を一様に帯電する帯電部材、現像剤であるトナーを用いて像担持体に形成された潜像を現像する現像部材、像担持体に形成されたトナー像を記録材に転写する転写部材に高電圧を印加して画像形成が行われる。なお、実施例１、２の負荷１１０は、帯電部３１７、現像部３１２、転写部３１８の部材に相当する。また、レーザビームプリンタ３００は、画像形成部による画像形成動作や、記録材の搬送動作を制御する不図示のコントローラを備えている。実施例１、２では、高圧電源装置の出力電圧の制御はコントローラ１０１が行っているが、例えば、レーザビームプリンタ３００の不図示のコントローラが、コントローラ１０１の代わりに、画像形成動作に応じて高圧電源装置の出力電圧の制御を行ってもよい。

以上説明したように、本実施例によれば、簡易な構成で、負荷変動の発生時にスイッチング素子の破壊を防ぐことができる。

１０１ コントローラ
１０６ 電流検知部
１０７ 整流回路
Ｃ１００ コンデンサ
Ｌ１００ インダクタ
Ｑ１０１ ＭＯＳＦＥＴ

Claims (8)

1. 予め定められた周波数の駆動信号で駆動するスイッチング手段と、
   前記スイッチング手段に接続され、前記スイッチング手段が駆動されることにより電圧が印加されるインダクタとコンデンサと、を有する電圧共振手段と、
   前記電圧共振手段の前記インダクタの両端に接続され、コンデンサとダイオードを夫々複数有する整流手段と、
   前記電圧共振手段に接続され、前記整流手段に接続される負荷に流れる電流を検知する電流検知手段と、
   前記電流検知手段の検知結果に基づいて、前記スイッチング手段の駆動信号のデューティを制御する制御手段と、
   を備えたことを特徴とする高圧電源装置。
2. 前記駆動信号のデューティの最大値は、前記電圧共振手段に印加される電圧と、前記インダクタのインダクタンスと、前記スイッチング手段及び前記電圧共振手段に流れる電流が越えない所定値により決定されることを特徴とする請求項１に記載の高圧電源装置。
3. 前記スイッチング手段は、電界効果トランジスタであることを特徴とする請求項２に記載の高圧電源装置。
4. 前記所定値は、前記電界効果トランジスタ、及び前記インダクタの定格電流値であることを特徴とする請求項３に記載の高圧電源装置。
5. 前記電圧共振手段に印加される電圧を検知する電圧検知手段を更に有し、
   前記制御手段は、前記電圧検知手段の検知結果に基づいて、前記駆動信号のデューティの最大値を決定することを特徴とする請求項２に記載の高圧電源装置。
6. 前記整流手段は、前記インダクタの両端に発生するフライバック電圧を昇圧する多段の倍電圧整流回路であることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の高圧電源装置。
7. 記録材に画像を形成するための画像形成手段と、
   前記画像形成手段に電圧を印加する請求項１ないし６のいずれか１項に記載の高圧電源装置と、
   を有することを特徴とする画像形成装置。
8. 前記画像形成手段は、像担持体を帯電する帯電部と、現像剤であるトナーを用いて前記像担持体に形成された潜像を現像する現像部と、前記像担持体に形成されたトナー像を記録材に転写する転写部と、を有し、
   前記高圧電源装置は、前記帯電部、前記現像部、前記転写部に電圧を供給することを特徴とする請求項７に記載の画像形成装置。

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