JP2023005763A - 電源装置及び画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】間欠スイッチング制御時における交流電圧の検知精度を向上させること。【解決手段】１次巻線Ｐ１、２次巻線Ｓ１、及び補助巻線Ｐ２を有するトランスＴ１、スイッチング動作を行うＦＥＴ１、ＦＥＴ１を制御する電源制御部３０１、補助巻線Ｐ２の誘起電圧を整流平滑する第２の整流平滑回路、２次巻線Ｓ１の出力電圧をフィードバックするフィードバック部３０５を備え、電源制御部３０１は、停止期間の長さを計測する計測部を有し、スイッチング動作を行うスイッチング期間においてＦＥＴ１のスイッチング動作を所定の回数、実施すると停止期間に移行し、スイッチング動作を停止させる停止期間においてフィードバック部３０５の出力電圧に基づいて２次巻線Ｓ１の出力電圧が目標電圧よりも低下したと判断するとスイッチング期間に移行し、第２の整流平滑部の出力電圧と計測部によって計測された停止期間の長さとに基づいて交流電圧の電圧値を推定する。【選択図】図３

Description

本発明は、電源装置、及び電源装置を備える画像形成装置に関する。

スイッチング電源装置は、商用交流電源から入力される交流電圧を整流平滑し、整流平滑された直流電圧をトランスの１次巻線に印加して、絶縁された２次側に目標とする直流電圧を出力する。また、スイッチング電源装置は、１次側の補助巻線に誘起された電圧を整流平滑回路により整流平滑された直流電圧を電源電圧として使用しているものが多い。例えば、特許文献１で提案されているスイッチング電源装置では、１次側の補助巻線の整流平滑回路に充電された電圧に基づいて、入力される交流電圧の検知を行っている。更に、特許文献１のスイッチング電源装置では、電源効率を改善するため、負荷への電力供給が少ない軽負荷状態の場合には、スイッチング動作を行う期間とスイッチング動作が停止している期間とが繰り返される間欠スイッチング制御が行われている。

特許第６７００７７２号公報

スイッチング電源装置における間欠スイッチング制御では、軽負荷状態が長くなると、スイッチング動作を停止している期間も長くなる。スイッチング動作を停止している期間は、上述した補助巻線に電圧が誘起されないため、整流平滑回路に充電された電圧は、放電により低下する。その後、スイッチング動作が再開されて補助巻線に電圧が誘起されても、スイッチング停止期間が長い場合には、整流平滑回路に充電される電圧が所定の電圧まで充電される前に、スイッチング動作が停止してスイッチング停止期間に移行してしまうことがある。その結果、整流平滑回路に充電された電圧に基づいて、スイッチング電源装置に入力される交流電圧の検知を行っている場合には、入力される交流電圧の電圧値を正確に検知することができないという課題が生じる。

本発明は、このような状況のもとでなされたもので、間欠スイッチング制御時における交流電圧の検知精度を向上させることを目的とする。

上述した課題を解決するために、本発明では、以下の構成を備える。

（１）１次巻線、２次巻線、及び補助巻線を有するトランスと、入力される交流電圧を整流平滑する第１の整流平滑部と、スイッチング動作により前記第１の整流平滑部から前記１次巻線への電力の供給又は遮断を行うスイッチング素子と、前記スイッチング動作を制御する制御手段と、前記補助巻線に誘起される電圧を整流平滑する第２の整流平滑部と、前記２次巻線から出力される電圧をフィードバックするフィードバック手段と、を備え、前記制御手段は、前記スイッチング動作を行うスイッチング期間と前記スイッチング動作を停止させる停止期間とを繰り返す間欠制御を行うことが可能であり、前記制御手段は、前記停止期間の長さを計測する計測部を含み、前記スイッチング期間において、前記制御手段は前記スイッチング素子の前記スイッチング動作を所定の回数、実施すると前記停止期間に移行し、前記停止期間において、前記制御手段は前記フィードバック手段から出力される電圧に基づいて、前記２次巻線から出力される電圧が目標電圧よりも低下したと判断すると、前記スイッチング期間に移行し、前記制御手段は、前記第２の整流平滑部の出力電圧と、前記計測部によって計測された前記停止期間の長さと、に基づいて、前記交流電圧の電圧値を推定することを特徴とする電源装置。

（２）記録材に画像形成を行う画像形成部と、前記画像形成部を制御する制御部と、前記画像形成部、及び前記制御部に電力を供給する前記（１）に記載の電源装置と、を備え、前記制御部は、前記画像形成部を制御して記録材に画像形成を行うプリント状態と、前記プリント状態に遷移が可能なスタンバイ状態と、消費電力を低減するスリープ状態と、を切替え可能であることを特徴とする画像形成装置。

（３）記録材に画像形成を行う画像形成部と、前記画像形成部を制御する制御部と、前記画像形成部、及び前記制御部に電力を供給する電源装置と、を備え、前記制御部は、前記画像形成部を制御して記録材に画像形成を行うプリント状態と、前記プリント状態に遷移が可能なスタンバイ状態と、消費電力を低減するスリープ状態と、を切替え可能である画像形成装置であって、前記電源装置は、１次巻線、２次巻線、及び補助巻線を有するトランスと、入力される交流電圧を整流平滑する第１の整流平滑部と、スイッチング動作により前記第１の整流平滑部から前記１次巻線への電力の供給又は遮断を行うスイッチング素子と、前記スイッチング動作を制御する制御手段と、前記補助巻線に誘起される電圧を整流平滑する第２の整流平滑部と、前記２次巻線から出力される電圧をフィードバックするフィードバック手段と、を備え、前記制御手段は、前記スイッチング動作を行うスイッチング期間と前記スイッチング動作を停止させる停止期間とを繰り返す間欠制御を行うことが可能であり、前記制御手段は、前記停止期間の長さを計測する計測部を含み、前記スイッチング期間において、前記制御手段は前記スイッチング素子の前記スイッチング動作を所定の回数、実施すると前記停止期間に移行し、前記停止期間において、前記制御手段は前記フィードバック手段から出力される電圧に基づいて、前記２次巻線から出力される電圧が目標電圧よりも低下したと判断すると、前記スイッチング期間に移行し、前記制御手段は、前記第２の整流平滑部の出力電圧と、前記計測部によって計測された前記停止期間の長さと、に基づいて、前記交流電圧の電圧値を推定することを特徴とする画像形成装置。

本発明によれば、間欠スイッチング制御時における交流電圧の検知精度を向上させることができる。

実施例１、２の画像形成装置の構成を示す概略断面図 実施例１、２の電源装置の構成を説明する図 実施例１のスイッチング電源装置の回路構成を示す回路図 実施例１、２のプリント状態におけるスイッチング電源装置の電圧波形を説明する図 実施例１、２のスタンバイ状態におけるスイッチング電源装置の電圧波形を説明する図 実施例１、２のスリープ状態におけるスイッチング電源装置の電圧波形を説明する図 実施例２のスイッチング電源装置の回路構成を示す回路図 実施例２のスイッチング電源装置の電圧波形を説明する図

以下に、図面を参照して本発明の実施の形態について詳細に説明する。

［画像形成装置の構成］
図１は、画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタの構成を示す概略断面図である。レーザビームプリンタ１００（以下、プリンタ１００という）は、感光ドラム１０１、感光ドラム１０１を一様の電位に帯電する帯電部１０２、感光ドラム１０１にレーザ光を照射して、感光ドラム１０１の表面に静電潜像を形成する露光装置１１１を備えている。また、プリンタ１００は、感光ドラム１０１上に形成された静電潜像にトナーを付着させて現像し、トナー像を形成する現像部１０３を備えている。プリンタ１００では、感光ドラム１０１上に形成されたトナー像は、転写部１０５によって、カセット１０４から給送された記録材であるシート（不図示）に転写される。トナー像が転写されたシートは、定着器１０６に搬送される。定着器１０６において、トナー像は加熱、加圧されてシートに定着され、トナー像が定着されたシートはトレイ１０７に排出される。なお、シートに画像形成を行う画像形成部は、感光ドラム１０１、帯電部１０２、現像部１０３、転写部１０５から構成されている。

また、プリンタ１００は電源装置１０８を備えており、電源装置１０８はモータ等の駆動部やエンジン制御部５００へ電力供給を行う。制御部であるエンジン制御部５００は、ＣＰＵ（不図示）、不揮発性メモリ（不図示）を有し、ＣＰＵは不揮発性メモリに格納された制御プログラムに従って、画像形成部による画像形成動作やシートの搬送動作等を制御する。エンジン制御部５００は、シートに画像形成を行うプリント状態であるプリント動作が終了すると、プリンタ１００をプリント状態に遷移可能な待機状態であるスタンバイ状態に移行させる。更に、エンジン制御部５００は、スタンバイ状態に移行した後、所定時間が経過すると、プリンタ１００の待機時の消費電力を低減するため、プリンタ１００を省エネルギーモードであるスリープ状態に遷移させる。このように、プリンタ１００はスリープ状態、スタンバイ状態、プリント状態の３つの状態を有し、エンジン制御部５００はプリンタ１００を各状態に切替え可能である。また、表示部５０１は、エンジン制御部５００から送信された情報を表示し、ユーザに報知する。

［電源装置、エンジン制御部の構成］
図２は、本実施例における電源装置１０８の概略構成を説明する図である。図２に示すように、電源装置１０８は、商用交流電源２００から入力される交流電圧を整流平滑する整流平滑部、及びスイッチング電源装置３００を有している。第１の整流平滑部である整流平滑部は、ダイオードブリッジ２０１、及び平滑コンデンサ２０２から構成されている。商用交流電源２００から入力された交流電圧は、回路保護用の電流ヒューズ２０３を介して、ダイオードブリッジ２０１により全波整流され、第１のコンデンサである平滑コンデンサ２０２によって平滑化され、直流電圧Ｖｉｎが生成される。なお、平滑コンデンサ２０２の低い側の電位を電位ＤＣＬ、高い側の電位を電位ＤＣＨとする。

平滑コンデンサ２０２の充電電圧である直流電圧Ｖｉｎは、スイッチング電源装置３００に入力される。スイッチング電源装置３００は、入力された直流電圧Ｖｉｎを降圧して直流の電圧Ｖｏｕｔを生成し、プリンタ１００内のモータ等の駆動部に供給する。また、エンジン制御部５００には、電圧Ｖｏｕｔをレギュレータ（不図示）などによって更に降圧した直流電圧が、エンジン制御部５００の電源電圧として供給される。

エンジン制御部５００は、スイッチング電源装置３００との信号ラインを介して、スイッチング電源装置３００内の電源制御部３０１（図３参照）から送信される情報を受信する。また、エンジン制御部５００は、電源制御部３０１から取得した情報を、通信ラインを介して表示部５０１に表示する。

［スイッチング電源装置の構成］
図３は、スイッチング電源装置３００の回路構成を示す回路図である。図３において、スイッチング電源装置３００は、１次側に１次巻線Ｐ１、補助巻線Ｐ２を有し、２次側に２次巻線Ｓ１を有する絶縁型のトランスＴ１を備えている。なお、図３において、トランスＴ１の黒丸は、各巻線の巻方向を示している。トランスＴ１の１次巻線Ｐ１には、後述するスイッチング素子である電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという）１が直列接続されている。トランスＴ１の１次側の１次巻線Ｐ１から２次側の２次巻線Ｓ１に、ＦＥＴ１のスイッチング制御によって、エネルギーが供給される。一方、トランスＴ１の２次側には、２次巻線Ｓ１に誘起されるフライバック電圧を整流平滑する整流平滑回路であるダイオードＤ１１及びコンデンサＣ１１が設けられている。

また、トランスＴ１の１次側の補助巻線Ｐ２には、ＦＥＴ１がオン状態の期間に、入力電圧Ｖｉｎに巻数比（補助巻線Ｐ２の巻数ＮＰ２／１次巻線Ｐ１の巻数ＮＰ１）を乗じた電圧（以下、フォワード電圧という）が誘起される。補助巻線Ｐ２に誘起された電圧は、第２の整流平滑部であるダイオードＤ４及びコンデンサＣ４によって整流平滑され、電源電圧Ｖ１が生成される。

（フィードバック部）
スイッチング電源装置３００は、電源装置１０８に接続された負荷に出力される電圧Ｖｏｕｔの電圧情報をトランスＴ１の１次側にフィードバックするフィードバック手段であるフィードバック部３０５を有している。フィードバック部３０５は、目標電圧と出力電圧Ｖｏｕｔに基づいて、電源制御部３０１のＦＢ端子に入力される電圧信号（以下、ＦＢ端子電圧という）を生成する。フィードバック部３０５は、シャントレギュレータＩＣ５、フォトカプラＰＣ５、抵抗Ｒ５１、Ｒ５２、Ｒ５３を有している。出力電圧Ｖｏｕｔの目標電圧は、シャントレギュレータＩＣ５のＲＥＦ端子（リファレンス端子）の基準電圧、抵抗Ｒ５２、抵抗Ｒ５３によって設定される。

シャントレギュレータＩＣ５のＲＥＦ端子には、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ５２、Ｒ５３で分圧された電圧が入力される。シャントレギュレータＩＣ５は、ＲＥＦ端子に入力された電圧と基準電圧とを比較し、ＲＥＦ端子に入力された電圧が基準電圧より高い場合には導通状態となり、フォトカプラＰＣ５のＬＥＤに電流が流れる。すると、フォトカプラＰＣ５のＬＥＤが点灯して、フォトトランジスタがオン状態となる。その結果、コンデンサＣ６の充電電圧が放電され、電源制御部３０１のＦＢ端子電圧が低下する。

一方、シャントレギュレータＩＣ５は、ＲＥＦ端子に入力された電圧が基準電圧以下の場合には非導通状態となり、フォトカプラＰＣ５のＬＥＤに電流が流れなくなる。すると、フォトカプラＰＣ５のＬＥＤが消灯し、フォトトランジスタはオフ状態となる。その結果、コンデンサＣ６が充電されることにより充電電圧が上昇し、電源制御部３０１のＦＢ端子電圧が上昇する。なお、ＦＢ端子電圧は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧と同一電圧の場合には所定の電圧値となる。そして、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧よりも大きくなると、ＦＢ端子電圧は所定の電圧値よりも小さくなり、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧よりも小さくなると、ＦＢ端子電圧は所定の電圧値よりも大きくなる。

（電源制御部）
本実施例では、制御手段である電源制御部３０１は、発振器などからのクロック信号で動作する演算制御部（例えばＣＰＵ、ＡＳＩＣなど）を有し、時間を計測するタイマ（計測部）や、データ等を記憶するメモリ（不図示）を有している。電源制御部３０１のＶＣ端子には、後述するＤＣ／ＤＣコンバータ３０４によって生成された電源電圧Ｖ２が供給される。電源制御部３０１は、ＦＢ端子電圧に基づいて、ＦＥＴ１のスイッチング動作を制御する制御信号ＤＳ１をＦＥＴ駆動部３０２に出力する。制御信号ＤＳ１は所定の周波数のＰＷＭ信号であり、電源制御部３０１は、直流電圧Ｖｉｎの電圧値に基づいて、ＦＥＴ１のスイッチング動作の１周期において、ＦＥＴ１がオン状態となるオンＤｕｔｙ（デューティ）を決定する。ＦＥＴ１のスイッチング動作の１周期の間にトランスＴ１の１次側から２次側へ供給されるエネルギーは、直流電圧Ｖｉｎと、制御信号ＤＳ１のオンＤｕｔｙに基づくＦＥＴ１がオン状態の時間との積によって決定される。

トランスＴ１の補助巻線Ｐ２に誘起されたフォワード電圧は、ダイオードＤ４及びコンデンサＣ４によって整流平滑され、第２のコンデンサであるコンデンサＣ４に充電される。そして、電源制御部３０１のＶＳ端子には、コンデンサＣ４に充電された電圧を抵抗Ｒ３、Ｒ４で分圧した電圧が入力される。上述したように、フォワード電圧は、平滑コンデンサ２０２に充電された直流電圧Ｖｉｎに、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１の巻数ＮＰ１と補助巻線Ｐ２の巻数ＮＰ２との巻数比を乗じた電圧である。そのため、ＶＳ端子には、直流電圧Ｖｉｎに応じた電圧が入力されることになり、直流電圧Ｖｉｎが低下すると、ＶＳ端子に入力される電圧も低下し、直流電圧Ｖｉｎが上昇すると、ＶＳ端子に入力される電圧も上昇する。したがって、電源制御部３０１は、ＶＳ端子に入力される電圧を検知することにより、直流電圧Ｖｉｎを検知することができ、直流電圧Ｖｉｎは、商用交流電源２００から入力される交流電圧を全波整流して生成されるため、交流電圧を検知することができる。そのため、電源制御部３０１は、取得したＶＳ端子の入力電圧に応じて、制御信号ＤＳ１のオンＤｕｔｙを決定することにより、商用交流電源２００から入力される交流電圧が変動しても、効率良く負荷への電力供給を行うことができる。なお、上記実施例では、コンデンサＣ４に充電された電圧が抵抗Ｒ３、Ｒ４によって分圧された電圧がＶＳ端子に入力されていたが、電源制御部３０１の耐圧が高ければ、コンデンサＣ４に充電された電圧をそのまま入力してもよい。

また、電源制御部３０１は、ＦＢ端子に入力されるＦＢ端子電圧を取得し、取得したＦＢ端子電圧に基づいて、ＦＥＴ１のスイッチング動作の要否を判断している。電源制御部３０１は、取得したＦＢ端子電圧が、ＦＥＴ１がスイッチング動作を行うスイッチング開始しきい値より高くなった場合には、ＦＥＴ１のスイッチング動作を行うため、制御信号ＤＳ１をＦＥＴ駆動部３０２に出力する。その後、電源制御部３０１は、取得したＦＢ端子電圧が、ＦＥＴ１がスイッチング動作を停止するスイッチング停止しきい値よりも低くなった場合には、スイッチング動作を停止するため、ＦＥＴ駆動部３０２にローレベルの制御信号ＤＳ１を出力する。なお、スイッチング開始しきい値は、スイッチング停止しきい値よりも高く設定することにより、ヒステリシスを持たせている。電源制御部３０１は、電源装置１０８に接続された負荷が大きい場合には、ＦＥＴ１の連続スイッチング動作を行い、負荷が小さい場合には、ＦＥＴ１の間欠スイッチング動作を行うように、ＦＥＴ１のスイッチング制御を行う。これにより、電源装置１０８に接続された負荷が小さい場合には、ＦＥＴ１のスイッチング損失を低減し、効率良く電力を供給することができる。

また、電源制御部３０１は、取得されたＶＳ端子の入力電圧（以下、ＶＳ端子電圧ともいう）から推定される商用交流電源２００の交流電圧に基づいて、低電圧や高電圧から電源装置を保護する機能を有している（詳細は後述）。更に、電源制御部３０１は、絶縁通信回路３０６を介して、エンジン制御部５００に商用交流電源２００の交流電圧情報やスイッチング電源装置３００の状態情報を送信する（詳細は後述）。

（ＦＥＴ駆動部）
ＦＥＴ駆動部３０２は、電源制御部３０１から出力された制御信号ＤＳ１に応じてＦＥＴ１のスイッチング制御を行う。詳細には、ＦＥＴ駆動部３０２は、電源制御部３０１から出力された制御信号ＤＳ１に応じて、ＦＥＴ１のゲート端子に出力する駆動信号ＤＬを生成し、ＦＥＴ１のゲート端子に出力する。ＦＥＴ１は、ＦＥＴ駆動部３０２から出力される駆動信号ＤＬに応じて、スイッチング動作を行う。また、ＦＥＴ駆動部３０２のＶＣ端子には、トランスＴ１の１次側の補助巻線Ｐ２に誘起された電圧から生成される電源電圧Ｖ１が供給される。

（ＤＣ／ＤＣコンバータ、起動回路）
ＤＣ／ＤＣコンバータ３０４は、３端子レギュレータ又は降圧型スイッチング電源装置であり、ＶＣ端子に入力された電源電圧Ｖ１から電源電圧Ｖ２を生成し、生成された電源電圧Ｖ２をＯＵＴ端子から出力する。起動回路３０３は、３端子レギュレータ又は降圧型スイッチング電源装置であり、ＶＣ端子に入力された直流電圧Ｖｉｎから電源電圧Ｖ１を生成し、生成された電源電圧Ｖ１をＯＵＴ端子から出力する。なお、起動回路３０３は、トランスＴ１の補助巻線Ｐ２に誘起される電圧から生成される電源電圧Ｖ１が所定の電圧以下の場合のみ動作する回路であり、スイッチング電源装置３００の起動時に電源電圧Ｖ１を供給するために用いられる。

［スイッチング電源装置の電圧波形］
（プリンタがプリント状態の場合）
図４は、プリンタ１００がプリント状態の場合のスイッチング電源装置３００における電圧波形を説明する図である。図４（ａ）は、スイッチング電源装置３００が出力する電圧Ｖｏｕｔ（図中、Ｖｏｕｔ電圧と表示）の電圧波形を示し、図４（ｂ）は、電源制御部３０１がＦＥＴ駆動部３０２に出力する制御信号ＤＳ１の信号波形を示している。図４（ｃ）は、電源制御部３０１のＦＢ端子に入力されるＦＢ端子電圧の電圧波形を示し、図４（ｄ）は、電源制御部３０１のＶＳ端子に入力されるＶＳ端子電圧の電圧波形を示している。なお、図４（ｃ）においてＦＢ端子電圧が高い方の一点鎖線は、ＦＥＴ１のスイッチング動作を開始させるスイッチング開始しきい値を示し、ＦＢ端子電圧が低い方の一点鎖線は、ＦＥＴ１のスイッチング動作を停止させるスイッチング停止しきい値を示している。また、後述する図５（ｃ）、図６（ｃ）についても同様である。

プリンタ１００がプリント状態の場合には、スタンバイ状態やスリープ状態の場合に比べて、電源装置１０８から電力供給される負荷が大きいため、図４（ｃ）に示すＦＢ端子電圧はスイッチング開始しきい値を超えた状態となる。そのため、電源制御部３０１は、ＦＥＴ１のスイッチング動作を継続する連続制御を行うため、図４（ｂ）に示すように、連続するＰＷＭ信号で構成された制御信号ＤＳ１をＦＥＴ駆動部３０２に出力する。これにより、ＦＥＴ１が連続スイッチング動作を行っているため、図４（ａ）に示す出力電圧Ｖｏｕｔは一定の電圧が出力され、図４（ｄ）に示すＶＳ端子電圧も一定の電圧となる。

（プリンタがスタンバイ状態の場合）
図５は、プリンタ１００がスタンバイ状態の場合のスイッチング電源装置３００における電圧波形を説明する図である。図５（ａ）～（ｄ）に示す電圧波形の見方は、上述した図４（ａ）～（ｄ）と同様であり、説明を省略する。図５（ｄ）に示す「Ｖｉｎに対応する電圧」は、プリンタ１００がプリント状態の場合で、直流電圧ＶｉｎがトランスＴ１の１次巻線に印加されているときに、電源制御部３０１のＶＳ端子に入力される電圧（図４（ｄ）のＶＳ端子電圧）を示している。なお、後述する図６（ｄ）についても同様である。

プリンタ１００がスタンバイ状態の場合には、プリント状態の場合に比べて、電源装置１０８から電力供給される負荷が小さい。そのため、図５（ｃ）に示すように、ＦＢ端子電圧はスイッチング停止しきい値とスイッチング開始しきい値との間を往復するような電圧波形となる。

図５（ｂ）に示す期間５００は、ＦＢ端子電圧がスイッチング停止しきい値以下になった後の期間であり、制御信号ＤＳ１はローレベルであり、ＦＥＴ１のスイッチング動作は停止している状態である。そのため、図５（ａ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔは、電源装置１０８から電力供給される負荷によって低下する。また、ＶＳ端子には、コンデンサＣ４の充電電圧を抵抗Ｒ３、Ｒ４で分圧された電圧が入力される。期間５００では、ＦＥＴ１のスイッチング動作が停止しているため、コンデンサＣ４の充電電圧は、抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値、及びコンデンサＣ４の容量によって決定される時定数に従って低下し、ＶＳ端子電圧も、図５（ｄ）に示すように低下する。一方、図５（ｃ）に示すように、ＦＢ端子電圧は、出力電圧Ｖｏｕｔの低下に伴って上昇する。

その後、図５（ｂ）に示すように、ＦＢ端子電圧がスイッチング開始しきい値を超えた期間５０１になると、電源制御部３０１はＦＥＴ１のスイッチング動作を行うため、ＰＷＭ信号で構成された制御信号ＤＳ１をＦＥＴ駆動部３０２に出力する。期間５０１では、ＦＥＴ１のスイッチング動作が行われ、トランスＴ１の２次側にエネルギーが供給される。そのため、図５（ａ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔは上昇し、それに伴い、図５（ｃ）に示すように、ＦＢ端子電圧は低下する。

また、このとき、ＦＥＴ１のスイッチング動作によって補助巻線Ｐ２にもフォワード電圧が生成され、コンデンサＣ４の充電電圧が補助巻線Ｐ２の抵抗値とコンデンサＣ４の容量によって決定される時定数に従って、上昇する。そして、ＶＳ端子電圧は、直流電圧Ｖｉｎに対応する電圧、すなわち直流電圧ＶｉｎのトランスＴ１の１次巻線Ｐ１の巻数と補助巻線Ｐ２の巻数との巻数比に応じた電圧を、抵抗Ｒ３、Ｒ４で分圧した電圧まで上昇する。その後、ＦＢ端子電圧がスイッチング停止しきい値以下になると、上述した期間５００のときと同様の動作となる。

（プリンタがスリープ状態の場合）
図６は、プリンタ１００がスリープ状態の場合のスイッチング電源装置３００における電圧波形を説明する図である。図６（ａ）～（ｄ）に示す電圧波形の見方は、上述した図４（ａ）～（ｄ）と同様であり、説明を省略する。

プリンタ１００がスリープ状態の場合には、スタンバイ状態時と同様に、ＦＥＴ１の間欠スイッチング動作が行われる。スリープ状態の場合は、スタンバイ状態の場合に比べて、電源装置１０８から電力供給される負荷がより小さい。そのため、図６（ｂ）に示すように、制御信号ＤＳ１がローレベルの期間６００が、図５（ｂ）に示すスタンバイ状態の場合の期間５００よりも長くなり、ＦＥＴ１のスイッチング動作が停止している期間がスタンバイ状態時よりも長くなる。

期間６００は、図５（ｂ）の期間５００と同様に、図６（ｃ）に示すＦＢ端子電圧がスイッチング停止しきい値以下になった後の期間である。期間６００では、図６（ｂ）に示すように、制御信号ＤＳ１はローレベルであり、ＦＥＴ１のスイッチング動作は停止している状態である。そのため、図６（ａ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔは、電源装置１０８から電力供給される負荷によって低下し、図６（ｃ）に示すように、ＦＢ端子電圧は、出力電圧Ｖｏｕｔの低下に伴って上昇する。なお、電力供給される負荷が小さいため、出力電圧Ｖｏｕｔ、及びＦＢ端子電圧の単位時間あたりの電圧変化は、スタンバイ状態の場合と比べて緩やかになっている。また、ＶＳ端子には、コンデンサＣ４の充電電圧を抵抗Ｒ３、Ｒ４で分圧された電圧が入力される。ＦＥＴ１のスイッチング動作が停止しているため、コンデンサＣ４の充電電圧は、抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値、及びコンデンサＣ４の容量によって決定される時定数に従って低下し、ＶＳ端子電圧も、図６（ｄ）に示すように低下する。

その後、図６（ｂ）に示すように、ＦＢ端子電圧がスイッチング開始しきい値を超えた期間６０１になると、電源制御部３０１はＦＥＴ１のスイッチング動作を行うため、ＰＷＭ信号で構成された制御信号ＤＳ１をＦＥＴ駆動部３０２に出力する。期間６０１では、ＦＥＴ１のスイッチング動作が行われ、トランスＴ１の２次側にエネルギーが供給される。その結果、図６（ａ）に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔは上昇し、それに伴い、図６（ｃ）に示すように、ＦＢ端子電圧は低下する。なお、電力供給される負荷が小さいため、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧に到達するまでの時間が短く、ＦＢ端子電圧がスイッチング停止しきい値まで低下するまでの時間も、スタンバイ状態時に比べると短くなっている。そのため、ＦＥＴ１のオン状態の時間が、スタンバイ状態時に比べて短くなっている。

また、このとき、ＦＥＴ１のスイッチング動作によって補助巻線Ｐ２にもフォワード電圧が生成され、コンデンサＣ４の充電電圧が、補助巻線Ｐ２の抵抗値とコンデンサＣ４の容量によって決定される時定数に従って、上昇する。なお、スリープ状態ではスタンバイ状態と比べ、ＦＥＴ１のスイッチング動作が停止している期間６００の時間が長く、ＦＥＴ１のスイッチング動作が行われる期間６０１の時間が短いため、ＶＳ端子電圧を供給するコンデンサＣ４に充電される電圧が小さくなる。そのため、期間６０１において、ＶＳ端子電圧は、図５（ｄ）に示すスタンバイ状態の場合のように、入力電圧Ｖｉｎに対応する電圧までは上昇しない。

［ＶＳ端子電圧に基づく直流電圧Ｖｉｎの推定］
図５や図６に示すＦＥＴ１の間欠スイッチング制御（間欠制御）の場合には、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間（図５の期間５０１、図６の期間６０１）において、ＶＳ端子電圧が低下する。そのため、電源制御部３０１は、ＶＳ端子電圧に基づいて、正確な直流電圧Ｖｉｎ、すなわち商用交流電源２００の交流電圧を検知することができない。したがって、商用交流電源２００の交流電圧を正確に検知するためには、取得したＶＳ端子電圧の補正を行う必要がある。

上述したように、ＶＳ端子電圧は、コンデンサＣ４の充電電圧を抵抗Ｒ３、Ｒ４で分圧した電圧値であり、ＶＳ端子電圧と分圧比とに基づいて、コンデンサＣ４の充電電圧を算出することができる。更に、コンデンサＣ４の充電電圧は、トランスＴ１の補助巻線Ｐ２に誘起されたフォワード電圧が充電されたものである。フォワード電圧は、上述したように、平滑コンデンサ２０２に充電された直流電圧Ｖｉｎに、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１の巻数ＮＰ１と補助巻線Ｐ２の巻数ＮＰ２との巻数比（ＮＰ２／ＮＰ１）を乗じた電圧である。したがって、直流電圧ＶｉｎがトランスＴ１の１次巻線に印加されたときに、電源制御部３０１のＶＳ端子に入力されるＶＳ端子電圧は、次の（式１）のように表すことができる。
ＶＳ端子電圧＝直流電圧Ｖｉｎ×（補助巻線Ｐ２の巻数ＮＰ２／１次巻線Ｐ１の巻数
ＮＰ１）×（Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４））・・・（式１）
なお、Ｒ３、Ｒ４は、抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値を示し、（Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４））は抵抗Ｒ３、Ｒ４で構成された分圧回路（分圧部）の分圧抵抗比を示している。

（スタンバイ状態の場合の直流電圧Ｖｉｎの推定）
上述したように、プリンタ１００がスタンバイ状態の場合には、ＦＥＴ１のスイッチング動作によって補助巻線Ｐ２にもフォワード電圧が生成され、コンデンサＣ４の充電電圧が上昇する。そして、ＶＳ端子電圧は、（式１）に示すＶＳ端子電圧である、直流電圧Ｖｉｎに対応する電圧まで上昇する。したがって、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間の開始時点（ＦＥＴ１のスイッチング開始期間の終了時点でもある）において、ＶＳ端子電圧は、（式１）に示す直流電圧Ｖｉｎに対応する電圧となっている。

ところが、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間にはコンデンサＣ４は放電され、コンデンサＣ４の電圧は、抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値、及びコンデンサＣ４の容量に基づいた時定数（放電時の時定数）に従って、低下する。そして、ＶＳ端子電圧も同様に、コンデンサＣ４の充電電圧の低下に伴い、低下する。したがって、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間の終了時点におけるＶＳ端子電圧は、次の（式２）のように表すことができる。
ＦＥＴ１のスイッチング停止期間の開始時点におけるＶＳ端子電圧＝
（ＦＥＴ１のスイッチング停止期間の終了時点のＶＳ端子電圧）×
ｅｘｐ（（スイッチング停止期間の時間幅／放電時の時定数））・・・（式２）

（式２）の「ＦＥＴ１のスイッチング停止期間の開始時点のＶＳ端子電圧」は、スタンバイ状態の場合には、上述した（式１）に示す直流電圧Ｖｉｎに対応する電圧が代入される。また、「スイッチング停止期間の時間幅」は、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間の開始から終了までの時間を示している。

スイッチング停止期間終了時に、計測したＶＳ端子電圧、計測したスイッチング停止期間の時間幅、放電時の時定数を（式２）に代入することにより、ＦＥＴ１のスイッチング期間の開始時点におけるＶＳ端子電圧を推測することができる。すなわち、直流電圧Ｖｉｎに対応する電圧を推測することができる。

そして、電源制御部３０１は、取得したＶＳ端子電圧と、上述した（式２）により算出したＶＳ端子電圧との比率に、直流電圧Ｖｉｎの電圧値を乗じることにより、取得したＶＳ端子電圧に対応する直流電圧Ｖｉｎの電圧値を算出することができる。更に、取得したＶＳ端子電圧に対応する、商用交流電源２００から入力される交流電圧の電圧値は、算出された直流電圧Ｖｉｎの電圧値を√２で除することにより算出することができる。これにより、誤った交流電圧の値を計測することを防止することができる。

本実施例では、上述した放電時の時定数を予め計算し、電源制御部３０１のメモリ（不図示）に格納しておき、ＶＳ端子電圧を算出する際に参照するものとする。更に、電源制御部３０１のメモリには、直流電圧Ｖｉｎに対応する電圧を算出するために、設計上の直流電圧Ｖｉｎの電圧値、１次巻線Ｐ１の巻数ＮＰ１及び補助巻線Ｐ２の巻数ＮＰ２、分圧抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値が格納されているものとする。

（スリープ状態の場合の直流電圧Ｖｉｎの推定）
上述したように、プリンタ１００がスリープ状態の場合のＦＥＴ１のスイッチング期間におけるコンデンサＣ４の充電電圧は、直流電圧Ｖｉｎに対応する電圧まで上昇しない。そのため、上述した（式２）におけるＦＥＴ１のスイッチング停止期間の開始時点のＶＳ端子電圧を算出するため、ＦＥＴ１のスイッチング期間の終了時点におけるコンデンサＣ４の電圧を算出する必要がある。

ＦＥＴ１のスイッチング動作が行われるスイッチング期間には、コンデンサＣ４は充電され、コンデンサＣ４の電圧は、トランスＴ１の補助巻線Ｐ２の抵抗値、及びコンデンサＣ４の容量に基づいた時定数（充電時の時定数）に従って上昇する。そして、ＶＳ端子電圧も同様に、コンデンサＣ４の充電電圧の上昇に伴い、上昇する。したがって、ＦＥＴ１のスイッチング期間の終了時点におけるＶＳ端子電圧は、次の（式３）のように表すことができる。
ＦＥＴ１のスイッチング期間の終了時点におけるＶＳ端子電圧＝
（ＦＥＴ１のスイッチング期間の開始時点のＶＳ端子電圧）×
（１－ｅｘｐ（－（スイッチング期間の時間幅／充電時の時定数）））・・（式３）

「スイッチング期間の時間幅」は、ＦＥＴ１のスイッチング期間の開始から終了までの時間を示している。スイッチング期間の開始時点に取得したＶＳ端子電圧、スイッチング期間の時間幅、及び充電時の時定数を（式３）に代入することで、ＦＥＴ１のスイッチング期間の終了時点のＶＳ端子電圧を算出することができる。

本実施例では、スイッチング期間、スイッチング停止期間、ＦＥＴ１のスイッチング期間の開始時点のＶＳ端子電圧を変化させた実験を行い、収集された実験データに基づいたデータが電源制御部３０１のメモリ（不図示）に格納されている。詳細には、電源制御部３０１のメモリには、比率１（スイッチング期間の時間幅／充電時の時定数）、比率２（スイッチング停止期間の時間幅／放電時の時定数）、スイッチング期間の開始時点のＶＳ端子電圧を対応づけたデータが格納されている。更に、スリープ状態におけるスイッチング期間の開始時点のＶＳ端子電圧と、対応する直流電圧Ｖｉｎの電圧値とを対応づけたデータ、充電時の時定数、放電時の時定数も電源制御部３０１のメモリに格納されている。

電源制御部３０１は、スイッチング期間の開始時点のＶＳ端子電圧を取得し、スイッチング期間及びスイッチング停止期間の時間幅を計測する。また、電源制御部３０１は、メモリ（不図示）に格納された充電時の時定数、放電時の時定数を参照して、比率１（スイッチング期間の時間幅／充電時の時定数）、比率２（スイッチング停止期間の時間幅／放電時の時定数）を算出する。そして、電源制御部３０１は、スイッチング期間の開始時点のＶＳ端子電圧、比率１（スイッチング期間の時間幅／充電時の時定数）、比率２（スイッチング停止期間の時間幅／放電時の時定数）に基づいて対応する直流電圧Ｖｉｎの電圧値をメモリより取得する。更に、スイッチング期間の開始時点で取得したＶＳ端子電圧に対応する、商用交流電源２００から入力される交流電圧の電圧値は、メモリより取得した直流電圧Ｖｉｎの電圧値を√２で除することにより算出することができる。

以上説明したように、電源制御部３０１は、取得したＶＳ端子電圧、分圧抵抗比、放電時及び充電時の時定数、スイッチング停止期間及びスイッチング期間の時間幅に基づいて、商用交流電源２００から入力される交流電圧を精度よく推定することができる。なお、本実施例では、ＶＳ端子電圧を取得するタイミングをＦＥＴ１のスイッチング期間の開始時点としているが、このタイミングに限定されるものではない。また、本実施例では、電源制御部３０１は、スイッチング停止期間の時間幅をタイマ（不図示）を用いて計測する。また、電源制御部３０１は、スイッチング期間の時間幅を、制御信号ＤＳ１のスイッチング周期（信号周期）とスイッチング回数（制御信号ＤＳ１の出力回数）を用いて算出しているが、タイマ（不図示）で計測する方法でもよい。

［電源装置の保護］
電源制御部３０１は、取得したＶＳ端子電圧に基づいて算出された直流電圧Ｖｉｎに対応する交流電圧が、所定の電圧範囲から外れている電圧異常時には、電源装置１０８を保護する保護機能を有している。本実施例の低電圧保護機能は、算出された直流電圧Ｖｉｎに対応する交流電圧が予め決められている低電圧しきい値以下の場合には、スイッチング素子を保護するためにスイッチング動作を停止させる機能である。一方、本実施例の高電圧保護機能は、算出された直流電圧Ｖｉｎに対応する交流電圧が予め決められている高電圧しきい値以上の場合には、スイッチング素子を保護するためにスイッチング動作を停止させる機能である。電源制御部３０１は、ＦＥＴ１の間欠スイッチング動作時においても、低電圧保護機能及び高電圧保護機能により、商用交流電源２００から入力される交流電圧の電圧異常から電源装置１０８を保護することができる。

［エンジン制御部との通信］
電源制御部３０１は、絶縁通信回路３０６を介して、エンジン制御部５００との通信が可能であり、算出した商用交流電源２００の交流電圧情報や電源装置の状態情報をエンジン制御部５００に送信する。電源制御部３０１は、商用交流電源２００の交流電圧情報として、ＶＳ端子から取得したＶＳ端子電圧に基づいて算出した直流電圧Ｖｉｎに対応する交流電圧情報を送信する。また、電源制御部３０１は、上述した電源装置の保護機能によってスイッチング動作を停止させた場合には、エンジン制御部５００等に電力供給が行われなくなり、プリンタ１００は動作停止する。そのため、電源制御部３０１は、電源装置の状態情報として、交流電圧の異常により低電圧保護機能又は高電圧保護機能が起動されたという情報をメモリ（不図示）に格納する。そして、電源制御部３０１は、電源装置１０８が正常に起動され、エンジン制御部５００等への電力供給が再開された際に、メモリに格納された情報をエンジン制御部５００に送信する。

絶縁通信回路３０６による通信は、例えばＩ２Ｃ（Ｉｎｔｅｒ－ＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔ）方式やＵＡＲＴ方式などの一般的な通信方式でもよい。また、例えば、絶縁通信回路３０６に、１次側と２次側を絶縁するフォトカプラと、フォトカプラの２次側にエンジン制御部５００と接続されたコンデンサを設ける。そして、電源制御部３０１は交流電圧情報等のデータを含むＰＷＭ信号をフォトカプラに出力して、フォトカプラの２次側に接続されたコンデンサの充放電を行い、コンデンサの電圧を制御する。一方、エンジン制御部５００は、コンデンサの出力電圧をＡ／Ｄ変換（アナログ／デジタル変換）してデータを受信する方法でもよい。更に、絶縁通信回路３０６に無線通信機能を設けて、エンジン制御部５００に無線により情報を伝達する方法でもよい。

エンジン制御部５００は、電源制御部３０１より受信した商用交流電源２００の交流電圧情報に基づいて、定着器１０６の定着制御を行ってもよいし、受信した商用交流電源２００の交流電圧情報に基づいて、電圧異常が発生していないかどうか判断してもよい。更に、エンジン制御部５００は、受信した各種情報のうち、必要な情報を表示部５０１に表示させてもよいし、プリンタ１００の外部に設けられたサーバにアップロードしてもよい。また、本実施例では、電源制御部３０１が、取得したＶＳ端子電圧に基づいて直流電圧Ｖｉｎの算出を行っている。例えば、電源制御部３０１は、取得したＶＳ端子電圧の電圧情報を、絶縁通信回路３０６を介してエンジン制御部５００へ送信し、エンジン制御部５００が、受信したＶＳ端子電圧の電圧情報に基づいて、直流電圧Ｖｉｎの推定を行うようにしてもよい。

以上説明したように、本実施例によれば、間欠スイッチング制御時における交流電圧の検知精度を向上させることができる。

実施例１では、スイッチング電源装置の電源制御部が、トランスの１次側の補助巻線に誘起された電圧を分圧した端子電圧に基づいて、商用交流電源の交流電圧を推定する実施例について説明した。実施例２では、画像形成装置のエンジン制御部が、トランスの２次側の補助巻線に誘起された電圧に基づいて、商用交流電源の交流電圧を推定する実施例について説明する。なお、本実施例の画像形成装置であるプリンタ１００、電源装置１０８の構成については、実施例１と同様であり、同じ装置には同じ符号を用いることにより、説明を省略する。

［スイッチング電源装置３００の構成］
図７は、実施例２におけるスイッチング電源装置３００の回路構成を示す回路図である。図７に示す回路図は、実施例１の図３に示すスイッチング電源装置３００の回路図と比べて、次の点が異なる。すなわち、トランスＴ１がトランスＴ２になり、トランスＴ２の２次側に補助巻線Ｓ２を有している点が異なる。更に、補助巻線Ｓ２には、ダイオードＤ１２、コンデンサＣ１２を有する整流平滑回路、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２を有する抵抗分圧回路、及びエンジン制御部５００への信号ラインを有している点が異なる。なお、図７において、トランスＴ２の黒丸は、各巻線の巻方向を示している。更に、図７に示す回路図は、実施例１の図３に示す回路図と比べて、電源制御部３０１が電源制御部７０１となり、エンジン制御部５００との通信を行う絶縁通信回路３０６が削除されている点が異なる。

図７において、スイッチング電源装置３００は、１次側に１次巻線Ｐ１、補助巻線Ｐ２を有し、２次側に２次巻線Ｓ１、補助巻線Ｓ２を有する絶縁型のトランスＴ２を備えている。トランスＴ２の１次巻線Ｐ１、２次巻線Ｓ１、補助巻線Ｐ２の構成は、実施例１の図３に示すトランスＴ１と同様であり、説明を省略する。また、補助巻線Ｐ２及び２次巻線Ｓ１の整流平滑回路、電源制御部７０１のＶＳ端子の抵抗分圧回路の構成も、実施例１の図３と同様であり、説明を省略する。更に、ＦＥＴ駆動部３０２、起動回路３０３、ＤＣ／ＤＣコンバータ３０４、フィードバック部３０５の構成も、実施例１の図３と同様であり、説明を省略する。

また、電源制御部７０１の構成は、実施例１の図３に示す絶縁通信回路３０６と接続された端子が削除された点を除き、実施例１の電源制御部３０１と同様の構成であり、説明を省略する。なお、本実施例の電源制御部７０１は、エンジン制御部５００との通信を行う通信ラインを有していないが、実施例１と同様に、エンジン制御部５００と接続された絶縁通信回路３０６を設け、エンジン制御部５００との通信を行うようにしてもよい。

図７において、トランスＴ２の補助巻線Ｓ２は、１次巻線Ｐ１と巻方向が同じである。そのため、トランスＴ２の補助巻線Ｓ２には、１次巻線Ｐ１に印加された直流電圧Ｖｉｎのフォワード電圧が誘起され、誘起された電圧をダイオードＤ１２及びコンデンサＣ１２で構成された整流平滑回路が整流平滑し、直流電圧Ｖ３が生成される。そして、生成された直流電圧Ｖ３は、コンデンサＣ１２に充電されるとともに、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２によって分圧され、分圧された電圧はＶＳ２電圧として信号ラインを介して、エンジン制御部５００に出力される。出力されたＶＳ２電圧は、エンジン制御部５００のＣＰＵ（不図示）のＡ／Ｄ端子に入力され、エンジン制御部５００はＶＳ２電圧の電圧値を取得する。ＶＳ２電圧は、１次巻線Ｐ１に印加された直流電圧Ｖｉｎと、１次巻線Ｐ１の巻数と補助巻線Ｓ２の巻数との巻数比と、に応じて誘起された電圧が、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２によって分圧された電圧である。後述するように、エンジン制御部５００は、Ａ／Ｄ端子に入力されたＶＳ２電圧の電圧値を取得することにより、取得したＶＳ２電圧に基づいて直流電圧Ｖｉｎの電圧を算出（推定）することができる。これにより、エンジン制御部５００は、実施例１のように電源制御部３０１からの電圧情報の提供がなくても、算出した直流電圧Ｖｉｎの電圧情報を用いて、商用交流電源２００の交流電圧を使用した制御（例えば定着器１０６の温度制御等）を行うことができる。

また、エンジン制御部５００は、スイッチング電源装置３００が電圧異常等によりＦＥＴ１のスイッチング動作を停止させて電力供給を遮断する直前に取得したＶＳ２電圧に基づいて算出した直流電圧Ｖｉｎを、不揮発性メモリ（不図示）に格納する。エンジン制御部５００は、プリンタ１００が再起動された際に、不揮発性メモリ（不図示）に格納された直流電圧Ｖｉｎの電圧情報を読み出し、スイッチング電源装置３００が電圧異常によりスイッチング動作を停止したかどうか判断することができる。また、エンジン制御部５００は、不揮発性メモリ（不図示）に格納した直流電圧Ｖｉｎの電圧情報を、プリンタ１００の外部に設置されたサーバにアップロードして、遠隔制御で直流電圧Ｖｉｎに起因して動作停止したかどうかを判断してもよい。

［スイッチング電源装置の電圧波形］
図８は、プリンタ１００がプリント状態、スタンバイ状態、スリープ状態の場合のスイッチング電源装置３００から出力されるＶＳ２電圧の電圧波形を説明する図である。図８（ａ）はプリンタ１００がプリント状態の場合のＶＳ２電圧の電圧波形を示し、図８（ｂ）はプリンタ１００がスタンバイ状態の場合のＶＳ２電圧の電圧波形を示し、図８（ｃ）はプリンタ１００がスリープ状態の場合のＶＳ２電圧の電圧波形を示している。図８（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の縦軸はＶＳ２電圧の電圧を示し、横軸は時間を示す。また、図８（ｂ）、（ｃ）に示す「Ｖｉｎに対応する電圧」は、プリンタ１００がプリント状態の場合で、直流電圧ＶｉｎがトランスＴ２の１次巻線に印加されているときに、信号ラインに出力される電圧（図８（ａ）のＶＳ２電圧）を示している。なお、プリンタ１００がプリント状態、スタンバイ状態、スリープ状態のときのスイッチング電源装置３００が出力する電圧Ｖｏｕｔ、制御信号ＤＳ１、ＦＢ端子電圧の電圧波形は、それぞれ実施例１の図４、５、６と同様であり、説明を省略する。

（プリンタがプリント状態の場合）
プリンタ１００がプリント状態の場合には、実施例１の図４（ｂ）に示すように、電源制御部７０１は、連続するＰＷＭ信号で構成される制御信号ＤＳ１をＦＥＴ駆動部３０２に出力する。そのため、プリンタ１００がプリント状態の場合は、ＦＥＴ１は連続スイッチング動作を行っており、補助巻線Ｓ２にはＦＥＴ１のスイッチング動作の１周期毎にエネルギーが供給される。そして、コンデンサＣ１２には、入力電圧Ｖｉｎと、１次巻線Ｐ１の巻数と補助巻線Ｓ２の巻数の巻数比に応じた電圧が充電される。その結果、図８（ａ）に示すように、ＶＳ２電圧は、コンデンサＣ１２に充電された電圧（電圧Ｖ３）を抵抗Ｒ１１、Ｒ１２によって分圧された電圧となる。

（プリンタがスタンバイ状態の場合）
プリンタ１００がスタンバイ状態の場合には、実施例１の図５（ｂ）に示すように、ＦＥＴ１は間欠スイッチング動作を行う。そのため、制御信号ＤＳ１が出力され、ＦＥＴ１がスイッチング動作を行うスイッチング期間と、制御信号ＤＳ１が出力されず、ＦＥＴ１がスイッチング動作を停止するスイッチング停止期間とが交互に繰り返される。そして、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間では、コンデンサＣ１２の充電電圧は、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２の抵抗値、及びコンデンサＣ１２の容量によって決定される時定数に従って、低下する。そして、ＶＳ２電圧は、コンデンサＣ１２の充電電圧を抵抗Ｒ１１、Ｒ１２で分圧された電圧が出力される。

一方、ＦＥＴ１がスイッチング動作を行うスイッチング期間では、ＦＥＴ１のスイッチング動作によって補助巻線Ｓ２にもフォワード電圧が生成される。そして、コンデンサＣ１２の充電電圧は、補助巻線Ｓ２の抵抗値とコンデンサＣ１２の容量によって決定される時定数に従って、上昇する。その結果、ＶＳ２電圧は、直流電圧Ｖｉｎに対応する電圧、すなわち直流電圧ＶｉｎのトランスＴ１の１次巻線Ｐ１の巻数と補助巻線Ｓ２の巻数との巻数比に応じた電圧を抵抗Ｒ１１、Ｒ１２で分圧した電圧まで上昇する。

（プリンタがスリープ状態の場合）
プリンタ１００がスリープ状態の場合には、実施例１の図６（ｂ）に示すように、ＦＥＴ１は間欠スイッチング動作を行う。そのため、スタンバイ状態と同様に、ＦＥＴ１がスイッチング動作を行う期間と、ＦＥＴ１がスイッチング動作を停止する期間とが交互に繰り返されるが、ＦＥＴ１がスイッチング動作を停止する期間は、スタンバイ状態の場合よりも長くなる。ＦＥＴ１のスイッチング停止期間では、図８（ｃ）に示すように、上述したスタンバイ状態の場合と同様に、コンデンサＣ１２の充電電圧は、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２の抵抗値、及びコンデンサＣ１２の容量によって決定される時定数に従って、低下する。そして、ＶＳ２電圧は、コンデンサＣ１２の充電電圧を抵抗Ｒ１１、Ｒ１２で分圧された電圧が出力される。

一方、ＦＥＴ１がスイッチング動作を行うスイッチング期間では、上述したスタンバイ状態の場合と同様に、コンデンサＣ１２の充電電圧が補助巻線Ｓ２の抵抗値とコンデンサＣ１２の容量によって決定される時定数に従って、上昇する。ところが、スリープ状態の場合には、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間が長く、スイッチング期間が短い。そのため、ＶＳ２電圧は、直流電圧ＶｉｎのトランスＴ１の１次巻線Ｐ１の巻数と補助巻線Ｓ２の巻数との巻数比に応じた電圧を抵抗Ｒ１１、Ｒ１２で分圧した電圧までは上昇しない。

［ＶＳ２電圧に基づく直流電圧Ｖｉｎの推定］
図８（ｂ）、（ｃ）に示すように、電源制御部７０１がＦＥＴ１の間欠スイッチング動作の制御を行っている場合には、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間において、ＶＳ２電圧が低下する。そのため、エンジン制御部５００は、ＶＳ２電圧に基づいて、正確な直流電圧Ｖｉｎ、すなわち商用交流電源２００の交流電圧を検知することができない。したがって、商用交流電源２００の交流電圧を正確に検知するためには、取得したＶＳ２電圧の補正を行う必要がある。

上述したように、ＶＳ２電圧は、コンデンサＣ１２の充電電圧を抵抗Ｒ１１、Ｒ１２で分圧した電圧値であり、ＶＳ２電圧と分圧比とに基づいて、コンデンサＣ１２の充電電圧を算出することができる。更に、コンデンサＣ１２の充電電圧は、トランスＴ２の補助巻線Ｓ２に誘起されたフォワード電圧が充電されたものである。フォワード電圧は、上述したように、平滑コンデンサ２０２に充電された直流電圧Ｖｉｎに、トランスＴ２の１次巻線Ｐ１の巻数と補助巻線Ｓ２の巻数との巻数比を乗じた電圧である。したがって、直流電圧ＶｉｎがトランスＴ１の１次巻線に印加されたときに、エンジン制御部５００のＡ／Ｄ端子に入力されるＶＳ２電圧は、次の（式４）のように表すことができる。
ＶＳ２電圧＝直流電圧Ｖｉｎ×（補助巻線Ｓ２の巻数／１次巻線Ｐ１の巻数）
×（Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２））・・・（式４）
なお、Ｒ１１、Ｒ１２は、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２の抵抗値を示し、（Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２））は抵抗Ｒ１１、Ｒ１２で構成された分圧回路の分圧抵抗比を示している。

（スタンバイ状態の場合の直流電圧Ｖｉｎの推定）
プリンタ１００がスタンバイ状態の場合には、ＦＥＴ１のスイッチング動作によって補助巻線Ｓ２にもフォワード電圧が生成され、コンデンサＣ１２の充電電圧が上昇する。そして、ＶＳ２電圧は、（式４）に示すＶＳ２電圧である、直流電圧Ｖｉｎに対応する電圧まで上昇する。したがって、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間の開始時点（ＦＥＴ１のスイッチング期間の終了時点でもある）において、ＶＳ２電圧は、（式４）に示す直流電圧Ｖｉｎに対応する電圧となっている。

ところが、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間にはコンデンサＣ１２は放電され、コンデンサＣ１２の電圧は、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２の抵抗値、及びコンデンサＣ１２の容量に基づいた時定数（放電時の時定数）に従って、低下する。そして、ＶＳ２電圧も同様に、コンデンサＣ１２の充電電圧の低下に伴い、低下する。したがって、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間の終了時点におけるＶＳ２電圧は、次の（式５）のように表すことができる。
ＦＥＴ１のスイッチング停止期間の開始時点におけるＶＳ２電圧＝
（ＦＥＴ１のスイッチング停止期間の終了時点のＶＳ２電圧）×
ｅｘｐ（（スイッチング停止期間の時間幅／放電時の時定数））・・・（式５）

（式５）の「ＦＥＴ１のスイッチング停止期間の開始時点のＶＳ２電圧」は、スタンバイ状態の場合には、上述した（式１）に示す直流電圧Ｖｉｎに対応する電圧が代入される。また、「スイッチング停止期間の時間幅」は、ＦＥＴ１のスイッチング停止期間の開始から終了までの時間を示している。

スイッチング停止期間終了時に、計測したＶＳ２端子電圧、計測したスイッチング停止期間の時間幅、放電時の時定数を（式２）に代入することにより、ＦＥＴ１のスイッチング期間の開始時点におけるＶＳ端子電圧を推測することができる。すなわち、直流電圧Ｖｉｎに対応する電圧を推測することができる。なお、スイッチング停止期間の時間は、ＶＳ２端子が下降している時間をタイマで計測する。

そこで、エンジン制御部５００は、スイッチング期間の開始時点においてＡ／Ｄ端子に入力されるＶＳ２電圧を取得する。そして、エンジン制御部５００は、取得したＶＳ２電圧と、上述した（式５）により算出したＶＳ２電圧との比率に、直流電圧Ｖｉｎの電圧値を乗じることにより、取得したＶＳ２電圧に対応する直流電圧Ｖｉｎの電圧値を算出することができる。更に、取得したＶＳ２電圧に対応する、商用交流電源２００から入力される交流電圧の電圧値は、算出された直流電圧Ｖｉｎの電圧値を√２で除することにより算出することができる。これにより、誤った交流電圧の値を計測することを防止することができる。

本実施例では、上述した放電時の時定数を予め計算し、エンジン制御部５００の不揮発性メモリ（不図示）に格納しておき、ＶＳ２電圧を算出する際に参照するものとする。更に、エンジン制御部５００の不揮発性メモリには、直流電圧Ｖｉｎに対応する電圧を算出するために、設計上の直流電圧Ｖｉｎの電圧値、１次巻線Ｐ１の巻数及び補助巻線Ｓ２の巻数、分圧抵抗Ｒ１１、Ｒ１２の抵抗値が格納されているものとする。

（スリープ状態の場合の直流電圧Ｖｉｎの推定）
上述したように、プリンタ１００がスリープ状態の場合のＦＥＴ１のスイッチング期間におけるコンデンサＣ１２の充電電圧は、直流電圧Ｖｉｎに対応する電圧まで上昇しない。そのため、上述した（式５）におけるＦＥＴ１のスイッチング停止期間の開始時点のＶＳ２電圧を算出するため、ＦＥＴ１のスイッチング期間の終了時点におけるコンデンサＣ１２の電圧を算出する必要がある。

ＦＥＴ１のスイッチング動作が行われるスイッチング期間には、コンデンサＣ１２は充電され、コンデンサＣ１２の電圧は、トランスＴ１の補助巻線Ｓ２の抵抗値、及びコンデンサＣ１２の容量に基づいた時定数（充電時の時定数）に従って上昇する。そして、ＶＳ２電圧も同様に、コンデンサＣ１２の充電電圧の上昇に伴い、上昇する。したがって、ＦＥＴ１のスイッチング期間の終了時点におけるＶＳ２電圧は、次の（式６）のように表すことができる。
ＦＥＴ１のスイッチング期間の終了時点におけるＶＳ２電圧＝
（ＦＥＴ１のスイッチング期間の開始時点のＶＳ２電圧）×
（１－ｅｘｐ（－（スイッチング期間の時間幅／充電時の時定数）））・・（式６）

「スイッチング期間の時間幅」は、ＦＥＴ１のスイッチング期間の開始から終了までの時間を示している。スイッチング期間の開始時点に取得したＶＳ２電圧、スイッチング期間の時間幅、及び充電時の時定数を（式６）に代入することで、ＦＥＴ１のスイッチング期間の終了時点のＶＳ２電圧を算出することができる。

本実施例では、スイッチング期間、スイッチング停止期間、ＦＥＴ１のスイッチング期間の開始時点のＶＳ２電圧を変化させた実験を行い、収集された実験データに基づいたデータがエンジン制御部５００の不揮発性メモリ（不図示）に格納されている。詳細には、エンジン制御部５００の不揮発性メモリには、比率１（スイッチング期間の時間幅／充電時の時定数）、比率２（スイッチング停止期間の時間幅／放電時の時定数）、スイッチング期間の開始時点のＶＳ２電圧を対応づけたデータが格納されている。更に、スリープ状態におけるスイッチング期間の開始時点のＶＳ２電圧と、対応する直流電圧Ｖｉｎの電圧値とを対応づけたデータ、充電時の時定数、放電時の時定数もエンジン制御部５００の不揮発性メモリに格納されている。

エンジン制御部５００は、Ａ／Ｄ端子を介して、スイッチング期間の開始時点のＶＳ２電圧を取得し、スイッチング期間及びスイッチング停止期間の時間幅を計測する。また、エンジン制御部５００は、不揮発性メモリ（不図示）に格納された充電時の時定数、放電時の時定数を参照して、比率１（スイッチング期間の時間幅／充電時の時定数）、比率２（スイッチング停止期間の時間幅／放電時の時定数）を算出する。そして、エンジン制御部５００は、スイッチング期間の開始時点のＶＳ２電圧、比率１（スイッチング期間の時間幅／充電時の時定数）、比率２（スイッチング停止期間の時間幅／放電時の時定数）に基づいて、直流電圧Ｖｉｎを不揮発性メモリより取得する。更に、スイッチング期間の開始時点で取得したＶＳ２電圧に対応する、商用交流電源２００から入力される交流電圧の電圧値は、不揮発性メモリより取得した直流電圧Ｖｉｎの電圧値を√２で除することにより算出することができる。

以上説明したように、エンジン制御部５００は、取得したＶＳ２電圧、分圧抵抗比、放電時及び充電時の時定数、スイッチング停止期間及びスイッチング期間の時間幅に基づいて、商用交流電源２００から入力される交流電圧を精度よく推定することができる。なお、本実施例では、ＶＳ２電圧を取得するタイミングをＦＥＴ１のスイッチング期間の開始時点としているが、このタイミングに限定されるものではない。

また、本実施例では、スイッチング停止期間及びスイッチング期間の時間幅は、エンジン制御部５００のタイマ（不図示）を用いて計測する。詳細には、エンジン制御部５００のＣＰＵ（不図示）のＡ／Ｄ端子に入力されるＶＳ２電圧を取得し、今回取得したＶＳ２電圧と前回取得したＶＳ２電圧との電圧変化に応じて、タイマによる時間測定を開始又は終了する。すなわち、エンジン制御部５００は、今回取得したＶＳ２電圧が前回取得したＶＳ２電圧よりも高い場合には、タイマが作動していない場合にはスイッチング期間の開始、タイマが作動中の場合にはスイッチング停止期間の終了と判断してタイマの計測処理を行う。一方、エンジン制御部５００は、今回取得したＶＳ２電圧が前回取得したＶＳ２電圧よりも低い場合には、タイマが作動中の場合にはスイッチング期間の終了、タイマが作動していない場合にはスイッチング停止期間の開始と判断して、タイマの計測処理を行う。

以上説明したように、エンジン制御部５００は、取得したＶＳ２電圧、分圧抵抗比、放電時及び充電時の時定数、スイッチング停止期間、及びスイッチング期間の時間幅を用いて、直流電圧Ｖｉｎの電圧値を推定（算出）することができる。そして、スイッチング電源装置３００がＦＥＴ１の間欠スイッチング制御を行っている場合でも、推定した直流電圧Ｖｉｎの電圧値に基づいて、商用交流電源２００から電源装置１０８に入力される交流電圧を精度よく推定することができる。

以上説明したように、本実施例によれば、間欠スイッチング制御時における交流電圧の検知精度を向上させることができる。

１ ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）
３０１ 電源制御部
３０５ フィードバック部
Ｔ１ トランス

Claims (10)

1. １次巻線、２次巻線、及び補助巻線を有するトランスと、
   入力される交流電圧を整流平滑する第１の整流平滑部と、
   スイッチング動作により前記第１の整流平滑部から前記１次巻線への電力の供給又は遮断を行うスイッチング素子と、
   前記スイッチング動作を制御する制御手段と、
   前記補助巻線に誘起される電圧を整流平滑する第２の整流平滑部と、
   前記２次巻線から出力される電圧をフィードバックするフィードバック手段と、
   を備え、
   前記制御手段は、前記スイッチング動作を行うスイッチング期間と前記スイッチング動作を停止させる停止期間とを繰り返す間欠制御を行うことが可能であり、
   前記制御手段は、前記停止期間の長さを計測する計測部を含み、
   前記スイッチング期間において、前記制御手段は前記スイッチング素子の前記スイッチング動作を所定の回数、実施すると前記停止期間に移行し、前記停止期間において、前記制御手段は前記フィードバック手段から出力される電圧に基づいて、前記２次巻線から出力される電圧が目標電圧よりも低下したと判断すると、前記スイッチング期間に移行し、
   前記制御手段は、前記第２の整流平滑部の出力電圧と、前記計測部によって計測された前記停止期間の長さと、に基づいて、前記交流電圧の電圧値を推定することを特徴とする電源装置。
2. 分圧抵抗を有し、前記第２の整流平滑部から出力される電圧を前記分圧抵抗で分圧し、前記制御手段に出力する分圧部を備え、
   前記制御手段は、前記分圧部の出力電圧と、前記スイッチング期間及び前記停止期間の長さと、前記第２の整流平滑部の前記スイッチング期間及び前記停止期間における時定数と、前記分圧抵抗の分圧比と、前記１次巻線の巻数と前記補助巻線の巻数との巻数比と、に基づいて、前記交流電圧の電圧値を推定することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記停止期間における前記第２の整流平滑部の時定数は、前記第２の整流平滑部に含まれる第２のコンデンサの容量と、前記分圧抵抗の抵抗値と、により決定されることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 前記スイッチング期間における前記第２の整流平滑部の時定数は、前記第２のコンデンサの容量と、前記補助巻線の抵抗値と、により決定されることを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
5. 前記制御手段は、前記フィードバック手段から出力される電圧に応じて、前記スイッチング素子の前記スイッチング動作を制御することを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
6. 前記制御手段は、推定した前記交流電圧の電圧値が低電圧しきい値以下の場合、又は高電圧しきい値以上の場合には、前記スイッチング素子の前記スイッチング動作を停止することを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
7. 記録材に画像形成を行う画像形成部と、
   前記画像形成部を制御する制御部と、
   前記画像形成部、及び前記制御部に電力を供給する請求項２から請求項６のいずれか１項に記載の電源装置と、
   を備え、
   前記制御部は、前記画像形成部を制御して記録材に画像形成を行うプリント状態と、前記プリント状態に遷移が可能なスタンバイ状態と、消費電力を低減するスリープ状態と、を切替え可能であることを特徴とする画像形成装置。
8. 前記制御手段は、前記スタンバイ状態の場合には、前記停止期間の終了時点における前記分圧部の出力電圧と、前記停止期間の長さと、前記停止期間における前記第２の整流平滑部の時定数と、に基づいて、前記停止期間の開始時点における前記分圧部の出力電圧を算出し、算出した前記分圧部の出力電圧と前記スイッチング期間の開始時点において取得した前記分圧部の出力電圧とに基づいて、前記交流電圧の電圧値を推定することを特徴とする請求項７に記載の画像形成装置。
9. 前記停止期間の開始時点における前記分圧部の出力電圧は、前記第１の整流平滑部に含まれる第１のコンデンサが前記１次巻線に出力する電圧と、前記１次巻線の巻数と前記補助巻線の巻数との巻数比と、前記分圧抵抗の分圧比と、基づいて算出されることを特徴とする請求項８に記載の画像形成装置。
10. 記録材に画像形成を行う画像形成部と、前記画像形成部を制御する制御部と、前記画像形成部、及び前記制御部に電力を供給する電源装置と、を備え、
    前記制御部は、前記画像形成部を制御して記録材に画像形成を行うプリント状態と、前記プリント状態に遷移が可能なスタンバイ状態と、消費電力を低減するスリープ状態と、を切替え可能である画像形成装置であって、
    前記電源装置は、
    １次巻線、２次巻線、及び補助巻線を有するトランスと、
    入力される交流電圧を整流平滑する第１の整流平滑部と、
    スイッチング動作により前記第１の整流平滑部から前記１次巻線への電力の供給又は遮断を行うスイッチング素子と、
    前記スイッチング動作を制御する制御手段と、
    前記補助巻線に誘起される電圧を整流平滑する第２の整流平滑部と、
    前記２次巻線から出力される電圧をフィードバックするフィードバック手段と、
    を備え、
    前記制御手段は、前記スイッチング動作を行うスイッチング期間と前記スイッチング動作を停止させる停止期間とを繰り返す間欠制御を行うことが可能であり、
    前記制御手段は、前記停止期間の長さを計測する計測部を含み、
    前記スイッチング期間において、前記制御手段は前記スイッチング素子の前記スイッチング動作を所定の回数、実施すると前記停止期間に移行し、前記停止期間において、前記制御手段は前記フィードバック手段から出力される電圧に基づいて、前記２次巻線から出力される電圧が目標電圧よりも低下したと判断すると、前記スイッチング期間に移行し、
    前記制御手段は、前記第２の整流平滑部の出力電圧と、前記計測部によって計測された前記停止期間の長さと、に基づいて、前記交流電圧の電圧値を推定することを特徴とする画像形成装置。

Images